WO2014192130A1 - 多重多相巻線交流回転電機および電動パワーステアリング装置 - Google Patents

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WO2014192130A1
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phase
armature
electric machine
magnetic
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迪 廣谷
勇二 滝澤
祥子 川崎
中野　正嗣
豊秋 有働
阿久津　悟
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三菱電機株式会社
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    • H02K1/06—Details of the magnetic circuit characterised by the shape, form or construction
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    • H02K29/00—Motors or generators having non-mechanical commutating devices, e.g. discharge tubes or semiconductor devices
    • H02K29/03—Motors or generators having non-mechanical commutating devices, e.g. discharge tubes or semiconductor devices with a magnetic circuit specially adapted for avoiding torque ripples or self-starting problems

Definitions

  • the present invention relates to a multiplex multiphase winding AC rotating electric machine used for, for example, a motor for power steering of a car or the like, and more particularly to a structure of an armature as a stator and an electric power steering apparatus.
  • Patent Document 1 there is a multi-phase motor structure in which a plurality of groups of multi-phase windings composed of multi-phase windings and inverters that drive the multi-phase windings are included in one AC motor. Further, as disclosed in Patent Document 2, there is a permanent magnet motor that reduces cogging torque. Japanese Patent Laid-Open No. 7-264822 Japanese Patent No. 4476202
  • the present invention has been made to solve such a problem, and an armature having a stator core having a plurality of magnetic teeth, a multi-phase winding group wound around the teeth, and the electric machine. Magnetic flux generated by energizing one group winding in a multi-phase winding AC rotating machine having a rotor and a rotor relatively disposed through a magnetic gap is generated in the other group of windings.
  • the object is to effectively suppress the voltage generated by linkage.
  • a multi-phase winding AC rotary electric machine includes a stator core having a plurality of magnetic teeth and a multi-phase winding group wound around the teeth and housed in slots between the teeth.
  • a multi-phase winding AC rotary electric machine comprising: an armature having an armature winding, and a rotor that is disposed relative to the armature via a magnetic gap and rotates about a rotation axis.
  • each of the plurality of teeth includes a flange portion at a magnetic pole portion at a tip portion on the rotor side, and the stator iron core is between the adjacent flange portions in each magnetic pole portion of the plurality of teeth.
  • a multi-phase winding AC rotating electrical machine is a multi-phase multi-phase winding wound around a stator core having a plurality of magnetic teeth and wound in the teeth.
  • Multiple multi-phase winding AC rotation comprising an armature having an armature winding consisting of a winding group, and a rotor that is disposed relative to the armature via a magnetic gap and rotates about a rotation axis
  • Each of the plurality of teeth includes a flange portion at a magnetic pole portion at a tip portion on the rotor side, and the stator core is adjacent to each other in the magnetic pole portion of each of the plurality of teeth.
  • the electric power comprising the multiple multi-phase winding groups.
  • connection portion Since the connection portion is arranged in the slot in which the armature winding of any winding group of the child winding is housed, the balance of the magnetic circuit and the balance of the inductance of all the winding groups As a result, the current imbalance between the winding groups is reduced, the torque ripple is reduced, and as a result, the vibration noise is reduced.
  • a stator core having a plurality of magnetic teeth and an armature winding comprising a plurality of multiphase winding groups wound around the teeth and housed in slots between the teeth.
  • a multiplex multiphase winding AC rotating electric machine comprising an armature, a rotor that is relatively disposed through a magnetic gap and rotates around a rotation axis, wherein the plurality of teeth Each includes a flange portion at the magnetic pole portion at the tip portion on the rotor side, and the stator core has a magnetic connection portion that connects the adjacent flange portions in each magnetic pole portion of the plurality of teeth.
  • the connecting portion is provided on the inner peripheral side of the corresponding slot corresponding to each of the slots, and the radial width of the connecting portion includes the circumferential width of the teeth and the flange portion. Because it is smaller than any of the radial widths of The magnetic flux generated by energizing the windings can effectively suppress the voltage generated by interlinking with the other group of windings, effectively reducing the interference voltage between the winding groups, and the current control system. And the torque pulsation caused by the current pulsation component is effectively reduced.
  • the armature winding includes a stator core having a plurality of magnetic teeth and a multi-phase winding group wound around the teeth and housed in slots between the teeth.
  • a multi-phase winding AC rotating electric machine comprising: an armature having a wire; and a rotor that is arranged relative to the armature via a magnetic gap and rotates about a rotation axis.
  • Each of the teeth includes a flange portion at the magnetic pole portion at the tip portion on the rotor side, and the stator core has a magnetic connection between the adjacent flange portions in each of the magnetic pole portions of the plurality of teeth.
  • connection portion the connecting portion corresponding to each of the slots, provided in a part of a plurality of axial positions of the stator core, on the inner peripheral side of the corresponding slot, Any winding group of the armature windings composed of multiphase winding groups Since the connection portion is also arranged in the slot in which the armature winding is housed, the balance of the magnetic circuit and the inductance of all the winding groups becomes good, so that between the winding groups Current imbalance is reduced, torque ripple is reduced, and vibration noise is reduced as a result.
  • Sectional drawing which shows an example of a structure of the multiplex multiphase winding alternating current motor in Embodiment 1 for implementing this invention.
  • Sectional drawing which shows the winding pattern of the armature winding of the multiplex multiphase winding alternating current motor in Embodiment 1 for implementing this invention.
  • Explanatory drawing of the motor drive device in Embodiment 1 for implementing this invention It is explanatory drawing to which the stator core of the multiplex multiphase winding alternating current motor in Embodiment 1 for implementing this invention was expanded. It is explanatory drawing of the shape of the collar part and connection part in Embodiment 1 for implementing this invention.
  • connection width b of the radial direction of a connection part becomes smaller than the width
  • connection width b of the radial direction of a connection part becomes smaller than the width
  • variety a of a collar as an example of the connection part in Embodiment 2 for implementing this invention.
  • position of the connection part between adjacent collar parts differs in the circumferential direction as a connection part in Embodiment 4 for implementing this invention.
  • Embodiment 5 for implementing this invention it is explanatory drawing which showed the path
  • Embodiment 5 for implementing this invention it is explanatory drawing explaining the case where the several thin plate which does not have a connection part is laminated
  • an armature winding comprising a stator core having a plurality of magnetic teeth and a multi-phase winding group wound around the teeth and housed in slots between the teeth.
  • a multi-phase winding AC rotating electric machine comprising: an armature having an armature; and a rotor that is disposed relative to the armature via a magnetic gap and rotates about a rotation axis.
  • the connecting portion is provided on the inner peripheral side of the corresponding slot corresponding to each of the slots, and the radial width of the connecting portion includes the circumferential width of the teeth and the flange. Characterized by being smaller than any of the radial widths of the part That is illustrative of an example of a multiple polyphase winding AC rotary electric machine.
  • the first embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. 1 to 12 as an example of a multi-phase winding AC motor for power steering such as a car.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating an example of an electric drive device in a longitudinal side view. As illustrated in FIG. 4, in this embodiment, the electric drive device includes a multi-phase winding AC motor and an electronic control unit ECU ( A structure in which the Electronic Control Unit) is integrated is illustrated.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating a configuration of the multiplex multiphase winding AC motor according to the first embodiment for carrying out the present invention in a cross section viewed in the extending direction of the rotating shaft.
  • a multiplex multiphase winding AC motor (rotary electric machine) 4 includes a stator core 401 formed by laminating electromagnetic steel plates, an armature winding 402 housed in the stator core, and a frame 403 for fixing the stator core 401.
  • the frame 403 is fixed by a housing 404 and a bolt 405 provided on the front portion of the motor.
  • the housing 404 is provided with a bearing A (406), and the bearing A (406) rotatably supports the rotating shaft 408 together with the bearing B (407).
  • the bearing B (407) is supported by a wall portion 409 provided integrally with or separately from the frame 403.
  • a rotor core 410 is press-fitted into the rotating shaft 408, and a permanent magnet 411 is fixed to the rotor core 410.
  • the armature 5 includes a stator core 401 made of a magnetic body in which 48 teeth 501 arranged at equal intervals and projecting in the direction of the magnetic gap length and 48 slots 502 provided between the teeth are formed;
  • the armature coil accommodated in 48 slots 502 of the stator core 401 and the armature winding 402 to which the armature coil is connected in a fixed pattern outside.
  • each of the teeth 501 of the stator core 401 is provided with a flange 5012 projecting from the teeth in the circumferential direction at the tip in the direction of the magnetic gap length, and the radially inner periphery of the adjacent flange 5012 A part of the side is connected by a magnetic connection portion 5011.
  • the adjacent flange portions 5012 of each tooth 501 are connected by the connecting portion 5011 at a part near the inner periphery in the radial direction, so that the inner periphery on the rotor 503 side of the stator core 401 can be obtained.
  • connection between the flanges becomes a path for magnetic flux, and the inductance Ld of the rotor d-axis increases, so that the effect of field weakening control can be strengthened and voltage saturation can be reduced. Therefore, the high rotational torque of the motor can be improved.
  • the rotor has a rotor core made of a magnetic material and a permanent magnet for generating eight field magnets installed on the rotor core.
  • a rotation shaft is provided at the center of the rotor core.
  • the permanent magnet is arranged inside the rotor core, but the permanent magnet may be arranged on the surface of the rotor core as shown in FIG. 6.
  • the armature winding 402 has six phases (U 1, V 1, W 1, U 2, V 2, W 2) in 48 slots 502 provided in the stator core 401.
  • 402 is divided into one group (U1, V1, W1) and two groups (U2, V2, W2) and wound around a plurality of teeth 501.
  • FIG. 7 is a cross-sectional view showing a winding method of the multi-phase winding AC motor of FIG. 5, and the symbols “+” and “ ⁇ ” in each winding indicate that the winding polarities are opposite to each other. Is shown.
  • Each winding is inserted into the slot 502 in which the armature winding 402 is inserted by the same number of turns.
  • the armature windings 402 in each group are connected to each other, but the first group of armature windings (first winding group) and the second group of armature windings (second winding group) are connected. They are electrically separated.
  • the method of winding the armature winding across a plurality of teeth in this way is generally called distributed winding, and normally the harmonic component of the magnetomotive force of the armature winding is reduced. An effect of reducing pulsation can be obtained.
  • the electrical angle of the second winding group in the circumferential direction of the pair of the N pole and the S pole of the rotor is 360 ° relative to the first winding group, It has an electrical phase difference of an electrical angle of 30 °.
  • the angle of the pair of rotor N-pole and S-pole in the circumferential direction is an electrical angle of 360 °, the whole-pitch winding has a coil pitch of 180 °.
  • these winding groups are respectively connected by Y or ⁇ connection as shown in FIG.
  • FIG. 8 is a circuit diagram showing a motor driving method and motor driving apparatus for a multiplex multiphase winding AC motor according to the first embodiment for carrying out the present invention.
  • the six-phase (U1, V1, W1, U2, V2, W2) armature winding of the multiplex multiphase winding AC motor is connected to the first inverter (motor driving device) 1 (81).
  • U1 and U1 'and U2 are connected to the three-phase terminals (U1', V1 'and W1'), and the three-phase terminals (U2 ', V2' and W2 ') of the second inverter (motor drive device) 2 (82).
  • U2 ′, V1 and V1 ′, V2 and V2 ′, W1 and W1 ′, and W2 and W2 ′ are connected to each other.
  • the first inverter (motor drive device) 1 (81) and the second inverter (motor drive device) 2 (82) are arranged inside an ECU (Electronic Control Unit) 8.
  • the ECU 8 may be configured to be integrated with the motor or may be a separate type. However, when the motor 4 and the ECU 8 are separated from each other in the configuration of FIG. 8, it is necessary to provide six connection lines between the motor 4 and the ECU 8, and the length, length, and disadvantage are disadvantageous. However, as shown in FIG. 4, in the case of the integrated type in which the motor 4 and the ECU 8 are assembled together, the six connecting lines may be short, which is advantageous in terms of size, cost, and weight. As illustrated in FIG.
  • the ECU 8 is assembled integrally with the motor 4 via a heat sink 841, and includes a control board 842 on which the main functional parts of the ECU are mounted, a switching element 843 constituting a double inverter described later, An intermediate member 844, a case 845, and the like are included.
  • the heat sink 841 is equipped with a sensor unit 412 composed of a magnetic sensor 847 corresponding to the sensor permanent magnet 846 attached to the rotating shaft 408, a sensor substrate 848, etc., and the output of the sensor unit 413 is supported. It is sent to the main functional part of the ECU on the control board 842 via the connection member 850 supported by the part 849.
  • Reference numerals 851 and 852 denote connectors 1, 2 and 853, respectively.
  • FIG. 1 is a connection diagram of armature windings of a motor having a double three-phase winding.
  • FIG. 1A shows a ⁇ connection.
  • Fig. 1 (b) shows the Y connection.
  • the present invention can be applied to both ⁇ connection and Y connection.
  • An equivalent circuit of the U1 phase of the first group and the U2 phase of the second group can be expressed as shown in FIG.
  • vu represents each terminal voltage of the winding
  • iu represents current
  • R represents resistance
  • ve represents induced voltage
  • lm represents leakage inductance
  • M represents mutual inductance
  • the subscript 1 or 2 represents the primary side or The secondary side is shown.
  • N is a turn ratio referred to as a transformer.
  • lm and M are different from values used in normal motor control, and indicate the inductances between multiple two phases arranged in parallel.
  • n 1.
  • Equivalent circuit of V1 phase and V2 phase, W1 phase and W2 phase, U1 phase and V2 phase, U1 phase and W2 phase, V1 phase and U2 phase, V1 phase and W2 phase, W1 phase and U2 phase, W1 phase and V2 phase 2 is also the same as FIG. 2, and in the case of three-phase equilibrium, even if coordinate conversion is performed from the UVW three-phase to the rotor dq axis, the equivalent circuit on this dq axis is the same as the equivalent circuit shown in FIG. .
