JP2004312741A - 一体型の二帯域インダクタンス及びその応用 - Google Patents

Abstract

【課題】少なくとも２つの周波数帯域上で動作する能力のある誘導性回路の形成を提供する。
【解決手段】集積回路内の多数帯域誘導性回路は、ダイポールを形成し少なくとも２つの並列分岐を含む。少なくとも２つの並列分岐は、それぞれコンデンサと直列の第１のインダクタンス及び第２のインダクタンスを含む。２つのインダクタンスは互いに結合する。
【選択図】図３

Description

本発明は、インダクタンスの分野に関し、及びさらに詳細には、そこに適用される信号の周波数に従って変更される値を有するインダクタンスの形成に関する。

本発明の適用例は、例えば、二帯域の携帯電話、つまり２つの周波数帯域上で動作する能力がある（例えば、ＧＳＭ及びＤＣＳ）、に使用される型の高周波トランシーバチェーンに関する。

図１は、ブロック図形式で、本発明が適用する従来の二帯域の高周波トランシーバシステムの従来例を非常に概略的に示している。こうしたシステムの構造は、受信チェーン１及び送信チェーン２として記述でき、その両方がアンテナ３で接続する。

受信側１上では、信号が受信される周波数帯域に従ってそれぞれ信号ＲＸ１又はＲＸ２を提供する２つの並列な受信通路が、図示されていない解釈システム、一般にはデジタルシステムに向けられ、利用できる。各通路は、帯域選択スイッチ１３を介してアンテナ３への接続部の端子１１又は端子１２間に、
対応する帯域の周波数に中心を置く帯域通過フィルタ１１１（ＢＰ１）又は１２１（ＢＰ２）、
低雑音増幅器（ＬＮＡ）１１２、１２２、及び
上述の増幅器により出力される信号と関連する通路の帯域周波数で局部的な発振器ＯＬ１、ＯＬ２により提供される信号のミキサ１１３、１２３を含む。

ミキサ１１３及び１２３のそれぞれの出力は、受信信号ＲＸ１及びＲＸ２を提供する。

受信チェーン１の適切な動作のために、チェーンの各構成部品間に、通常５０オームのインピーダンス整合要素（ＺＡ）を提供することが必要である。従って、要素４１はフィルタ１１１と増幅器１１２の間、増幅器１１２とミキサ１１３の間及び受信信号ＲＸ１の解釈システムの上流にあるミキサ１１３の出力にそれぞれ提供される。同様に、第２の通路に対しても、インピーダンス整合要素４２がフィルタ１２１と増幅器１２２の間、増幅器１２２とミキサ１２３の間、及びミキサ１２３の出力にそれぞれ提供される。要素４１及び４２は、関連する帯域の中心周波数により異なる。

送信チェーン側は実質上同一構造を有する、つまり各通路は、送信される信号ＴＸ１又はＴＸ２を提供するシステムとスイッチ２３によりアンテナ３と接続する端子２１又は２２間に、
送信される信号と検討される通路の通過帯域の中心周波数で局部的な発振器ＯＬ１、ＯＬ２により提供される信号のミキサ２１３、２２３、
電力増幅器（ＰＡ）２１２、２２２及び
検討される通路の通過帯域の中心周波数上に中心を置く帯域通過フィルタ２１１（ＢＰ１）、２２１（ＢＰ２）を含む。

受信チェーンに関して、インピーダンス整合要素４１を増幅器２１２とフィルタ２１１の間、ミキサ２１３と増幅器２１２の間及びミキサ２１３の入力に、及び要素４２を増幅器２２２とフィルタ２２１の間、ミキサ２２３と増幅器２２２の間、及びミキサ２２３の入力に提供することが必要である。

図２は、インピーダンス整合要素４の従来例を示している。こうした要素は通常、要素４の２つの入力及び出力端子４３及び４４、コンデンサＣ４及びインダクタンスＬ４で形成される。インダクタンスＬ４は、（端子４４と接続する）コンデンサの電極とアース接続する。要素４のコンデンサ及びインダクタンスは、一方では、作業周波数（システムに望ましい通過帯域の中心周波数）で、インピーダンス整合システムが整合される回路（例えばトランジスタ）の共役複合インピーダンスを示し、他方では、望ましいインピーダンス（例えば５０オーム）で負荷されるとき、整合する大きさで作られる。さらに、整合される同一のインピーダンスに対して、要素の値は作業周波数に従って変化する。

