WO2017038314A1 - センサ装置 - Google Patents

センサ装置 Download PDF

Info

Publication number
WO2017038314A1
WO2017038314A1 PCT/JP2016/071947 JP2016071947W WO2017038314A1 WO 2017038314 A1 WO2017038314 A1 WO 2017038314A1 JP 2016071947 W JP2016071947 W JP 2016071947W WO 2017038314 A1 WO2017038314 A1 WO 2017038314A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
voltage
sensor device
operational amplifier
power supply
output
Prior art date
Application number
PCT/JP2016/071947
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
松本　昌大
中野　洋
善光 柳川
Original Assignee
日立オートモティブシステムズ株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 日立オートモティブシステムズ株式会社 filed Critical 日立オートモティブシステムズ株式会社
Priority to EP16841346.6A priority Critical patent/EP3346247B1/en
Priority to US15/753,719 priority patent/US10676050B2/en
Priority to CN201680049120.8A priority patent/CN107923809B/zh
Publication of WO2017038314A1 publication Critical patent/WO2017038314A1/ja

Links

Images

Classifications

    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B60—VEHICLES IN GENERAL
    • B60R—VEHICLES, VEHICLE FITTINGS, OR VEHICLE PARTS, NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • B60R16/00—Electric or fluid circuits specially adapted for vehicles and not otherwise provided for; Arrangement of elements of electric or fluid circuits specially adapted for vehicles and not otherwise provided for
    • B60R16/02—Electric or fluid circuits specially adapted for vehicles and not otherwise provided for; Arrangement of elements of electric or fluid circuits specially adapted for vehicles and not otherwise provided for electric constitutive elements
    • B60R16/03—Electric or fluid circuits specially adapted for vehicles and not otherwise provided for; Arrangement of elements of electric or fluid circuits specially adapted for vehicles and not otherwise provided for electric constitutive elements for supply of electrical power to vehicle subsystems or for
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01D—MEASURING NOT SPECIALLY ADAPTED FOR A SPECIFIC VARIABLE; ARRANGEMENTS FOR MEASURING TWO OR MORE VARIABLES NOT COVERED IN A SINGLE OTHER SUBCLASS; TARIFF METERING APPARATUS; MEASURING OR TESTING NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • G01D21/00—Measuring or testing not otherwise provided for
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01D—MEASURING NOT SPECIALLY ADAPTED FOR A SPECIFIC VARIABLE; ARRANGEMENTS FOR MEASURING TWO OR MORE VARIABLES NOT COVERED IN A SINGLE OTHER SUBCLASS; TARIFF METERING APPARATUS; MEASURING OR TESTING NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • G01D3/00—Indicating or recording apparatus with provision for the special purposes referred to in the subgroups
    • G01D3/08—Indicating or recording apparatus with provision for the special purposes referred to in the subgroups with provision for safeguarding the apparatus, e.g. against abnormal operation, against breakdown
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01D—MEASURING NOT SPECIALLY ADAPTED FOR A SPECIFIC VARIABLE; ARRANGEMENTS FOR MEASURING TWO OR MORE VARIABLES NOT COVERED IN A SINGLE OTHER SUBCLASS; TARIFF METERING APPARATUS; MEASURING OR TESTING NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • G01D5/00—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable
    • G01D5/12—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01L—MEASURING FORCE, STRESS, TORQUE, WORK, MECHANICAL POWER, MECHANICAL EFFICIENCY, OR FLUID PRESSURE
    • G01L9/00—Measuring steady of quasi-steady pressure of fluid or fluent solid material by electric or magnetic pressure-sensitive elements; Transmitting or indicating the displacement of mechanical pressure-sensitive elements, used to measure the steady or quasi-steady pressure of a fluid or fluent solid material, by electric or magnetic means
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R19/00—Arrangements for measuring currents or voltages or for indicating presence or sign thereof
    • G01R19/165—Indicating that current or voltage is either above or below a predetermined value or within or outside a predetermined range of values
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R31/00—Arrangements for testing electric properties; Arrangements for locating electric faults; Arrangements for electrical testing characterised by what is being tested not provided for elsewhere
    • G01R31/28—Testing of electronic circuits, e.g. by signal tracer
    • G01R31/282—Testing of electronic circuits specially adapted for particular applications not provided for elsewhere
    • G01R31/2829—Testing of circuits in sensor or actuator systems
    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
    • G05F1/10—Regulating voltage or current
    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
    • G05F1/10—Regulating voltage or current
    • G05F1/46—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc
    • G05F1/462—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc as a function of the requirements of the load, e.g. delay, temperature, specific voltage/current characteristic
    • G05F1/465—Internal voltage generators for integrated circuits, e.g. step down generators
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/30—Modifications for providing a predetermined threshold before switching
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01D—MEASURING NOT SPECIALLY ADAPTED FOR A SPECIFIC VARIABLE; ARRANGEMENTS FOR MEASURING TWO OR MORE VARIABLES NOT COVERED IN A SINGLE OTHER SUBCLASS; TARIFF METERING APPARATUS; MEASURING OR TESTING NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • G01D5/00—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable
    • G01D5/12—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means
    • G01D5/14—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing the magnitude of a current or voltage
    • G01D5/16—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing the magnitude of a current or voltage by varying resistance