  • FIG. 3 shows a q-axis equivalent circuit in a block diagram format when coordinate transformation is performed on the rotor dq-axis two phases.
  • vq1 and vq2 are the q-axis voltages of the first group and the second group
  • iq1 and iq2 are the q-axis currents of the first group and the second group, respectively
  • Lq1 and Lq2 are the first group and the second group, respectively.
  • Ra1 and Ra2 are resistance components of windings of the first group and the second group
  • Mq12 and Mq21 are q-axes of mutual inductance of windings between the first group and the second group It is an ingredient.
  • s represents a differential operator of Laplace transform.
  • vq12 and vq21 are disturbance voltages superimposed on the first group and the second group due to mutual inductance between the first group and the second group, respectively.
  • FIG. 3 shows an equivalent circuit on the rotor q-axis, but the equivalent circuit on the rotor d-axis has the same configuration. Since the disturbance voltage is proportional to the differential value s, which is the control response frequency of the current, it increases as the current is controlled at high speed by motor control, making it difficult to control the motor to offset torque pulsation at a high response frequency. . In particular, when the magnetic core connecting portion is provided in the stator core, the magnetic permeability of the magnetic body is larger than that of air, so that the magnetic resistance of the air gap is locally reduced, and the mutual inductance is likely to be increased.
  • the resistance values of the windings, Lq1 and Lq2 are q-axis components of the self-inductances of the respective sets of the first winding group and the second winding group, and Mq12 is the first winding group and the second winding. It is a q-axis component of mutual inductance representing interference of windings in a group of wire groups.
  • the Laplace transform differential operator s is increased, and from the above formula, the disturbance value is substantially dependent on the magnetic coupling Mq12 / Lq1 or the magnetic coupling Mq21 / Lq2. It is clear.
  • the disturbance value increases.
  • the response of the current control system cannot be increased, and the controllability of the motor deteriorates.
  • the armature of the present embodiment may be considered as Mq12 / Lq1 ⁇ Mq21 / Lq2 because the first group winding and the second group winding are symmetrical structures. Therefore, the magnetic coupling will be described for Mq12 / Lq1.
  • path L the amount of magnetic flux in the path linked to the armature coil of the first group winding
  • path M a magnetic flux of a magnetic flux amount ⁇ M is generated in a path (hereinafter referred to as path M) interlinked with the armature coil of the second group winding.
  • the self-inductance Lq1 is the ratio of the q-axis component of ⁇ L to the rotor q-axis component of I1
  • the mutual inductance Mq12 is the ratio of the q-axis component of ⁇ M to the rotor q-axis component of I1
  • the magnetic coupling Mq12 / Lq1 is ⁇ M. / ⁇ L has a strong correlation.
  • the width b of the connecting portion 5011 is sufficiently smaller than the teeth 501 width t and the core back 91 width cb of the stator core, the flow of magnetic flux is greatly inhibited by the connecting portions in the paths L and M. . That is, when the inhibition amount of magnetic flux is expressed as magnetic resistance, the magnetic flux amounts ⁇ L and ⁇ M of the path L and the path M have a strong correlation with the magnetic resistance of the connection portion. Further, since the path L and the path M are different, the magnetoresistances affecting ⁇ M and ⁇ L are different. From the above, it can be said that the magnetic coupling Mq12 / Lq1 has a strong correlation with the magnetic resistance of each connection portion in the path L and the path M.
  • the magnetoresistance of the connecting portion varies depending on the amount of magnetic flux per unit cross-sectional area passing through the connecting portion due to the non-linear characteristic due to magnetic saturation of the magnetic material. Further, since the amount of magnetic flux per unit cross-sectional area passing through the connecting portion fluctuates due to fluctuations in the magnetic flux generated from the armature winding and the rotor due to the rotation of the motor, the magnetic resistance in the path L increases, and the magnetic resistance in the path M May decrease, ⁇ M / ⁇ L increases, and magnetic coupling Mq12 / Lq1 increases. However, it can be seen that when the amount of magnetic flux per unit cross-sectional area passing through the connecting portion increases, the magnetic resistance of the connecting portion becomes constant regardless of the amount of magnetic flux passing through the connecting portion due to magnetic saturation.
  • the cross-sectional area of the connection part can be reduced compared with the cross-sectional area when all the hook parts are connected. Therefore, the amount of magnetic flux per unit cross-sectional area of the connecting portion can be increased, and the connecting portion can be magnetically saturated and the magnetoresistance can be set to a constant value regardless of the amount of magnetic flux passing through the connecting portion. Therefore, it is possible to reduce the magnetic coupling without greatly changing the magnetic resistance, ⁇ L, and ⁇ M due to the fluctuation of the magnetic flux passing through the connecting portion due to the rotation of the motor.
  • FIG. 9 is an enlarged explanatory view of a part (three teeth) of the stator core 401 of FIG.
  • a part of the radial direction between the adjacent flange parts 5012 is connected by the magnetic connection part 5011, and when the radial width of the flange part 5012 is a, the diameter of the connection part 5011
  • the width b in the direction is smaller than the width a in the radial direction of the flange portion 5012.
  • the width b in the radial direction of the connecting portion 501 is smaller than the width a, the total area on the inner peripheral surface side of the connecting portion 5011 when all the connecting portions 5011 are connected is all connected to the flange portion 5012.
  • the flange portions 5012 are connected to each other by the connecting portion 5011 on the rotor 503 side of the stator core 401, but the position is not limited to this.
  • the radial width b of the connecting portion 5011 is sufficiently smaller than the circumferential width t of the teeth 501 of the stator core and the radial width cb of the core back 91.
  • the number of the connecting portions 5011, 5011,... Is the same as the number of slots 502, and the axial direction of the rotating shaft 408 of the stator core 401 (the rotating shaft) of the connecting portions 5011, 5011,.
  • the magnetic resistance between both ends 401E and 401E in the extending direction of 408 is substantially the same and larger than the magnetic resistance between the both ends 401E and 401E of the corresponding flange 5012.
  • connection portion 5011 having the width b can be increased, so that magnetic saturation occurs and the magnetic resistance of the connection portion 5011 can be increased.
  • the leakage magnetic flux leaking through the connection portion 5011 can be reduced, the magnetic coupling between the first winding group and the second winding portion can be reduced, and the controllability can be improved.
  • FIG. 22 is a graph showing 1 / (Mq12 / Lq1) of one group when the width b of the connecting portion 5011 is changed with respect to the width a of the flange portion 5012. However, the figure also shows the self-inductance Ld1 component that affects the effect of the field weakening control described above.
  • connection strength of the stator core 401 is improved to reduce the vibration of the motor 4, and the armature winding 402 is prevented from jumping out of the stator core 401.
  • the cogging torque and torque pulsation can be reduced by reducing the harmonic component of slot permeance, and the high rotational torque of the motor can be improved by improving the inductance of the rotor d-axis.
  • the magnetic resistance of the connecting portion 5011 can be adjusted by connecting a part of the radial direction between the adjacent flange portions 5012 to reduce the magnetic coupling in the armature 5 sharing the magnetic path. Effects can be obtained. Therefore, the response of the current control system can be increased, and the controllability of the motor can be improved.
  • FIG. 10A is an explanatory diagram of a configuration in which the shape of the complex of the flange portion 5012 and the connection portion 5011 is stepped. In the drawing, a part of the cross-sectional shape of the motor is enlarged to help understanding.
  • Armature winding 402 is housed in slot 502 of stator core 401 having core back 91, teeth 501, and slot 502.
  • FIG. 10A four coils of armature windings a1, a2, a3, and a4 of the same phase are housed in the slot 502.
  • a member for insulation is required between the armature winding 4 and the slot, but it is omitted in the figure.
  • a flange portion 5012 is provided at the magnetic pole portion at the tip on the inner peripheral side of the tooth 501, and the adjacent flange portions 5012 are connected by a connection portion 5011.
  • the connection part 5011 is made of a magnetic material. For example, it is created by punching a magnetic steel sheet with a die so as to be integrated with the flange 5012.
  • the rotor 503 is provided with a permanent magnet 411 and a rotor core 108.
  • the outer diameter 11R of the rotor 503 is the radius Rout.
  • Rout When there is a metal pipe for preventing the permanent magnet 411 from scattering, the radius Rout including the pipe is defined.
  • Rout is defined by the outermost diameter of the rotor core 108.
  • the outline of the complex of the flange part 5012 and the connection part 5011 has a step-like shape 501112S. Further, the gap length g1 between the connecting portion 5011 and the rotor 503 is the same as the gap length g2 between the flange portion 5012 and the rotor 503. As described above, the stepped shape 501112S allows a portion having a uniform distance between the adjacent flange portions 5012 to be formed. For this reason, if the connection portion 5011 is magnetically saturated, the leakage magnetic flux generated between the adjacent flange portions 5012 can be reduced.
  • FIG. 10B is an explanatory diagram of a configuration in which the shape of the complex of the flange portion 5012 and the connection portion 5011 is a curved shape 501112R.
  • An armature winding 402 is accommodated in a slot 502 of a 401 stator core having a core back 91, a tooth 501 and a slot 502.
  • four coils of armature windings b 1, b 2, b 3, b 4 of the same phase are accommodated in the slot 502.
  • a member for insulation is required between the armature winding and the slot, but it is omitted in the figure.
  • a flange portion 5012 is provided at the magnetic pole portion at the tip on the inner peripheral side of the tooth 501, and the adjacent flange portions 5012 are connected by a connection portion 5011.
  • the connection part 5011 is made of a magnetic material.
  • the connecting portion 5011 is created by punching out a magnetic steel sheet with a die so as to be integrated with the flange portion 5012.
  • the rotor 503 is provided with a permanent magnet 411 and a rotor core 108.
  • the outer diameter of the rotor 503 is the radius Rout. When there is a metal pipe for preventing the permanent magnets from scattering, the radius Rout is defined including the pipe. When a permanent magnet is embedded in the rotor core, Rout is defined by the outermost diameter of the rotor core.
  • the contour of the composite body of the flange portion 5012 and the connection portion 5011 is a curved shape 501112R that is convex toward the inner diameter side.
  • the stator core 401 can be configured with a curved surface having no corners and a large curvature.
  • the armature winding b1 has a cross-sectional shape that follows a curve 501112R that is convex toward the inner diameter side. In this way, the space factor of the armature winding 402 in the slot 502 can be increased, the resistance can be lowered, the motor efficiency is improved, and the output is improved.
  • the contour of the complex of the flange portion 5012 and the connecting portion 5011 is a curved shape 501112R that is convex toward the inner diameter side, but the same effect can be obtained even when the trapezoidal shape has a narrow inner diameter side.
  • the gap length g1 of the gap between the connection portion 5011 and the rotor 503 in the connection portion 5011 is the same as the gap length g2 of the gap between the flange portion 5012 and the rotor 503 in the flange portion 5012. Yes.
  • the effect that the permeance pulsation is small and the torque pulsation can be reduced becomes remarkable.
  • the rotor 503 has the rotor core 108 and the permanent magnet 411 that generates a field installed in the rotor core 108.
  • the rotor 503 has a field pole winding 111 for generating a field, or as shown in FIG. 12, the rotor core 108 is provided with a protrusion 121. Even if it is a reluctance type rotor or an induction machine, the same argument as above is valid.
  • the winding group has an electrical phase difference of 30 °
  • the 1-group winding and the 2-group winding are arranged in positions adjacent to each other.
  • the phase winding AC motor has been described, the phase difference between the winding groups, the position between the first group and the second group, the number of poles, and the number of slots are not limited. The same effects as described above can be obtained with respect to a multi-phase winding AC motor that is separated and that is driven by different motor driving devices.
  • a multi-phase winding AC motor having 2 m poles and 12 m slots, where m is an integer of 1 or more, is driven by two motors individually connected to the double three-phase winding group.
  • the double multiphase winding group has an electrical phase difference of 30 ° between the winding groups, and the first group winding and the second group winding are arranged adjacent to each other.
  • the armature winding has a winding pitch of full-pitch winding with an electrical angle of 180 °, and the two motor driving devices 81 and 82 provide a phase difference of 30 ° to the double multiphase winding group.
  • the armature winding 402 is described as being wound around a plurality of teeth 501, but the same applies to the case where the armature winding 402 is wound around one tooth 501 in a concentrated manner. The argument is established. Further, in the above description, the case where the winding pitch of the armature winding 402 is a full-pitch winding with an electrical angle of 180 ° has been described, but the same effect as described above can be obtained even when the electrical angle is other than 180 °. .
  • Embodiment 2 a stator core having a plurality of magnetic teeth and an armature winding comprising a plurality of multiphase winding groups wound around the teeth and housed in slots between the teeth are provided.
  • a multi-phase winding AC rotating electric machine comprising: an armature having an armature; and a rotor that is disposed relative to the armature via a magnetic gap and rotates about a rotation axis.
  • the connecting portion is provided on a part of a plurality of axial positions of the stator core corresponding to each of the slots, on the inner peripheral side of the corresponding slot, and the multiple polyphase The winding group of any one of the armature windings comprising the winding group It illustrates the case of multiple polyphase winding AC rotating electric machine, characterized in that said connecting portion is disposed also in the slot armature windings are accommodated.
  • FIG. 13 is an enlarged explanatory view of a part of the stator core of the multiple multiphase winding AC motor according to Embodiment 2 for carrying out the present invention.
  • the present embodiment only the configuration of the stator core 401 is different from that of the first embodiment, and a part between the adjacent flange portions 5012 is connected by a magnetic connection portion 5011, particularly in the direction of the rotation axis. It is partially connected (hereinafter referred to as the axial direction).
  • the connecting portion 5011 is finely divided in the axial direction (thickness d1, d2, d3, d4) as shown in FIG. 14, or the connecting width b in the radial direction is larger than the width a of the collar portion as shown in FIG. May be smaller. 13 to 15, the connecting portions 5011, 5011,... Arranged corresponding to each of a number of slots are arranged in the axial direction of the rotating shaft 408 of the stator core 401 (of the rotating shaft 408.
