CN108152765A - 磁场检测传感器 - Google Patents

Abstract

一种磁场检测传感器，包括：第一磁阻抗元件和第二磁阻抗元件，其分别具有磁性材料；偏置线圈，该偏置线圈将偏置磁场施加到第一磁阻抗元件的磁体；高频振荡电路，该高频振荡电路将高频电流供给至第一磁阻抗元件和第二磁阻抗元件的磁体；交流偏置电路，该交流偏置电路将交流偏置电流供给至偏置线圈；第一检测电路，基于第一磁阻抗元件在被施加偏置磁场和外部磁场的状态下的阻抗变化，该第一检测电路生成第一检测信号；以及第二检测电路，基于第二磁阻抗元件在被施加外部磁场且不被施加偏置磁场的状态下的阻抗变化，该第二检测电路生成第二检测信号。

Description

磁场检测传感器

技术领域

本发明涉及一种利用磁阻抗效应的磁场检测传感器。

背景技术

在例如专利文献1至3中公开了现有技术的磁传感器，其包括利用磁阻抗效应的磁阻抗(MI)元件。例如，在诸如非晶合金线这样的高磁导率合金磁体中，阻抗由于趋肤效应的影响而灵敏地根据外部磁场变化。这就是磁阻抗效应。

在专利文献1公开的配置中，MI元件被并入到考毕兹(Colpitts)振荡电路中。通过使交流偏置电流流向缠绕在MI元件上的线圈，使交流偏置磁场施加到MI元件。振荡电路根据MI元件取决于外部磁场和偏置磁场的阻抗变化而输出调幅波形。调幅波形的高度的差异对应于外部磁场的强度。检测调幅波形，并且从检测到的波形中去除直流分量。然后，比较器将合成的检测波形与电压进行比较，以获取带有已经被脉宽调制了的数字波形的信号。即，基于振荡电路的输出的振幅中的变化量而获得外部磁场的强度。

在专利文献2中公开的配置中，从振荡电路输出的高频正弦波电流经由缓冲电路而被施加到薄膜磁阻抗元件的磁芯的两端。检测器电路基于高频电流根据施加到磁阻抗元件的外部磁场所变化的变化量来检测外部磁场的变化量。为消除磁阻抗元件的磁滞而设置有磁滞消除电路。偏置线圈被施加有电流，用以偏移磁阻抗元件的操作点。此外，负反馈线圈被施加有与检测到的磁场一致的电流。

专利文献3中公开的磁场检测传感器采用了具有特定配置的磁阻抗元件。即，磁阻抗元件的长度方向与磁场检测方向匹配，并且磁阻抗元件被配置为具有磁各向异性，使得磁性薄膜的易磁化的轴与长度方向匹配。通过使磁场检测方向的方向与磁性薄膜的易磁化的轴匹配，能够实现锥形的磁阻抗特性。从而，不需要如在M形特性的情况下一样地施加达到阻抗变化的倾斜度变得急剧这样的水平的直流或交流偏置。而且，因为锥形特性展现了比M形特性小的磁滞，所以能够提高检测精度。此外，因为锥形特性遍及整个范围具有预定的倾斜度，所以能够确保较宽的检测范围。因此，能够减小电流消耗，能够提高检测精度，并且能够实现较宽的检测范围。

[专利文献1]JP-A-9-127218

[专利文献2]JP-A-2000-180521

[专利文献3]JP-A-2015-92144

然而，如在专利文献1和2中公开的利用磁阻抗效应的现有技术的磁场检测传感器具有以下问题。(1)磁场的检测范围是窄的。(2)由于磁阻抗元件的磁阻抗特性是M型特性，所以在使用交流偏置的情况下，除非将交流偏置施加到阻抗变化的倾斜度变大这样的等级，否则不能够实现灵敏度高的测量。结果，增大了电流消耗。(3)具有M形特性的磁阻抗元件展现了比具有锥形特性的磁阻抗元件大的磁滞。从而，检测精度劣化。

另一方面，在采用如专利文献3中公开的具有锥形磁阻抗特性的磁阻抗元件的情况下，能够改善前述的问题(2)和(3)。然而，在利用如专利文献3的图1所示地配置的电路检测磁场的情况下，当外部磁场的大小变为大时，要求的脉冲没有出现在专利文献3的图6(d)中所示的微分电路的输出中。从而，不能够感测到脉冲的相位，并且因此不能够检测到磁场。结果，不能够解决前述的问题(1)。

发明内容

一个以上的实施例提供了一种磁场检测传感器，其能够减小电流消耗，提高检测精度并且扩大磁场检测范围。

在方面(1)中，一个以上的实施例提供了一种磁场检测传感器，包括：第一磁阻抗元件和第二磁阻抗元件，所述第一磁阻抗元件和所述第二磁阻抗元件分别具有磁性材料；偏置线圈，该偏置线圈将偏置磁场施加到所述第一磁阻抗元件的磁体；高频振荡电路，该高频振荡电路将高频电流供给至所述第一磁阻抗元件的磁体和所述第二磁阻抗元件的磁体；交流偏置电路，该交流偏置电路将交流偏置电流供给至所述偏置线圈；第一检测电路，基于所述第一磁阻抗元件在被施加所述偏置磁场和外部磁场的状态下的阻抗变化，该第一检测电路生成第一检测信号；第二检测电路，基于所述第二磁阻抗元件在被施加所述外部磁场且不被施加所述偏置磁场的状态下的阻抗变化，该第二检测电路生成第二检测信号；以及磁场计算单元，该磁场计算单元基于所述第一检测信号和所述第二检测信号而计算所述外部磁场的大小和方向。

在方面(2)中，所述第一检测电路生成根据阻抗从基准点的变化量而变化的电信号，所述基准点是所述第一磁阻抗元件在不被施加所述外部磁场的状态下的阻抗特性的极值位置，并且所述第一检测电路包括振幅检测电路和相位检测电路中的至少一者，所述振幅检测电路检测在所述电信号的电压的正变化率和负变化率转换的各个峰值处的振幅，所述相位检测电路检测所述电信号的电压经过所述基准点的时刻。

在方面(3)中，所述磁场计算单元使用根据情况而变化的权重对所述第一检测信号和所述第二检测信号中的至少一者进行加权，从而计算所述外部磁场的大小。

在方面(4)中，所述磁场计算单元利用检测特性不同的所述第一检测信号和所述第二检测信号的组合计算所述外部磁场的大小和方向，并且所述磁场计算单元对所述第一检测信号和所述第二检测信号中的至少一者的检测特性进行偏移校正和对各区域的极性校正，使得所述多个检测特性变为彼此接近。

在方面(5)中，所述磁场计算单元对所述第一检测信号和所述第二检测信号中的至少一者的检测特性进行增益调整，从而使得与小磁场对应的非线性区域接近线性区域。

根据方面(1)，利用第一磁阻抗元件在被施加偏置磁场的状态下的阻抗变化特性(第一检测特性)以及第二磁阻抗元件在不被施加偏置磁场的状态下的阻抗变化特性(第二检测特性)，磁场计算单元能够计算外部磁场的大小和方向。依据磁场的大小等不同的区域，不同类型的第一检测特性和第二检测特性可能分别落入不可检测到的状态，或者可能检测精确度或灵敏度下降。然而，例如，通过根据磁场的大小而适当地使用第一检测特性和第二检测特性，能够在磁场的宽的范围内确保高的检测精确度。