Definitions

  • the present invention relates to an in-vehicle sensor device.
  • a sensor device is driven by power supplied from an external control device, and this sensor device outputs a physical quantity of fluid flowing in the intake pipe such as a flow rate to the control device with an analog voltage.
  • the voltage amplitude range of this analog voltage is required from approximately 0 V to the power supply voltage supplied from the control device. Further, the voltage of the power source supplied from the control device is often 5V or 12V.
  • the sensor device described in Patent Document 1 uses the power source from the control device as it is as the power source of the signal processing circuit of the sensor device.
  • signal processing circuits have become more sophisticated by applying fine processes. When such a processing circuit is applied, it is desirable to reduce the drive voltage in order to prevent heat generation of the circuit.
  • Patent Document 1 there is room for studying output in an output range desired as a sensor device while miniaturizing a processing circuit.
  • the present invention has been made in view of the above circumstances, and an object thereof is to provide a sensor device capable of reducing the voltage of a signal processing circuit.
  • a sensor device of the present invention includes a physical quantity detection unit, an output terminal, and an operational amplifier that receives a detection signal of the physical quantity detection unit and outputs an output signal to the output terminal.
  • the operational amplifier is driven by a voltage lower than the supplied voltage, and a negative engine signal having a voltage lower than the output signal is input.
  • a sensor device that can obtain an output amplitude up to the power supply voltage using a signal processing circuit that operates at a low voltage lower than the power supply voltage of the sensor device.
  • Circuit configuration of sensor device of first embodiment Relationship between measured physical quantity and output voltage Vout of sensor device 1 Circuit configuration of sensor device of second embodiment Circuit configuration of sensor device of third embodiment Circuit configuration of sensor device of fourth embodiment Circuit configuration of DA converter 23 Circuit configuration of sensor device of fifth embodiment Circuit configuration of sensor device of sixth embodiment
  • the sensor device 1 of the present embodiment is connected to the control device 10 via the power supply line Vcc, the ground line Gnd, and the sensor output line Vout.
  • the sensor device 1 has a power supply terminal 7 connected to the power supply line Vcc, a ground terminal 9 connected to the ground line Gnd, and a sensor output terminal 8 connected to the sensor output line Vout.
  • the sensor device 1 is driven by power supplied from the control device 10 via the power supply line Vcc and the ground line Gnd. Then, the sensor device 1 sends the sensor output voltage from the sensor output terminal 8 to the control device 10 via the sensor output line Vout.
  • the control device 10 includes a constant voltage source 11 that supplies a constant voltage to the sensor device 1, and a pull-up resistor 12 connected between the sensor output line Vout and the constant voltage source 11.
  • the sensor device 1 includes a physical quantity detection unit 2 in which the voltage Vsen changes according to a measured physical quantity, a power supply voltage supplied via a power supply terminal 7 and a regulator 3 that generates a voltage lower than the power supply voltage, and a regulator 3 is an open-collector type operational amplifier 4 that operates at a low voltage supplied from 3 and controls the voltage at the sensor output terminal 8, and resistance elements 5 and 6 that constitute a voltage dividing circuit that divides the voltage at the sensor output terminal 8. Composed.
  • a pressure sensor, an acceleration sensor, an angular velocity sensor, an air flow sensor, or the like is used for the physical quantity detection unit 2.
  • the sensor device 1 changes a voltage that is an output signal output from the sensor output terminal 8 in accordance with the measured physical quantity measured by the physical quantity detection unit 2.
  • the output range of the sensor device 1 is required to be changed from approximately 0 V to the voltage Vcc of the power supply terminal 7 within the required measurement range of the measured physical quantity.
  • the output voltage Vreg supplied from the regulator 3 to the operational amplifier 4 is lower than the maximum voltage at the sensor output terminal 8. Therefore, the operational amplifier 4 is driven by the voltage Vreg which is a voltage lower than the maximum voltage of the sensor output terminal 8.
  • the physical quantity detector 2 outputs an analog voltage Vsen from 0 V to Vreg (the output voltage of the regulator 3) according to the measured physical quantity.
  • This analog voltage Vsen is connected to the non-inverting input of the operational amplifier 4.
  • the operational amplifier 4 controls the output MOS transistor to control the voltage at the sensor output terminal 8.
  • the sensor output line Vout connected to the sensor output terminal 8 is connected to the power supply line Vcc via the pull-up resistor 12. Therefore, the output voltage of the sensor output terminal 8 can be changed from 0 V to the voltage Vcc of the power supply terminal 7 by changing the ON resistance of the output MOS transistor of the operational amplifier 4.
  • a resistor circuit including resistors 5 and 6 is provided between the sensor output terminal 8 and the inverting input of the operational amplifier 4.
  • the voltage of the sensor output terminal 8 divided by the resistance elements 5 and 6 is input to the inverting input of the operational amplifier 4 and negative feedback is applied to the operational amplifier 4.
  • the output analog voltage Vsen of the physical quantity detection unit 2 is amplified with an amplification factor corresponding to the voltage division ratio determined by the resistance elements 5 and 6, and is output with the characteristics shown in FIG.
  • the power supply of the operational amplifier 4 is supplied with a low voltage Vreg as shown in FIG.
  • the common-mode input range of the operational amplifier 4 is set lower than the voltage Vreg, and the negative feedback voltage determined by the resistance elements 5 and 6 is determined to be within the common-mode input range of the operational amplifier 4. That is, even if the voltage Vout of the sensor output terminal 8 changes from 0 V to the voltage Vcc, the negative feedback voltage generated by dividing by the resistance circuit is set within the common-mode input range of the operational amplifier 4.
  • the sensor device 1 of the present embodiment even if the operational amplifier 4 operating with the low voltage power source supplied from the regulator 3 is used, the voltage at the sensor output terminal 8 is changed from 0 V to the voltage Vcc at the power source terminal 7. It was possible to change.
  • the first effect is that the drive voltage of the operational amplifier 4 can be lowered.
  • the operational amplifier 4 can be manufactured by a fine process, and the chip size can be reduced.
  • the operational amplifier 4 can have higher performance.
  • the operational amplifier 4 can be manufactured by a fine process, a large-scale logic circuit can be arranged on the same semiconductor chip as the operational amplifier 4. Therefore, the sensor device 1 can have a complicated function while having a small area.
  • the second effect is that the input circuit of the operational amplifier 4 whose noise tolerance has been reduced by the fine process can be easily protected.
  • the sensor output terminal 8 is connected to the control device 10 via the sensor output line Vout.
  • the output line Vout is routed over a long distance, and a noise source or the like existing around the output line Vout causes the output line Vout to be external. Noise is applied. For this reason, if no countermeasures are taken while the noise resistance is reduced due to the microfabrication, a noise voltage may be applied to the sensor output terminal 8 via the power supply line and the sensor device 1 may be destroyed.
  • the sensor device 1 reduces the noise voltage by dividing the noise voltage using a voltage dividing circuit (resistor circuit) including the resistance elements 5 and 6.
  • the noise current is reduced by the resistance of the resistance element 5 itself, and the noise voltage is reduced by the time constant generated by the resistance of the resistance element 5 and the parasitic capacitance in the resistance element 5. .
  • the resistance values of the resistance elements 5 and 6 are preferably high and preferably 10 k ⁇ or more. In order to increase the noise voltage reduction effect due to the voltage division by the resistance elements 5 and 6, it is desirable to connect one end of the resistance element 6 to the ground.
  • the open collector type has been described as the operational amplifier 4, but it may be an open drain type.
  • FIG. 3 shows the circuit configuration of the sensor device of the second embodiment.
  • the sensor device of the second embodiment has basically the same configuration as the sensor device of the first embodiment, but the following improvements have been made.
  • Zener diodes 13 and 14 are added to improve the protection performance of the input circuit of the operational amplifier 4.
  • the input circuit of the operational amplifier 4 is protected by the resistance elements 5 and 6 as described in the first embodiment, but noise resistance is further improved by adding the Zener diodes 13 and 14. It should be noted that the current that flows when noise is applied to the Zener diodes 13 and 14 is limited by the resistance elements 5 and 6, and thus can be made small.
  • FIG. 4 shows the circuit configuration of the sensor device of the third embodiment.
  • the sensor device of the third embodiment has basically the same structure as the sensor device of the first embodiment, but the following improvements have been made.
  • a resistance type physical quantity detection element 16 a resistance element 15 connecting the power supply terminal 7 and the physical quantity detection element 16, and a Zener connected to one end of the resistance element 15 to protect the physical quantity detection element 16 from power supply noise.
