JP2005136588A - 圧電薄膜共振器、フィルタ、フィルタバンク、フィルタバンク一体型電力増幅器および高周波通信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 フィルタの狭帯域化を実現できる小型の圧電薄膜共振器、この圧電薄膜共振器を備えるフィルタ、このフィルタを備えるフィルタバンク、このフィルタバンクを備え、効率に優れるフィルタバンク一体型電力増幅器、および、上記フィルタバンクと上記フィルタバンク一体型電力増幅器とを備える高周波通信装置を提供する。
【解決手段】 下部電極１０５と上部電極１０６との間に、圧電膜１０７と並列に誘電体膜１０８を配置する。このようにして、圧電膜１０７に隣接する部分に下部電極１０５の一部、上部電極１０６の一部および誘電体膜１０８とから成るMIMキャパシタンス成分を備える圧電薄膜共振器を形成する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、圧電薄膜共振器（ＦＢＡＲ：Film Bulk Acoustic Resonator）、その圧電薄膜共振器を用いたＲＦ帯チャネル選択のフィルタ、そのフィルタを用いたフィルタバンク、そのフィルタバンクを用いたフィルタバンク一体型電力増幅器、および、そのフィルタバンク一体型電力増幅器と上記フィルタバンクとを用いた高周波通信装置に関する。

図３の模式図に示すような、ある程度広いシステム帯域３０９の中に複数の狭い通信チャネル３０５〜３０８が配置されている周波数配置に従う高周波通信装置は、従来、フィルタリング方法として、所望の通信チャネル（上記通信チャネル３０５〜３０８の内のいずれか）のみを直接フィルタリングして抽出するフィルタリング方法を使用せず、第１段階としてＲＦ帯でシステム帯域３０９をフィルタリングした後、第２段階としてＩＦ帯以降で所望の通信チャネルをフィルタリングする２段階フィルタリング方式を使用している。

というのも、一般的に高周波通信装置は、周波数の利用効率を高めるために、通信チャネル３０５〜３０８が、かなり狭帯域化（例えば比帯域幅０.１%オーダ）されているので、上記２段階フィルタリング方式以外のフィルタリング方式を採用した場合、現在実際に使用されている低コストで小型のフィルタ部品を用いると、信号の十分な急峻度が得られないためである。

このように、高周波通信装置においては、現実のフィルタ部品の性能の限界によって、回路構成が束縛されているのである。

このように、フィルタ部品は、高周波通信装置の回路構成に多大な影響を及ぼしているが、近年、フィルタ部品として、圧電薄膜共振器（例えば、日経ＢＰ社刊、日経エレクトロニクス２００３−３−３１号ｐ.１５２−１５９の記事「５ＧＨｚ帯ではＦＢＡＲフィルタが最適（下）」（非特許文献１）を参照）と呼ばれる新技術が開発され、１〜１０ＧＨｚ程度の周波数帯において極めて高性能の小型フィルタを実現できる等の理由により、注目されるようになっている。

図８（Ａ）は、単位共振器としての従来の圧電薄膜共振器を、基板の上方からみた平面図であり、図８（Ｂ）は、図８（Ａ）のＣ−Ｃ線断面図である。

図８に示すように、この圧電薄膜共振器は、Ｓｉ等の適当な材料から成る支持基板９０１の上に、先ず下部電極９０５を成膜・パターニングした後、圧電膜９０７を成膜・パターニングし、続いて上部電極９０６を成膜・パターニングすることによって、形成されている。

上記上部電極９０６は、支持基板９０１の表面方向における下部電極９０５から離れる側に凸部である端子９０３を有し、下部電極９０５は、上部電極９０６から離れる側に凸部である端子９０２を有している。また、上記上部電極９０６と下部電極９０５とは、これらの間に配置される圧電膜９０７によって、直接接触しないようになっており（間接接触しており）、圧電膜９０７によって、直流電気的に分離されている。

また、図８（Ｂ）に示すように、支持基板９０１における圧電膜９０７の直下の付近には、圧電膜９０７の機械的振動を阻害しないように、キャビティ９０４が形成されている。上記下部電極９０５は、キャビティ９０４が形成されていない支持基板９０１上からキャビティ９０４の一部を覆うように配置されており、キャビティ９０４における下部基板９０５に覆われなかった部分は、下部基板９０５上から延びて支持基板９０１方向に折り曲げられた圧電膜９０７によって覆われている。また、上記圧電膜９０７は、上部電極９０６の端子９０３側のキャビティ９０４が形成されていない支持基板９０１の部分まで延びている。また、上記上部電極９０６は、圧電膜９０７の表面に沿って、圧電膜９０７上における下部電極９０５の端子９０２側から、上記圧電膜９０７の折り曲げられた部分を超えて、支持基板９０１上まで延びている。

