JP2018091643A - 磁界検出センサ - Google Patents

Abstract

【課題】消費電流の抑制、検出精度の向上、および磁界検出範囲の拡大が可能な磁界検出センサを提供すること。
【解決手段】磁気インピーダンス効果が生じる第１の磁気インピーダンス素子１２Ａおよび第２の磁気インピーダンス素子１２Ｂを利用し、前者にはバイアスコイル１４で交流バイアス磁界を印加し、後者にはバイアスを印加せず、異なるモードで動作させる。第１の磁気インピーダンス素子１２Ａおよび第２の磁気インピーダンス素子１２Ｂの各インピーダンス変化に応じた２種類の電気信号ＳＧ２、ＳＧ２Ｂを生成し、複数種類の検出方法を組み合わせて使用する。磁界の大きさに応じて変化する重み係数を用いて複数種類の検出方法の出力に重み付けを行い、計算結果を最適化する。複数の検出特性のオフセット調整、極性調整などを行って、検出特性の形状等を互いに近づける。
【選択図】図１

Description

本発明は、磁気インピーダンス効果を利用する磁界検出センサに関する。

磁気インピーダンス効果を利用した磁気検出素子（ＭＩ素子）を用いた磁気センサの従来技術が例えば特許文献１〜特許文献３に示されている。例えば、アモルファス合金ワイヤなどの高透磁率合金磁性体においては、表皮効果の影響により、外部磁界に応じてインピーダンスが敏感に変化する。これが磁気インピーダンス効果である。

特許文献１に示された構成においては、コルピッツ発振回路にＭＩ素子が組み込まれている。また、このＭＩ素子に巻回されたコイルに交流バイアス電流が流されることにより、ＭＩ素子に交流バイアス磁界がかけられる。そして、外部磁界とバイアス磁界に応じたＭＩ素子のインピーダンス変化により、発振回路の出力に振幅変調波形が得られる。この振幅変調波形における高低差が外部磁界の強さに対応する。したがって、振幅変調波形を検波した後で、直流成分を除去し、コンパレータで電圧を比較することにより、パルス幅変調されたデジタル波形の出力信号を得ている。つまり、発振回路の出力における振幅の変化分から外部磁界の強さを求めるようにしている。

特許文献２に示された構成においては、発振回路の出力する高周波の正弦波電流を、バッファ回路を経由して、薄膜磁気インピーダンス素子の磁気コアの両端に印加している。検波回路は、磁気インピーダンス素子に印加された外部磁界に応じて変化する高周波電流の変化量から外部磁界の磁気変化量を検出する。また、磁気インピーダンス素子のヒステリシスを解消するヒステリシスキャンセル回路を具備している。また、磁気インピーダンス素子の動作点を移動するためにバイアスコイルに電流を流している。更に、検出された磁界に応じて負帰還コイルに電流を流している。

また、特許文献３に示された磁界検出センサにおいては、特別な構成の磁気インピーダンス素子を採用している。すなわち、この磁気インピーダンス素子は、長手方向が磁界の検出方向とされ、磁性膜の磁化容易軸が長手方向に沿う方向に磁気異方性がつけられている。ここで、磁界の検出方向と磁性膜の磁化容易軸とを同方向とすることにより磁気インピーダンス特性をピラミッド型にすることができる。そのため、Ｍ字型の特性のように傾きが急峻となるところまで直流及び交流バイアスを掛ける必要が無い。更に、ピラミッド型ではＭ字型よりもヒステリシスが小さいため検出精度を向上でき、且つ、傾きが全域に亘って所定の傾斜を有していることから、検出範囲を広くすることができる。従って、消費電流を抑えると共に検出精度を高め、且つ、検出範囲を広範とすることができる。

特開平９−１２７２１８号公報 特開２０００−１８０５２１号公報 特開２０１５−９２１４４号公報

しかしながら、特許文献１および特許文献２に示されているような磁気インピーダンス効果を利用した従来の磁界検出センサにおいては、以下に示すような課題がある。
（１）磁界を検出できる範囲が狭い。
（２）磁気インピーダンス素子の磁気インピーダンス特性がＭ字型であるため、交流バイアスを用いる場合に、傾きが急峻な位置まで交流バイアスをかけないと高感度の測定ができない。そのため、消費電流が増大する。
（３）磁気インピーダンス特性がＭ字型の磁気インピーダンス素子は、ピラミッド型と比べてヒステリシスが大きくなる。そのため、検出精度が低下する。

一方、特許文献３のようにピラミッド型の磁気インピーダンス特性を有する磁気インピーダンス素子を採用する場合には、上記（２）、（３）の課題を改善できる。しかし、特許文献３の図１に示されている構成の回路を用いて磁界を検出する場合には、外部磁界が大きくなると、特許文献３の図６（ｄ）に示されている微分回路出力に必要なパルスが現れなくなるため、当該パルスの位相を検知できず磁界を検出できない状態になる。したがって、上記（１）の課題を解消できない。

本発明は、上述した事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、消費電流の抑制、検出精度の向上、および磁界検出範囲の拡大が可能な磁界検出センサを提供することにある。

前述した目的を達成するために、本発明に係る磁界検出センサは、下記（１）〜（５）を特徴としている。
（１） 磁気インピーダンス効果が生じる磁性材料を含む第１の磁気検出素子および第２の磁気検出素子と、
前記第１の磁気検出素子の前記磁性材料に対してバイアス磁界を印加するバイアスコイルと、
前記第１の磁気検出素子および前記第２の磁気検出素子の前記磁性材料に対して高周波電流を供給する高周波発振回路と、
前記バイアスコイルに交流バイアス電流を供給する交流バイアス回路と、
前記バイアス磁界が印加される状態の前記第１の磁気検出素子のインピーダンス変化に基づいて、外部磁界の影響を含む第１の検出信号を生成する第１の検出回路と、
前記バイアス磁界が印加されない状態の前記第２の磁気検出素子のインピーダンス変化に基づいて、外部磁界の影響を含む第２の検出信号を生成する第２の検出回路と、
前記第１の検出信号および前記第２の検出信号に基づいて、外部磁界の大きさおよび方向を算出する磁界演算部と、
を備えた磁界検出センサ。

（２） 前記第１の検出回路は、
外部磁界が印加されない状態の前記第１の磁気検出素子の特性におけるインピーダンスの極値位置を基準点とし、前記基準点からのインピーダンスの変化量に応じて変化する電気信号を生成すると共に、
前記電気信号の電圧の変化の方向が切り替わる各頂点のタイミングにおける振幅を検出する振幅検出回路と、前記電気信号の電位が前記第１の磁気検出素子の特性における前記基準点を通過するタイミングを検出する位相検出回路と、の少なくとも一方を含む、
ことを特徴とする上記（１）に記載の磁界検出センサ。

（３） 前記磁界演算部は、前記第１の検出信号および前記第２の検出信号の少なくとも一方に対して状況に応じて変化する重み付けを行い、外部磁界の大きさを算出する、
ことを特徴とする上記（１）に記載の磁界検出センサ。

（４） 前記磁界演算部は、
互いに検出特性が異なる前記第１の検出信号と前記第２の検出信号とを組み合わせて、外部磁界の大きさおよび方向の算出に利用すると共に、前記第１の検出信号、および前記第２の検出信号の少なくとも一方の検出特性に対して、複数の検出特性が互いに近づくよう、オフセットの補正、および領域毎の極性の補正を行う、
ことを特徴とする上記（１）に記載の磁界検出センサ。

（５） 前記磁界演算部は、前記第１の検出信号、および前記第２の検出信号の少なくとも一方の検出特性に対して、小さい磁界に相当する非線形の領域を線形に近づけるためにゲイン調整を行う、
ことを特徴とする上記（４）に記載の磁界検出センサ。

上記（１）の構成の磁界検出センサによれば、磁界演算部は、バイアス磁界が印加される状態の第１の磁気検出素子のインピーダンス変化特性（第１の検出特性）と、バイアス磁界が印加されない第２の磁気検出素子のインピーダンス変化特性（第２の検出特性）との両方を利用して外部磁界の大きさおよび方向を算出することができる。互いに種類が異なる第１の検出特性および第２の検出特性は、磁界の大きさ等の領域の違いによって、検出が不可能な状態になったり、検出精度や感度が低下する可能性がある。しかし、例えば磁界の大きさに応じて第１の検出特性および第２の検出特性の両方を使い分けることにより、磁界の広い範囲に亘って、高い検出精度を確保できる。

上記（２）の構成の磁界検出センサによれば、第１の検出回路が、第１の磁気検出素子の基準点に対するインピーダンスの変化量に相当する電気信号を生成する。したがって、動作点を基準点からずらすために大きな直流バイアス電流を流す必要がない。また、振幅検出回路および位相検出回路の少なくとも一方を利用することにより、例えば磁界が比較的小さい領域において高精度の検出結果が得られる。

上記（３）の構成の磁界検出センサによれば、第１の検出信号および第２の検出信号の両方を利用して磁界の大きさを算出する場合に、上記の重み付けを行うことにより、算出結果を最適化することが可能になる。例えば、第１の検出信号を用いた検出処理および第２の検出信号を用いた検出処理の各々において、得意とする磁界範囲における重みを大きくすることにより、磁界の大きさの広い範囲に亘り、算出結果の誤差を低減できる。

