WO2016167171A1 - 共振回路、帯域阻止フィルタおよび帯域通過フィルタ - Google Patents

共振回路、帯域阻止フィルタおよび帯域通過フィルタ Download PDF

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西田浩
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Definitions

  • the present invention relates to a resonance circuit including an inductor and a capacitor, and a band rejection filter and a band pass filter including the resonance circuit.
  • band-rejection filters and band-pass filters provided in high-frequency circuits are provided with LC parallel resonance circuits.
  • a band rejection filter is configured by an LC parallel circuit connected in series to the signal path and an LC series circuit connected shunt between the signal path and the ground.
  • a band pass filter is constituted by an LC series circuit connected in series to the signal path and an LC parallel circuit connected shunt between the signal path and the ground.
  • the band rejection filter shown in FIG. 14 is disclosed in Patent Document 1, for example. Further, the band pass filter shown in FIG. 15 is disclosed in Patent Document 2, for example.
  • the steepness of the transient region can be increased by increasing the Q value of the LC resonance circuit.
  • the DC resistance (DCR) of the inductor and the equivalent series resistance (ESR) of the capacitor are both determined by their structure and conductive material, and the Q value of the LC resonance circuit cannot be effectively increased.
  • An object of the present invention is to provide a resonance circuit, a band-stop filter, and a band-pass filter that can effectively increase the steepness of a transient region.
  • the resonant circuit of the present invention is A first inductor and a first capacitor constituting a first series circuit; and a second inductor connected in parallel to the first series circuit; The first inductor and the second inductor are coupled via a magnetic field in a direction in which magnetic fluxes passing through the first inductor and the second inductor are strengthened to each other.
  • the inductance of the single inductor can be reduced. This reduces the resistance component of the parallel resonant circuit and improves its Q value.
  • the inductance of the first inductor is smaller than the inductance of the second inductor. Therefore, the increase in the resistance component in the first series circuit is suppressed, and the attenuation of the signal flowing through the first series circuit is suppressed.
  • the first inductor is composed of a first coil conductor
  • the second inductor is composed of a second coil conductor
  • the first coil conductor and the second coil conductor are A plurality of dielectric layers are integrally formed on a multilayer substrate, and the first coil conductor and the second coil conductor have substantially the same inner and outer diameter dimensions, and the first coil conductor and the second coil conductor are substantially the same.
  • the coil conductors preferably share the coil axis.
  • the band rejection filter of the present invention is A first inductor and a first capacitor having a first port and a second port and constituting a first series circuit, and a second inductor connected in parallel to the first series circuit, the first port and the first port A first resonant circuit connected between two ports, wherein the first inductor and the second inductor are configured to pass magnetic flux in a direction in which magnetic fluxes passing through the first inductor and the second inductor reinforce each other. It is characterized by being connected.
  • the effective inductance of the first inductor and the second inductor is increased, it is possible to reduce the inductance of the single inductor, thereby reducing the resistance component of the parallel resonant circuit and improving the Q value. . Therefore, the steepness of the transition region between the stop region end and the pass region end is improved.
  • the inductance of the first inductor is preferably smaller than the inductance of the second inductor.
  • the first inductor and the second inductor are coupled to the third inductor.
  • the resistance component of the resonance circuit is reduced, the Q value is improved, and the steepness of the transient region between the stopband end and the passband end is improved.
  • the first inductor is composed of a first coil conductor
  • the second inductor is composed of a second coil conductor
  • the first coil conductor and the second coil The conductor is integrally formed on a multilayer substrate in which a plurality of dielectric layers are laminated, and the first coil conductor and the second coil conductor have substantially the same inner and outer diameter dimensions, and the first coil conductor and The second coil conductor preferably shares a coil axis.
  • the bandpass filter of the present invention is A first inductor and a first capacitor having a first port and a second port and constituting a first series circuit, and a second inductor connected in parallel to the first series circuit, the first port and ground A third resonance circuit connected between the first inductor and the second inductor, the magnetic fluxes passing through the first inductor and the second inductor are coupled to each other via a magnetic field in a direction in which the magnetic fluxes are strengthened to each other. It is characterized by being.
  • the effective inductance of the first inductor and the second inductor is increased, it is possible to reduce the inductance of the single inductor, thereby reducing the resistance component of the parallel resonant circuit and improving the Q value. . Therefore, the steepness of the transition region between the stop region end and the pass region end is improved.
  • the inductance of the first inductor is preferably smaller than the inductance of the second inductor.
  • a fourth resonance circuit including a fourth inductor connected between the first port and the second port.
  • the first inductor and the second inductor are coupled to the fourth inductor.
  • the resistance component of the resonance circuit is reduced, the Q value is improved, and the steepness of the transient region between the stopband end and the passband end is improved.
  • the first inductor includes a first coil conductor
  • the second inductor includes a second coil conductor
  • the first coil conductor and the second coil The conductor is integrally formed on a multilayer substrate in which a plurality of dielectric layers are laminated, and the first coil conductor and the second coil conductor have substantially the same inner and outer diameter dimensions, and the first coil conductor and The second coil conductor preferably shares a coil axis.
  • a resonance circuit having a high Q value, a bandstop filter or a bandpass filter having a high transition region between the stopband end and the passband end can be obtained.
  • FIG. 1A is a circuit diagram of the resonance circuit 110 according to the first embodiment.
  • FIG. 1B is an equivalent circuit diagram of the resonance circuit 110.
  • FIG. 2 is a cross-sectional view of the main part of the resonance circuit 110.
  • FIG. 3 is a circuit diagram of the band rejection filter 121 according to the second embodiment.
  • FIG. 4A is a diagram showing the pass characteristics and reflection characteristics of the band rejection filter 121.
  • FIG. 4B is an enlarged view of the transient region from the stop region to the pass region of FIG.
  • FIG. 5 is an external perspective view of the band rejection filter 121 of this embodiment.
  • FIG. 6 is a circuit diagram of another band rejection filter 122 of the present embodiment.
  • FIG. 7 is a circuit diagram of another band rejection filter 123 of this embodiment.
