JPH11337381A - 感熱式流量計 - Google Patents
感熱式流量計Info
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- JPH11337381A JPH11337381A JP10141824A JP14182498A JPH11337381A JP H11337381 A JPH11337381 A JP H11337381A JP 10141824 A JP10141824 A JP 10141824A JP 14182498 A JP14182498 A JP 14182498A JP H11337381 A JPH11337381 A JP H11337381A
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- G01—MEASURING; TESTING
- G01F—MEASURING VOLUME, VOLUME FLOW, MASS FLOW OR LIQUID LEVEL; METERING BY VOLUME
- G01F1/00—Measuring the volume flow or mass flow of fluid or fluent solid material wherein the fluid passes through a meter in a continuous flow
- G01F1/68—Measuring the volume flow or mass flow of fluid or fluent solid material wherein the fluid passes through a meter in a continuous flow by using thermal effects
- G01F1/696—Circuits therefor, e.g. constant-current flow meters
- G01F1/698—Feedback or rebalancing circuits, e.g. self heated constant temperature flowmeters
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 Ｖ／Ｉ変換回路の供給電流源の電圧を入力電
圧に応じた電圧とし、また、Ｖ／Ｉ変換回路にゲイン機
能を付加することで回路を安価にすると共に小型化す
る。 【解決手段】 流量検出手段の出力である流量電圧信号
Ｖａｆｓを一定範囲の電圧に変換する電圧変換手段１３
と、この変換された電圧を流量電圧信号の値に比例した
電流に変換する電圧／電流変換手段１４，１６と、変換
された電流をデジタル変換用の電圧に変換する電流／電
圧変換手段１２と、前記流量電圧信号の値に応じて前記
電圧変換手段の出力を増減させる電圧変更手段１５とを
備えている。
圧に応じた電圧とし、また、Ｖ／Ｉ変換回路にゲイン機
能を付加することで回路を安価にすると共に小型化す
る。 【解決手段】 流量検出手段の出力である流量電圧信号
Ｖａｆｓを一定範囲の電圧に変換する電圧変換手段１３
と、この変換された電圧を流量電圧信号の値に比例した
電流に変換する電圧／電流変換手段１４，１６と、変換
された電流をデジタル変換用の電圧に変換する電流／電
圧変換手段１２と、前記流量電圧信号の値に応じて前記
電圧変換手段の出力を増減させる電圧変更手段１５とを
備えている。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は感熱抵抗体を用い
て流体の流量を検出する感熱式流量計に関するものであ
る。
て流体の流量を検出する感熱式流量計に関するものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】出力インターフェイス形態を電流出力と
した感熱式流量計において、検出された吸入空気量を所
定の電流信号に変換して伝達すると、感熱式流量計およ
び燃料噴射制御装置に電位変動が発生しても、検出され
た吸入空気量は正確な電気信号に変換されて伝達される
技術は公知である。
した感熱式流量計において、検出された吸入空気量を所
定の電流信号に変換して伝達すると、感熱式流量計およ
び燃料噴射制御装置に電位変動が発生しても、検出され
た吸入空気量は正確な電気信号に変換されて伝達される
技術は公知である。
【０００３】次に従来の感熱式流量計の動作を図につい
て説明する。図８は例えば特開平２−２１６４２０号公
報に示された従来の感熱式流量計の回路図である。図９
は他の従来の感熱式流量計の回路図である。図１０は図
９に示す感熱式流量計の入・出力関係を示したグラフで
ある。
て説明する。図８は例えば特開平２−２１６４２０号公
報に示された従来の感熱式流量計の回路図である。図９
は他の従来の感熱式流量計の回路図である。図１０は図
９に示す感熱式流量計の入・出力関係を示したグラフで
ある。
【０００４】図８に示す感熱式流量計（１）おいて、オ
ペアンプ（１ｂ）の非反転入力端子には図示しないエア
ーフローセンサのアンプ（１ａ）より出力される流量電
圧信号Ｖａｆｓが入力される。そして、オペアンプ（１
ｂ）の出力端子はトランジスタ（１ｃ）のベース端子
に、オペアンプ（１ｂ）の反転入力端子はトランジスタ
（１ｃ）のエミッタ端子と一端がマイナス電位に接続さ
れた基準抵抗Ｒｅの他端に接続されている。トランジス
タ（１ｃ）のコレクタは燃料噴射制御装置（２）側にお
いて検出抵抗Ｒｃを通して基準電圧Ｖｒｅｆ端子に接続
されている。また、燃料噴射制御装置（２）に設けたア
ナログ／デジタル変換器（Ａ／Ｄ変換器）のアナログ入
力端子には電流検出抵抗（Ｒｃ）を通して基準電圧Ｖｒ
ｅｆ端子が接続されている。
ペアンプ（１ｂ）の非反転入力端子には図示しないエア
ーフローセンサのアンプ（１ａ）より出力される流量電
圧信号Ｖａｆｓが入力される。そして、オペアンプ（１
ｂ）の出力端子はトランジスタ（１ｃ）のベース端子
に、オペアンプ（１ｂ）の反転入力端子はトランジスタ
（１ｃ）のエミッタ端子と一端がマイナス電位に接続さ
れた基準抵抗Ｒｅの他端に接続されている。トランジス
タ（１ｃ）のコレクタは燃料噴射制御装置（２）側にお
いて検出抵抗Ｒｃを通して基準電圧Ｖｒｅｆ端子に接続
されている。また、燃料噴射制御装置（２）に設けたア
ナログ／デジタル変換器（Ａ／Ｄ変換器）のアナログ入
力端子には電流検出抵抗（Ｒｃ）を通して基準電圧Ｖｒ
ｅｆ端子が接続されている。
【０００５】オペアンプ（１ｂ）の非反転入力端子にア
ンプ（１ａ）より流量電圧信号Ｖａｆｓが入力され、出
力端子よりＮＰＮトランジスタ（１ｃ）にベース電流Ｉ
ｂが流れると、基準抵抗Ｒｅにエミッタ電流Ｉｅが流れ
てエミッタ電圧Ｖｅが発生し、オペアンプ（１ｂ）の反
転入力端子に帰還される。その結果、エミッタ電圧Ｖｅ
は流量電圧信号Ｖａｆｓと等しくなる。
ンプ（１ａ）より流量電圧信号Ｖａｆｓが入力され、出
力端子よりＮＰＮトランジスタ（１ｃ）にベース電流Ｉ
ｂが流れると、基準抵抗Ｒｅにエミッタ電流Ｉｅが流れ
てエミッタ電圧Ｖｅが発生し、オペアンプ（１ｂ）の反
転入力端子に帰還される。その結果、エミッタ電圧Ｖｅ
は流量電圧信号Ｖａｆｓと等しくなる。
【０００６】この時、ＮＰＮトランジスタ１ｃの電流増
幅率を十分大きな値に選択すると、エミッタ電流Ｉｅと
コレクタ電流Ｉｃとは等しいと考えられる。従って、ア
ナログ入力端子にかかる入力電圧ＶｃをＶｒｅｆ−Ｒｃ
・Ｉｃとすると、入力電圧Ｖｃは流量電圧信号Ｖａｆｓ
に比例する。
幅率を十分大きな値に選択すると、エミッタ電流Ｉｅと
コレクタ電流Ｉｃとは等しいと考えられる。従って、ア
ナログ入力端子にかかる入力電圧ＶｃをＶｒｅｆ−Ｒｃ
・Ｉｃとすると、入力電圧Ｖｃは流量電圧信号Ｖａｆｓ
に比例する。
【０００７】流量電圧信号Ｖａｆｓはコレクタ電流Ｉｃ
に変換されて出力されるため、感熱式流量計（１）およ
び燃料噴射制御装置（２）の電位変動に影響されること
なく、吸入空気信号は正確な電気信号に変換されてＡ／
Ｄ変換器に伝達される。
に変換されて出力されるため、感熱式流量計（１）およ
び燃料噴射制御装置（２）の電位変動に影響されること
なく、吸入空気信号は正確な電気信号に変換されてＡ／
Ｄ変換器に伝達される。
【０００８】また、図９に示す他の従来の感熱式流量計
１におけるオペアンプ（１ｂ）は、図８に示すオペアン
プ（１ｂ）と同様に、非反転入力端子にアンプ（１ａ）
より流量電圧信号Ｖａｆｓが入力される。そして、出力
端子はトランジスタ（１ｃ）のベース端子に、反転入力
端子はＮＰＮトランジスタ（１ｃ）のエミッタ端子と一
端がグランドに接続された第１基準抵抗１ｅの他端に接
続されている。ＮＰＮトランジスタ（１ｃ）のコレクタ
端子は第１電流検出抵抗（１ｆ）を通して電源回路１ｄ
における基準電圧Ｖｃｃ端子に接続されている。
１におけるオペアンプ（１ｂ）は、図８に示すオペアン
プ（１ｂ）と同様に、非反転入力端子にアンプ（１ａ）
より流量電圧信号Ｖａｆｓが入力される。そして、出力
端子はトランジスタ（１ｃ）のベース端子に、反転入力
端子はＮＰＮトランジスタ（１ｃ）のエミッタ端子と一
端がグランドに接続された第１基準抵抗１ｅの他端に接
続されている。ＮＰＮトランジスタ（１ｃ）のコレクタ
端子は第１電流検出抵抗（１ｆ）を通して電源回路１ｄ
における基準電圧Ｖｃｃ端子に接続されている。
【０００９】第１電流検出抵抗（１ｆ）における電圧降
下分Ｖ2を入力するオペアンプ（１ｇ）は、非反転入力
端子をＮＰＮトトランジスタ（１ｃ）のコレクタ端子と
電流検出抵抗（１ｆ）との接続点に接続し、出力端子を
ＰＮＰトランジスタ（１ｈ）のベースに、反転入力端子
をＰＮＰトトランジスタ（１ｈ）のエミッタに接続して
いる。
下分Ｖ2を入力するオペアンプ（１ｇ）は、非反転入力
端子をＮＰＮトトランジスタ（１ｃ）のコレクタ端子と
電流検出抵抗（１ｆ）との接続点に接続し、出力端子を
ＰＮＰトランジスタ（１ｈ）のベースに、反転入力端子
をＰＮＰトトランジスタ（１ｈ）のエミッタに接続して
いる。
【００１０】ＰＮＰトランジスタ（１ｈ）のエミッタは
第２基準抵抗（Ｒｅ）を通して電源回路（１ｄ）におけ
る基準電圧Ｖｃｃ端子に接続され、またコレクタは、燃
料噴射制御装置（２）に設けたＡ／Ｄ変換器のアナログ
入力端子に接続される。アナログ入力端子は第２電流検
出抵抗（Ｒｃ）を通してＡ／Ｄ変換器のＧＮＤ接続点に
接続される。従って、流量電圧信号Ｖａｆｓは第２電流
検出抵抗（Ｒｃ）の両端電圧ＶｃとなってＡ／Ｄ変換器
に入力される。
第２基準抵抗（Ｒｅ）を通して電源回路（１ｄ）におけ
る基準電圧Ｖｃｃ端子に接続され、またコレクタは、燃
料噴射制御装置（２）に設けたＡ／Ｄ変換器のアナログ
入力端子に接続される。アナログ入力端子は第２電流検
出抵抗（Ｒｃ）を通してＡ／Ｄ変換器のＧＮＤ接続点に
接続される。従って、流量電圧信号Ｖａｆｓは第２電流
検出抵抗（Ｒｃ）の両端電圧ＶｃとなってＡ／Ｄ変換器
に入力される。
【００１１】オペアンプ（１ｂ）の出力電圧に比例して
ＮＰＮトランジスタ（１ｃ）に流れる電流信号は、ＮＰ
Ｎトランジスタ（１ｃ）のコレクタ端子に接続された第
１電流検出抵抗（１ｆ）において電流／電圧変換（Ｉ／
Ｖ変換）される。そしてオペアンプ（１ｇ）の非反転入
力端子には、基準電圧Ｖｃｃから電圧変換された電圧を
差し引いた検出電圧Ｖ2（＝Ｖｃｃ−Ｉ・１ｆ）を出力
する。この時、オペアンプ（１ｇ）の反転入力端子には
第２基準抵抗Ｒｅに発生したエミッタ電圧Ｖ3を帰還し
ているため検出電圧Ｖ2はＶａｆｓに比例した値とな
る。
ＮＰＮトランジスタ（１ｃ）に流れる電流信号は、ＮＰ
Ｎトランジスタ（１ｃ）のコレクタ端子に接続された第
１電流検出抵抗（１ｆ）において電流／電圧変換（Ｉ／
Ｖ変換）される。そしてオペアンプ（１ｇ）の非反転入
力端子には、基準電圧Ｖｃｃから電圧変換された電圧を
差し引いた検出電圧Ｖ2（＝Ｖｃｃ−Ｉ・１ｆ）を出力
する。この時、オペアンプ（１ｇ）の反転入力端子には
第２基準抵抗Ｒｅに発生したエミッタ電圧Ｖ3を帰還し
ているため検出電圧Ｖ2はＶａｆｓに比例した値とな
る。
【００１２】さらに、オペアンプ（１ｇ）は検出電圧Ｖ
2に比例した出力電圧をＰＮＰトランジスタ（１ｈ）の
ベース端子に入力してエミッタ電流Ｉｅを第２基準抵抗
Ｒｅに流し、第２基準抵抗Ｒｅに発生したエミッタ電圧
Ｖ3をオペアンプ（１ｇ）の反転入力端子に帰還させる
ことで、最終的にＶａｆｓに比例したコレクタ電流Ｉｃ
が燃料噴射制御装置（２）におけるＡ／Ｄ変換器のアナ
ログ入力端子に出力される。
2に比例した出力電圧をＰＮＰトランジスタ（１ｈ）の
ベース端子に入力してエミッタ電流Ｉｅを第２基準抵抗
Ｒｅに流し、第２基準抵抗Ｒｅに発生したエミッタ電圧
Ｖ3をオペアンプ（１ｇ）の反転入力端子に帰還させる
ことで、最終的にＶａｆｓに比例したコレクタ電流Ｉｃ
が燃料噴射制御装置（２）におけるＡ／Ｄ変換器のアナ
ログ入力端子に出力される。
【００１３】Ａ／Ｄ変換器のアナログ入力端子は、第２
電流検出抵抗（Ｒｃ）を通してＡ／Ｄ変換器のＧＮＤ接
続点に接続されいるため、Ａ／Ｄ変換器の入力電圧は第
２電流検出抵抗Ｒｃの電圧降下分（Ｉｃ・Ｒｃ）とな
る。以上のようにＶａｆｓがコレクタ電流Ｉｃに変換さ
れて出力されると、感熱式流量計（１）および燃料噴射
制御装置（２）の電位変動に影響されることなく、正確
な電気信号に変換された吸入空気信号がＡ／Ｄ変換器へ
伝達が行われ、しかも燃料噴射制御装置（２）では基準
電位を必要としない。
電流検出抵抗（Ｒｃ）を通してＡ／Ｄ変換器のＧＮＤ接
続点に接続されいるため、Ａ／Ｄ変換器の入力電圧は第
２電流検出抵抗Ｒｃの電圧降下分（Ｉｃ・Ｒｃ）とな
る。以上のようにＶａｆｓがコレクタ電流Ｉｃに変換さ
れて出力されると、感熱式流量計（１）および燃料噴射
制御装置（２）の電位変動に影響されることなく、正確
な電気信号に変換された吸入空気信号がＡ／Ｄ変換器へ
伝達が行われ、しかも燃料噴射制御装置（２）では基準
電位を必要としない。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】図８に示す従来の燃料
噴射制御装置は以上の様に、流量電圧信号は基準電源Ｖ
ｒｅｆを基準にＶ／Ｉ変換されるため、基準電圧を高電