根据方面(2)，第一检测电路生成与与第一磁阻抗元件的基准点相关的阻抗变化量相对应的电信号。因此，不需要为了使操作点从基准点偏移而通有大的直流偏置电流。此外，例如，通过使用振幅检测电路和相位检测电路中的至少一者，在相对小的磁场的区域内获得高精度的检测结果。

根据方面(3)，在使用第一检测信号和第二检测信号两者来计算磁场的大小的情况下，能够通过进行上述加权而优化计算结果。例如，当对于利用第一检测信号的检测处理和利用第二检测信号的检测处理有利的各个磁场区域增大权重时，能够在宽的磁场范围内减小计算结果的误差。

根据方面(4)，即使第一检测信号的检测特性与第二检测信号的检测特性形状大不相同，也能够将这些检测特性校正为形状彼此接近。从而，在特定区域内切换多个检测特性的权重的情况下，能够避免计算结果的数值断开，并且因此，能够容易地进行切换处理。

根据方面(5)，即使在检测特性中的与小的磁场对应的区域中产生非线性或者断开的部分，也能够通过适当地对各区域进行增益调整而将检测特性校正为整体为线性。因此，能够在宽的范围内提高检测精度。

根据一个以上的实施例，磁场检测传感器能够降低电流消耗，提高检测精度度，并且能够扩大磁场检测范围。即，依据磁场的大小等不同的区域，不同类型的第一检测特性和第二检测特性可能落入不能被检测到的状态或者检测精度或灵敏度下降。然而，例如，通过根据磁场的大小而适当使用第一检测特性和第二检测特性，能够在宽的磁场范围内确保高的检测精度。此外，通过生成根据阻抗从基准点的变化量而变化的电信号，不需要使操作点从基准点偏移，并且不需要通有大的直流偏置电流。

以上简要描述了本发明。此外，将参考附图描述用于实施下述本发明的实施方式(后文中，称为“实施例”)，以进一步阐明发明的细节。

附图说明

图1示出了根据本发明的实施例的磁场检测传感器的配置实例的方框图。

图2A和2B是示出两种类型的磁阻抗元件的配置实例的立体图。

图3是示出磁阻抗元件的磁检测特性的具体实例的曲线图。

图4是图示出多个磁阻抗元件的布置模式和磁敏轴以及外部磁场的方向的实例的前视图。

图5是示出施加有交流偏置的磁阻抗元件中的输入磁场与输出信号之间的相关性的实例的曲线图。

图6是示出在磁场检测传感器内的主信号的变化的实例的时序图。

图7是示出当外部磁场大时的主信号的变化的实例的时序图。

图8是示出外部磁场与相位检测电路的运行之间的关系的实例的曲线图。

图9是示出外部磁场与由振幅检测电路所检测到的振幅之间的关系的实例的曲线图。

图10是示出外部磁场与信号SG2B之间的关系的实例的曲线图。

图11是示出多种检测特性与分别代表理想/非理想区域这样的区域之间的关系的实例的曲线图。

图12是并排示出两种类型的检测特性的初始状态的曲线图。

图13是示出校正图12中所示的各个特性的偏移以及校正其局部区域的极性的结果的曲线图。

图14是并排示出呈现了一个特性的极性的反转的结果的图13所示的两个特性的曲线图。

图15是示出多个特性与权重之间的关系的实例的曲线图。

图16是示出在利用权重进行电流转换处理之前和之后的特性的曲线图。

图17是并排示出在非线性区域出现在奇异点附近的情况下的两个特性的曲线图。

图18是并排示出呈现了一个特性的极性的反转的结果的图17所示的两个特性的曲线图。

图19是示出图18所示的两个特性与权重之间的关系的实例的曲线图。

参考标记列表

12、12A、12B 磁阻抗元件

12a 非磁性基板

12b 磁性薄膜

12c、12d 电极

14 偏置线圈

20 驱动单元

21 振荡电路

22A、22B 桥接电路

23A、23B 信号处理单元

24、25、26 电阻

27、28 峰值保持电路

29 测量放大器

30 检测单元

31、34b 放大器

42 切换电路

33 振幅检测电路

33a 低通滤波器

33c 模拟开关

33d 峰值保持电路

34 相位检测电路

34a、34c 微分电路

34d 比较器

35 微计算机

36 切换电路

37 放大器

41 阻抗特性

41r 基准点

42 交流偏置磁场

42P、42N 外部磁场与交流偏置磁场的总和

43、43P、43N 传感器输出信号

100 印刷电路板

100a、100b 电极

100c 切口

200 磁场检测传感器

具体实施方式

参考附图描述示例性实施例。

<磁场检测传感器200的配置实例>

图1示出了根据本发明的实施例的磁场检测传感器200的配置实例。

图1所示的磁场检测传感器200由驱动单元20和检测单元30构成。包括在驱动单元20中的两个磁阻抗元件12A和12B分别包含产生磁阻抗效应的磁体，稍后将说明细节。从而，磁场检测传感器200利用磁阻抗元件12A和12B检测外部磁场。

图1所示的驱动单元20包括振荡电路21、桥接电路22A和22B以及信号处理单元23A和23B。一个桥接电路22A由磁阻抗元件12A以及三个电阻24、25和26构成。在磁阻抗元件12A中，磁体在长度方向上的一端和另一端连接到桥接电路22A。另一个桥接电路22B与桥接电路22A的不同点仅在于：使用磁阻抗元件12B来代替磁阻抗元件12A。

偏置线圈14被布置成围绕磁阻抗元件12A的磁体的周围。偏置线圈14被设置为将交流偏置磁场施加到磁阻抗元件12A的磁体。在本实施例中，偏置线圈14还用于产生负反馈磁场。交流偏置信号SG3被施加到偏置线圈14的一端。偏置线圈14的另一端接地。交流偏置信号SG3的波形基本为三角波，然而可以是正弦波或者矩形波。

偏置线圈14仅设置在磁阻抗元件12A中，而不设置在另一个磁阻抗元件12B中。即，一个磁阻抗元件12A在被施加有交流偏置磁场的状态下运行，并且另一个磁阻抗元件12B在不被施加有交流偏置磁场的状态下运行。

磁阻抗元件12A和12B分别作为电阻并入到桥接电路22A和22B中。本实施例中采用的磁阻抗元件12A和12B分别展现了这样的特性：其中，阻抗(直流电阻)在不被施加有外部磁场的基准状态下为最大值。将电阻24、25和26的电阻值选择为使得桥接电路22A和22B分别在磁阻抗元件12A和12B的最大阻抗状况下成为平衡状态。

桥接电路22A和22B的各自的两个输入侧上的端子22a和22b分别连接到振荡电路21的输出和接地。振荡电路21将具有例如大约几十MHz的频率的高频电压作为信号SG1供应到各个桥接电路22A和22B。信号SG1的波形是矩形波。