  • FIG. 8A and 8B are circuit diagrams of other band rejection filters 124 and 125 according to this embodiment.
  • FIG. 9 is a circuit diagram of the band-pass filter 131 according to the third embodiment.
  • FIG. 10A is a diagram showing the pass characteristics and reflection characteristics of the band pass filter 131.
  • FIG. 10B is an enlarged view of the transition region from the stop region to the pass region of FIG.
  • FIG. 11 is a circuit diagram of another band pass filter 132 of the present embodiment.
  • FIG. 12 is a circuit diagram of another band pass filter 133 of the present embodiment.
  • 13A and 13B are circuit diagrams of other band pass filters 134 and 135 of the present embodiment.
  • FIG. 14 is a circuit diagram showing a configuration example of a conventional band rejection filter.
  • FIG. 15 is a circuit diagram showing a configuration example of a conventional bandpass filter.
  • FIG. 1A is a circuit diagram of the resonance circuit 110 according to the first embodiment.
  • the resonance circuit 110 includes a first inductor L1 and a first capacitor C1 that constitute the first series circuit SC1, and a second inductor L2 connected in parallel to the first series circuit SC1. This circuit connected in parallel is connected between the port P1 and the port P2.
  • the first inductor L1 and the second inductor L2 couple the magnetic fluxes passing through the first inductor L1 and the second inductor L2 through a magnetic field in a direction in which they mutually strengthen. Therefore, as shown in FIG. 1A, a mutual inductance M is generated due to the coupling of the first inductor L1 and the second inductor L2.
  • FIG. 1B is an equivalent circuit diagram of the resonance circuit 110.
  • inductors L1 ′, L2 ′, and Lm are inductors obtained by equivalently converting the first inductor L1, the second inductor L2, and the mutual inductance M shown in FIG. It is.
  • the inductance of the first inductor L1 is represented by L1
  • the inductance of the second inductor L2 by L2
  • the mutual inductance by M the inductance of the inductor L1 ′ is (L1 + M)
  • the inductance of the inductor L2 ′ is (L2 + M)
  • the inductance of the inductor Lm is ( ⁇ M).
  • the effective inductance of the first inductor L1 and the second inductor L2 increases due to the coupling of the first inductor L1 and the second inductor L2. Therefore, the inductance of the first inductor L1 and the second inductor L2 alone can be reduced. Accordingly, the resistance component (DC resistance DCR) is reduced, the resistance component of the parallel resonance circuit is reduced, and the Q value is improved.
  • the amount of change in reactance with respect to the frequency of the first series circuit SC1 increases, so that the value of the first capacitor C1 can be reduced, and the multilayer structure
  • the reactance of the first capacitor C1 portion is represented by -1 / ⁇ C
  • the reactance becomes ⁇ L1-1 / ⁇ C1
  • the reactance increases.
  • This is an effect similar to that of -1 / ⁇ C1 in which the value of C1 increases and reactance increases.
  • the inductance of the first inductor L1 is smaller than the inductance of the second inductor L2. Therefore, an increase in the resistance component in the first series circuit SC1 is suppressed, and attenuation of a signal flowing through the first series circuit SC1 is suppressed.
  • FIG. 2 is a cross-sectional view of the main part of the resonance circuit 110.
  • the first inductor L1 is composed of the first coil conductor 11, and the second inductor L2 is composed of the second coil conductor 12.
  • the first coil conductor 11 and the second coil conductor 12 are each composed of a conductor pattern and interlayer connection conductors formed on a plurality of dielectric layers.
  • the plurality of dielectric layers are laminated to form a multilayer substrate 50. That is, the first inductor L1 and the second inductor L2 are integrally formed on the multilayer substrate 50.
  • the first coil conductor 11 and the second coil conductor 12 have a rectangular helical shape.
  • the first coil conductor 11 and the second coil conductor 12 share the coil axis CA, and the inner and outer diameter dimensions of the first coil conductor 11 and the second coil conductor 12 are substantially the same.
  • FIG. 2 shows a region where the first inductor L1 and the second inductor L2 are formed.
  • One end Tc of the first coil conductor 11 is electrically connected to the electrode of the first capacitor C1. Further, the first end T1 of the second coil conductor 12 is conducted to the first port P1, and the second end T2 of the second coil conductor 12 is conducted to the second port P2.
  • the first coil conductor 11 and the second coil conductor 12 share the coil axis CA, and the inner and outer diameters of the first coil conductor 11 and the second coil conductor 12 are substantially the same.
  • a resonance circuit having a large mutual inductance M is configured by coupling the first inductor L1 and the second inductor L2.
  • the first capacitor C1 may be built in the multilayer substrate 50 or mounted (surface mounted) on the multilayer substrate 50.
  • Second Embodiment >> In the second embodiment, examples of some band rejection filters will be described.
  • FIG. 3 is a circuit diagram of the band rejection filter 121 according to the second embodiment.
  • the band rejection filter 121 includes a first port P1 and a second port P2, and includes a first resonance circuit 101 connected between the first port P1 and the second port P2. Further, a second resonance circuit 102 is provided which is connected between the first port P1 and the ground and is a series circuit of a third inductor L3 and a second capacitor C2.
  • the configuration of the first resonance circuit 101 is the same as that of the resonance circuit 110 shown in the first embodiment.
  • the effective inductance of the first inductor L1 and the second inductor L2 is increased by the coupling of the first inductor L1 and the second inductor L2. Therefore, the inductance of the first inductor L1 and the second inductor L2 alone can be reduced. Accordingly, the resistance component (DC resistance DCR) is reduced, the resistance component of the parallel resonance circuit is reduced, and the Q value is improved. Therefore, the steepness of the transition region between the stop region end and the pass region end is improved.
  • the second resonance circuit by the series circuit of the third inductor L3 and the second capacitor C2 is further provided between the first port P1 and the ground, so that a wide rejection bandwidth is ensured. it can.
  • FIG. 4A is a diagram showing the pass characteristics and reflection characteristics of the band rejection filter 121.