この圧電薄膜共振器は、下部電極９０５の一部と上部電極９０６の一部の間に高周波電気信号を印加されることによって、周波数軸上で鋭い共振現象を発生するようになっている。

非特許文献１に記載されているように、この単位共振器である圧電薄膜共振器を複数個接続することによって、帯域幅が狭くて小型のフィルタを構成できる。

また、このような圧電薄膜共振器を、例えば、小西良弘著「通信用フィルタ回路の設計とその応用」（総合電子出版、１９９４年第１版）の２１８ページ等で開示されている、所謂「ラダー型」に多段接続すると、所望の急峻なバンドパスフィルタ特性を実現できることがわかっている。また、このように、圧電薄膜共振器を、「ラダー型」に多段接続すると、形成されたバンドパスフィルタの帯域幅が、直列共振と並列共振の夫々に起因する２つの共振点の周波数の差に略比例することもわかっている。

図９は、例えば、特開平５−２２０７４号公報（特許文献１）等で開示されている、圧電薄膜共振器と類似の構造を有し、かつ、比帯域幅を狭めることができるデバイスである弾性表面波共振器（ＳＡＷ共振器）を示す図である。

図９に示すように、この弾性表面波共振器は、ＬｉＴａＯ_３等の圧電結晶から成る基板１１０１上に、互いに噛み合うようにデザインされた櫛歯状電極１１０２,１１０３を、成膜・パターニングして形成されている。

この弾性表面波共振器は、櫛歯状電極１１０２,１１０３の端子１１０４,１１０５に高周波電気信号を印加されることによって、周波数軸上で鋭い共振現象を発生するようになっている。

図１０は、上記圧電薄膜共振器や上記弾性表面波共振器における共振現象を説明する際に使われる等価回路である。

図１０に示す等価回路を、図８に示す圧電薄膜共振器に対応させた場合は、等価回路の２つの端子１００１および１００２は、図８に示す２つの端子９０２および９０３に対応し、図１０に示すインダクタンス成分Ｌｓとキャパシタンス成分Ｃｓの直列共振回路は、図８に示す圧電膜９０７の厚み方向の機械的共振現象を等価表現するものになる。また、図１０に示すキャパシタンス成分Ｃｐは、電極９０５,９０６間の平行平板キャパシタンス成分を表現したものになる（図１０に示すキャパシタンス成分Ｃｘは、圧電薄膜共振器においては必要がない。）。

また、図１０に示す等価回路を、図９に示す弾性表面波共振器に対応させた場合は、等価回路の２つの端子１００１および１００２は、図９に示す２つの端子１１０３および１１０４に対応することになる。また、図１０に示すインダクタンス成分Ｌｓとキャパシタンス成分Ｃｓの直列共振回路と、この直列共振回路に並列に配置されるキャパシタンス成分Ｃｐは、図９に示す櫛部分の交差指電極１対の単位長さの容量、交差指電極の交差幅（開口長）および交差指電極の総対数等によって、夫々の容量やインダクタンスが決定される、弾性表面波共振器の両端を除いた部分に対応するものである。また、図１０に示すキャパシタンス成分Ｃｘは、図９に、１１０６および１１０７で示されるキャパシタンス成分に対応したものになる。

このように、図１０に示す２端子回路は、インダクタンスとキャパシタンス成分による、直列共振回路と並列共振回路の両方を含んだものになっている。

図１１は、図１０の２端子回路において、回路定数を具体的に設定したときの、周波数とインピーダンス（Ｚ）の絶対値との関係を示す図である。

詳細には、図１１に１２０１で示す曲線は、図１０における回路において、インダクタンス成分Ｌｓのインダクタンスを１ｎＨ、キャパシタンス成分Ｃｓの容量を１ｐＦ、キャパシタンス成分Ｃｐの容量を２ｐＦに設定し、かつ、キャパシタンス成分Ｃｘを省略したときの、周波数とインピーダンス（Ｚ）の絶対値との関係を示す図である。

また、図１１に１２０２で示す曲線は、図１０における回路において、インダクタンス成分Ｌｓのインダクタンスを１ｎＨ、キャパシタンス成分Ｃｓの容量を１ｐＦ、キャパシタンス成分Ｃｐの容量を２ｐＦ、キャパシタンス成分Ｃｘの容量を３ｐＦに設定したときの、周波数とインピーダンス（Ｚ）の絶対値との関係を示す図である。

上記圧電薄膜共振器に対応する曲線１２０１で見られる鋭いピークｆｓ１（この場合、インピーダンスが極小になる）は、直列共振に起因するものである（この共振周波数の値は、ｆ＝（１／２π）×（１／（１０^−１２Ｆ×１０^−９Ｈ）^１／２）≒５×１０^９Ｈｚ＝５ＧＨｚと容易に計算される。）。

