WO2015068629A1 - 磁界検出センサ - Google Patents

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WO2015068629A1
WO2015068629A1 PCT/JP2014/078820 JP2014078820W WO2015068629A1 WO 2015068629 A1 WO2015068629 A1 WO 2015068629A1 JP 2014078820 W JP2014078820 W JP 2014078820W WO 2015068629 A1 WO2015068629 A1 WO 2015068629A1
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magnetic field
time
magnetic
bias
impedance element
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PCT/JP2014/078820
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谷川　純也
真 石居
洋貴 杉山
Original Assignee
矢崎総業株式会社
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    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R33/00—Arrangements or instruments for measuring magnetic variables
    • G01R33/02—Measuring direction or magnitude of magnetic fields or magnetic flux
    • G01R33/06—Measuring direction or magnitude of magnetic fields or magnetic flux using galvano-magnetic devices
    • G01R33/063—Magneto-impedance sensors; Nanocristallin sensors
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R33/00—Arrangements or instruments for measuring magnetic variables
    • G01R33/0017—Means for compensating offset magnetic fields or the magnetic flux to be measured; Means for generating calibration magnetic fields
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R33/00—Arrangements or instruments for measuring magnetic variables
    • G01R33/0023—Electronic aspects, e.g. circuits for stimulation, evaluation, control; Treating the measured signals; calibration
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R33/00—Arrangements or instruments for measuring magnetic variables
    • G01R33/0023—Electronic aspects, e.g. circuits for stimulation, evaluation, control; Treating the measured signals; calibration
    • G01R33/0041—Electronic aspects, e.g. circuits for stimulation, evaluation, control; Treating the measured signals; calibration using feed-back or modulation techniques
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    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R33/00—Arrangements or instruments for measuring magnetic variables
    • G01R33/02—Measuring direction or magnitude of magnetic fields or magnetic flux
    • G01R33/028—Electrodynamic magnetometers

Definitions

  • the present invention relates to a magnetic field detection sensor.
  • a magnetic field detection sensor having an MI (Magneto-Impedance) element using a magnetic impedance effect by an amorphous wire has been proposed.
  • the MI element can be reduced in size as compared with the fluxgate type sensor, and maintains the same detection sensitivity as the fluxgate type sensor.
  • An oscillation circuit that applies a high-frequency sine wave current to both ends of the magnetic core, and an oscillation circuit that is provided between the oscillation circuit and the magnetic core of the thin film magneto-impedance element, A buffer circuit that adjusts the mismatch, a detection circuit that detects the magnetic change amount of the external magnetic field from the change amount of the high-frequency current that changes according to the external magnetic field applied to the magneto-impedance element, and the hysteresis of the magneto-impedance element are eliminated
  • a magnetic field detection sensor including a hysteresis cancel circuit has also been proposed. According to this magnetic field detection sensor, for example, since the buffer circuit is provided, the high-frequency energization output from the oscillation circuit can be supplied without loss (see Patent Document 2).
  • the detection accuracy is reduced by the amount of hysteresis, and the magnetic field measurement can be performed with high sensitivity only where the inclination is steep, so the detection range is narrowed. End up.
  • the present invention solves such problems, and an object of the present invention is to provide a magnetic field detection sensor capable of suppressing current consumption, improving detection accuracy, and widening the detection range. There is.
  • the magnetic field detection sensor of the present invention includes a magnetic impedance element using a magnetic impedance effect and a bias coil for applying a bias magnetic field to the magnetic impedance element, and is obtained by applying an alternating current to the magnetic impedance element.
  • An external magnetic field is detected from an output, and the magneto-impedance element includes a non-magnetic substrate and a magnetic film formed on a surface of the non-magnetic substrate, and the longitudinal direction of the magneto-impedance element is a magnetic field.
  • the magnetic anisotropy is provided such that the easy direction of magnetization of the magnetic film is the same as the detection direction of the magnetic field.
  • the longitudinal direction of the magneto-impedance element is the detection direction of the magnetic field
  • the magnetic axis of the magnetic film is magnetically anisotropic in the direction along the longitudinal direction.
  • the magnetic field detection sensor can make the magnetic impedance characteristic pyramidal by setting the magnetic field detection direction and the easy axis of magnetization of the magnetic film in the same direction.
  • the magnetic field detection sensor has a pyramid type magnetic impedance characteristic, so that it is not necessary to apply a direct current and an alternating current bias to a point where the inclination becomes steep as in the M shape.
  • the magnetic field detection sensor can improve the detection accuracy because the hysteresis is smaller in the pyramid type than in the M shape, and the detection range is widened because the inclination has a predetermined inclination over the entire area. be able to. Therefore, the magnetic field detection sensor can suppress current consumption, increase detection accuracy, and widen the detection range.
  • the magnetic field detection sensor of the present invention based on an oscillation circuit that applies an alternating current to the magnetic impedance element, a differentiation circuit that differentiates the output of the magnetic impedance element, and a trigger waveform output from the differentiation circuit, It is preferable to further include an arithmetic unit that detects an external magnetic field.
  • the magnetic field detection sensor detects an external magnetic field based on the trigger waveform output from the differentiation circuit, and therefore detects based on the difference in amplitude and uses an integration circuit. It can be made more resistant to noise than Therefore, the magnetic field detection sensor can further improve the detection accuracy.
  • the bias coil is configured by a single negative feedback bias coil that applies the bias magnetic field to the magneto-impedance element and applies a negative feedback magnetic field.
  • the magnetic field detection sensor can suppress an increase in size and cost as compared with a case where a negative feedback coil and a bias coil are separately provided.
  • the present invention it is possible to provide a magnetic field detection sensor capable of suppressing current consumption, improving detection accuracy, and widening the detection range.
  • FIG. 1 is a schematic circuit diagram showing a magnetic field detection sensor according to this embodiment.
  • FIG. 2A is a perspective view showing details of the magneto-impedance element and its peripheral configuration according to the present embodiment, and is a perspective view showing a first example.
  • FIG. 2B is a perspective view showing details of the magneto-impedance element and its peripheral configuration according to the present embodiment, and is a perspective view showing a second example.
  • FIG. 3 is a diagram showing the magnetic impedance characteristics.
  • FIG. 4A is a diagram illustrating an output of a sensor including a magneto-impedance element and a resistor according to the present embodiment, and is a diagram illustrating a case where an external magnetic field is 0 [H / m].
  • FIG. 4A is a diagram illustrating an output of a sensor including a magneto-impedance element and a resistor according to the present embodiment, and is a diagram illustrating a case where an external magnetic field is 0 [H / m].
  • FIG. 4B is a diagram illustrating an output of a sensor including a magneto-impedance element and a resistor according to the present embodiment, and is a diagram illustrating a case where the external magnetic field is negative (for example, ⁇ 40 [H / m]).
  • FIG. 5 is a timing chart showing various signals when the external magnetic field is 0 [H / m].
  • FIG. 6 is a timing chart showing various signals when the external magnetic field is positive.
  • FIG. 7 is a timing chart showing various signals when the external magnetic field is negative.
  • FIG. 8 is a diagram showing the correlation between the time of the high level signal and the strength of the external magnetic field.
  • FIG. 1 is a schematic circuit diagram showing a magnetic field detection sensor according to this embodiment.
  • a magnetic field detection sensor 1 as a magnetic detection device shown in FIG. 1 detects an external magnetic field (direction, azimuth and strength) from an output obtained by applying an alternating current to a magnetic impedance element 12. It is used as one element of a sensor, a direction sensor, a torque sensor, and a rotation angle sensor.
  • the magnetic field detection sensor 1 as such a magnetic detection device includes an oscillation circuit 10, a magnetic impedance element 12, a resistor R, and a negative feedback bias coil (bias coil) 14.
  • the oscillation circuit 10 is a source for generating an AC voltage for driving the magnetic impedance element 12, and includes a crystal resonator and outputs an AC signal (AC voltage). Further, the AC voltage from the oscillation circuit 10 is applied to the magnetic impedance element 12.
  • the magneto-impedance element 12 has a magneto-impedance effect, and includes, for example, a zero magnetostrictive amorphous magnetic material or a magnetic thin film. Also, the magneto-impedance effect is, for example, when the high-frequency current is applied, the impedance changes as the skin depth changes due to a significant change in the permeability in the circumferential direction due to the application of an external magnetic field. It is a phenomenon.
  • the magneto-impedance element 12 has one end connected to the oscillation circuit 10 and the other end connected to one end of the resistor R. The other end of the resistor R is grounded.
  • the negative feedback bias coil 14 is a coil wound around the magnetic impedance element 12.
