JP5997919B2

JP5997919B2 - フラックスゲート型磁気素子および磁気センサ

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Publication number: JP5997919B2
Application number: JP2012083253A
Authority: JP
Inventors: 長洲　勝文; 勝文長洲
Original assignee: Fujikura Ltd
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Filing date: 2012-03-30
Publication date: 2016-09-28
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Description

本発明は、フラックスゲート型磁気素子および磁気センサに係る。

従来、磁界の強度を測定するための磁気素子として、フラックスゲート型磁気素子が知られている。フラックスゲート型磁気素子は、小型で感度が高いという特徴を備えており、地磁気を測定する電子コンパスや、電流が作る磁界強度を測定して電流値に換算する電流センサとして用いられている。

従来のフラックスゲート型磁気素子の一例として、特許文献１のようなフラックスゲート型磁気素子がある。特許文献１のフラックスゲート型磁気素子は、薄膜状の磁性体コアに励磁用コイルと検出コイルが巻回されている。
特許文献１のフラックスゲート型磁気素子は、以下の検出原理により磁界強度を出力する。
まず、磁性体コア材に巻回した励磁用コイルに、一定周期で変動する三角波励磁電流を印加する。その三角波励磁電流によって生じた三角波状の励磁磁界により、磁性コアはＢ−Ｈカーブに沿って磁化飽和と磁化方向の反転を繰り返す。この磁化方向が反転するときにパルス状の電圧信号が検出コイルに発生する。
ここに、被測定磁界である外部磁界が印可されたとする。三角波励磁電流によって発生した励磁磁界に外部磁界が足し合わされるため、外部磁界の大きさの分だけパルス電圧信号が発生するタイミングはシフトする。そのパルス電圧信号が発生する時間変化を検出回路で取り出すことによって、外部磁界の大きさに応じた出力を得ることができる。

ＷＯ２０１０／１３４３４８

しかし、従来のフラックスゲート型磁気素子には、次に説明するような問題点があった。
フラックスゲート型磁気素子の磁性体コアは、図４に破線で示すようなＢ−Ｈ曲線の磁気飽和特性を有している。このＢ−Ｈ曲線では、グラフの原点を中心対称として、磁性体コアに印加される磁界Ｈと磁性体コアの磁束密度Ｂとの関係が直線的に変化する領域を有している。フラックスゲート型磁気素子は、この直線領域の磁気飽和特性を利用して磁界強度を測定する。
一般的な磁性材料で形成された磁性体コアにおいては、外部磁界が印加されると、磁性体コアの磁気飽和特性が変化し、図４に実線で示すようにＢ−Ｈ曲線における直線領域のリニアリティ（直線性）も変化する。すなわち、外部磁界が印加されることによって、磁界Ｈと磁束Ｂとの関係性が乱れた状態となる。さらに、その乱れの度合いは、印加される外部磁界のレンジに応じて異なっており、大きな外部磁界が印加されるほど、Ｂ−Ｈ曲線のリニアリティも悪化する度合いも大きくなる。
上記の理由により、前述した検出コイルに発生するパルス状の電圧信号が発生するタイミングが外部磁界のレンジによって変化し、特に大きな磁界が印加される場合において、高精度に磁気強度を測定することが困難であった。

本発明は上記の問題点に鑑みてなされたものであり、フラックスゲート型磁気素子において、大きな外部磁界が印加されたとしても、高精度に磁界強度を測定することが可能なフラックスゲート型磁気素子および磁気センサの提供を目的とする。

本発明のフラックスゲート型磁気素子は、磁性体コアと、前記磁性体コアに第１のソレノイドコイルと第２のソレノイドコイルとが巻き回されて、前記第１のソレノイドコイルおよび第２のソレノイドコイルの何れか一方が励磁コイルとされ他方が検出コイルとされたフラックスゲート型磁気素子であって、前記磁性体コアの全長に亘って巻き回されたフィードバックコイルを備え、前記第１のソレノイドコイル、前記第２のソレノイドコイル、及び前記フィードバックコイルは、略平行になるように三重らせんとして巻回されていることを特徴としている。

本発明のフラックスゲート型磁気素子によれば、磁性体コアの全長に亘って巻き回されたフィードバックコイルを備えており、第１のソレノイドコイル、第２のソレノイドコイル、及びフィードバックコイルは、略平行になるように三重らせんとして巻回されているため、磁性体コアにおける被測定磁界を打ち消すようなフィードバック磁界を印加することができる。そのため、磁性体コアにおける実効的な磁界強度を軽減させることが可能となり、磁性体コアの磁気飽和特性を示すＢ−Ｈ曲線の直線性が良好な状態の磁気飽和特性を利用した磁界強度の測定が行われる。したがって、高精度に磁界強度を測定することが可能なフラックスゲート型磁気素子を提供することができる。