在桥接电路22A的输出侧上的端子22c和22d连接到信号处理单元23A的输入端子。在桥接电路22B的输出侧上的端子22c和22d连接到信号处理单元23B的输入端子。

两个信号处理单元23A和23B具有相同的内部配置。每个信号处理单元均包括两个峰值保持电路(P/H)27和28以及测量放大器(INS)29。

两个峰值保持电路27检测并保持分别在桥接电路22A和22B的端子22c处出现的峰值电压。两个峰值保持电路28检测并保持分别在桥接电路22A和22B的端子22d处出现的峰值电压。测量放大器29将由峰值保持电路27保持的峰值电压与由峰值保持电路28保持的峰值电压之间的电压差放大，并且将其作为信号SG2或者SG2B输出。

检测单元30包括：放大器(AMP)31、切换电路(SW)32、振幅检测电路33、相位检测电路34、微计算机35、切换电路36以及放大器37。

振幅检测电路33包括低通滤波器(LPF)33a、模拟开关33c以及峰值保持电路33d。相位检测电路34包括：微分电路34a、放大器34b、微分电路34c以及比较器(COMP)34d。

微计算机35执行预先嵌入其内的程序，以执行用以实现磁场检测传感器200的功能的各种控制。例如，微计算机抓取基于从振幅检测电路33输出的振幅检测信号SG9、从相位检测电路34输出的相位差检测信号SG5和从信号处理单元23B输出的输出限号SG2B检测到的外部磁场的大小和方向，并且将检测到的外部磁场的信息作为数字输出信号SG10输出。微计算机35输出三角波的交流偏置波形输出信号SG11和正弦波的交流偏置波形输出信号SG12。

交流偏置波形输出信号SG11和SG12经由切换电路36和放大器37而应用到驱动单元20，并且作为交流偏置信号SG3而供给到偏置线圈14。

<磁阻抗元件12的配置实例>

图2A和2B分别图示了两种类型的磁阻抗元件12的配置实例。如图2A所示，磁阻抗元件12包括非磁性基板12a、磁性薄膜(磁膜)12b以及电极12c和12d。

非磁性基板12a是由非磁性体制成的基板，并且被置于印刷电路板100上。在实施例中，非磁性基板12a由例如钛酸钙、氧化物玻璃、二氧化钛或者氧化铝制成，并且具有基本长方体形状。

磁性薄膜12b是高磁导率金属磁膜，其被布置在非磁性基板12a的与设置了印刷电路板100的表面相反的表面中，并且在平面图中具有曲折形状(蛇形形状)，如图2A所示。更具体地，磁性薄膜12b具有矩形波形状，使其上升和下降在具有基本长方体形状的非磁性基板12a的长度方向上延伸。

磁性薄膜12b被配置为具有磁各向异性，使得易磁化轴方向与磁性薄膜12b的膜表面上的长度方向一致，并且磁性薄膜12b的易磁化轴方向整体与非磁性基板12a的长度方向一致。

电极12c和12d分别在磁性薄膜12b的两端处设置在非磁性基板12a的表面上。电极12c和12d经由焊线而连接到设置在印刷电路板100上的各个电极100a和100b。设置在印刷电路板100上的电极100a和100b分别连接到图1所示的桥接电路22的端子22a和22c。

印刷电路板100还在磁阻抗元件12的宽度方向上的每侧上以与磁阻抗元件12隔开的方式具有切口100c，如图2A所示。切口100c从印刷电路板100的一端朝着印刷电路板100的中心的附近延伸。

偏置线圈14经由印刷电路板100的切口100c而缠绕在磁阻抗元件12的周围。偏置线圈14的线圈轴的方向因此与非磁性基板12a的长度方向匹配，并且因此，磁场检测方向与磁阻抗元件12的长度方向匹配。因为易磁化轴方向与非磁性基板12a的长度方向匹配，如上所述，所以可以说磁性薄膜12b设置有磁各向异性，使得该薄膜的易磁化的轴与磁场检测方向匹配。

如图2B所示，磁性薄膜12b可以设置在非磁性基板12a的后侧处，即，设置在设置了印刷电路板100的表面上。在这样的配置中，电极12c和12d分别在非磁性基板12a的后表面上设置在磁性薄板12b的两端处。印刷电路板100上的电极100a和100b也设置在非磁性基板12a的后侧上。图2A和图2B的配置中的任意一者可以被用作图1所示的磁场检测传感器200的磁阻抗元件12的配置。

图1所示的磁场检测传感器200中采用的一个磁阻抗元件12A包括偏置线圈14，如图2A和2B所示的磁阻抗元件12。然而，另一个磁阻抗元件12B因为不需要偏置线圈而不设置有偏置线圈14。

<磁阻抗元件12的磁检测特性>

图3示出了磁阻抗元件12的磁检测特性的具体实例。在图3中，横坐标表示外部磁场H的大小和方向[Oe]，并且纵坐标表示磁性薄膜12b的长度方向上的两端之间的阻抗(直流电阻)[Ω]。

如图3所示，当外部磁场的大小是零时，磁阻抗元件12的阻抗为最大值，并且当施加正方向或者负方向的外部磁场时，该阻抗与外部磁场的大小成比例地减小，并且从而，展现了锥形特性。以这种方式，磁阻抗元件12、12A和12B的特性与专利文献1和2中公开的具有M形特性的一般磁阻抗元件的特性差异很大。

通过采用具有锥形特性的磁阻抗元件12、12A和12B，如图3所示，即使阻抗在作为极值(在该情况下是峰值)的基准点附近，阻抗变化相对于外部磁场变化的倾斜度也变得足够大。从而，能够以高的灵敏度检测外部磁场，而无需将操作点偏移至从基准点偏离的位置，或者无需流经大的偏置电流。

<布置模式、磁敏轴、外部磁场的方向>

图4示出了多个磁阻抗元件12、12A和12B的布置模式和磁敏轴以及外部磁场的方向的实例。

设置在图1所示的磁场检测传感器200中的两个磁阻抗元件12A和12B被设置为沿着相同的轴(Y轴)彼此靠近，例如，如图4所示。此外，磁阻抗元件12A和12B被并排设置，使得它们的磁性薄膜12b的长度方向彼此匹配，如图4所示。

因此，在图4所示的实例中，两个磁阻抗元件12A和12B的各自的磁敏轴与X轴平行。因此磁阻抗元件12A和12B的阻抗以图3所示的方式根据X轴的正方向或者负方向上的外部磁场而变化。

<在使用一个磁阻抗元件12A的情况下的基本操作原理>

图5示出了在磁阻抗元件12A中的输入磁场与输出信号之间的相关性的实例。在图5所示的阻抗特性41的曲线图中，横坐标代表施加到磁阻抗元件12A的输入磁场H的大小和方向[A/m]，并且纵坐标代表磁阻抗元件12A的磁性薄膜12b的长度方向上的两端之间的阻抗Z(交流电阻值)[Ω]。

在使用图1所示的另一个磁阻抗元件12B的情况下，由于不施加交流偏置，所以微计算机35能够利用信号SG2B检测到外部磁场的大小，通过将图3所示的阻抗的变化直接转换成电压而获得该信号SG2B。