また、上記圧電薄膜共振器に対応する曲線１２０１で見られる鋭いピークｆｐ１（この場合、インピーダンスが極大になる）は、並列共振に起因するものである。

また、上記弾性表面波共振器に対応する曲線１２０２は、上記曲線１２０１と比較して、直列共振に起因する共振周波数は変わらない一方、並列共振に起因する共振周波数（図１１にそのピークをｆｐ２で示す）が、キャパシタンス成分Ｃｘの影響で、値が小さくなる方へずれている。

このことから、上記弾性表面波共振器に対応する曲線１２０２においては、２つの共振点（ｆｓ１、ｆｐ２）の周波数差を、上記圧電薄膜共振器に対応する曲線１２０１よりも狭くすることができるので、この共振器を用いてバンドパスフィルタを構成した場合、帯域幅を狭くできるという利点を有する（「ラダー型」に多段接続しない場合は、帯域幅は、（ｆｓ１、ｆｐ２）の周波数差に比例する）。

上記圧電薄膜共振器が上記弾性表面波共振器と比較して帯域幅が広いことからもわかるように、圧電薄膜共振器フィルタ技術によってＲＦ帯直接チャネル選択を行う場合においても、現状の圧電薄膜共振器を用いたフィルタでは、比帯域幅が広過ぎて、上記で説明した圧電薄膜共振器を用いない一般的なフィルタを用いた場合と同様に、ＲＦ帯において、チャネル選択（例えば図３の３０６）を直接行うことができないという問題がある。

というのも、本発明が想定している高周波通信装置は、第４世代携帯電話のような広帯域通信装置であり、第４世代携帯電話はまだ規格が定まっていないが、そのチャネル比帯域幅は、移動端末側から見て、送信は１%程度、受信は２%程度になると見込まれており、非常に狭い比帯域幅が要求されるからである。

第４世代向けに開放予定の周波数帯は３.６〜５ＧＨｚの範囲内であり、多くの公知文献（例えば２００３年電子情報通信学会総合大会Ｂ‐５‐７２）によれば、送信のチャネル帯域幅は４０ＭＨｚ、受信のチャネル帯域幅は１００ＭＨｚ程度である。したがって、送信は１%程度、受信は２%程度になると見込まれているのである。

また、従来技術の圧電薄膜共振器を用いたフィルタは、非特許文献１に記載されているように、比帯域幅の自由度が低いという問題もある。すなわち、従来の圧電薄膜共振器を用いたフィルタにおいては、圧電膜（図８、９０７参照）の材質によって略比帯域幅が決まってしまい（非特許文献１によれば、ＺｎＯ膜の場合は４.３%程度、ＡｌＮ膜の場合は３.３%程度に決まってしまい）、これら比帯域幅は、上記の第４世代携帯電話等のチャネル比帯域幅と比べて、同じオーダではあるが、まだ広過ぎるという問題がある（非特許文献１には、インダクタンスを用いて比帯域幅を広げる方法が開示されているが、肝心の比帯域幅を狭める方法は開示されていない。）。

一方、上記弾性表面波共振器を用いる場合においては、共振器のサイズが非常に大きいという問題がある。

というのも、通常で比帯域幅が３.３〜４.３%程度の弾性表面波共振器の場合、比帯域幅を１〜２%近くまで狭帯域化するためには、図１０の外部付加キャパシタンス成分Ｃｘの容量としては、ｐＦオーダ前後の値が必要になるが、このｐＦオーダ前後の容量を図９に示すギャップ容量１１０６,１１０７で実現するとなると、ギャップの周囲長が非現実的なほど大型化してしまうからである。

図１２は、ＩＥＥＥ８０２.１１ａ規格の無線ＬＡＮ装置等の高周波通信装置で採用されている回路構成を示す図である。

図１２に示されているように、変調回路８１２が生成した低周波の送信変調信号は、ミキサ８１３で高周波帯へ周波数変換された後、電力増幅器８１４で増幅されて、スイッチ８０５を介して、ローパスフィルタ８０３,８０４の一方を透過して、アンテナ８０１,８０２の一方から放射されるようになっている。

また、２つのアンテナ８０１と８０２が受信した高周波信号は、そのうちの一方がスイッチ８０５によって選択されて、フィルタ８０６によってシステム帯域（例えば、図３の３０９に示すシステム帯域）内の全信号（例えば、図３に３０５〜３０８で示す通信チャネル）が抽出された後、受信アンプ８０７で増幅されるようになっている。そして、その後、ミキサ８０８で低周波帯へ周波数変換されて、フィルタ８０９によって所望チャネルの信号（例えば、図３に３０６で示す信号）のみが選択されて、可変利得アンプ８１０で適切な電力レベルに調整されて、復調回路８１１へ入力されるようになっている。

尚、上記ローパスフィルタ８０３,８０４は、上記の送信系中の各種非線形デバイス８１２〜８１４およびスイッチ８０５に起因する高調波スプリアス放射を防止する役割を果たしている。