上記（４）の構成の磁界検出センサによれば、第１の検出信号の検出特性の形状と、第２の検出信号の検出特性の形状とが大きく異なる状況であっても、これらの検出特性の形状が互いに近づくように修正できる。したがって、複数の検出特性の重み付けをある領域で切り替えるような場合に、算出結果の数値が不連続になるのを避けることができ、切替処理が容易になる。

上記（５）の構成の磁界検出センサによれば、検出特性の中の小さい磁界に相当する領域に非線形、あるいは不連続な箇所が発生した場合であっても、領域毎に適切なゲイン調整を行うことにより、全体を線形の検出特性に修正することができる。したがって、広い範囲に亘って検出精度を向上することができる。

本発明の磁界検出センサによれば、消費電流の抑制、検出精度の向上、および磁界検出範囲の拡大が可能になる。すなわち、互いに種類が異なる前記第１の検出特性および第２の検出特性は、磁界の大きさ等の領域の違いによって、検出が不可能な状態になったり、検出精度や感度が低下する可能性があるが、例えば磁界の大きさに応じて第１の検出特性および第２の検出特性の両方を使い分けることにより、磁界の広い範囲に亘って、高い検出精度を確保できる。また、基準点からのインピーダンスの変化量に応じて変化する電気信号を生成することにより、動作点を前記基準点からずらす必要がなく、大きな直流バイアス電流を流す必要がなくなる。

以上、本発明について簡潔に説明した。更に、以下に説明される発明を実施するための形態（以下、「実施形態」という。）を添付の図面を参照して通読することにより、本発明の詳細は更に明確化されるであろう。

図１は、本発明の実施形態における磁界検出センサの構成例を示すブロック図である。 図２（ａ）および図２（ｂ）は、２種類の磁気インピーダンス素子の各々の構成例を示す斜視図である。 図３は、磁気インピーダンス素子の磁気検出特性の具体例を示すグラフである。 図４は、複数の磁気インピーダンス素子の配置形態、感磁軸、および外部地場の方向の例を示す正面図である。 図５は、交流バイアスが印加される磁気インピーダンス素子における入力磁界と出力信号との相関関係の例を示すグラフである。 図６は、磁界検出センサ内部の主要な信号の変化例を示すタイムチャートである。 図７は、外部磁界が大きい場合の主要な信号の変化例を示すタイムチャートである。 図８は、外部磁界と位相検出回路の動作との関係の例を示すグラフである。 図９は、外部磁界と振幅検出回路が検出する振幅との関係の例を示すグラフである。 図１０は、外部磁界と信号ＳＧ２Ｂとの関係の例を示すグラフである。 図１１は、複数種類の検出特性と得意／不得意を表す各エリアとの関係を示すグラフである。 図１２は、２種類の検出特性の初期状態を並べて示すグラフである。 図１３は、図１２に示した各特性のオフセットおよび一部分の領域の極性を補正した結果を示すグラフである。 図１４は、図１３に示した２つの特性の一方の極性を反転した結果を並べて示すグラフである。 図１５は、複数の特性と重み付けの関係の例を示すグラフである。 図１６は、重み付けによる電流換算の処理前と処理後の特性を示すグラフである。 図１７は、特異点の近傍に非線形の領域が生じる場合の２種類の特性を並べて示すグラフである。 図１８は、図１７に示した２つの特性の一方の極性を反転した結果を並べて示すグラフである。 図１９は、図１８に示した２つの特性と重み付けとの関係の例を示すグラフである。

本発明に関する具体的な実施形態について、各図を参照しながら以下に説明する。

＜磁界検出センサ２００の構成例＞
本発明の実施形態における磁界検出センサ２００の構成例を図１に示す。
図１に示した磁界検出センサ２００は、駆動ユニット２０および検出ユニット３０により構成されている。詳細については後で説明するが、駆動ユニット２０に含まれている２個の磁気インピーダンス素子１２Ａ、１２Ｂの各々は、磁気インピーダンス効果が生じる磁性材料を含んでいる。つまり、この磁界検出センサ２００は磁気インピーダンス素子１２Ａ、１２Ｂを利用して外部磁界を検出する。

図１に示した駆動ユニット２０は、発振回路２１、ブリッジ回路２２Ａ、２２Ｂ、信号処理部２３Ａ、および２３Ｂを備えている。一方のブリッジ回路２２Ａは、磁気インピーダンス素子１２Ａと、３個の抵抗器２４、２５、および２６とで構成されている。磁気インピーダンス素子１２Ａは、その磁性材料の長手方向の一端および他端でブリッジ回路２２Ａと接続されている。もう一方のブリッジ回路２２Ｂの構成は、磁気インピーダンス素子１２Ｂを磁気インピーダンス素子１２Ａの代わりに用いている点のみが、ブリッジ回路２２Ａと異なっている。

一方の磁気インピーダンス素子１２Ａの磁性材料の周囲には、バイアスコイル１４が配置されている。このバイアスコイル１４は、磁気インピーダンス素子１２Ａの磁性材料に交流バイアス磁界を印加するために設けてある。また、本実施形態では、バイアスコイル１４は負帰還用の磁界を発生するためにも利用される。バイアスコイル１４の一端に交流バイアス信号ＳＧ３が印加される。バイアスコイル１４の他端はアースと接続されている。交流バイアス信号ＳＧ３の波形は基本的には三角波であるが、正弦波、矩形波でも良い。

また、バイアスコイル１４が備わっているのは磁気インピーダンス素子１２Ａのみであり、もう一方の磁気インピーダンス素子１２Ｂにはバイアスコイル１４が備わっていない。つまり、一方の磁気インピーダンス素子１２Ａは交流バイアス磁界を印加した状態で動作し、もう一方の磁気インピーダンス素子１２Ｂは交流バイアス磁界を印加しない状態で動作する。

磁気インピーダンス素子１２Ａ、および１２Ｂは、１つの抵抗器としてブリッジ回路２２Ａ、および２２Ｂにそれぞれ接続されている。本実施形態で採用している磁気インピーダンス素子１２Ａ、および１２Ｂは、外部磁界が印加されない基準状態でインピーダンス（直流抵抗）が最大になる特性を有している。そして、磁気インピーダンス素子１２Ａ、１２Ｂのインピーダンスが最大になった状態でブリッジ回路２２Ａ、２２Ｂが平衡状態になるように、抵抗器２４、２５、および２６の各抵抗値を選定してある。

各ブリッジ回路２２Ａ、２２Ｂの入力側の端子２２ａ、および２２ｂは、それぞれ発振回路２１の出力、およびアースと接続してある。発振回路２１は、例えば数十［ＭＨｚ］程度の周波数の高周波電圧を信号ＳＧ１として各ブリッジ回路２２Ａ、２２Ｂに供給する。信号ＳＧ１の波形は矩形波である。

ブリッジ回路２２Ａの出力側の端子２２ｃ、および２２ｄは、それぞれ信号処理部２３Ａの入力端子と接続されている。また、ブリッジ回路２２Ｂの出力側の端子２２ｃ、および２２ｄは、それぞれ信号処理部２３Ｂの入力端子と接続されている。
２つの信号処理部２３Ａ、２３Ｂの内部構成は同一である。これらの内部には、２つのピークホールド回路（Ｐ／Ｈ）２７および２８と、計装増幅器（ＩＮＳ）２９とがそれぞれ備わっている。

ピークホールド回路２７は、入力に接続された各ブリッジ回路２２Ａ、２２Ｂの端子２２ｃに現れる電位のピーク電位を検出して保持する。ピークホールド回路２８は、入力に接続された各ブリッジ回路２２Ａ、２２Ｂの端子２２ｄに現れる電位のピーク電位を検出して保持する。計装増幅器２９は、ピークホールド回路２７が保持するピーク電位と、ピークホールド回路２８が保持するピーク電位との電位差を増幅し、信号ＳＧ２又はＳＧ２Ｂとして出力する。

一方、検出ユニット３０の内部には、増幅器（ＡＭＰ）３１、スイッチ回路（ＳＷ）３２、振幅検出回路３３、位相検出回路３４、マイクロコンピュータ（マイコン）３５、スイッチ回路３６、および増幅器３７が備わっている。

また、振幅検出回路３３は、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）３３ａ、アナログスイッチ３３ｃ、およびピークホールド回路３３ｄを備えている。位相検出回路３４は、微分回路３４ａ、増幅器３４ｂ、微分回路３４ｃ、およびコンパレータ（ＣＯＭＰ）３４ｄを備えている。

マイクロコンピュータ３５は、予め組み込まれているプログラムを実行することにより、磁界検出センサ２００の機能を実現するための各種制御を行う。例えば、振幅検出回路３３が出力する振幅検出信号ＳＧ９、位相検出回路３４が出力する位相差検出信号ＳＧ５、および信号処理部２３Ｂの出力信号ＳＧ２Ｂ、に基づいて検出された外部磁界の大きさおよび方向を把握し、その情報をデジタル出力信号ＳＧ１０として出力する。また、三角波の交流バイアス波形出力信号ＳＧ１１、および正弦波の交流バイアス波形出力信号ＳＧ１２をマイクロコンピュータ３５が出力する。

交流バイアス波形出力信号ＳＧ１１、およびＳＧ１２は、スイッチ回路３６および増幅器３７を経由して駆動ユニット２０に印加され、交流バイアス信号ＳＧ３としてバイアスコイル１４に供給される。