由流经偏置线圈14的电流所产生的交流偏置磁场42被施加到磁性薄膜12b，使得磁阻抗元件12A以图5所示的阻抗特性41的基准点41r为中心操作。图5所示的实例假定了施加具有振幅Vp的三角波的交流偏置磁场42这一情况。从而交流偏置磁场42以基准点41r为中心而在正方向和负方向上交替地以振幅Vp变化。

除了交流偏置磁场42之外，作为检测目标的外部磁场被施加到磁性薄膜12b。因此外部磁场与交流偏置磁场的总和42P、42N、42N2等被施加到磁性薄膜12b，如图5所示。即，在外部磁场的极性为正的情况下，使交流偏置磁场42的波形在正方向上偏移了外部磁场的大小的这样的磁场波形被作为外部磁场与交流偏置磁场的总和42P而施加到磁性薄膜12b。在外部磁场的极性为负的情况下，使交流偏置磁场42的波形在负方向上偏移了外部磁场的大小的这样的磁场波形被作为外部磁场与交流偏置磁场的总和42N或42N2而施加到磁性薄膜12b。

阻抗Z根据阻抗特性41以及施加到磁性薄膜12b的磁场而变化，所述施加到磁性薄膜12b的磁场为交流偏置磁场42以及外部磁场与交流偏置磁场的总和42P、42N和42N2。能够利用例如图1所示的桥接电路22A而将阻抗Z的变化提取为传感器输出信号43、43P、43N和43N2。

在图5中，传感器输出信号43、43P、43N和43N2分别对应于交流偏置磁场42以及外部磁场与交流偏置磁场的总和42P、42N和42N2。即，基于外部磁场以及交流偏置磁场42的变化而确定传感器输出信号43、43P、43N和43N2的状态。在图5所示的传感器输出信号43、43P、43N和43N2中，纵向表示信号的电压和振幅，并且横向表示时间t。

当外部磁场为零时，输出传感器输出信号43。即，获得传感器输出信号43，该传感器输出信号43根据交流偏置磁场42的变化而在与基准点41r的电阻值对应的电压Vr与电压V1之间变化，电压V1从电压Vr偏移与振幅Vp对应的电压。

当施加正极性的外部磁场时，获得传感器输出信号43P，该传感器输出信号43P根据交流偏置磁场42的变化以电压VrP为中心向上或向下偏移与振幅Vp对应的电压这样的电压之间变化，电压VrP从基准点41r的电压Vr偏移外部磁场的大小。当施加负极性的外部磁场时，获得传感器输出信号43N，该传感器输出信号43N根据交流偏置磁场42的变化以电压VrN为中心向上或向下偏移与振幅Vp对应的电压这样的电压之间变化，电压VrN从基准点41r的电压Vr偏移外部磁场的大小。

与外部磁场的大小和方向的变化相对应的各个变化出现在传感器输出信号43、43P、43N和43N2之中，如图5所示。因此外部磁场的大小和方向能够基于传感器输出信号43P和43N而指定。

当外部磁场的大小比交流偏置磁场42的振幅Vp小时，根据磁场42N2的变化获取传感器输出信号43N2。在该情况下，顶点Px1或Px2出现在磁场42N2经过基准点(磁场为零)41r的时刻处，传感器输出信号43N2的电压的变化方向在顶点Px1或Px2处切换。顶点Px1和Px2出现的时刻根据外部磁场的大小而变化。因此，能够例如通过测量顶点Px1与Px2之间的相位差来计算外部磁场的大小。

<在磁场检测传感器200内的主信号的变化的实例>

图6示出了磁场检测传感器200内的主信号的变化的实例。在图6所示的各信号中，横坐标表示共同的时间t，并且纵坐标表示电压。

施加到偏置线圈14的交流偏置信号SG3的波形是如图6所示的三角波。基于从微计算机35输出的具有矩形波的信号SG01生成交流偏置信号SG3。

例如，当信号SG01在时间t11处从低压VL上升到高压VH时，交流偏置信号SG3的电压开始以恒定的倾斜度减小，并且持续该减小状态，直至信号SG01在时间t12处从高压VH下降到低压VL。交流偏置信号SG3的电压在时间t12处开始以恒定倾斜度增大，并且持续该增大状态，直至信号SG01在时间t13处从低压VL上升到高压VH。通过反复这些操作而产生三角波。

图6所示的信号SG2-A、SG2-B和SG2-C分别对应于桥接电路22A的输出，例如，从图1的信号处理单元23A输出的信号SG2的波形。信号SG4-A、SG4-B和SG4-C分别对应于微分电路的输出，例如，从图1中的微分电路34c输出的信号SG4的波形。信号SG2-A和SG4-A分别代表外部磁场是零的状态。信号SG2-B和SG4-B分别代表外部磁场具有正极性的情况。信号SG2-C和SG4-C分别代表外部磁场具有负极性的情况。

图6所示的信号SG2-A的波形以与图5所示的传感器输出信号43的波形相似的方式变化。即，信号SG2-A在交流偏置信号SG3的电压变为零的各时刻t22、t24等处变为与基准点41r对应的低压VL2。信号SG2-A在除了前述时间之外的时间段期间根据偏置信号SG3的电压变化而变化至比VL2高的电压。因此，信号SG2-A的波形变为三角波，但是其周期为偏置信号SG3的周期的一半。

<外部磁场为零的情况>

在信号SG2-A中，振幅A1与A2是相同的。振幅A1代表在各时间t21、t25、t29等处偏置信号SG3的电压从上升变为下降的顶点的振幅。振幅A2代表在各时间t23、t27等处偏置信号SG3的电压从下降变为上升的顶点的振幅。

在图6所示的信号SG4-A的波形中，具有小的时间宽度的负极性脉冲Pn出现在各时间t21、t23、t25等处信号SG2-A的电压从上升变为下降的顶点处。此外，在信号SG4-A的波形中，具有小的时间宽度的正极性脉冲Pp出现在各时间t22、t24、t26等处信号SG2-A的电压从下降变为上升的顶点处。

在信号SG4-A的波形中，例如，在相邻的两个正极性脉冲Pp之间的时间周期T是信号SG01的一个周期T0的一半，并且是恒定的。这也适用于附负极性脉冲Pn。假设信号SG01的频率为f0，则周期T0由频率的倒数表示，即，(1/f0)。

<施加正极性的外部磁场的情况>

在信号SG2-B中，振幅A1B与A2B是不同的。振幅A1B表示在信号SG01的一个周期T0期间的时间t55处，偏置信号SG3的电压从上升变为下降的顶点的振幅。振幅A2B表示在时间t57处偏置信号SG3的电压从下降变为上升的顶点的振幅。

信号SG2-B受施加到磁性薄膜12b的正极性的外部磁场的影响。从而，振幅A1B比在外部磁场是零的情况下的振幅A1大，而振幅A2B比在外部磁场是零的情况下的振幅A2小。换言之，由于振幅A1B和A2B的变化反映了外部磁场的大小和方向，所以能够利用振幅A1B和A2B中的至少一者来计算外部磁场的大小和方向。