  • the magnetoresistance between both ends 401E and 401E in the extending direction (the magnetoresistance of the sum of d1 and d2 in FIG. 13, the magnetoresistance of the sum of d1, d2, d3, and d4 in FIGS. 14 and 15) is: It is substantially the same and is larger than the magnetic resistance between the both ends 401E and 401E of the corresponding flange 5012.
  • a part of the axial direction between the adjacent flange portions 5012 is connected by the magnetic connection portion 5011 as in the first embodiment, so that the connection strength of the stator core 401 is improved.
  • the magnetic coupling can be reduced as in the first embodiment, the response of the current control system can be increased and the controllability of the motor can be improved. Furthermore, fluctuations in motor self-inductance and mutual inductance due to rotation of the motor can be reduced, and controllability of the motor can be improved and torque pulsation can be reduced. Further, since only a part in the axial direction between the flange portions 5012 is connected by the connection portion 5011, the leakage magnetic flux in the armature that does not contribute to the torque can be reduced, and the torque can be improved.
  • FIG. 15 shows an example in which the contour of the complex of the flange portion 5012 and the connection portion 5011 is stepped, but the present invention is not limited to this.
  • the curve may be a convex curve on the inner diameter side as shown in FIG. Even in this case, the same effects as those described in the first embodiment can be obtained.
  • the radial width of the connecting portion 5011 is about half of the radial width of the flange portion 5012, the controllability is improved and the inductance is not lowered so much that the magnetic flux weakening control is effective and the motor The number of rotations of the (rotating electric machine) can be secured.
  • the connection part is arrange
  • the connecting portion is arranged over a part of the stator core in the axial direction, and is composed of a multiplex multiphase winding group.
  • the connection portion is arranged in the slot in which the armature winding of any winding group is housed.
  • FIG. 16 is an explanatory diagram showing the relationship between the stator core 401 and the rotor core 108 in the third embodiment.
  • the width a of the flange 5012 is larger than the gap width g of the gap between the stator core 401 and the rotor core 108, and the interval f between the flanges 5012 is smaller than the gap width g.
  • the magnetic flux generated in the armature 5 is mainly divided into the connection portion 5011 and the rotor 503, and the ratio of these is the magnetic resistance of the connection portion 5011, the stator core 401 and the rotor core 108.
  • the magnetic resistance of the magnetic gap between the stator core 401 and the rotor core 108 is characterized by being proportional to the gap width g.
  • the magnetic resistance when the connection portion 5011 is saturated depends on the width a of the flange portion 5012 and the interval f between the flange portions 5012.
  • the width a of the flange portion 5012 is large, and the interval f between the flange portions 5012 is large. The smaller it gets, the smaller it gets. That is, when the gap width g is constant, if the width a of the flange portion 5012 is large and the interval f between the flange portions 5012 is small, the magnetic resistance of the connection portion 5011 is between the stator core 401 and the rotor core 108. Therefore, the magnetic flux flowing from the flange portion 5012 of the stator core 401 to the adjacent flange portion 5012 side can be relatively increased.
  • the width a of the flange portion 5012 is made larger than the gap width g, and the interval f between the flange portions 5012 is made smaller than the gap width g, so that the amount of magnetic flux in the connection portion 5011 can be increased.
  • the magnetic resistance of the connection part 5011 can be made constant regardless of the amount of magnetic flux, and fluctuations due to the rotation of the motor in the magnetic coupling and inductance are reduced. It becomes possible to do.
  • the width a of the flange 5012 is made larger than the gap width g and the interval f between the flanges 5012 is made smaller than the gap width g, but the width a of the flange 5012 is made larger than the gap width g.
  • the same effect as described above can be obtained only when the interval f between the flange portions 5012 is made smaller than the gap width g.
  • FIG. FIG. 17 is an enlarged explanatory view of a part of the stator core of the multiplex multiphase winding AC motor according to Embodiment 4 for carrying out the present invention.
  • the connection position between the adjacent flange portions 5012 is different in the circumferential direction.
  • the total axial thickness of the connection portion 5011 is smaller than the total axial thickness of the flange portion 5012 in the overall axial length of the stator core 401 configured by stacking magnetic thin plates.
  • the rotating shaft 408 of the stator core 401 of each of the connection portions 5011, 5011 is substantially the same and larger than the magnetic resistance between the both ends 401E and 401E of the corresponding flange 5012. .
  • connection positions between the adjacent flanges 5012 are different in the circumferential direction, the harmonic component of the slot permeance of the slot 502 varies depending on the connection position.
  • FIG. FIG. 18 is an enlarged explanatory view of a part of the stator core of the multiplex multiphase winding AC motor according to the fifth embodiment for carrying out the present invention.
  • the configuration of the stator core 401 is different from that in the first embodiment, and a thin plate having a connection portion 5011 for connecting a part between adjacent flange portions 5012 with a magnetic body, and a connection portion are provided.
  • the thin plate which does not have is laminated
  • part of the adjacent flange portions 5012 are connected by the magnetic connection portion 5011 as in the first to fourth embodiments, so that the connection strength of the stator core 401 is improved.
  • the magnetic coupling can be reduced as in the first to fourth embodiments, the response of the current control system can be increased, and the controllability of the motor can be improved. Furthermore, the fluctuation of the inductance due to the rotation of the motor when the rotor rotates can be reduced, the controllability of the motor can be improved, and the torque pulsation can be reduced. Moreover, since only a part between the flanges is connected, the leakage magnetic flux in the armature that does not contribute to the torque can be reduced, and the torque can be improved.
  • FIG. 19 is an explanatory diagram showing the flow of magnetic flux in the connecting portion 5011 in the present embodiment.
  • the path A passing through the gap between the flange parts 5012 and the path B passing through the connection part 5011 between the flange parts 5012 are two. It flows in two routes. This is because the thin plate used as the armature of the present embodiment has a coating on the surface, so that the magnetic resistance in the laminating direction of the thin plate is larger than the magnetic resistance in the surface direction of the thin plate.
  • the magnetic resistance depends on the amount of magnetic flux, whereas the magnetic resistance of the path A passing through the gap between the flanges 5012 passes through the gap. Therefore, it is constant regardless of the amount of magnetic flux. Therefore, in this embodiment, since there is a magnetic flux passing through the path A, the magnetic resistance is constant regardless of the amount of magnetic flux as compared with the case where only the path B is passed. Accordingly, since the magnetic resistance when the magnetic flux amount of the connecting portion 5011 fluctuates due to the rotation of the motor can be made closer to a constant value, the fluctuation due to the rotation of the motor in the magnetic coupling, the motor self-inductance and the mutual inductance is reduced. be able to. In FIG. 20, the thickness in the axial direction of the collar portion is c, and the maximum value of the continuous laminated thickness of the thin plates not having the connecting portion is h.
  • FIG. 20 is an explanatory diagram showing an example of the present embodiment.
  • FIG. 20C a case where a plurality of thin plates not having a connection portion are continuously stacked.
  • the magnetic flux along the path A in FIG. 19 is relatively larger than that in the case where a plurality of thin plates not having the connection portion 5011 are continuously stacked as shown in FIG.
  • a thin plate (FIG. 20B) having a connection portion 5011 for connecting a part between adjacent flange portions 5012 with a magnetic material, and a thin plate having no connection portion 5011 ( 20 (c)) is laminated, and the lamination position in the axial direction of the thin plate is adjusted, so that it is possible to obtain a unique effect that the magnetic coupling can be further reduced while improving the high rotational torque of the motor. .
  • FIG. 21 is a diagram showing an electric power steering device in which assist torque is generated by the multi-phase winding AC motor according to the first to fifth embodiments.
  • a driver in the passenger compartment rotates the steering wheel 2101 left and right to steer the front wheel 2102.
  • Torque detection means 2103 detects the steering torque of the steering system and outputs the detected torque to control means 2104.
  • the control means 2104 calculates a voltage command so that the multi-phase winding AC motor 2105 generates a torque that assists the steering torque of the steering system, and outputs it to the voltage applying means 2106.
  • the voltage applying means 2106 applies a voltage to the multiplex multiphase winding AC motor 2105 based on the voltage command, and the multiplex multiphase winding AC motor 2105 generates a torque assisting the steering torque via the gear 2107.
  • the torque pulsation and cogging torque of the multiple multi-phase winding AC motor 2105 are reduced, which is felt when the steering wheel is steered.
  • the pulsation can be reduced to improve the driver's steering feeling, and the sound during steering can be reduced.
  • the vibration of the motor 2105 is reduced, it is possible to reduce the sound transmitted to the passenger compartment and improve the quietness of the passenger compartment.
  • the electric power steering device can be reduced in size and weight, rated torque required for end-to-end steering, and high required for emergency avoidance. Rotational torque can be improved.
  • Embodiments 1 to 6 of the present invention have the following characteristics.
  • a stator core having a plurality of magnetic teeth, an armature having a multi-phase winding group wound around the teeth, and the armature and a magnetic gap are relatively disposed.
  • Each of the plurality of teeth includes a collar portion at the magnetic pole portion at the tip portion on the rotor side, and the stator core is The magnetic resistance between the both ends in the axial direction of the rotating shaft of the stator core of each of the connecting portions has a magnetic connecting portion that connects the adjacent flange portions in each magnetic pole portion of the plurality of teeth.
  • connection portion Since only a part between the flange portions is connected, the connection portion is saturated by the magnetic flux generated by the armature or the rotor, and the interference voltage between the winding groups is reduced. Therefore, the response of the current control system is improved and torque pulsation due to the pulsating component of the current is reduced.
  • connection strength of the stator core can be improved and the vibration of the motor can be reduced.
  • Cogging torque and torque pulsation can be reduced.
  • D Since only a part between the flanges is connected, the leakage magnetic flux in the armature that does not contribute to the torque can be reduced, and the torque can be improved.
  • Feature 2 A multi-phase winding AC rotary electric machine having feature 1, wherein the stator core has a slot for accommodating the armature winding between each of the teeth.
  • the first armature winding is composed of two sets of three-phase windings, and the first armature winding is supplied with current from a first inverter, and the second armature winding The armature winding is supplied with current from the second inverter, the first armature winding is U1, V1, W1, and the second armature winding is U2, V2, W2 phase.
  • U1 phase and U2 phase windings are housed in the slots adjacent to each other, V1 phase and V2 phase windings are housed in the slots adjacent to each other, W1 phase and W2 phase Each winding is housed in a slot adjacent to each other, and the phases of the currents flowing through the two sets of three-phase windings are not more than an electrical angle of 20 degrees or more and 40 degrees or less.
  • This is a multi-phase winding AC rotating electrical machine characterized by being driven by a reluctance torque while ensuring the controllability of the motor motor (rotating electrical machine) and increasing the output of the motor (rotating electrical machine). At the same time, sixth-order torque ripple can be reduced.
  • Feature 3 Multiple multiphase winding AC rotary electric machine having feature 1 or feature 2, wherein the connecting portion has a radial width smaller than a radial width of the flange portion.
  • This is an AC rotating electric machine and has the following effects A, D and F.
  • A Since the connection area between the flanges is reduced, the connection part is saturated by the magnetic flux generated by the armature and the rotor, and the interference voltage between the winding groups is reduced. Therefore, the response of the current control system is improved and torque pulsation due to the pulsating component of the current is reduced.
  • Feature 4 A multiplex multiphase winding AC rotating electrical machine having the feature 3 wherein the radial width of the connecting portion is half the radial width of the flange portion. Since this is a rotating electric machine, the controllability is improved and the inductance does not decrease so much, so that the flux-weakening control is effective and the rotation speed of the motor can be secured.
  • Feature 5 In the multi-phase winding AC rotating electric machine having any one of features 1 to 4, the shape of the connection portion and the flange portion provided between the adjacent teeth is stepped. The gap length of the gap between the rotor and the connection portion in the connection portion is the same as the gap length between the rotor and the flange portion in the flange portion.
  • the multi-phase winding AC rotating electric machine has a step-like shape, so that a portion having a uniform distance between adjacent flanges can be formed. For this reason, if the connection part is magnetically saturated, the leakage magnetic flux which generate
  • the shape of the connecting portion and the flange portion provided between the adjacent teeth is convex toward the inner diameter side. It is a shape having a portion constituted by a curved surface, and the gap length of the gap between the connection portion and the rotor in the connection portion is a gap between the flange portion and the rotor in the flange portion.
  • a multi-phase winding AC rotating electric machine characterized by having the same gap length as the gap between the gap length in the connecting portion and the gap length in the flange portion in addition to the effect of the feature 3 Are the same, and the effect that the pulsation of permeance is small and the torque pulsation can be reduced becomes remarkable.
  • stator core can be configured with a curved surface having a large curvature and no corners as compared with the case where the shape of the flange portion and the connection portion is stepped, the life of the mold is long. There is. In addition, the space factor in the slots of the armature winding can be increased.
  • the stator core has the connecting portions at a plurality of locations over the entire length in the axial direction.
  • a multi-phase winding AC rotating electrical machine characterized in that the total thickness in the axial direction of the connecting portion is smaller than the total thickness in the axial direction of the flange portion, and the following effects A, D, and F Play.
  • connection area between the flanges Since the connection area between the flanges is reduced, the leakage magnetic flux in the armature that does not contribute to the torque can be reduced, and the torque can be improved.
  • connection area between the flanges Since the connection area between the flanges is reduced, the connection part is saturated by the magnetic flux generated by the armature and the rotor, and the fluctuation of the inductance due to the rotation of the motor (rotary electric machine) when the rotor rotates is reduced. Controllability of the motor (rotating electric machine) can be improved and torque pulsation can be reduced.
  • Feature 8 In the multi-phase winding AC rotary electric machine having any one of features 1 to 7, the rotor has a rotor core, and the radial width of the flange portion is determined by the stator.
  • the multi-phase winding AC rotating electrical machine is characterized in that it is larger than the width of the magnetic gap between the iron core and the rotor core, and has the following effects A and F. [A] Since the magnetic flux in the armature increases, the connection portion is further saturated by the magnetic flux generated by the armature and the rotor, and the interference voltage between the winding groups is further reduced. Accordingly, the response of the current control system is improved, and torque pulsation due to the pulsation component of the current is further reduced.