  • the negative feedback bias coil 14 may not be wound around the magnetic impedance element 12 as a core as long as a bias magnetic field can be applied to the magnetic impedance element 12.
  • the half bridge is configured by the magneto-impedance element 12 and the resistor R.
  • the present invention is not limited thereto, and may be configured by a full bridge circuit including three resistors.
  • FIG. 2A and 2B are perspective views showing details of the magneto-impedance element 12 and its peripheral configuration according to the present embodiment.
  • FIG. 2A shows a first example
  • FIG. 2B shows a second example.
  • the magnetic impedance element 12 includes a nonmagnetic substrate 12a, a magnetic thin film (magnetic film) 12b, and electrodes 12c and 12d.
  • the nonmagnetic substrate 12a is a substrate made of a nonmagnetic material and is placed on the printed circuit board 100.
  • the nonmagnetic substrate 12a is made of calcium titanate, oxide glass, titania, alumina, or the like, and is formed in a substantially rectangular parallelepiped in this embodiment.
  • the magnetic thin film 12b is composed of a high permeability metal magnetic film, and, as shown in FIG. 2A, of the surface of the non-magnetic substrate 12a, a meander shape in plan view on the surface opposite to the surface on which the printed circuit board 100 is provided. It is formed so as to have a (spangled shape). More specifically, in the magnetic thin film 12b, the rising and falling directions of the rectangular wave extend along the longitudinal direction of the nonmagnetic substrate 12a that forms a substantially rectangular parallelepiped.
  • the magnetic thin film 12b has magnetic anisotropy so that the easy axis direction of magnetization is the same as the longitudinal direction of the magnetic thin film 12b in the film plane, and as a whole, the longitudinal direction of the nonmagnetic substrate 12a
  • the direction of the easy axis of magnetization is the same.
  • the easy axis direction means a crystal orientation that is easily magnetized in the magnetic thin film (magnetic body) 12b having magnetic anisotropy.
  • the electrodes 12c and 12d are provided on the surface of the nonmagnetic substrate 12a and at both ends of the magnetic thin film 12b, and are connected to the electrodes 100a and 100b on the printed circuit board 100 by bonding wires.
  • the electrodes 100a and 100b on the printed circuit board 100 are connected to the oscillation circuit 10 and the resistor R shown in FIG.
  • the printed circuit board 100 includes notches 100c on both sides in the width direction of the magnetic impedance element 12 with a gap from the magnetic impedance element 12.
  • the notch 100 c extends from one end of the printed circuit board 100 to the vicinity of the center of the printed circuit board 100.
  • the negative feedback bias coil 14 is wound around the magneto-impedance element 12 through the notch 100c of the printed circuit board 100.
  • the coil axial direction of the negative feedback bias coil 14 is the same as the longitudinal direction of the nonmagnetic substrate 12a, and the longitudinal direction of the magneto-impedance element 12 is the magnetic field detection direction.
  • the easy magnetization axis of the magnetic thin film 12b is the same direction as the magnetic field detection direction.
  • magnetic anisotropy is added.
  • the magnetic thin film 12b may be formed on the back surface of the nonmagnetic substrate 12a, that is, the surface on which the printed circuit board 100 is provided.
  • the electrodes 12c and 12d are provided on the back surface of the nonmagnetic substrate 12a and on both ends of the magnetic thin film 12b.
  • the electrodes 100a and 100b on the printed circuit board 100 are also provided on the back side of the nonmagnetic substrate 12a.
  • the magnetic field detection sensor 1 includes an instrumentation amplifier 16, a first amplifier 18, a first differentiation circuit 20, a second amplifier 22, a second differentiation circuit 24, a comparator 26, and a flip-flop.
  • a circuit 28 and a microcomputer (arithmetic unit) 30 are provided, and these are connected in the above order.
  • the instrumentation amplifier 16 inputs the output of a half bridge circuit composed of the magnetic impedance element 12 and the resistor R.
  • a first amplifier 18 is connected to the subsequent stage of the instrumentation amplifier 16. For this reason, the output voltage of the half-bridge circuit is amplified by the instrumentation amplifier 16 and the first amplifier 18 and input to the first differentiation circuit 20.
  • the first differentiating circuit 20 detects a change point of the voltage amplified by the instrumentation amplifier 16 and the first amplifier 18.
  • the first differentiation circuit 20 outputs the change point of the output voltage of the half bridge circuit as a trigger waveform.
  • the second amplifier 22 amplifies the output of the first differentiation circuit 20, and the second differentiation circuit 24 detects a change point of the voltage amplified by the second amplifier 22.
  • the trigger waveform becomes more prominent and output.
  • the magnetic field detection sensor 1 includes a first differentiating circuit 20 that differentiates the output of the magnetic impedance element 12, a second amplifier 22, and a second differentiating circuit 24 that differentiates the output of the magnetic impedance element 12.
  • only one differentiation circuit for differentiating the output of the magnetic impedance element 12 may be provided.
  • the trigger waveform output from the second differentiation circuit 24 is input to the comparator 26, the flip-flop circuit 28 outputs high-low according to the trigger waveform, and the microcomputer 30 detects the high-low timing.
  • the high / low timing reflects an external magnetic field.
  • the microcomputer 30 detects an external magnetic field based on the high-low timing.
  • the flip-flop circuit 28 is a JK type.
  • the microcomputer 30 generates a pulse voltage for applying a bias magnetic field to the negative feedback bias coil 14.
  • the magnetic field detection sensor 1 includes a filter 32 and a third amplifier 34.
  • the filter 32 converts the pulse from the microcomputer 30 into a triangular wave.
  • the triangular wave from the filter 32 is applied to the negative feedback bias coil 14 through the third amplifier 34 as an AC bias.
  • a bias magnetic field is applied to the magnetic impedance element 12.
  • the microcomputer 30 outputs a signal (negative feedback signal) for applying a magnetic field in a direction opposite to the detected external magnetic field to the magnetic impedance element 12.
  • the magnetic field detection sensor 1 includes a large current output amplifier 36 and an adder 38.
  • the large current output amplifier 36 amplifies the negative feedback signal output from the microcomputer 30.
  • the adder 38 is provided between the filter 32 and the third amplifier 34, and adds the negative feedback signal amplified by the large current output amplifier 36 and the triangular wave signal from the filter 32. Therefore, a bias voltage and a negative feedback voltage are applied to the negative feedback bias coil 14 through the third amplifier 34.
  • the magnetic field detection sensor 1 realizes bias and negative feedback by the single negative feedback bias coil 14. Therefore, the magnetic field detection sensor 1 is configured to suppress an increase in size and cost as compared with a case where a negative feedback coil and a bias coil are separately provided.
  • the magnetic impedance characteristic can be made pyramidal.
  • FIG. 3 is a diagram showing magnetic impedance characteristics.
  • the solid line indicates the characteristic of the present embodiment, and the broken line indicates the conventional characteristic.
  • the horizontal axis is the magnetic field H [Oe]
  • the vertical axis is the impedance Z [Ohm].
  • the conventional magnetic impedance characteristic is M-shaped. In this M-shaped characteristic, the amount of change in impedance is very small when the external magnetic field is near 0 [Oe]. For this reason, it is impossible to measure with high sensitivity unless the AC bias is applied up to the point where the inclination is steep (4 to 8 [Oe]), and current consumption increases. Similarly, the current consumption also increases in the method in which the DC bias is applied until the slope becomes steep.
  • the hysteresis is increased where the inclination is steep, and the detection accuracy is lowered by the amount corresponding to the hysteresis.
  • the magnetic field can be measured with high sensitivity only where the inclination becomes steep, the detection range becomes narrow.
  • the magnetic impedance characteristic is made a pyramid type by setting the magnetic field detection direction and the magnetization easy axis of the magnetic thin film 12b in the same direction.
  • this pyramid type characteristic as shown in FIG. 3, even when the external magnetic field is in the vicinity of 0 [Oe], the amount of change in impedance maintains a certain value. That is, there is a certain inclination even in the vicinity of 0 [Oe]. Therefore, it is not necessary to apply a direct current and an alternating current bias to a point where the inclination becomes steep as in the M shape, and power consumption can be suppressed.
  • the hysteresis tends to be smaller than the hysteresis where the M-shaped inclination becomes steep. Therefore, in the pyramid type characteristics, the detection accuracy can be improved as compared with the M-shaped characteristics. In addition, in the pyramid type characteristics, since the inclination has a predetermined inclination over the entire region, it can be said that the detection range is wide.
  • FIG. 4A and 4B are diagrams illustrating the output of the sensor including the magneto-impedance element 12 and the resistor R according to the present embodiment.
  • FIG. 4A illustrates a case where the external magnetic field is 0 [H / m].