  • S21 (E) represents the insertion loss of the band rejection filter 121 of the present embodiment as S parameter S21
  • S22 (E) represents the reflection loss of the band rejection filter 121 of the present embodiment as S parameter S22.
  • S21 (C) represents the insertion loss of the band rejection filter of the comparative example as S parameter S21
  • S22 (C) represents the reflection loss of the band rejection filter of the comparative example as S22. is there.
  • each element of the band rejection filter 121 is as follows.
  • FIG. 4 (B) is an enlarged view of the transition region from the stop region to the pass region of FIG. 4 (A) for S21 (E) and S21 (C).
  • Both the band rejection filter 121 of this embodiment and the band rejection filter of the comparative example are designed with ⁇ 50 MHz as a stop band centered on 1.5 GHz and a pass band in a frequency range that is 150 MHz or more away from the center frequency.
  • the comparison was made by designing S21 in the stopband to be -18 dB or less and maximizing S21 in the passband.
  • the band rejection filter 121 of the present embodiment shows an improvement of S21 of about 0.2 dB in the pass band.
  • FIG. 5 is an external perspective view of the band rejection filter 121 of the present embodiment.
  • the band rejection filter 121 includes a first port (terminal) P1, a second port (terminal) P2, and a ground terminal GND.
  • the first resonance circuit 101 and the second resonance circuit 102 shown in FIG. 3 are each integrally provided on a multilayer substrate 50 in which a plurality of dielectric layers are stacked.
  • the inner and outer diameter dimensions of the first coil conductor and the second coil conductor are substantially the same, and the first coil conductor and the second coil conductor share the coil axis.
  • the third inductor L 3 of the second resonance circuit 102 is also provided in the multilayer substrate 50.
  • the first capacitor C1 and the second capacitor C2 are also formed on the multilayer substrate 50 by a conductor pattern.
  • the first capacitor C1 and the second capacitor C2 may be mounted (surface mounted) on the multilayer substrate 50.
  • FIG. 6 is a circuit diagram of another band rejection filter 122 of the present embodiment.
  • the band rejection filter 122 has a first port P1 and a second port P2, and includes a first resonance circuit 101 and a second resonance circuit 102.
  • the third inductor L3 is coupled to the first inductor L1 and the second inductor L2.
  • FIG. 7 is a circuit diagram of another band rejection filter 123 of the present embodiment.
  • the band rejection filter 123 includes a first port P1 and a second port P2, and includes a first resonance circuit 101 connected in series.
  • the configuration of the first resonance circuit 101 is the same as that of the resonance circuit 110 shown in the first embodiment.
  • the band stop filter may be configured with only one LC parallel resonance circuit in this way.
  • the band rejection filter 124 has a first port P1 and a second port P2, and one first resonance circuit 101 and two second resonance circuits 102A and 102B are ⁇ -type connected.
  • the band rejection filter 125 has a first port P1 and a second port P2, and two first resonance circuits 101A and 101B and one second resonance circuit 102 are T-shaped connected.
  • three or more resonant circuits may be connected in multiple stages in this way.
  • FIG. 9 is a circuit diagram of the band-pass filter 131 according to the third embodiment.
  • the band pass filter 131 has a first port P1 and a second port P2, and is connected in series between the third resonance circuit 103 shunt-connected to the first port P1 and between the first port P1 and the second port P2.
  • the fourth resonance circuit 104 is provided.
  • the configuration of the third resonance circuit 103 is the same as that of the resonance circuit 110 shown in the first embodiment.
  • the fourth resonance circuit 104 includes a series circuit of a fourth inductor L4 and a third capacitor C3.
  • FIG. 10A is a diagram showing the pass characteristics and reflection characteristics of the band pass filter 131.
  • S21 (E) represents the insertion loss of the band-pass filter 131 of this embodiment as S parameter S21
  • S22 (E) represents the reflection loss of the band-pass filter 131 of this embodiment as S parameter S22. It is represented by.
  • S21 (C) is the insertion loss of the bandpass filter of the comparative example represented by S parameter S21
  • S22 (C) is the reflection loss of the bandpass filter of the comparative example represented by S22 of S parameter. is there.
  • each element of the band pass filter 131 is as follows.
  • the band-pass filter of the comparative example is L1: 0nH, C3: 18.8pF.
  • FIG. 10 (B) is an enlarged view of the transition region from the stop region to the pass region of FIG. 10 (A) for S21 (E) and S21 (C).
  • Both the bandpass filter 131 of this embodiment and the bandpass filter of the comparative example are designed with a passband of ⁇ 50 MHz centered on 1.5 GHz and a stopband in a frequency range that is 150 MHz or more away from the center frequency.
  • a comparison was made by designing S21 in the stopband to be ⁇ 10 dB or less and maximizing S21 in the passband.
  • the bandpass filter 131 of the present embodiment shows an improvement of S21 of about 0.4 dB in the passband.
  • FIG. 11 is a circuit diagram of another band pass filter 132 of the present embodiment.
  • the band pass filter 132 has a first port P1 and a second port P2, and includes a third resonance circuit 103 and a fourth resonance circuit 104.
  • the fourth inductor L4 is coupled to the first inductor L1 and the second inductor L2.
  • FIG. 12 is a circuit diagram of another band pass filter 133 of the present embodiment.
  • the band pass filter 133 has a first port P1 and a second port P2, and includes a third resonance circuit 103 that is shunt-connected.
  • the configuration of the third resonance circuit 103 is the same as that of the resonance circuit 110 shown in the first embodiment.
  • the band pass filter may be configured by only one stage of the LC parallel resonance circuit.
  • FIGS. 13A and 13B are circuit diagrams of other band pass filters 134 and 135 of the present embodiment.
  • the bandpass filter 134 has a first port P1 and a second port P2, and two third resonance circuits 103A and 103B and one fourth resonance circuit 104 are ⁇ -type connected.
  • the band pass filter 135 includes a first port P1 and a second port P2, and one third resonance circuit 103 and two fourth resonance circuits 104A and 104B are T-connected.
  • three or more resonant circuits may be connected in multiple stages in this way.