  • connection portion is further saturated by the magnetic flux generated by the armature and the rotor, and the fluctuation of the inductance due to the rotation of the motor when the rotor rotates is further reduced. Controllability can be improved and torque pulsation can be reduced.
  • Feature 9 In the multi-phase winding AC rotary electric machine having feature 8, the distance between the adjacent flanges is smaller than the width of the magnetic gap between the stator core and the rotor core.
  • the multi-phase winding AC rotating electric machine having the following effects A and F is obtained. [A] Since the magnetic flux in the armature increases, the connection portion is further saturated by the magnetic flux generated by the armature and the rotor, and the interference voltage between the winding groups is further reduced. Accordingly, the response of the current control system is improved, and torque pulsation due to the pulsation component of the current is further reduced.
  • connection portion is further saturated by the magnetic flux generated by the armature and the rotor, and the fluctuation of the inductance due to the rotation of the motor when the rotor rotates is further reduced. Controllability can be improved and torque pulsation can be reduced.
  • Feature 10 In the multiplex multiphase winding AC rotating electric machine having any one of features 1 to 9, the plurality of connection portions in the axial total length of the stator core are connected positions between the adjacent flange portions.
  • the multi-phase winding AC rotating electric machine is characterized in that it is composed of two or more types of connecting portions having different values, and can cancel cogging torque and harmonic components of torque pulsation.
  • the armature has the connection portion that connects a part between the adjacent flange portions with a magnetic material.
  • a multi-phase winding AC rotating electrical machine characterized in that a thin plate and a thin plate not having the connecting portion are laminated, and has the following effects A and F.
  • Feature 12 A multiplex multiphase winding AC rotating electrical machine having the feature 11, wherein a plurality of the thin plates not having the connecting portion are continuously stacked. And has the following effects A and F.
  • A By adopting a structure in which two or more thin plates having no connection portion are laminated, the magnetic flux in the axial direction can be further reduced, and the amount of magnetic flux passing through the slot open (path A) is increased. Therefore, the interference voltage between the winding groups is further reduced. Accordingly, the response of the current control system is improved, and torque pulsation due to the pulsation component of the current is further reduced.
  • Feature 13 A multiplex multiphase winding AC rotating electric machine having any one of features 1 to 12, and integrally having a plurality of motor drive devices connected individually corresponding to the multiplex multiphase winding group This is a multi-phase winding AC rotating electric machine characterized by this, and since the connecting line connecting the armature winding and the inverter may be short, the size, cost and weight are advantageous.
  • a multiplex multiphase winding AC rotating electric machine having any one of features 1 to 13 is a multiplex multiphase winding AC motor, and assist torque is generated by the multiplex multiphase winding AC motor.
  • This is an electric power steering device, which can reduce the torque pulsation of the multi-phase winding AC motor, improve the steering feeling of the driver, and improve the quietness of the vehicle equipped with the electric power steering.
  • each embodiment can be appropriately modified, omitted, or combined within the scope of the invention.
  • symbol shows the same or an equivalent part.

Landscapes

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Abstract

　複数個の磁性のティースを備える固定子鉄心と前記ティースに巻回される多重の多相巻線群を有する電機子と前記電機子と磁気的空隙を介して相対的に配置されている回転子とを備えた多重多相巻線交流回転電機であって、固定子鉄心は、前記複数個のティースの各々の磁極部における隣接する前記鍔部間を接続する複数の磁性の接続部を有し、これら接続部は、スロットの各々に対応して当該対応するスロットの内周側に設けられ、接続部の径方向の幅は、ティースの周方向の幅および鍔部の径方向の幅の何れよりも小さいことから、片群巻線に通電することによって発生する磁束がもう片群の巻線に鎖交して発生する電圧が有効に抑制される。

Description

多重多相巻線交流回転電機および電動パワーステアリング装置
　この発明は、例えば車等のパワーステアリング用のモータ等に使用される多重多相巻線交流回転電機、特にその固定子である電機子の構造、および電動パワーステアリング装置に関するものである。
　特許文献１のように多相巻線と前記多相巻線を駆動するインバータで構成される多相巻線群を一つの交流モータ内に複数群有する多重多相モータ構造がある。
　また、特許文献２のように、コギングトルクの低減を図る永久磁石モータがある。
特開平７－２６４８２２号公報 特許第４４７６２０２号公報
　多重多相巻線の交流回転電機において、特許文献２のように固定子鉄心の隣り合うティース間を単に接続した場合、複数群の多相巻線群が近接して配置されていると、前記接続部を介して１つの多相巻線群の作る磁束が他の多相巻線群に鎖交することで、前記の他の多相巻線群に電圧を生じさせる。これは他の多相巻線群のインバータで通電するための印加電圧に外乱として重畳することとなるので、互いの多相巻線群により生じるトルク脈動を逆位相にして相殺するモータ制御がより難しくなるという課題がある。
　この発明はこのような課題を解決するためになされたもので、複数個の磁性のティースを備える固定子鉄心と前記ティースに巻回される多重の多相巻線群を有する電機子と前記電機子と磁気的空隙を介して相対的に配置されている回転子とを備えた多重多相巻線交流回転電機において片群巻線に通電することによって発生する磁束がもう片群の巻線に鎖交して発生する電圧を有効に抑制することを目的とするものである。
　この発明に係る多重多相巻線交流回転電機は、複数個の磁性のティースを備える固定子鉄心と前記ティースに巻回され前記ティースの相互間のスロットに収められた多重の多相巻線群からなる電機子巻線を有する電機子と前記電機子と磁気的空隙を介して相対的に配置されて回転軸を中心に回転する回転子とを備えた多重多相巻線交流回転電機であって、前記複数個のティースの各々は、前記回転子側の先端部の磁極部に鍔部を備え、前記固定子鉄心は、前記複数個のティースの各々の磁極部における隣接する前記鍔部間を接続する磁性の接続部を有し、前記接続部は、前記スロットの各々に対応して当該対応する前記スロットの内周側に設けられ、前記接続部の径方向の幅は、前記ティースの周方向の幅および前記鍔部の径方向の幅の何れよりも小さいことから、片群巻線に通電することによって発生する磁束がもう片群の巻線に鎖交して発生する電圧が有効に抑制される。
　また、他の発明に係る多重多相巻線交流回転電機は、複数個の磁性のティースを備える固定子鉄心と前記ティースに巻回され前記ティースの相互間のスロットに収められた多重の多相巻線群からなる電機子巻線を有する電機子と前記電機子と磁気的空隙を介して相対的に配置されて回転軸を中心に回転する回転子とを備えた多重多相巻線交流回転電機であって、前記複数個のティースの各々は、前記回転子側の先端部の磁極部に鍔部を備え、前記固定子鉄心は、前記複数個のティースの各々の磁極部における隣接する前記鍔部間を接続する磁性の接続部を有し、前記接続部は、前記スロットの各々に対応して前記固定子鉄心の軸方向の複数箇所の一部に、対応する前記スロットの内周側に設けられ、前記多重の前記多相巻線群からなる前記電機子巻線のいずれの巻線群の前記電機子巻線が納められている前記スロットにおいても前記接続部が配置されていることから、全ての巻線群の磁気回路のバランスとインダクタンスのバランスが良好となるため、巻線群間の電流のアンバランスが小さくなり、トルクリップルが小さくなって、その結果として振動騒音が小さくなる。
　この発明によれば、複数個の磁性のティースを備える固定子鉄心と前記ティースに巻回され前記ティースの相互間のスロットに収められた多重の多相巻線群からなる電機子巻線を有する電機子と前記電機子と磁気的空隙を介して相対的に配置されて回転軸を中心に回転する回転子とを備えた多重多相巻線交流回転電機であって、前記複数個のティースの各々は、前記回転子側の先端部の磁極部に鍔部を備え、前記固定子鉄心は、前記複数個のティースの各々の磁極部における隣接する前記鍔部間を接続する磁性の接続部を有し、前記接続部は、前記スロットの各々に対応して当該対応する前記スロットの内周側に設けられ、前記接続部の径方向の幅は、前記ティースの周方向の幅および前記鍔部の径方向の幅の何れよりも小さいことから、片群巻線に通電することによって発生する磁束がもう片群の巻線に鎖交して発生する電圧を有効に抑制することができ、巻線群間の干渉電圧が有効に低減され、電流制御系の応答が向上して電流の脈動成分に起因するトルク脈動が有効に低減する。
　また、他の発明によれば、複数個の磁性のティースを備える固定子鉄心と前記ティースに巻回され前記ティースの相互間のスロットに収められた多重の多相巻線群からなる電機子巻線を有する電機子と前記電機子と磁気的空隙を介して相対的に配置されて回転軸を中心に回転する回転子とを備えた多重多相巻線交流回転電機であって、前記複数個のティースの各々は、前記回転子側の先端部の磁極部に鍔部を備え、前記固定子鉄心は、前記複数個のティースの各々の磁極部における隣接する前記鍔部間を接続する磁性の接続部を有し、前記接続部は、前記スロットの各々に対応して前記固定子鉄心の軸方向の複数箇所の一部に、対応する前記スロットの内周側に設けられ、前記多重の前記多相巻線群からなる前記電機子巻線のいずれの巻線群の前記電機子巻線が納められている前記スロットにおいても前記接続部が配置されていることから、全ての巻線群の磁気回路のバランスとインダクタンスのバランスが良好となるため、巻線群間の電流のアンバランスが小さくなり、トルクリップルが小さくなって、その結果として振動騒音が小さくなる。