  • 4B shows a case where the external magnetic field is negative (for example, ⁇ 40 [H / m]).
  • the horizontal axis represents the magnetic field strength H [A / m]
  • the vertical axis represents the impedance Z [ ⁇ ].
  • the magnetic field detection sensor 1 As shown in FIG. 4A, the magnetic field detection sensor 1 according to the present embodiment has a pyramid magnetic impedance characteristic. Therefore, when the external magnetic field is 0 [H / m], the AC bias is centered on the top of the pyramid. Swing symmetrically (left and right object in FIG. 4), and the change in impedance with respect to this is output with the frequency of the AC bias doubled.
  • the impedance to the AC bias at time Ta1 impedance becomes Z 2 to the AC bias in Z 1, and the time Ta2. Further, the impedance Z 1 becomes to the AC bias at time Ta3, the impedance to the AC bias at time Ta4 is Z 2, and the impedance to the AC bias at time Ta5 becomes Z 1. As described above, the sensor output is obtained by doubling the frequency of the AC bias.
  • the impedance to the AC bias at time Tb1 impedance becomes Z 1 to the AC bias in Z 3, and the time Tb2. Furthermore, the impedance to the AC bias at time Tb3 Z 4, and the impedance to the AC bias at time Tb4 is Z 1, and the impedance to the AC bias at time Tb5 becomes Z 3.
  • the impedance to the AC bias at time Tb6 impedance becomes Z 3 to the AC bias in Z 5, and the time Tb7.
  • the sensor output becomes irregular as compared with the case where the external magnetic field is 0 [H / m], and the sensor output has two maximum values and two minimum values. It will be.
  • the local maximum value and the local minimum value are converted into trigger waveforms by the first differentiating circuit 20, the second amplifier 22, and the second differentiating circuit 24.
  • FIG. 4B the case where the external magnetic field is negative has been described as an example, but the case where the external magnetic field is positive is the same as the case where it is negative except that the deviation direction of the center point of the AC bias is different.
  • FIG. 5 is a timing chart showing various signals when the external magnetic field is 0 [H / m].
  • the horizontal axis is the time axis [t]
  • the vertical axis is “microcomputer” in order from the upper side to the lower side. Output from the filter to the filter, AC bias applied to the negative feedback bias coil, output from the half-bridge circuit, output from the second differential circuit, output from the flip-flop circuit [V] It is said.
  • pulse voltage output from the microcomputer to the filter is the first stage
  • AC bias applied to the negative feedback bias coil is the second stage
  • output of the half-bridge circuit is The third stage
  • the output of the second differentiation circuit may be referred to as the fourth stage
  • the output of the flip-flop circuit may be referred to as the fifth stage.
  • the microcomputer 30 outputs a predetermined frequency signal (AC bias frequency f 0 ). Specifically frequency signal rises at a time t 10, the fall at time t 20, the rise at time t 30, the fall at time t 40, rises at time t 50. Such a frequency signal is converted into a triangular wave by the filter 32 and amplified by the third amplifier 34 to generate an AC bias shown in the second stage of FIG.
  • the AC bias takes the maximum value at time t 10, takes a minimum value at time t 20, takes a maximum value at time t 30, takes a minimum value at time t 40, it takes a maximum value at time t 50.
  • Such an AC bias is applied to the negative feedback bias coil 14, and an AC magnetic field is applied to the magnetic impedance element 12.
  • the output of the half bridge circuit is the frequency of the AC bias. Is doubled. Specifically, the output of the half bridge circuit takes a minimum value at times t 10 , t 20 , t 30 , t 40 , and t 50 as shown in the third stage of FIG.
  • the output of the half-bridge circuit includes an intermediate time t 60 between times t 10 and t 20 , an intermediate time t 70 between times t 20 and t 30 , an intermediate time t 80 between times t 30 and t 40 , and a time t 40 , It takes a maximum value at the intermediate time t 90 of t 50.
  • the output of the half bridge circuit is a trigger waveform through the first differentiation circuit 20, the second amplifier 22, and the second differentiation circuit 24.
  • the trigger waveform is output corresponding to the maximum value and the minimum value in the output of the half bridge circuit, as shown in the fourth stage of FIG. That is, the trigger waveform is obtained at times t 10 , t 20 , t 30 , t 40 , t 50 , t 60 , t 70 , t 80 , and t 90 .
  • the trigger waveform becomes a positive trigger waveform at times t 10 , t 20 , t 30 , t 40 , and t 50 , and becomes a negative trigger waveform at times t 60 , t 70 , t 80 , and t 90 .
  • the flip-flop circuit 28 that inputs such a trigger waveform outputs a high level signal during the negative trigger waveform.
  • FIG. 6 is a timing chart showing various signals when the external magnetic field is positive.
  • the microcomputer 30 outputs a predetermined frequency signal (AC bias frequency f 0 ).
  • This signal is the same as that shown in the first stage of FIG. 5 and rises at time t 1+ , falls at time t 2+ , rises at time t 3+ , falls at time t 4+ , and falls at time t 5+ . stand up.
  • Such a frequency signal is converted into a triangular wave by the filter 32 and amplified by the third amplifier 34 to generate an AC bias shown in the second stage of FIG.
  • This AC bias is the same as that shown in the second stage of FIG.
  • the output of the half-bridge circuit is the same as when FIG. 4B is in the positive direction. Specifically, as shown in the third stage of FIG. 6, the output of the half bridge circuit takes a minimum value at times t 1+ , t 2+ , t 3+ , t 4+ , t 5+ .
  • the output of the half-bridge circuit includes time t 6+ between times t 1+ and t 2+ , time t 7+ between times t 2+ and t 3+ , time t 8+ between times t 3+ and t 4+ , and time t 4+, it takes a maximum value at time t 9+ between t 5+.
  • time t 6+ and the time t 7+ indicating the maximum values are close to the time t 2+
  • the time t 8+ and the time t 9+ are also close to the time t 4+ .
  • the output of the half bridge circuit is a trigger waveform through the first differentiation circuit 20, the second amplifier 22, and the second differentiation circuit 24.
  • the trigger waveform is output corresponding to the maximum value and the minimum value in the output of the half bridge circuit, as shown in the fourth stage of FIG. That is, the trigger waveform is obtained at times t 1+ , t 2+ , t 3+ , t 4+ , t 5+ , t 6+ , t 7+ , t 8+ , t 9+ .
  • the trigger waveform is a positive trigger waveform at times t 1+ , t 2+ , t 3+ , t 4+ , t 5+ , and a negative trigger waveform at times t 6+ , t 7+ , t 8+ , t 9+ .
  • the flip-flop circuit 28 that inputs such a trigger waveform outputs a high level signal during the negative trigger waveform.
  • the negative trigger waveform generation time t 6+ and time t 7+ are both close to time t 2+
  • the time t 8+ and time t 9+ are also time t 4+. It is close to. Therefore, the time T indicating the high level is longer than the example shown in FIG.
  • the microcomputer 30 detects an external magnetic field based on the time T of the high level signal. In the example shown in FIG. 6, time T> 1 / 2f 0 , and the microcomputer 30 detects the external magnetic field as positive.
  • FIG. 7 is a timing chart showing various signals when the external magnetic field is negative.
  • the microcomputer 30 outputs a predetermined frequency signal (AC bias frequency f 0 ).
  • This signal is the same as that shown in the first row of FIG. 5, the rise at time t 1-, falling at time t 2-rising at time t 3-, falling at time t 4-, time t rises at 5.
  • Such a frequency signal is converted into a triangular wave by the filter 32 and amplified by the third amplifier 34 to generate an AC bias shown in the second stage of FIG.
  • This AC bias is the same as that shown in the second stage of FIG. 5 and takes a maximum value at time t 1- , takes a minimum value at time t 2- , and takes a maximum value at time t 3- .
  • the local minimum value is taken at time t 4 ⁇ and the local maximum value is taken at time t 5 ⁇ .
  • Such an AC bias is applied to the negative feedback bias coil 14, and an AC magnetic field is applied to the magnetic impedance element 12.
  • the output of the half bridge circuit is the same as in the case of referring to FIG. 4B. Specifically, the output of the half-bridge circuit takes a minimum value at times t 1 ⁇ , t 2 ⁇ , t 3 ⁇ , t 4 ⁇ , t 5 ⁇ , as shown in the third stage of FIG.
  • the output of the half bridge circuit is between time t 6 ⁇ between time 0 and t 1 ⁇ , time t 7 ⁇ between time t 1 ⁇ and t 2 ⁇ , time t 2 ⁇ , time t 3 ⁇ Maximum at time t 8 ⁇ , time t 9 ⁇ between time t 3 ⁇ , t 4 ⁇ , time t 10 ⁇ between time t 4 ⁇ , t 5 ⁇ , and time t 11 ⁇ after time t 5 ⁇ Takes a value.
  • time t 6 ⁇ and the time t 7 ⁇ indicating the maximum values are close to the time t 1 ⁇
  • the time t 8 ⁇ and the time t 9 ⁇ are also close to the time t 3 ⁇
  • the time t 10 - has become a time t 5- in the near time is also about the time t 11-.
  • the output of the half bridge circuit is a trigger waveform through the first differentiation circuit 20, the second amplifier 22, and the second differentiation circuit 24.
  • the trigger waveform is output corresponding to the maximum value and the minimum value in the output of the half bridge circuit, as shown in the fourth stage of FIG. That is, the trigger waveforms are time t 1 ⁇ , t 2 ⁇ , t 3 ⁇ , t 4 ⁇ , t 5 ⁇ , t 6 ⁇ , t 7 ⁇ , t 8 ⁇ , t 9 ⁇ , t 10 ⁇ , t 11 ⁇ . Will be obtained.
  • the trigger waveform is a positive trigger waveform at times t 1- , t 2- , t 3- , t 4- , t 5- , and the time t 6- , t 7- , t 8- , t 9- , T 10 ⁇ , and t 11 ⁇ become negative trigger waveforms.
  • the flip-flop circuit 28 that inputs such a trigger waveform outputs a high level signal during the negative trigger waveform.
  • the generation time t 6 ⁇ and the time t 7 ⁇ of the negative trigger waveform are both close to the time t 1 ⁇ , the time t 8 ⁇ and the time t 9 ⁇ . for close to the time t 3- also, time t 10-, and has a time t 5- in the near time it is also about the time t 11-. Therefore, the time T indicating the high level is shorter than the example shown in FIG.
  • the microcomputer 30 detects an external magnetic field based on the time T of the high level signal. In the example shown in FIG. 5, time T ⁇ 1 / 2f 0 is established, and the microcomputer 30 detects that the external magnetic field is negative.
  • the microcomputer 30 transmits a reset signal to the flip-flop circuit 28 at the fall of the AC bias frequency f 0 (at the time of the star mark in FIGS. 5 to 7), and the microcomputer 30 performs the first operation after the reset signal. It is preferable to detect the external magnetic field based on the time T of the high level signal. This is because it is possible to cope with the case where the trigger waveform is not accurately output from the second differentiation circuit 24.
  • FIG. 8 is a diagram showing the correlation between the time T of the high level signal and the strength of the external magnetic field.
  • the microcomputer 30 can detect not only the direction (plus, minus) of the external magnetic field but also its strength by storing the data shown in FIG.
  • the longitudinal direction of the magneto-impedance element 12 is the detection direction of the magnetic field
  • the magnetization easy axis of the magnetic thin film 12b is magnetically anisotropic in the direction along the longitudinal direction.
  • sexuality is attached.
  • the magnetic field detection sensor 1 can change the magnetic impedance characteristic to a pyramid type by setting the magnetic field detection direction and the easy axis of magnetization of the magnetic thin film 12b in the same direction.
  • the magnetic field detection sensor 1 has a pyramidal magnetic impedance characteristic, so that it is not necessary to apply a direct current and an alternating current bias to a point where the inclination becomes steep as in the M shape.
  • the magnetic field detection sensor 1 can improve detection accuracy because the hysteresis is smaller in the pyramid type than in the M shape, and the inclination has a predetermined inclination over the entire area, so that the detection range is widened. can do. Therefore, the magnetic field detection sensor 1 can suppress current consumption, increase detection accuracy, and widen the detection range.
  • the magnetic field detection sensor 1 detects an external magnetic field based on the trigger waveform output from the second differentiation circuit 24, the magnetic field detection sensor 1 is compared with a case where detection is performed based on a difference in amplitude and a case where an integration circuit is used. Can be strong against noise. Therefore, the magnetic field detection sensor 1 can further increase the detection accuracy.
  • the magnetic field detection sensor 1 can suppress an increase in size and cost as compared with a case where a negative feedback coil and a bias coil are separately provided.
  • the magnetic field detection sensor 1 includes the single negative feedback bias coil 14, but is not limited thereto, and may include a negative feedback coil and a bias coil.
  • the magneto-impedance element 12 is formed so that the magnetic thin film 12b has a meander shape (spangled shape) in a plan view.
  • the present invention is not limited to this. Good.
  • the microcomputer 30 detects the external magnetic field based on the time during which the high level signal is output.
  • the present invention is not limited to this. For example, from the AC bias frequency f 0 to the falling timing of the high level signal.
  • the external magnetic field may be detected based on the time. This is because the same effect can be obtained.
  • SYMBOLS 1 Magnetic field detection sensor 10 ... Oscillator circuit 12 ... Magnetic impedance element 12a ... Nonmagnetic board

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Abstract

　磁界検出センサは、磁気インピーダンス効果を利用した磁気インピーダンス素子１２と、磁気インピーダンス素子１２にバイアス磁界を印加するための負帰還バイアスコイル１４とを備え、磁気インピーダンス素子１２に交流電流を印加して得られる出力から外部磁界を検出するものであり、磁気インピーダンス素子１２は、非磁性基板１２ａと、非磁性基板の表面に形成された磁性薄膜１２ｂと、を有し、当該磁気インピーダンス素子１２の長手方向が磁界の検出方向とされ、磁性薄膜１２ｂの磁化容易軸が磁界の検出方向と同方向となるように磁気異方性がつけられている。これにより、消費電流を抑えると共に検出精度を高め、且つ、検出範囲を広範とすることが可能な磁界検出センサを提供する。

Description

磁界検出センサ
　本発明は、磁界検出センサに関する。
　従来、アモルファスワイヤーによる磁気インピーダンス効果を利用したＭＩ（Ｍａｇｎｅｔｏ－Ｉｍｐｅｄａｎｃｅ）素子を備えた磁界検出センサが提案されている。ＭＩ素子は、フラックスゲート型センサに比べて小型化が可能であり、しかもフラックスゲート型センサと同等の検出感度を維持するものとなっている。
　このようなＭＩ素子を備えた磁界検出センサには以下のものがある。まず、ＭＩ素子に巻き回されるコイルに対して、発振回路から交流バイアス電流を流し、ＭＩ素子に交流バイアス磁界を印加することにより、出力にピークが交互に高低差を有する振幅変調波形を得る。この出力は検波回路によって検波されて直流成分が除去された後に、コンパレータに入力される。これにより、高低差に応じてパルス変調されたデジタル波形の出力信号が得られる。この磁界検出センサによれば、発振回路の出力の振幅について絶対値でなく変化分から外部磁界の強さを求めることとなり、電源電圧の変動、素子の温度特性等の影響を受け難く、発振回路の細かな調整が不要で、且つ、ノイズに強いものとすることができる（特許文献１参照）。
　また、磁気コアの両端に高周波の正弦波電流を印加する発振回路と、発振回路と薄膜磁気インピーダンス素子の磁気コアとの間に設けられ、発振回路の出力インピーダンスと薄膜磁気インピーダンス素子の入力インピーダンスのミスマッチを調整するバッファ回路と、該磁気インピーダンス素子に印加された外部磁界に応じて変化する高周波電流の変化量から外部磁界の磁気変化量を検出する検波回路と、磁気インピーダンス素子のヒステリシスを解消するヒステリシスキャンセル回路と、を備えた磁界検出センサも提案されている。この磁界検出センサによれば、例えば、バッファ回路を備えるため、発振回路による高周波通電出力を損失無く供給することができる（特許文献２参照）。また、この磁気検出センサでは、特許文献２の図５に示すように、磁気インピーダンス素子の外部磁界による変化量の傾きは４００Ａ／ｍで最大となることから、最大変化量となる箇所に動作点を移動させるべく、バイアスコイルに一定電流を流すこととしている。
特開平９－１２７２１８号公報 特開２０００－１８０５２１号公報
　しかし、特許文献１及び２に記載の磁界検出センサは、いずれもＭＩ素子の磁界によるインピーダンス変化がＭ字の特性となるため、傾きが急峻となるところ（特許文献２の図５においては±４００Ａ／ｍ）まで交流バイアスを掛けないと高感度に測定することができず、消費電流が大きくなってしまう。また、傾きが急峻となるところまで直流バイアスを掛ける方式においても同様に消費電流が大きくなってしまう。
　さらに、Ｍ字型ではヒステリシスが大きくなってしまうことから、ヒステリシス分だけ検出精度が低くなり、且つ、傾きが急峻となるところでしか高感度に磁界測定することができないことから、検出範囲が狭くなってしまう。
　本発明は、このような課題を解決するものであり、その目的とするところは、消費電流を抑えると共に検出精度を高め、且つ、検出範囲を広範とすることが可能な磁界検出センサを提供することにある。
　本発明の磁界検出センサは、磁気インピーダンス効果を利用した磁気インピーダンス素子と、前記磁気インピーダンス素子にバイアス磁界を印加するためのバイアスコイルとを備え、前記磁気インピーダンス素子に交流電流を印加して得られる出力から外部磁界を検出するものであり、前記磁気インピーダンス素子は、非磁性基板と、前記非磁性基板の表面に形成された磁性膜と、を有し、当該磁気インピーダンス素子の長手方向が磁界の検出方向とされ、前記磁性膜の磁化容易軸が前記磁界の検出方向と同方向となるように磁気異方性がつけられていることを特徴とする。
　この磁界検出センサによれば、当該磁界検出センサは、磁気インピーダンス素子は長手方向が磁界の検出方向とされ、磁性膜の磁化容易軸が長手方向に沿う方向に磁気異方性がつけられている。ここで、磁界検出センサは、磁界の検出方向と磁性膜の磁化容易軸とを同方向とすることにより磁気インピーダンス特性をピラミッド型にすることができる。そして、磁界検出センサは、ピラミッド型の磁気インピーダンス特性とすることにより、Ｍ字型のように傾きが急峻となるところまで直流及び交流バイアスを掛ける必要が無い。加えて、磁界検出センサは、ピラミッド型ではＭ字型よりもヒステリシスが小さいため検出精度を向上でき、且つ、傾きが全域に亘って所定の傾斜を有していることから、検出範囲を広くすることができる。従って、磁界検出センサは、消費電流を抑えると共に検出精度を高め、且つ、検出範囲を広範とすることができる。
　また、本発明の磁界検出センサにおいて、前記磁気インピーダンス素子に交流電流を印加する発振回路と、前記磁気インピーダンス素子の出力を微分する微分回路と、前記微分回路から出力されるトリガ波形に基づいて、外部磁界を検出する演算部と、をさらに備えることが好ましい。
　この磁界検出センサによれば、当該磁界検出センサは、微分回路から出力されるトリガ波形に基づいて、外部磁界を検出するため、振幅の高低差に基づいて検出する場合、及び積分回路を用いる場合と比較してノイズに強くすることができる。従って、磁界検出センサは、一層検出精度を高めることができる。
　また、本発明の磁界検出センサにおいて、前記バイアスコイルは、前記磁気インピーダンス素子に前記バイアス磁界を印加すると共に、負帰還磁界を印加する単一の負帰還バイアスコイルにより構成されていることが好ましい。
　この磁界検出センサによれば、当該磁界検出センサは、負帰還コイルとバイアスコイルとを別々に備える場合と比較して、大型化及び高コスト化を抑制することができる。
　本発明によれば、消費電流を抑えると共に検出精度を高め、且つ、検出範囲を広範とすることが可能な磁界検出センサを提供することができる。
図１は、本実施形態に係る磁界検出センサを示す模式的な回路図である。 図２Ａは、本実施形態に係る磁気インピーダンス素子及びその周辺部構成の詳細を示す斜視図であって、第１の例を示す斜視図である。 図２Ｂは、本実施形態に係る磁気インピーダンス素子及びその周辺部構成の詳細を示す斜視図であって、第２の例を示す斜視図である。 図３は、磁気インピーダンス特性を示す図である。 図４Ａは、本実施形態に係る磁気インピーダンス素子と抵抗とからなるセンサの出力を示す図であり、外部磁界が０〔Ｈ／ｍ〕である場合を示す図である。 図４Ｂは、本実施形態に係る磁気インピーダンス素子と抵抗とからなるセンサの出力を示す図であり、外部磁界がマイナス（例えば－４０〔Ｈ／ｍ〕）である場合を示す図である。 図５は、外部磁界が０〔Ｈ／ｍ〕である場合の各種信号を示すタイミングチャートである。 図６は、外部磁界がプラスである場合の各種信号を示すタイミングチャートである。 図７は、外部磁界がマイナスである場合の各種信号を示すタイミングチャートである。 図８は、ハイレベル信号の時間と外部磁界の強さとの相関を示す図である。
　以下、本発明の好適な実施形態を図面に基づいて説明するが、本発明は以下の実施形態に限られるものではない。
　図１は、本実施形態に係る磁界検出センサを示す模式的な回路図である。図１に示す磁気検出装置としての磁界検出センサ１は、磁気インピーダンス素子１２に交流電流を印加して得られる出力から外部磁界（方向、方位や強さ）を検出するものであって、例えば電流センサ、方位センサ、トルクセンサ及び回転角センサの一要素として用いられるものである。このような磁気検出装置としての磁界検出センサ１は、発振回路１０と、磁気インピーダンス素子１２と、抵抗Ｒと、負帰還バイアスコイル（バイアスコイル）１４とを備えている。
　発振回路１０は、磁気インピーダンス素子１２を駆動するための交流電圧の発生源であって、水晶振動子等を含んで交流信号（交流電圧）を出力する構成となっている。また、発振回路１０からの交流電圧は磁気インピーダンス素子１２に印加される。磁気インピーダンス素子１２は、磁気インピーダンス効果を有するものであって、例えば零磁歪アモルファス磁性体や磁性薄膜を有して構成されている。また、磁気インピーダンス効果とは、例えば高周波電流を通電したときに、周回方向の透磁率が外部磁界の印加により大幅に変化することに起因して表皮深さが変化することにより、インピーダンスが変化する現象である。この磁気インピーダンス素子１２は、一端が発振回路１０に接続され、他端が抵抗Ｒの一端に接続されている。抵抗Ｒの他端はグランド接続されている。
　負帰還バイアスコイル１４は、磁気インピーダンス素子１２に巻き回されるコイルである。なお、負帰還バイアスコイル１４は、磁気インピーダンス素子１２にバイアス磁界を印加できれば、磁気インピーダンス素子１２をコアとして巻き回されていなくともよい。また、上記では、磁気インピーダンス素子１２と抵抗Ｒとによってハーフブリッジが構成されているが、これに限らず、抵抗を３つ備えたフルブリッジ回路により構成されていてもよい。
　図２Ａ、図２Ｂは、本実施形態に係る磁気インピーダンス素子１２及びその周辺部構成の詳細を示す斜視図であって、図２Ａは第１の例を示し、図２Ｂは第２の例を示している。図２Ａに示すように、磁気インピーダンス素子１２は、非磁性基板１２ａと、磁性薄膜（磁性膜）１２ｂと、電極１２ｃ、１２ｄとにより構成されている。
　非磁性基板１２ａは、非磁性体から構成される基板であって、プリント基板１００に載置されている。この非磁性基板１２ａは、チタン酸カルシウム、酸化物ガラス、チタニア、アルミナ等によって構成されており、本実施形態では略直方体に構成されている。
　磁性薄膜１２ｂは、高透磁率金属磁性膜によって構成されており、図２Ａに示すように、非磁性基板１２ａの表面のうち、プリント基板１００が設けられる面の反対面において平面視してミアンダ形状（つづら折れ形状）となるように形成されている。より詳細に、この磁性薄膜１２ｂは、矩形波の立ち上り及び立ち下り方向が、略直方体をなす非磁性基板１２ａの長手方向に沿って伸びている。
　また、磁性薄膜１２ｂは、その磁化容易軸方向が膜面内で磁性薄膜１２ｂの長手方向と同方向となるように磁気異方性がつけられており、全体として非磁性基板１２ａの長手方向と磁化容易軸方向とが同方向となるようにされている。ここで、磁化容易軸方向とは、磁気異方性を持つ磁性薄膜（磁性体）１２ｂにおいて、磁化され易い結晶方位をいう。
　電極１２ｃ、１２ｄは、非磁性基板１２ａの表面、且つ、磁性薄膜１２ｂの両端に設けられており、プリント基板１００上の電極１００ａ、１００ｂとボンディングワイヤにて接続されるものである。プリント基板１００上の電極１００ａ、１００ｂは、それぞれ図１に示した発振回路１０及び抵抗Ｒに接続されることとなる。
　さらに、図２Ａに示すように、プリント基板１００は磁気インピーダンス素子１２の幅方向の両側に、磁気インピーダンス素子１２と間隔を開けて、切欠き部１００ｃを備えている。切欠き部１００ｃは、プリント基板１００の一端からプリント基板１００の中央付近まで伸びている。
　また、負帰還バイアスコイル１４は、プリント基板１００の切欠き部１００ｃを介して、磁気インピーダンス素子１２の周囲に巻きまわされている。このため、負帰還バイアスコイル１４のコイル軸方向は、非磁性基板１２ａの長手方向と同方向となり、当該磁気インピーダンス素子１２の長手方向が磁界の検出方向とされる。さらに、上記したように、非磁性基板１２ａの長手方向と磁化容易軸方向とが同方向となるようにされていることから、磁性薄膜１２ｂの磁化容易軸は磁界の検出方向と同方向となるように磁気異方性がつけられていることとなる。
　また、図２Ｂに示すように、磁性薄膜１２ｂは、非磁性基板１２ａの裏面、すなわちプリント基板１００が設けられる側の面に形成されてもよい。この場合、電極１２ｃ、１２ｄは、非磁性基板１２ａの裏面、且つ、磁性薄膜１２ｂの両端に設けられることとなる。また、プリント基板１００上の電極１００ａ、１００ｂについても、非磁性基板１２ａの裏面側に設けられている。
　再度、図１を参照する。磁界検出センサ１は、上記構成に加えて、計装アンプ１６と、第１アンプ１８と、第１微分回路２０と、第２アンプ２２と、第２微分回路２４と、コンパレータ２６と、フリップフロップ回路２８と、マイコン（演算部）３０とを備え、これらが上記順に接続されている。
　計装アンプ１６は、磁気インピーダンス素子１２及び抵抗Ｒからなるハーフブリッジ回路の出力を入力するものである。また、計装アンプ１６の後段には、第１アンプ１８が接続されている。このため、ハーフブリッジ回路の出力電圧は、計装アンプ１６及び第１アンプ１８により増幅され、第１微分回路２０に入力される。
　第１微分回路２０は、計装アンプ１６及び第１アンプ１８により増幅された電圧の変化点を検出するものである。この第１微分回路２０によりハーフブリッジ回路の出力電圧の変化点がトリガ波形として出力されることとなる。第２アンプ２２は、第１微分回路２０の出力を増幅するものであり、第２微分回路２４は、第２アンプ２２にて増幅された電圧の変化点を検出するものである。これら第２アンプ２２及び第２微分回路２４により、トリガ波形がより顕著になって出力されることとなる。なお、本実施形態に係る磁界検出センサ１は、磁気インピーダンス素子１２の出力を微分する第１微分回路２０と、第２アンプ２２と、磁気インピーダンス素子１２の出力を微分する第２微分回路２４とを備えているが、これらに変えて、磁気インピーダンス素子１２の出力を微分する１つの微分回路のみを備えていてもよい。
　また、第２微分回路２４から出力されたトリガ波形は、コンパレータ２６に入力され、フリップフロップ回路２８は、トリガ波形に応じてハイロウ出力し、マイコン３０は、ハイロウタイミングを検出することとなる。ここで、後述の動作において説明するが、ハイロウタイミングは、外部磁界を反映したものとなる。このため、マイコン３０は、ハイロウタイミングに基づいて外部磁界を検出することとなる。なお、フリップフロップ回路２８は、ＪＫ型のものが用いられている。
　さらに、マイコン３０は、負帰還バイアスコイル１４にバイアス磁界を印加するためのパルス電圧を発生させている。さらに、磁界検出センサ１は、フィルタ３２と、第３アンプ３４とを備えている。フィルタ３２は、マイコン３０からのパルスを三角波に変換するものである。フィルタ３２からの三角波は第３アンプ３４を介して交流バイアスとして負帰還バイアスコイル１４に印加される。これにより、磁気インピーダンス素子１２にはバイアス磁界が印加されることとなる。
　加えて、マイコン３０は、検出された外部磁界と逆方向の磁界を磁気インピーダンス素子１２に印加するための信号（負帰還信号）を出力している。また、磁界検出センサ１は、大電流出力アンプ３６と、加算器３８とを備えている。大電流出力アンプ３６は、マイコン３０から出力される負帰還信号を増幅する。加算器３８は、フィルタ３２と第３アンプ３４との間に設けられており、大電流出力アンプ３６により増幅された負帰還信号と、フィルタ３２からの三角波信号とを加算するものである。よって、負帰還バイアスコイル１４には、第３アンプ３４を通じてバイアス電圧と負帰還電圧とが印加されることとなる。
　このように、本実施形態に係る磁界検出センサ１は、バイアス及び負帰還を単一の負帰還バイアスコイル１４にて実現している。よって、磁界検出センサ１は、負帰還コイルとバイアスコイルとを別々に備える場合と比較して、大型化及び高コスト化を抑制する構成となっている。
　次に、本実施形態に係る磁界検出センサ１の作用及び動作等を説明する。まず、磁界の検出方向と磁性薄膜１２ｂの磁化容易軸とを同方向とすることにより磁気インピーダンス特性をピラミッド型にすることができる。