  • the first capacitor C1, the second capacitor C2, and the third capacitor C3 are mounted on a printed wiring board as separate components, in addition to being integrally provided inside and outside the multilayer substrate. Also good.

Landscapes

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Abstract

　第１共振回路（１０１）は、例えば、第１直列回路（ＳＣ１）を構成する第１インダクタ（Ｌ１）および第１キャパシタ（Ｃ１）と、第１直列回路（ＳＣ１）に並列接続される第２インダクタ（Ｌ２）とを備え、第１インダクタ（Ｌ１）と第２インダクタ（Ｌ２）とは、第１インダクタ（Ｌ１）および第２インダクタ（Ｌ２）を通る磁束を互いに強め合う方向に磁界を介して結合し、過渡域の急峻性を効果的に高める。

Description

共振回路、帯域阻止フィルタおよび帯域通過フィルタ
　本発明は、インダクタおよびキャパシタを備える共振回路、この共振回路を含む帯域阻止フィルタおよび帯域通過フィルタに関する。
　従来、高周波回路に備えられる帯域阻止フィルタや帯域通過フィルタには、ＬＣ並列共振回路が備えられる。例えば、図１４に示すように、信号経路にシリーズ接続されるＬＣ並列回路と信号経路とグランドとの間にシャント接続されるＬＣ直列回路とで帯域阻止フィルタが構成される。また、図１５に示すように、信号経路にシリーズ接続されるＬＣ直列回路と信号経路とグランドとの間にシャント接続されるＬＣ並列回路とで帯域通過フィルタが構成される。
　図１４に示した帯域阻止フィルタは例えば特許文献１に示されている。また、図１５に示した帯域通過フィルタは例えば特許文献２に示されている。
特開２００４－３４３６９６号公報 特開昭６３－１８７０９号公報
　一般に、帯域阻止フィルタや帯域通過フィルタにおいて、阻止域端と通過域端との間の過渡域に急峻性が要求される場合、シリーズに接続される素子数およびシャントに接続される素子数を増やすことが有効であるが、それに伴い、挿入損失が増加する問題がある。
　図１４、図１５に示すように、ＬＣ共振回路を備えるフィルタにおいては、ＬＣ共振回路のＱ値を高めることによって、過渡域の急峻性を高めることができる。しかし、インダクタの直流抵抗（DCR）およびキャパシタの等価直列抵抗（ESR）はいずれもそれらの構造と導電材料によって定まり、ＬＣ共振回路のＱ値を効果的に高めることはできなかった。
　本発明の目的は、過渡域の急峻性を効果的に高められるようにした共振回路、帯域阻止フィルタ、および帯域通過フィルタを提供することにある。
（１）本発明の共振回路は、
　第１直列回路を構成する第１インダクタおよび第１キャパシタと、前記第１直列回路に並列接続される第２インダクタとを備え、
　前記第１インダクタと前記第２インダクタとは、前記第１インダクタおよび前記第２インダクタを通る磁束を互いに強め合う方向に磁界を介して結合していることを特徴とする。
　上記構成により、第１インダクタおよび第２インダクタの実効的なインダクタンスが大きくなるため、単体でのインダクタンスを小さくできる。このことにより、並列共振回路の抵抗成分が減少して、そのＱ値が向上する。
（２）上記（１）において、前記第１インダクタのインダクタンスは前記第２インダクタのインダクタンスよりも小さいことが好ましい。これにより、第１直列回路での抵抗成分の増加が抑えられ、この第１直列回路を流れる信号の減衰が抑制される。
（３）上記（１）または（２）において、前記第１インダクタは第１コイル導体、前記第２インダクタは第２コイル導体でそれぞれ構成され、前記第１コイル導体および前記第２コイル導体は、複数の誘電体層が積層された多層基板に一体的に構成され、前記第１コイル導体および前記第２コイル導体の内外径寸法は実質的に同じであり、前記第１コイル導体および前記第２コイル導体はコイル軸を共有することが好ましい。これにより、小型でありながら、第１インダクタと第２インダクタとの結合による相互インダクタンスの大きな共振回路が構成される。
（４）本発明の帯域阻止フィルタは、
　第１ポートおよび第２ポートを有し、第１直列回路を構成する第１インダクタおよび第１キャパシタと、前記第１直列回路に並列接続される第２インダクタとが、前記第１ポートと前記第２ポートとの間に接続された第１共振回路を備え、前記第１インダクタと前記第２インダクタとは、前記第１インダクタおよび前記第２インダクタを通る磁束を互いに強め合う方向に磁界を介して結合していることを特徴とする。
　上記構成により、第１インダクタおよび第２インダクタの実効的なインダクタンスが大きくなるため、単体でのインダクタンスを小さくでき、そのことにより、並列共振回路の抵抗成分が減少して、そのＱ値が向上する。したがって、阻止域端と通過域端との間の過渡域の急峻性が向上する。
（５）上記（４）において、前記第１インダクタのインダクタンスは前記第２インダクタのインダクタンスよりも小さいことが好ましい。これにより、第１直列回路での抵抗成分の増加が抑えられ、この第１直列回路を流れる信号の減衰が抑制される。すなわち、第１インダクタを設けたことによる、通過域での挿入損失の増大が抑えられる。
（６）上記（４）または（５）において、前記第１ポートとグランドとの間に接続され、第３インダクタを含む第２共振回路を更に備えることが好ましい。これにより、広い阻止帯域幅を確保できる。
（７）上記（６）において、前記第１インダクタおよび前記第２インダクタは前記第３インダクタと互いに結合することが好ましい。これにより、共振回路の抵抗成分が減少してＱ値が向上し、阻止帯域端と通過域端との間の過渡域の急峻性が向上する。
（８）上記（４）から（７）のいずれかにおいて、前記第１インダクタは第１コイル導体、前記第２インダクタは第２コイル導体でそれぞれ構成され、前記第１コイル導体および前記第２コイル導体は、複数の誘電体層が積層された多層基板に一体的に構成され、前記第１コイル導体および前記第２コイル導体の内外径寸法は実質的に同じであり、前記第１コイル導体および前記第２コイル導体はコイル軸を共有することが好ましい。これにより、小型でありながら、第１インダクタおよび第２インダクタの実効的なインダクタンスが大きくなって、過渡域の急峻性向上効果が高まる。
（９）本発明の帯域通過フィルタは、
　第１ポートおよび第２ポートを有し、第１直列回路を構成する第１インダクタおよび第１キャパシタと、前記第１直列回路に並列接続される第２インダクタとが、前記第１ポートとグランドとの間に接続された第３共振回路を備え、前記第１インダクタと前記第２インダクタとは、前記第１インダクタおよび前記第２インダクタを通る磁束を互いに強め合う方向に磁界を介して結合していることを特徴とする。
　上記構成により、第１インダクタおよび第２インダクタの実効的なインダクタンスが大きくなるため、単体でのインダクタンスを小さくでき、そのことにより、並列共振回路の抵抗成分が減少して、そのＱ値が向上する。したがって、阻止域端と通過域端との間の過渡域の急峻性が向上する。
（１０）上記（９）において、前記第１インダクタのインダクタンスは前記第２インダクタのインダクタンスよりも小さいことが好ましい。これにより、第１直列回路での抵抗成分の増加が抑えられる。すなわち、第１インダクタを設けたことによる、減衰域での減衰量の減少が抑えられる。
（１１）上記（１０）において、前記第１ポートと前記第２ポートとの間に接続され、第４インダクタを含む第４共振回路を更に備ることが好ましい。これにより、広い通過帯域幅を確保できる。
（１２）上記（１１）において、前記第１インダクタおよび前記第２インダクタは前記第４インダクタと互いに結合することが好ましい。これにより、共振回路の抵抗成分が減少してＱ値が向上し、阻止帯域端と通過域端との間の過渡域の急峻性が向上する。
（１３）上記（９）から（１２）のいずれかにおいて、前記第１インダクタは第１コイル導体、前記第２インダクタは第２コイル導体でそれぞれ構成され、前記第１コイル導体および前記第２コイル導体は、複数の誘電体層が積層された多層基板に一体的に構成され、前記第１コイル導体および前記第２コイル導体の内外径寸法は実質的に同じであり、前記第１コイル導体および前記第２コイル導体はコイル軸を共有することが好ましい。これにより、小型でありながら、第１インダクタおよび第２インダクタの実効的なインダクタンスが大きくなって、過渡域の急峻性向上効果が高まる。
　本発明によれば、Ｑ値の高い共振回路、阻止域端と通過域端との間の過渡域の急峻性の高い帯域阻止フィルタまたは帯域通過フィルタが得られる。
図１（Ａ）は第１の実施形態に係る共振回路１１０の回路図である。図１（Ｂ）は共振回路１１０の等価回路図である。 図２は共振回路１１０の主要部の断面図である。 図３は第２の実施形態に係る帯域阻止フィルタ１２１の回路図である。 図４（Ａ）は帯域阻止フィルタ１２１の通過特性および反射特性を示す図である。図４（Ｂ）は、図４（Ａ）の阻止域から通過域にかけての過渡域を拡大した図である。 図５は本実施形態の帯域阻止フィルタ１２１の外観斜視図である。 図６は本実施形態の別の帯域阻止フィルタ１２２の回路図である。 図７は本実施形態の別の帯域阻止フィルタ１２３の回路図である。 図８（Ａ）（Ｂ）は本実施形態の別の帯域阻止フィルタ１２４，１２５の回路図である。 図９は第３の実施形態に係る帯域通過フィルタ１３１の回路図である。 図１０（Ａ）は帯域通過フィルタ１３１の通過特性および反射特性を示す図である。図１０（Ｂ）は、図１０（Ａ）の阻止域から通過域にかけての過渡域を拡大した図である。 図１１は本実施形態の別の帯域通過フィルタ１３２の回路図である。 図１２は本実施形態の別の帯域通過フィルタ１３３の回路図である。 図１３（Ａ）（Ｂ）は本実施形態の別の帯域通過フィルタ１３４，１３５の回路図である。 図１４は従来の帯域阻止フィルタの構成例を示す回路図である。 図１５は従来の帯域通過フィルタの構成例を示す回路図である。
　以降、図を参照して幾つかの具体的な例を挙げて、本発明を実施するための複数の形態を示す。各図中には同一箇所に同一符号を付している。要点の説明または理解の容易性を考慮して、便宜上実施形態を分けて示すが、異なる実施形態で示した構成の部分的な置換または組み合わせが可能である。第２の実施形態以降では第１の実施形態と共通の事柄についての記述を省略し、異なる点についてのみ説明する。特に、同様の構成による同様の作用効果については実施形態毎には逐次言及しない。
《第１の実施形態》
　第１の実施形態では共振回路について示す。
　図１（Ａ）は第１の実施形態に係る共振回路１１０の回路図である。この共振回路１１０は、第１直列回路ＳＣ１を構成する第１インダクタＬ１および第１キャパシタＣ１と、第１直列回路ＳＣ１に並列接続される第２インダクタＬ２とを備える。この並列接続された回路はポートＰ１とポートＰ２との間に接続されている。
　第１インダクタＬ１と第２インダクタＬ２とは、第１インダクタＬ１および第２インダクタＬ２を通る磁束を互いに強め合う方向に磁界を介して結合する。そのため、図１（Ａ）中に示すように、第１インダクタＬ１と第２インダクタＬ２との結合による相互インダクタンスＭが生じる。