位に設定する必要があり、さらに、第２電流検出抵抗で
電圧変換されたＡ／Ｄ変換入力はＧＮＤ基準の電圧出力
との互換性がなくなる。
噴射制御装置は以上の様に、流量電圧信号は基準電源Ｖ
ｒｅｆを基準にＶ／Ｉ変換されるため、基準電圧を高電
位に設定する必要があり、さらに、第２電流検出抵抗で
電圧変換されたＡ／Ｄ変換入力はＧＮＤ基準の電圧出力
との互換性がなくなる。
【００１５】また、図９に示す感熱式流量計１において
は、図１０の特性図に示すように基準電圧を高電位にす
る必要があり、そして特に流量電圧信号が小さい電位の
時には、オペアンプの入力電位が高電位となるため、オ
ペアンプの入力形態はトランジスタＶｂｅ電圧の影響を
うけず、高電位が入力可能なＮＰＮ入力形態とする必要
がある。
は、図１０の特性図に示すように基準電圧を高電位にす
る必要があり、そして特に流量電圧信号が小さい電位の
時には、オペアンプの入力電位が高電位となるため、オ
ペアンプの入力形態はトランジスタＶｂｅ電圧の影響を
うけず、高電位が入力可能なＮＰＮ入力形態とする必要
がある。
【００１６】そのため、他のオペアンプがＰＮＰ入力形
態で構成された場合、オペアンプの種類が増え、設計自
由度が制限され、また、基準電圧を高くとるために高電
位の電源に余裕がなくなるという問題があった。
態で構成された場合、オペアンプの種類が増え、設計自
由度が制限され、また、基準電圧を高くとるために高電
位の電源に余裕がなくなるという問題があった。
【００１７】この発明は前記のような問題点を解消する
ためになされたもので高精度かつ安価に、回路規模の小
型化ができるとともに、低電源耐量を向上させることが
できる感熱式流量計を得ることを目的とする。
ためになされたもので高精度かつ安価に、回路規模の小
型化ができるとともに、低電源耐量を向上させることが
できる感熱式流量計を得ることを目的とする。
【００１８】
【課題を解決するための手段】請求項１の発明に係る感
熱式流量計は、流量検出手段の出力である流量電圧信号
を一定範囲の電圧に変換する電圧変換手段と、この変換
された電圧を流量電圧信号の値に比例した電流に変換す
る電圧／電流変換手段と、変換された電流をデジタル変
換用の電圧に変換する電流／電圧変換手段と、前記流量
電圧信号の値に応じて前記電圧変換手段の出力を増減さ
せる電圧変更手段とを備えたものである。
熱式流量計は、流量検出手段の出力である流量電圧信号
を一定範囲の電圧に変換する電圧変換手段と、この変換
された電圧を流量電圧信号の値に比例した電流に変換す
る電圧／電流変換手段と、変換された電流をデジタル変
換用の電圧に変換する電流／電圧変換手段と、前記流量
電圧信号の値に応じて前記電圧変換手段の出力を増減さ
せる電圧変更手段とを備えたものである。
【００１９】請求項２の発明に係る感熱式流量計におい
て、電圧変換手段は流量電圧信号を入力してその増幅度
を変化させるゲイン調整手段を備えたものである。
て、電圧変換手段は流量電圧信号を入力してその増幅度
を変化させるゲイン調整手段を備えたものである。
【００２０】請求項３の発明に係る感熱式流量計におい
て、電圧変更手段は抵抗またはダイオードまたはツェナ
ーダイオードで構成したものである。
て、電圧変更手段は抵抗またはダイオードまたはツェナ
ーダイオードで構成したものである。
【００２１】請求項４の発明に係る感熱式流量計は、電
圧／電流変換手段の電流出力部に電流値を調整する電流
調整手段を設けたものである。
圧／電流変換手段の電流出力部に電流値を調整する電流
調整手段を設けたものである。
【００２２】請求項５の発明に係る感熱式流量計におい
て、電流出力部は２つのトランジスタをダーリントン接
続したトランジスタ回路にて構成したものである。
て、電流出力部は２つのトランジスタをダーリントン接
続したトランジスタ回路にて構成したものである。
【００２３】請求項６の発明に係る感熱式流量計におい
て、電流調整手段は、電流出力部の高圧側にて出力電流
に定ソース電流を加える定電流回路を備えたものであ
る。
て、電流調整手段は、電流出力部の高圧側にて出力電流
に定ソース電流を加える定電流回路を備えたものであ
る。
【００２４】請求項７の発明に係る感熱式流量計におい
て、電流調整手段は、電流出力部の低圧側にて出力電流
より定シンク電流を減算する定電流回路を備えたもので
ある。
て、電流調整手段は、電流出力部の低圧側にて出力電流
より定シンク電流を減算する定電流回路を備えたもので
ある。
【００２５】請求項８の発明に係る感熱式流量計におい
て、電圧変換手段は、流量電圧信号を電流増幅した後に
一定範囲の電圧に変換するものである。
て、電圧変換手段は、流量電圧信号を電流増幅した後に
一定範囲の電圧に変換するものである。
【００２６】
【発明の実施の形態】実施の形態１．以下、この発明の
一実施に形態に係る感熱式流量計を図について説明す
る。図１は本実施の形態による感熱式流量計の回路図で
ある。図において、１ａは流量電圧信号Ｖａｆｓを出力
するエアーフローセンサ（図示せず）に内蔵されたアン
プであり、流量電圧信号Ｖａｆｓは入力抵抗（３）を通
して第１オペアンプ（１３）の非反転入力端子に入力さ
れる。第１オペアンプ（１３）の出力端子とＧＮＤ間に
は第１電流検出抵抗（５）、レベルシフト手段（１
５）、第１基準抵抗（６）が直列接続されている。レベ
ルシフト手段（１５）と第１基準抵抗（６）との接続点
Ｂは帰還抵抗（４）を通して第１オペアンプ（１３）の
反転入力端子に接続されている。
一実施に形態に係る感熱式流量計を図について説明す
る。図１は本実施の形態による感熱式流量計の回路図で
ある。図において、１ａは流量電圧信号Ｖａｆｓを出力
するエアーフローセンサ（図示せず）に内蔵されたアン
プであり、流量電圧信号Ｖａｆｓは入力抵抗（３）を通
して第１オペアンプ（１３）の非反転入力端子に入力さ
れる。第１オペアンプ（１３）の出力端子とＧＮＤ間に
は第１電流検出抵抗（５）、レベルシフト手段（１
５）、第１基準抵抗（６）が直列接続されている。レベ
ルシフト手段（１５）と第１基準抵抗（６）との接続点
Ｂは帰還抵抗（４）を通して第１オペアンプ（１３）の
反転入力端子に接続されている。
【００２７】（１４）は第２オペアンプであり、この第
２オペアンプ（１４）の非反転入力端子は入力抵抗
（７）を通して第１電流検出抵抗（５）とレベルシフト
手段（１５）の接続点Ａに接続され、出力端子はＰＮＰ
トランジスタとＮＰＮトランジスタがダーリントン接続
されたトランジスタ（１６）のベースに抵抗（９）を通
して接続されている。トランジスタ（１６）のコレクタ
は帰還抵抗（８）を通して第２オペアンプ（１４）の反
転入力端子に接続される共に、第２基準抵抗（１０）を
通して第１オペアンプ（１３）の出力端子に接続され
る。
２オペアンプ（１４）の非反転入力端子は入力抵抗
（７）を通して第１電流検出抵抗（５）とレベルシフト
手段（１５）の接続点Ａに接続され、出力端子はＰＮＰ
トランジスタとＮＰＮトランジスタがダーリントン接続
されたトランジスタ（１６）のベースに抵抗（９）を通
して接続されている。トランジスタ（１６）のコレクタ
は帰還抵抗（８）を通して第２オペアンプ（１４）の反
転入力端子に接続される共に、第２基準抵抗（１０）を
通して第１オペアンプ（１３）の出力端子に接続され
る。
【００２８】また、トランジスタ（１６）のエミッタは
抵抗（１１）を通して燃料噴射制御装置２に設けられた
Ａ／Ｄ変換器（図示せず）の入力端子に接続される。こ
の入力端子とＧＮＤ間には電流／電圧変換用の第２基準
抵抗（１２）が接続されている。尚、トランジスタ（１
６）をダーリントンで構成する事で、トランジスタ（１
６）のベース電流の誤差を軽減することができる。
抵抗（１１）を通して燃料噴射制御装置２に設けられた
Ａ／Ｄ変換器（図示せず）の入力端子に接続される。こ
の入力端子とＧＮＤ間には電流／電圧変換用の第２基準
抵抗（１２）が接続されている。尚、トランジスタ（１
６）をダーリントンで構成する事で、トランジスタ（１
６）のベース電流の誤差を軽減することができる。
【００２９】以上のようにレベルシフト手段１５を設け
たことで、Ｖ／Ｉ変換回路（第１電流検出抵抗（Ｒ１）
５、レベルシフト手段１５、第１基準抵抗（Ｒ２）６）
の電圧供給源である第１オペアンプ（１３）の出力電圧
Ｖ１を入力電圧（流量電圧信号Ｖａｆｓ）に応じて単調
増加させることができる。また、トランジスタ（１６）
から出力された電流Ｉｏは燃料噴射制御装置（２）内に
設置された第２電流検出抵抗（１２）でＩ／Ｖ変換さ
れ、Ａ／Ｄ変換器へ入力されることで電流信号により空
気流量情報を燃料噴射制御装置２に伝達する。
たことで、Ｖ／Ｉ変換回路（第１電流検出抵抗（Ｒ１）
５、レベルシフト手段１５、第１基準抵抗（Ｒ２）６）
の電圧供給源である第１オペアンプ（１３）の出力電圧
Ｖ１を入力電圧（流量電圧信号Ｖａｆｓ）に応じて単調
増加させることができる。また、トランジスタ（１６）
から出力された電流Ｉｏは燃料噴射制御装置（２）内に
設置された第２電流検出抵抗（１２）でＩ／Ｖ変換さ
れ、Ａ／Ｄ変換器へ入力されることで電流信号により空
気流量情報を燃料噴射制御装置２に伝達する。
【００３０】図１に示した感熱式流量計の回路構成は、
電流出力段に使用している第２オペアンプ１４の入力電
圧レベルを低くして、ＰＮＰ入力タイプの第２オペアン
プ１４の入力電圧範囲を確保するものであり、第１電流
検出抵抗（Ｒ１）５の両端の電圧（Ｖ１−Ｖ２）は
（１）式で与えられる。
電流出力段に使用している第２オペアンプ１４の入力電
圧レベルを低くして、ＰＮＰ入力タイプの第２オペアン
プ１４の入力電圧範囲を確保するものであり、第１電流
検出抵抗（Ｒ１）５の両端の電圧（Ｖ１−Ｖ２）は
（１）式で与えられる。
【００３１】 （Ｖ１−Ｖ２）＝（Ｒ１／Ｒ２）×Ｖａｆｓ ・・・（１）
【００３２】トランジスタ（１６）のコレクタ電流Ｉｃ
は（Ｖ１−Ｖ２）＝（Ｖ１−Ｖ３）より以下の（２）式
で与えられる。
は（Ｖ１−Ｖ２）＝（Ｖ１−Ｖ３）より以下の（２）式
で与えられる。
【００３３】 Ｉｃ＝（Ｖ１−Ｖ３）／Ｒ３ ＝{(Ｒ１／Ｒ２)／Ｒ３}×Ｖａｆｓ ・・・（２）
【００３４】ここで、Ｉｃ＝Ｉｏより、Ａ／Ｄ変換器の
入力電圧（Ｖｏ）は（３）式で与えられる。
入力電圧（Ｖｏ）は（３）式で与えられる。
【００３５】 Ｖ0＝{(Ｒ１×Ｒｅｃｕ)／Ｒ２×Ｒ３}×Ｖａｆｓ ・・・（３）
【００３６】次に、第２オペアンプ（１４）の入力電圧
（Ｖ１、Ｖ２）範囲について述べる。第２オペアンプ
（１４）の入力電圧範囲はＶａｆｓとレベルシフト手段
（１５）により発生したシフト電圧との和で決定され
る。例えば、レベルシフト（１５）を図示しない抵抗Ｒ
４と２個のダイオード（１８）の直列群とした場合、ダ
イオード（１８）では２Ｖｆの電圧が発生する。すなわ
ち、Ｖ２（＝Ｖ３）の電位は、（４）式で与えられる。
（Ｖ１、Ｖ２）範囲について述べる。第２オペアンプ
（１４）の入力電圧範囲はＶａｆｓとレベルシフト手段
（１５）により発生したシフト電圧との和で決定され
る。例えば、レベルシフト（１５）を図示しない抵抗Ｒ
４と２個のダイオード（１８）の直列群とした場合、ダ
イオード（１８）では２Ｖｆの電圧が発生する。すなわ
ち、Ｖ２（＝Ｖ３）の電位は、（４）式で与えられる。
【００３７】 Ｖ２＝｛（Ｒ２＋Ｒ４）／Ｒ２｝×Ｖａｆｓ＋２Ｖｆ ・・・（４）
【００３８】また、このときＶ１の電位は（５）式で表
せる。
せる。
【００３９】 Ｖ１＝｛（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ４）／Ｒ２｝×Ｖａｆｓ＋２Ｖｆ・・・（５）
【００４０】図１０に示すように、第２オペアンプ（１
４）の入力電圧範囲の電位は低くなり、例えば入力電圧
範囲は０Ｖ〜−１．５Ｖ（オペアンプ電源電圧）である
ＰＮＰ入力型オペアンプの入力電圧範囲内にすることが
できる。従って、第２オペアンプ（１４）の入力電圧範
囲を任意に設定できるため、第２オペアンプ１４の入力
ダイナミックレンジの拡大を行うことができる。さら
に、図８に示す燃料噴射制御装置（２）側に設けた基準
電源Ｖｒｅｆの回路が不要となる。
４）の入力電圧範囲の電位は低くなり、例えば入力電圧
範囲は０Ｖ〜−１．５Ｖ（オペアンプ電源電圧）である
ＰＮＰ入力型オペアンプの入力電圧範囲内にすることが
できる。従って、第２オペアンプ（１４）の入力電圧範
囲を任意に設定できるため、第２オペアンプ１４の入力
ダイナミックレンジの拡大を行うことができる。さら
に、図８に示す燃料噴射制御装置（２）側に設けた基準
電源Ｖｒｅｆの回路が不要となる。
【００４１】実施の形態２．図２（ａ）〜（ｇ）はレベ
ルシフト手段（１５）の構成要素を示すものである。レ
ベルシフト手段（１５）はトランジスタ（１６）を能動
領域で使用するための機能をもち、トランジスタ（１
６）の特性、Ｖａｆｓの入力範囲、Ｖｏの出力範囲によ
り、図２（ａ）〜（ｇ）に示すように抵抗、ダイオー
ド、ツェナーダイオードの組み合わせで構成する。そし
て、レベルシフト手段（１５）を回路に組み込むことで
トランジスタ（１６）を能動領域で動作させることがで
きる。
ルシフト手段（１５）の構成要素を示すものである。レ
ベルシフト手段（１５）はトランジスタ（１６）を能動
領域で使用するための機能をもち、トランジスタ（１
６）の特性、Ｖａｆｓの入力範囲、Ｖｏの出力範囲によ
り、図２（ａ）〜（ｇ）に示すように抵抗、ダイオー
ド、ツェナーダイオードの組み合わせで構成する。そし
て、レベルシフト手段（１５）を回路に組み込むことで
トランジスタ（１６）を能動領域で動作させることがで
きる。
【００４２】実施の形態３．夫れ夫れ値にばらつきをも
つ流量電圧信号Ｖａｆｓの場合、出力電流Ｉｏを所定の
規格値内に調整するため第１基準抵抗（Ｒ２）６を可変
抵抗とし、調整手段を構成することができる。また、後
述する（８）式よりＲＧ１〜ＲＧ４の定数により、Ｖａ
ｆｓ１とＶａｆｓ２のゲイン定数に重みをつけることも
可能である。
つ流量電圧信号Ｖａｆｓの場合、出力電流Ｉｏを所定の
規格値内に調整するため第１基準抵抗（Ｒ２）６を可変
抵抗とし、調整手段を構成することができる。また、後
述する（８）式よりＲＧ１〜ＲＧ４の定数により、Ｖａ
ｆｓ１とＶａｆｓ２のゲイン定数に重みをつけることも
可能である。
【００４３】さらに、（２）式より明らかなように第１
電流検出抵抗（Ｒ１）５、第２電流検出抵抗（Ｒ３）１
０も調整手段となり得る事は言うまでもない。このた
め、第２オペアンプ１４およびトランジスタ（１６）か
ら構成される電圧／電流変換手段にゲイン機能を付加し
たことで、回路構成の増大による誤差成分を減少させる
とともに、回路を安価に小型化することができる。
電流検出抵抗（Ｒ１）５、第２電流検出抵抗（Ｒ３）１
０も調整手段となり得る事は言うまでもない。このた
め、第２オペアンプ１４およびトランジスタ（１６）か
ら構成される電圧／電流変換手段にゲイン機能を付加し
たことで、回路構成の増大による誤差成分を減少させる
とともに、回路を安価に小型化することができる。
【００４４】実施の形態４．図３は実施の形態４に係る
感熱式流量計の回路を示すものである。本実施の形態に
係る感熱式流量計は第２電流検出抵抗（Ｒ３）１０の抵
抗値のばらつきに起因してばらつきを持つ出力電流Ｉ0
を所定の規格値内に調整するものである。
感熱式流量計の回路を示すものである。本実施の形態に
係る感熱式流量計は第２電流検出抵抗（Ｒ３）１０の抵
抗値のばらつきに起因してばらつきを持つ出力電流Ｉ0
を所定の規格値内に調整するものである。
【００４５】このため、第２電流検出抵抗（Ｒ３）１０
を流れる電流Ｉ3に定シンク電流Ｉｏｆｆｍを減算する
ことにより、出力電流Ｉ0の正または負のオフセット調
整を行って出力電流Ｉｏを所定の規格値内に調整する。
を流れる電流Ｉ3に定シンク電流Ｉｏｆｆｍを減算する
ことにより、出力電流Ｉ0の正または負のオフセット調
整を行って出力電流Ｉｏを所定の規格値内に調整する。
【００４６】なお、定シンク電流Ｉｏｆｆｍを発生させ
る定電流回路の接続点は、比較的高い電位Ｖ３が現れる
トランジスタ１６のコレクタ近辺に接続した方が定電流
回路の基準電位を低電位に設定できるため、定電流回路
は構成し易い。
る定電流回路の接続点は、比較的高い電位Ｖ３が現れる
トランジスタ１６のコレクタ近辺に接続した方が定電流
回路の基準電位を低電位に設定できるため、定電流回路
は構成し易い。
【００４７】実施の形態５．上記実施の形態４では、定
電流回路の接続点を比較的高い電位Ｖ３が現れるトラン
ジスタ１６のコレクタ近辺に接続したが、定電流回路を
比較的低い電位Ｖ４が現れる近辺に接続してもよい。こ
の場合、流量調整として出力電流Ｉｏのオフセット調整
を出力最終段で行うことができるため、トランジスタ１
６のゲインの影響を受けずより安定な出力電流Ｉ0を得
ることができる。
電流回路の接続点を比較的高い電位Ｖ３が現れるトラン
ジスタ１６のコレクタ近辺に接続したが、定電流回路を
比較的低い電位Ｖ４が現れる近辺に接続してもよい。こ
の場合、流量調整として出力電流Ｉｏのオフセット調整
を出力最終段で行うことができるため、トランジスタ１
６のゲインの影響を受けずより安定な出力電流Ｉ0を得
ることができる。
【００４８】本実施の形態では、図４に示すように定ソ
ース電流Ｉｏｆｆｐを出力する定電流回路を比較的低い
電位Ｖ４が現れるトランジスタ１６のエミッタ近辺に接
続し、エミッタ電流に定ソース電流Ｉｏｆｆｐを加算す
ることで、出力電流Ｉ0の正または負のオフセット調整
を行って出力電流Ｉｏを所定の規格値内に調整する。
ース電流Ｉｏｆｆｐを出力する定電流回路を比較的低い
電位Ｖ４が現れるトランジスタ１６のエミッタ近辺に接
続し、エミッタ電流に定ソース電流Ｉｏｆｆｐを加算す
ることで、出力電流Ｉ0の正または負のオフセット調整
を行って出力電流Ｉｏを所定の規格値内に調整する。
【００４９】実施の形態６．定シンク電流Ｉｏｆｆｍを
発生させる定電流回路の構成は図５（ａ）に示す通りで
ある。第３オペアンプ２４の非反転入力端子には基準電
圧端子とＧＮＤ間に直列接続された分圧抵抗（Ｒ５）１
９,（Ｒ６）２０の接続点が入力抵抗２１を通して接続
される。そして第３オペアンプ（２４）の出力端子は抵
抗２３を通してＮＰＮトランジスタ（２６）のベースに
接続される。ＮＰＮトランジスタ（２６）のエミッタは
帰還抵抗２２を通して第３オペアンプ（２４）の反転入
力端子に接続されると共に、電流調整抵抗（Ｒ７）２５
を通してＧＮＤに接地させ、コレクタにオフセット調整
対象となる定シンク電流Ｉｏｆｆｍを入力する。
発生させる定電流回路の構成は図５（ａ）に示す通りで
ある。第３オペアンプ２４の非反転入力端子には基準電
圧端子とＧＮＤ間に直列接続された分圧抵抗（Ｒ５）１
９,（Ｒ６）２０の接続点が入力抵抗２１を通して接続
される。そして第３オペアンプ（２４）の出力端子は抵
抗２３を通してＮＰＮトランジスタ（２６）のベースに
接続される。ＮＰＮトランジスタ（２６）のエミッタは
帰還抵抗２２を通して第３オペアンプ（２４）の反転入
力端子に接続されると共に、電流調整抵抗（Ｒ７）２５
を通してＧＮＤに接地させ、コレクタにオフセット調整
対象となる定シンク電流Ｉｏｆｆｍを入力する。
【００５０】この回路の動作としては、第３オペアンプ
（２４）の非反転入力端子に分圧抵抗（Ｒ５）１９，
（Ｒ６）２０で分圧された所定電圧の基準電圧が入力さ
れと、トランジスタ（２６）はエミッタ電圧が帰還抵抗
（２２）を通して反転入力端子に帰還される。そのた
め、エミッタ電圧は分圧された基準電圧と等しくなる。
従って、電流調整抵抗（Ｒ７）２５を調整することで、
Ｉｏｆｆｍを（６）式で示されるように調整することが
できる。
（２４）の非反転入力端子に分圧抵抗（Ｒ５）１９，
（Ｒ６）２０で分圧された所定電圧の基準電圧が入力さ
れと、トランジスタ（２６）はエミッタ電圧が帰還抵抗
（２２）を通して反転入力端子に帰還される。そのた
め、エミッタ電圧は分圧された基準電圧と等しくなる。
従って、電流調整抵抗（Ｒ７）２５を調整することで、
Ｉｏｆｆｍを（６）式で示されるように調整することが
できる。
【００５１】 Ｉｏｆｆｍ＝｛Ｒ６／（Ｒ５＋Ｒ６）｝×Ｖｒ×（１／Ｒ７）・・・（６）
【００５２】ここで、電流調整抵抗（Ｒ７）２５を調整
手段とすると、電流調整抵抗（Ｒ７）２５の値により定
シンク電流Ｉｏｆｆｍを任意に設定する事ができる。電
流調整抵抗抵抗Ｒ７（２５）のみでオフセット調整でき
るため、特に定電流回路を専用ＩＣで構成した場合に、
電流調整抵抗Ｒ７をＩＣの外付け素子として取り付けれ
ば、ＩＣのピン数の削減が実現できる。
手段とすると、電流調整抵抗（Ｒ７）２５の値により定
シンク電流Ｉｏｆｆｍを任意に設定する事ができる。電
流調整抵抗抵抗Ｒ７（２５）のみでオフセット調整でき
るため、特に定電流回路を専用ＩＣで構成した場合に、
電流調整抵抗Ｒ７をＩＣの外付け素子として取り付けれ
ば、ＩＣのピン数の削減が実現できる。
【００５３】実施の形態７．定ソース電流Ｉｏｆｆｐを
発生させる定電流回路の構成は図５（ｂ）に示す通りで
ある。第３オペアンプ（２４）の非反転入力端子には基
準電圧端子とＧＮＤ間に直列接続された分圧抵抗（Ｒ
５）１９，（Ｒ６）２０の接続点が入力抵抗（２１）を
通して接続される。そして第３オペアンプ（２４）の出
力端子は抵抗（２３）を通してＰＮＰトランジスタ（２
７）のベースに接続される。ＰＮＰトランジスタ（２
７）のエミッタは帰還抵抗（２２）を通して第３オペア