　図３は、磁気インピーダンス特性を示す図である。なお、図３において実線は本実施形態の特性を示し、破線は従来特性を示している。また、図３は、横軸を磁界Ｈ〔Ｏｅ〕とし、縦軸をインピーダンスＺ［Ｏｈｍ］としている。図３の破線に示すように、従来では磁気インピーダンス特性がＭ字型となっている。このＭ字型の特性では、外部磁界が０〔Ｏｅ〕付近においてインピーダンスの変化量が非常に小さくなっている。このため、従来では傾きが急峻となるところ（４～８〔Ｏｅ〕）まで交流バイアスを掛けないと高感度に測定することができず、消費電流が大きくなってしまう。また、傾きが急峻となるところまで直流バイアスを掛ける方式においても同様に消費電流が大きくなってしまう。
　さらに、図３に示すように、Ｍ字型では傾きが急峻となるところにおいてヒステリシスが大きくなっており、ヒステリシス分だけ検出精度が低くなってしまう。加えて、傾きが急峻となるところでしか高感度に磁界測定することができないことから、検出範囲が狭くなってしまう。
　これに対して、本実施形態では、磁界の検出方向と磁性薄膜１２ｂの磁化容易軸とを同方向とすることにより磁気インピーダンス特性をピラミッド型にしている。このピラミッド型の特性では、図３に示すように、外部磁界が０〔Ｏｅ〕付近においてもインピーダンスの変化量がある程度の値を保つようになっている。すなわち、０〔Ｏｅ〕付近においてもある程度の傾きを有している。よって、Ｍ字型のように傾きが急峻となるところまで直流及び交流バイアスを掛ける必要が無く、消費電力を抑えることができる。
　さらに、ピラミッド型の特性では、そのヒステリシスが、Ｍ字型の傾きが急峻となるところでのヒステリシスよりも小さくなる傾向がある。よって、ピラミッド型の特性では、Ｍ字型の特性よりも検出精度の向上を図ることができる。加えて、ピラミッド型の特性では、傾きが全域に亘って所定の傾斜を有していることから、検出範囲も広いといえる。
　図４Ａ、図４Ｂは、本実施形態に係る磁気インピーダンス素子１２と抵抗Ｒとからなるセンサの出力を示す図であり、図４Ａは外部磁界が０〔Ｈ／ｍ〕である場合を示し、図４Ｂは外部磁界がマイナス（例えば－４０〔Ｈ／ｍ〕）である場合を示している。図４Ａ、図４Ｂは、横軸を磁界の強さＨ〔Ａ／ｍ〕とし、縦軸をインピーダンスＺ［Ω］としている。
　図４Ａに示すように、本実施形態に係る磁界検出センサ１は磁気インピーダンス特性がピラミッド型であることから、外部磁界が０〔Ｈ／ｍ〕である場合、交流バイアスはピラミッドの頂点を中心に左右対称（図４において左右対象）に振れ、これに対するインピーダンスの変化は交流バイアスの周波数が２逓倍化されたものとなり、出力されることとなる。
　より詳細に説明すると、時刻Ｔａ１における交流バイアスに対してインピーダンスはＺ１となり、時刻Ｔａ２における交流バイアスに対してインピーダンスはＺ２となる。さらに、時刻Ｔａ３における交流バイアスに対してインピーダンスはＺ１となり、時刻Ｔａ４における交流バイアスに対してインピーダンスはＺ２となり、時刻Ｔａ５における交流バイアスに対してインピーダンスはＺ１となる。このように、センサ出力は交流バイアスの周波数が２逓倍化されたものとなる。
　これに対して、図４Ｂに示すように、外部磁界がマイナスである場合には、交流バイアスの振れの中心点がピラミッドの頂点からずれることとなる。これにより、センサ出力についても変化する。
　より詳細に説明すると、時刻Ｔｂ１における交流バイアスに対してインピーダンスはＺ３となり、時刻Ｔｂ２における交流バイアスに対してインピーダンスはＺ１となる。さらに、時刻Ｔｂ３における交流バイアスに対してインピーダンスはＺ４となり、時刻Ｔｂ４における交流バイアスに対してインピーダンスはＺ１となり、時刻Ｔｂ５における交流バイアスに対してインピーダンスはＺ３となる。また、時刻Ｔｂ６における交流バイアスに対してインピーダンスはＺ５となり、時刻Ｔｂ７における交流バイアスに対してインピーダンスはＺ３となる。
　このように、外部磁界がマイナスである場合には、外部磁界が０〔Ｈ／ｍ〕である場合と比較してセンサ出力が異形となり、センサ出力は２つの極大値と２つの極小値をとることとなる。後述するように、これらの極大値と極小値とが第１微分回路２０と、第２アンプ２２と、第２微分回路２４とによってトリガ波形とされることとなる。なお、図４Ｂでは外部磁界がマイナスである場合を例に説明したが、プラスである場合についても交流バイアスの中心点のずれ方向が左右ことなるだけで、他はマイナスの場合と同様である。
　図５は、外部磁界が０〔Ｈ／ｍ〕である場合の各種信号を示すタイミングチャートである。なお、以下で説明する図５、及び、後述の図６、図７で示すタイムチャートにおいて、横軸を時間軸［ｔ］とし、縦軸は、上段側から下段側に向かって順に、「マイコンからフィルタに出力されるパルス電圧」、「負帰還バイアスコイルに印加される交流バイアス」、「ハーフブリッジ回路の出力」、「第２微分回路の出力」、「フリップフロップ回路の出力」［Ｖ］としている。また、以下の説明では、「マイコンからフィルタに出力されるパルス電圧」を第１段目、「負帰還バイアスコイルに印加される交流バイアス」を第２段目、「ハーフブリッジ回路の出力」を第３段目、「第２微分回路の出力」を第４段目、「フリップフロップ回路の出力」を第５段目という場合がある。
　まず、図５の第１段目に示すように、マイコン３０は、所定の周波数信号（交流バイアス周波数ｆ0）を出力する。具体的に周波数信号は、時刻ｔ１０において立ち上り、時刻ｔ２０において立ち下がり、時刻ｔ３０において立ち上り、時刻ｔ４０において立ち下がり、時刻ｔ５０において立ち上がる。このような周波数信号は、フィルタ３２により三角波とされ、第３アンプ３４により増幅されて、図５の第２段目に示す交流バイアスが生成される。この交流バイアスは、時刻ｔ１０において極大値をとり、時刻ｔ２０において極小値をとり、時刻ｔ３０において極大値をとり、時刻ｔ４０において極小値をとり、時刻ｔ５０において極大値をとる。このような交流バイアスが負帰還バイアスコイル１４に印加され、磁気インピーダンス素子１２には交流磁界が印加される。
　上記バイアス電圧が負帰還バイアスコイル１４に印加された場合、外部磁界が０〔Ｈ／ｍ〕であるとすると、図４Ａを参照して説明したように、ハーフブリッジ回路の出力は交流バイアスの周波数が２逓倍化されたものとなる。具体的にハーフブリッジ回路の出力は、図５の第３段目に示すように、時刻ｔ１０、ｔ２０、ｔ３０、ｔ４０、ｔ５０において極小値をとる。さらに、ハーフブリッジ回路の出力は、時刻ｔ１０、ｔ２０の中間時刻ｔ６０、時刻ｔ２０、ｔ３０の中間時刻ｔ７０、時刻ｔ３０、ｔ４０の中間時刻ｔ８０、及び時刻ｔ４０、ｔ５０の中間時刻ｔ９０において極大値をとる。
　そして、上記のハーフブリッジ回路の出力は、第１微分回路２０、第２アンプ２２、及び第２微分回路２４を通じてトリガ波形とされる。具体的にトリガ波形は、図５の第４段目に示すように、ハーフブリッジ回路の出力における極大値及び極小値と対応して出力される。すなわち、トリガ波形は、時刻ｔ１０、ｔ２０、ｔ３０、ｔ４０、ｔ５０、ｔ６０、ｔ７０、ｔ８０、ｔ９０において得られることとなる。なお、トリガ波形は、時刻ｔ１０、ｔ２０、ｔ３０、ｔ４０、ｔ５０において正側のトリガ波形となり、時刻ｔ６０、ｔ７０、ｔ８０、ｔ９０において負側のトリガ波形となる。
　このようなトリガ波形を入力するフリップフロップ回路２８は、負側のトリガ波形の間においてハイレベル信号を出力する。ここで、負側のトリガ波形の間、すなわちハイレベル信号が出力される時間Ｔは、外部磁界によって変化する。このため、マイコン３０は、このハイレベル信号の時間Ｔに基づいて、外部磁界を検出することとなる。図５に示す例において時間Ｔ＝１／２ｆ0となっており、マイコン３０は、外部磁界を０〔Ｈ／ｍ〕と検出することとなる。
　図６は、外部磁界がプラスである場合の各種信号を示すタイミングチャートである。
　まず、図６の第１段目に示すように、マイコン３０は、所定の周波数信号（交流バイアス周波数ｆ0）を出力する。この信号は図５の第１段目に示したものと同じであって、時刻ｔ１＋において立ち上り、時刻ｔ２＋において立ち下がり、時刻ｔ３＋において立ち上り、時刻ｔ４＋において立ち下がり、時刻ｔ５＋において立ち上がる。このような周波数信号は、フィルタ３２により三角波とされ、第３アンプ３４により増幅されて、図６の第２段目に示す交流バイアスが生成される。この交流バイアスは、図５の第２段目に示したものと同じであって、時刻ｔ１＋において極大値をとり、時刻ｔ２＋において極小値をとり、時刻ｔ３＋において極大値をとり、時刻ｔ４＋において極小値をとり、時刻ｔ５＋において極大値をとる。このような交流バイアスが負帰還バイアスコイル１４に印加され、磁気インピーダンス素子１２には交流磁界が印加される。
　上記バイアス電圧が負帰還バイアスコイル１４に印加された場合、外部磁界がプラスであるとすると、ハーフブリッジ回路の出力は、図４Ｂをプラス方向にした場合と同様になる。具体的にハーフブリッジ回路の出力は、図６の第３段目に示すように、時刻ｔ１＋、ｔ２＋、ｔ３＋、ｔ４＋、ｔ５＋において極小値をとる。さらに、ハーフブリッジ回路の出力は、時刻ｔ１＋、ｔ２＋の間の時刻ｔ６＋、時刻ｔ２＋、ｔ３＋の間の時刻ｔ７＋、時刻ｔ３＋、ｔ４＋の間の時刻ｔ８＋、及び時刻ｔ４＋、ｔ５＋の間の時刻ｔ９＋において極大値をとる。
　なお、極大値を示す時刻ｔ６＋、時刻ｔ７＋は、時刻ｔ２＋に近い時刻となっており、時刻ｔ８＋、時刻ｔ９＋についても時刻ｔ４＋に近い時刻となっている。