本発明を実施するための実施の形態１における多重多相巻線交流モータの電機子巻線の接続方法を示す説明図。 本発明を実施するための実施の形態１における多重多相巻線交流モータの群間の電機子巻線の等価回路について示した説明図。 本発明を実施するための実施の形態１における多重多相巻線交流モータのｑ軸の回路構成を説明するための説明図。 本発明を実施するための実施の形態１における電動駆動装置の説明図。 本発明を実施するための実施の形態１における多重多相巻線交流モータの構成を示す断面図。 本発明を実施するための実施の形態１における多重多相巻線交流モータの構成の一例を示す断面図。 本発明を実施するための実施の形態１における多重多相巻線交流モータの電機子巻線の巻線パターンを示す断面図。 本発明を実施するための実施の形態１におけるモータ駆動装置の説明図。 本発明を実施するための実施の形態１における多重多相巻線交流モータの固定子鉄心を拡大した説明図である。 本発明を実施するための実施の形態１における鍔部と接続部の形状の説明図である。 本発明を実施するための実施の形態１における回転子の一例として、界磁を発生する界磁極巻線を有する場合を示した説明図である。 本発明を実施するための実施の形態１における回転子の一例として、界磁を利用しないリラクタンス型の回転子を示した説明図である。 本発明を実施するための実施の形態２における多重多相巻線交流モータの固定子鉄心を拡大した説明図である。 本発明を実施するための実施の形態２における接続部の一例として、接続部が軸方向に細かく分割されている場合を示した説明図である。 本発明を実施するための実施の形態２における接続部の一例として、接続部の径方向の接続幅bが鍔部の幅aよりも小さくなる場合を示した説明図である。 本発明を実施するための実施の形態３において固定子鉄心と回転子鉄心の関係を示した説明図である。 本発明を実施するための実施の形態４における接続部として、隣接する鍔部間の接続部の位置が円周方向で異なる場合を示した説明図である。 本発明を実施するための実施の形態５における多重多相巻線交流モータの固定子鉄心を拡大した説明図である。 本発明を実施するための実施の形態５において、１群巻線に電流を通電したときの図１８の拡大部の磁束の経路を示した説明図である。 本発明を実施するための実施の形態５において、接続部を有していない薄板が複数枚連続されて積層されている場合について説明した説明図である。 本発明を実施するための実施の形態６における電動パワーステアリング装置を示した説明図である。 インダクタンスと磁気カップリングの変化を示す説明図である。
実施の形態１．
　本実施の形態１は、複数個の磁性のティースを備える固定子鉄心と前記ティースに巻回され前記ティースの相互間のスロットに収められた多重の多相巻線群からなる電機子巻線を有する電機子と前記電機子と磁気的空隙を介して相対的に配置されて回転軸を中心に回転する回転子とを備えた多重多相巻線交流回転電機であって、前記複数個のティースの各々は、前記回転子側の先端部の磁極部に鍔部を備え、前記固定子鉄心は、前記複数個のティースの各々の磁極部における隣接する前記鍔部間を接続する磁性の接続部を有し、前記接続部は、前記スロットの各々に対応して当該対応する前記スロットの内周側に設けられ、前記接続部の径方向の幅は、前記ティースの周方向の幅および前記鍔部の径方向の幅の何れよりも小さいことを特徴とする多重多相巻線交流回転電機の一例を例示するものである。
　以下、この発明の実施の形態１を、車等のパワーステアリング用の多重多相巻線交流モータの場合を事例として、図１～図１２によって、「電動駆動装置の説明」、「ダブルインバータの説明」「課題の説明」、「外乱電圧の説明」、「発明の基本概念の説明」、「磁極の磁気抵抗部の説明１（階段状の形状）」、「磁極の磁気抵抗部の説明２（曲線状の形状）」、「補足説明」の順に説明する。
「電動駆動装置の説明」
　図４は電動駆動装置の事例を縦断側面図で例示する図で、この図４に例示のように、本実施の形態では、電動駆動装置は多重多相巻線交流モータと電子制御ユニットECU（Electronic　Control　Unit）とが一体となった構造が例示されている。
　図５は、本発明を実施するための実施の形態１における多重多相巻線交流モータの構成を、回転軸の延在方向に見た断面で例示する図である。
　まず、多重多相巻線交流モータ４を、その縦断側面の構造を図４によって説明する。
　多重多相巻線交流モータ（回転電機）４は電磁鋼板を積層して構成される固定子鉄心401と固定子鉄心に収められた電機子巻線402と固定子鉄心401を固定するフレーム403を有する。さらにフレーム403はモータの前面部に設けられたハウジング404とボルト405によって固定されている。ハウジング404には軸受けA（406）が設けられ、軸受けA（406）は軸受けB（407）とともに回転軸408を回転自在に支える。軸受けB（407）はフレーム403と一体あるいは別体に設けられた壁部409に支持されている。回転軸408には回転子鉄心410が圧入されていて、回転子鉄心410には永久磁石411が固定されている。
　次に、多重多相巻線交流モータを、その回転軸の延在方向に見た断面の構造を図５によって説明する。
　電機子５は、等間隔に配置され磁気的空隙長の方向に突出した４８個のティース501及びティース間に設けられた４８個のスロット502が形成された磁性体からなる固定子鉄心401と、この固定子鉄心401の４８個のスロット502に収容された電機子コイルと、電機子コイルが外部で一定のパターンで接続された電機子巻線402を有している。
　ここで、固定子鉄心401のティース501はそれぞれ磁気的空隙長の方向の先端部にティースから円周方向に突設した鍔部5012を備えており、また隣接する鍔部5012の径方向内周寄りの一部が磁性の接続部5011によって接続されている。このように各ティース501の相隣る鍔部5012間がそれら径方向内周寄りの一部で接続部5011によって接続された構造とすることによって、固定子鉄心401の回転子503側の内周の接続強度を向上してモータの振動を低減でき、さらに電機子巻線402の固定子鉄心401からの飛出しを防ぐといった効果が得られる。
　また、このように隣接する鍔部間を接続した場合、前記スロットの回転子側の開口部が無くなるので、コギングトルク、トルク脈動の原因となるスロットパーミアンスの高調波成分が低減でき、コギングトルク、トルク脈動を低減できる。
　さらに、前記のように鍔部間を接続することで接続部が磁束の経路となり回転子ｄ軸のインダクタンスＬｄが増加するため、弱め界磁制御の効果を強くすることが可能となり、電圧飽和を緩和できるので、モータの高回転トルクを向上できる。
　また、回転子は磁性体からなる回転子鉄心と、前記回転子鉄心に設置された８個の界磁を発生する永久磁石を有している。また、回転子鉄心の中心部には回転軸が備えられている。なお、図５では、回転子鉄心の内部に永久磁石を配置しているが、図６に示すように回転子鉄心の表面に永久磁石を配置してもよい。
　また、図６に示すように、電機子巻線402は、固定子鉄心401に設けられた４８個のスロット502に６相（Ｕ１、Ｖ１、Ｗ１、Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２）の電機子巻線402が１群（Ｕ１、Ｖ１、Ｗ１）及び２群（Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２）に分かれて複数個のティース501に跨って巻回されている。
　ここで、図７は図５の多重多相巻線交流モータの巻回方法を示した断面図であり、各巻線における記号「+」と記号「-」は、巻極性が互いに逆であることを示している。また各巻線は電機子巻線402を挿入するスロット502に同じ巻数だけ挿入されている。各群内の電機子巻線402は互いに接続されているが、１群の電機子巻線（第１巻線群）と２群の電機子巻線（第２巻線群）は接続されておらず電気的に分離されている。このように電機子巻線を複数個のティースに跨って巻回す方法は一般的には分布巻と呼ばれており、通常、電機子巻線の起磁力の高調波成分が低減するため、トルク脈動が低減するといった効果を得られる。
　さらに本実施の形態のブラシレスモータは、第１巻線群に対して第２巻線群は回転子のＮ極とＳ極のペアの円周方向に占める角度を電気角３６０°としたとき、電気角３０°の電気的な位相差を有している。また、回転子のＮ極とＳ極のペアの円周方向に占める角度を電気角３６０°としたとき、巻線のコイルピッチを１８０°とした全節巻となっている。またこれらの巻線群は図１に示すようにそれぞれＹまたはΔ結線で結線されており、２重化して配置されている。
「ダブルインバータの説明」
　図８は、本発明を実施するための実施の形態１における多重多相巻線交流モータのモータ駆動方法およびモータ駆動装置を示す回路図である。
　同図に示すように、多重多相巻線交流モータの６相（Ｕ１、Ｖ１、Ｗ１、Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２）の電機子巻線は、第１のインバータ（モータ駆動装置）１（81）の３相端子（Ｕ１´、Ｖ１´、Ｗ１´）、第２のインバータ（モータ駆動装置）２（82）の３相端子(Ｕ２´、Ｖ２´、Ｗ２´)にＵ１とＵ１´、Ｕ２とＵ２´、Ｖ１とＶ１´、Ｖ２とＶ２´、Ｗ１とＷ１´、Ｗ２とＷ２´同士が接続されている。第１のインバータ（モータ駆動装置）１（81）および第２のインバータ（モータ駆動装置）２（82）は、ＥＣＵ（Electronic　Control　Unit）８の内部に配置されている。
　ＥＣＵ８はモータと一体型となるように構成されていても別体型となっていてもよい。ただし、図８の構成でモータ４とＥＣＵ８とが別体型となっている場合にはモータ４とＥＣＵ８間の接続線を６本設ける必要があり、しかも長くなるためサイズ・コスト・重量とも不利となるが、図４に例示のようにモータ４とＥＣＵ８とを一体に組立てた一体型の場合には６本の接続線が短くてよいためサイズ・コスト・重量が有利となる。なお、ＥＣＵ８は図４に例示のように、ヒートシンク841を介してモータ４に一体に組立てられており、ＥＣＵの主機能部を搭載した制御基板842、後述のダブルインバータを構成するスイッチング素子843、中間部材844、ケース845、等で構成されている。また、ヒートシンク841には、回転軸408に装着されたセンサ用永久磁石846に対応する磁気センサ847、センサ基板848、等で構成されるセンサ部412が搭載され、センサ部413の出力は、支持部849に支持された接続部材850を介して制御基板842上のＥＣＵの主機能部に送られる。851，852はコネクタ１，コネクタ２、853は電源コネクタである。
「課題の説明」
　図１は２重３相巻線のモータの電機子巻線の結線の図である。図１（ａ）はΔ結線を示す。図１（ｂ）はＹ結線を示す．本発明はΔ結線，Ｙ結線どちらにも適用できる。
　第１群のＵ１相と第２群のＵ２相の等価回路は図２のように表すことができる。図２において、ｖuは巻線の各端子電圧、iuは電流、Ｒは抵抗、ｖｅは誘起電圧、ｌｍは漏れインダクタンス、Ｍは相互インダクタンスを表しており、添字の１または２は１次側または２次側を示している。またｎはトランスで言う巻数比である。なお、これらの値のうち、特にｌｍとＭは通常のモータ制御で用いる値とは異なり、並列して配置された多重の二相間のインダクタンスを示す。
　また、一般には、多重多相巻線交流モータでは並列する巻線の巻数は同じであるのでｎ　＝１である。Ｖ１相とＶ２相、Ｗ１相とＷ２相、Ｕ１相とＶ２相、Ｕ１相とＷ２相、Ｖ１相とＵ２相、Ｖ１相とＷ２相、Ｗ１相とＵ２相、Ｗ１相とＶ２相の等価回路も図２と同じであるので、三相平衡の場合、ＵＶＷ三相から回転子ｄｑ軸に座標変換を行っても、このｄｑ軸での等価回路は図２に示した等価回路と同じとなる。
　さらに回転子ｄｑ軸二相上に座標変換したときのｑ軸の等価回路をブロック図形式で表したものを図３に示す。図中でｖｑ１とｖｑ２　はそれぞれ第１群と第２群のｑ軸電圧、ｉｑ１とｉｑ２はそれぞれ第１群と第２群のｑ軸電流、Ｌｑ１とＬｑ２はそれぞれ第１群と第２群の巻線の自己インダクタンスのｑ軸成分、Ｒa１とＲa２は第１群と第２群の巻線の抵抗成分、Ｍｑ１２とＭｑ２１は第１群と第２群の間の巻線の相互インダクタンスのｑ軸成分である。ｓはラプラス変換の微分演算子を表す。ｖｑ１２とｖｑ２１はそれぞれ第１群と第２群の間の相互インダクタンスにより、第１群と第２群に重畳する外乱電圧である。
　なお、図３は回転子ｑ軸上の等価回路を示したものであるが、回転子ｄ軸上の等価回路も同様の構成である。
　外乱電圧は電流の制御応答周波数である微分値sに比例するため、モータ制御で電流を高速に制御しようとするほど大きくなるので、高い応答周波数でのトルク脈動を相殺するモータ制御が困難になる。
　特に固定子鉄心に磁性体の接続部を設けると、空気に比べて磁性体の透磁率が大きいので空隙の磁気抵抗が局所的に小さくなり、相互インダクタンスも大きくなりやすい。
「外乱電圧の説明」
　次に、本実施の形態における前記外乱電圧の影響について考える。ここで、図３より分かるように、前記多重化された巻線を有する多重多相巻線交流モータでは、外乱電圧が相互に作用して、電流制御系に対して外乱値iq1´、iq2´として作用する。
　外乱値iq1´、iq2´は、図３のｑ軸の等価回路のブロック図から、以下のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
 　ここで、ｉｑ１、ｉｑ２は第１巻線群、第２巻線群それぞれの群の巻線のｑ軸電流であり、Ｒa１、Ｒa２は第１巻線群、第２巻線群それぞれの群の巻線の抵抗値であり、Ｌｑ１、Ｌｑ２は第１巻線群、第２巻線群それぞれの組の巻線の自己インダクタンスのｑ軸成分であり、Ｍｑ１２は第１巻線群、第２巻線組群の巻線の干渉を表す相互インダクタンスのｑ軸成分である。
　以上より、電流制御の周波数が高くなった場合、ラプラス変換の微分演算子ｓが大きくなり、また上記の式より、外乱値はほぼ磁気カップリングＭｑ１２/Ｌｑ１もしくは磁気カップリングＭｑ２１/Ｌｑ２に依存することは明らかである。同磁気カップリングが大きくなった場合、外乱値が大きくなり、電流制御系の外乱が大きくなると電流制御系の応答を高くすることが出来ず、モータの制御性が悪化する。なお、本実施の形態の電機子は１群巻線、２群巻線が対称構造のため、Ｍｑ１２/Ｌｑ１≒Ｍｑ２１/Ｌｑ２と考えてもよい。よって、以後磁気カップリングはＭｑ１２／Ｌｑ１について述べる。