高周波通信装置の使い勝手を測る尺度として、消費電力を採用するのが最も一般的な方法である。というのも、消費電力が大きいと、大きなバッテリー部品を搭載せざるを得ず、装置が大型化・重量化・高コスト化してしまうからである。このため、装置全体の消費電力を改善する必要があるが、装置全体の消費電力を改善するために特に重要なのが、例えば、特開２００１−９４３６０号公報等、多数の文献に記載されている電力増幅器の効率改善である。

上記文献（特開２００１−９４３６０号公報）には、電力増幅器の一つの効率改善法として、本発明とは全くアプローチが異なる歪補償回路技術等（詳細な説明は行わない）が開示されている。

しかしながら、歪補償回路技術等の技術を用いても、電力増幅器（図１２に示す従来技術の場合、図１２に８１４で示す電力増幅器）の効率が不十分であるという問題がある。
特開平５−２２０７４号公報 「５ＧＨｚ帯ではＦＢＡＲフィルタが最適（下）」、日経ＢＰ社、日経エレクトロニクス２００３-３-３１号、ｐ.１５２-１５９

そこで、本発明の課題は、フィルタの狭帯域化を実現できる小型の圧電薄膜共振器、この圧電薄膜共振器を備えるフィルタ、このフィルタを備えるフィルタバンク、このフィルタバンクを備え、効率に優れるフィルタバンク一体型電力増幅器、および、上記フィルタバンクと上記フィルタバンク一体型電力増幅器とを備える高周波通信装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、この発明の圧電薄膜共振器は、支持基板と、上記支持基板上に配置される下部電極と、上記下部電極の一部を覆っている部分を有する圧電膜と、上記下部電極における上記圧電膜が配置されていない部分の少なくとも一部を覆っている部分を有すると共に、上記支持基板の厚さ方向で上記圧電膜と重ならないように配置される誘電体膜と、上記圧電膜上に設けられて、この圧電膜を挟んで上記下部電極と対向する第１の部分と、上記誘電体膜上に設けられて、この誘電体膜を挟んで上記下部電極と対向する第２の部分とを有する上部電極とを備え、上記支持基板における上記圧電膜に対応する部分の少なくとも一部には、キャビティが形成されていることを特徴としている。

上記発明の圧電薄膜共振器によれば、上記下部電極と上記上部電極の圧電膜を挟んだ部分と、上記下部電極と上記上部電極の誘電体膜を挟んだ部分とが、並列配置された構造になっているので、この上記下部電極と上記上部電極の誘電体膜を挟んだ部分で構成されるキャパシタンス成分によって、この圧電薄膜共振器を用いて形成されるフィルタ（バンドパスフィルタ）の帯域幅を、大幅に狭帯域化することができる。

また、上記発明の圧電薄膜共振器によれば、上記キャパシタンス成分の構造が所謂ＭＩＭ（Metal Insulator Metal）キャパシタンス成分構造になっているので圧電薄膜共振器のサイズを大幅に小型化できて、この圧電薄膜共振器を用いて形成されるフィルタ（バンドパスフィルタ）のサイズを大幅に小型化できる。

また、この発明のフィルタは、請求項１に記載の圧電薄膜共振器を備えることを特徴としている。

上記発明のフィルタによれば、上記発明の圧電薄膜共振器を用いて形成されるので、帯域幅を、大幅に狭帯域化することができると共に、サイズを大幅に縮小化できる。

また、この発明のフィルタバンクは、第１の端子と、第２の端子と、上記第１の端子と上記第２の端子との間に配置されると共に、通過帯域が異なる複数の上記発明のフィルタと、上記複数のフィルタの内の任意の１個の上記フィルタを、上記第１の端子と上記第２の端子に電気的に接続するスイッチとを備えることを特徴としている。

上記発明のフィルタバンクによれば、本発明のフィルタを備えるので、その通過帯域幅を、第４世代携帯電話等の広帯域な高周波通信装置におけるチャネル帯域幅と略等しくすることができる。このことから、このフィルタバンクによれば、所望の通信チャネルに合せてスイッチをＯｎ−Ｏｆｆすることによって、ＲＦ帯においてチャネル選択を直接行うことができる。

また、この発明のフィルタバンク一体型電力増幅器は、電力増幅器と、この電力増幅器の出力側に一端子が接続される上記発明のフィルタバンクとを備えることを特徴としている。

上記発明のフィルタバンク一体型電力増幅器によれば、本発明のフィルタバンクを備えるので、歪成分を、従来よりも大幅に抑制できて、電力増幅器の効率を、従来よりも優れたものにすることができる。