本発明の磁気センサは、磁性体コアに第１のソレノイドコイルと第２のソレノイドコイルとが巻き回されて、前記第１のソレノイドコイルおよび第２のソレノイドコイルの何れか一方が励磁コイルとされ他方が検出コイルとされ、前記磁性体コアの全長に亘って巻き回されたフィードバックコイルを有し、前記第１のソレノイドコイル、前記第２のソレノイドコイル、及び前記フィードバックコイルは、略平行になるように三重らせんとして巻回されているフラックスゲート型磁気素子と、前記磁性体コアにおける被測定磁界を打ち消すフィードバック磁界を発生させるように、前記フィードバックコイルにフィードバック電流を供給するとともに、該フィードバック電流の値に基づいて被測定磁界の強度を出力する制御用集積回路とを具備してなることを特徴としている。

本発明の磁気センサによれば、磁性体コアにおける被測定磁界を打ち消すように磁性体コアの全長に亘って巻き回され、第１のソレノイドコイル及び第２のソレノイドコイルと略平行になるように三重らせんとして巻回されているフィードバックコイルからフィードバック磁界が印加されるので、大きな被測定磁界が印加されたとしても、磁性体コアにおける実効的な磁界強度を軽減させることができる。そのため、磁性体コアの磁気飽和特性を示すＢ−Ｈ曲線において、直線性の良好な状態の磁気飽和特性を利用した磁界強度の測定が行われ、高精度に磁界強度を測定することができる。これにより、磁性体コアの磁気特性に因ることなく測定する磁界強度の範囲を規制されることなく、磁気素子としてのリニアリティ（直線性）を維持した出力を得ることが可能となる。

本発明によれば、磁性体コアにおける被測定磁界を打ち消すように磁性体コアの全長に亘って巻き回され、第１のソレノイドコイル及び第２のソレノイドコイルと略平行になるように三重らせんとして巻回されているフィードバックコイルからフィードバック磁界が印加されるので、大きな被測定磁界が印加されたとしても、磁性体コアにおける実効的な磁界強度を軽減させることができる。そのため、磁性体コアの磁気飽和特性を示すＢ−Ｈ曲線において、直線性の良好な状態の磁気飽和特性を利用した磁界強度の測定が行われ、高精度に磁界強度を測定することができる。

図１は、本発明に係る磁気センサの第１実施形態を示す模式図である。図２は、磁性体コアにおけるヒステリシス曲線を示すグラフである。図３は、本発明に係る磁気センサの第１実施形態におけるフラックスゲート型磁気素子の磁気コアの磁化状態の時間による変化を示すヒステリシス曲線である。図４は、本発明に係る磁気センサの第１実施形態におけるフラックスゲート型磁気センサの動作原理を示すグラフである。図５は、本発明に係る磁気センサの第１実施形態におけるフラックスゲート型磁気素子を概略的に示す上面模式図である。図６は、図５におけるラインａ−ａ’に沿って切った横断面図である。図７は、図５におけるラインｂ−ｂ’に沿って切った断面図で、フラックスゲート型磁気素子の製造工程を示す正断面図である。図８は、本発明に係る磁気センサの第１実施形態における他の例を示す正断面図である。図９は、本発明に係る磁気センサの第１実施形態におけるフラックスゲート型磁気素子の他の例を概略的に示す上面図である。図１０は、本発明に係る磁気センサの第１実施形態におけるフラックスゲート型磁気センサの動作原理を示すグラフである。図１１は、本発明に係る磁気センサの第１実施形態におけるフラックスゲート型磁気センサの動作原理を示すグラフである。図１２は、本発明に係る磁気センサの第１実施形態におけるフラックスゲート型磁気センサの動作原理を示すグラフである。図１３は、本発明に係る磁気センサの実験例におけるリニアリティを示すグラフである。図１４は、本発明に係る磁気センサの第１実施形態におけるフラックスゲート型磁気素子の他の例を概略的に示す上面模式図である。

以下、本発明に係る磁気センサの第１実施形態を、図面に基づいて説明する。
図１は、本実施形態における磁気センサを示す模式図であり、図において、符号ＭＳ１０は磁気センサを示している。

本実施形態の磁気センサＭＳ１０は、図１に示すように、フラックスゲート型磁気素子Ｍ１２と、制御用集積回路（信号処理回路）ＭＴ１０とからなる。
フラックスゲート型磁気素子Ｍ１２は、軟磁性材料からなる磁性体コア１に巻回された励磁コイル９、検出コイル１０、フィードバックコイル２１、を有する。
制御用集積回路ＭＴ１０は、励磁電流発生回路ＭＴ１１、センスアンプＭＴ１２、コンパレータＭＴ１３、フィードバック制御回路（ＦＢ制御回路）ＭＴ１４、電流アンプＭＴ１５、出力端子ＭＴ１６を有する。
磁気センサＭＳ１０は、例えば導電路に流れる電流が作る被測定磁界を測定するための電流センサなどである。

励磁コイル９には、励磁電流発生回路ＭＴ１１が接続され、後述するように連続波形とされる励磁電流信号を励磁コイル９に供給される。
検出コイル１０は、センスアンプＭＴ１２に接続されており、検出コイル１０からの出力信号が増幅される。センスアンプＭＴ１２は、コンパレータＭＴ１３に接続されており、コンパレータＭＴ１３は、フィードバック制御回路ＭＴ１４が接続され、フィードバック制御回路ＭＴ１４には電流アンプＭＴ１５が接続され、電流アンプＭＴ１５には、フィードバックコイル２１および出力端子ＭＴ１６が接続される。