ンプ（２４）の反転入力端子に接続されと共に、電流調
整抵抗（Ｒ７）２５を通して基準電圧Ｖｒ端子に接続さ
れる。コレクタより調整後の定ソース電流Ｉｏｆｆｐを
出力する。
発生させる定電流回路の構成は図５（ｂ）に示す通りで
ある。第３オペアンプ（２４）の非反転入力端子には基
準電圧端子とＧＮＤ間に直列接続された分圧抵抗（Ｒ
５）１９，（Ｒ６）２０の接続点が入力抵抗（２１）を
通して接続される。そして第３オペアンプ（２４）の出
力端子は抵抗（２３）を通してＰＮＰトランジスタ（２
７）のベースに接続される。ＰＮＰトランジスタ（２
７）のエミッタは帰還抵抗（２２）を通して第３オペア
ンプ（２４）の反転入力端子に接続されと共に、電流調
整抵抗（Ｒ７）２５を通して基準電圧Ｖｒ端子に接続さ
れる。コレクタより調整後の定ソース電流Ｉｏｆｆｐを
出力する。
【００５４】この回路の動作としては、第３オペアンプ
（２４）の非反転入力端子に分圧抵抗（Ｒ５）１９，
（Ｒ６）２０で分圧された所定電圧の基準電圧が入力さ
れと、トランジスタ（２７）はエミッタ電圧が帰還抵抗
（２２）を通して反転入力端子に帰還される。そのた
め、エミッタ電圧は分圧された基準電圧と等しくなる。
従って、電流調整抵抗（Ｒ７）２５を調整することで、
定ソース電流Ｉｏｆｆｐは（７）式で示されるように調
整することができる。
（２４）の非反転入力端子に分圧抵抗（Ｒ５）１９，
（Ｒ６）２０で分圧された所定電圧の基準電圧が入力さ
れと、トランジスタ（２７）はエミッタ電圧が帰還抵抗
（２２）を通して反転入力端子に帰還される。そのた
め、エミッタ電圧は分圧された基準電圧と等しくなる。
従って、電流調整抵抗（Ｒ７）２５を調整することで、
定ソース電流Ｉｏｆｆｐは（７）式で示されるように調
整することができる。
【００５５】 Ｉｏｆｆｐ＝｛Ｒ６／（Ｒ５＋Ｒ６）｝×Ｖｒ×（１／Ｒ７）・・・（７）
【００５６】ここで、Ｒ７を調整手段とすると、Ｒ７の
値によりＩｏｆｆｐを任意に設定する事ができる。この
ため、抵抗Ｒ７（２５）のみでオフセット調整できるた
め、特に専用ＩＣとしたときのＩＣの外付け素子は抵抗
Ｒ７（２５）のみを取り付けられるようにすれば、ＩＣ
のピン数の削減が実現できる。
値によりＩｏｆｆｐを任意に設定する事ができる。この
ため、抵抗Ｒ７（２５）のみでオフセット調整できるた
め、特に専用ＩＣとしたときのＩＣの外付け素子は抵抗
Ｒ７（２５）のみを取り付けられるようにすれば、ＩＣ
のピン数の削減が実現できる。
【００５７】尚、図５の（ａ）,（ｂ）において、回路
構成上、両者の違いはＶｒ、ＧＮＤの基準電圧、およ
び、トランジスタの種類のみであり、また、オフセット
調整は正・負両方を同時に実施することがなければ、第
１、第２オペアンプ（２４）および周辺抵抗を共通に設
定し、それぞれの基準電圧をＶｒ⇔ＧＮＤに変更し、ま
た、トランジスタ（２６）、（２７）をＰＮＰ⇔ＮＰＮ
と交換することにより、Ｉｏｆｆｍ⇔Ｉｏｆｆｐを用意
に変更できる。
構成上、両者の違いはＶｒ、ＧＮＤの基準電圧、およ
び、トランジスタの種類のみであり、また、オフセット
調整は正・負両方を同時に実施することがなければ、第
１、第２オペアンプ（２４）および周辺抵抗を共通に設
定し、それぞれの基準電圧をＶｒ⇔ＧＮＤに変更し、ま
た、トランジスタ（２６）、（２７）をＰＮＰ⇔ＮＰＮ
と交換することにより、Ｉｏｆｆｍ⇔Ｉｏｆｆｐを用意
に変更できる。
【００５８】このため、シンク電流とソース電流を用意
に変更することができ、また、シンク電流とソース電流
は同時に実施することはないため、両者を共通構成とす
ることで部品点数低減ができるとともに、更に安価に回
路の小型化を行うことができる。
に変更することができ、また、シンク電流とソース電流
は同時に実施することはないため、両者を共通構成とす
ることで部品点数低減ができるとともに、更に安価に回
路の小型化を行うことができる。
【００５９】実施の形態８．本実施の形態は第１オペア
ンプ（１３）の出力回路を図６（ａ）〜（ｃ）に示すよ
うにトランジスタを介した電流増幅形態とするものであ
る。電流増幅形態とすることで、第１オペアンプ１３の
消費電流を低減できる。同図（ａ）はトランジスタ２９
にＮＰＮトランジスタを使用し、ベースには抵抗（２
８）を通して第１オペアンプ（１３）の出力電圧が印加
され、コレクタには電圧ＶＢの定電圧かけられ、エミッ
タより電圧Ｖ１が第１オペアンプ（１３）の出力電圧と
して出力される。この回路構成によれば、Ｖ１電圧範囲
をＶＢ電圧近くまで広げることができる。
ンプ（１３）の出力回路を図６（ａ）〜（ｃ）に示すよ
うにトランジスタを介した電流増幅形態とするものであ
る。電流増幅形態とすることで、第１オペアンプ１３の
消費電流を低減できる。同図（ａ）はトランジスタ２９
にＮＰＮトランジスタを使用し、ベースには抵抗（２
８）を通して第１オペアンプ（１３）の出力電圧が印加
され、コレクタには電圧ＶＢの定電圧かけられ、エミッ
タより電圧Ｖ１が第１オペアンプ（１３）の出力電圧と
して出力される。この回路構成によれば、Ｖ１電圧範囲
をＶＢ電圧近くまで広げることができる。
【００６０】同図（ｂ）に示す出力回路は、トランジス
タ（２９）にＰＮＰトランジスタを使用し、ベースには
抵抗（３０）を通して第１オペアンプ１３の出力電圧が
印加され、エミッタには電圧ＶＢの定電圧かけられ、コ
レクタより電圧Ｖ１が第１オペアンプ１３の出力電圧と
して出力される。尚、この回路の場合、流量電圧信号Ｖ
ａｆｓは第１オペアンプ（１３）の反転入力端子に入力
される。この回路構成によれば、Ｖ１電圧範囲をＶＢ電
圧近くまで広げることができる。
タ（２９）にＰＮＰトランジスタを使用し、ベースには
抵抗（３０）を通して第１オペアンプ１３の出力電圧が
印加され、エミッタには電圧ＶＢの定電圧かけられ、コ
レクタより電圧Ｖ１が第１オペアンプ１３の出力電圧と
して出力される。尚、この回路の場合、流量電圧信号Ｖ
ａｆｓは第１オペアンプ（１３）の反転入力端子に入力
される。この回路構成によれば、Ｖ１電圧範囲をＶＢ電
圧近くまで広げることができる。
【００６１】同図（ｃ）示す出力回路は、エミッタを抵
抗（３４）を通してＧＮＤの接地し、ベースに抵抗（３
２）を通して第１オペアンプ（１３）の出力端子に接続
したＮＰＮトランジスタ（３５）のコレクタを抵抗（３
３）を通してＰＮＰトランジスタ（３５）のベースに接
続して構成する。ＰＮＰトランジスタ（３６）はＮＰＮ
トランジスタ（３５）によりベース電流が制御されるこ
とで第１オペアンプ（１３）の出力範囲を任意に設定で
きる。
抗（３４）を通してＧＮＤの接地し、ベースに抵抗（３
２）を通して第１オペアンプ（１３）の出力端子に接続
したＮＰＮトランジスタ（３５）のコレクタを抵抗（３
３）を通してＰＮＰトランジスタ（３５）のベースに接
続して構成する。ＰＮＰトランジスタ（３６）はＮＰＮ
トランジスタ（３５）によりベース電流が制御されるこ
とで第１オペアンプ（１３）の出力範囲を任意に設定で
きる。
【００６２】実施の形態９．図７は２つの流量電圧号Ｖ
ａｆｓ１，Ｖａｆｓ２の差動入力を増幅する感熱式流量
計の実施の形態である。尚、図中、図１と同一符号は同
一または相当部分を示す。図において、１ａ１は第１流
量電圧信号（Ｖａｆｓ１）を出力する第１増幅器、１ａ
２は第２流量電圧信号（Ｖａｆｓ２）を出力する第２増
幅器である。抵抗３７〜４０は第１オペアンプ（１３）
の差動増幅ゲインを決める抵抗である。Ｖａｆｓ１とＶ
ａｆｓ２とＶａｆｓ３との関係は（８）式で与えられ
る。
ａｆｓ１，Ｖａｆｓ２の差動入力を増幅する感熱式流量
計の実施の形態である。尚、図中、図１と同一符号は同
一または相当部分を示す。図において、１ａ１は第１流
量電圧信号（Ｖａｆｓ１）を出力する第１増幅器、１ａ
２は第２流量電圧信号（Ｖａｆｓ２）を出力する第２増
幅器である。抵抗３７〜４０は第１オペアンプ（１３）
の差動増幅ゲインを決める抵抗である。Ｖａｆｓ１とＶ
ａｆｓ２とＶａｆｓ３との関係は（８）式で与えられ
る。
【００６３】 Ｖａｆｓ３＝{ＲＧ２／(ＲＧ１＋ＲＧ２)}×{(ＲＧ３＋ＲＧ４)／ＲＧ３}× Ｖｆｓ１−（ＲＧ４／ＲＧ３）×Ｖａｆｓ１ ・・・（８）
【００６４】特にＲＧ１＝ＲＧ３＝Ｒｓ，ＲＧ２＝ＲＧ
４＝Ｒｆとすると、（８）式は（９）式で与えられる。
４＝Ｒｆとすると、（８）式は（９）式で与えられる。
【００６５】 Ｖａｆｓ３＝（Ｒｓ／Ｒｆ）×（Ｖａｆｓ１−Ｖａｆｓ２） ・・・（９）
【００６６】このＶａｆｓ３を実施の形態１においてＶ
ａｆｓに代入することで実施の形態１と同様にして出力
を求めることができる。また、第１オペアンプ（１３）
の入力が差動入力であっても実施の形態１，３，４と同
様の効果が得られる。
ａｆｓに代入することで実施の形態１と同様にして出力
を求めることができる。また、第１オペアンプ（１３）
の入力が差動入力であっても実施の形態１，３，４と同
様の効果が得られる。
【００６７】
【発明の効果】請求項１の発明によれば、流量検出手段
の出力である流量電圧信号を一定範囲の電圧に変換する
電圧変換手段と、この変換された電圧を流量電圧信号の
値に比例した電流に変換する電圧／電流変換手段と、変
換された電流をデジタル変換用の電圧に変換する電流／
電圧変換手段と、前記流量電圧信号の値に応じて前記電
圧変換手段の出力を増減させる電圧変更手段とを備えた
ので、流量電圧信号の値に拘わらず安定した電圧／電流
変換を行えるという効果がある。
の出力である流量電圧信号を一定範囲の電圧に変換する
電圧変換手段と、この変換された電圧を流量電圧信号の
値に比例した電流に変換する電圧／電流変換手段と、変
換された電流をデジタル変換用の電圧に変換する電流／
電圧変換手段と、前記流量電圧信号の値に応じて前記電
圧変換手段の出力を増減させる電圧変更手段とを備えた
ので、流量電圧信号の値に拘わらず安定した電圧／電流
変換を行えるという効果がある。
【００６８】請求項２の発明によれば、電圧変換手段は
流量電圧信号を入力してその増幅度を変化させるゲイン
調整手段を備えたので、流量電圧信号の値に拘わらず安
定した電圧／電流変換を行えるという効果がある。
流量電圧信号を入力してその増幅度を変化させるゲイン
調整手段を備えたので、流量電圧信号の値に拘わらず安
定した電圧／電流変換を行えるという効果がある。
【００６９】請求項３の発明によれば、電圧変更手段は
抵抗またはダイオードまたはツェナーダイオードで構成
したので、安価に電圧変更手段を構成できるという効果
がある。
抵抗またはダイオードまたはツェナーダイオードで構成
したので、安価に電圧変更手段を構成できるという効果
がある。
【００７０】請求項４の発明によれば、電圧／電流変換
手段の電流出力部に電流値を調整する電流調整手段を設
けたので、回路定数のばらつきによる出力電流のばらつ
きを補正して安定して電流／電圧変換を行えるという効
果がある。
手段の電流出力部に電流値を調整する電流調整手段を設
けたので、回路定数のばらつきによる出力電流のばらつ
きを補正して安定して電流／電圧変換を行えるという効
果がある。
【００７１】請求項５の発明によれば、電流出力部は２
つのトランジスタをダーリントン接続したトランジスタ
回路にて構成したことで、トランジスタのベース電流の
誤差を軽減することができるという効果がある。
つのトランジスタをダーリントン接続したトランジスタ
回路にて構成したことで、トランジスタのベース電流の
誤差を軽減することができるという効果がある。
【００７２】請求項６の発明によれば、電流調整手段
は、電流出力部の高圧側にて出力電流に定ソース電流を
加える定電流回路を備えたので、トランジスタ回路のゲ
インの影響を受けずより安定な出力を得ることができる
という効果がある。
は、電流出力部の高圧側にて出力電流に定ソース電流を
加える定電流回路を備えたので、トランジスタ回路のゲ
インの影響を受けずより安定な出力を得ることができる
という効果がある。
【００７３】請求項７の発明によれば、電流調整手段
は、電流出力部の低圧側にて出力電流より定シンク電流
を減算する定電流回路を備えたので、トランジスタ回路
のゲインの影響を受けずより安定な出力を得ることがで
きるという効果がある。
は、電流出力部の低圧側にて出力電流より定シンク電流
を減算する定電流回路を備えたので、トランジスタ回路
のゲインの影響を受けずより安定な出力を得ることがで
きるという効果がある。
【００７４】請求項８の発明によれば、電圧変換手段
は、流量電圧信号を電流増幅した後に一定範囲の電圧に
変換することで、電圧変換手段は消費電流を低減できる
という効果がある。
は、流量電圧信号を電流増幅した後に一定範囲の電圧に
変換することで、電圧変換手段は消費電流を低減できる
という効果がある。
【図１】 この発明の実施の形態１における電気的結線
図である。
図である。
【図２】 この発明の実施の形態２における電気的結線
図である。
図である。
【図３】 この発明の実施の形態４における電気的結線
図である。
図である。
【図４】 この発明の実施の形態５における電気的結線
図である。
図である。
【図５】 この発明の実施の形態６〜７における電気的
結線図である。
結線図である。
【図６】 この発明の実施の形態８における電気的結線
図である。
図である。
【図７】 この発明の実施の形態９における電気的結線
図である。
図である。
【図８】 従来回路の電気的結線図である。
【図９】 従来回路の電気的結線図である。
【図１０】 従来回路の入・出力関係を示したグラフで
ある。
ある。
【図１１】 この発明の実施の形態１における入・出力
関係を示したグラフである。
関係を示したグラフである。
１ 感熱式流量計、１ａ１，１ａ２ アンプ、Ｖａｆｓ
１ 第１流量電圧信号、Ｖａｆｓ２ 第２流量電圧信
号、２ 燃料噴射制御装置、５ 第１電流検出抵抗（Ｒ
１）、６ 第１基準抵抗（Ｒ２）、１０ 第２基準抵抗
（Ｒ３）、１２第２電流検出抵抗（Ｒｅｃｕ）、１３
第１オペアンプ、１４ 第２オペアンプ、１５ レベル
シフト手段、１６ トランジスタ、１８ ２石直列ダイ
オード。
１ 第１流量電圧信号、Ｖａｆｓ２ 第２流量電圧信
号、２ 燃料噴射制御装置、５ 第１電流検出抵抗（Ｒ
１）、６ 第１基準抵抗（Ｒ２）、１０ 第２基準抵抗
（Ｒ３）、１２第２電流検出抵抗（Ｒｅｃｕ）、１３
第１オペアンプ、１４ 第２オペアンプ、１５ レベル