また、この発明の高周波通信装置は、上記発明のフィルタバンクを受信フィルタとして使用すると共に、上記発明のフィルタバンク一体型電力増幅器を送信電力増幅器として使用する高周波通信装置であって、上記受信フィルタとしての上記フィルタバンクの受信チャネルのチャネル選択を制御すると共に、上記フィルタバンク一体型電力増幅器が有するフィルタバンクの送信チャネルのチャネル選択を制御する制御手段を備えることを特徴としている。

上記発明の高周波通信装置によれば、送信系に、本発明のフィルタバンク一体型電力増幅器を使用しているので、このフィルタバンク一体型電力増幅器が有する電力増幅器を高効率化できて、装置全体の消費電力を大幅削減することができる。

また、この発明の高周波通信装置によれば、送信系に、本発明のフィルタバンク一体型電力増幅器を使用しているので、フィルタバンクの効果により、高調波を含むスプリアス放射を抑制することができる。

また、本発明の高周波通信装置で、受信系において、アンテナ直近でチャネル単位の帯域制限を行うようにすると、受信系のはやい段階で妨害波成分を最小化できて、通信品質を改善することができるので、受信アンプや受信ミキサに妨害波が入力するのを防止することができる。

本発明によれば、通常は３.３〜４.３%程度になる圧電薄膜共振器を用いたフィルタの比帯域幅を、サイズやコストの増大を抑えつつ狭帯域化できる。そして、この狭帯域化された圧電薄膜共振器を用いたフィルタの比帯域幅を、第４世代携帯電話等の高周波通信装置において、ＲＦ帯で直接チャネル選択を行うのに適切なオーダにすることができる。

また、本発明のフィルタバンク一体型電力増幅器が備える電力増幅器として、従来よりも非線形気味に動作する電力増幅器を使用すれば、高効率化を図ることができる。また、その際に発生する隣接チャネルへの歪成分を、本発明のフィルタバンクで除去できて、帯域幅が狭い良質の信号を出力できる
また、本発明の高周波通信装置において、アンテナ直近でチャネル単位の帯域制限を行うようにすると、受信系のはやい段階で妨害波成分を最小化できて、通信品質を改善することができるので、受信アンプや受信ミキサに妨害波が入力するのを防止することができる。また、本発明の高周波通信装置は、送信系に本発明の高効率電力増幅器が組み込まれているので、消費電力の大幅低減を図ることができる。

以下、本発明を図示の形態により詳細に説明する。

図１は、本発明の一実施形態の圧電薄膜共振器（ＦＢＡＲ）を示す図である。

詳細には、図１（Ａ）は、上記圧電薄膜共振器を、基板の上から見た平面図であり、図１（Ｂ）は、図１（Ａ）のＡ−Ａ線断面図であり、図１（Ｃ）は、図１（Ａ）のＢ−Ｂ線断面図である。

この圧電薄膜共振器は、支持基板１０１と、下部電極１０５と、圧電膜１０７と、誘電体膜１０８と、上部電極１０６とを備える。

上記下部電極１０５は、図１（Ａ）において端子１０２部分を除いて略矩形をしており、支持基板１０１上の一部に配置されている。

上記圧電膜１０７および誘電体膜１０８は、共に略矩形をしており、矩形の下部電極１０５の長手方向に、互いに離間して配置されている。また、上記圧電膜１０７および誘電体膜１０８は、下部電極上１０５から、途中で折れ曲がることにより、支持基板上１０１上まで、矩形の下部電極１０５の幅方向に略延びている。

上記上部電極１０６は、圧電膜１０７上に配置形成されている第１の凸部１１１と、誘電体膜１０８上に配置形成される第２の凸部１１２と、これら第１および第２の凸部１１１,１１２に連なって、これら第１および第２の凸部１１１,１１２を連結させると共に、圧電膜１０７上および誘電体１０８上からはみだして折れ曲がって支持基板１０１上まで広がっている連結部１１３とから成っている。

上記第１の凸部１１１は、圧電膜１０７上に設けられて、この圧電膜１０７を挟んで下部電極１０５と対向している上部電極１０６の第１の部分に含まれ、第２の凸部１１２は、誘電体膜１０８上に設けられて、この誘電体膜１０８を挟んで下部電極１０５と対向している上部電極１０６の第２の部分に含まれている。

上記下部電極１０５における圧電膜１０７の幅方向の略中央に対応する周囲には、端子１０２が形成され、上部電極１０６における圧電膜１０７の幅方向の略中央に対応する周囲には、図１（Ａ）において端子１０２と対向するように端子１０３が形成されている。

この圧電薄膜共振器は、Ｓｉ等の適当な材料から成る支持基板１０１上に、先ず下部電極１０５を、成膜・パターニングし、次に、圧電膜１０７および誘電体膜１０８を、重ならないように成膜・パターニングし、続いて、上部電極１０６を、成膜・パターニングして形成されている。