励磁電流発生回路ＭＴ１１が発生させる三角波の励磁電流が励磁コイル９に供給され、それに伴い励磁磁界が磁性体コア１に発生する。磁性体コア１に発生した励磁磁界は、正負交互に磁界の向きが変動する。検出コイル１０においては、磁界の向きが切り替わるタイミングでパルス状の誘導電圧信号（検出信号）が発生する。検出コイル１０に発生したパルス状の誘導電圧信号（検出信号）は、検出コイル１０に接続された端子を通してセンスアンプＭＴ１２へ入力される。センスアンプＭＴ１２は、この検出信号を後段のコンパレータＭＴ１３が動作可能な程度まで増幅する。

コンパレータＭＴ１３には、センスアンプＭＴ１２で増幅された検出信号が入力される。コンパレータＭＴ１３は、この増幅された検出信号の電圧値と、予め定められた閾値電圧値とを比較し、その結果に応じてＨｉｇｈ値またはＬｏｗ値の信号を出力する。このように、コンパレータＭＴ１３は、検出信号をＰＷＭ（Pulse Width Modulation）波形に変換する。
コンパレータＭＴ１３が出力したＨｉｇｈ値の維持時間とＬｏｗ値の維持時間の比は、Ｄｕｔｙ比と呼ばれる。このＤｕｔｙ比が５０：５０であれば外部磁界（被測定磁界）が印加されていない状態である。５０：５０から外れていれば、外部磁界（被測定磁界）が印加されている状態である。５０：５０から大きく外れるほど、大きな外部磁界（被測定磁界）が印加されていることを示す。

フィードバック制御回路ＭＴ１４は、コンパレータＭＴ１３からの出力であるＨｉｇｈ値の維持時間とＬｏｗ値の維持時間のＤｕｔｙ比が５０：５０からずれた場合に、そのずれ量に応じた値の直流電圧信号を出力する。
電流アンプＭＴ１５は、フィードバック制御回路ＭＴ１４が出力した直流電圧信号を基にして、Ｄｕｔｙ比を５０：５０に近づけるためのフィードバック電流をフィードバックコイル２１に供給する。これにより、磁性体コアにおける磁化状態は、実効的には外部磁界が印可されていない状態となる。

本実施形態の磁界強度の測定方法を、磁気センサＭＳ１０を構成するフラックスゲート型磁気素子Ｍ１２等の動作原理を通して説明する。
図２は、フラックスゲート型磁気素子の動作原理を示すグラフである。図２（ａ）は、励磁コイルに供給する三角波励磁電流の時間変化を示すグラフである。図２（ｂ）は、コアの磁化状態の時間変化を示すグラフである。図２（ｃ）は、検出コイルに生じる検出信号の時間変化を示すグラフである。図３は、フラックスゲート型磁気素子Ｍ１２の磁性体コアの磁化状態の時間による変化を示すＢ−Ｈ曲線（ヒステリシス曲線）である。

励磁電流発生回路ＭＴ１１から、図２（ａ）に示すような三角波励磁電流を励磁コイル９に供給すると、励磁コイル９の作る励磁磁界Ｈｅｘｃにより磁性体コア１に励磁磁界が生じる。図２（ａ）の横軸は時間を、縦軸は電流値を示す。磁性体コア１は、図３に示すような磁気飽和特性を有するため、磁性体コア１における磁化状態は、図２（ｂ）に示すような時間変化をする。図２（ｂ）の横軸は時間を、縦軸は磁性体コア１における磁束密度Ｂを示す。検出コイル１０には、磁性体コア１の磁化状態の極性が反転するタイミング、すなわち時間変化ｄＢ／ｄｔが存在するタイミングにおいて、磁性体コア１の断面積Ｓ、ピックアップコイル１０の巻き数Ｎに比例した誘導電圧Ｖｐｕ＝ＮＳ×ｄＢ／ｄｔが生じる。検出コイル１０に発生する誘導電圧Ｖｐｕは、図２（ｃ）に示すような時間変化をするパルス状の誘導電圧信号（検出信号）である。図２（ｃ）の横軸は時間を、縦軸は電圧値を示す。磁性体コア１の磁束密度Ｂの時間変化ｄＢ／ｄｔが大きいほど、誘導電圧信号の波高値は高くなり、パルス幅は狭くなり、より急峻なパルス状波形の誘導電圧信号が得られる。図２（ｃ）における時間間隔ｔ１は、外部磁界（被測定磁界）Ｈｅｘｔ、磁性体コア１の磁束密度Ｂが増加する時と減少する時との磁場の強さＨのずれＨｃ、励磁コイル９の作る磁界Ｈｅｘｃ、三角波励磁電流の周期Ｔ及びコイルのインダクタンスによる遅延時間Ｔｄを用いて、式（１）のように表される。