在图6所示的信号SG4-B的波形中，具有小的时间宽度的负极性脉冲Pn出现在各时间t51、t53、t55等处信号SG2-B的电压从上升变为下降的顶点处。此外，在信号SG4-B的波形中，具有小的时间宽度的正极性脉冲Pp出现在各时间t52、t54、t56等处信号SG2-B的电压从下降变为上升的顶点处。

与在信号SG4-A的波形中相比，正极性脉冲Pp的时刻在所述信号SG4-B的波形中是偏移的。换言之，外部磁场影响脉冲Pp的相位，即，影响该信号经过磁阻抗元件12A的阻抗特性的基准点41r的时刻。例如，在该信号SG4-B的电压开始增大的时间t54处的脉冲Pp与在该信号SG4-B的电压下一次开始增大的时间t56处的脉冲Pp之间的时间周期T比在信号SG4-A的情况下的时间周期大。

换言之，在相邻的两个正极性脉冲Pp之间的时间周期T反映了由外部磁场的影响所导致的各脉冲Pp的相位差。因此，能够通过检测时间周期T或者各脉冲Pp的相位差而计算外部磁场的大小和方向。

<施加负极性的外部磁场的情况>

在信号SG2-C中，振幅A1C与A2C不同。振幅A1C代表在信号SG01的一个周期T0期间的时间t75处，偏置信号SG3的电压从上升变为下降的顶点的振幅。振幅A2C表示在时间t77处偏置信号SG3的电压从下降变为上升的顶点的振幅。

信号SG2-C受到施加到磁性薄膜12b的负极性的外部磁场的影响。从而，振幅A1C比在外部磁场是零的情况下的振幅A1小，而振幅A2C比在外部磁场是零的情况下的振幅A2大。换言之，由于振幅A1C和A2C的各自的变化反映了外部磁场的大小和方向，所以能够利用振幅A1C和A2C中的至少一者而计算外部磁场的大小和方向。

在图6所示的信号SG4-C的波形中，具有小的时间宽度的负极性脉冲Pn出现在各时间t71、t73、t75等处信号SG2-C的电压从上升变为下降的顶点处。此外，在信号SG4-C的波形中，具有小的时间宽度的正极性脉冲Pp出现在各时间t72、t74、t76等处信号SG2-C的电压从下降变为上升的顶点处。

与在信号SG4-A的波形中相比，正极性脉冲Pp的时刻在该信号SG4-C的波形中是偏移的。换言之，外部磁场影响脉冲Pp的相位，即，影响磁场的总和经过磁阻抗元件12A的阻抗特性的基准点41r的时刻。例如，在信号SG4-C的电压开始增大的时间t74处的脉冲Pp与在信号SG4-C的电压下一次开始增大的时间t76处的脉冲Pp之间的时间周期T比在信号SG4-A的情况下的时间周期小。

换言之，在相邻的两个正极性脉冲Pp之间的时间周期T反映了由外部磁场的影响所导致的各脉冲Pp的相位差。因此，能够通过检测时间周期T或者各脉冲Pp的相位差而计算外部磁场的大小和方向。

<当外部磁场大时的主信号的变化的实例>

图7示出了当外部磁场大时的主信号的变化的实例。在图7所示的各信号中，横坐标表示共同的时间t，并且纵坐标表示电压。图7所示的信号SG01、SG3、SG2-A和SG4-A与图6所示的相同。

图7所示的信号SG2-A、SG2-D和SG2-E分别对应于桥接电路22A的输出，例如，从图1中的信号处理单元23A输出的信号SG2的波形。信号SG4-A、SG4-D和SG4-E分别对应于微分电路的输出，例如，从图1中的微分电路34c输出的信号SG4的波形。

信号SG2-A和SG4-A分别代表外部磁场是零的状态。信号SG2-D和SG4-D分别代表外部磁场具有正极性并且具有比交流偏置的振幅Vp大的大小这样的情况。信号SG2-E和SG4-E分别代表外部磁场具有负极性并且具有比交流偏置的振幅Vp大的大小这样的情况。

在图7所示的实例中，由于外部磁场比振幅Vp大，所以信号SG2-D和SG2-E分别具有与偏置信号SG3基本相同的波形。因此，在信号SG4-D中出现的正极性脉冲Pp的相位是恒定的，并且在相邻的两个脉冲Pp之间的时间周期T也是恒定的。类似的，在信号SG4-E中出现的正极性脉冲Pp的相位是恒定的，并且在相邻的两个脉冲Pp之间的时间周期T也是恒定的。

从而，在图7所示的状况下，不能够从信号SG4-D或者SG4-E中的脉冲的相位或者周期检测外部磁场。换言之，仅当外部磁场的大小比交流偏置的振幅Vp小时，像图6所示的信号SG4-B和SG4-C一样，才能够检测到脉冲Pp的相位的变化。

然而，即使在图7所示的状况下，由于信号SG2-D的振幅A1D和A2D分别反映了外部磁场的大小，所以也能够基于振幅A1D和A2D中的至少一者来检测外部磁场的大小和方向。类似地，由于信号SG2-E的振幅A1E和A2E分别反映了外部磁场的大小，所以能够基于振幅A1E和A2E中的至少一者检测外部磁场的大小和方向。

<检测单元30的操作>

从驱动单元20的测量放大器29输出的信号SG2被供应到图1所示的检测单元30中的放大器31。当外部磁场是零时，信号SG2呈现为像图6所示的信号SG2-A一样的三角波。当外部磁场具有正极性和负极性时，信号SG2分别呈现为像图6所示的信号SG2-B和SG2-C一样的波形。当外部磁场的大小等于或者大于偏置信号的振幅Vp时，信号SG2呈现为像图7所示的信号SG2-D或者SG2-E一样的波形。信号SG2被放大器31放大，并且通过切换电路32的切换操作而被选择性地供应到振幅检测电路33和相位检测电路34中的一者或者两者。

<振幅检测电路33的操作>

在振幅检测电路33中，具有与图6所示的信号SG2-A、SG2-B或者SG2-C基本等同的波形的信号被供应到低通滤波器(LPF)33a的输入。低通滤波器33a对输入信号进行积分运算，以去除高频组分。从而，例如，当输入三角波信号时，低通滤波器33a输出具有接近正弦波的波形的信号SG6。

模拟开关33c被从微计算机35的偏置信号SG3生成的通断信号SG8控制。从低通滤波器33a输出的信号SG6经由模拟开关33c而输入到峰值保持电路33d。

峰值保持电路33d能够检测和保持从模拟开关33c输出的信号SG7的峰值电压。因此，例如，与图6所示的信号SG2-B和SG2-C的振幅A1B、A2B、A1C和A2C相对应的电压分别能够作为振幅检测信号SG9输出。

<相位检测电路34的操作>

在相位检测电路34中，具有与图6所示的信号SG2-A、SG2-B或者SG2-C基本等同的波形的信号从切换电路32输入到微分电路34a。在相位检测电路34中，输入的信号通过微分电路34a求微分，通过放大器34b放大，并且再次通过下一个微分电路34c求分为，从而被生成为信号SG4。