また、図１（Ｂ）に示すように、支持基板１０１における圧電膜１０７の直下の付近には、圧電膜１０７の機械的振動を阻害しないように、キャビティ１０４が形成されている。上記下部電極１０５は、キャビティ１０４が形成されていない支持基板１０１部分の上からキャビティ１０４の一部を覆うように配置されており、キャビティ１０４における下部基板１０５に覆われなかった部分は、下部基板１０５上から延びて支持基板１０１の方向に折り曲げられた圧電膜１０７によって覆われている。上記圧電膜１０７は、上部電極１０６の端子１０３側のキャビティ１０４が形成されていない支持基板１０１部分まで延びている。また、上記上部電極１０６は、圧電膜１０７の表面に沿って、圧電膜１０７上における下部電極１０５の端子１０２側から、上記圧電膜１０７の折り曲げられた部分を超えて、支持基板１０１上まで形成されている。

図１（Ｂ）および図１（Ｃ）に示すように、上記上部電極１０６と下部電極１０５とは、これらの間に配置される圧電膜１０７または誘電体膜１０８によって、直接接触しないようになっており（間接接触しており）、圧電膜１０７によって、直流電気的に分離されている。

図１に示す本発明の一実施形態の圧電薄膜共振器は、図８に示す従来の圧電薄膜共振器と比較して、工数をほとんど増やすこと無く、誘電体膜１０８のみを追加した構造になっており、上部および下部電極１０５,１０６に挟まれた誘電体膜１０８は、所謂ＭＩＭ（Metal Insulator Metal）キャパシタンス成分構造になっている。

したがって、図１に示す圧電薄膜共振器の等価回路は、図１０において、並列キャパシタンス成分Ｃｘを付加したものになっているので、この圧電薄膜共振器を用いてバンドパスフィルタを構成すれば、該バンドフィルタの帯域幅を、上記特許文献１の場合と同様に、大幅に狭帯域化することができる。

また、単位面積当たりの容量値が大きいＭＩＭキャパシタンス成分構造を採用しているので、上記特許文献１と比較して大幅な小型化を実現できる。

以上より、本発明の圧電薄膜共振器を用いれば、低コストで、小型で、かつ、帯域幅が従来よりも格段に狭い本発明のフィルタ（バンドパスフィルタ）を構成することができる。

尚、上記実施形態の圧電薄膜共振器では、誘電体膜１０８の直下に、キャビティを形成しなかったが、この発明の圧電薄膜共振器では、誘電体膜の直下に、キャビティを形成しても良い。

また、上記実施形態の圧電薄膜共振器では、下部電極１０５、圧電膜１０７、誘電体膜１０８の形状を、矩形状にしたが、この発明の圧電薄膜共振器では、下部電極、圧電膜、誘電体膜および上部電極の形状は、どのような形状であっても良いことは勿論である。

図２は、本発明の一実施形態のフィルタバンクを示す図である。この実施形態のフィルタバンクは、図３に示す周波数配置に従っている。

図２に示すように、このフィルタバンクは、第１の端子２０１と第２の端子２０２の間に、スイッチＳＷ１〜ＳＷ８を通して並列に接続されている４個のフィルタＦＬ１〜ＦＬ４を備えている。４個の各フィルタＦＬ１〜ＦＬ４は、本発明の圧電薄膜共振器を用いて形成されるフィルタ（狭帯域な高周波バンドパスフィルタ）であり、そのフィルタ通過帯域３０１〜３０４は、図３における４つの通信チャネル３０５〜３０８に合せて設計されている。

本発明の圧電薄膜共振器を用いて形成された本発明のフィルタを使用すれば、その通過帯域幅を、第４世代携帯電話等の広帯域な高周波通信装置におけるチャネル帯域幅と略等しくすることができる。

このことから、このフィルタバンクによれば、所望の通信チャネル（３０５〜３０８）に合せてスイッチ素子（ＳＷ１〜ＳＷ８）をＯｎ−Ｏｆｆすることによって、ＲＦ帯においてチャネル選択を直接行うことができる。

図４は、本発明の一実施形態のフィルタバンク一体型電力増幅器を示す図である。

このフィルタバンク一体型電力増幅器は、入力端子４０１と、この入力端子４０１に入力側が接続された電力増幅器の一例としての高効率アンプ４０３と、この高効率アンプ４０３の出力側に一端が接続された本発明のフィルタバンク４０４と、このフィルタバンク４０４の他端に接続された出力端子４０２とを備える。

尚、この実施形態では、上記高効率アンプ４０３として、その出力に歪成分（隣接チャネルへの漏洩電力）が含まれる非線形気味のアンプを使用している。

上記構成において、上記入力端子４０１に与えられた高周波電気信号を、非線形気味に調整する高効率アンプ４０３で増幅し、この増幅されると共に、歪成分を含む高周波電気信号を、フィルタバンク４０４で帯域制限を行って歪成分を取り除いて狭帯域化する。そして、歪が含まれない狭帯域化された高周波電気信号を出力端子４０２に出力する。