　図１（Ｂ）は共振回路１１０の等価回路図である。図１（Ｂ）において、インダクタＬ１′，Ｌ２′，Ｌｍは、図１（Ａ）に示した、第１インダクタＬ１、第２インダクタＬ２および相互インダクタンスＭをＴ型回路に等価変換したことによるインダクタである。ここで、第１インダクタＬ１のインダクタンスをL1、第２インダクタＬ２のインダクタンスをL2、相互インダクタンスをMで表すと、インダクタＬ１′のインダクタンスは(L1+M)、インダクタＬ２′のインダクタンスは(L2+M)、インダクタＬｍのインダクタンスは(-M)である。このように、第１インダクタＬ１と第２インダクタＬ２との結合により、第１インダクタＬ１および第２インダクタＬ２の実効的なインダクタンスは大きくなる。そのため、第１インダクタＬ１および第２インダクタＬ２の単体でのインダクタンスは小さくできる。それに伴い、抵抗成分（直流抵抗DCR）が小さくなり、並列共振回路の抵抗成分が減少して、そのＱ値が向上する。
　また、第１キャパシタＣ１に対して直列に第１インダクタＬ１を接続することにより、第１直列回路ＳＣ１の、周波数に対するリアクタンス変化量が増加するので、第１キャパシタＣ１の値を小さくでき、積層構造で一体化する際に作製が容易になるメリットがある。すなわち、第１キャパシタＣ１部分のリアクタンスは－１／ωＣで表され、これに直列に小さなインダクタンスの第１インダクタＬ１が入った場合のリアクタンスは、ωＬ１－１／ωＣ１となり、リアクタンスは増加する。これは、－１／ωＣ１の、Ｃ１の値が大きくなってリアクタンスが増加することに近い効果である。これにより、実質的なキャパシタンスの値が増えたことにほぼ等価となり、第１キャパシタＣ１のキャパシタンスを減らすことができる。
　第１インダクタＬ１のインダクタンスは第２インダクタＬ２のインダクタンスよりも小さいことが好ましい。これにより、第１直列回路ＳＣ１での抵抗成分の増加が抑えられ、この第１直列回路ＳＣ１を流れる信号の減衰が抑制される。
　図２は共振回路１１０の主要部の断面図である。第１インダクタＬ１は第１コイル導体１１、第２インダクタＬ２は第２コイル導体１２でそれぞれ構成される。第１コイル導体１１および第２コイル導体１２は、それぞれ複数の誘電体層に形成された導体パターンと層間接続導体とで構成される。これら複数の誘電体層は積層されて多層基板５０が構成される。すなわち、多層基板５０に第１インダクタＬ１および第２インダクタＬ２が一体的に構成されている。第１コイル導体１１および第２コイル導体１２は矩形ヘリカル状である。第１コイル導体１１および第２コイル導体１２はコイル軸ＣＡを共有し、第１コイル導体１１および第２コイル導体１２の内外径寸法は実質的に同じである。
　図２においては、第１インダクタＬ１および第２インダクタＬ２の形成領域について示している。第１コイル導体１１の一端部Ｔｃは第１キャパシタＣ１の電極に導通する。また、第２コイル導体１２の第１端Ｔ１は第１ポートＰ１に導通し、第２コイル導体１２の第２端Ｔ２は第２ポートＰ２に導通する。
　上述のとおり、第１コイル導体１１および第２コイル導体１２はコイル軸ＣＡを共有し、第１コイル導体１１および第２コイル導体１２の内外径寸法は実質的に同じであるので、小型でありながら、第１インダクタＬ１と第２インダクタＬ２との結合による相互インダクタンスＭの大きな共振回路が構成される。
　上記第１キャパシタＣ１は多層基板５０に内蔵してもよいし、多層基板５０に搭載（表面実装）してもよい。
《第２の実施形態》
　第２の実施形態では、幾つかの帯域阻止フィルタの例について示す。
　図３は第２の実施形態に係る帯域阻止フィルタ１２１の回路図である。帯域阻止フィルタ１２１は、第１ポートＰ１および第２ポートＰ２を有し、この第１ポートＰ１と第２ポートＰ２との間に接続された第１共振回路１０１を備える。更に、第１ポートＰ１とグランドとの間に接続され、第３インダクタＬ３と第２キャパシタＣ２との直列回路による第２共振回路１０２を備える。
　第１共振回路１０１の構成は第１の実施形態で示した共振回路１１０と同じである。
　上記構成により、第１インダクタＬ１と第２インダクタＬ２の結合により、第１インダクタＬ１および第２インダクタＬ２の実効的なインダクタンスは大きくなる。そのため、第１インダクタＬ１および第２インダクタＬ２の単体でのインダクタンスは小さくできる。それに伴い、抵抗成分（直流抵抗DCR）が小さくなり、並列共振回路の抵抗成分が減少して、そのＱ値が向上する。したがって、阻止域端と通過域端との間の過渡域の急峻性が向上する。
　また、帯域阻止フィルタ１２１によれば、第１ポートＰ１とグランドとの間に、第３インダクタＬ３と第２キャパシタＣ２との直列回路による第２共振回路を更に備えるので、広い阻止帯域幅を確保できる。
　図４（Ａ）は帯域阻止フィルタ１２１の通過特性および反射特性を示す図である。ここで、Ｓ２１（Ｅ）は本実施形態の帯域阻止フィルタ１２１の挿入損失をＳパラメータのS21で表したもの、Ｓ２２（Ｅ）は本実施形態の帯域阻止フィルタ１２１の反射損失をＳパラメータのS22で表したものである。また、Ｓ２１（Ｃ）は比較例の帯域阻止フィルタの挿入損失をＳパラメータのS21で表したもの、Ｓ２２（Ｃ）は比較例の帯域阻止フィルタの反射損失をＳパラメータのS22で表したものである。
　帯域阻止フィルタ１２１の各素子の値は次のとおりである。
　L1：0.8nH
　L2：1.1nH
　L3：29nH
　C1：3.5pF
　C2：0.4pF
　結合係数k：0.8
　比較例の帯域阻止フィルタは、L1：0nH、C１：10.9pFとしたものである。
　図４（Ｂ）は、Ｓ２１（Ｅ）、Ｓ２１（Ｃ）について、図４（Ａ）の阻止域から通過域にかけての過渡域を拡大した図である。