同様に、図２の（ｃ）における時間間隔ｔ２は、式（２）のように表される。

式（１）及び式（２）より、外部磁界によって生ずる時間間隔の変化量ｔ２−ｔ１は、式（３）のように表される。

式（３）より、外部磁界によって生ずる時間間隔の変化ｔ２−ｔ１は、外部磁界Ｈｅｘｔと励磁コイル９の作る励磁磁界Ｈｅｘｃの比Ｈｅｘｔ／Ｈｅｘｃおよび三角波励磁電流の周期Ｔに依存することがわかる。外部磁界に対する感度Ｓ＝ｄ（ｔ２−ｔ１）／ｄＨｅｘｔは、励磁コイル９に通電する三角波励磁電流の振幅Ｉｅｘｃ、励磁コイル９に流れる三角波励磁電流の単位電流当たりの発生磁界（励磁効率α）、及び三角波励磁電流の周期Ｔを用いて、Ｓ＝Ｔ／（２・Ｉｅｘｃ×α）で表される。よって、三角波励磁電流の振幅Ｉｅｘｃが大きいほど、フラックスゲート型磁気素子Ｍ１２の感度Ｓは小さくなる。そして、三角波励磁電流の周期Ｔが大きいほど、フラックスゲート型磁気素子の感度Ｓは大きくなる。

励磁効率αは、フラックスゲート磁気素子Ｍ１２を構成する磁性体コア１と励磁コイル９の巻き数によって決定される値である。励磁効率αが大きいほど、同一感度で同一の磁界範囲を測定しようとした場合には、少ない電流でフラックスゲート磁気素子Ｍ１２を駆動することができる。また、式（３）において、外部磁界Ｈｅｘｔ＝励磁磁界Ｈｅｘｃとなるとき式（３）は０となり、このときの外部磁界Ｈｅｘｔが測定可能な磁界範囲の上限となる。Ｈｅｘｃ＝α×Ｉｅｘｃで表されることから、励磁効率αが大きいほど、同一の電流で駆動した場合に広い測定可能な磁界範囲を有するフラックスゲート型磁気素子となる。

この励磁効率αは、励磁コイル９に三角波励磁電流を通電することにより磁性体コア１に発生する磁束密度と、外部磁界により磁性体コア１に発生する磁束密度との比率を示すものである。励磁効率αは、磁性体コア１のヒステリシス曲線の非飽和領域における磁気密度Ｂの外部磁界Ｈｅｘｔに対する傾きｄＢ／ｄＨｅｘｔと、同じく磁性体コア１の磁束密度Ｂの励磁コイルに流れる三角波励磁電流Ｉｅｘｃに対する傾きｄＢ／ｄＩｅｘｃとの比率により決まり、式（４）で表される。

すなわち、上記のように磁気センサＭＳ１０は、制御用集積回路（信号処理回路）ＭＴ１０の励磁電流発生回路ＭＴ１１から励磁コイル９へ、連続して振動する三角波形の励磁電流を供給し、磁性体コア１における磁束の向きが連続的に振動して飽和する磁場を発生させる。磁性体コア１内においては、磁束の向きが反転するタイミングでパルス状の誘導電圧が検出コイル１０にて発生する。この検出コイル１０から出力されたパルス状の誘導電圧信号の時間間隔Ｔ０を、外部磁界Ｈｅｘｔが印加されていない場合と印加されている場合とにおける差異が最小となるように、磁性体コア１に巻回されたフィードバックコイル２１にフィードバック電流を供給する。

より具体的な動作原理を図１０〜図１２を用いて説明する。

（外部磁界Ｈｅｘｔ＝０の場合）
図１０（ａ）に示すように、励磁電流発生回路ＭＴ１１は、周期Ｔで変動する三角波励磁電流を励磁コイル９に供給する。それに伴って磁性体コア１において励磁磁界が発生する。図１０（ｂ）は、磁性体コア１における磁化状態の時間変化を示す。外部磁界Ｈｅｘｔ＝０であるため、磁性体コア１における磁化状態は励磁磁界のみの影響を受け、三角波励磁電流と同期して変動する。したがって、三角波電流の極性が反転する時刻ｔ２、ｔ４、ｔ６、ｔ８と同じタイミングで、磁性体コア１における磁化状態（磁化方向）が反転する。図１０（ｃ）は、磁性体コア１の磁化状態が反転するときに検出コイル１０に発生するパルス状の誘導電圧信号を示す。磁性体コア１の磁化状態が負から正へ反転する時刻ｔ２とｔ６においては、正符号の誘導電圧信号Ｋ＋が発生する。磁性体コア１の磁化状態が正から負へ反転する時刻ｔ４とｔ８においては、負符号の誘導電圧信号Ｋ−が発生する。

検出コイル１０に発生した誘導電圧信号（Ｋ＋、Ｋ−）は、フラックスゲート型磁気素子Ｍ１２の出力として制御用集積回路ＭＴ１０に入力される。まず、センスアンプＭＴ１２において誘導電圧信号が増幅され、続いてコンパレータＭＴ１３に入力される。コンパレータＭＴ１３は、図１０（ｄ）に示すように、増幅された誘導電圧信号をＰＷＭ（Pulse Width Modulation）波形へと変調する。すなわち、増幅された誘導電圧信号の電圧値と予め定められた閾値電圧値とを比較し、増幅された誘導電圧信号の電圧値の方が大きい場合はＨｉｇｈが維持され、増幅された誘導電圧信号の方が小さい場合はＬｏｗが維持された電圧信号を出力する。Ｈｉｇｈが維持される時間幅をＴ_Ｈ、Ｌｏｗが維持される時間幅をＴ_Ｌとすると、外部磁界Ｈｅｘｔ＝０である場合においてはＴ_Ｈ＝Ｔ_Ｌとなり、これが基準時間間隔Ｔ０（ゼロ）とされる。基準時間間隔Ｔ０は、三角波電流の半周期Ｔ／２と等しい。Ｈｉｇｈの時間幅（Ｔ_Ｈ）とＬｏｗの時間幅（Ｔ_Ｌ）とのＤｕｔｙ比は、Ｔ０：Ｔ０（＝５０：５０）となる。

コンパレータＭＴ１３において変調された信号は、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）フィードバック制御回路１４へ入力される。信号は、フィードバック制御回路ＭＴ１４、電流アンプＭＴ１５を経てフィードバック電流としてフィードバックコイル２１に出力されるとともに、電流アンプＭＴ１５からの出力値が出力端子ＭＴ１６から外部磁界強度の指標を表す磁気センサの出力として連続的に出力される。この出力が、外部磁界Ｈｅｘｔ＝０における出力となる。

（外部磁界Ｈｅｘｔ＞０の場合）
図１０（ａ）に示す外部磁界Ｈｅｘｔ＝０の場合と同様に、図１１（ａ）に示した三角波電流が励磁コイル９に供給されると、磁性体コア１に励磁磁界が発生する。磁性体コア１における磁化状態は、励磁磁界に加えて外部磁界Ｈｅｘｔの影響を受ける。そのため、磁性体コア１における磁化状態の時間変化を示すグラフは、図１１（ｂ）に示すように、図１０（ｂ）の波形が一方の側（図１１（ｂ）では負の側）へシフトした形状となる。そうすると、磁性体コア１における磁化状態（磁化方向）が反転するタイミングが、励磁コイル９の三角波電流の変動と同期しなくなる。例えば、磁性体コアの磁化方向が負から正へ反転するタイミングが、時刻ｔ２、ｔ６からシフトとして、それぞれ時刻ｔ３、ｔ７へ近づく。そのため、正符号のパルス状誘導電圧信号Ｋ＋が発生するタイミングも、時刻ｔ３、ｔ７へ近づく（図１１（ｃ））。一方、磁性体コア１の磁化方向が正から負へ反転するタイミングが、時刻ｔ４、ｔ８からシフトして、それぞれ時刻ｔ３、ｔ７へ近づく。そのため、負符号のパルス状の誘導電圧信号Ｋ−が発生するタイミングも、時刻ｔ３、ｔ７へ近づく（図１１（ｃ））。

その結果、コンパレータＭＴ１３において変調されたあとのＨｉｇｈの時間幅Ｔ_ＨとＬｏｗの時間幅Ｔ_Ｌも変化し、図１１（ｄ）に示すようにＴ_Ｈ＜Ｔ_Ｌとなる。このときのＴ_ＨをＴ１とし、Ｔ_ＬをＴ２とすると、Ｔ１は基準時間間隔Ｔ０よりも小さくなり、Ｔ２は基準時間間隔Ｔ０よりも大きくなる。この基準時間間隔Ｔ０とＴ１、Ｔ２との差分だけ、外部磁界Ｈｅｘｔの影響をキャンセルするような、つまり外部磁界Ｈｅｘｔと逆方向の磁界を発生させるように、電流アンプＭＴ１５からフィードバックコイル２１にフィードバック電流が供給される。フィードバックコイル２１は、外部磁界Ｈｅｘｔをキャンセルするような方向と大きさを有するフィードバック磁界Ｈｆｂを発生させるので、磁性体コア１における外部磁界Ｈｅｘｔは低減され、外部磁界Ｈｅｘｔ＝０の付近の磁場状態が維持される。

これを、Ｂ−Ｈ曲線を用いて説明すると、外部磁界Ｈｅｘｔ＞０が印可されたとしても、磁性体コア１の磁化状態はＢ−Ｈ曲線のリニアリティ（直線性）が低下した状態へと変化せず、リニアリティの良好な状態の磁気飽和特性を利用した磁気強度の測定が可能となる。したがって、大きな外部磁界が印可されたとしても、フィードバック磁界によって磁性体コアにおける実効的な磁化状態は、外部磁界Ｈｅｘｔ＝０の状態へと近づき、リニアリティの良好なＢ−Ｈ曲線を利用した磁界強度の測定を行うことができる。
なお、電流アンプＭＴ１５からの出力は、端子ＭＴ１６を通して外部磁界強度表す磁気センサの出力として連続的に出力される。