非線形気味なアンプほど効率を改善できることが、例えば、上記特開２００１−９４３６０号公報をはじめ、多数の文献に記載されている。

図５および図６は、図４に示すフィルタバンク一体型電力増幅器の回路動作を説明する周波数配置図である。

以下に、上記歪み成分の漏洩防止機構を、図５および図６を用いて詳細に説明する。

尚、図５の５０１〜５０４と、図６の６０１〜６０４とは、フィルタバンク４０４を構成する４つのフィルタ通過帯域である。

例えば、現在の増幅対象の信号が、図３の模式図の通信システムに示される通信チャネル３０６と略同等の通過帯域を有する周波数スペクトルであるとする。すると、図４にＰ１で示す位置における周波数スペクトルは、上記通信チャネル３０６と略同等の通過帯域を有する周波数スペクトル５０６になり、非線形気味の高効率アンプ４０３の出力である図４にＰ２で示す位置における周波数スペクトルは、図６に示す６０５、６０６および６０７になる。

図６に示すように、図４にＰ２で示す位置においては、選択されている第２通過帯域６０２に隣接する第１通過帯域６０１および第３通過帯域６０３に、非線形気味の高効率アンプ４０３を使用したことに起因する、歪成分６０５および６０７が発生する。

しかしながら、本発明のフィルタバンク一体型電力増幅器では、歪成分６０５,６０７を含んだ周波数スペクトルを、後続のフィルタバンク４０４を通過させるようにしているので、望まれない歪み成分を帯域制限効果（今の場合、第２通過帯域６０２内の成分のみを通過させる）によって除去することができる。

このように、本発明のフィルタバンク一体型電力増幅器においては、歪成分を、従来よりも大幅に抑制できて、電力増幅器の効率を、従来よりも優れたものにすることができる。

図７は、本発明の一実施形態の高周波通信装置を示す図である。

この高周波通信装置は、変調回路７１２と、この変調回路７１２に一端が接続されたミキサ７１３と、このミキサ７１３の他端に入力側が接続された電力増幅器７１４と、この電力増幅器７１４の出力側に一端が接続された本発明のフィルタバンク７１５と、このフィルタバンク７１５の他端に第１端子７２１が接続された４端子型のスイッチ７０５とを備える。

また、この高周波通信装置は、上記４端子型のスイッチ７０５の第２端子７２２に一端が接続された本発明のフィルタバンク７０６と、このフィルタバンク７０６の他端に入力側が接続された受信アンプ７０７と、この受信アンプ７０７の出力側に一端が接続されたミキサ７０８と、このミキサ７０８の他端に一端が接続されたフィルタ７０９と、このフィルタ７０９の他端に入力側が接続された可変利得アンプ７１０と、この変利得アンプ７１０の出力側に接続された復調回路７１１とを備える。

また、この高周波通信装置は、上記４端子型のスイッチ７０５の第３端子７２３に一端が接続されたローパスフィルタ７０４と、このローパスフィルタ７０４の他端に接続されたアンテナ７０２と、上記４端子型のスイッチ７０５の第４端子７２４に一端が接続されたローパスフィルタ７０３と、このローパスフィルタ７０３の他端に接続されたアンテナ７０１とを備える。

また、この高周波通信装置は、上記フィルタバンク７０６で使用するチャネルと、フィルタバンク７１５で使用するチャネルとを制御する制御手段としての制御回路７１６を備える。

この高周波通信装置の送信系における図８に示す従来技術との違いは、電力増幅器７１４の後ろに、図２で説明した本発明のフィルタバンク７１５が挿入されている点であり、電力増幅器７１４とフィルタバンク７１５で、本発明の高効率のフィルタバンク一体型電力増幅器７３０を構成している点である。

この実施形態の高周波通信装置は、送信系に、本発明の高効率のフィルタバンク一体型電力増幅器７３０を使用しているので、電力増幅器７１４を高効率化できて、装置全体の消費電力を大幅削減することができる。

また、この実施形態の高周波通信装置は、送信系に、高効率な本発明のフィルタバンク一体型電力増幅器７３０を使用しているので、フィルタバンク７１５の効果により、高調波を含むスプリアス放射を抑制することができる。

この高周波通信装置の受信系における図８に示す従来技術との違いは、４端子型のスイッチ７０５の第２端子７２２に、本発明のフィルタバンク７０６を接続している点である。

この実施形態の高周波通信装置は、受信系において、４端子型のスイッチ７０５の直後に、本発明のフィルタバンク７０６を配置しているので、システム帯域（図３の３０９）の中から所望チャネル（例えば、図３の３０６）のみを抽出する機能を、従来技術におけるフィルタ８０９の位置から、４端子型のスイッチ７０５の直後の位置に移動させることができる。したがって、受信アンプ７０７、ミキサ７０８およびフィルタ７０９に、所望のチャネル以外の望まれない妨害波成分（例えば、図３に３０５、３０７および３０８で示す通信チャネルに属する成分）が通過することを防止できるので、これら３つの部品について性能要求を大幅に緩和することができて、非線形デバイスである受信アンプ７０７およびミキサ７０８の消費電力を低減することができる。また、受信系で発生する歪成分を抑制することができて、通信品質を改善することができる。