シフト手段、１６ トランジスタ、１８ ２石直列ダイ
オード。
Claims (8)
- 【請求項１】 流量検出手段の出力である流量電圧信号
を一定範囲の電圧に変換する電圧変換手段と、この変換
された電圧を流量電圧信号の値に比例した電流に変換す
る電圧／電流変換手段と、変換された電流をデジタル変
換用の電圧に変換する電流／電圧変換手段と、前記流量
電圧信号の値に応じて前記電圧変換手段の出力を増減さ
せる電圧変更手段とを備えたことを特徴とする感熱式流
量計。 - 【請求項２】 電圧変換手段は流量電圧信号を入力して
その増幅度を変化させるゲイン調整手段を備えたことを
特徴とする請求項１に記載の感熱式流量計。 - 【請求項３】 電圧変更手段は抵抗またはダイオードま
たはツェナーダイオードで構成したことを特徴とする請
求項２に記載の感熱式流量計。 - 【請求項４】 電圧／電流変換手段の電流出力部に電流
値を調整する電流調整手段を設けたことを特徴とする請
求項１に記載の感熱式流量計。 - 【請求項５】 電流出力部は２つのトランジスタをダー
リントン接続したトランジスタ回路にて構成したことを
特徴とする請求項４に記載の感熱式流量計。 - 【請求項６】 電流調整手段は、電流出力部の高圧側に
て出力電流に定ソース電流を加える定電流回路を備えた
ことを特徴とする請求項５に記載の感熱式流量計。 - 【請求項７】 電流調整手段は、電流出力部の低圧側に
て出力電流より定シンク電流を減算する定電流回路を備
えたことを特徴とする請求項５に記載の感熱式流量計。 - 【請求項８】 電圧変換手段は、流量電圧信号を電流増
幅した後に一定範囲の電圧に変換することを特徴とする
請求項１に記載の感熱式流量計。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14182498A JP3364154B2 (ja) | 1998-05-22 | 1998-05-22 | 感熱式流量計 |
| US09/182,213 US6334359B1 (en) | 1998-05-22 | 1998-10-30 | Thermal-type flowmeter for detecting flow rate of fluid |
| DE19855620A DE19855620B4 (de) | 1998-05-22 | 1998-12-02 | Thermo-Durchflußmesser |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14182498A JP3364154B2 (ja) | 1998-05-22 | 1998-05-22 | 感熱式流量計 |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
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| JP3364154B2 JP3364154B2 (ja) | 2003-01-08 |
Family
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Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP14182498A Expired - Fee Related JP3364154B2 (ja) | 1998-05-22 | 1998-05-22 | 感熱式流量計 |
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| JP (1) | JP3364154B2 (ja) |
| DE (1) | DE19855620B4 (ja) |
Cited By (1)
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|---|---|---|---|---|
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| US5087834A (en) * | 1990-03-12 | 1992-02-11 | Texas Instruments Incorporated | Buffer circuit including comparison of voltage-shifted references |
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| US5508491A (en) * | 1992-08-14 | 1996-04-16 | Ford Motor Company | Electronic mass airflow sensor circuit and method for manufacturing same |
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| GB2289177B (en) * | 1994-04-29 | 1998-04-15 | Plessey Semiconductors Ltd | Receiver arrangement |
| JP3394908B2 (ja) * | 1998-06-03 | 2003-04-07 | 三菱電機株式会社 | 感熱式流量センサ |
-
1998
- 1998-05-22 JP JP14182498A patent/JP3364154B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1998-10-30 US US09/182,213 patent/US6334359B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1998-12-02 DE DE19855620A patent/DE19855620B4/de not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP6045611B2 (ja) * | 2013-02-08 | 2016-12-14 | 三菱電機株式会社 | ゲート駆動回路 |
| JPWO2014123046A1 (ja) * | 2013-02-08 | 2017-02-02 | 三菱電機株式会社 | ゲート駆動回路 |
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| Publication number | Publication date |
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| JP3364154B2 (ja) | 2003-01-08 |
| DE19855620B4 (de) | 2005-05-04 |
| DE19855620A1 (de) | 1999-12-09 |
| US6334359B1 (en) | 2002-01-01 |
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