　本実施形態の帯域阻止フィルタ１２１も比較例の帯域阻止フィルタも、1.5GHzを中心に±50MHzを阻止帯域とし、中心周波数から150MHz以上離れた周波数域を通過帯域として設計されている。ここでは、阻止帯域のS21を-18dB以下となるようして、通過帯域のS21が最大となるように設計して比較を行った。
　図４（Ａ）（Ｂ）から明らかなように、本実施形態の帯域阻止フィルタ１２１では、通過帯域で約0.2dBのS21の改善がみられる。
　図５は本実施形態の帯域阻止フィルタ１２１の外観斜視図である。帯域阻止フィルタ１２１は、第１ポート（端子）Ｐ１、第２ポート（端子）Ｐ２およびグランド端子ＧＮＤを備える。図３に示した第１共振回路１０１および第２共振回路１０２は、それぞれ複数の誘電体層が積層された多層基板５０に一体的に設けられている。第１コイル導体および第２コイル導体の内外径寸法は実質的に同じであり、第１コイル導体および第２コイル導体はコイル軸を共有する。第２共振回路１０２の第３インダクタＬ３も多層基板５０内に設けられている。第１キャパシタＣ１、第２キャパシタＣ２も多層基板５０に導体パターンによって形成されている。第１キャパシタＣ１、第２キャパシタＣ２は多層基板５０に搭載（表面実装）してもよい。
　図６は本実施形態の別の帯域阻止フィルタ１２２の回路図である。帯域阻止フィルタ１２２は、第１ポートＰ１および第２ポートＰ２を有し、第１共振回路１０１および第２共振回路１０２を備える。図３に示した帯域阻止フィルタ１２１と異なり、第３インダクタＬ３は第１インダクタＬ１および第２インダクタＬ２と結合する。これにより、共振回路の抵抗成分が減少してＱ値が向上し、阻止帯域端と通過域端との間の過渡域の急峻性が向上する。
　図７は本実施形態の別の帯域阻止フィルタ１２３の回路図である。帯域阻止フィルタ１２３は、第１ポートＰ１および第２ポートＰ２を有し、シリーズ接続された第１共振回路１０１を備える。第１共振回路１０１の構成は第１の実施形態で示した共振回路１１０と同じである。阻止帯域幅が狭い場合には、このように１段のＬＣ並列共振回路だけで帯域阻止フィルタを構成してもよい。
　図８（Ａ）（Ｂ）は本実施形態の別の帯域阻止フィルタ１２４，１２５の回路図である。帯域阻止フィルタ１２４は、第１ポートＰ１および第２ポートＰ２を有し、１つの第１共振回路１０１と２つの第２共振回路１０２Ａ，１０２Ｂとがπ型接続されている。また、帯域阻止フィルタ１２５は、第１ポートＰ１および第２ポートＰ２を有し、２つの第１共振回路１０１Ａ，１０１Ｂと１つの第２共振回路１０２とがＴ型接続されている。
　通過域での挿入損失が許容値以内であれば、このように３つまたはそれ以上の共振回路を多段接続してもよい。
《第３の実施形態》
　第３の実施形態では、幾つかの帯域通過フィルタの例について示す。
　図９は第３の実施形態に係る帯域通過フィルタ１３１の回路図である。帯域通過フィルタ１３１は、第１ポートＰ１および第２ポートＰ２を有し、第１ポートＰ１にシャント接続された第３共振回路１０３、および第１ポートＰ１と第２ポートＰ２との間にシリーズ接続された第４共振回路１０４を備える。
　第３共振回路１０３の構成は第１の実施形態で示した共振回路１１０と同じである。第４共振回路１０４は第４インダクタＬ４と第３キャパシタＣ３との直列回路で構成される。
　図１０（Ａ）は帯域通過フィルタ１３１の通過特性および反射特性を示す図である。ここで、Ｓ２１（Ｅ）は本実施形態の帯域通過フィルタ１３１の挿入損失をＳパラメータのS21で表したもの、Ｓ２２（Ｅ）は本実施形態の帯域通過フィルタ１３１の反射損失をＳパラメータのS22で表したものである。また、Ｓ２１（Ｃ）は比較例の帯域通過フィルタの挿入損失をＳパラメータのS21で表したもの、Ｓ２２（Ｃ）は比較例の帯域通過フィルタの反射損失をＳパラメータのS22で表したものである。
　帯域通過フィルタ１３１の各素子の値は次のとおりである。
　L1：1.2nH
　L2：0.6nH
　L4：40nH
　C1：0.3pF
　C3：5.2pF
　結合係数k：0.8
　比較例の帯域通過フィルタは、L1：0nH、C3：18.8pFとしたものである。
　図１０（Ｂ）は、Ｓ２１（Ｅ）、Ｓ２１（Ｃ）について、図１０（Ａ）の阻止域から通過域にかけての過渡域を拡大した図である。
　本実施形態の帯域通過フィルタ１３１も比較例の帯域通過フィルタも、1.5GHzを中心に±50MHzを通過帯域とし、中心周波数から150MHz以上離れた周波数域を阻止帯域として設計されている。ここでは、阻止帯域のS21を-10dB以下となるようして、通過帯域のS21が最大となるように設計して比較を行った。
　図１０（Ａ）（Ｂ）から明らかなように、本実施形態の帯域通過フィルタ１３１では、通過帯域で約0.4dBのS21の改善がみられる。
　図１１は本実施形態の別の帯域通過フィルタ１３２の回路図である。帯域通過フィルタ１３２は、第１ポートＰ１および第２ポートＰ２を有し、第３共振回路１０３および第４共振回路１０４を備える。図９に示した帯域通過フィルタ１３１と異なり、第４インダクタＬ４は第１インダクタＬ１および第２インダクタＬ２と結合する。これにより、共振回路の抵抗成分が減少してＱ値が向上し、阻止帯域端と通過域端との間の過渡域の急峻性が向上する。
　図１２は本実施形態の別の帯域通過フィルタ１３３の回路図である。帯域通過フィルタ１３３は、第１ポートＰ１および第２ポートＰ２を有し、シャント接続された第３共振回路１０３を備える。第３共振回路１０３の構成は第１の実施形態で示した共振回路１１０と同じである。通過帯域幅が狭い場合には、このように１段のＬＣ並列共振回路だけで帯域通過フィルタを構成してもよい。