（外部磁界Ｈｅｘｔ＜０の場合）
図１２（ａ）（図１０（ａ）、図１１（ａ）と同じ）に示した三角波電流が励磁コイル９に供給されると、磁性体コア１に励磁磁界が発生する。磁性体コア１における磁化状態は、励磁磁界に加えて外部磁界Ｈｅｘｔの影響を受ける。上述した外部磁界Ｈｅｘｔ＞０の場合とは逆の作用が働くため、コンパレータＭＴ１３において変調された後のＨｉｇｈの時間幅ＴＨとＬｏｗの時間幅ＴＬは、図１２（ｄ）に示すように、ＴＨ＞ＴＬとなる。このときのＴＨをＴ３とし、ＴＬをＴ４とすると、Ｔ３は基準時間間隔Ｔ０よりも大きくなり、Ｔ４は基準時間間隔Ｔ０よりも小さくなる。この基準時間間隔Ｔ０と、Ｔ３およびＴ４との差分だけ外部磁界Ｈｅｘｔをキャンセルするような、つまり外部磁界Ｈｅｘｔと逆方向の磁界を発生させるように、電流アンプＭＴ１５からフィードバックコイル２１にフィードバック電流２１が供給される。フィードバックコイル２１は、外部磁界Ｈｅｘｔをキャンセルするような方向と大きさを有するフィードバック磁界Ｈｆｂを発生させるので、磁性体コア１における外部磁界Ｈｅｘｔをキャンセルし、外部磁界Ｈｅｘｔ＝０付近の磁場状態が維持される。

これを、Ｂ−Ｈ曲線を用いて説明すると、外部磁界Ｈｅｘｔ＜０が印可されたとしても、磁性体コア１の磁化状態はＢ−Ｈ曲線のリニアリティ（直線性）が低下した状態へと変化せず、リニアリティの良好な磁気飽和特性を利用した磁気強度の測定が可能となる。したがって、大きな外部磁界が印可されたとしても、フィードバック磁界によって磁性体コアにおける実効的な磁化状態は、外部磁界Ｈｅｘｔ＝０の状態へと近づき、リニアリティの良好なＢ−Ｈ曲線を利用した磁界強度の測定を行うことができる。
なお、電流アンプＭＴ１５からの出力は、端子ＭＴ１６を通して外部磁界強度表す磁気センサの出力として連続的に出力される。

以上のような原理に基づいて、フィードバックバック電流がフィードバックコイル２１へと供給される。そして、端子ＭＴ１６から出力される外部磁界強度の出力信号は、連続変化量であるアナログ値として出力することができる。あるいは、デジタル的にピーク間隔をカウントする手法を用いてもよい。

なお、外部磁界Ｈｅｘｔによって変化するパルス信号Ｋ＋，Ｋ−の時間間隔に応じてフィードバック電流を出力したが、このフィードバック電流は、フィードバックコイル２１のみならず、励磁コイル９や検出コイル１０に流すこともできる。この場合、励磁コイル９に供給する三角波電流や、検出コイルに発生する誘導電圧信号にフィードバック電流の一部を重畳することで実現が可能である。
さらに、フィードバック電流を励磁コイル９や検出コイル１０に流した場合には、図９に示すように、フィードバックコイル２１を励磁コイル９や検出コイル１０と兼用させることができる。この場合、電流アンプＭＴ１５のフィードバック端子は、励磁コイル９あるいは検出コイル１０に接続される。

次に、磁気素子Ｍ１２について説明する。

本実施形態の磁気素子Ｍ１２は、例えば、phase-delay methodを用いたフラックスゲート型とされてなることができる。磁気素子Ｍ１２の磁性体コア１の長手方向は、フラックスゲート型の磁気素子Ｍ１２の感磁方向と一致している。

図５は、本実施形態に係るフラックスゲート型磁気素子を概略的に示す上面図である。図６は、図５におけるラインａ−ａ’に沿って切った横断面図である。図７は、図５におけるラインｂ−ｂ’に沿って切った製造工程を示す正断面図である。

本実施形態に係るフラックスゲート型磁気素子Ｍ１２は、図５，図６に示すように、磁性体コア１と、第１配線層４と、第１絶縁層５と、第２絶縁層６と、第２配線層７と、開口部８と、基板Ｍ１３とを有する。第１配線層４及び第２配線層７は、磁性体コア１に巻き回された励磁コイル（ソレノイドコイル）９、検出コイル（ソレノイドコイル）１０、フィードバックコイル（ソレノイドコイル）２１を構成している。
磁性体コア１の平面形状は長手方向を有する形状であり、その断面形状は磁性材料を成膜して形成した薄膜形状である。
励磁コイル９、検出コイル１０，フィードバックコイル２１は、磁性体コア１の長手方向の全長に亘って形成されている。そして、それぞれの配線が略平行になるように、三重らせんとして巻回されている。

図７を用いて、本実施形態に係るフラックスゲート型磁気素子の形成方法を説明する。
図７（Ａ）に示すように、非磁性の基板Ｍ１３の上に、ソレノイドコイルの下側配線を形成するための第１配線層４が形成される。次に、図７（Ｂ）に示すように、第１配線層４の上に、磁性体コア１とソレノイドコイルを絶縁するための第１絶縁層５とが形成される。第１絶縁層５には、第１配線層４と後に形成されるソレノイドコイルの上側配線となる第２配線層７とが接続される部分に開口部８が設けられる。
図７（Ｃ）に示すように、第１絶縁層５の上に軟磁性体膜からなる磁性体コア１が形成される。次に、図７（Ｄ）に示すように、磁性体コア１の上には、第１配線層４と第２配線層７の接続部に開口部８を設けた第２絶縁層６が形成される。第２絶縁層６の上には、図７（Ｅ）に示すように、第１配線層４の隣接する配線どうしをその端部にて接続するように第２配線層７が形成されて、ソレノイドコイルを形成している。配線は、２つおきに隣接する配線と接続されるため、断面におけるソレノイドコイルのループは閉じない。