　ここで、本実施の形態の多重多相交流モータは、１群巻線に電流Ｉ１を通電すると、１群巻線の電機子コイルに鎖交する経路(以後、経路Ｌとする)において磁束量φＬの磁束が発生し、２群巻線の電機子コイルに鎖交する経路(以後、経路Ｍとする)において磁束量φＭの磁束が発生する。
　自己インダクタンスＬｑ１はＩ１の回転子ｑ軸成分に対するφＬのｑ軸成分の割合、相互インダクタンスＭｑ１２はＩ１の回転子ｑ軸成分に対するφＭのｑ軸成分の割合であり、磁気カップリングＭｑ１２／Ｌｑ１はφＭ／φＬに強い相関がある。
　本実施の形態では、接続部5011の幅ｂは固定子鉄心のティース501幅ｔやコアバック91幅ｃｂよりも十分小さいので、経路Ｌと経路Ｍでは接続部によって磁束の流れが大きく阻害される。すなわち、磁束の阻害量を磁気抵抗として表すと、経路Ｌと経路Ｍの磁束量φＬ、φＭは接続部の磁気抵抗に強い相関を持つ。また、経路Ｌと経路Ｍは異なるので、φＭとφＬに影響する磁気抵抗はそれぞれ異なる。以上より、磁気カップリングＭｑ１２／Ｌｑ１は経路Ｌ、経路Ｍにおけるそれぞれの接続部の磁気抵抗に強い相関があるといえる。
　ここで、接続部の磁気抵抗は、磁性体の磁気飽和による非線形特性から、接続部に通る単位断面積当たりの磁束量によって変化する。さらに、接続部を通る単位断面積当たりの磁束量は、モータの回転による電機子巻線や回転子から生じる磁束の変動によって変動するため、経路Ｌの磁気抵抗が大きくなり、経路Ｍにおける磁気抵抗が小さくなる場合があると、φＭ／φＬが増加し、磁気カップリングＭｑ１２／Ｌｑ１が増加する。ただし、接続部の磁気抵抗は、接続部に通る単位断面積あたりの磁束量が大きくなった場合、磁気飽和により磁気抵抗は接続部に通る磁束量によらず一定となることがわかる。
　本実施の形態では、隣接する鍔部間の一部を接続したので、接続部の断面積を鍔部を全て接続した場合の断面積と比較して低減することができる。従って、接続部の単位断面積当たりの磁束量を増加させることができ、接続部が磁気飽和して磁気抵抗を接続部に通る磁束量によらず一定の値とすることができる。よって、接続部に通る磁束のモータの回転による変動によって磁気抵抗やφＬ、φＭが大きく変動することなく、磁気カップリングを低減することが可能となる。また、本実施の形態ではφＬ、φＭがモータの回転により大きく変動することがないので、モータの自己インダクタンスや相互インダクタンスのモータの回転による変動を小さくすることが可能となる。通常、自己インダクタンスや相互インダクタンスがモータの回転により変動するとモータの制御パラメータが変動して制御が困難となったり、トルク脈動が生じたりするが、本実施の形態では上記インダクタンスのモータの回転による変動を低減することができるので、モータの制御性を向上したり、トルク脈動を低減できる。
「発明の基本概念の説明」
図９は図５の固定子鉄心401の一部（３ティース分）を拡大した説明図である。ここで、前述したように隣接する鍔部5012間の径方向の一部が磁性の接続部5011によって接続されており、鍔部5012の径方向の幅をａとしたとき、接続部5011の径方向の幅ｂは鍔部5012の径方向の幅ａよりも小さい。ここで、接続部501の径方向の幅ｂは幅ａよりも小さいので、全ての接続部5011を接続した場合の接続部5011の内周面側の総面積は、全て鍔部5012を接続した場合の鍔部5012の内周面側の総面積よりも小さい。ただし、図９では鍔部5012間が固定子鉄心401の回転子503側で接続部5011によって接続されているが、この位置に限るものではない。また、接続部5011の径方向の幅ｂは固定子鉄心のティース501の周方向の幅tやコアバック91の径方向の幅ｃｂよりも十分小さい。
　また、各前記接続部5011，5011，・・・はスロット502数と同数あり、各前記接続部5011，5011，・・・の、前記固定子鉄心401の前記回転軸408の軸方向（回転軸408の延在方向）の両端401E，401E間の磁気抵抗は、実質的に同じであり、且つ、対応する前記鍔部5012の前記両端401E，401E間の磁気抵抗より大きい。
　このような構成とすることで、幅ｂの接続部5011の磁束密度を高くすることができるため磁気飽和が発生し、接続部5011の磁気抵抗を高くすることができる。その結果、接続部5011を介して漏れる漏れ磁束が低減できるため、第１巻線群と第２巻線部の間の磁気カップリングを低減でき、制御性を高めることができるという効果が得られる。
　図２２は鍔部5012の幅ａに対して接続部5011の幅ｂを変えた場合の１群の1/(Ｍｑ１２/Ｌｑ１)を示したグラフである。ただし、同図には前述した弱め界磁制御の効果に影響する自己インダクタンスＬｄ１成分も記載している。
　また、同図では本実施の形態とは異なるが接続部5011と鍔部5012の幅が同じ場合（ｂ／a＝１.0）や接続部5011が無い場合（ｂ／a＝0.0）も比較のため記載しており、Ｌｄ１と1/(Ｍｑ１２/Ｌｑ１)は接続部5011と鍔部5012の幅が同じ場合（ｂ／a＝１.0）に対する割合で示している。この結果から、ｂ／ａが小さくなるにつれて1/(Ｍｑ１２/Ｌｑ１)が大きくなり、Ｌｄ１が小さくなっていく。これはすなわち，制御性が向上する反面、弱め磁束制御が効果を発揮しなくなりモータの回転数が低下することを示している。図２２より、おおよそｂ／ａ＝０．５のときにｂ／ａ＝１のときに比べて1/(Ｍｑ１２/Ｌｑ１)が向上するが、Ｌｄ１はあまり低下しない。すなわち制御性と回転数のバランスがとれたモータが得られることがわかる。
　さらに、隣接する鍔部5012間を接続することで、固定子鉄心401の接続強度を向上してモータ４の振動を低減したり、固定子鉄心401からの電機子巻線402の飛出しを抑制したり、スロットパーミアンスの高調波成分を低減してコギングトルク、トルク脈動を低減したり、回転子ｄ軸のインダクタンスを向上してモータの高回転トルクを向上できる。
　さらに、隣接する鍔部5012間の径方向の一部を接続することで接続部5011の磁気抵抗を調整して、磁路が共用した電機子５において磁気カップリングを低減することができるといった特別な効果が得られる。従って、電流制御系の応答を高くすることができ、モータの制御性を向上できる。
　さらに、回転子503が回転したときのインダクタンスの変動を低減することができ、モータの制御性の向上とトルク脈動の低減ができる。また、鍔部5012間の径方向の一部のみを接続したため、トルクに寄与しない電機子５内の漏洩磁束を低減することができ、トルクを向上できる。
「磁極の磁気抵抗部の説明１（階段状の形状）」
　図１０（ａ）は鍔部5012と接続部5011との複合体の形状が階段状になった構成の説明図である。図は理解を助けるためにモータの断面形状の一部を拡大して示している。
　コアバック91とティース501とスロット502とを有する固定子鉄心401のスロット502に電機子巻線402が納められている。図１０（ａ）では同じ相の電機子巻線a1，a2，a3，a4の４本のコイルがスロット502に納められている。電機子巻線4とスロットとの間に絶縁のための部材が必要であるが図では省略している。
　ティース501の内周側先端の磁極部には鍔部5012が設けられ、さらに、隣り合う鍔部5012は接続部5011によって接続されている。接続部5011は磁性体で構成される。例えば、鍔部5012と一体になるように電磁鋼板を金型で打ち抜くことで作成される。回転子503には永久磁石411と回転子鉄心108が備えられている。回転子503の外径11Ｒを半径Routとしている。永久磁石411の飛散防止の金属製の管がある場合には管も含んで半径Routは定義される。永久磁石411が回転子鉄心108に埋め込まれている場合には回転子鉄心108の最外径でRoutは定義される。
　鍔部5012と接続部5011との複合体の輪郭は階段状の形状501112Sをしている。さらに、接続部5011における回転子503との空隙長g1が鍔部5012における回転子503との空隙長g2と同じである構成としている。このように階段状501112Sとしたことで隣り合う鍔部5012の間の距離が均一な部分ができる。このため接続部5011が磁気飽和していれば、隣り合う鍔部5012の間に発生する漏れ磁束を低減することができる。
　漏れ磁束が小さいとモータのトルクが低下しないので、モータが小型化できるという効果がある。また、永久磁石411の使用量を削減できるという効果もある。さらに、接続部5011における前記空隙長と鍔部5012における前記空隙長とが同じであることによりパーミアンスの脈動が小さくトルク脈動が小さくできるという効果が顕著となる。
「磁極の磁気抵抗部の説明２（曲線状の形状）」
　図１０（ｂ）は鍔部5012と接続部5011との複合体の形状が曲線状501112Rになった構成の説明図である。図は理解を助けるためにモータの断面形状の一部を拡大して示している。
　コアバック91とティース501とスロット502とを有する401固定子鉄心のスロット502に電機子巻線402が納められている。図１０（ｂ）では同じ相の電機子巻線b1，b2，b3，b4の４本のコイルがスロット502に納められている。電機子巻線とスロットとの間に絶縁のための部材が必要であるが図では省略している。
　ティース501の内周側先端の磁極部には鍔部5012が設けられ、さらに、隣り合う鍔部5012は接続部5011によって接続されている。接続部5011は磁性体で構成される。例えば、接続部5011は鍔部5012と一体になるように電磁鋼板を金型で打ち抜くことで作成される。回転子503には永久磁石411と回転子鉄心108が備えられている。回転子503の外径を半径Routとしている。永久磁石の飛散防止の金属製の管がある場合には管も含んで半径Routは定義される。永久磁石が回転子鉄心に埋め込まれている場合には回転子鉄心の最外径でRoutは定義される。
　鍔部5012と接続部5011との複合体の輪郭は内径側に凸となった曲線状501112Rとなっている。図１０（ａ）に例示の階段状になっている場合と比較して、角部がなく曲率の大きな曲面で固定子鉄心401を構成することができるため金型寿命が長くできるという効果がある。
　さらに、電機子巻線b1は内径側に凸となった曲線501112Rにならうような断面形状となっている。
　このようにすれば、電機子巻線402のスロット502における占積率を高めることができ、抵抗を下げることができ、モータの効率が向上し、出力が向上するという効果がある。
　図１０（ｂ）では鍔部5012と接続部5011との複合体の輪郭は、内径側に凸となった曲線状501112Rとしたが、内径側が細くなった台形形状としても同様の効果が得られる。さらに、接続部5011における接続部5011と回転子503との間の空隙の空隙長g1が、鍔部5012における鍔部5012と回転子503との間の空隙の空隙長g2と同じである構成としている。これによりパーミアンスの脈動が小さくトルク脈動が小さくできるという効果が顕著となる。
「補足説明」
　なお、本実施の形態の説明では、回転子503は回転子鉄心108と、前記回転子鉄心108に設置された界磁を発生する永久磁石411とを有しているものとしたが、この構造に限るものではなく、例えば図１１に示すように回転子503に界磁を発生する界磁極巻線111を有していたり、図１２に示すように回転子鉄心108に突起部121を設けたリラクタンス型の回転子であったり、誘導機であったりしても上記と同様の議論が成立する。
　また、上記の説明においては巻線群が電気的に３０°の位相差を有しており、１群巻線及び２群巻線が隣り合う位置に配置されている８極４８スロットの多重多相巻線交流モータで説明を行ったが、この巻線群間の位相差、１群２群間の位置、極数、スロット数に限定するものではなく、巻線が電気的に２つに分離されており、またそれぞれの巻線群が異なるモータ駆動装置で駆動されている多重多相巻線交流モータについて、上記と同様の効果が得られる。
　また、ｍを１以上の整数として、極数２ｍ、スロット数１２ｍの多重多相巻線交流モータは、前記２重の３相巻線群に個別に対応して接続される２個のモータ駆動装置を備えており、前記２重の多相巻線群は、巻線群間で電気的な位相差３０°を有しており、１群巻線及び２群巻線が隣り合う位置に配置されており、電機子巻線の巻線ピッチを電気角１８０°の全節巻としており、前記２つのモータ駆動装置81，82は、前記２重の多相巻線群に位相差３０°を有した電圧または電流を供給している場合、モータの分布巻係数と短節巻係数をそれぞれ最大の１とすることが可能となり、多重多相巻線交流モータのトルクを向上できる。
　また、上記の説明において電機子巻線402は複数個のティース501に跨って巻回されている場合について説明したが、１つのティース501に集中的に巻回されている場合においても上記と同様の議論が成立する。また、上記の説明においては電機子巻線402の巻線ピッチを電気角１８０°の全節巻とした場合について説明したが、電気角１８０°以外とした場合でも上記と同様の効果が得られる。
　また、上記の説明においては巻線が電気的に２つの巻線群に分離されており、かつ２つの異なるモータ駆動装置81，82で駆動されている多重多相巻線交流モータについて説明を行ったが、巻線群の分離される数やモータ駆動装置81，82の数が増加した場合についても上記と同様の効果が得られる。
　また、本実施の形態の固定子鉄心の鍔部や、隣接する鍔部間の接続部が固定子鉄心のティースと別部材であっても、上記と同様の効果が得られる。
実施の形態２．
　本実施の形態２は、複数個の磁性のティースを備える固定子鉄心と前記ティースに巻回され前記ティースの相互間のスロットに収められた多重の多相巻線群からなる電機子巻線を有する電機子と前記電機子と磁気的空隙を介して相対的に配置されて回転軸を中心に回転する回転子とを備えた多重多相巻線交流回転電機であって、前記複数個のティースの各々は、前記回転子側の先端部の磁極部に鍔部を備え、前記固定子鉄心は、前記複数個のティースの各々の磁極部における隣接する前記鍔部間を接続する磁性の接続部を有し、前記接続部は、前記スロットの各々に対応して前記固定子鉄心の軸方向の複数箇所の一部に、対応する前記スロットの内周側に設けられ、前記多重の前記多相巻線群からなる前記電機子巻線のいずれの巻線群の前記電機子巻線が納められている前記スロットにおいても前記接続部が配置されていることを特徴とする多重多相巻線交流回転電機の事例を例示するものである。
　以下、この発明の実施の形態２を、図１３～図１５によって、実施の形態１と異なる部分について以下に説明する。なお、本実施の形態２において、以下に説明する以外の部分については実施の形態１と同じである。
　図１３は、本発明を実施するための実施の形態２における多重多相巻線交流モータの固定子鉄心の一部を拡大した説明図である。本実施の形態では、実施の形態１に対して、固定子鉄心401の構成のみが異なり、隣接する鍔部5012間の一部が磁性の接続部5011によって接続されており、特に回転軸の方向(以後、軸方向とする)に一部接続されている。