従って、二帯域の送信又は受信チェーンを形成するために、インピーダンス整合要素は検討される通路に応じて異なって寸法決めされねばならないことが分かる。

この個別のインピーダンス整合要素の必要性は、電子回路（例えば、検討された例示の高周波トランシーバチェーン）の小型化に不利な影響を与える。

この応用では、インピーダンス整合要素が各周波数帯域専用であるという事実により、各周波数帯域に対して個別の増幅器及びミキサを使用することが必要とされる。この課題は、特に送信又は受信増幅器がインピーダンス整合要素なしで集積される場合に存在する。

さらに一般的には、誘導性要素が関連する帯域の周波数に従って寸法決めされる及び別の帯域の周波数に適合できない任意の二帯域又は多数帯域アプリケーションでは、誘導性要素の必要な寸法のために、大きさの課題が電子回路に生じる。この課題は、集積回路又は任意の基板の表面上の平面的な巻線で形成される集積回路の誘導性要素の形成に存在する。

本発明は、２つの周波数帯域上で動作するために個別の誘導性回路を使用する既知の解決策の不利点を克服することを目的とする。

さらに詳細には、本発明は少なくとも２つの周波数帯域上で動作する能力のある誘導性回路の形成を提供することを目的とする。

本発明はまた、こうした誘導性要素の集積回路の形状での形成を単純化することを目的とする。

本発明はまた、二帯域の共振器要素の形成に特に十分適合する解決策を提供することを目的とする。

本発明はまた、二帯域のインピーダンス整合要素の形成に特に十分適合する解決策を提供することを目的とする。

本発明はまた、二帯域の高周波送信又は受信チェーンの新規の構造を提供することを目的とする。

これら又はその他の目的を達成するために、本発明は集積回路に多数帯域の誘導性回路を提供し、それはダイポールを形成し少なくとも２つの並列分岐を含む。少なくとも２つの並列分岐は、それぞれ、コンデンサと直列の第１のインダクタンス及び第２のインダクタンスを含み、２つのインダクタンスは互いに結合する。

本発明の実施形態によると、ｎ個の並列分岐はそれぞれインダクタンスを含み、これら分岐のｎ−１個はさらに直列のコンデンサを含み、ｎ帯域の誘導性要素を形成する。

本発明の実施形態によると、インダクタンスは重ねた平面的な導電性巻線により形成される。

本発明の実施形態によると、第１のインダクタンスの値は、誘導性要素に望ましい第１の遮断周波数又は第１のインピーダンス適合帯域の中心周波数におおよそ対応するように選択される。

本発明の実施形態によると、第２のインダクタンスは、並列な２つの要素の等価インダクタンスが第２の遮断周波数に又は誘導性要素の第２のインピーダンス整合帯域の中心周波数に望ましい値に対応するような値におおよそ対応するように選択される。

本発明の実施形態によると、コンデンサの値は誘導性要素にとって望ましい共振周波数に従って選択される。

本発明の実施形態によると、コンデンサは可変でプログラム制御可能なフィルタを形成する。

本発明はまた、多数帯域の誘導性要素及び少なくとも１つのコンデンサ及び／又はインダクタンスを含むインピーダンス整合回路を提供する。

本発明はまた、送信線に接続される第２の電極を有するコンデンサの第１の電極とアースの間で接続される多数帯域の誘導性要素を含む共振器を提供する。

本発明はまた、多数帯域の高周波トランシーバチェーンを提供する。

本発明の前述した目的、特徴、及び利点は、添付の図面に関連し、以下の具体的な実施形態の非限定的な記述で詳細に論じられる。

同一の要素は、異なる図面でも同一の参照符号が付されている。明確にするために、本発明の理解に必要な要素だけが図に示され、これ以降記述される。特に、本発明に特有のインピーダンス整合要素以外の高周波トランシーバチェーンの要素は詳述されない。

本発明の特徴は、ダイポールを形成し及び２つの並列に結合した誘導性要素とコンデンサにより二帯域のインピーダンスの機能を実行する受動的な電子回路を提供することである。さらに一般的には、本発明はｎ個の接続誘導性要素とｎ−１個のコンデンサによりｎ帯域インピーダンスの形成を提供する。

図３は、本発明による二帯域誘導性要素５の電気回路図を示している。こうした要素は送信線上で又は送信線と基準電圧の間で直列に接続できる。示される例では、要素４は基準電圧（一般にはアース）と接続する端子５１を有する。図３の例では、送信線は誘導性要素５の入力／出力端子Ｅ、Ｓとみなされる。注目すべきは、入力／出力端子が指向性ではないことである。

図３に示されるように、本発明の二帯域の双方向性要素は、形成されたダイポールの端子５２及び５１と接続する第１のインダクタンスＬ１を含み、それは第２のインダクタンスＬ２及びコンデンサＣ２の直列接続と並列である。インダクタンスＬ２及びコンデンサＣ２は、直列共振回路を形成する。好ましくは、インダクタンスＬ１及びＬ２は互いに結合する。この実施形態は点線及び結合係数ｋの指定により示されている。

本発明による誘導性要素５は、二帯域のインダクタンスに望ましい２つの動作周波数間でおおよそ選択される共振周波数に対する寸法で作られる。「動作周波数」とは、この要素がこれ以降示されるように共振器として組み立てられる場合に、誘導性要素の通過帯域のそれぞれの中心周波数、又は２つの遮断周波数を意味する。

アセンブリＬ２、Ｃ２の共振周波数と比較して非常に低い動作周波数に対して、要素５の等価インダクタンスＬｅｑはインダクタンスＬ１の値にほぼ対応する。共振周波数よりかなり大きい動作周波数に対して、等価インダクタンスはインダクタンスＬ１及びＬ２の並列関連性にほぼ対応する。これは結合係数ｋを考慮にいれていない。結合係数ｋを考慮にいれると、等価インダクタンスは、値Ｌ１＋ｋＬ２のインダクタンスと値Ｌ２＋ｋＬ１のインダクタンスを並列に置くことに対応する。

好ましくは、インダクタンスＬ１及びＬ２は同一の値である。

図４は、周波数ｆによる図３の要素５の等価インダクタンスＬｅｑの特性を示している。誘導性要素の第１の周波数ｆ１に対して、前記要素は、周波数ｆ２で到達する第２の値ＬＢ２より大きい値ＬＢ１を示し、周波数ｆ１及びｆ２は要素の共振周波数fresのまわりに存在する。図６及び図８に関連してこの後わかるように、周波数ｆ１及びｆ２はそれぞれインピーダンス整合周波数又は拒絶周波数に対応する。この現象は、等価インダクタンス値の変化を示しているだけの図４には現れない。

本発明による誘導性要素５の寸法決めは、例えば以下のように行われる。

インダクタンスＬ１の値は、誘導性要素５の第１の動作周波数ｆ１に対して望ましいインダクタンス値にほぼ対応するように最初に選択される。この決定は、従来通りの既知のアプリケーションに対する誘導性要素の決定に等しい。例えば、従来のインピーダンス整合回路（図２）に対して、関連する通路の動作周波数に対して望ましいインダクタンスＬ４を決定することが知られている。

その後インダクタンスＬ２のおよその値が、並列の要素Ｌ１及びＬ２の等価インダクタンスが動作周波数ｆ２に対して望ましいインダクタンスに対応するように決定される。繰り返して言うが、第２の周波数に対する望ましいインダクタンス値は、アプリケーションの関数であり、従来通りに決定される。従ってインダクタンスＬ２の値は以下の公式
Ｌ２＝Ｌｅｑ．Ｌ１／（Ｌ１−Ｌｅｑ）
を適用することにより選択される。

その後コンデンサＣ２の値が共振周波数に基づいて選択される。すでに指摘されているように、共振周波数は、二帯域の誘導性要素に対して望ましい２つの動作周波数ｆ１及びｆ２間にあるように（fres＝（ｆ１＋ｆ２）／２）おおよそ決定される。

実際、インダクタンスＬ１及びＬ２間の結合係数ｋを用い、共振周波数fresが以下の関係

によってほぼ与えられる。

結合係数ｋに対して、例えば０．５と０．８の間で選択される値が用いられる。

誘導性要素の要素Ｌ１、Ｌ２及びＣ２に与えられる値をおおよそ測定した後、前記要素が、電子回路の形成には通常の良く知られたシミュレーション計算ツールを使用することにより用途に応じて最適化される。

図３の要素を端子Ｓと接続する回路（点線５０）のインピーダンス整合回路で使用するために、コンデンサ（点線Ｃ８）が（端子５２と端子Ｅ間の）入力で通常提供される。

図５は、本発明による二帯域の高周波トランシーバチェーンの実施形態を示している。

上述のように、受信及び送信通路１’及び２’はアンテナ３と１つの端部で接続し、ほかのそれぞれの端部は受信データＲＸ及び送信されるデータＴＸを活用するシステムと接続する。

本発明によると、インピーダンス整合要素５（ＤＢ１）は、図３に関連して示されるような二帯域要素で形成される。二帯域要素の使用により、各通路（送信、受信）が同一の増幅器及び同一のミキサを共有することが今や可能である。従って、受信通路１’はアンテナ３と通過帯域選択スイッチ５３の間で並列の２つの帯域通過フィルタ１１１（ＢＰ１）及び１２１（ＢＰ２）を含む。下流では、スイッチ５３が単一の低雑音増幅器（ＬＮＡ）５４と二帯域のインピーダンス整合要素５を介して接続する。増幅器５４の出力は、単一のミキサ５５と別の二帯域のインピーダンス整合要素５を介して接続する。同様に、ミキサ要素５５の出力は要素５と接続する。ミキサ５５の第２の入力は、スイッチ５６により発振器ＯＬ１及びＯＬ２の周波数を受信する２つの端子と接続し、関連する帯域の帯域通過フィルタと同時に、ミキサの局部的な発振器の周波数を選択する。

送信チェーン側では、２つのインピーダンス整合要素５に取り囲まれ及びスイッチ５８により局部的な発振器周波数ＯＬ１及びＯＬ２のアプリケーションの２つの端子と接続する局部的な発振器の入力を有する単一のミキサ５７を見つけることができる。単一の送信増幅器５９（ＰＡ）は、インピーダンス整合要素５の横断後にミキサ５７からの信号を受信し、インピーダンス整合要素５により帯域通過フィルタ２１１（ＢＰ１）及び帯域通過フィルタ２２１（ＢＰ２）間の選択スイッチ６０と接続して、送信チェーンの通過帯域を選択する。

帯域通過フィルタの構造によっては、選択スイッチはまた、使用しないフィルタを完全に隔てるためにアンテナ３側に提供されることもできる。

図６は、図５の高周波トランシーバチェーン構造のインピーダンス整合要素５のインピーダンス整合要素特性対周波数特性を示している。これらの要素は、第１の通過帯域（ＢＰ１）の中心周波数に対応する第１の戻り遮断周波数ｆ１及び第２の通過帯域ＢＰ２の中心周波数に対応する第２の戻り遮断周波数ｆ２を有するように寸法決めされる。ＧＳＭ及びＤＣＳ帯域用携帯電話への適用例では、周波数ｆ１及びｆ２はそれぞれ９００ＭＨｚ及び１８００ＭＨｚである。

インピーダンス整合は特に、図６に示されるようにリターンロスＲＬで特徴づけられ、それは周波数に応じて端子に反映される出力と前記端子による出力間の比率に対応する。

携帯電話への適用例によると、端子Ｓ（図３）に接続するように適合され、及び９００ＭＨｚで３９オーム−ｊ１５１オーム（ｊは複素数の虚数部分を表す）のインピーダンスを、１８００ＭＨｚで１６オーム−ｊ７８オームの複素インピーダンスを示す回路が、以下の値、つまり係数０．７で結合する同一の値（７．４ナノヘンリー）のインダクタンスＬ１及びＬ２、２．２１ピコファラッドの静電容量Ｃ２及び８５０フェムトファラッドの静電容量Ｃ８を有する図３の実施形態に基づいた二帯域インダクタンスを用いて、２つの周波数に対して５０オームに整合される。端子Ｅから見たインピーダンスは２つの９００ＭＨｚ周波数及び１．８ＧＨｚ周波数に対して５０オームである。こうした整合回路を用いて、９００ＭＨｚで−１４ｄＢ及び１．８ＧＨｚで−１３ｄＢの反射損が得られる（図６）。

図７は、二帯域共振器の形成に対する本発明の第２の適用を示している。図７に示される共振回路７は、図３に示される型の二帯域の誘導性要素を含み、それはコンデンサＣ７により共振要素７の入力／出力Ｅ及びＳで表される送信線と接続するアース５１の反対側の端子５２を有する。

図８は、図７の共振要素の応答ゲイン特性対周波数特性を示している。前記要素は、減衰が少なくとも−２０ｄＢの桁である２つの遮断周波数ｆ１及びｆ２を有する。ＧＳＭ（９００ＭＨｚ）及びＤＣＳ（１．８ＧＨｚ）携帯電話、例えばＷＣＤＭＡ、ＷＬＡＮ、又はブルートゥース基準の周波数以外の周波数への適用例では、図３に関連してすでに述べたような構成部品を有する及び３．５ピコファラッドの値を有するコンデンサＣ７を有する二帯域誘導性要素が使用される。９００ＭＨｚ周波数で−２７ｄＢ及び１．８ＧＨｚ周波数で−１８ｄＢの減衰をそれぞれ有する共振器が得られる。ＧＳＭ及びＤＣＳ周波数は従って拒絶される。

図７に示されるような共振器は、例えば、（アンテナ３側の）高周波トランシーバチェーンの帯域通過フィルタの補完として使用され、フィルタ応答を改善する。さらに詳細には、こうした補完的な共振器は必要なフィルタの等級を削減することができる。

本発明の利点は、削減された大きさでの二帯域インピーダンスの形成が可能なことである。実際、インダクタンスＬ１及びＬ２は、これら二つのインダクタンス間の望ましい結合係数ｋのため、２つの誘導性巻線を重ねることにより集積回路に形成できる。従って、必要な大きさは、２つの従来のインピーダンス整合要素（図１）の形成に対して少なくとも２で割算したものとなる。さらに、本発明で引き起こされる利点は、他の回路要素、例えば回路の大きさをさらに削減する高周波送信チェーンのミキサ及び増幅器を共有することが可能な点である。

本発明の別の適用例によると、二帯域誘導性要素は、コンデンサＣ２（図３）、Ｃ７（図７）又は再び可変の整合回路の入力静電容量（Ｃ８、図３）（例えば、varicapなど）を提供することによりプログラム制御可能なフィルタに変わる。こうした変更は、上記で与えられた機能的な表示に基づき当業者の能力の範囲内である。

もちろん、本発明は当業者が容易に思いつく様々な代替案、変更及び改善を有する。特に、本発明の二帯域誘導性要素の誘導性及び容量性要素に与えられる寸法は用途に左右され、本内容に示されたように決定された大体の値に基づいて従来の最適化ツールを用いて決定される。

さらに、本発明はＧＳＭ及びＤＣＳ二帯域携帯電話への特定用途をもって説明されているが、別の周波数帯域にも容易に適用する。

さらに、本発明は二帯域インダクタンスに限定されず、異なる周波数で異なる値をとる多数帯域インダクタンスを形成するためにも実行される。動作周波数又は望ましい帯域（ｎ）と同じ数の並列インダクタンス（例えば、ｎ）には、１以外の各インダクタンスと直列のコンデンサ（ｎ−１コンデンサ）が提供される。すべてのインダクタンスは２つずつ結合する。異なる要素に提供される寸法決めは、二帯域インダクタンスに関連した上記論述に由来する。

最後に、インピーダンス整合回路に対する適用では、本発明の二又は多数帯域インダクタンスは、送信線上の直列コンデンサを使用する及び本発明のインダクタンス（図３）が通常の単一帯域インダクタンスに取って代わる図２のダイアグラム以外の別のダイアグラムで使用される。例えば、本発明による二又は多数帯域インダクタンスは、直列又は並列構成の別のインダクタンス又はコンデンサと結合する。

こうした代替案、変更、及び改善は本開示の一部であることを意図し、本発明の精神及び範囲内にあることを意図している。従って、前述の説明は例示的にのみ示すものであって限定的に示すものではない。本発明は、特許請求の範囲及びその均等範囲によってのみ限定されるものである。

従来の二帯域の高周波トランシーバチェーンの例を示している。 インピーダンス整合要素の例を示している。 本発明の実施形態による二帯域インダクタンスの電気回路図を示している。 図３の要素のインダクタンス特性対周波数特性を示している。 ブロック図形式で、本発明の実施形態による二帯域の高周波トランシーバチェーンを非常に概略的に示している。 図５の回路の二帯域インピーダンス整合要素のインピーダンス整合特性対周波数特性を示している。 本発明の実施形態による二帯域共振器のダイアグラムを示している。 図７の共振器のゲイン特性対周波数特性を示している。

符号の説明

１ 受信チェーン
１’受信通路
２ 送信チェーン
２’送信通路
３ アンテナ
５ 二帯域の誘導性要素
７ 共振回路
１１ 端子
１２ 端子
１３ 帯域選択スイッチ
１１１ 帯域通過フィルタ
１１２ 低雑音増幅器
１１３ ミキサ
１２１ 帯域通過フィルタ
１２２ 低雑音増幅器
１２３ ミキサ
２１１ 帯域通過フィルタ
２１２ 電力増幅器
２１３ ミキサ
２２１ 帯域通過フィルタ
２２２ 電力増幅器
２２３ ミキサ
４１ インピーダンス整合要素
４２ インピーダンス整合要素
５１ アース
５２ 端子
５３ 通過帯域選択スイッチ
５４ 低雑音増幅器
５５ ミキサ
５６ スイッチ
５７ ミキサ
５８ スイッチ
５９ 送信増幅器

Claims (10)

1. ダイポールを形成し、第１のインダクタンス（Ｌ１）及びコンデンサ（Ｃ２）と直列の第２のインダクタンス（Ｌ２）をそれぞれ含む少なくとも２つの並列分岐を含み、前記２つのインダクタンスが互いに結合することを特徴とする、集積回路内の多数帯域の誘導性回路（５）。
2. ｎ個の並列分岐がそれぞれインダクタンスを含み、これら分岐のｎ−１がさらに直列コンデンサを含み、ｎ帯域の誘導性要素を形成することを特徴とする、請求項１に記載の誘導性要素。
3. 前記インダクタンス（Ｌ１、Ｌ２）が、重ねた平面的な導電性巻線により形成されることを特徴とする、請求項１又は請求項２に記載の誘導性要素。
4. 前記第１のインダクタンス（Ｌ１）の値が、前記誘導性要素に望ましい第１の遮断周波数又は第１のインピーダンス整合帯域の中心周波数におおよそ対応するように選択されることを特徴とする、請求項１から請求項３のいずれかに記載の誘導性要素。
5. 前記第２のインダクタンス（Ｌ２）の値が、並列な前記２つの要素の等価インダクタンス（Ｌｅｑ）が第２の遮断周波数又は前記誘導性要素の第２のインピーダンス整合帯域の中心周波数に望ましい値に対応するような値におおよそ対応するように選択されることを特徴とする、請求項４に記載の誘導性要素。
6. 前記コンデンサ（Ｃ２）の値が、前記誘導性要素に望ましい共振周波数に応じて選択されることを特徴とする、請求項４又は請求項５に記載の誘導性要素。
7. 前記コンデンサ（Ｃ２）が可変で、プログラム制御可能なフィルタを形成する、請求項６に記載の誘導性要素。
8. 請求項１から請求項６のいずれかに記載の誘導性要素、及び少なくとも１つのコンデンサ（Ｃ８）及び／又はインダクタンスを含むことを特徴とする、多数帯域のインピーダンス整合回路。
9. 送信線（６）と接続する第２の電極を有するコンデンサ（Ｃ７）の第１の電極とアース（５１）の間で接続する、請求項１から請求項６のいずれかに記載の誘導性要素を含むことを特徴とする多数帯域の共振器。
10. 請求項８のインピーダンス整合要素を含むことを特徴とする、多数帯域の高周波トランシーバチェーン。
    

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