第１配線層４および第２配線層７により形成されたソレノイドコイルによって、励磁コイル９、検出コイル１０、フィードバックコイル２１が設けられる。これらは、いずれも磁性体コア１に、それぞれ独立に巻き回されている。検出コイル１０の両端には、外部と接続するための電極パッド１１が形成されている。励磁コイル９の両端には、外部と接続するための電極パッド１２が形成されている。フィードバックコイル２１の両端には、外部と接続するための電極パッド１３が形成されている。電極パッド１１はセンスアンプＭＴ１２への端子に接続され、電極パッド１２は、励磁電流発生回路ＭＴ１１への端子へ接続され、電極パッド１３は電流アンプＭＴ１５への端子にそれぞれ接続されている。
ここで、励磁コイル９、検出コイル１０及びフィードバックコイル２１は、いずれも巻き数が同じで対称とすることができる。特に、フィードバックコイル２１は、そのピッチが均一になるように、磁性体コア１の全長にわたって巻回されている。
なお、これらの図は模式的に示されており、各ソレノイドコイルに関しては一部が省略されている。また、磁気素子Ｍ１２の細部形状は、図に示された形状に限定されるものではない。

磁性体コア１は、その周囲に巻き回された励磁コイル９に通電することにより励磁される。そして、磁性体コア１の磁化方向が反転すると検出コイル１０に誘導電圧が発生する。励磁コイル９に対して、電極パッド１２を介して時間的に変化する三角波電流を外部より通電することにより磁性体コア１が励磁され、発生した磁界が反転することにより検出コイル１０にパルス状の誘導電圧が発生する。検出コイル１０に発生した誘導電圧は電極パッド１１を介して制御用集積回路ＭＴ１０に出力される。そして、制御用集積回路ＭＴ１０の内部において信号処理が進行し、フィードバック電流として電極パッド１３を介してフィードバックコイル２１に印加される。

本実施形態に示したものは一例であり、磁性体コア１，励磁コイル９、検出コイル１０及びフィードバックコイル２１の配置は、上記の構成に限定されることなく、他の配置とすることができる。特に、励磁コイル９、検出コイル１０，フィードバックコイル２１は、三重らせん以外の配置も可能である。

例えば、図１４に示したフラックスゲート型磁気素子であってもよい。図１４に示したフラックスゲート型磁気素子は、磁性体コア１の平面形状は、その長手方向の中央部が括れた形状となっており、両端部１ａは中央部１ｂよりも幅広に形成されている。磁性体コア１の中央部には検出コイル１０が巻回されており、幅広な両端部１ａには励磁コイル９が巻回されている。そして、磁性体コア１の全長に亘ってフィードバックコイル２１が巻回されている。そして、それぞれの配線が略平行になるように、三重らせんとして巻回されている。なお、図５、図１４においては、コイルを識別するために、ハッチングを付してある。また、図１４においては、磁性他コア１およびコイル９，１０，２１、電極パッド１１，１２，１３以外の構成は省略した記載となっている。

磁気センサＭ１０は、図８に示すように、減磁体Ｍ１１を有するものとすることもできる。
この場合、磁気センサＭ１０は、パッケージＭ１０ａに実装されたチップ状の軟磁性体からなる減磁体Ｍ１１と、非磁性基板Ｍ１３上に形成された磁気コア１を有するフラックスゲート型薄膜磁気素子Ｍ１２と、リードフレームＭ１４と磁気素子Ｍ１２を電気的に接続するボンディングワイヤＭ１５から構成される。磁気素子Ｍ１２は板状の減磁体（チップ状軟磁性体）Ｍ１１の上に積層して実装されている。磁気センサＭ１０の感磁方向は、基板Ｍ１３表面と平行方向である。減磁体Ｍ１１には、例えばＮｉＦｅなどの金属軟磁性体材料や、Ｃｏ系アモルファス等、フェライト等ノミルク状の軟磁性体や、シート状の軟磁性体を用いることができる。

減磁体Ｍ１１は、後述する磁気コアの表面から離間した位置に設けられて該第１の磁性体に流入する外部磁界Ｈｅｘｔを低減するものとされ、基板Ｍ１３は、磁気コア１に流入する外部磁界Ｈｅｘｔが減磁体Ｍ１１によって低減する分を制御するために、磁気素子Ｍ１２と減磁体Ｍ１１との距離を設定する距離設定部とされる。距離設定部は、磁気素子Ｍ１２と一体とされている。
減磁体Ｍ１１と磁気素子Ｍ１２との距離は、基板Ｍ１３の厚みにより設定されている。減磁体Ｍ１１は、平面視して、磁気素子Ｍ１２の長手方向において、磁気素子Ｍ１２よりも広い領域を覆うように形成することが望ましい。これにより、外部磁界Ｈｅｘｔの大部分は減磁体Ｍ１１に吸収され、外部磁界Ｈｅｘｔの成分のうちの一部のみが磁気素子Ｍ１２の磁気コア１に印加される。

本実施形態においては、磁性体コア１の磁化状態は、外部から磁性体コア１に流入する外部磁界（被測定磁界）Ｈｅｘｔをキャンセルし、外部磁界Ｈｅｘｔ＝０であるときとほぼ等しい状態となるように、フィードバックコイル２１からフィードバック磁界Ｈｆｂを磁性体コア１に印加する。したがって、磁性体コア１が飽和してしまう程度に外部磁界Ｈｅｘｔが大きい場合や、外部磁界Ｈｅｘｔがゼロ点から離れた領域で磁性体コア１のＢ−Ｈ曲線の線形性が乱れている場合にも、これらの影響を排除して、線形性の高い状態で外部磁界Ｈｅｘｔの測定をおこなうことができる。このため、磁気素子Ｍ１２の構造（磁性体コアやコイル配線のサイズなど）に依存することなく、広い範囲の磁界強度に対応した磁気センサＭＳ１０とすることが可能である。同時に、フィードバック電流の値を決定する要素が、励磁コイル９に供給する三角波電流の周期Ｔと励磁コイル９および励磁磁界とフィードバックコイル２１が作るフィードバック磁界Ｈｆｂのみであり、磁性体コア１の特性は殆ど寄与しない。そのため、従来の磁気センサに比べ、素子自体の特性の影響を非常に小さくできる。

また、従来は励磁コイル９に流す三角波電流の周期Ｔよりも長いカウンターの倍数で設定された時間間隔によって磁界強度出力を断続的に出力することしかできなかったが、本実施形態により、連続して磁界強度出力をおこなうことが可能になり磁気センサとしての測定精度を向上させることができる。具体的には、カウンターによる出力が１ｍＳｅｃ程度の周期でおこなわれていたのに対し、本実施形態では、ほぼタイムラグなくアナログ値を連続して出力することが可能となる。

本実施形態は磁気素子Ｍ１２および制御用集積回路ＭＴ１０がいずれも1個ずつ配置された例としたが、磁気素子Ｍ１２を複数用いてもよく、この場合には、制御用集積回路ＭＴ１０を増やす、マルチプレクサを用いるなどして、磁気素子の数に対応することができる。その場合、複数の磁気素子Ｍ１２の測定結果を相互に参照するなど複数の出力を用いて演算を行うことで測定をより高精度にすることも可能である。

＜実験例１＞
実験例１として、図１３に示すように、測定する磁界Ｈｅｘｔを変化させたときのリニアリティ誤差を算出した。
ここで、リニアリティ誤差Δは、測定出力Ｈｏｕｔに対し、
Δ＝（Ｈout−Hext）／Hext ×１００（％）
とした。
この結果から、本発明のフィードバックをおこなう磁気センサにおいては、外部磁界の範囲によらず、リニアリティが向上することがわかる。

本発明の活用例として、次のようなものが適用できる。
上述したように自動車の駆動系、蓄電池への入出力線など大電流に対する電流計。

Ｍ１０，ＭＳ１０…磁気センサ、ＭＴ１０…制御用集積回路、Ｍ１２…磁気素子、１…磁性体コア、９…励磁コイル、１０…検出コイル、２１…フィードバックコイル、ＭＴ１１…励磁電流発生回路、ＭＴ１２…センスアンプ、ＭＴ１３…コンパレータ、ＭＴ１４…フィードバック制御回路、ＭＴ１５…電流アンプ、ＭＴ１６…出力端子

Claims

磁性体コアと、
前記磁性体コアに第１のソレノイドコイルと第２のソレノイドコイルとが巻き回されて、前記第１のソレノイドコイルおよび第２のソレノイドコイルの何れか一方が励磁コイルとされ他方が検出コイルとされたフラックスゲート型磁気素子であって、
前記磁性体コアの全長に亘って巻き回されたフィードバックコイルを備え、前記第１のソレノイドコイル、前記第２のソレノイドコイル、及び前記フィードバックコイルは、略平行になるように三重らせんとして巻回されていることを特徴とするフラックスゲート型磁気素子。
磁性体コアに第１のソレノイドコイルと第２のソレノイドコイルとが巻き回されて、前記第１のソレノイドコイルおよび第２のソレノイドコイルの何れか一方が励磁コイルとされ他方が検出コイルとされ、前記磁性体コアの全長に亘って巻き回されたフィードバックコイルを有し、前記第１のソレノイドコイル、前記第２のソレノイドコイル、及び前記フィードバックコイルは、略平行になるように三重らせんとして巻回されているフラックスゲート型磁気素子と、
前記磁性体コアにおける被測定磁界を打ち消すフィードバック磁界を発生させるように、前記フィードバックコイルにフィードバック電流を供給するとともに、該フィードバック電流の値に基づいて被測定磁界の強度を出力する制御用集積回路と、
を具備してなることを特徴とする磁気センサ。