  • Diodes 17 and 18 and an amplifier 19 for amplifying the output voltage of the physical quantity detection element 16 are added.
  • the power supply of the amplifier 19 is supplied from the output voltage Vreg of the regulator 3.
  • the resistance type physical quantity detection element 16 has a bridge circuit formed by a resistance element, and the output voltage of the bridge circuit changes as the resistance value changes according to the measured physical quantity.
  • the power source of the resistance type physical quantity detection element 16 is connected from the power supply terminal 7 via the resistance element 15. For this reason, the voltage of the physical quantity detection element 16 is lowered by connecting the resistance element 15 so that it falls within the input range of the amplifier 19 that operates with the low-voltage power supply of the regulator 3.
  • the output of the physical quantity detection element 16 is proportional to the voltage Vcc of the power supply terminal 7.
  • the output of the physical quantity detection element 16 is output to the sensor output terminal 8 via the amplifier 19 and the operational amplifier 4.
  • the output voltage of the sensor output terminal 8 has a ratiometric characteristic proportional to the voltage Vcc of the power supply terminal 7. Ratiometric characteristics are often used in automotive sensors and the like. That is, in the sensor device 1 of the present embodiment, the power supply voltage of the internal signal processing circuit (amplifier 19 or operational amplifier 4) can be lowered and ratiometric characteristics can be obtained.
  • the first effect is that the power supply voltage of the internal signal processing circuit (the amplifier 19 and the operational amplifier 4) can be lowered.
  • the signal processing circuit (the amplifier 19 and the operational amplifier 4) can be manufactured by a fine process, and the chip size can be reduced.
  • a high-performance MOS transistor can be used by microfabrication, it is possible to improve the performance of the signal processing circuit (amplifier 19 and operational amplification 4).
  • the signal processing circuit (amplifier 19 and operational amplification 4) can be manufactured by a fine process, it becomes possible to arrange a large-scale logic circuit on the same chip as the signal processing circuit (amplifier 19 and operational amplification 4).
  • the second effect is that the input circuit of the amplifier 19 whose noise tolerance has been lowered by the fine process can be easily protected.
  • the power supply terminal 7 is connected to the control device 10 via the power supply line Vcc.
  • the power supply line Vcc has an external noise due to a long distance and a noise source around the power supply line Vcc. May be applied to generate a noise voltage at the power supply terminal 7 and destroy the sensor device 1.
  • the noise voltage is reduced by dividing the noise voltage by the voltage dividing circuit constituted by the resistance element 15 and the physical quantity detection element 16, and the noise current is reduced by the resistance of the resistance element 15 itself.
  • the resistance element 15 should have a higher resistance value, and preferably 10 k ⁇ or more. Further, noise resistance is further improved by adding Zener diodes 17 and 18.
  • the third effect is that a ratiometric characteristic can be obtained.
  • the ratiometric characteristic is a characteristic often used in automobile sensors because the AD conversion circuit of the control device 10 can be simplified.
  • FIGS. 5 shows the circuit configuration of the sensor device of the fourth embodiment
  • FIG. 6 shows the circuit configuration of the DA converter 23.
  • the sensor device of the fourth embodiment has basically the same structure as the sensor device of the first embodiment, but the following improvements have been made.
  • the signal from the physical quantity detection unit 2 is digitally processed by the arithmetic unit 24, the digital signal is converted into an analog signal by the resistance DA converter 23, and the voltage at the sensor output terminal 8 is obtained via the operational amplifier 4. generate.
  • Zener diodes 20 and 21 for protecting the resistance element 22 and the DA converter 23 from power supply noise are added between the resistance type DA converter 23 and the power supply terminal 7.
  • the power source of the DA converter 23 is supplied from the output voltage Vreg of the regulator 3.
  • the DA converter 23 has a reference power supply terminal 25, resistors 26, 27, 28, 29, 30, 31, 32 connected between the reference power supply terminal 25 and the ground, and a digital value for inputting a digital value from the arithmetic unit 24.
  • An input terminal 33, a decoder 34 that decodes a signal from the digital input terminal 33, and on / off are controlled by a signal from the decoder 34, and each connection point of the resistors 26, 27, 28, 29, 30, 31, and 32 is selected. It consists of switches 35, 36, 37, 38, 39, 40, 41, 42.
  • the signal from the physical quantity detection unit 2 is digitally processed by the arithmetic unit 24, thereby enabling more accurate correction.
  • the DA converter 23 is connected to the power supply terminal 7 through the resistance element 22 so that the DA converter 23 has a ratiometric characteristic.
  • the resistive element 22 to the DA converter 23
  • the voltage applied to the DA converter 23 is lowered, enabling operation with the low-voltage power supply of the regulator 3, and operation with the low-voltage power supply of the regulator 3.
  • the input range of the operational amplifier 4 is set.
  • the effect of this embodiment will be described.
  • the first effect is that the power supply voltage of the internal signal processing circuit (arithmetic unit 24, DA converter 23, operational amplification 4) can be lowered.
  • the signal processing circuit can be manufactured by a fine process, and the chip size can be reduced.
  • a high-performance MOS transistor can be used by microfabrication, it is possible to improve the performance of the signal processing circuit.
  • the second effect is that the DA converter 23 whose noise resistance has been reduced by the fine process can be easily protected. As described above, external noise may be applied to the power supply terminal 7 to destroy the sensor device 1.
  • the noise voltage is reduced by dividing the noise voltage by the voltage dividing circuit composed of the resistance element 22 and the DA converter 23, and the noise current is reduced by the resistance of the resistance element 22 itself.
  • noise resistance is further improved by adding Zener diodes 20 and 21.
  • the third effect is that a ratiometric characteristic can be obtained.
  • FIG. 7 shows the circuit configuration of the sensor device of the fifth embodiment.
  • the sensor device of the fifth embodiment has basically the same structure as the sensor device of the fourth embodiment, but the following improvements have been made.
  • the operational amplifier 4 is used as inverting amplification.
  • a resistor 44 is disposed between the output of the DA converter 23 and the inverting input of the operational amplifier 4
  • a resistor 45 is disposed between the connection point of the resistance elements 5 and 6 and the inverting input of the operational amplifier 4.
  • Resistance elements 46 and 47 are arranged between the connection point of the element 22 and the DA converter 23 and the ground, and the connection point of the resistance elements 46 and 47 is connected to the non-inverting input of the operational amplifier 4.
  • the operational amplifier 4 is used as an inverting amplifier. For this reason, the voltage change of the inverting input and the non-inverting input of the operational amplifier 4 can be reduced.
  • the common-mode input range of the operational amplifier 4 becomes narrower as the power supply voltage is lowered. Therefore, in order to further reduce the power supply voltage of the operational amplifier 4, it is better to use it as an inverting amplifier that operates even if the common-mode input range is narrow.
  • the operational amplifier 4 is used as an inverting amplifier, so that the power supply voltage of the operational amplifier 4 can be further lowered, and the process can be further miniaturized.
  • FIG. 8 shows the circuit configuration of the sensor device of the sixth embodiment.
  • the sensor device of the sixth embodiment has basically the same structure as the sensor device of the fifth embodiment, but the following improvements have been made.
  • the resistive elements 44 and 45 are used when the operational amplifier 4 is used as an inverting amplifier.
  • the operational amplifier 4 is configured by a switched capacitor circuit. Therefore, switches 48 and 50 and a capacitor 49 are arranged in place of the resistor 44, switches 51 and 53 and a capacitor 52 are arranged in place of the resistor 45, and the capacitor 54 is inverted to the operational amplification 4 for system stabilization.
  • switches 48 and 50 and a capacitor 49 are arranged in place of the resistor 44
  • switches 51 and 53 and a capacitor 52 are arranged in place of the resistor 45
  • the capacitor 54 is inverted to the operational amplification 4 for system stabilization.
  • non-linearity occurs in the characteristics of the sensor output terminal 8 due to the influence of the resistance elements 5, 6 and 45.
  • the resistor 45 needs to be sufficiently larger than the resistors 5 and 6, but the resistance ratio is limited in the integrated circuit.
  • a switched capacitor circuit is used instead of the resistance element in this embodiment.
  • a switched capacitor circuit can easily produce a high equivalent resistance. For this reason, in this embodiment, the nonlinearity of the sensor output terminal 8 can be remarkably reduced.
  • resistor 29 .. resistor, 30 .. resistor, 31 .. resistor, 32. 33 ... Digital input terminal, 34 ... Decoder, 35 ... Switch, 36 ... Switch, 37... Switch 38 38 switch 39 switch 40 switch 41 switch 42 output terminal 44 resistance element 45 resistance element 46 resistance element 47 resistance element 48 Switch, 49 Capacitor, 50 Switch, 51 Switch, 52 Capacitor, 53 Switch, 54 Capacitor