＜磁気インピーダンス素子１２の構成例＞
２種類の磁気インピーダンス素子１２の各々の構成例を図２（ａ）および図２（ｂ）にそれぞれ示す。図２（ａ）に示すように、磁気インピーダンス素子１２は、非磁性基板１２ａと、磁性薄膜（磁性膜）１２ｂと、電極１２ｃ、１２ｄとにより構成されている。

非磁性基板１２ａは、非磁性体から構成される基板であって、プリント基板１００に載置されている。この非磁性基板１２ａは、チタン酸カルシウム、酸化物ガラス、チタニア、アルミナ等によって構成されており、本実施形態では略直方体に構成されている。

磁性薄膜１２ｂは、高透磁率金属磁性膜によって構成されており、図２（ａ）に示すように、非磁性基板１２ａの表面のうち、プリント基板１００が設けられる面の反対面において平面視してミアンダ形状（つづら折れ形状）となるように形成されている。より詳細に、この磁性薄膜１２ｂは、矩形波形状における立ち上り及び立ち下り方向が、略直方体をなす非磁性基板１２ａの長手方向に伸びている。

また、磁性薄膜１２ｂは、その磁化容易軸方向が膜面内で磁性薄膜１２ｂの長手方向と同方向となるように磁気異方性がつけられており、全体として非磁性基板１２ａの長手方向と磁化容易軸方向とが同方向となるようにされている。

電極１２ｃ，１２ｄは、非磁性基板１２ａの表面、且つ、磁性薄膜１２ｂの両端に設けられており、プリント基板１００上の電極１００ａ，１００ｂとボンディングワイヤにて接続されるものである。したがって、プリント基板１００上の電極１００ａ，１００ｂがそれぞれ図１に示したブリッジ回路２２の端子２２ａ，２２ｃと接続される。

さらに、図２（ａ）に示すように、プリント基板１００は磁気インピーダンス素子１２の幅方向の両側に、磁気インピーダンス素子１２と間隔を開けて、切欠き部１００ｃを備えている。切欠き部１００ｃは、プリント基板１００の一端からプリント基板１００の中央付近まで伸びている。

また、バイアスコイル１４は、プリント基板１００の切欠き部１００ｃを介して、磁気インピーダンス素子１２の周囲に巻きまわされている。このため、バイアスコイル１４のコイル軸方向は、非磁性基板１２ａの長手方向と同方向となり、当該磁気インピーダンス素子１２の長手方向が磁界の検出方向とされる。さらに、上記したように、非磁性基板１２ａの長手方向と磁化容易軸方向とが同方向となるようにされていることから、磁性薄膜１２ｂの磁化容易軸は磁界の検出方向と同方向となるように磁気異方性がつけられていることとなる。

また、図２（ｂ）に示すように、磁性薄膜１２ｂは、非磁性基板１２ａの裏面、すなわちプリント基板１００が設けられる側の面に形成されてもよい。この場合、電極１２ｃ，１２ｄは、非磁性基板１２ａの裏面、且つ、磁性薄膜１２ｂの両端に設けられることとなる。また、プリント基板１００上の電極１００ａ，１００ｂについても、非磁性基板１２ａの裏面側に設けられている。図１に示した磁界検出センサ２００の磁気インピーダンス素子１２の構成としては、図２（ａ）、図２（ｂ）のいずれの構成を採用してもよい。

図１に示した磁界検出センサ２００が採用している一方の磁気インピーダンス素子１２Ａは、図２（ａ）、図２（ｂ）の磁気インピーダンス素子１２と同様にバイアスコイル１４を備えている。しかし、もう一方の磁気インピーダンス素子１２Ｂには不要であるためバイアスコイル１４が存在しない。

＜磁気インピーダンス素子１２の磁気検出特性＞
磁気インピーダンス素子１２の磁気検出特性の具体例を図３に示す。図３において、横軸は外部磁界の大きさおよび方向Ｈ［Ｏｅ］を表し、縦軸は磁性薄膜１２ｂの長手方向の両端の間のインピーダンス（直流抵抗）［Ω］を表す。

つまり、磁気インピーダンス素子１２のインピーダンスは、図３に示すように外部磁界の大きさがゼロの状態で最大になり、正方向または逆方向の外部磁界が印加されると外部磁界の大きさに比例するようにインピーダンスが減少するので、ピラミッドのような形状になる。したがって、磁気インピーダンス素子１２、１２Ａ、１２Ｂの特性は、特許文献１、特許文献２に示されたようなＭ字形状の一般的な磁気インピーダンス素子とは大きく異なる。

このようなピラミッド型の特性を有する磁気インピーダンス素子１２、１２Ａ、１２Ｂを採用することにより、インピーダンスが極値（この場合はピーク値）になる基準点の近傍であっても、図３に示すように外部磁界の変化に対するインピーダンス変化の傾きが十分に大きくなる。そのため、前記基準点からずれた位置に動作点をシフトすることなく高感度で外部磁界を検出可能であり、大きなバイアス電流を流す必要がない。

＜配置形態、感磁軸、外部地場の方向＞
複数の磁気インピーダンス素子１２Ａ、１２Ｂの配置形態、感磁軸、および外部地場の方向の例を図４に示す。

図１に示した磁界検出センサ２００に備わっている２個の磁気インピーダンス素子１２Ａ、および１２Ｂは、例えば図４に示すように、互いに接近した状態で、同じ軸（Ｙ）の方向に並べて配置される。また、磁気インピーダンス素子１２Ａ、１２Ｂの磁性薄膜１２ｂの長手方向が同じ向きになるように図４のように並べて配置される。

したがって、図４に示した例では、２個の磁気インピーダンス素子１２Ａ、１２Ｂの感磁軸がいずれもＸ軸と平行な向きになる。そのため、Ｘ軸の正方向および負方向の外部磁界により、磁気インピーダンス素子１２Ａ、１２Ｂのインピーダンスは図３に示したように変化する。

＜一方の磁気インピーダンス素子１２Ａを使用する場合の基本的な動作原理＞
磁気インピーダンス素子１２Ａにおける入力磁界と出力信号との相関関係の例を図５に示す。図５において、インピーダンス特性４１のグラフの横軸は磁気インピーダンス素子１２Ａに加わる入力磁界の大きさおよび方向Ｈ［Ａ／ｍ］を表し、縦軸は磁気インピーダンス素子１２Ａの磁性薄膜１２ｂにおける長手方向両端間のインピーダンスＺ（交流抵抗値）［Ω］を表す。

なお、図１に示したもう一方の磁気インピーダンス素子１２Ｂを使用する場合には、交流バイアスを印加しないので、図３に示したようなインピーダンスの変化をそのまま電圧に変換した信号ＳＧ２Ｂを利用してマイクロコンピュータ３５が外部磁界の大きさを検出できる。

図５に示すように、インピーダンス特性４１の基準点４１ｒを中心として動作するように、バイアスコイル１４に流れる電流よって交流バイアス磁界４２が磁性薄膜１２ｂに印加される。図５の例では振幅Ｖｐの大きさで波形が三角波の交流バイアス磁界４２を印加する場合を想定している。したがって、基準点４１ｒを中心としてプラス方向およびマイナス方向に、Ｖｐの振幅で交流バイアス磁界４２の方向が交互に変化する。

そして、この交流バイアス磁界４２の他に、検出対象の外部磁界が磁性薄膜１２ｂに印加される。したがって、図５に示すように外部磁界と交流バイアス磁界の和４２Ｐ、４２Ｎ、４２Ｎ２等が磁性薄膜１２ｂに印加される。つまり、外部磁場がプラス方向の場合には交流バイアス磁界４２の波形を外部磁場の大きさだけプラス方向にシフトした波形が外部磁界と交流バイアス磁界の和４２Ｐとして磁性薄膜１２ｂに印加される。外部磁場がマイナス方向の場合には交流バイアス磁界４２の波形を外部磁場の大きさだけマイナス方向にシフトした波形が外部磁界と交流バイアス磁界の和４２Ｎ、４２Ｎ２として磁性薄膜１２ｂに印加される。

そして、磁性薄膜１２ｂに印加される磁界、すなわち交流バイアス磁界４２、外部磁界と交流バイアス磁界の和４２Ｐ、４２Ｎ、４２Ｎ２と、インピーダンス特性４１とに従い、インピーダンスＺが変化する。このインピーダンスＺの変化を、例えば図１に示したブリッジ回路２２Ａを用いて、センサ出力信号４３、４３Ｐ、４３Ｎ、４３Ｎ２として取り出すことができる。

図５において、センサ出力信号４３、４３Ｐ、４３Ｎ、および４３Ｎ２は、それぞれ交流バイアス磁界４２、外部磁界と交流バイアス磁界の和４２Ｐ、４２Ｎ、および４２Ｎ２に対応する。つまり、交流バイアス磁界４２の変化と外部磁場とに応じて、センサ出力信号４３、４３Ｐ、４３Ｎ、４３Ｎ２の状態が定まる。また、図５に示したセンサ出力信号４３、４３Ｐ、４３Ｎ、４３Ｎ２において、縦方向は信号の電位および振幅を表し、横方向は時間ｔの変化を表している。

外部磁場がゼロの場合には、センサ出力信号４３が出力される。つまり、基準点４１ｒの抵抗値に対応する電位Ｖｒと、この点から振幅Ｖｐに対応する電位差だけずれた電位Ｖ１までの間で交流バイアス磁界４２の変化に伴って変化するようなセンサ出力信号４３が得られる。

また、プラス方向の外部磁場が印加された場合には、基準点４１ｒの電位Ｖｒから外部磁場の大きさだけシフトした電位ＶｒＰを中心として、振幅Ｖｐに対応する電位差だけ上下にずれた電位までの間で、交流バイアス磁界４２の変化に伴って変化するようなセンサ出力信号４３Ｐが得られる。また、マイナス方向の外部磁場が印加された場合には、基準点４１ｒの電位Ｖｒから外部磁場の大きさだけシフトした電位ＶｒＮを中心として、振幅Ｖｐに対応する電位差だけ上下にずれた電位までの間で、交流バイアス磁界４２の変化に伴って変化するようなセンサ出力信号４３Ｎが得られる。

図５に示すように、センサ出力信号４３、４３Ｐ、４３Ｎの間には、外部磁場の大きさおよび方向の違いに応じた変化が現れる。したがって、このセンサ出力信号４３Ｐ、４３Ｎに基づいて、外部磁場の大きさおよび方向を特定することが可能である。

また、外部磁場の大きさが交流バイアス磁界４２の振幅Ｖｐよりも小さい場合には、磁界４２Ｎ２の変化に対して、センサ出力信号４３Ｎ２が得られる。この場合、磁界４２Ｎ２が基準点（磁界がゼロ）４１ｒを通過するタイミングで、センサ出力信号４３Ｎ２の電圧の変化の方向が切り替わる頂点Ｐｘ１、Ｐｘ２が現れる。これらの頂点Ｐｘ１、Ｐｘ２のタイミングは、外部磁界の大きさに応じて変化する。したがって、例えば頂点Ｐｘ１、Ｐｘ２の位相差を計測することにより、外部磁界の大きさを算出可能である。

＜磁界検出センサ２００内部の主要な信号の変化例＞
磁界検出センサ２００内部の主要な信号の変化例を図６に示す。図６において、各信号の横軸は共通の時間ｔを表し、縦軸は電位を表している。

図６に示すように、バイアスコイル１４に印加されるバイアス信号ＳＧ３の波形は三角波である。このバイアス信号ＳＧ３は、マイクロコンピュータ３５が出力する矩形波の信号ＳＧ０１に基づいて生成される。

例えば、時刻ｔ１１で信号ＳＧ０１が低電位ＶＬから高電位ＶＨに立ち上がると、バイアス信号ＳＧ３の電位は一定の傾きで下降を開始し、時刻ｔ１２で信号ＳＧ０１が高電位ＶＨから低電位ＶＬに立ち下がるまでその状態が継続する。また、この時刻ｔ１２でバイアス信号ＳＧ３の電位は一定の傾きで上昇を開始し、時刻ｔ１３で信号ＳＧ０１が低電位ＶＬから高電位ＶＨに立ち上がるまでその状態が継続する。このような動作の繰り返しによって、三角波の波形が生成される。

図６中に示した各信号ＳＧ２−Ａ、ＳＧ２−Ｂ、ＳＧ２−Ｃは、ブリッジ回路２２Ａの出力、例えば図１中の信号処理部２３Ａが出力する信号ＳＧ２の波形に相当する。また、各信号ＳＧ４−Ａ、ＳＧ４−Ｂ、ＳＧ４−Ｃは、微分回路の出力、例えば図１中の微分回路３４ｃが出力する信号ＳＧ４に相当する。また、各信号ＳＧ２−ＡおよびＳＧ４−Ａは外部磁場がゼロの状態を表し、各信号ＳＧ２−ＢおよびＳＧ４−Ｂは、外部磁場がプラス方向の場合の例を表し、各信号ＳＧ２−ＣおよびＳＧ４−Ｃは、外部磁場がマイナス方向の場合の例を表す。

図６中に示した信号ＳＧ２−Ａの波形は、図５中に示したセンサ出力信号４３の波形と同じように変化する。すなわち、バイアス信号ＳＧ３の電位がゼロになる各時刻ｔ２２、ｔ２４、・・・で基準点４１ｒに対応する低電位ＶＬ２になり、それ以外の時刻ではバイアス信号ＳＧ３の電位変化に伴って、ＶＬ２よりも高い電位に変化する。したがって、信号ＳＧ２−Ａの波形は三角波になるが、その周期はバイアス信号ＳＧ３の周期の半分になる。

＜外部磁場がゼロの場合＞
また、信号ＳＧ２−Ａにおいて、振幅Ａ１とＡ２は同じである。ここで、振幅Ａ１はバイアス信号ＳＧ３の電位が上昇から下降に変化する各頂点の時刻ｔ２１、ｔ２５、ｔ２９、・・・における振幅を表し、振幅Ａ２はバイアス信号ＳＧ３の電位が下降から上昇に変化する各頂点の時刻ｔ２３、ｔ２７、・・・における振幅を表す。

一方、図６中に示した信号ＳＧ４−Ａの波形においては、信号ＳＧ２−Ａの電位が上昇から下降に変化する各頂点の時刻ｔ２１、ｔ２３、ｔ２５、・・・において、時間幅の小さいマイナス電位方向のパルスＰｎが現れる。また、信号ＳＧ４−Ａの波形においては、信号ＳＧ２−Ａの電位が下降から上昇に変化する各頂点の時刻ｔ２２、ｔ２４、ｔ２６、・・・において、時間幅の小さいプラス電位方向のパルスＰｐが現れる。

また、この信号ＳＧ４−Ａの波形において、例えば互いに隣接する２つのプラス電位方向のパルスＰｐ間の時間周期Ｔは、信号ＳＧ０１の１周期Ｔ０の半分の長さであり一定である。マイナス電位方向のパルスＰｎについても同様である。なお、信号ＳＧ０１の周波数がｆ０の場合には、周期Ｔ０はその逆数、すなわち（１／ｆ０）で表される。

＜プラス方向の外部磁場が印加された場合＞
一方、信号ＳＧ２−Ｂにおいては、振幅Ａ１ＢとＡ２Ｂとが異なっている。ここで、振幅Ａ１Ｂは、信号ＳＧ０１の１周期Ｔ０の間で、バイアス信号ＳＧ３の電位が上昇から下降に変化する頂点の時刻ｔ５５における振幅を表し、振幅Ａ２Ｂはバイアス信号ＳＧ３の電位が下降から上昇に変化する頂点の時刻ｔ５７における振幅を表す。

つまり、信号ＳＧ２−Ｂが磁性薄膜１２ｂに印加されるプラス方向の外部磁場の影響を受けるので、振幅Ａ１Ｂは外部磁場がゼロの場合の前記振幅Ａ１よりも大きくなり、振幅Ａ２Ｂは外部磁場がゼロの場合の前記振幅Ａ２よりも小さくなる。つまり、振幅Ａ１Ｂ、Ａ２Ｂの変化は外部磁場の大きさおよび方向を反映しているので、振幅Ａ１Ｂ、Ａ２Ｂの少なくとも一方を利用することにより、外部磁場の大きさおよび方向を算出することが可能である。

一方、図６中に示した信号ＳＧ４−Ｂの波形においては、信号ＳＧ２−Ｂの電位が上昇から下降に変化する各頂点の時刻ｔ５１、ｔ５３、ｔ５５、・・・において、時間幅の小さいマイナス電位方向のパルスＰｎが現れる。また、信号ＳＧ４−Ｂの波形においては、信号ＳＧ２−Ｂの電位が下降から上昇に変化する各頂点の時刻ｔ５２、ｔ５４、ｔ５６、・・・において、時間幅の小さいプラス電位方向のパルスＰｐが現れる。

また、この信号ＳＧ４−Ｂの波形におけるプラス電位方向のパルスＰｐのタイミングは、信号ＳＧ４−Ａの場合と比べてずれている。つまり、外部磁場の影響が、パルスＰｐの位相、すなわち磁気インピーダンス素子１２Ａのインピーダンス特性における基準点４１ｒを通過するタイミングの変化に反映されている。例えば、信号ＳＧ４−Ｂの電位が上昇を開始する時刻ｔ５４のパルスＰｐから、次に信号ＳＧ４−Ｂの電位が上昇を開始する時刻ｔ５６のパルスＰｐまでのパルスＰｐ間の時間周期Ｔは、信号ＳＧ４−Ａの場合よりも大きくなっている。

つまり、プラス電位方向のパルスＰｐ間の時間周期Ｔは、外部磁場の影響で生じた各パルスＰｐの位相差を反映している。したがって、各パルスＰｐの位相差を検出するか、または時間周期Ｔを検出することにより、外部磁場の大きさおよび方向を算出できる。
＜マイナス方向の外部磁場が印加された場合＞
一方、信号ＳＧ２−Ｃにおいては、振幅Ａ１ＣとＡ２Ｃとが異なっている。ここで、振幅Ａ１Ｃは、信号ＳＧ０１の１周期Ｔ０の間で、バイアス信号ＳＧ３の電位が上昇から下降に変化する頂点の時刻７５における振幅を表し、振幅Ａ２Ｂはバイアス信号ＳＧ３の電位が下降から上昇に変化する頂点の時刻ｔ７７における振幅を表す。

つまり、信号ＳＧ２−Ｃが磁性薄膜１２ｂに印加されるマイナス方向の外部磁場の影響を受けるので、振幅Ａ１Ｃは外部磁場がゼロの場合の前記振幅Ａ１よりも小さくなり、振幅Ａ２Ｃは外部磁場がゼロの場合の前記振幅Ａ２よりも大きくなる。つまり、振幅Ａ１Ｃ、Ａ２Ｃの変化は外部磁場の大きさおよび方向を反映しているので、振幅Ａ１Ｃ、Ａ２Ｃの少なくとも一方を利用することにより、外部磁場の大きさおよび方向を算出することが可能である。

一方、図６中に示した信号ＳＧ４−Ｃの波形においては、信号ＳＧ２−Ｃの電位が上昇から下降に変化する各頂点の時刻ｔ７１、ｔ７３、ｔ７５、・・・において、時間幅の小さいマイナス電位方向のパルスＰｎが現れる。また、信号ＳＧ４−Ｃの波形においては、信号ＳＧ２−Ｃの電位が下降から上昇に変化する各頂点の時刻ｔ７２、ｔ７４、ｔ７６、・・・において、時間幅の小さいプラス電位方向のパルスＰｐが現れる。

また、この信号ＳＧ４−Ｃの波形におけるプラス電位方向のパルスＰｐのタイミングは、信号ＳＧ４−Ａの場合と比べてずれている。つまり、外部磁場の影響が、パルスＰｐの位相、すなわち磁気インピーダンス素子１２Ａのインピーダンス特性における基準点４１ｒを通過するタイミングの変化に反映されている。例えば、信号ＳＧ４−Ｃの電位が上昇を開始する時刻ｔ７４のパルスＰｐから、次に信号ＳＧ４−Ｃの電位が上昇を開始する時刻ｔ７６のパルスＰｐまでのパルスＰｐ間の時間周期Ｔは、信号ＳＧ４−Ａの場合よりも小さくなっている。

つまり、プラス電位方向のパルスＰｐ間の時間周期Ｔは、外部磁場の影響で生じた各パルスＰｐの位相差を反映している。したがって、各パルスＰｐの位相差を検出するか、または時間周期Ｔを検出することにより、外部磁場の大きさおよび方向を算出できる。

＜外部磁界が大きい場合の主要な信号の変化例＞
外部磁界が大きい場合の主要な信号の変化例を図７に示す。図７において、各信号の横軸は共通の時間ｔを表し、縦軸は電位を表している。また、図７中の各信号ＳＧ０１、ＳＧ３、ＳＧ２−Ａ、およびＳＧ４−Ａは、図６の内容と同一である。

図７中に示した各信号ＳＧ２−Ａ、ＳＧ２−Ｄ、ＳＧ２−Ｅは、ブリッジ回路２２Ａの出力、例えば図１中の信号処理部２３Ａが出力する信号ＳＧ２の波形に相当する。また、各信号ＳＧ４−Ａ、ＳＧ４−Ｄ、ＳＧ４−Ｅは、微分回路の出力、例えば図１中の微分回路３４ｃが出力する信号ＳＧ４に相当する。

また、各信号ＳＧ２−ＡおよびＳＧ４−Ａは外部磁場がゼロの状態を表している。また、各信号ＳＧ２−ＤおよびＳＧ４−Ｄは、外部磁場がプラス方向で、且つ外部磁界の大きさが交流バイアスの振幅Ｖｐよりも大きい場合の例を表している。また、各信号ＳＧ２−ＥおよびＳＧ４−Ｅは、外部磁場がマイナス方向で、且つ外部磁界の大きさが交流バイアスの振幅Ｖｐよりも大きい場合の例を表している。

図７に示した例では、外部磁界が振幅Ｖｐよりも大きい影響で、信号ＳＧ２−ＤおよびＳＧ２−Ｅの各々の波形が、バイアス信号ＳＧ３とほぼ同じになっている。そのため、信号ＳＧ４−Ｄに現れるプラス方向の各パルスＰｐの位相は一定になり、隣接する２つのパルスＰｐの間の時間周期Ｔも一定になる。同様に、信号ＳＧ４−Ｅにおいても、プラス方向の各パルスＰｐの位相が一定になり、隣接する２つのパルスＰｐの間の時間周期Ｔも一定になる。

したがって、図７に示したような状況においては、信号ＳＧ４−Ｄ、ＳＧ４−Ｅにおけるパルスの位相や周期から、外部磁場を検知することができない。つまり、図６に示した信号ＳＧ４−Ｂ、ＳＧ４−ＣのようにパルスＰｐの位相の変化を検出できるのは、外部磁界の大きさが交流バイアスの振幅Ｖｐよりも小さい場合のみに限られる。

しかし、図７に示した状況においても、信号ＳＧ２−Ｄの振幅Ａ１Ｄ、Ａ２Ｄには、外部磁界の大きさの影響が現れているので、これらの振幅Ａ１Ｄ、Ａ２Ｄの少なくとも一方の情報に基づいて、外部磁界の大きさや方向を算出することが可能である。同様に、信号ＳＧ２−Ｅの振幅Ａ１Ｅ、Ａ２Ｅには、外部磁界の大きさの影響が現れているので、これらの振幅Ａ１Ｅ、Ａ２Ｅの少なくとも一方の情報に基づいて、外部磁界の大きさや方向を算出することが可能である。

＜検出ユニット３０の動作＞
図１に示した検出ユニット３０内の増幅器３１の入力には、駆動ユニット２０の計装増幅器２９から出力される信号ＳＧ２が印加される。この信号ＳＧ２は、外部磁場がゼロの場合には図６に示した信号ＳＧ２−Ａのような三角波の波形である。また、外部磁場がプラス方向の場合、およびマイナス方向の場合には、それぞれ図６に示した信号ＳＧ２−Ｂ、およびＳＧ２−Ｃのような波形になる。また、外部磁界の大きさがバイアス信号の振幅Ｖｐ以上になっ場合には、図７に示した信号ＳＧ２−Ｄ、およびＳＧ２−Ｅのような波形になる。この信号ＳＧ２は、増幅器３１で増幅され、スイッチ回路３２の切替により、振幅検出回路３３および位相検出回路３４のいずれか又は、振幅検出回路３３および位相検出回路３４の両方の入力に選択的に印加される。

＜振幅検出回路３３の動作＞
振幅検出回路３３においては、図６の信号ＳＧ２−Ａ、ＳＧ２−Ｂ、ＳＧ−２Ｃと同等の波形の信号がローパスフィルタ（ＬＰＦ）３３ａの入力に印加される。ローパスフィルタ３３ａは、信号の積分動作を行い、周波数の高い成分を除去する。したがって、例えば波形が三角波の信号が入力された場合には、正弦波に近い波形の信号ＳＧ６がローパスフィルタ３３ａから出力される。

アナログスイッチ３３ｃは、マイクロコンピュータ３５のバイアス信号ＳＧ３から生成されるオンオフ信号ＳＧ８により制御され、ローパスフィルタ３３ａから出力される信号ＳＧ６は、アナログスイッチ３３ｃを通ってピークホールド回路３３ｄに入力される。

ピークホールド回路３３ｄは、アナログスイッチ３３ｃから出力される信号ＳＧ７におけるピーク電位を検出し保持することができる。したがって、例えば図６に示した各信号ＳＧ２−Ｂ、ＳＧ２−Ｃの振幅Ａ１Ｂ、Ａ２Ｂ、Ａ１Ｃ、Ａ２Ｃなどの各々に相当する電圧を、振幅検出信号ＳＧ９として出力することができる。

＜位相検出回路３４の動作＞
位相検出回路３４においては、図６の信号ＳＧ２−Ａ、ＳＧ２−Ｂ、ＳＧ−２Ｃと同等の波形の信号が、スイッチ回路３２の出力から微分回路３４ａに入力される。位相検出回路３４は、この入力信号を微分回路３４ａで微分処理した後、増幅器３４ｂで増幅し、次の微分回路３４ｃで再び微分処理して信号ＳＧ４を生成する。

したがって、図６に示した信号ＳＧ４−Ｂ、ＳＧ４−Ｃのように、信号ＳＧ２−Ｂ、ＳＧ−２Ｃの電位変化が上昇から下降に切り替わる各頂点のタイミングで、マイナス方向のパルスＰｎが発生する。また、信号ＳＧ２−Ｂ、ＳＧ−２Ｃの電位変化が下降から上昇に切り替わる各頂点のタイミング（基準点４１ｒを通過するタイミング）で、プラス方向のパルスＰｐが発生する。

コンパレータ（ＣＯＭＰ）３４ｄは、微分回路３４ｃが出力する信号ＳＧ４の電位を閾値と比較した結果を二値信号として出力する。この二値信号は、プラス方向の各パルスＰｐのタイミングを正確に表す位相差検出信号ＳＧ５である。

＜マイクロコンピュータ３５の基本動作＞
マイクロコンピュータ３５は、振幅検出回路３３から出力される振幅検出信号ＳＧ９の電圧を計測することにより、例えば図６に示した振幅Ａ１Ｂ、Ａ２Ｂのいずれか一方、または両方を把握し、その結果に基づいて外部磁界の大きさおよび方向を算出することができる。また、マイクロコンピュータ３５は、位相検出回路３４から出力される位相差検出信号ＳＧ５のタイミングに基づいて、例えば図６に示した各時間周期Ｔの長さを計測し、その結果に基づいて外部磁界の大きさおよび方向を算出することができる。

更に、マイクロコンピュータ３５は、信号処理部２３Ｂが出力する信号ＳＧ２Ｂの電圧をサンプリングしてデジタル信号に変換し、電圧の値を把握できる。この電圧は、図３に示したようなインピーダンスの変化に対応するので、電圧の値から外部磁界の大きさを算出することができる。

＜外部磁界と位相検出回路３４の動作との関係＞
外部磁界と位相検出回路３４の動作との関係の例を図８に示す。図８に示した特性Ｃ７１は、検出ユニット３０内の位相検出回路３４における検出特性の例を表している。また、図７において横軸は外部磁界Ｈ［Ａ／ｍ］の大きさおよび方向を表し、縦軸は位相検出回路３４の信号ＳＧ４、ＳＧ５におけるプラス方向のパルスＰｐの時間周期Ｔ（図６、図７参照）の長さを表している。

図８に示すように、特性Ｃ７１においては、外部磁界Ｈがゼロの状態で、検出される時間周期Ｔが「（１／（２×ｆ０）」になる。周波数ｆ０は、信号ＳＧ０１の基本周波数である。また、外部磁界Ｈが「−Ｖｐ＜Ｈ＜＋Ｖｐ」の範囲内では、外部磁界Ｈの大きさの変化に比例して検出される時間周期Ｔが直線的に増大する。「Ｖｐ」は交流バイアス磁界の振幅である。また、外部磁界Ｈが「−Ｖｐ」以下の範囲、および外部磁界Ｈが「Ｖｐ」以上の範囲では、検出される時間周期Ｔは一定値、すなわち「Ｔ＝（１／ｆ０）」になる。

つまり、外部磁界Ｈが「−Ｖｐ＜Ｈ＜＋Ｖｐ」の範囲内であれば、特性Ｃ７１に対応する計算式と、位相検出回路３４が出力する位相差検出信号ＳＧ５の時間周期Ｔとに基づいて、外部磁界Ｈの大きさおよび方向をマイクロコンピュータ３５が算出することができる。

外部磁界Ｈの方向については、図８に示した特性Ｃ７１のように、検出される時間周期Ｔが「（１／（２×ｆ０）」よりも大きい場合はプラス方向であり、検出される時間周期Ｔが「（１／（２×ｆ０）」よりも小さい場合はマイナス方向であると判断できる。

しかし、外部磁界Ｈが「−Ｖｐ」以下の範囲、および外部磁界Ｈが「＋Ｖｐ」以上の範囲では、検出される時間周期Ｔから外部磁界Ｈを算出することはできない。そこで、外部磁界Ｈが「−Ｖｐ」以下の範囲、および外部磁界Ｈが「＋Ｖｐ」以上の範囲では、振幅検出回路３３が出力する振幅検出信号ＳＧ９を利用して外部磁界Ｈの大きさおよび方向をマイクロコンピュータ３５が算出する。

＜外部磁界と振幅検出回路３３が検出する振幅との関係＞
外部磁界と振幅検出回路３３が検出する振幅との関係の例を図９に示す。図９に示した特性Ｃ８１、Ｃ８２は振幅検出回路３３の検出特性を表し、特性Ｃ８１、およびＣ８２は、それぞれ振幅検出回路３３が出力する振幅検出信号ＳＧ９における図６中の振幅Ａ１およびＡ２に対応する。

すなわち、振幅Ａ１は信号ＳＧ０１の立ち上がりのタイミングにおける信号ＳＧ２の振幅の電圧［Ｖ］であり、振幅Ａ２は信号ＳＧ０１の立ち下がりのタイミングにおける信号ＳＧ２の振幅の電圧である。図９において、横軸は横軸は外部磁界Ｈ［Ａ／ｍ］の大きさおよび方向を表し、縦軸は振幅Ａ１、Ａ２の電圧を表す。

図９に示したように、特性Ｃ８１においては、外部磁界Ｈの大きさがマイナス側で「２Ｖｐ」の場合に振幅Ａ１の電圧が最小になり、この基準点から外部磁界Ｈの大きさが離れるにつれて振幅Ａ１の電圧が増大する。

また、特性Ｃ８２においては、外部磁界Ｈの大きさがプラス側で「２Ｖｐ」の場合に振幅Ａ２の電圧が最小になり、この基準点から外部磁界Ｈの大きさが離れるにつれて振幅Ａ２の電圧が増大する。

したがって、例えば図９に示した特性Ｃ８１、Ｃ８２の少なくとも一方の情報と、振幅検出回路３３が出力する振幅検出信号ＳＧ９における振幅Ａ１、Ａ２の電圧とに基づいて、外部磁界Ｈの大きさを算出することができる。また、特性Ｃ８１、Ｃ８２が互いに異なっているので、例えば振幅Ａ１、Ａ２の電圧の大小関係を比較することにより、外部磁界Ｈの方向（プラス／マイナス）を特定できる。

＜外部磁界と信号ＳＧ２Ｂとの関係＞
外部磁界と信号ＳＧ２Ｂとの関係の例を図１０に示す。図１０に示す検出特性Ｃ１０１において、横軸は磁界の大きさおよび方向Ｈ［Ａ／ｍ］を表し、縦軸は信号ＳＧ２Ｂの電圧［Ｖ］を表している。

すなわち、磁気インピーダンス素子１２Ｂの磁性薄膜１２ｂにおけるインピーダンス（直流抵抗）が図３のように磁界に応じて変化するので、ブリッジ回路２２Ｂの出力端子２２ｃ、２２ｄ間の電圧は、磁界Ｈがゼロの時に最小になり、磁界Ｈが加わるとその大きさに応じて急激に増大する。この電圧には磁界Ｈの方向の変化の影響は生じない。なお、発振回路２１が出力する信号ＳＧ１の電圧が短い周期で変化するのでブリッジ回路２２Ｂの実際の出力電圧も短い周期で変動する。しかし、信号処理部２３Ｂ内のピークホールド回路２７、２８がピーク電位を保持するので、信号ＳＧ１が高電位の時の電圧のみが信号ＳＧ２Ｂに現れる。

＜検出方法の違いと得意／不得意との関係＞
図８、図９、図１０に示された各検出特性Ｃ７１、Ｃ８１、Ｃ８２、Ｃ１０１と、得意／不得意を表す各エリアＡＲ１１１、ＡＲ１１２、ＡＲ１１３との関係を図１１に示す。図１１において、横軸は磁界Ｈ［Ａ／ｍ］を表し、縦軸は信号の電圧［Ｖ］を表す。

すなわち、バイアスコイル１４によって交流バイアス磁界が印加される磁気インピーダンス素子１２Ａの出力に相当する各検出特性Ｃ７１、Ｃ８１、Ｃ８２については、外部磁界Ｈが比較的小さい状況で、外部磁界Ｈの変化を高感度で検知できる。また、位相差検出に基づく検出特性Ｃ７１の場合には、外部磁界Ｈが交流バイアスの振幅Ｖｐよりも大きくなると、外部磁界Ｈの変化を検知できない状態になる。

一方、交流バイアス磁界が印加されない磁気インピーダンス素子１２Ｂの出力を直接読み取る場合に相当する検出特性Ｃ１０１を用いる場合には、外部磁界Ｈが小さい領域では電圧の変化の傾きが大きすぎるため、正確に外部磁界Ｈの大きさを検出することは難しい。しかし、外部磁界Ｈが大きい領域では、検出特性Ｃ１０１により外部磁界Ｈの大きさを高感度で検出することができる。

つまり、外部磁界Ｈが小さい場合のエリアＡＲ１１３は、各検出特性Ｃ７１、Ｃ８１、Ｃ８２の得意とする範囲であるが、検出特性Ｃ１０１の不得意な範囲も含まれている。また、外部磁界Ｈが大きい場合のエリアＡＲ１１１、およびＡＲ１１２は、検出特性Ｃ１０１の得意な範囲であるが、各検出特性Ｃ７１、Ｃ８１、Ｃ８２の不得意な範囲も含まれている。

＜磁界検出センサ２００を使用する場合の具体例＞
図１に示した磁界検出センサ２００は、例えば方位センサ、トルクセンサ、回転角センサ、電流センサのような一般的な磁気検出装置として利用することが可能である。

例えば、ワイヤハーネス上の被測定電線を流れる直流電流を検出対象とする電流センサとして磁界検出センサ２００を使用する場合には、一般的な構成として、次に説明するような電流センサを構成することが想定される。

図示しないが、被測定電線の周囲を囲むように磁性体コアを配置し、この磁性体コアのギャップの箇所に磁界検出センサ２００を配置する。この場合、被測定電線に流れる直流電流Ｉ［Ａ］の大きさに比例して発生する磁界の大きさおよび方向Ｈ［Ａ／ｍ］を磁界検出センサ２００で検出できる。つまり、磁界検出センサ２００により被測定電線に流れる直流電流Ｉの大きさと方向を検出できる。

なお、例えば被測定電線が自動車に搭載されるワイヤハーネスの幹線の場合を想定すると、電流の最大値は数百アンペア程度になる。したがって、そのような用途に用いる電流センサについては、小さい電流から大きい電流まで広い範囲に亘り正確に計測できることが求められる。

そこで、例えば上記のような電流センサを構成する場合に、図１に示した磁界検出センサ２００を採用し、図１１に示した検出特性Ｃ７１、Ｃ８１、Ｃ８２、Ｃ１０１のうち少なくとも２つを組み合わせることにより、検出結果を最適化する。

ここでは、具体例として、次の２種類の検出方法を組み合わせて使用する。
（１）図１０に示した検出特性Ｃ１０１に相当する検出方法を用いて、検出した磁界Ｈに相当する電流Ｉｄ［Ａ］を求める。
（２）図９に示した検出特性Ｃ８１、Ｃ８２の差分、すなわち振幅（Ａ１−Ａ２）を利用する検出方法を用いて、検出した磁界Ｈに相当する電流Ｉａｃ［Ａ］を求める。

また、上記（１）、（２）を組み合わせて最適な計測結果を得るために、例えば以下の表１に示した２つの係数ｗ１、ｗ２を用いて重み付けを行い、次式により電流値Ｉ［Ａ］を算出する。
Ｉ＝ｗ１×Ｉｄ＋ｗ２×Ｉａｃ ・・・（１）

上記表１に示した例では、計測対象の外部磁界が低い領域では２つの係数ｗ１、ｗ２に対して、それぞれ小さい重み、および大きい重みを割り当てる。また、計測対象の外部磁界が高い領域では２つの係数ｗ１、ｗ２に対して、それぞれ大きい重み、および小さい重みを割り当てる。

したがって、上記第（１）式を計算する際に、例えば図１１に示したエリアＡＲ１１３では検出特性Ｃ１０１を反映した電流Ｉｄの重みを小さくして、検出特性Ｃ８１、Ｃ８２の差分（Ａ１−Ａ２）を反映した電流Ｉａｃの重みを大きくすることができる。また、例えば図１１に示したエリアＡＲ１１１、ＡＲ１１２では検出特性Ｃ１０１を反映した電流Ｉｄの重みを大きくして、検出特性Ｃ８１、Ｃ８２の差分（Ａ１−Ａ２）を反映した電流Ｉａｃの重みを小さくすることができる。したがって、複数の検出方法の各々が得意とする領域で大きな重みが割り当てられることになり、広い範囲で電流値Ｉの検出誤差を減らすことが可能になる。

＜検出特性の補正処理＞
ところで、上記の重み付けなどによって複数種類の検出特性を使い分けるような状況においては、複数の検出特性を切り替える箇所等において不連続な点が生じたり非線形の箇所が生じやすくなり、計測結果に含まれる誤差が増大する。したがって、複数の検出特性を切り替えなどの影響により生じる誤差を減らすために、複数の検出特性の形状等を互いに近い状態に予め修正しておく必要がある。このような修正の具体例を以下に説明する。

＜初期状態の特性＞
２種類の検出特性Ｃ１２１、Ｃ１２２の初期状態を並べて図１２に示す。図１２に示した検出特性Ｃ１２１は、磁気インピーダンス素子１２Ｂの特性を反映した信号ＳＧ２Ｂから算出される。また、図１２に示した検出特性Ｃ１２２は、磁気インピーダンス素子１２Ａの特性を反映した信号ＳＧ２に基づき振幅検出回路３３で検出される振幅（Ａ１−Ａ２）から算出される。

図１２において、横軸は電流値（Current）Ｉ［Ａ］を表し、左側の縦軸は検出特性Ｃ１２１の出力（OUTPUT）電圧［Ｖ］を表し、右側の縦軸は検出特性Ｃ１２２の出力電圧［Ｖ］を表す。

図１２に示すように、２つの検出特性Ｃ１２１、Ｃ１２２は形状等が互いに大きく異なっている。また、検出特性Ｃ１２１においては、電流がゼロの点Ｃ１２１ａで電圧が最小値になっているが、点Ｃ１２１ａの電圧はゼロではない。また、検出特性Ｃ１２２においては、電流がゼロの近傍に特異点があり、電流のプラス側の領域を表す特性Ｃ１２２（Ｐ）の左端の特異点と、電流のマイナス側の領域を表す特性Ｃ１２２（Ｎ）の右端の特異点とが大きくずれ、不連続になっている。

＜各特性の補正＞
そこで、図１２に示した２つの検出特性Ｃ１２１、Ｃ１２２に対して以下の補正処理を施す。

（１）検出特性Ｃ１２１において、電流のマイナス側の領域Ｃ１２１ｂに対して「−１」倍の係数を掛ける。
（２）検出特性Ｃ１２１において、最小値の点Ｃ１２１ａの電圧を０［Ｖ］にシフトするためのオフセット電圧を、検出特性Ｃ１２１の全体に対して加算（又は減算）する。
（３）検出特性Ｃ１２２において、電流のプラス側の領域の特性Ｃ１２２（Ｐ）の左端の特異点の電圧を、０［Ｖ］にシフトするためのオフセット電圧を、特性Ｃ１２２（Ｐ）の全体に対して加算（又は減算）する。
（４）検出特性Ｃ１２２において、電流のマイナス側の領域の特性Ｃ１２２（Ｎ）の右端の特異点の電圧を、０［Ｖ］にシフトするためのオフセット電圧を、特性Ｃ１２２（Ｎ）の全体に対して加算（又は減算）する。

上記（１）〜（４）の補正処理の結果、図１３に示した検出特性Ｃ１３１、Ｃ１３２が得られる。検出特性Ｃ１３１、およびＣ１３２は、それぞれ図１２に示した検出特性Ｃ１２１、およびＣ１２２に相当する。図１３において、横軸は電流値（Current）Ｉ［Ａ］を表し、左側の縦軸は検出特性Ｃ１３１の出力（OUTPUT）電圧［Ｖ］を表し、右側の縦軸は検出特性Ｃ１３２の出力電圧［Ｖ］を表す。

次に、図１３に示した一方の検出特性Ｃ１３２の全体に対して「−１」の係数を掛けて電圧の極性が反転するように補正する。この補正処理の結果として、図１４に示した検出特性Ｃ１４１、Ｃ１４２が得られる。検出特性Ｃ１４１、およびＣ１４２は、それぞれ図１３に示した検出特性Ｃ１３１、およびＣ１３２に相当する。図１４において、横軸は電流値（Current）Ｉ［Ａ］を表し、左側の縦軸は検出特性Ｃ１４１の出力（OUTPUT）電圧［Ｖ］を表し、右側の縦軸は検出特性Ｃ１４２の出力電圧［Ｖ］を表す。

図１４に示された２種類の検出特性Ｃ１４１、Ｃ１４２は、互いに似た形状や特性を有していることが分かる。したがって、これらの検出特性Ｃ１４１、Ｃ１４２を使い分けることは比較的容易である。

＜特性の重み付け＞
また、前述の重み付けを行う場合には、例えば図１５に示した特性Ｃ１５３のように、電流の大きさに応じて直線的に且つ連続的に変化する重みｗ３を用いてもよい。勿論、曲線的に変化する重みを用いてもよい。

図１５において、横軸は電流値（Current）Ｉ［Ａ］を表し、左側の縦軸は検出特性Ｃ１５１およびＣ１５２の出力（OUTPUT）電圧［Ｖ］を表し、右側の縦軸は重みｗ３を表す。この場合の重みｗ３は「０〜１」の範囲内の値である。検出特性Ｃ１５１およびＣ１５２は、それぞれ図１４の検出特性Ｃ１４１およびＣ１４２に相当する。

図１５に示した重みｗ３を用いる場合には、次の電流換算式により電流値Ｉ［Ａ］を算出する。
Ｉ＝ｗ３×Ｉｄ＋（１−ｗ３）×Ｉａｃ×Ｋ ・・・（２）
Ｉｄ：検出特性Ｃ１５１の出力電圧に相当する検出電流値
Ｉａｃ：検出特性Ｃ１５２の出力電圧に相当する検出電流値
Ｋ：上記Ｉｄ、Ｉａｃの値の差異を補償するための係数

上記第（２）式の計算を実行する場合には、図１６に示した検出特性Ｃ１６４のように、被測定電流Ｉの変化に対して線形の特性を有する検出特性が得られる。なお、図１６に示した各特性Ｃ１６１、Ｃ１６２、Ｃ１６３は、それぞれ図１５中の各特性Ｃ１５１、Ｃ１５２、Ｃ１５３に対応する。また、図１６において、横軸は電流値（Current）Ｉ［Ａ］を表し、左側の縦軸は検出特性Ｃ１６１およびＣ１６２の出力（OUTPUT）電圧［Ｖ］を表し、右側の縦軸は重みｗ３を表す。

ところで、図１２に示した検出特性Ｃ１２２においては、電流がゼロの近傍に特異点があり、電流のプラス側領域の特性Ｃ１２２（Ｐ）の左端の特異点と、電流のマイナス側領域の特性Ｃ１２２（Ｎ）の右端の特異点とが大きくずれ、不連続になっている。このような場合には、前述のように特性Ｃ１２２（Ｐ）、Ｃ１２２（Ｎ）の各々のオフセットを調整しても、実際には図１３の特性Ｃ１３２のように綺麗な形状にはならない。

すなわち、図１２中の特性Ｃ１２２（Ｐ）、Ｃ１２２（Ｎ）の各々についてオフセット調整を行った場合には、図１７に示す特性Ｃ１７２のような形状になる。図１７中の各特性Ｃ１７１、およびＣ１７２は、それぞれ図１３に示した各特性Ｃ１３１、Ｃ１３２に相当する。つまり、特性Ｃ１７２においては、電流がゼロの近傍に非線形の領域Ｃ１７２ａが現れる。

また、図１７に示した特性Ｃ１７２の全体に係数「−１」を掛けた結果は、図１８に示した特性Ｃ１８２になる。図１８に示した各特性Ｃ１８１、およびＣ１８２は、それぞれ図１７に示した各特性Ｃ１７１、Ｃ１７２に相当する。つまり、特性Ｃ１８２においては、電流がゼロの近傍に非線形の領域Ｃ１８２ａが現れる。

更に、図１８に示した各特性Ｃ１８１、およびＣ１８２に、図１９に示した特性Ｃ１９３の重みｗ３で重み付けして前記第（２）式の電流換算を実施すると、図１９に示した特性Ｃ１９４が得られる。なお、図１９に示した各特性Ｃ１９１、およびＣ１９２は、それぞれ図１８に示した各特性Ｃ１８１、Ｃ１８２に相当する。

つまり、図１９に示した特性Ｃ１９４は全体的には線形であるが、電流がゼロの近傍に非線形の領域Ｃ１９４ａが現れる。そこで、特性Ｃ１９４における非線形の領域Ｃ１９４ａについて、ゲイン調整を実施する。このゲイン調整により、領域Ｃ１９４ａを線形に修正することができ、図１６に示した全体について線形な検出特性Ｃ１６４を得ることができる。

図１に示した磁界検出センサ２００においては、交流バイアス磁界が印加される磁気インピーダンス素子１２Ａと、交流バイアス磁界が印加されされない磁気インピーダンス素子１２Ｂとの両方を備えているので、広い磁界の範囲に亘って高精度の計測結果を得ることができる。すなわち、磁気インピーダンス素子１２Ａの影響を受ける信号ＳＧ２に基づいて外部磁界を検出する場合には、比較的磁界が小さい領域で高感度の検出ができるので、磁界が小さい領域で重みを大きくすることにより、全体の検出精度を高めることができる。また、磁気インピーダンス素子１２Ｂの影響を受ける信号ＳＧ２Ｂに基づいて外部磁界を検出する場合には、比較的磁界が大きい領域で高感度の検出ができるので、磁界が大きい領域で重みを大きくすることにより、全体の検出精度を高めることができる。

また、図３に示したようなピラミッド型のインピーダンス特性を有する磁気インピーダンス素子１２Ａ、１２Ｂを備えることにより、動作点を移動するために大きな直流バイアス電流を流す必要がなく、消費電流を抑制できる。

ここで、上述した本発明に係る磁界検出センサの実施形態の特徴をそれぞれ以下［１］〜［５］に簡潔に纏めて列記する。
［１］ 磁気インピーダンス効果が生じる磁性材料を含む第１の磁気検出素子（磁気インピーダンス素子１２Ａ）および第２の磁気検出素子（磁気インピーダンス素子１２Ｂ）と、
前記第１の磁気検出素子の前記磁性材料に対してバイアス磁界を印加するバイアスコイル（１４）と、
前記第１の磁気検出素子および前記第２の磁気検出素子の前記磁性材料に対して高周波電流を供給する高周波発振回路（発振回路２１）と、
前記バイアスコイルに交流バイアス電流を供給する交流バイアス回路（増幅器３７）と、
前記バイアス磁界が印加される状態の前記第１の磁気検出素子のインピーダンス変化に基づいて、外部磁界の影響を含む第１の検出信号を生成する第１の検出回路（信号処理部２３Ａ）と、
前記バイアス磁界が印加されない状態の前記第２の磁気検出素子のインピーダンス変化に基づいて、外部磁界の影響を含む第２の検出信号を生成する第２の検出回路（信号処理部２３Ｂ）と、
前記第１の検出信号および前記第２の検出信号に基づいて、外部磁界の大きさおよび方向を算出する磁界演算部（マイクロコンピュータ３５）と、
を備えた磁界検出センサ。

［２］ 前記第１の検出回路は、
外部磁界が印加されない状態の前記第１の磁気検出素子の特性におけるインピーダンスの極値位置を基準点とし、前記基準点からのインピーダンスの変化量に応じて変化する電気信号（ＳＧ２）を生成すると共に、
前記電気信号の電圧の変化の方向が切り替わる各頂点のタイミングにおける振幅を検出する振幅検出回路（３３）と、前記電気信号の電位が前記第１の磁気検出素子の特性における前記基準点を通過するタイミングを検出する位相検出回路（３４）と、の少なくとも一方を含む、
ことを特徴とする上記［１］に記載の磁界検出センサ。

［３］ 前記磁界演算部は、前記第１の検出信号および前記第２の検出信号の少なくとも一方に対して状況に応じて変化する重み付け（表１、図１５参照）を行い、外部磁界の大きさを算出する、
ことを特徴とする上記［１］に記載の磁界検出センサ。

［４］ 前記磁界演算部は、
互いに検出特性が異なる前記第１の検出信号と前記第２の検出信号とを組み合わせて、外部磁界の大きさおよび方向の算出に利用すると共に、前記第１の検出信号、および前記第２の検出信号の少なくとも一方の検出特性に対して、複数の検出特性が互いに近づくよう、オフセットの補正、および領域毎の極性の補正を行う（図１２〜図１４参照）、
ことを特徴とする上記［１］に記載の磁界検出センサ。

［５］ 前記磁界演算部は、前記第１の検出信号、および前記第２の検出信号の少なくとも一方の検出特性に対して、小さい磁界に相当する非線形の領域（Ｃ１９４ａ）を線形に近づけるためにゲイン調整を行う、
ことを特徴とする上記［４］に記載の磁界検出センサ。

１２，１２Ａ，１２Ｂ 磁気インピーダンス素子
１２ａ 非磁性基板
１２ｂ 磁性薄膜
１２ｃ，１２ｄ 電極
１４ バイアスコイル
２０ 駆動ユニット
２１ 発振回路
２２Ａ，２２Ｂ ブリッジ回路
２３Ａ，２３Ｂ 信号処理部
２４，２５，２６ 抵抗器
２７，２８ ピークホールド回路
２９ 計装増幅器
３０ 検出ユニット
３１，３４ｂ 増幅器
３２ スイッチ回路
３３ 振幅検出回路
３３ａ ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
３３ｃ アナログスイッチ
３３ｄ ピークホールド回路
３４ 位相検出回路
３４ａ，３４ｃ 微分回路
３４ｄ コンパレータ（ＣＯＭＰ）
３５ マイクロコンピュータ
３６ スイッチ回路
３７ 増幅器
４１ インピーダンス特性
４１ｒ 基準点
４２ 交流バイアス磁界
４２Ｐ，４２Ｎ 外部磁界と交流バイアス磁界の和
４３，４３Ｐ，４３Ｎ センサ出力信号
１００ プリント基板
１００ａ，１００ｂ 電極
１００ｃ 切欠き部
２００ 磁界検出センサ

Claims (5)

1. 磁気インピーダンス効果が生じる磁性材料を含む第１の磁気検出素子および第２の磁気検出素子と、
   前記第１の磁気検出素子の前記磁性材料に対してバイアス磁界を印加するバイアスコイルと、
   前記第１の磁気検出素子および前記第２の磁気検出素子の前記磁性材料に対して高周波電流を供給する高周波発振回路と、
   前記バイアスコイルに交流バイアス電流を供給する交流バイアス回路と、
   前記バイアス磁界が印加される状態の前記第１の磁気検出素子のインピーダンス変化に基づいて、外部磁界の影響を含む第１の検出信号を生成する第１の検出回路と、
   前記バイアス磁界が印加されない状態の前記第２の磁気検出素子のインピーダンス変化に基づいて、外部磁界の影響を含む第２の検出信号を生成する第２の検出回路と、
   前記第１の検出信号および前記第２の検出信号に基づいて、外部磁界の大きさおよび方向を算出する磁界演算部と、
   を備えた磁界検出センサ。
2. 前記第１の検出回路は、
   外部磁界が印加されない状態の前記第１の磁気検出素子の特性におけるインピーダンスの極値位置を基準点とし、前記基準点からのインピーダンスの変化量に応じて変化する電気信号を生成すると共に、
   前記電気信号の電圧の変化の方向が切り替わる各頂点のタイミングにおける振幅を検出する振幅検出回路と、前記電気信号の電位が前記第１の磁気検出素子の特性における前記基準点を通過するタイミングを検出する位相検出回路と、の少なくとも一方を含む、
   ことを特徴とする請求項１に記載の磁界検出センサ。
3. 前記磁界演算部は、前記第１の検出信号および前記第２の検出信号の少なくとも一方に対して状況に応じて変化する重み付けを行い、外部磁界の大きさを算出する、
   ことを特徴とする請求項１に記載の磁界検出センサ。
4. 前記磁界演算部は、
   互いに検出特性が異なる前記第１の検出信号と前記第２の検出信号とを組み合わせて、外部磁界の大きさおよび方向の算出に利用すると共に、前記第１の検出信号、および前記第２の検出信号の少なくとも一方の検出特性に対して、複数の検出特性が互いに近づくよう、オフセットの補正、および領域毎の極性の補正を行う、
   ことを特徴とする請求項１に記載の磁界検出センサ。
5. 前記磁界演算部は、前記第１の検出信号、および前記第２の検出信号の少なくとも一方の検出特性に対して、小さい磁界に相当する非線形の領域を線形に近づけるためにゲイン調整を行う、
   ことを特徴とする請求項４に記載の磁界検出センサ。

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