JP5315184B2 - 温度検出回路 - Google Patents

Description

本発明は、感温素子として抵抗を用いた温度検出回路に関する。

感温素子として抵抗を用いた温度検出回路として、例えば特許文献１に記載されているような温度検出回路（温度検出器）が知られている。この特許文献１記載の温度検出回路は、電源電圧を分圧するための、第１の抵抗体と第２の抵抗体とが直列接続された第１の電圧分圧回路と、前記電源電圧を分圧するための、第３の抵抗体と感温抵抗素子とが直列接続された第２の電圧分圧回路と、前記第１の抵抗体と前記第２の抵抗体との接続点の第１の電位及び前記第３の抵抗体と前記感温抵抗素子との接続点の第２の電位をアナログ／デジタルコンバータで読み取り、前記第１の電位と前記第２の電位との電位比を算出し、あらかじめ用意された所定の電位比−温度特性とから、前記算出された電位比に対応する温度を検出温度として取得することで温度検出を行っている。

従来の温度検出回路の温度検出技術は、電源電圧を分圧し基準電圧として用いることで、電源電圧変動による検出温度の誤差を低減する。すなわち、温度検出回路のレシオメトリックを実現している。

特開２００１−２７２２８２号公報

しかしながら、従来の温度検出回路の温度検出技術では、信号が差動信号になっていないので、動作時の消費電流等によりグランド電位のコモンモード電位変動があった場合、検出温度に誤差を生じる問題がある。さらに、感温抵抗素子の電圧比は温度に対して非線形に変化する。従って電位比−温度変換テーブルが必要となる問題がある。

本発明は、以上のような課題を解決するために考案されたものであり、温度検出回路の出力電圧が電源電圧に比例するレシオメトリック動作であり、コモンモード電位変動があっても検出温度に誤差を生じない差動信号出力であり、且つ温度検出回路の出力電圧は温度に対して線形に変化する温度検出回路を提供することにある。

本発明の温度検出回路は、第一の抵抗と第二の抵抗で構成される第一の分圧回路と、第三の抵抗と第四の抵抗で構成される第二の分圧回路と、第一の分圧回路の出力端子が負極入力を入力され、第二の分圧回路の出力端子が正極入力に接続された全差動型誤差増幅器と、全差動型誤差増幅器の正極出力端子と第一の分圧回路の出力端子の間に接続された第五の抵抗と、全差動型誤差増幅器の負極出力端子と第二の分圧回路の出力端子の間に接続された第六の抵抗とを備え、第一の抵抗と前記第四の抵抗は第一の抵抗種で構成され、第二の抵抗と第三の抵抗と第五の抵抗と第六の抵抗は第二の抵抗種で構成され、全差動型誤差増幅器の負極出力端子と正極出力端子の電位差を出力とする構成とした。

本発明によれば抵抗値の逆数が温度に対して線形に変化する抵抗体と抵抗値が温度に対して線形に変化する抵抗体と全差動型誤差増幅器を用いて、温度検出回路の出力電圧が電源電圧に比例するレシオメトリック動作であり、コモンモード電位変動があっても検出温度に誤差を生じない差動信号出力であり、且つ温度検出回路の出力電圧は温度に対して線形に変化する温度検出回路を構成することができる

本発明の温度検出回路を示す回路図である。 本発明のディジタル出力の温度検出回路の回路図である。

以下、本発明の実施形態の温度検出回路を図面に基づいて説明する。

図１は、本実施形態の温度検出回路の回路図である。電源電圧Vddグランド電圧間を抵抗１０１と抵抗１０２で構成される分圧回路１５１と、電源電圧Vddグランド電圧間を抵抗１０３と抵抗１０４で構成される分圧回路１５０と、分圧回路１５１の出力端子１１０が負極入力を入力され、分圧回路１５０の出力端子１１１が正極入力に接続された全差動型誤差増幅器１０７と、全差動型誤差増幅器１０７の正極出力１１２と出力端子１１０の間に接続された抵抗１０５と、全差動型誤差増幅器１０７の負極出力１１３と出力端子１１１の間に接続された抵抗１０６で構成される。

ここで、抵抗１０１および抵抗１０４は、感温抵抗体で温度係数の大きい高抵抗ポリシリコンで構成される。便宜的にその抵抗値をR1で表すとする。また、抵抗１０２および抵抗１０３は温度係数の小さい低抵抗ポリシリコンで構成される。便宜的にその抵抗値をＲ３で表すとする。また、抵抗１０５および抵抗１０６は温度係数の小さい低抵抗ポリシリコンで構成される。便宜的にその抵抗値をＲ２で表すとする。

感温抵抗体である高抵抗ポリシリコンは、単位面積当たり抵抗値の逆数の温度特性が温度に対して線形に変化する。低抵抗ポリシリコンは、単位面積当たり抵抗値の温度特性が温度に対して線形に変化する。

図１の温度検出回路は、出力電圧が全差動型誤差増幅器１０７の正極出力１１２を基準とした負極出力１１３との電位差となる。便宜的にその電位差をVOUTとする。

便宜的に接続点１１０、１１１、１１２、１１３の電位をそれぞれV(１１０)、V(１１１)、V(１１２)、V(１１３)と表すとすると、接続点１１０についてミルマンの定理を適用すれば、式（１）が得られる。

同様にして、接続点１１１についてミルマンの定理を適用すれば式（２）が得られる。

全差動型誤差増幅器１０７の電圧利得は１よりも十分大きく、V(１１０)＝V(１１１)と近似できるとすると式（１）、式（２）より式（３）を得る。

式（３）より本発案の温度検出回路の出力電圧は電源電圧Vddに比例し、レシオメトリック出力となる。Ｒ１は感温抵抗体である高抵抗ポリシリコンで構成され、抵抗値の逆数は温度に対して線形に変化するのに対して、Ｒ２、Ｒ３は低抵抗ポリシリコンで構成され、抵抗値は温度に対して線形に変化する。

従って、式（３）の第一項であるＲ２／Ｒ１は温度に対して線形に大きく変化する項になり、第二項であるＲ２／Ｒ３は同じ低抵抗ポリシリコンで構成されているので温度が変化しても値の変化しない項になる。

よって、第一項であるＲ２／Ｒ１を適切に選ぶことで本発案の温度検出回路の温度感度が決まり、第二項であるＲ２／Ｒ３を適切に選ぶことで本発案の温度検出回路のオフセット電圧を決めることができる。

このようにして温度検出回路の出力電圧が電源電圧に比例するレシオメトリック動作であり、コモンモード電位変動があっても検出温度に誤差を生じない差動信号出力であり、且つ温度検出回路の出力電圧は温度に対して線形に変化する温度検出回路を構成することができる。

図２は、本発明のディジタル出力の温度検出回路の回路図である。

ディジタル出力の温度検出回路は、以下のような構成となっている。温度検出回路２０１の差動出力がアナログ／デジタルコンバータ（ADC）２０２のVIN入力に接続される。抵抗１２０、抵抗１２１、抵抗１２２で構成された基準電圧回路２０３の出力である接続点１１４、接続点１１５が該アナログ／デジタルコンバータ（ADC）２０２のVREF入力に接続される。

便宜的に抵抗１２０、抵抗１２１、抵抗１２２の抵抗値をそれぞれＲ４、Ｒ５、Ｒ６とし、接続点１１４、接続点１１５の電位をそれぞれV（１１４）、V（１１５）とすると、基準電圧回路２０３の出力電圧VREFはV（１１４）―V（１１５）で表され、式（４）のようになる。

アナログ／デジタルコンバータ（ADC）２０２の出力コードはVOUT/VREFに比例するので式（５）に比例する。

式（５）の値はVddの項が消去されるので電源電圧に影響されない。よって、電源電圧が変動しても検出温度が変化しないディジタル出力の温度検出回路を構成することができる。

１０１、１０４ 高抵抗ポリシリコン抵抗
１０２、１０３、１０５、１０６ 低抵抗ポリシリコン抵抗
１０７ 全差動型誤差増幅器
２０１ 温度検出回路
２０２ アナログ／デジタルコンバータ（ADC）
２０３ 基準電圧回路

Claims (2)

1. 第一の抵抗と第二の抵抗で構成される第一の分圧回路と、
   第三の抵抗と第四の抵抗で構成される第二の分圧回路と、
   前記第一の分圧回路の出力端子が負極入力を入力され、前記第二の分圧回路の出力端子が正極入力に接続された全差動型誤差増幅器と、
   前記全差動型誤差増幅器の正極出力端子と前記第一の分圧回路の出力端子の間に接続された第五の抵抗と、
   前記全差動型誤差増幅器の負極出力端子と前記第二の分圧回路の出力端子の間に接続された第六の抵抗と、を備え、
   前記第一の抵抗と前記第四の抵抗は、抵抗値の逆数が温度に対して線形に変化する高抵抗ポリシリコンで構成され、
   前記第二の抵抗と前記第三の抵抗と前記第五の抵抗と前記第六の抵抗は、抵抗値が温度に対して線形に変化する低抵抗ポリシリコンで構成され、
   前記全差動型誤差増幅器の負極出力端子と正極出力端子の電位差を出力とすることを特徴とする温度検出回路。
2. 前記全差動型誤差増幅器の負極出力端子と正極出力端子が入力端子に接続されたアナログ／デジタルコンバータと、
   直列に接続された第七の抵抗、第八の抵抗及び第九の抵抗で構成され、前記第七の抵抗と前記第八の抵抗の接続点と前記第八の抵抗と前記第九の抵抗の接続点が前記アナログ／デジタルコンバータの基準電圧入力端子に接続された電源電圧分圧回路と、
   を備えたことを特徴とする請求項１記載の温度検出回路。

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