Landscapes

  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Radar, Positioning & Navigation (AREA)
  • Automation & Control Theory (AREA)
  • Mechanical Engineering (AREA)
  • General Engineering & Computer Science (AREA)
  • Microelectronics & Electronic Packaging (AREA)
  • Amplifiers (AREA)
  • Measuring Fluid Pressure (AREA)
  • Indication And Recording Devices For Special Purposes And Tariff Metering Devices (AREA)
  • Testing Or Calibration Of Command Recording Devices (AREA)
  • Transmission And Conversion Of Sensor Element Output (AREA)
  • Electronic Switches (AREA)

Abstract

本発明によるセンサ装置１は制御装置１０から電源ラインＶｃｃとグランドラインＧｎｄを介してセンサ装置１の電源端子７とグランド端子９へ電源が供給され、センサ出力端子８からセンサ出力ラインＶｏｕｔを介してセンサ出力電圧が制御装置１０へ送られる。制御装置１０にはセンサ装置１へ定電圧を供給する定電圧源１１と、センサ出力ラインＶｏｕｔと定電圧源１１の間に接続されたプルアップ抵抗１２が配置されている。センサ装置１は測定物理量に応じて電圧Ｖｓｅｎが変化する物理量検出部２と、電源端子７から供給される電源電圧から低電圧を発生させるレギュレータ３と、レギュレータ３から供給される低電圧で動作しセンサ出力端子８の電圧を制御するオープンコレクタ型の演算増幅器４と、センサ出力端子８の電圧を分圧する分圧回路を構成する抵抗素子５，６とによって構成される。