从而，像图6所示的信号SG4-B和SG4-C一样，在信号SG2-B或者SG2-C的电压从上升切换为下降的各顶点的时刻处产生负极性脉冲Pn。相似地，在信号SG2-B或者SG2-C的电压从上升切换为下降的各顶点的时刻处(经过基准点41r的时刻)产生正极性脉冲Pp。

比较器(COMP)34d将从微分电路34c输出的信号SG4的电压与阈值进行比较，并且将比较结果输出为二进制信号。二进制信号是精确地表示各正极性脉冲Pp的时刻的相位差检测信号SG5。

<微计算机35的基本操作>

微计算机35能够测量从振幅检测电路33输出的振幅检测信号SG9的电压，从而抓取例如图6所示的振幅A1B和A2B中的一者或者两者，并且基于抓取到的结果计算外部磁场的大小和方向。此外，微计算机35能够基于从相位检测电路34输出的相位差检测信号SG5的时刻来测量例如图6所示的各时间周期T的长度，并且基于测量结果计算外部磁场的大小和方向。

此外，微计算机35能够对从信号处理单元23B输出的信号SG2B的电压进行采样，并且将采样电压转换为数字信号，以抓取电压值。该电压对应于图3所示的阻抗的变化，并且从而，能够从电压值计算外部磁场的大小。

<外部磁场与相位检测电路34的操作之间的关系>

图8示出了外部磁场与相位检测电路34的操作之间的关系。图8所示的特性C71表示在检测单元30内的相位检测电路34的检测特性的实例。在图8中，横坐标表示外部磁场H的大小和方向[A/m]，并且纵坐标表示相位检测电路34的信号SG4或者SG5中的正极性脉冲Pp的时间周期T(参见图6和图7)的长度。

在特性C71中，在外部磁场H是零的状态下所检测到的时间周期T是(1/(2·f0))，如图8所示。频率f0是信号SG01的基本频率。在–Vp<H<+Vp的外部磁场H的范围内，检测到的时间周期T与外部磁场H的大小的变化成比例地线性增大。Vp表示交流偏置磁场的振幅。在不大于–Vp或者不小于+Vp的外部磁场H的范围内，检测到的时间周期T是恒定的，即，T＝(1/f0)。

换言之，只要外部磁场H处于–Vp<H<+Vp的范围内，则微计算机35能够基于与特性C71对应的计算公式以及从相位检测电路34输出的相位差检测信号SG5的时间周期T来计算外部磁场H的大小和方向。

从图8所示的特性C71能够确定：当检测到的时间周期T大于(1/(2·f0))时，外部磁场H的方向为正方向，并且当检测到的时间周期T小于(1/(2·f0))时，外部磁场H的方向为负方向。

然而，在不大于–Vp或者不小于+Vp的外部磁场H的范围内，不能够根据检测到的时间周期T来计算外部磁场H。因此，在不大于–Vp或者不小于+Vp的外部磁场H的范围内，微计算机35利用从振幅检测电路33输出的振幅检测信号SG9而计算外部磁场H的大小和方向。

<外部磁场与由振幅检测电路33所检测到的振幅之间的关系>

图9示出了外部磁场与振幅检测电路33所检测到的振幅之间的关系。图9所示的特性C81和C82代表振幅检测电路33的检测特性。特性C81和C82分别对应于从振幅检测电路33输出的振幅检测信号SG9中的图6所示的振幅A1和A2。

振幅A1代表在信号SG01上升的时刻处信号SG2的振幅的电压[V]。振幅A2代表在信号SG01下降的时刻处信号SG2的振幅的电压[V]。在图9中，横坐标代表外部磁场H的大小和方向[A/m]，并且纵坐标代表振幅A1和A2的电压。

如图9所示，在特性C81中，当外部磁场H的大小为负极性侧上的2Vp时，振幅A1的电压变为最小值，并且随着外部磁场H的大小远离该基准点，振幅A1的电压增大。

在特性C82中，当外部磁场H的大小为正极性侧上的2Vp时，振幅A2的电压变为最小值，并且随着外部磁场H的大小远离该基准点，振幅A2的电压增大。

因此，能够基于例如图9所示的特性C81和C82中的至少一者的信息以及从振幅检测电路33输出的振幅检测信号SG9的振幅A1和A2的电压来计算外部磁场H的大小。由于特性C81和C82彼此不同，所以例如，能够通过比较振幅A1与A2之间的电压的大小来指定外部磁场H的方向(正极性或者负极性)。

<外部磁场与信号SG2B之间的关系>

图10示出了外部磁场与信号SG2B之间的关系。在图10所示的检测特性C101中，横坐标表示磁场H的大小和方向[A/m]，并且纵坐标表示信号SG2B的电压[V]。

磁阻抗元件12B的磁性薄膜12b的阻抗(直流电阻)根据图3所示的磁场而变化。因此，当磁场H为零时，桥接电路22B的输出端22c与22d之间的电压变为最小值，并且当施加磁场H时，所述电压根据磁场的大小而快速增大。电压不影响磁场H的方向的变化。顺便提及，从振荡电路21输出的信号SG1的电压以短的周期变化，并且从而桥接电路22B的实际输出电压也以短的周期变化。然而，由于在信号处理单元23B内的峰值保持电路27和28分别保持峰值电压，所以信号SG1的电压仅在高压的时间处出现在信号SG2B中。

<检测方法的差异与理想/非理想区域之间的关系>

图11示出了图8至10所示的检测特性C71、C81、C82和C101与分别代表检测特性的理想/非理想区域的区域AR111、AR112和AR113之间的关系。在图11中，横坐标表示磁场H[A/m]，并且纵坐标表示信号的电压[V]。

对于与通过偏置线圈14向其施加交流偏置磁场的磁阻抗元件12A的输出相对应的各个检测特性C71、C81和C82，能够在外部磁场H相对小的状态下以高的灵敏度检测到外部磁场H的变化。对于基于相位差检测的检测特性C71，当外部磁场大于交流偏置的振幅Vp时，不能够检测到外部磁场H的变化。

相比之下，在使用检测特性C101，该检测特性C101与直接读取不向其施加交流偏置磁场的磁阻抗元件12B的输出的情况相对应的情况下，在小的外部磁场H的区域中，因为电压变化的倾斜度太大，所以难以精确地检测到外部磁场H的大小。然而，在大的外部磁场H的区域中，能够利用检测特性C101而以高的灵敏度检测到外部磁场H的大小。

因此，在外部磁场H的小的状态下的区域AR113是对各个检测特性C71、C81和C82理想的区域，而且还包含对检测特性C101不理想的区域。分别在外部磁场H的大的状态下的区域AR111和AR112是检测特性C101理想的区域，而且包含检测特性C71、C81和C82的不理想的区域。