　ここで、鍔部5012の軸方向の厚みをｃとしたとき、接続部5011の軸方向の厚みｄ１とｄ２の合計ｄは、厚みｃよりも小さくなっている。すなわちｄ＝ｄ１＋ｄ２＜ｃとなっている．また、接続部5011は図１４に示すように軸方向に細かく分割(厚みｄ１、ｄ２、ｄ３、ｄ４)されていたり、図１５に示すように径方向の接続幅ｂが鍔部の幅aよりも小さくなっていたりしてもよい。
　なお、図１３～１５において、多数のスロットの各々に対応して配設された接続部5011，5011，・・・の、前記固定子鉄心401の前記回転軸408の軸方向（回転軸408の延在方向）の両端401E，401E間の磁気抵抗（図１３ではｄ１とｄ２の合計ｄの磁気抵抗、図１４および図１５ではｄ１、ｄ２、ｄ３、およびｄ４の合計ｄの磁気抵抗）は、実質的に同じであり、且つ、対応する前記鍔部5012の前記両端401E，401E間の磁気抵抗より大きい。
　このように、本実施の形態では実施の形態１と同様に隣接する鍔部5012間の軸方向の一部が磁性の接続部5011によって接続されているため、固定子鉄心401の接続強度を向上してモータの振動を低減したり、固定子鉄心401からの電機子巻線402の飛出しを抑制したり、スロットパーミアンスの高調波成分を低減してコギングトルク、トルク脈動を低減したり、回転子ｄ軸のインダクタンスを向上してモータの高回転トルクを向上したりできる。
　さらに、実施の形態１と同様、磁気カップリングを低減することができるので、電流制御系の応答を高くすることができ、モータの制御性を向上できる。さらに、モータの自己インダクタンスや相互インダクタンスのモータの回転による変動を低減することができ、モータの制御性が向上したり、トルク脈動を低減できる。また、鍔部5012間の軸方向の一部のみを接続部5011で接続したため、トルクに寄与しない電機子内の漏洩磁束を低減することができ、トルクを向上できる。
　図１５では鍔部5012と接続部5011との複合体の輪郭が階段状となった例を示したが、これに限らない。図１０（ｂ）のように内径側に凸となった曲線となった場合でもよいことはいうまでもない。この場合でも実施の形態１で述べた効果と同様の効果が得られる。
　また、前記接続部5011の半径方向の幅を、前記鍔部5012の半径方向の幅の半分程度としたので、制御性が向上するとともにインダクタンスがあまり低下しないので弱め磁束制御が効果を発揮しモータ（回転電機）の回転数を確保できる。
　また、図７に示した電機子巻線の配置から、隣り合うスロットには、それぞれ第１の電機子巻線群と第２の電機子巻線群が納められていることがわかる。また、図５、図６、図９、図１０、図１３などの接続部の構成から、接続部は隣り合うスロットの径方向内側に設けられていることがわかる。これは、第１の電機子巻線群と第２の電機子巻線群の電機子巻線が納められているスロットいずれにおいても接続部が配置されていることを示している。また、図１３、図１４などから、接続部は固定子鉄心の軸方向の一部にわたって配置されている。すなわち、本実施の形態の多重多相巻線交流回転電機において、前記接続部は、固定子鉄心の軸方向の一部にわたって配置されており、かつ、多重の多相巻線群からなる電機子巻線のうち、いずれの巻線群の電機子巻線が納められているスロットにおいても前記接続部が配置されている構成となっている。
　このような構成とすることで、インダクタンスのモータの回転による変動を低減できるだけでなく、全ての巻線群の磁気回路のバランスとインダクタンスのバランスが良好となるため、巻線群間の電流のアンバランスを小さくでき、トルクリップルが小さくなる。その結果として振動騒音が小さくなるという特別な効果が得られる。
実施の形態３．
　図１６は本実施の形態３における固定子鉄心401と回転子鉄心108の関係を示した説明図である。本実施の形態では、実施の形態１に対して、固定子鉄心401の構成のみが異なる。
　同図では、鍔部5012の幅ａが固定子鉄心401と回転子鉄心108との間の空隙の空隙幅gより大きく、鍔部5012間の間隔ｆは空隙幅gより小さくなっている。ここで、電機子５に生じる磁束は、主に前記接続部5011と回転子503とに分かれて流れるが、これらの割合は接続部5011の磁気抵抗と、前記固定子鉄心401と回転子鉄心108との間の磁気的空隙の磁気抵抗の比率に強い相関がある。ただし、固定子鉄心401と回転子鉄心108との間の磁気的空隙の磁気抵抗は、空隙幅ｇに比例するといった特徴を持つ。
　ここで、接続部5011が飽和した場合の磁気抵抗は、鍔部5012の幅ａや鍔部5012間の間隔ｆに依存し、鍔部5012の幅ａが大きく、鍔部5012間の間隔ｆが小さくなるほど小さくなる。すなわち、空隙幅ｇを一定としたとき、鍔部5012の幅ａが大きく、鍔部5012間の間隔ｆが小さくすると、接続部5011の磁気抵抗が前記固定子鉄心401と回転子鉄心108の間の磁気的空隙の磁気抵抗よりも小さくなり、固定子鉄心401の鍔部5012から隣接する鍔部5012側に流れる磁束を相対的に大きくすることができる。従って、本実施の形態では鍔部5012の幅ａを空隙幅gより大きくし、鍔部5012間の間隔ｆを空隙幅gより小さくしたので、接続部5011の磁束量を増加させることができる。
　以上から、接続部5011の磁束量がモータの回転により変動したときに接続部5011の磁気抵抗を磁束量によらず一定にすることができ、磁気カップリングやインダクタンスのモータの回転による変動を低減することが可能となる。なお、本実施の形態では鍔部5012の幅ａを空隙幅gより大きくし、鍔部5012間の間隔ｆを空隙幅gより小さくしたが、鍔部5012の幅ａを空隙幅gより大きするか、鍔部5012間の間隔ｆを空隙幅gより小さくした場合のみでも上記と同様の効果が得られる。
実施の形態４．
　図１７は、本発明を実施するための実施の形態４における多重多相巻線交流モータの固定子鉄心の一部を拡大した説明図である。
　本実施の形態では、実施の形態１に対して、固定子鉄心401の構成のみが異なり、隣接する鍔部5012間の接続位置が円周方向で異なる。また、磁性の薄板を積層して構成された固定子鉄心401の軸方向全長において前記接続部5011の軸方向の厚みの合計が、前記鍔部5012の軸方向の厚み合計よりも小さい。
　なお、本実施の形態では、隣接する鍔部5012間の接続位置が円周方向で異なっていても、各前記接続部5011，5011，・・・の、前記固定子鉄心401の前記回転軸408の軸方向（回転軸408の延在方向）の両端401E，401E間の磁気抵抗は、実質的に同じであり、且つ、対応する前記鍔部5012の前記両端401E，401E間の磁気抵抗より大きい。
　このように隣接する鍔部5012間の接続位置が円周方向で異なる場合、前記スロット502のスロットパーミアンスの高調波成分が接続位置によって変わる。接続位置が異なる固定子鉄心を組み合わせることによってスロットパーミアンスの高調波成分を打ち消すことが可能となり、コギングトルクやトルク脈動を低減できる。
実施の形態５．
　図１８は、本発明を実施するための実施の形態５における多重多相巻線交流モータの固定子鉄心の一部を拡大した説明図である。本実施の形態では、実施の形態１に対して、固定子鉄心401の構成のみが異なり、隣接する鍔部5012間の一部を磁性体で接続する接続部5011を有する薄板と、接続部を有しない薄板とが積層されて構成されている。
　このように本実施の形態では、実施の形態１～４と同様隣接する鍔部5012間の一部が磁性の接続部5011によって接続されているため、固定子鉄心401の接続強度を向上してモータの振動を低減したり、固定子鉄心401からの電機子巻線402の飛出しを抑制したり、スロットパーミアンスの高調波成分を低減してコギングトルク、トルク脈動を低減したり、回転子ｄ軸のインダクタンスを向上してモータの高回転トルクを向上したりできる。
　さらに、実施の形態１～４と同様、磁気カップリングを低減することができるので、電流制御系の応答を高くすることができ、モータの制御性を向上できる。さらに、回転子が回転したときのインダクタンスのモータの回転による変動を低減することができ、モータの制御性が向上したり、トルク脈動を低減できる。また、鍔部間の一部のみを接続したため、トルクに寄与しない電機子内の漏洩磁束を低減することができ、トルクを向上できる。
　図１９は本実施の形態における接続部5011の磁束の流れを示した説明図である。本実施の形態では、１群巻線に電流したときの経路Ｌ、経路Ｍにおける磁束に関して、鍔部5012間の空隙を通る経路Ａと、鍔部5012間の接続部5011を通る経路Ｂの２つの経路に分かれて流れる。この理由としては、本実施の形態の電機子として用いた薄板は表面に皮膜があるため、薄板の積層方向の磁気抵抗が薄板の面方向の磁気抵抗よりも大きくなるためである。
　ここで、経路Ｂは磁性の接続部5011を通るため磁気抵抗が磁束量に対して依存性を持つのに対し、鍔部5012間の空隙を通る経路Ａの磁気抵抗は、空隙を通っているため磁束量にかかわらず一定である。
　従って、本実施の形態では、経路Ａを通る磁束があるために、経路Ｂのみを通る場合と比較して磁気抵抗が磁束量によらず一定となる。従って、接続部5011の磁束量がモータの回転により変動したときの磁気抵抗をより一定値に近づけることができるので、磁気カップリングやモータの自己インダクタンスや相互インダクタンスのモータの回転による変動を低減することができる。図２０では鍔部の軸方向の厚みをｃ、接続部を有していない薄板の連続積層厚みの最大値をhとしている。
　図２０は本実施の形態の一例を示した説明図である。同図では、接続部を有していない薄板が複数枚連続されて積層されている場合（図２０（ｃ））が説明されている。
　本実施の形態の一例では、図１９の経路Ａの磁束が、図１８のように接続部5011を有していない薄板が複数枚連続されて積層されていない場合と比較して相対的に多くなり、接続部5011の磁束量がモータの回転により変動したときの磁気抵抗をより一定に近づけることが可能となり、磁気カップリングやモータの自己インダクタンスや相互インダクタンスのモータの回転による変動が低減する。
　以上により、本実施の形態では、隣接する鍔部5012間の一部を磁性体で接続する接続部5011を有した薄板（図２０（ｂ））と、接続部5011を有していない薄板（図２０（ｃ））とを積層し、前記薄板の軸方向の積層位置を調整したので、モータの高回転トルクを向上させながらも磁気カップリングがさらに低減できるといった特異な効果を得ることができる。
実施の形態６．
　図２１は、実施の形態１～５の多重多相巻線交流モータによってアシストトルクを発生させるようにした電動パワーステアリング装置を示す図である。
　車室内の運転手は、ステアリングホイール2101を左右に回転させて前輪2102の操舵を行う。トルク検出手段2103はステアリング系の操舵トルクを検出して検出トルクを制御手段2104に出力する。制御手段2104はステアリング系の操舵トルクを補助するトルクを多重多相巻線交流モータ2105が発生するように電圧指令を演算し、電圧印加手段2106に出力する。電圧印加手段2106は電圧指令に基づいて多重多相巻線交流モータ2105に電圧を印加し、多重多相巻線交流モータ2105はギア2107を介して操舵トルクを補助するトルクを発生する。
　本実施の形態に記載した多重多相巻線交流モータ2105を備えた電動パワーステアリング装置では、多重多相巻線交流モータ2105のトルク脈動やコギングトルクが低減するので、ハンドルを操舵したときに感じる脈動を小さくしてドライバーの操舵フィーリングを向上させたり、操舵中の音を小さくしたりできる。また、モータ2105の振動が低下するので車室に伝わる音を低減することができ、車室の静粛性を向上できる。また、多重多相巻線交流モータ2105のトルクが向上するので、電動パワーステアリング装置を小型化、軽量化できたり、端当て操舵時などに必要な定格トルクや、緊急回避時などに必要な高回転トルクを向上できる。
　なお、前述の説明および前述の各図からも明白なように、本発明の実施の形態１～６には、以下のような特徴がある。
特徴１：複数個の磁性のティースを備える固定子鉄心と前記ティースに巻回される多重の多相巻線群を有する電機子と前記電機子と磁気的空隙を介して相対的に配置されている回転子とを備えた多重多相巻線交流回転電機であって、前記複数個のティースの各々は、前記回転子側の先端部の磁極部に鍔部を備え、前記固定子鉄心は、前記複数個のティースの各々の磁極部における隣接する前記鍔部間を接続する磁性の接続部を有し、各前記接続部の前記固定子鉄心の前記回転軸の軸方向の両端間の磁気抵抗は、実質的に同じであり、且つ、対応する前記鍔部の磁気抵抗より大きいことを特徴とする多重多相巻線交流回転電機であり、以下の効果を奏する。
　[Ａ]鍔部間の一部のみを接続したため、電機子や回転子によって生じる磁束によって接続部が飽和し、巻線群間による干渉電圧が低減する。従って、電流制御系の応答が向上して電流の脈動成分に起因するトルク脈動が低減する。
　[Ｂ]固定子鉄心の接続強度を向上でき、モータの振動を低減できる。
　[Ｃ]コギングトルク、トルク脈動を低減できる。
　[Ｄ]鍔部間の一部のみを接続したため、トルクに寄与しない電機子内の漏洩磁束を低減することができ、トルクを向上できる。
　　[Ｅ]回転子ｄ軸のインダクタンスを向上でき、弱め界磁効果を大きくできるので、電圧飽和を緩和でき、モータの高回転トルクを向上できる。
　[Ｆ]鍔部間の一部のみを接続したため、電機子や回転子によって生じる磁束によって接続部が飽和し、回転子が回転したときのインダクタンスのモータの回転による変動を低減し、モータの制御性が向上したり、トルク脈動を低減できる。
　[Ｇ]固定子鉄心のコイル飛出しを防止することができる。
特徴２：特徴１を有する多重多相巻線交流回転電機であって、前記固定子鉄心は、前記電機子巻線を納めるスロットを前記ティースの各々の間に有し、前記電機子巻線は2組の3相巻線により第1の電機子巻線および第2の電機子巻線で構成され、前記第1の電機子巻線は第1のインバータから電流を供給され、前記第2の電機子巻線は第2のインバータから電流を供給され、前記第1の電機子巻線をU1相，V1相，W1相、前記第2の電機子巻線はU2相，V2相，W2相としたとき、U1相とU2相の各巻線は互いに隣り合う前記スロットに納められており、　V1相とV2相の各巻線は互いに隣り合う前記スロットに納められており、W1相とW2相の各巻線は互いに隣り合うスロットに納められており、前記2組の3相巻線に流れる電流の位相は互いに電気角20度以上40度以下の角度ずらして駆動されることを特徴とする多重多相巻線交流回転電機であり、モータモータ（回転電機）の制御性を確保しつつもリラクタンストルクが利用でき、モータ（回転電機）を高出力化できると同時に６次のトルクリップルを低減できる。
特徴３：特徴１または特徴２を有する多重多相巻線交流回転電機において、前記接続部の半径方向の幅が、前記鍔部の半径方向の幅より小さいことを特徴とする多重多相巻線交流回転電機であり、以下のＡ，Ｄ，Ｆの効果を奏する。
　　[Ａ]鍔部間の接続面積を低減したため、電機子や回転子によって生じる磁束によって接続部が飽和し、巻線群間による干渉電圧が低減する。従って、電流制御系の応答が向上して電流の脈動成分に起因するトルク脈動が低減する。
　[Ｄ]鍔部間の接続面積を低減したため、トルクに寄与しない電機子内の漏洩磁束を低減することができ、トルクを向上できる。
　[Ｆ]鍔部間の接続面積を低減したため、電機子や回転子によって生じる磁束によって接続部が飽和し、回転子が回転したときのインダクタンスのモータの回転による変動を低減し、モータの制御性が向上したり、トルク脈動を低減できる。
特徴４：特徴３を有する多重多相巻線交流回転電機において、前記接続部の半径方向の幅が、前記鍔部の半径方向の幅の半分であることを特徴とする多重多相巻線交流回転電機であり、制御性が向上するとともにインダクタンスがあまり低下しないので弱め磁束制御が効果を発揮しモータの回転数を確保できる。
特徴５：特徴１～特徴４の何れか一を有する多重多相巻線交流回転電機において、隣り合う前記ティースの間に設けられた前記接続部と前記鍔部との形状は、階段状となっており、前記接続部における前記回転子と前記接続部と間の空隙の空隙長は、前記鍔部における前記回転子と前記鍔部との間の空隙長とは同じであることを特徴とする多重多相巻線交流回転電機であり、特徴３の効果に加えて、階段状としたことで隣り合う鍔部の間の距離が均一な部分ができる。このため接続部が磁気飽和していれば、隣り合う鍔部の間に発生する漏れ磁束を低減することができる。また、接続部における空隙長と鍔部におけるが同じであることによりパーミアンスの脈動が小さくトルク脈動が小さくできるという効果が顕著となる。
特徴６：特徴１～特徴４の何れか一を有する多重多相巻線交流モータにおいて、隣り合う前記ティースの間に設けられた前記接続部と前記鍔部との形状は、内径側に凸となった曲面で構成された部分を有する形状となっており、前記接続部における前記接続部と前記回転子との間の空隙の空隙長は、前記鍔部における前記鍔部と前記回転子との間の空隙の空隙長と同じであることを特徴とする多重多相巻線交流回転電機であり、前記特徴３の効果に加えて、前記接続部における前記空隙長と前記鍔部における前記空隙長とが同じであることによりパーミアンスの脈動が小さくトルク脈動が小さくできるという効果が顕著となる。また、前記鍔部と前記接続部との形状が階段状になっている場合と比較して角部がなく曲率の大きな曲面で固定子鉄心を構成することができるため金型寿命が長いという効果がある。また、電機子巻線のスロットにおける占積率を高めることができるという効果がある。
特徴７：特徴１～特徴６の何れか一を有する多重多相巻線交流回転電機において、固定子鉄心がその軸方向全長に亘って複数箇所に前記接続部を有し、前記複数箇所の各前記接続部の軸方向の厚みの合計が、前記鍔部の軸方向の厚みの合計よりも小さいことを特徴とする多重多相巻線交流回転電機であり、以下のＡ，Ｄ，Ｆの効果を奏する。
　　[Ａ]鍔部間の接続面積を低減したため、電機子や回転子によって生じる磁束によって接続部が飽和し、巻線群間による干渉電圧が低減する。従って、電流制御系の応答が向上して電流の脈動成分に起因するトルク脈動が低減する。
　[Ｄ]鍔部間の接続面積を低減したため、トルクに寄与しない電機子内の漏洩磁束を低減することができ、トルクを向上できる。
　[Ｆ]鍔部間の接続面積を低減したため、電機子や回転子によって生じる磁束によって接続部が飽和し、回転子が回転したときのインダクタンスのモータ（回転電機）の回転による変動を低減し、モータ（回転電機）の制御性が向上したり、トルク脈動を低減できる。
特徴８：特徴１～特徴７の何れか一を有する多重多相巻線交流回転電機において、前記回転子は回転子鉄心を有しており、前記鍔部の半径方向の幅は、前記固定子鉄心と前記回転子鉄心の相対する磁気的空隙の幅よりも大きいことを特徴とする多重多相巻線交流回転電機であり、以下のＡ，Ｆの効果を奏する。
　　[Ａ]電機子内の磁束が増加するので、電機子や回転子によって生じる磁束によって接続部がさらに飽和し、巻線群間による干渉電圧がさらに低減する。従って、電流制御系の応答が向上して電流の脈動成分に起因するトルク脈動がさらに低減する。
　[Ｆ]電機子内の磁束が増加するので、電機子や回転子によって生じる磁束によって接続部がさらに飽和し、回転子が回転したときのインダクタンスのモータの回転による変動をさらに低減し、モータの制御性が向上したり、トルク脈動を低減できる。
特徴９：特徴８を有する多重多相巻線交流回転電機において、前記隣接する鍔部間の間隔は、前記固定子鉄心と前記回転子鉄心の相対する磁気的空隙の幅よりも小さいことを特徴とする多重多相巻線交流回転電機であり、以下のＡ，Ｆの効果を奏する。
　　[Ａ]　電機子内の磁束が増加するので、電機子や回転子によって生じる磁束によって接続部がさらに飽和し、巻線群間による干渉電圧がさらに低減する。従って、電流制御系の応答が向上して電流の脈動成分に起因するトルク脈動がさらに低減する。
　[Ｆ]電機子内の磁束が増加するので、電機子や回転子によって生じる磁束によって接続部がさらに飽和し、回転子が回転したときのインダクタンスのモータの回転による変動をさらに低減し、モータの制御性が向上したり、トルク脈動を低減できる。
特徴１０：特徴１～特徴９の何れか一を有する多重多相巻線交流回転電機において、前記固定子鉄心の軸方向全長における複数箇所の前記接続部は、隣接する前記鍔部間の接続位置が異なる２種類以上の接続部から構成されていることを特徴とする多重多相巻線交流回転電機であり、コギングトルク、トルク脈動の高調波成分を打ち消すことができる。
特徴１１：特徴１～特徴１０の何れか一を有する多重多相巻線交流回転電機において、前記電機子は、隣接する前記鍔部間の一部を磁性体で接続する前記接続部を有した薄板と、前記接続部を有していない薄板とが積層されて構成されていることを特徴とする多重多相巻線交流回転電機であり、以下のＡ，Ｆの効果を奏する。
　　[Ａ]積層構造とすることで、軸方向の磁束を低減することができ、電機子や回転子によって生じる磁束によって接続部が飽和し、巻線群間による干渉電圧がさらに低減する。従って、電流制御系の応答が向上して電流の脈動成分に起因するトルク脈動がさらに低減する。
　[Ｆ]積層構造とすることで、軸方向の磁束を低減することができ、電機子や回転子によって生じる磁束によって接続部が飽和し、回転子が回転したときのインダクタンスのモータの回転による変動をさらに低減し、モータの制御性が向上したり、トルク脈動を低減できる。
特徴１２：特徴１１を有する多重多相巻線交流回転電機において、前記接続部を有していない薄板は、連続して複数枚積層されていることを特徴とする多重多相巻線交流回転電機であり、以下のＡ，Ｆの効果を奏する。
　　[Ａ]接続部を有していない薄板が２枚以上積層されている構造とすることで、軸方向の磁束をさらに低減することができ、スロットオープン(経路Ａ)を通る磁束量が増加するので、巻線群間による干渉電圧がさらに低減する。従って、電流制御系の応答が向上して電流の脈動成分に起因するトルク脈動がさらに低減する。
　[Ｆ]接続部を有していない薄板が２枚以上積層されている構造とすることで、軸方向の磁束をさらに低減することができ、スロットオープン(経路Ａ)を通る磁束が増加するので、回転子が回転したときのインダクタンスのモータ（回転電機）の回転による変動をさらに低減し、モータの制御性が向上したり、トルク脈動を低減できる。
特徴１３：特徴１～特徴１２の何れか一を有する多重多相巻線交流回転電機において、前記多重の多相巻線群に個別に対応して接続される複数のモータ駆動装置を一体に有することを特徴とする多重多相巻線交流回転電機であり、電機子巻線とインバータとを接続する接続線が短くてよいためサイズ・コスト・重量が有利となる。
特徴１４：特徴１～特徴１３の何れか一を有する多重多相巻線交流回転電機が多重多相巻線交流モータであり、当該多重多相巻線交流モータによってアシストトルクを発生させるようにした電動パワーステアリング装置であり、多重多相巻線交流モータのトルク脈動を低減してドライバーの操舵フィーリングを向上でき、電動パワーステアリングが搭載された車両の静粛性を向上することができる。
　なお、本発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を適宜、変形、省略、組み合わせをすることができる。
　なお、各図中、同一符合は同一または相当部分を示す。
　
　501　　ティース、　　　　　　　　　　401　　固定子鉄心、
　401E　　固定子鉄心両端、　　　　　　402　　電機子巻線、
　５　　電機子（固定子）、　　　　　　　408　　回転軸、
　5011　　接続部、　　　　　　　　　　5012　　鍔部、
　503　　回転子、　　　81　　第1のインバータ（モータ駆動装置）、
　82　　第2のインバータ（モータ駆動装置）。

Claims (14)

  1. 複数個の磁性のティースを備える固定子鉄心と前記ティースに巻回され前記ティースの相互間のスロットに収められた多重の多相巻線群からなる電機子巻線を有する電機子と前記電機子と磁気的空隙を介して相対的に配置されて回転軸を中心に回転する回転子とを備えた多重多相巻線交流回転電機であって、
    　前記複数個のティースの各々は、前記回転子側の先端部の磁極部に鍔部を備え、
    　前記固定子鉄心は、前記複数個のティースの各々の磁極部における隣接する前記鍔部間を接続する磁性の接続部を有し、
    　前記接続部は、前記スロットの各々に対応して当該対応する前記スロットの内周側に設けられ、
    　前記接続部の径方向の幅は、前記ティースの周方向の幅および前記鍔部の径方向の幅の何れよりも小さい
    ことを特徴とする多重多相巻線交流回転電機。
  2. 複数個の磁性のティースを備える固定子鉄心と前記ティースに巻回され前記ティースの相互間のスロットに収められた多重の多相巻線群からなる電機子巻線を有する電機子と前記電機子と磁気的空隙を介して相対的に配置されて回転軸を中心に回転する回転子とを備えた多重多相巻線交流回転電機であって、
    　前記複数個のティースの各々は、前記回転子側の先端部の磁極部に鍔部を備え、
    　前記固定子鉄心は、前記複数個のティースの各々の磁極部における隣接する前記鍔部間を接続する磁性の接続部を有し、
    　前記接続部は、前記スロットの各々に対応して前記固定子鉄心の軸方向の複数箇所の一部に、対応する前記スロットの内周側に設けられ、
    　前記多重の前記多相巻線群からなる前記電機子巻線のいずれの巻線群の前記電機子巻線が納められている前記スロットにおいても前記接続部が配置されている
    ことを特徴とする多重多相巻線交流回転電機。
  3. 請求項２に記載の多重多相巻線交流回転電機において、
    　前記複数箇所の各前記接続部の軸方向の厚みの合計が、前記鍔部の軸方向の厚みの合計よりも小さい
    ことを特徴とする多重多相巻線交流回転電機。
  4. 請求項２または請求項３に記載の多重多相巻線交流回転電機において、
    　複数箇所の前記接続部は、隣接する前記鍔部間の接続位置が異なる２種類以上の接続部から構成されている
    ことを特徴とする多重多相巻線交流回転電機。
  5. 請求項１または請求項２に記載の多重多相巻線交流回転電機において、
    　前記固定子鉄心は、前記電機子巻線を納めるスロットを前記ティースの各々の間に有し、
    　前記電機子巻線は2組の3相巻線により第1の電機子巻線および第2の電機子巻線で構成され、
    　前記第1の電機子巻線は第1のインバータから電流を供給され、
    　前記第2の電機子巻線は第2のインバータから電流を供給され、
    　前記第1の電機子巻線をU1相，V1相，W1相、前記第2の電機子巻線はU2相，V2相，W2相としたとき、
    　U1相とU2相の各巻線は互いに隣り合う前記スロットに納められており、
    　V1相とV2相の各巻線は互いに隣り合う前記スロットに納められており、
    　W1相とW2相の各巻線は互いに隣り合うスロットに納められており、
    　前記2組の3相巻線に流れる電流の位相は互いに電気角20度以上40度以下の角度ずらして駆動されることを特徴とする多重多相巻線交流回転電機。
  6. 請求項１～請求項５の何れか一に記載の多重多相巻線交流回転電機において、
    　前記接続部の半径方向の幅が、前記鍔部の半径方向の幅の半分である
    ことを特徴とする多重多相巻線交流回転電機。
  7. 請求項１～請求項６の何れか一に記載の多重多相巻線交流回転電機において、
    隣り合う前記ティースの間に設けられた前記接続部と前記鍔部との形状は、階段状となっており、
    前記接続部における前記回転子と前記接続部と間の空隙の空隙長は、前記鍔部における前記回転子と前記鍔部との間の空隙長とは同じである
    ことを特徴とする多重多相巻線交流回転電機。
  8. 請求項１～請求項６の何れか一に記載の多重多相巻線交流回転電機において、
    　隣り合う前記ティースの間に設けられた前記接続部と前記鍔部との形状は、内径側に凸となった曲面で構成された部分を有する形状となっており、
    　前記接続部における前記接続部と前記回転子との間の空隙の空隙長は、前記鍔部における前記鍔部と前記回転子との間の空隙の空隙長と同じであることを特徴とする多重多相巻線交流回転電機。
  9. 請求項１～請求項８の何れか一に記載の多重多相巻線交流回転電機において、
    　前記回転子は回転子鉄心を有しており、
    　前記鍔部の半径方向の幅は、前記固定子鉄心と前記回転子鉄心の相対する磁気的空隙の幅よりも大きい
    ことを特徴とする多重多相巻線交流回転電機。
  10. 請求項１～請求項９の何れか一に記載の多重多相巻線交流回転電機において、
    　前記隣接する鍔部間の間隔は、前記固定子鉄心と前記回転子鉄心の相対する磁気的空隙の幅よりも小さい
    ことを特徴とする多重多相巻線交流回転電機。
  11. 請求項１～請求項１０の何れか一に記載の多重多相巻線交流回転電機において、
    　前記電機子は、隣接する前記鍔部間の一部を磁性体で接続する前記接続部を有した薄板と、前記接続部を有していない薄板とが積層されて構成されている
    ことを特徴とする多重多相巻線交流回転電機。
  12. 請求項１１に記載の多重多相巻線交流回転電機において、
    　前記接続部を有していない薄板は、連続して複数枚積層されている
    ことを特徴とする多重多相巻線交流回転電機。
  13. 請求項１～請求項１２の何れか一に記載の多重多相巻線交流回転電機において、
    　前記多重の多相巻線群に個別に対応して接続される複数のモータ駆動装置を一体に有する
    ことを特徴とする多重多相巻線交流回転電機。
  14. 請求項１～請求項１３の何れか一に記載の多重多相巻線交流回転電機が多重多相巻線交流モータであり、当該多重多相巻線交流モータによってアシストトルクを発生させるようにした電動パワーステアリング装置。
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