Description

センサ装置
　本発明は車載用のセンサ装置に関する。
　車載用のセンサ装置として、例えば特許文献１に記載されたセンサ装置などがある。
　特許文献１では、外部の制御装置から電源の供給を受けてセンサ装置が駆動し、このセンサ装置は流量等の吸気管内を流れる流体の物理量をアナログ電圧で制御装置に出力する。このアナログ電圧の電圧振幅範囲は概ね０Ｖから制御装置から供給される電源電圧まで必要である。また、制御装置から供給される電源の電圧は５Ｖあるいは１２Ｖが使用されることが多い。
特開２０１４－２５７３１号公報
　特許文献１に記載のセンサ装置は、制御装置からの電源をそのままセンサ装置の信号処理回路の電源として使用している。近年、微細プロセスを適用することにより、信号処理回路がより高性能化している。係る処理回路を適用する場合、回路の発熱等を防止するために、駆動電圧を低減することが望ましい。しかしながら、車載用のセンサ装置においては、制御装置への信号出力値を制御装置から供給される電圧までのレンジで出力する必要がある。特許文献１には、処理回路の微細プロセス化を図りつつ、センサ装置として望まれる出力レンジで出力することについては検討の余地がある。
　本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり，その目的は信号処理回路を低電圧化できるセンサ装置を提供することにある。
　上記課題を解決するために、本願発明のセンサ装置は、物理量検出部と、出力端子と、該物理量検出部の検出信号が入力され、該出力端子に出力信号を出力する演算増幅器と、を備え、前記演算増幅器は、前記供給される電圧よりも低電圧で駆動し、前記出力信号よりも低電圧の負機関信号が入力されるセンサ装置。
　本発明によればセンサ装置の電源電圧以下の低電圧で動作する信号処理回路を用いて電源電圧まで出力振幅が得られるセンサ装置を提供できる。
第１の実施例のセンサ装置の回路構成 測定物理量とセンサ装置１の出力電圧Ｖｏｕｔの関係 第２の実施例のセンサ装置の回路構成 第３の実施例のセンサ装置の回路構成 第４の実施例のセンサ装置の回路構成 ＤＡ変換器２３の回路構成 第５の実施例のセンサ装置の回路構成 第６の実施例のセンサ装置の回路構成
　以下，本発明の実施の形態について，図面を参照して説明する。
　まず，本発明の第１の実施例であるセンサ装置を図１、２により説明する。
　本実施例のセンサ装置１は、電源ラインＶｃｃとグランドラインＧｎｄとセンサ出力ラインＶｏｕｔを介して制御装置１０と接続される。センサ装置１は、電源ラインＶｃｃと接続される電源端子７と、グランドラインＧｎｄと接続されるグランド端子９と、センサ出力ラインＶｏｕｔと接続されるセンサ出力端子８を有している。センサ装置１は、電源ラインＶｃｃおよびグランドラインＧｎｄを介して、制御装置１０から電源が供給されて駆動する。そして、センサ装置１は、センサ出力端子８からセンサ出力ラインＶｏｕｔを介して、センサ出力電圧を制御装置１０へ送る。制御装置１０は、センサ装置１へ定電圧を供給する定電圧源１１と、センサ出力ラインＶｏｕｔと定電圧源１１の間に接続されたプルアップ抵抗１２を有している。センサ装置１は、測定物理量に応じて電圧Ｖｓｅｎが変化する物理量検出部２と、電源端子７を介して供給される電源電圧が入力され、電源電圧よりも低電圧を発生させるレギュレータ３と、レギュレータ３から供給される低電圧で動作しセンサ出力端子８の電圧を制御するオープンコレクタ型の演算増幅器４と、センサ出力端子８の電圧を分圧する分圧回路を構成する抵抗素子５，６とで構成される。なお、物理量検出部２には圧力センサ、加速度センサ、角速度センサ、空気流量センサなどが用いられる。
　次に、図２を用いセンサ装置１の出力信号およびレギュレータ３の出力電圧について説明する。センサ装置１は、物理量検出部２が測定した測定物理量に応じて、センサ出力端子８から出力する出力信号である電圧を変化させている。ここで、センサ装置１の出力レンジは、測定物理量の要求測定範囲で、概ね０Ｖから電源端子７の電圧Ｖｃｃまで変化させる必要がある。また、レギュレータ３から演算増幅器４へ供給される出力電圧Ｖｒｅgは、センサ出力端子８の最大電圧よりも低い電圧である。そのため、演算増幅器４は、センサ出力端子８の最大電圧よりも低い電圧である電圧Ｖｒｅｇで駆動している。
　次に、本実施例のセンサ装置１の動作について説明する。物理量検出部２は、測定物理量に応じて０ＶからＶｒｅｇ（レギュレレータ３の出力電圧）までのアナログ電圧Ｖｓｅｎを出力する。このアナログ電圧Ｖｓｅｎは演算増幅器４の非反転入力に接続される。演算増幅器４は出力ＭＯＳトランジスタを制御してセンサ出力端子８の電圧を制御する。センサ出力端子８に接続されるセンサ出力ラインＶｏｕｔは、プルアップ抵抗１２を介して電源ラインＶｃｃに接続されている。そのため、演算増幅器４の出力ＭＯＳトランジスタのオン抵抗を変化させることで、センサ出力端子８の出力電圧を０Ｖから電源端子７の電圧Ｖｃｃまで変化させることができる。センサ出力端子８と演算増幅器４の反転入力との間には、抵抗５、６からなる抵抗回路が設けられている。抵抗素子５，６によって分圧されたセンサ出力端子８の電圧が演算増幅器４の反転入力に入力され、演算増幅器４に負帰還をかける。この結果、物理量検出部２の出力アナログ電圧Ｖｓｅｎは、抵抗素子５，６によって決まる分圧比に応じた増幅率で増幅され、図２に示す特性で出力される。この時、演算増幅器４の電源には図２で示す様に低電圧の電圧Ｖｒｅｇが供給されている。そのため、本実施例では、演算増幅器４の同相入力範囲は電圧Ｖｒｅｇよりも低くし、抵抗素子５，６で決まる負帰還電圧は演算増幅器４の同相入力範囲に収まる様に決定した。つまり、センサ出力端子８の電圧Ｖｏｕｔが０Ｖから電圧Ｖｃｃまで変化したとしても、抵抗回路で分圧して生成する負帰還電圧が演算増幅器４の同相入力範囲に収まる様にしている。このことにより、本実施例のセンサ装置１では、レギュレータ３から供給される低電圧の電源で動作する演算増幅器４を用いたとしても、センサ出力端子８の電圧を０Ｖから電源端子７の電圧Ｖｃｃまで変化させることを可能にした。
　次に、本実施例の効果について説明する。まず、第１の効果は、演算増幅器４の駆動電圧を低電圧化できることである。このことにより、演算増幅器４を微細プロセスで製作できチップサイズの縮小できる。また、微細プロセス化により高性能なＭＯＳトランジスタを使用できるようになるので、演算増幅器４をより高性能にすることが可能である。また、演算増幅器４が微細プロセスで製作できるので、演算増幅器４と同一の半導体チップに、大規模なロジック回路を配置することが可能となる。そのため、センサ装置１を小面積としつつ複雑な機能を持たせることが可能になる。次に、第２の効果は微細プロセス化によりノイズ耐性の低下した演算増幅器４の入力回路を容易に保護できることである。センサ出力端子８はセンサ出力ラインＶｏｕｔを介して制御装置１０に接続されるが、出力ラインＶｏｕｔは長い距離を引き回され、出力ラインＶｏｕｔの周辺に存在するノイズ源などから出力ラインＶｏｕｔには外来ノイズが印加される。そのため、微細プロセス化によりノイズ耐性が低下したままなんの対策もとらない場合では、電源ラインを介してセンサ出力端子８にノイズ電圧が印加され、センサ装置１を破壊するおそれがある。しかし、本実施例におけるセンサ装置１は、抵抗素子５，６で構成される分圧回路（抵抗回路）により、このノイズ電圧を分圧することで低減している。そのため、本実施例では、抵抗素子５の抵抗自体でノイズ電流を低減すると共に、抵抗素子５の抵抗と抵抗素子５に寄生的に存在する容量によって生じる時定数によってノイズ電圧を低減する効果がある。この効果により微細プロセス化によりノイズ耐性の低下した演算増幅器４の入力回路を容易に保護できる。なお、この効果は抵抗素子５，６の抵抗値は高い方が良く１０ｋΩ以上ある方が望ましいい。また、抵抗素子５，６による分圧によるノイズ電圧の低減効果を上げるためには抵抗素子６の一端をグランドに接続することが望ましい。
　本実施例では、演算増幅器４としてオープンコレクタ型を説明したが、オープンドレイン型であってもよい。
　次に，本発明の第２の実施例であるセンサ装置を図３により説明する。なお，図３は第２の実施例のセンサ装置の回路構成である。
　第２の実施例のセンサ装置は第１の実施例のセンサ装置と基本的に同じ構成であるが、以下の改良を加えた。本実施例ではツェナーダイオード１３，１４を付加して演算増幅器４の入力回路の保護性能を向上させた。演算増幅器４の入力回路は第１の実施例で説明した様に抵抗素子５，６によって保護されているが、ツェナーダイオード１３，１４を付加することでノイズ耐性を更に向上させた。なお、ツェナーダイオード１３，１４にノイズ印加時に流れる電流は抵抗素子５，６で制限されるので小さいサイズにすることが可能である。
　次に，本発明の第３の実施例であるセンサ装置を図４により説明する。なお，図４は第３の実施例のセンサ装置の回路構成である。
　第３の実施例のセンサ装置は第１の実施例のセンサ装置と基本的に同じ構造であるが、以下の改良を加えた。本実施例では抵抗型の物理量検出素子１６と、電源端子７と物理量検出素子１６の間を接続する抵抗素子１５と、抵抗素子１５の一端に接続し物理量検出素子１６を電源ノイズから保護するツェナーダイオード１７，１８と、物理量検出素子１６の出力電圧を増幅する増幅器１９を付加した。なお、増幅器１９の電源はレギュレータ３の出力電圧Ｖｒｅｇから供給される。また、抵抗型の物理量検出素子１６は抵抗素子によりブリッジ回路が組まれており、測定物理量に応じて抵抗値が変化することでブリッジ回路の出力電圧が変化する。