<利用磁场检测传感器200的具体实例>

图1所示的磁场检测传感器200能够用作一般的诸如方向传感器、转矩传感器、旋转角度传感器或者电流传感器这样的磁检测装置。

例如，在使用磁场检测传感器200作为用于检测流经线束的要被测量的电线的直流电流的电流传感器的情况下，电流传感器被认为作为通用配置而配置如下。

虽然未示出，但是磁芯被设置为围绕要被测量的电线的周围，并且磁场检测传感器200被设置在磁芯的间隙中。在该情况下，磁场检测传感器200能够检测与流经要被测量的电线的直流电流I的大小[A]成比例地生成的磁场H的大小和方向[A/m]。即，能够利用磁场检测传感器200检测流经要被测量的电线的直流电流I的大小和方向。

例如，假定要被测量的电线是安装在汽车上的线束的主线，则最大电流值为大约几百安培。用于这样的应用的电流传感器需要能够精确地测量从小电流到大电流的宽范围内的电流。

例如，在如上所述地构成电流传感器的情况下，采用图1所示的磁场检测传感器200，并且组合图11所示的检测特性C71、C81、C82和C101中的至少两者，以优化检测结果。

在该情况下，作为具体实例，组合和使用以下两种类型的检查方法。(1)利用与图10所示的检测特性C101对应的检测方法，获得与检测到磁场H对应的电流Id[A]。(2)利用使用图9所示的检测特性C81和C82之间的差即，振幅(A1-A2)的检测方法，获得与检测到的磁场H对应的电流Iac[A]。

为了获得组合方法(1)和(2)的最佳测量结果，例如，利用在下表1中示出的两个系数w1和w2而分别加权电流Id和Iac，并且根据以下公式计算电流值I[A]。

I＝w1·Id+w2·Iac.------(1)

[表1]

在表1的实例中，在要被测量的外部磁场小的区域内，小的权重和大的权重分别被分配到两个系数w1和w2。相反，在要被测量的外部磁场大的区域内，大的权重和小的权重被分别分配到两个系数w1和w2。

当进行方程(1)的计算时，例如，在图11所示的区域AR113中，能够使得反映检测特性C101的电流Id的权重为小的，并且能够使得反映检测特性C81和C82的差(A1-A2)的电流Iac的权重为大的。此外，例如，在图11所示的区域AR111和AR112中，能够使得反映检测特性C101的电流Id的权重为大的，并且能够使得反映检测特性C81和C82的差(A1-A2)的电流Iac的权重为小的。以这种方式，由于大的权重被分配给适用于检测方法的各区域，所以能够在宽的范围内减小电流值I的检测误差。

<检测特性的校正处理>

在利用加权等适当地使用多种类型的检测特性的状态下，例如，在切换多种类型的检测特性的位置处，易于产生断开点或者非线性部分，并且从而，测量结果中包含的误差增大。为了减少例如由于切换多种类型的检测特性的影响所产生的误差，要求预先将多种类型的检测特性的形状等校正为彼此相似的状态。将描述这样的校正的具体实例。

<初始状态的特性>

图12示出了并排设置的两种类型的检测特性C121和C122的初始状态。从反映磁阻抗元件12B的特性的信号SG2B计算图12所示的检测特性C121。基于反映磁阻抗元件12A的特性的信号SG2，从振幅检测电路33检测到的振幅(A1-A2)来计算图12所示的检测特性C122。

在图12中，横坐标表示电流值I[A]，左侧纵坐标表示检测特性C121的输出电压[V]，并且右侧纵坐标表示检测特性C122的输出电压[V]。

如图12所示，两个检测特性C121与C122形状大不相同。在检测特性C121中，在电流为零的点C121a处的电压变为不是零的最小值。在检测特性C122中，在零电流附近具有奇异点。即，在代表正侧电流区域的特性C122(P)的左端处的奇异点与代表负侧电流区域的特性C122(N)的右端处的奇异点大幅偏离，并且从而，检测特性C122断开。

<各特性的校正>

从而，对图12所示的两个检测特性C121和C122进行以下校正处理。

(1)在检测特性C121中，将电流的负侧区域C121b乘以系数“-1”。(2)在检测特性C121中，用于将最小点C121a的电压偏移至0[V]的偏移电压相加到整个检测特性C121(或者从整个检测特性C121减去)。(3)在检测特性C122中，使在正侧电流区域的特性C122(P)的左端处的奇异点的电压偏移至0[V]的偏移电压相加到整个特性C122(P)(或者从整个特性C122(P)减去)。(4)在检测特性C122中，使在负侧电流区域的特性C122(N)的右端处的奇异点的电压偏移至0[V]的补偿电压相加到整个特性C122(N)(或者从整个特性C122(N)减去)。

作为校正处理(1)至(4)的结果，获得了图13所示的检测特性C131和C132。检测特性C131和C132分别对应于图12所示的检测特性C121和C122。在图13中，横坐标表示电流值I[A]，左侧纵坐标表示检测特性C131的输出电压[V]，并且右侧纵坐标表示检测特性C132的输出电压[V]。

随后，图13所示的一个检测特性C132整体乘以系数“-1”，使得检测特性被校正为使电压极性反转。作为该校正处理的结果，获得了图14所示的检测特性C141和C142。检测特性C141和C142分别对应于图13所示的检测特性C131和C132。在图14中，横坐标表示电流值I[A]，左侧纵坐标表示检测特性C141的输出电压[V]，并且右侧纵坐标表示检测特性C142的输出电压[V]。

将理解为图14所示的两个检测特性C141和C142具有彼此相似的形状和特性。因此，比较容易适当地利用检测特性C141和C142。

<对特性加权>

在如上所述地进行加权的情况下，例如，可以采用根据电流的大小相而直线地且连续地变化的权重w3，像图15所示的特性C153一样。当然，可以采用曲线地变化的权重。

在图15中，横坐标表示电流值I[A]，左侧纵坐标表示检测特性C151和C152的输出电压[V]，并且右侧纵坐标表示权重w3。在该情况下，权重w3是在“0”至“1”的范围内的值。检测特性C151和C152分别对应于图14所示的检测特性C141和C142。

在使用图15所示的权重w3的情况下，根据以下的电流转换方程计算电流值I[A]。

I＝w3·Id+(1–w3)·Iac.·K------(2)

Id表示与检测特性C151的输出电压相对应的检测电流值，Iac表示与检测特性C152的输出电压相对应的检测电流值，并且K表示用于补偿值Id与值Iac之间的差的系数。

当执行方程(2)的计算时，能够获得与要测量的电流I的变化相关的具有线性特性的检测特性，像图16所示的检测特性C164一样。图16所示的检测特性C161、C162和C163分别对应于图15所示的检测特性C151、C152和C153。在图16中，横坐标表示电流值I[A]，左侧纵坐标表示检测特性C161和C162的输出电压[V]，并且右侧纵坐标表示权重w3。

在图12所示的检测特性C122中，在零电流的附近具有奇异点。代表正侧电流区域的特性C122(P)的左端处的奇异点与代表负侧电流区域的特性C122(N)的右端处的奇异点大幅偏离，并且从而，检测特性C122断开。在该情况下，即使如上所述地对特性C122(P)和C122(N)分别进行偏移调整，也不能够将这些特性实际上校正为具有像图13所示的特性C132一样的良好的形状。