　そして、上記のハーフブリッジ回路の出力は、第１微分回路２０、第２アンプ２２、及び第２微分回路２４を通じてトリガ波形とされる。具体的にトリガ波形は、図６の第４段目に示すように、ハーフブリッジ回路の出力における極大値及び極小値と対応して出力される。すなわち、トリガ波形は、時刻ｔ１＋、ｔ２＋、ｔ３＋、ｔ４＋、ｔ５＋、ｔ６＋、ｔ７＋、ｔ８＋、ｔ９＋において得られることとなる。なお、トリガ波形は、時刻ｔ１＋、ｔ２＋、ｔ３＋、ｔ４＋、ｔ５＋において正側のトリガ波形となり、時刻ｔ６＋、ｔ７＋、ｔ８＋、ｔ９＋において負側のトリガ波形となる。
　このようなトリガ波形を入力するフリップフロップ回路２８は、負側のトリガ波形の間においてハイレベル信号を出力する。ここで、外部磁界がプラスである場合、負側のトリガ波形の発生時刻ｔ６＋、時刻ｔ７＋は共に時刻ｔ２＋に近い時刻となっており、時刻ｔ８＋、時刻ｔ９＋についても時刻ｔ４＋に近い時刻となっている。よって、ハイレベルを示す時間Ｔは、図５に示す例よりも長くなる。マイコン３０は、このハイレベル信号の時間Ｔに基づいて、外部磁界を検出することとなる。図６に示す例において時間Ｔ＞１／２ｆ0となっており、マイコン３０は、外部磁界をプラスと検出することとなる。
　図７は、外部磁界がマイナスである場合の各種信号を示すタイミングチャートである。
　まず、図７の第１段目に示すように、マイコン３０は、所定の周波数信号（交流バイアス周波数ｆ0）を出力する。この信号は図５の第１段目に示したものと同じであって、時刻ｔ１－において立ち上り、時刻ｔ２－において立ち下がり、時刻ｔ３－において立ち上り、時刻ｔ４－において立ち下がり、時刻ｔ５－において立ち上がる。このような周波数信号は、フィルタ３２により三角波とされ、第３アンプ３４により増幅されて、図７の第２段目に示す交流バイアスが生成される。この交流バイアスは、図５の第２段目に示したものと同じであって、時刻ｔ１－において極大値をとり、時刻ｔ２－において極小値をとり、時刻ｔ３－において極大値をとり、時刻ｔ４－において極小値をとり、時刻ｔ５－において極大値をとる。このような交流バイアスが負帰還バイアスコイル１４に印加され、磁気インピーダンス素子１２には交流磁界が印加される。
　上記バイアス電圧が負帰還バイアスコイル１４に印加された場合、外部磁界がマイナスであるとすると、ハーフブリッジ回路の出力は、図４Ｂを参照した場合と同様になる。具体的にハーフブリッジ回路の出力は、図７の第３段目に示すように、時刻ｔ１－、ｔ２－、ｔ３－、ｔ４－、ｔ５－において極小値をとる。さらに、ハーフブリッジ回路の出力は、時刻０、ｔ１－の間の時刻ｔ６－、時刻ｔ１－、ｔ２－の間の時刻ｔ７－、時刻ｔ２－、ｔ３－の間の時刻ｔ８－、時刻ｔ３－、ｔ４－の間の時刻ｔ９－、時刻ｔ４－、ｔ５－の間の時刻ｔ１０－、及び時刻ｔ５－以降の時刻ｔ１１－において極大値をとる。
　なお、極大値を示す時刻ｔ６－、時刻ｔ７－は、時刻ｔ１－に近い時刻となっており、時刻ｔ８－、時刻ｔ９－についても時刻ｔ３－に近く、時刻ｔ１０－、時刻ｔ１１－についても時刻ｔ５－に近い時刻となっている。
　そして、上記のハーフブリッジ回路の出力は、第１微分回路２０、第２アンプ２２、及び第２微分回路２４を通じてトリガ波形とされる。具体的にトリガ波形は、図７の第４段目に示すように、ハーフブリッジ回路の出力における極大値及び極小値と対応して出力される。すなわち、トリガ波形は、時刻ｔ１－、ｔ２－、ｔ３－、ｔ４－、ｔ５－、ｔ６－、ｔ７－、ｔ８－、ｔ９－、ｔ１０－、ｔ１１－において得られることとなる。なお、トリガ波形は、時刻ｔ１－、ｔ２－、ｔ３－、ｔ４－、ｔ５－において正側のトリガ波形となり、時刻ｔ６－、ｔ７－、ｔ８－、ｔ９－、ｔ１０－、ｔ１１－において負側のトリガ波形となる。
　このようなトリガ波形を入力するフリップフロップ回路２８は、負側のトリガ波形の間においてハイレベル信号を出力する。ここで、外部磁界がマイナスである場合、負側のトリガ波形の発生時刻ｔ６－、時刻ｔ７－は共に時刻ｔ１－に近い時刻となっており、時刻ｔ８－、時刻ｔ９－についても時刻ｔ３－に近く、時刻ｔ１０－、時刻ｔ１１－についても時刻ｔ５－に近い時刻となっている。よって、ハイレベルを示す時間Ｔは、図５に示す例よりも短くなる。マイコン３０は、このハイレベル信号の時間Ｔに基づいて、外部磁界を検出することとなる。図５に示す例において時間Ｔ＜１／２ｆ0となっており、マイコン３０は、外部磁界をマイナスと検出することとなる。
　なお、上記においてマイコン３０は、交流バイアス周波数ｆ0の立ち下がり時（図５～図７の星マーク時）においてリセット信号をフリップフロップ回路２８に送信し、マイコン３０は、リセット信号後の最初のハイレベル信号の時間Ｔに基づいて、外部磁界を検出することが好ましい。これにより、第２微分回路２４からトリガ波形が正確に出力されなかった場合にも対応可能だからである。
　図８は、ハイレベル信号の時間Ｔと外部磁界の強さとの相関を示す図である。本実施形態においてマイコン３０は、図８に示すデータを記憶しておくことにより、外部磁界の方向（プラス、マイナス）だけでなく、その強さについても検出することができる。
　このようにして、本実施形態に係る磁界検出センサ１によれば、磁気インピーダンス素子１２は長手方向が磁界の検出方向とされ、磁性薄膜１２ｂの磁化容易軸が長手方向に沿う方向に磁気異方性がつけられている。ここで、磁界検出センサ１は、磁界の検出方向と磁性薄膜１２ｂの磁化容易軸とを同方向とすることにより磁気インピーダンス特性をピラミッド型にすることができる。そして、磁界検出センサ１は、ピラミッド型の磁気インピーダンス特性とすることにより、Ｍ字型のように傾きが急峻となるところまで直流及び交流バイアスを掛ける必要が無い。加えて、磁界検出センサ１は、ピラミッド型ではＭ字型よりもヒステリシスが小さいため検出精度を向上でき、且つ、傾きが全域に亘って所定の傾斜を有していることから、検出範囲を広くすることができる。従って、磁界検出センサ１は、消費電流を抑えると共に検出精度を高め、且つ、検出範囲を広範とすることができる。
　また、磁界検出センサ１は、第２微分回路２４から出力されるトリガ波形に基づいて、外部磁界を検出するため、振幅の高低差に基づいて検出する場合、及び積分回路を用いる場合と比較してノイズに強くすることができる。従って、磁界検出センサ１は、一層検出精度を高めることができる。
　また、磁界検出センサ１は、負帰還コイルとバイアスコイルとを別々に備える場合と比較して、大型化及び高コスト化を抑制することができる。
　以上、実施形態に基づき本発明を説明したが、本発明は上記実施形態に限られるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で、変更を加えてもよい。
　例えば、本実施形態に係る磁界検出センサ１は、単一の負帰還バイアスコイル１４を備えているが、これに限らず、負帰還コイルとバイアスコイルとをそれぞれ備えていてもよい。
　また、本実施形態において磁気インピーダンス素子１２は、磁性薄膜１２ｂは平面視してミアンダ形状（つづら折れ形状）となるように形成されているが、これに限らず、直線状に形成されていてもよい。
　さらに、上記実施形態においてマイコン３０は、ハイレベル信号が出力される時間に基づいて外部磁界を検出しているが、これに限らず、例えば交流バイアス周波数ｆ0からハイレベル信号の立ち下りタイミングまでの時間に基づいて外部磁界を検出してもよい。これによっても、同様の効果を得られるからである。
１…磁界検出センサ
１０…発振回路
１２…磁気インピーダンス素子
１２ａ…非磁性基板
１２ｂ…磁性薄膜（磁性膜）
１２ｃ、１２ｄ…電極
１４…負帰還バイアスコイル（バイアスコイル）
１６…計装アンプ
１８…第１アンプ
２０…第１微分回路
２２…第２アンプ
２４…第２微分回路
２６…コンパレータ
２８…フリップフロップ回路
３０…マイコン（演算部）
３２…フィルタ
３４…第３アンプ
３６…大電流出力アンプ
３８…加算器
Ｒ…抵抗

Claims (3)

  1. 　磁気インピーダンス効果を利用した磁気インピーダンス素子と、
    　前記磁気インピーダンス素子にバイアス磁界を印加するためのバイアスコイルとを備え、
    　前記磁気インピーダンス素子に交流電流を印加して得られる出力から外部磁界を検出するものであり、
    　前記磁気インピーダンス素子は、非磁性基板と、前記非磁性基板の表面に形成された磁性膜と、を有し、当該磁気インピーダンス素子の長手方向が磁界の検出方向とされ、前記磁性膜の磁化容易軸が前記磁界の検出方向と同方向となるように磁気異方性がつけられている
    　ことを特徴とする磁界検出センサ。
  2. 　前記磁気インピーダンス素子に交流電流を印加する発振回路と、
    　前記磁気インピーダンス素子の出力を微分する微分回路と、
    　前記微分回路から出力されるトリガ波形に基づいて、外部磁界を検出する演算部と、
    　をさらに備える請求項１に記載の磁界検出センサ。
  3. 　前記バイアスコイルは、前記磁気インピーダンス素子に前記バイアス磁界を印加すると共に、負帰還磁界を印加する単一の負帰還バイアスコイルにより構成されている
    　請求項１又は請求項２のいずれかに記載の磁界検出センサ。
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