　次に、第３の実施例であるセンサ装置の動作について説明する。本実施例では抵抗型の物理量検出素子１６の電源は電源端子７から抵抗素子１５を介して接続した。この為、物理量検出素子１６の電圧は抵抗素子１５を接続したことで低下させ、レギュレータ３の低電圧電源で動作する増幅器１９の入力範囲に収まる様にした。また、物理量検出素子１６の出力は電源端子７の電圧Ｖｃｃに比例する。また、物理量検出素子１６の出力は増幅器１９と演算増幅器４を介して、センサ出力端子８へ出力される。この為、センサ出力端子８の出力電圧は電源端子７の電圧Ｖｃｃに比例するレシオメトリック特性になる。レシオメトリック特性は自動車用センサなどで良く使用される特性である。つまり、本実施例のセンサ装置１では内部の信号処理回路（増幅器１９や演算増幅器４）の電源電圧を低電圧化可能にすると共にレシオメトリック特性を得ることができる。
　次に、本実施例の効果について説明する。まず、第１の効果は内部の信号処理回路（増幅器１９や演算増幅４）の電源電圧を低電圧化できることである。このことにより、信号処理回路（増幅器１９や演算増幅４）を微細プロセスで製作できチップサイズの縮小できる。また、微細プロセス化により高性能なＭＯＳトランジスタを使用できるので信号処理回路（増幅器１９や演算増幅４）の高性能化が可能である。また、信号処理回路（増幅器１９や演算増幅４）が微細プロセスで製作できるので信号処理回路（増幅器１９や演算増幅４）と同一チップに大規模なロジック回路を配置することが可能になり、センサ装置１に複雑な機能を持たせることが可能になる。次に、第２の効果は微細プロセス化によりノイズ耐性の低下した増幅器１９の入力回路を容易に保護できることである。電源端子７は電源ラインＶｃｃを介して制御装置１０に接続されるが、電源ラインＶｃｃは長距離引き回されること、電源ラインＶｃｃの周辺のノイズ源の存在などから電源ラインＶｃｃには外来ノイズが印加され、電源端子７にノイズ電圧を発生させ、センサ装置１を破壊する可能性がある。しかし、本センサ装置１では抵抗素子１５と物理量検出素子１６で構成される分圧回路により、このノイズ電圧を分圧することで低減し、抵抗素子１５の抵抗自体でノイズ電流を低減すると共に、抵抗素子１５の抵抗と抵抗素子１５に寄生的に存在する容量によって生じる時定数によってノイズ電圧を低減する効果がある。この効果により微細プロセス化によりノイズ耐性の低下した増幅器１９の入力回路を容易に保護できる。なお、この効果は抵抗素子１５の抵抗値は高い方が良く１０ｋΩ以上ある方が望ましい。また、ツェナーダイオード１７，１８を付加することでノイズ耐性を更に向上させた。次に、第３の効果はレシオメトリック特性を得ることができることである。レシオメトリック特性は制御装置１０のＡＤ変換回路を簡素化できることから自動車用センサでは良く使われる特性である。
　次に，本発明の第４の実施例であるセンサ装置を図５，６により説明する。なお，図５は第４の実施例のセンサ装置の回路構成、図６はＤＡ変換器２３の回路構成である。
　第４の実施例のセンサ装置は第１の実施例のセンサ装置と基本的に同じ構造であるが、以下の改良を加えた。本実施例では物理量検出部２からの信号を演算ユニット２４でデジタル的に処理し、デジタル信号を抵抗型のＤＡ変換器２３によりアナログ信号化して演算増幅４を介してセンサ出力端子８の電圧を発生させる。ここで抵抗型のＤＡ変換器２３と電源端子７の間に抵抗素子２２とＤＡ変換器２３を電源ノイズから保護するツェナーダイオード２０，２１を付加した。なお、ＤＡ変換器２３の電源はレギュレータ３の出力電圧Ｖｒｅｇから供給される。
　次に抵抗型のＤＡ変換器２３の構成を図６から説明する。ＤＡ変換器２３は基準電源端子２５と、基準電源端子２５とグランドの間に接続される抵抗２６，２７，２８，２９，３０，３１，３２と、演算ユニット２４からのデジタル値を入力するデジタル入力端子３３と、デジタル入力端子３３からの信号をデコードするデコーダ３４と、デコーダ３４からの信号でオンオフが制御され抵抗２６，２７，２８，２９，３０，３１，３２の各接続点を選択するスイッチ３５，３６，３７，３８，３９，４０，４１，４２から構成される。
　次に、第３の実施例であるセンサ装置の動作について説明する。本実施例では物理量検出部２からの信号を演算ユニット２４でデジタル的に処理することでより高精度な補正が可能した。この結果、温度特性や非直線性などを向上させセンサ装置１の測定精度を向上させた。また、抵抗素子２２を介してＤＡ変換器２３を電源端子７に接続することでＤＡ変換器２３にレシオメトリック特性を持たせた。また、ＤＡ変換器２３に抵抗素子２２を接続したことで、ＤＡ変換器２３に印加される電圧を低下させ、レギュレータ３の低電圧電源で動作可能にすると共にレギュレータ３の低電圧電源で動作する演算増幅器４の入力範囲に収まる様にした。
　次に、本実施例の効果について説明する。まず、第１の効果は内部の信号処理回路（演算ユニット２４、ＤＡ変換器２３、演算増幅４）の電源電圧を低電圧化できることである。このことにより、信号処理回路を微細プロセスで製作できチップサイズの縮小できる。また、微細プロセス化により高性能なＭＯＳトランジスタを使用できるので信号処理回路の高性能化が可能である。次に、第２の効果は微細プロセス化によりノイズ耐性の低下したＤＡ変換器２３を容易に保護できることである。電源端子７は先に説明した様に外来ノイズが印加され、センサ装置１を破壊する可能性がある。しかし、本センサ装置１では抵抗素子２２とＤＡ変換器２３で構成される分圧回路により、このノイズ電圧を分圧することで低減し、抵抗素子２２の抵抗自体でノイズ電流を低減すると共に、抵抗素子２２の抵抗と抵抗素子２２に寄生的に存在する容量によって生じる時定数によってノイズ電圧を低減する効果がある。この効果により微細プロセス化によりノイズ耐性の低下したＤＡ変換器２３を容易に保護できる。また、ツェナーダイオード２０，２１を付加することでノイズ耐性を更に向上させた。次に、第３の効果はレシオメトリック特性を得ることができることである。
　次に，本発明の第５の実施例であるセンサ装置を図７により説明する。なお，図７は第５の実施例のセンサ装置の回路構成である。
　第５の実施例のセンサ装置は第４の実施例のセンサ装置と基本的に同じ構造であるが、以下の改良を加えた。本実施例では演算増幅器４を反転増幅として使用した。この為、ＤＡ変換器２３の出力と演算増幅器４の反転入力の間に抵抗４４を配置し、抵抗素子５，６の接続点と演算増幅４の反転入力の間に抵抗４５を配置し、抵抗素子２２とＤＡ変換器２３の接続点とグランドの間に抵抗素子４６，４７を配置し、抵抗素子４６，４７の接続点を演算増幅器４の非反転入力に接続した。
　本実施例では演算増幅４を反転増幅器として使用している。この為、演算増幅器４の反転入力および非反転入力の電圧変化を小さくすことができる。演算増幅器４の同相入力範囲は電源電圧を低くすればするほど狭くなる。従って、演算増幅器４の電源電圧を更に低電圧化するには同相入力範囲が狭くても動作する反転増幅器として使用する方が優れている。つまり、本実施例では演算増幅４を反転増幅器として使用することで演算増幅器４の電源電圧を更に低電圧化することが可能で、更なるプロセスの微細化を可能にした。
　次に，本発明の第６の実施例であるセンサ装置を図８により説明する。なお，図８は第６の実施例のセンサ装置の回路構成である。
　第６の実施例のセンサ装置は第５の実施例のセンサ装置と基本的に同じ構造であるが、以下の改良を加えた。本実施例では演算増幅器４を反転増幅器として使用するにあたり抵抗素子４４，４５を利用したが、本実施例ではスイッチドキャパシタ回路で構成した。この為、抵抗４４の代わりにスイッチ４８，５０とコンデンサ４９を配置し、抵抗４５の代わりにスイッチ５１，５３とコンデンサ５２を配置し、系の安定化の為にコンデンサ５４を演算増幅４の反転入力とセンサ出力端子８の間に配置した。第５の実施例では抵抗素子５，６、４５が影響し合うことでセンサ出力端子８の特性に非線形性が生じる。この非線形を低減する為には抵抗４５を抵抗５，６に対して十分に大きくする必要があるが、集積回路内では抵抗比に限界がある。これを解決する為、本実施例では抵抗素子の代わりにスイッチドキャパシタ回路を用いた。スイッチドキャパシタ回路は容易に高い等価抵抗を作ることができる。この為、本実施例ではセンサ出力端子８の非線形性を著しく低減することができる。
１‥センサ装置，２‥物理量検出部，３‥レギュレータ，４‥演算増幅器，
５‥抵抗素子，６‥抵抗素子，７‥電源端子，８‥センサ出力端子，９‥グランド端子，１０‥制御装置，１１‥定電圧源，１２‥プルアップ抵抗、１３‥ツェナーダイオード，１４‥ツェナーダイオード，１５‥抵抗素子，１６‥物理量検出素子、
１７‥ツェナーダイオード，１８‥ツェナーダイオード，１９‥増幅器、
２０‥ツェナーダイオード，２１‥ツェナーダイオード、２２‥抵抗素子，
２３‥ＤＡ変換器，２４‥演算ユニット，２５‥基準電源端子，２６‥抵抗，２７‥抵抗，
２８‥抵抗，２９‥抵抗、３０‥抵抗，３１‥抵抗、３２‥抵抗，
３３‥デジタル入力端子，３４‥デコーダ，３５‥スイッチ，３６‥スイッチ，
３７‥スイッチ，３８‥スイッチ，３９‥スイッチ、４０‥スイッチ，４１‥スイッチ、４２‥スイッチ，４３‥出力端子，４４‥抵抗素子，４５‥抵抗素子，４６‥抵抗素子，４７‥抵抗素子，４８‥スイッチ，４９‥コンデンサ、５０‥スイッチ，５１‥スイッチ、５２‥コンデンサ，５３‥スイッチ，５４‥コンデンサ