尚、上記実施形態の高周波通信装置では、ローパスフィルタ７０３,７０４を使用したが、この発明の高周波通信装置では、非線形デバイスであるスイッチでの高調波発生が少ない場合、ローパスフィルタを省略しても良いことは勿論である。

また、本発明は、上記従来技術の効率改善法（歪補償回路等）とは全く競合しないので、本発明と上記従来技術の効率改善法とを組み合わせることによって、性能が格段に優れるバンドパスフィルタ等を形成することができる。

本発明の一実施形態の圧電薄膜共振器を示す図である。 本発明の一実施形態のフィルタバンクを示す図である。 周波数配置を示す図である。 本発明の一実施形態のフィルタバンク一体型電力増幅器を示す図である。 図４に示すフィルタバンク一体型電力増幅器の回路動作を説明する周波数配置図である。 図４に示すフィルタバンク一体型電力増幅器の回路動作を説明する周波数配置図である。 本発明の一実施形態の高周波通信装置を示す図である。 従来の圧電薄膜共振器を示す図である。 弾性表面波共振器を示す図である。 圧電薄膜共振器や弾性表面波共振器における共振現象を説明する際に使われる等価回路である。 図１０に示す等価回路において、回路定数を具体的に設定したときの、周波数とインピーダンス（Ｚ）の絶対値との関係を示す図である。 従来の高周波通信装置を示す図である。

符号の説明

１０１ 支持基板
１０２,１０３ 端子
１０４ キャビティ
１０５ 下部電極
１０６ 上部電極
１０７ 圧電膜
１０８ 誘電体膜
２０１ 第１の端子
２０２ 第２の端子
３０１,３０２,３０３,３０４,５０１,５０２,５０３,５０４,６０１,６０２,６０３,６０４ フィルタ通過帯域
３０５,３０６,３０７,３０８ 通信チャネル
３０９ システム帯域
４０１ 入力端子
４０２ 出力端子
４０３ 高効率アンプ
４０４,７０６,７１５ フィルタバンク
５０６,６０５,６０６,６０７ 周波数スペクトル
７０５ ４端子型のスイッチ
７１４ 電力増幅器
７１６ 制御回路
７３０ フィルタバンク一体型電力増幅器
ＦＬ１,ＦＬ２,ＦＬ３,ＦＬ４ フィルタ
ＳＷ１,ＳＷ２,ＳＷ３,ＳＷ４,ＳＷ５,ＳＷ６,ＳＷ７,ＳＷ８ スイッチ

Claims (5)

1. 支持基板と、
   上記支持基板上に配置される下部電極と、
   上記下部電極の一部を覆っている部分を有する圧電膜と、
   上記下部電極における上記圧電膜が配置されていない部分の少なくとも一部を覆っている部分を有すると共に、上記支持基板の厚さ方向で上記圧電膜と重ならないように配置される誘電体膜と、
   上記圧電膜上に設けられて、この圧電膜を挟んで上記下部電極と対向する第１の部分と、上記誘電体膜上に設けられて、この誘電体膜を挟んで上記下部電極と対向する第２の部分とを有する上部電極とを備え、
   上記支持基板における上記圧電膜に対応する部分の少なくとも一部には、キャビティが形成されていることを特徴とする圧電薄膜共振器。
2. 請求項１に記載の圧電薄膜共振器を備えることを特徴とするフィルタ。
3. 第１の端子と、
   第２の端子と、
   上記第１の端子と上記第２の端子との間に配置されると共に、通過帯域が異なる複数の請求項２に記載のフィルタと、
   上記複数のフィルタの内の任意の１個の上記フィルタを、上記第１の端子と上記第２の端子に電気的に接続するスイッチと
   を備えることを特徴とするフィルタバンク。
4. 電力増幅器と、
   この電力増幅器の出力側に一端子が接続される請求項３に記載のフィルタバンクと
   を備えることを特徴とするフィルタバンク一体型電力増幅器。
5. 請求項２に記載のフィルタバンクを受信フィルタとして使用すると共に、請求項３に記載のフィルタバンク一体型電力増幅器を送信電力増幅器として使用する高周波通信装置であって、
   上記受信フィルタとしての上記フィルタバンクの受信チャネルのチャネル選択を制御すると共に、上記フィルタバンク一体型電力増幅器が有するフィルタバンクの送信チャネルのチャネル選択を制御する制御手段を備えることを特徴とする高周波通信装置。

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