当对图12所示的各特性C122(P)和C122(N)进行偏移调整时，这些特性被校正为具有像图17所示的特性C172一样的形状。图17所示的检测特性C171和检测特性C172分别对应于图13所示的检测特性C131和C132。在检测特性C172中，非线性区域C172a出现在电流的零点附近。

当如图17所示的检测特性C172整体乘以系数“-1”时，作为乘法的结果获得了图18所示的特性C182。图18所示的检测特性C181和检测特性C182分别对应于图17所示的检测特性C171和C172。在检测特性C182中，非线性区域C182a出现在电流的零点附近。

当图18所示的特性C181和C182被加权有图19所示的特性C193的权重w3并且进行方程(2)的电流转换时，获得图19所示的特性C194。图19所示的检测特性C191和C192分别对应于图18所示的检测特性C181和C182。

图19所示的特性C194整体为线性的，然而非线性区域C194a出现在电流的零点附近。从而，对特性C194的非线性区域C194a进行增益调整。特性C194的区域C194a由于调整而被校正为线性的，并且从而能够获得整体具有线性特性的检测特性C164，如图16所示。

图1所示的磁场检测传感器200包括被施加交流偏置磁场的磁阻抗元件12A以及不被施加交流偏置磁场的磁阻抗元件12B这两者，并且因此，能够在宽的磁场范围内获得具有高精确度的测量结果。换言之，在基于受到磁阻抗元件12A影响的信号SG2而检测外部磁场的情况下，能够在相对小的磁场的区域内实现高灵敏度的检测。从而，能够通过增大在小的磁场的区域内的权重来提高整体检测精度。而且，在基于受到磁阻抗元件12B影响的信号SG2B而检测外部磁场的情况下，能够在相对大的磁场的区域内实现高灵敏度的检测。从而，能够通过增大在大的磁场的区域内的权重来提高整体检测精度。

通过采用具有如图3所示的锥形阻抗特性的磁阻抗元件12A和12B，不需要为了使操作点偏移而通有大的直流偏置电流，并且因此能够减小电流消耗。

此处，将在下文[1]至[5]中简要总结并且列出根据本发明的磁场检测传感器的实施例的特征。

[1]一种磁场检测传感器，包括：

第一磁阻抗元件(磁阻抗元件12A)和第二磁阻抗元件(磁阻抗元件12B)，所述第一磁阻抗元件和所述第二磁阻抗元件分别具有磁性材料；

偏置线圈(14)，该偏置线圈将偏置磁场施加到所述第一磁阻抗元件的磁体；

高频振荡电路(振荡电路21)，该高频振荡电路将高频电流供给至所述第一磁阻抗元件的磁体和所述第二磁阻抗元件的磁体；

交流偏置电路(放大器37)，该交流偏置电路将交流偏置电流供给至所述偏置线圈；

第一检测电路(信号处理单元23A)，基于所述第一磁阻抗元件在被施加所述偏置磁场和外部磁场的状态下的阻抗变化，该第一检测电路生成第一检测信号；

第二检测电路(信号处理单元23B)，基于所述第二磁阻抗元件在被施加所述外部磁场且不被施加所述偏置磁场的状态下的阻抗变化，该第二检测电路生成第二检测信号；以及

磁场计算单元(微计算机35)，该磁场计算单元基于所述第一检测信号和所述第二检测信号计算所述外部磁场的大小和方向。

[2]在[1]中所述的磁场检测传感器，

其中，所述第一检测电路生成电信号(SG2)，该电信号根据阻抗从基准点的变化量而变化，所述基准点是所述第一磁阻抗元件在不被施加所述外部磁场的状态下的阻抗特性的极值位置，并且

其中，所述第一检测电路包括振幅检测电路(33)和相位检测电路(34)中的至少一者，所述振幅检测电路检测在所述电信号的电压的正变化率和负变化率切换的各峰值处的振幅，所述相位检测电路检测所述电信号的电压经过所述基准点的时刻。

[3]在[1]中所述的磁场检测传感器，其中，所述磁场计算单元使用根据情况变化的权重对所述第一检测信号和所述第二检测信号中的至少一者进行加权(参见表格1和图15)，从而计算所述外部磁场的大小。

[4]在[1]中所述的磁场检测传感器，

其中，所述磁场计算单元利用检测特性不同的所述第一检测信号和所述第二检测信号的组合计算所述外部磁场的大小和方向，并且

其中，所述磁场计算单元对所述第一检测信号和所述第二检测信号中的至少一者的检测特性进行偏移校正和对于各区域的极性校正，使得所述多个检测特性变为彼此接近(参见图12至14)。

[5]在[4]中所述的磁场检测传感器，

其中，所述磁场计算单元对所述第一检测信号和所述第二检测信号中的至少一者的检测特性进行增益调整，从而使得与小磁场对应的非线性区域接近线性区域。

Claims (5)

1.一种磁场检测传感器，包括：

第一磁阻抗元件和第二磁阻抗元件，所述第一磁阻抗元件和所述第二磁阻抗元件均具有磁性材料；

偏置线圈，该偏置线圈将偏置磁场施加到所述第一磁阻抗元件的磁体；

高频振荡电路，该高频振荡电路将高频电流供给至所述第一磁阻抗元件的磁体和所述第二磁阻抗元件的磁体；

交流偏置电路，该交流偏置电路将交流偏置电流供给至所述偏置线圈；

第一检测电路，基于所述第一磁阻抗元件在被施加所述偏置磁场和外部磁场的状态下的阻抗变化，所述第一检测电路生成第一检测信号；

第二检测电路，基于所述第二磁阻抗元件在被施加所述外部磁场且不被施加所述偏置磁场的状态下的阻抗变化，所述第二检测电路生成第二检测信号；以及

磁场计算单元，基于所述第一检测信号和所述第二检测信号，所述磁场计算单元计算所述外部磁场的大小和方向。

2.根据权利要求1所述的磁场检测传感器，

其中，所述第一检测电路生成根据阻抗从基准点的变化量而变化的电信号，所述基准点是所述第一磁阻抗元件在不被施加所述外部磁场的状态下的阻抗特性的极值位置，并且

其中，所述第一检测电路包括振幅检测电路和相位检测电路中的至少一者，所述振幅检测电路检测在所述电信号的电压的正变化率和负变化率切换的各峰值处的振幅，所述相位检测电路检测所述电信号的电压经过所述基准点的时刻。

3.根据权利要求1所述的磁场检测传感器，

其中，所述磁场计算单元使用根据情况而变化的权重对所述第一检测信号和所述第二检测信号中的至少一者进行加权，从而计算所述外部磁场的大小。

4.根据权利要求1所述的磁场检测传感器，

其中，所述磁场计算单元利用具有不同的检测特性的所述第一检测信号和所述第二检测信号的组合，计算所述外部磁场的大小和方向，并且

其中，所述磁场计算单元对所述第一检测信号和所述第二检测信号中的至少一者的检测特性进行偏移校正和每个区域的极性校正，使得所述多个检测特性变为彼此接近。

5.根据权利要求4所述的磁场检测传感器，

其中，所述磁场计算单元对所述第一检测信号和所述第二检测信号中的至少一者的检测特性进行增益调整，从而使得与小磁场对应的非线性区域接近线性区域。