Claims (8)

  1. 　車載装置に接続され、該車載装置から電源供給されて駆動するセンサ装置において、
    　物理量検出部と、出力端子と、該物理量検出部の検出信号が入力され、該出力端子に出力信号を出力する演算増幅器と、を備え、
    　前記演算増幅器は、
    　前記供給される電圧よりも低電圧で駆動し、
    　前記出力信号よりも低電圧の負機関信号が入力されるセンサ装置。
  2. 　レギュレータと、複数の抵抗を有する抵抗回路と、を備え、
    　前記レギュレータは、
    　前記供給される電圧を入力し、該電圧よりも低電圧を出力し、
    　前記抵抗回路は、
    　前記出力信号を入力し、該出力信号よりも低電圧を出力し、
    　前記演算増幅器は、前記レギュレータから出力される電圧で駆動し、かつ、前記抵抗回路から出力される電圧を負機関信号とするセンサ装置。
  3. 　前記抵抗回路と前記演算増幅器の間に保護ダイオードを接続する請求項２に記載のセンサ装置。
  4. 　前記物理量検出部は、抵抗型の検出素子であり、
    　電源端子と前記検出素子との間に抵抗素子を有する請求項１に記載のセンサ装置。
  5. 　前記物理量検出部が検出した信号に基づくデジタル信号をアナログ信号に変換する抵抗型のＤＡ変換器と、
    　前記ＤＡ変換器と電源端子を接続する抵抗素子と、
    　を有する請求項１に記載のセンサ装置。
  6. 前記ＤＡ変換器と前記抵抗素子との間に保護ダイオードを接続する請求項５に記載のセンサ装置。
  7. 　前記演算増幅器は、反転型の増幅回路である請求項１乃至６の何れかに記載のセンサ装置。
  8. 　前記演算増幅器は、スイッチドキャパシタ回路を有する請求項７に記載のセンサ装置。
PCT/JP2016/071947 2015-09-04 2016-07-27 センサ装置 WO2017038314A1 (ja)

Priority Applications (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
EP16841346.6A EP3346247B1 (en) 2015-09-04 2016-07-27 Sensor device
US15/753,719 US10676050B2 (en) 2015-09-04 2016-07-27 Sensor device
CN201680049120.8A CN107923809B (zh) 2015-09-04 2016-07-27 传感器装置

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2015-174304 2015-09-04
JP2015174304A JP6581443B2 (ja) 2015-09-04 2015-09-04 センサ装置

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2017038314A1 true WO2017038314A1 (ja) 2017-03-09

Family

ID=58187198

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2016/071947 WO2017038314A1 (ja) 2015-09-04 2016-07-27 センサ装置

Country Status (5)

Country Link
US (1) US10676050B2 (ja)
EP (1) EP3346247B1 (ja)
JP (1) JP6581443B2 (ja)
CN (1) CN107923809B (ja)
WO (1) WO2017038314A1 (ja)