　図１３（Ａ）（Ｂ）は本実施形態の別の帯域通過フィルタ１３４，１３５の回路図である。帯域通過フィルタ１３４は、第１ポートＰ１および第２ポートＰ２を有し、２つの第３共振回路１０３Ａ，１０３Ｂと１つの第４共振回路１０４とがπ型接続されている。また、帯域通過フィルタ１３５は、第１ポートＰ１および第２ポートＰ２を有し、１つの第３共振回路１０３と２つの第４共振回路１０４Ａ，１０４ＢとがＴ型接続されている。
　通過域での挿入損失が許容値以内であれば、このように３つまたはそれ以上の共振回路を多段接続してもよい。
　なお、以上に示した各実施形態では、第１キャパシタＣ１、第２キャパシタＣ２、第３キャパシタＣ３は、多層基板の内外に一体的に設けること以外に、別部品としてプリント配線板に実装してもよい。
　最後に、上述の実施形態の説明は、すべての点で例示であって、制限的なものではない。当業者にとって変形および変更が適宜可能である。例えば、異なる実施形態で示した構成の部分的な置換または組み合わせが可能である。本発明の範囲は、上述の実施形態ではなく、特許請求の範囲によって示される。さらに、本発明の範囲には、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
Ｃ１…第１キャパシタ
Ｃ２…第２キャパシタ
Ｃ３…第３キャパシタ
ＣＡ…コイル軸
ＧＮＤ…グランド端子
Ｌ１…第１インダクタ
Ｌ２…第２インダクタ
Ｌ３…第３インダクタ
Ｌ４…第４インダクタ
Ｐ１…第１ポート
Ｐ２…第２ポート
ＳＣ１…第１直列回路
１１…第１コイル導体
１２…第２コイル導体
５０…多層基板
１０１，１０１Ａ，１０１Ｂ…第１共振回路
１０２，１０２Ａ，１０２Ｂ…第２共振回路
１０３，１０３Ａ，１０３Ｂ…第３共振回路
１０４，１０４Ａ，１０４Ｂ…第４共振回路
１１０…共振回路
１２１～１２５…帯域阻止フィルタ
１３１～１３５…帯域通過フィルタ

Claims (13)

  1. 　第１直列回路を構成する第１インダクタおよび第１キャパシタと、前記第１直列回路に並列接続される第２インダクタとを備え、
    　前記第１インダクタと前記第２インダクタとは、前記第１インダクタおよび前記第２インダクタを通る磁束を互いに強め合う方向に磁界を介して結合していることを特徴とする、共振回路。
  2. 　前記第１インダクタのインダクタンスは前記第２インダクタのインダクタンスよりも小さい、請求項１に記載の共振回路。
  3. 　前記第１インダクタは第１コイル導体、前記第２インダクタは第２コイル導体でそれぞれ構成され、
    　前記第１コイル導体および前記第２コイル導体は、複数の誘電体層が積層された多層基板に一体的に構成され、前記第１コイル導体および前記第２コイル導体の内外径寸法は実質的に同じであり、前記第１コイル導体および前記第２コイル導体はコイル軸を共有する、請求項１または２に記載の共振回路。
  4. 　第１ポートおよび第２ポートを有し、
    　第１直列回路を構成する第１インダクタおよび第１キャパシタと、前記第１直列回路に並列接続される第２インダクタとが、前記第１ポートと前記第２ポートとの間に接続された第１共振回路を備え、
    　前記第１インダクタと前記第２インダクタとは、前記第１インダクタおよび前記第２インダクタを通る磁束を互いに強め合う方向に磁界を介して結合していることを特徴とする、帯域阻止フィルタ。
  5. 　前記第１インダクタのインダクタンスは前記第２インダクタのインダクタンスよりも小さい、請求項４に記載の帯域阻止フィルタ。
  6. 　前記第１ポートとグランドとの間に接続され、第３インダクタを含む第２共振回路を更に備える、請求項４または５に記載の帯域阻止フィルタ。
  7. 　前記第１インダクタおよび前記第２インダクタは前記第３インダクタと互いに結合する、請求項６に記載の帯域阻止フィルタ。
  8. 　前記第１インダクタは第１コイル導体、前記第２インダクタは第２コイル導体でそれぞれ構成され、
    　前記第１コイル導体および前記第２コイル導体は、複数の誘電体層が積層された多層基板に一体的に構成され、前記第１コイル導体および前記第２コイル導体の内外径寸法は実質的に同じであり、前記第１コイル導体および前記第２コイル導体はコイル軸を共有する、請求項４から７のいずれかに記載の帯域阻止フィルタ。
  9. 　第１ポートおよび第２ポートを有し、
    　第１直列回路を構成する第１インダクタおよび第１キャパシタと、前記第１直列回路に並列接続される第２インダクタとが、前記第１ポートとグランドとの間に接続された第３共振回路を備え、
    　前記第１インダクタと前記第２インダクタとは、前記第１インダクタおよび前記第２インダクタを通る磁束を互いに強め合う方向に磁界を介して結合していることを特徴とする、帯域通過フィルタ。
  10. 　前記第１インダクタのインダクタンスは前記第２インダクタのインダクタンスよりも小さい、請求項９に記載の帯域通過フィルタ。
  11. 　前記第１ポートと前記第２ポートとの間に接続され、第４インダクタを含む第４共振回路を更に備る、請求項９または１０に記載の帯域通過フィルタ。
  12. 　前記第１インダクタおよび前記第２インダクタは前記第４インダクタと互いに結合する、請求項１１に記載の帯域通過フィルタ。
  13. 　前記第１インダクタは第１コイル導体、前記第２インダクタは第２コイル導体でそれぞれ構成され、
    　前記第１コイル導体および前記第２コイル導体は、複数の誘電体層が積層された多層基板に一体的に構成され、前記第１コイル導体および前記第２コイル導体の内外径寸法は実質的に同じであり、前記第１コイル導体および前記第２コイル導体はコイル軸を共有する、請求項９から１２のいずれかに記載の帯域通過フィルタ。
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