Families Citing this family (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP6804284B2 (ja) * 2016-12-14 2020-12-23 株式会社堀場エステック 静電容量型センサ
CN108107873A (zh) * 2017-12-30 2018-06-01 天津信天电子科技有限公司 一种伺服驱动器的自动测试电路
CN110916469B (zh) * 2018-08-30 2021-03-30 佛山市顺德区美的电热电器制造有限公司 检测电路、烹饪设备的控制系统和烹饪设备
KR20200078992A (ko) * 2018-12-24 2020-07-02 (주)엘센 압력센서를 이용한 스마트 센싱시스템
EP3686558B1 (en) * 2019-01-28 2022-07-13 Melexis Bulgaria Ltd. Sensor device
US11877864B2 (en) * 2019-05-29 2024-01-23 Measurement Specialties, Inc. Voltage nulling pressure sensor preamp
KR102071462B1 (ko) * 2019-08-20 2020-01-30 주식회사 아라온 차량의 제어신호 안정화 장치
KR102141583B1 (ko) * 2020-03-12 2020-08-05 주식회사 아라온 전자식 매연 저감 장치

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS53106179A (en) * 1977-02-25 1978-09-14 Electro Craft Corp Blushless dc tachometer
JPH04328905A (ja) * 1991-04-27 1992-11-17 Kyowa Electron Instr Co Ltd 差動増幅回路
US20060220730A1 (en) * 2005-03-30 2006-10-05 International Business Machines Corporation CMOS regulator for low headroom applications
JP2009200667A (ja) * 2008-02-20 2009-09-03 Panasonic Corp 信号増幅回路
JP2012168080A (ja) * 2011-02-16 2012-09-06 Denso Corp 圧力センサ
JP2014025731A (ja) * 2012-07-25 2014-02-06 Hitachi Automotive Systems Ltd センサ装置

Family Cites Families (21)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0738545B2 (ja) * 1988-05-12 1995-04-26 株式会社村田製作所 電荷発生型検知素子の信号処理回路
US5085526A (en) 1990-07-26 1992-02-04 Astec International, Ltd. Compact programmable temperature detector apparatus
JP2776675B2 (ja) * 1992-01-29 1998-07-16 日本電気株式会社 携帯電話機用車載アダプタ装置
CN2135491Y (zh) * 1992-03-03 1993-06-09 张进 汽车空调两位自动控制器
JPH10190376A (ja) * 1996-12-27 1998-07-21 Sony Corp 増幅回路
JP2000250645A (ja) * 1999-03-03 2000-09-14 Nissan Motor Co Ltd 定電流回路
JP3301405B2 (ja) * 1999-03-17 2002-07-15 株式会社村田製作所 圧電式加速度センサ用増幅回路
JP4296811B2 (ja) * 2003-03-25 2009-07-15 株式会社デンソー 物理量センサ装置
JP4066916B2 (ja) * 2003-09-08 2008-03-26 株式会社村田製作所 力学量センサ
JP4690915B2 (ja) * 2006-03-10 2011-06-01 日立オートモティブシステムズ株式会社 集積回路用電源保護回路
DE102008004454B4 (de) * 2008-01-15 2020-02-13 Asm Automation Sensorik Messtechnik Gmbh Winkelsensorschaltung
US20100073079A1 (en) * 2008-09-24 2010-03-25 Sony Ericsson Mobile Communications Ab Bias arrangement and apparatus
CN101995279B (zh) * 2009-08-10 2012-07-18 上海捷程机电有限公司 热式流量传感器
CN102420603B (zh) * 2011-10-26 2016-03-23 哈尔滨工业大学 一种用于微传感器的负反馈自平衡驱动电路
JP2014003812A (ja) * 2012-06-19 2014-01-09 Rohm Co Ltd 電源装置、並びに、これを用いた車載機器及び車両
US9001109B2 (en) * 2012-07-09 2015-04-07 Shenzhen China Star Optoelectronics Technology Co., Ltd. LED backlight driving circuit, backlight module, and LCD device
CN103051050A (zh) * 2012-12-29 2013-04-17 深圳市中兴昆腾有限公司 电源控制电路及矿用气体检测装置
CN203536994U (zh) * 2013-09-18 2014-04-09 重庆市星海电子有限公司 车载式不间断电源蓄电池控制管理装置
CN104698871B (zh) * 2013-12-04 2017-12-19 无锡华润上华科技有限公司 一种传感器控制电路和电子装置
US9385673B2 (en) * 2014-02-14 2016-07-05 Analog Devices Global Amplifier with offset compensation
US9970825B2 (en) * 2015-08-14 2018-05-15 Cirrus Logic, Inc. Temperature sensing with feedback digital-analog converter (DAC) of delta-sigma modulator

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS53106179A (en) * 1977-02-25 1978-09-14 Electro Craft Corp Blushless dc tachometer
JPH04328905A (ja) * 1991-04-27 1992-11-17 Kyowa Electron Instr Co Ltd 差動増幅回路
US20060220730A1 (en) * 2005-03-30 2006-10-05 International Business Machines Corporation CMOS regulator for low headroom applications
JP2009200667A (ja) * 2008-02-20 2009-09-03 Panasonic Corp 信号増幅回路
JP2012168080A (ja) * 2011-02-16 2012-09-06 Denso Corp 圧力センサ
JP2014025731A (ja) * 2012-07-25 2014-02-06 Hitachi Automotive Systems Ltd センサ装置

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
See also references of EP3346247A4 *

Also Published As

Publication number Publication date
EP3346247A4 (en) 2019-05-01
US20180354435A1 (en) 2018-12-13
JP2017050796A (ja) 2017-03-09
US10676050B2 (en) 2020-06-09
CN107923809A (zh) 2018-04-17
EP3346247A1 (en) 2018-07-11
JP6581443B2 (ja) 2019-09-25
CN107923809B (zh) 2020-08-11
EP3346247B1 (en) 2021-03-10

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP6581443B2 (ja) センサ装置
US10330513B2 (en) Multi-dynamic-range sensor
JP5827759B2 (ja) 増幅回路及び増幅回路ｉｃチップ
US20120194947A1 (en) Voltage regulator
JP2009100120A (ja) 差動増幅回路およびその製造方法
CN105486434B (zh) 半导体器件以及包括该半导体器件的电阻测量系统和包括该半导体器件的测压仪表装置
US10050031B2 (en) Power conventer and semiconductor device
JP6176179B2 (ja) 異常監視回路
JP2016114496A (ja) 異常監視回路
JP5278114B2 (ja) センサ装置
JP2006284301A (ja) 温度検出装置
JP5126536B2 (ja) 磁気比例式電流センサのゲイン調整方法
JP7391720B2 (ja) 半導体集積回路装置および電流検出回路
US20140076044A1 (en) Thermal flow sensor and method of generating flow rate detection signal by the thermal flow sensor
KR101549303B1 (ko) 전동식 조향 장치의 토크센서 출력회로
JP5665703B2 (ja) 車両用熱式流量センサ
JP6097920B2 (ja) ブラシレスモータ制御装置
JP2006322836A (ja) 圧力センサ装置
JP3937951B2 (ja) センサ回路
JP2003294559A (ja) センサ回路
JP2010048725A (ja) 異常検出回路
JPH11337381A (ja) 感熱式流量計
JP2006329066A (ja) センサ信号の入力装置
KR200355936Y1 (ko) 역학 센서의 구동회로
JP5315184B2 (ja) 温度検出回路

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 16841346

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE