WO2012002496A1

WO2012002496A1 - 対象物検出装置

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Publication number: WO2012002496A1
Application number: PCT/JP2011/065063
Authority: WO
Inventors: 福井　卓; 畑谷　光輝
Original assignee: パナソニック電工株式会社
Priority date: 2010-07-01
Filing date: 2011-06-30
Publication date: 2012-01-05
Also published as: TW201215858A; KR20130027022A; EP2589939B1; CN102959371A; EP2589939A4; MY180201A; EP2589939A1; SG185665A1; CN102959371B; KR101383978B1; TWI426249B; US9212951B2; US20130082179A1

Abstract

　対象物検出装置は、赤外線量の変化に応じて電流信号を出力する焦電素子と、演算増幅器と帰還用の容量素子と放電回路とを備えて前記電流信号を電圧信号に変換する電流電圧変換回路と、前記電圧信号を第１デジタル信号に変換するＡＤ変換回路と、前記第１デジタル信号を演算処理して前記第１デジタル信号が示す波形から対象物に対応する周波数帯域に含まれる周波数を有する検出成分を抽出し、前記検出成分の波形を示す第２デジタル信号を生成するデジタルフィルタと、前記第２デジタル信号に基づいて前記対象物の検知を行う判定回路と、前記周波数帯域の下限値以下の所定周波数に対応する周期に基づいて前記放電回路を制御して前記容量素子に蓄積された電荷を放出させる制御部と、を備える。

Description

対象物検出装置

　本発明は、焦電素子を用いた対象物検出装置に関する。

　近年、省エネルギ化を図るなどの目的で、人体の動きを検知して効率的な動作を行う様々な電気機器が提案されている。たとえば、このような電気機器には、赤外線の検知部として焦電素子を用いた赤外線検出装置が内蔵されている。一般的な赤外線検出装置は、レンズ等を用いて検知エリア内からの赤外線を焦電素子に集めており、焦電素子が受光する赤外線量の変化に応じて焦電素子から出力される電流信号が変化する。

　この種の赤外線検出装置１Ｐとして、たとえば図１７に示すように、焦電素子２と、焦電素子２の出力する電流信号を電圧信号に変換する電流電圧変換部３００と、電流電圧変換部３００の出力を増幅する電圧増幅部４００とを備えた装置が知られている。この赤外線検出装置１Ｐでは、焦電素子２から出力された電流信号は、電流電圧変換部３００にて電圧信号に変換された後、電圧増幅部４００で増幅され、図示しない後段の検知回路に入力される。なお、図１７の構成において、電圧増幅部４００は、人体検知時に発生する電流信号の周波数帯域（たとえば０．１Ｈｚ～１０Ｈｚ程度）を通過帯域とするバンドパスフィルタとしての機能を有している。

　ところで、焦電素子２から出力される電流信号には、たとえば周囲温度の変化などに起因して、検知対象（人体）とは関係のない不要な低周波成分が含まれることがある。そこで、赤外線検出装置１Ｐとして、電流電圧変換部３００の出力への不要な低周波成分の影響を抑制するために、電流電圧変換部３００の出力端－入力端間に直流帰還回路２００が接続された構成の装置が提案されている（たとえば文献１：日本国公開特許公報第３４７２９０６号、第００３７～００４４段落、図９参照）。

　上記文献１に記載の赤外線検出装置１Ｐでは、電流電圧変換部３００は、反転入力端に焦電素子２が接続された第１の演算増幅器３１を有している。第１の演算増幅器３１の出力端－反転入力端間には、交流帰還用の容量素子としてのコンデンサＣ１が接続されている。第１の演算増幅器３１の非反転入力端には、基準電圧を発生する基準電源２０２が接続されている。

　また、直流帰還回路２００は、演算増幅器２０１にコンデンサＣ２００と抵抗Ｒ２００とが付加された積分回路からなり、演算増幅器２０１の非反転入力端に第１の演算増幅器３１の出力端が接続されている。コンデンサＣ２００は演算増幅器２０１の出力端－反転入力端間に接続されている。演算増幅器２０１の反転入力端には、基準電圧を発生する基準電源２０２が抵抗Ｒ２００を介して接続されている。演算増幅器２０１の出力端は、入力抵抗Ｒ２０１を介して第１の演算増幅器３１の反転入力端に接続されている。

　以上説明した構成の赤外線検出装置１Ｐは、演算増幅器２０１の出力に応じて不要な低周波成分については入力抵抗Ｒ２０１に流すことにより、電流電圧変換部３００の出力する電圧信号への不要な低周波成分の影響を抑制することができる。

　しかしながら、上述した構成の赤外線検出装置１Ｐは、電流電圧変換部３００の入力端に入力抵抗Ｒ２０１が接続されているので、入力抵抗Ｒ２０１で発生するノイズ成分が電流電圧変換部３００に入力されることになり、電流電圧変換部３００のＳＮ比の低下につながる。特に、カットオフ周波数を低くしたり（たとえば０．１Ｈｚ未満）、入力抵抗Ｒ２０１の熱雑音を抑えたりするためには、入力抵抗Ｒ２０１は抵抗値がたとえばＴ（テラ）Ωオーダの高抵抗とする必要がある。

　しかし、赤外線検出装置１Ｐの小型化の観点から入力抵抗Ｒ２０１は通常、ＩＣ（集積回路）に内蔵される抵抗素子にて構成され、このような抵抗素子で高抵抗を実現しようとすると、温度特性が大きく抵抗値のばらつきが大きくなる。入力抵抗Ｒ２０１の抵抗値がばらついて抵抗値が下がると、入力抵抗Ｒ２０１の熱雑音が増え、結果的にノイズ成分が増大して電流電圧変換部３００のＳＮ比が低下する。

　本発明は上記事由に鑑みて為されており、電流電圧変換回路の出力への不要な低周波成分の影響を抑制しながらも、電流電圧変換回路のＳＮ比を向上させることができる対象物検出装置を提供することを目的とする。

　本発明に係る対象物検出装置の第１の形態は、対象空間から対象物を検出する対象物検出装置であって、前記対象空間から受け取った赤外線量の変化に応じて電流信号を出力する焦電素子と、前記焦電素子に接続される演算増幅器と、前記演算増幅器に接続される帰還用の容量素子と、前記容量素子を放電させるための放電回路と、を備え、前記電流信号を電圧信号に変換して出力する電流電圧変換回路と、前記電圧信号を第１デジタル信号に変換して出力するＡＤ変換回路と、前記第１デジタル信号を演算処理することで、前記第１デジタル信号が示す波形から前記対象物に対応する周波数帯域に含まれる周波数を有する検出成分を抽出し、前記検出成分の波形を示す第２デジタル信号を生成して出力するデジタルフィルタと、前記第２デジタル信号に基づいて前記対象空間に前記対象物が存在するかどうかを判定する判定回路と、前記周波数帯域の下限値以下の所定周波数以下の低周波成分が前記電圧信号から除去されるように前記放電回路を制御する制御部と、を備える。前記制御部は、前記所定周波数に対応するリセット周期に基づいて前記放電回路を制御して前記容量素子に蓄積された電荷を放出させるように構成される。

　本発明に係る対象物検出装置の第２の形態は、上記第１の形態において、前記制御部は、発振回路と、リセット回路と、を備える。前記発振回路は、前記リセット周期でパルス信号を生成して前記リセット回路に出力するように構成される。前記リセット回路は、前記パルス信号に基づいてリセット信号を生成して前記放電回路に出力するように構成される。前記放電回路は、前記リセット信号を受け取ると前記容量素子に蓄積された電荷を放出させる経路を形成するように構成される。

　本発明に係る対象物検出装置の第３の形態は、上記第２の形態において、前記制御部は、前記第２デジタル信号が示す波形の大きさが所定値に一致するかどうかを判定し、前記第２デジタル信号が示す前記波形の大きさが前記所定値に一致するとゼロクロス点検出信号を前記リセット回路に出力するゼロクロス点検出回路を備える。前記リセット回路は、前記パルス信号を受け取った後に最初に前記ゼロクロス点検出信号を受け取ったときに前記リセット信号を前記放電回路に出力するように構成される。前記所定値は、前記容量素子に電荷が蓄積されていないときの前記電圧信号の大きさに対応する値である。

　本発明に係る対象物検出装置の第４の形態は、上記第３の形態において、前記リセット回路は、前記パルス信号を受け取った後に所定時間経過しても前記ゼロクロス点検出信号を受け取らなければ、前記所定時間が経過したときに前記リセット信号を前記放電回路に出力するように構成される。

　本発明に係る対象物検出装置の第５の形態は、上記第２～第４の形態のうちいずれか１つにおいて、前記制御部は、前記第２デジタル信号の示す波形の大きさが所定の閾値を所定の時間のあいだ越えたかどうかを判定し、前記第２デジタル信号の示す波形の大きさが所定の閾値を所定の時間のあいだ越えれば異常信号を前記リセット回路に出力する異常判定回路を備える。前記リセット回路は、前記異常信号を受け取ると、前記放電回路に前記リセット信号を出力するように構成される。

　本発明に係る対象物検出装置の第６の形態は、上記第２～第５の形態のうちいずれか１つにおいて、前記判定回路は、前記第２デジタル信号の示す波形の大きさと判定値とを比較し、前記第２デジタル信号の示す波形の大きさが前記判定値を超えると前記対象物が存在すると判定するように構成される。前記制御部は、前記第２デジタル信号の示す波形の大きさが前記判定値よりも小さい禁止値を超えているか否かを判定し、前記第２デジタル信号の示す波形の大きさが前記禁止値を超えると禁止信号を前記リセット回路に出力し、前記第２デジタル信号の示す波形の大きさが前記禁止値以下になると解除信号を前記リセット回路に出力する禁止回路を備える。前記リセット回路は、前記禁止信号を受け取ると前記解除信号を受け取るまでは前記リセット信号を出力しないように構成される。

　本発明に係る対象物検出装置の第７の形態は、上記第２～第６の形態のうちいずれか１つにおいて、前記ＡＤ変換回路は、変換可能な前記電圧信号の大きさの上限値を有する。前記制御部は、前記電圧信号の大きさが前記上限値以下の境界値を超えているか否かを判定し、前記電圧信号の大きさが前記境界値を超えていれば、超過信号を前記リセット回路に出力する保護回路を備える。前記リセット回路は、前記超過信号を受け取ると、前記放電回路に前記リセット信号を出力するように構成される。

　本発明に係る対象物検出装置の第８の形態は、上記第１～第７の形態のうちいずれか１つにおいて、前記焦電素子は第１端および第２端を有する。前記演算増幅器は、第１反転入力端子および第１出力端子を有する第１演算増幅器と、第２反転入力端子および第２出力端子を有する第２演算増幅器と、を有する。前記第１反転入力端子は、前記第１端に接続される。前記第２反転入力端子は、前記第２端に接続される。前記容量素子は、第１容量素子と第２容量素子とを含む。前記第１容量素子は、前記第１反転入力端子と前記第１出力端子にとの間に接続される。前記第２容量素子は、前記第２反転入力端子と前記第２出力端子にとの間に接続される。前記電流電圧変換回路は、前記第１出力端子の電圧と前記第２出力端子の電圧との差分を出力する差分回路を備える。前記電圧信号は、前記差分の波形を示す信号である。

　本発明に係る対象物検出装置の第９の形態は、上記第８の形態において、前記電流電圧変換回路は、異常検知回路を備える。前記異常検知回路は、前記第１出力端子の前記電圧と前記第２出力端子の前記電圧との少なくとも一方を検出電圧として取得し、前記検出電圧が所定の範囲内の値かどうかを判定し、前記検出電圧が前記所定の範囲内の値でなければ、異常検知信号を前記リセット回路に出力するように構成される。前記リセット回路は、前記異常検知信号を受け取ると前記放電回路に前記リセット信号を出力するように構成される。

　本発明に係る対象物検出装置の第１０の形態は、上記第１～第９の形態のうちいずれか１つにおいて、補正回路を備える。前記補正回路は、前記第１デジタル信号に基づいて前記電圧信号のうち前記下限値以下の所定周波数以下の低周波成分を示す補正用デジタル信号を生成する調整部と、前記補正用デジタル信号を補正用アナログ信号に変換してＡＤ変換回路に出力するＤＡ変換器と、を備える。前記ＡＤ変換回路は、前記電圧信号から前記補正用アナログ信号を減算した後に前記電圧信号を前記第１デジタル信号に変換するように構成される。

　本発明に係る対象物検出装置の第１１の形態は、上記第１０の形態において、前記ＡＤ変換回路は、積分器と、量子化器と、ＤＡ変換器と、を備える。前記積分器は、第３演算増幅器と、第３容量素子と、を備える。前記第３演算増幅器は、前記電流電圧変換回路に接続され前記電圧信号を受け取る第３反転入力端子と、第３非反転入力端子と、第３出力端子と、を有する。前記第３容量素子は、前記第３反転入力端子と前記第３出力端子との間に接続される。前記量子化器は、所定の分解能で前記第３演算増幅器の前記第３出力端子の電圧をデジタル値に変換して出力するように構成される。前記第１デジタル信号は、前記量子化器から出力される前記デジタル値を示すビット列である。前記ＤＡ変換器は、前記量子化器から前記デジタル値を受け取ると前記デジタル値に応じた電圧を前記第３反転入力端子に与えるように構成される。前記補正用ＤＡ変換器は、前記補正用アナログ信号を前記第３非反転入力端子に与えるように構成される。

　本発明に係る対象物検出装置の第１２の形態は、上記第１１の形態において、前記所定の分解能は１ビットである。前記デジタルフィルタは、前記第１デジタル信号を複数ビットの第３デジタル信号に変換して出力する第１フィルタ部と、前記第３デジタル信号を演算処理することで前記第２デジタル信号を生成して出力する第２フィルタ部と、を備える。前記調整部は、前記第３デジタル信号を演算処理することで前記補正用デジタル信号を生成するように構成される。

　本発明に係る対象物検出装置の第１３の形態は、上記第１０の形態において、前記補正回路は、前記補正用デジタル信号をノイズシェーピングし、ノイズシェーピングされた前記補正用デジタル信号を前記補正用ＤＡ変換器に出力するノイズシェーパを備える。前記補正用ＤＡ変換器は、前記ノイズシェーピングされた補正用デジタル信号を前記補正用アナログ信号に変換するように構成される。

　本発明に係る対象物検出装置の第１４の形態は、上記第１０の形態において、所定電圧を有する内部電源を備える。前記補正用ＤＡ変換器は、前記内部電源の前記所定電圧に基づいて前記補正用アナログ信号を生成するように構成される。前記演算増幅器は、反転入力端子と、非反転入力端子と、出力端子と、を備える。前記容量素子は、前記反転入力端子と前記出力端子との間に接続される。前記反転入力端子は、前記焦電素子に接続される。前記内部電源は、前記非反転入力端子に基準電圧を与えるように前記非反転入力端子に電気的に接続される。

　本発明に係る対象物検出装置の第１５の形態は、上記第１０の形態において、前記ＡＤ変換回路は、積分器と、量子化器と、ＤＡ変換器と、を備える。前記積分器は、第３演算増幅器と、第３容量素子と、を備える。前記第３演算増幅器は、前記電流電圧変換回路に接続され前記電圧信号を受け取る第３反転入力端子と、基準電圧が与えられる第３非反転入力端子と、第３出力端子と、を有する。前記第３容量素子は、前記第３反転入力端子と前記第３出力端子との間に接続される。前記量子化器は、所定の分解能で前記第３出力端子の電圧をデジタル値に変換して出力するように構成される。前記第１デジタル信号は、前記量子化器から出力される前記デジタル値を示すビット列である。前記ＤＡ変換器は、前記量子化器から前記デジタル値を受け取ると前記デジタル値に応じた電圧を前記第３反転入力端子に与えるように構成される。前記補正用ＤＡ変換器は、前記補正用アナログ信号を前記第３反転入力端子に与えるように構成される。

　本発明に係る対象物検出装置の第１６の形態は、上記第１～第１５の形態のうちいずれか１つにおいて、前記ＡＤ変換回路は、ΔΣ方式により前記電圧信号を前記第１デジタル信号に変換するように構成される。

　本発明に係る対象物検出装置の第１７の形態は、上記第１～第１６の形態のうちいずれか１つにおいて、前記デジタルフィルタは、前記第２デジタル信号を示すデジタル値をシリアル方式で出力するように構成される。

　本発明に係る対象物検出装置の第１８の形態は、上記第１７の形態において、前記シリアル方式は、ＢＭＣ方式である。

実施形態１の対象物検出装置の構成を示す概略ブロック図である。上記実施形態１の対象物検出装置の構成を示す概略ブロック図である。上記実施形態１の対象物検出装置の動作を示すタイムチャートである。上記実施形態１の対象物検出装置の動作を示すタイムチャートである。上記実施形態１の対象物検出装置の他の動作を示すタイムチャートである。上記実施形態１の対象物検出装置の動作を示すタイムチャートである。上記実施形態１の対象物検出装置の動作を示すタイムチャートである。上記実施形態１の対象物検出装置の動作を示すタイムチャートである。上記実施形態１の対象物検出装置のデジタル処理部の出力形式を示す説明図である。実施形態２の対象物検出装置の構成を示す概略回路図である。実施形態３の対象物検出装置の構成を示す概略回路図である。上記実施形態３の対象物検出装置の構成を示す概略回路図である。上記実施形態３の対象物検出装置の構成を示す概略回路図である。上記実施形態３の対象物検出装置の動作を示す説明図である。上記実施形態３の対象物検出装置の他の構成を示す概略回路図である。実施形態４の対象物検出装置の構成を示す概略回路図である。従来の赤外線検出装置の構成を示す概略回路図である。

　（実施形態１）
　本実施形態の赤外線検出装置１は、対象空間（検知エリア）から対象物を検出する対象物検出装置である。本実施形態では、対象物は人体である。よって、本実施形態の赤外線検出装置１は、人感センサである。

　本実施形態の赤外線検出装置１は、図２に示すように、焦電素子２と、電流電圧変換部（電流電圧変換回路）３と、ＡＤ変換部（ＡＤ変換回路）４と、デジタル処理部５と、制御部６と、を備える。

　焦電素子２は、対象空間から受け取った赤外線量の変化に応じて電流信号を出力するように構成される。

　電流電圧変換部３は、焦電素子２の電流信号を電圧信号に変換してＡＤ変換部４に出力するように構成される。電流電圧変換部３は、焦電素子２に接続される演算増幅器３１と、演算増幅器３１に接続される帰還用の容量素子（コンデンサ)Ｃ１と、コンデンサＣ１を放電させるための放電回路（放電部）３３と、を備える。演算増幅器３１は、反転入力端子と、非反転入力端子と、出力端子と、を備える。演算増幅器３１の反転入力端子は、焦電素子２に接続される。コンデンサＣ１は、演算増幅器３１の反転入力端子と出力端子との間に接続される。演算増幅器３１の非反転入力端子は基準電源３２に接続される。これによって、非反転入力端子には、基準電源３２から基準電圧が与えられる。

　放電回路３３は、リセットスイッチであって、リセット信号を受け取ると容量素子Ｃ１に蓄積された電荷を放出させる経路を形成するように構成される。

　ＡＤ変換部４は、電流電圧変換部３から出力される電圧信号をデジタル信号（第１デジタル信号）に変換してデジタル処理部５に出力するように構成される。ＡＤ変換部４は、変換可能な電圧信号の大きさの上限値（本実施形態ではＶｔｈ０）および下限値（本実施形態では－Ｖｔｈ０）を有する。本実施形態では、ＡＤ変換部４は、ΔΣ方式により電圧信号を第１デジタル信号に変換するように構成される。

　デジタル処理部５は、デジタルフィルタ５１と、判定回路５２と、を備える。

　デジタルフィルタ５１は、第１デジタル信号を演算処理することで、第１デジタル信号が示す波形から対象物に対応する周波数帯域（検知周波数帯域）に含まれる周波数を有する検出成分を抽出し、検出成分の波形を示すデジタル信号（第２デジタル信号）を生成して出力するように構成される。本実施形態において、対象物は人体であり、上記検知周波数帯域は、０．１Ｈｚ以上１０Ｈｚ以下である。また、本実施形態において、デジタルフィルタ５１は、第２デジタル信号を示すデジタル値をシリアル方式で出力するように構成される。シリアル方式は、ＢＭＣ方式である。

　判定回路５２は、第２デジタル信号に基づいて対象空間に対象物が存在するかどうかを判定するように構成される。本実施形態において、判定回路５２は、第２デジタル信号の示す波形の大きさと判定値（第１の閾値）Ｖｔｈ１（－Ｖｔｈ１）とを比較し、第２デジタル信号の示す波形の大きさが判定値Ｖｔｈ１（－Ｖｔｈ１）を超えると対象物が存在すると判定するように構成される。判定回路５２は、対象物が存在すると判定すると、Ｈレベルの検知信号を出力するように構成される。

　制御部６は、検知周波数帯域の下限値（０．１Ｈｚ）以下の所定周波数以下の低周波成分が電圧信号から除去されるように放電回路３３を制御するように構成される。制御部６は、所定周波数に対応する周期（リセット）に基づいて放電回路３３を制御して容量素子Ｃ１に蓄積された電荷を放出させるように構成される。本実施形態では、所定周波数は下限値（＝０．１Ｈｚ）に等しい。すなわち、０．１Ｈｚ以下の周波数を有する低周波成分が除去される。この場合、リセット周期は、所定周波数（＝０．１Ｈｚ）に対応する１０ｓである。

　本実施形態において、制御部６は、発振回路６１と、リセット回路６２と、ゼロクロス点検出回路６３と、異常判定回路６４と、禁止回路６５と、保護回路６６と、を備える。

　発振回路６１は、リセット周期でパルス信号を生成してリセット回路６２に出力するように構成される。

　ゼロクロス点検出回路６３は、第２デジタル信号が示す波形の大きさが所定値に一致するかどうかを判定し、第２デジタル信号が示す波形の大きさが所定値に一致するとゼロクロス点検出信号をリセット回路６２に出力するように構成される。前記所定値は、容量素子Ｃ１に電荷が蓄積されていないときの電圧信号の大きさに対応する値である。

　異常判定回路６４は、第２デジタル信号の示す波形の大きさが所定の閾値を所定の時間のあいだ越えたかどうかを判定し、第２デジタル信号の示す波形の大きさが所定の閾値を所定の時間のあいだ越えれば異常信号（異常発生信号）をリセット回路６２に出力するように構成される。

　禁止回路６５は、第２デジタル信号の示す波形の大きさが判定値よりも小さい禁止値を超えているか否かを判定し、第２デジタル信号の示す波形の大きさが禁止値を超えると禁止信号をリセット回路６２に出力し、第２デジタル信号の示す波形の大きさが禁止値以下になると解除信号をリセット回路６２に出力するように構成される。

　保護回路６６は、電圧信号の大きさがＡＤ変換回路４の変換可能な電圧信号の大きさの上限値（Ｖｔｈ０）以下の境界値（Ｖｔｈ３）を超えているか否かを判定し、電圧信号の大きさが境界値を超えていれば、超過信号をリセット回路６２に出力するように構成される。

　リセット回路６２は、パルス信号に基づいてリセット信号を生成して放電回路３３に出力するように構成される。

　本実施形態では、リセット回路６２は、パルス信号を受け取った後に最初にゼロクロス点検出信号を受け取ったときにリセット信号を放電回路３３に出力するように構成される。また、リセット回路６２は、パルス信号を受け取った後に所定時間経過してもゼロクロス点検出信号を受け取らなければ、所定時間が経過したときにリセット信号を放電回路３３に出力するように構成される。

　リセット回路６２は、異常信号（異常発生信号）を受け取ると、放電回路３３にリセット信号を出力するように構成される。また、リセット回路６２は、超過信号を受け取ると、放電回路３３にリセット信号を出力するように構成される。

　リセット回路６２は、禁止信号を受け取ると解除信号を受け取るまではリセット信号を出力しないように構成される。

　以下、詳細に説明する。

　本実施形態の赤外線検出装置１は、図１に示すように、焦電素子２と、電流電圧変換部３と、ＡＤ変換部４と、デジタル処理部５と、制御部６とを備えている。本実施形態では、一例として検知エリア内の人体検知に用いられる赤外線検出装置１について説明するが、赤外線検出装置１がたとえばガス検知等の人体検知以外の用途に用いられることを妨げる趣旨ではない。

　焦電素子２は、検知エリア（対象空間）から赤外線を受光し、受光した赤外線量の変化に応じて電流信号を出力する。

　電流電圧変換部３は、図１７の電流電圧変換部３００と基本的に同様の構成であって、反転入力端に焦電素子２が接続された演算増幅器（第１演算増幅器）３１を有している。演算増幅器３１の出力端－反転入力端間には、交流帰還用の容量素子としてのコンデンサＣ１が接続されている。演算増幅器３１の非反転入力端には、基準電圧を発生する基準電源３２が接続されている。

　このように構成される容量変換型の電流電圧変換部３によれば、焦電素子２からの電流信号（微弱な電流信号）は、コンデンサＣ１のインピーダンスを用いて電圧信号に変換される。したがって、演算増幅器３１から出力される電圧（演算増幅器３１の出力端子の電圧）は、基準電源３２が発生する基準電圧からコンデンサＣ１の両端電圧を差し引いた値となる。要するに、電流電圧変換部３の出力は、基準電圧を動作点として、焦電素子２が赤外線を受光したことによる電流信号の変化に応じて動作点から変化する。

　なお、以下では説明を簡単にするために、上記動作点（基準電圧）にあるときの電流電圧変換部３の出力をゼロとして説明する。つまり、電流電圧変換部３の出力は、演算増幅器３１から出力される電圧の動作点からの変化量を意味する。

　ここで、演算増幅器３１の出力端－反転入力端間には、コンデンサＣ１と並列にリセットスイッチ３３が接続されている。リセットスイッチ３３は、制御部６からのリセット信号によってオンオフ制御され、オン時には、コンデンサＣ１に蓄積されている電荷を放電するための放電経路を形成する放電部（放電回路）として機能する。つまり、リセットスイッチ３３がオンすると、コンデンサＣ１の両端電圧がゼロにリセットされ、電流電圧変換部３の出力値はゼロ（動作点）にリセットされる。

　ＡＤ変換部４は、電流電圧変換部３の出力値をデジタル値に変換するように構成される。すなわち、ＡＤ変換部４は、電流電圧変換部３から入力される電圧値（アナログ値）をデジタル値に変換してデジタル処理部５に出力する。つまりＡＤ変換部４は、アナログ信号の瞬時値をデジタルのシリアルビット列に変換して出力する。ＡＤ変換部４は、デジタル値に変換可能なアナログ値の範囲を表す対応範囲（ここでは－Ｖｔｈ０～Ｖｔｈ０とする）が、外部から与えられるリファレンス電圧の大きさに応じて予め設定されている。ＡＤ変換部４は、この対応範囲外の振幅を持つアナログ信号が入力されると出力が飽和する。

　デジタル処理部５は、ＡＤ変換部４から入力されるデジタル信号に基づいて、検知エリア内の人体の存否を判定する。つまり、デジタル処理部５は、ＡＤ変換部４の出力値（電流電圧変換部３の出力に相当する）と、予め定められている第１の閾値とを比較することにより検知エリア内の人体の存否を判定する判定部（判定回路）５２を有している。判定部５２は、ＡＤ変換部４の出力値の絶対値が第１の閾値を超えている期間には、検知エリア内に人がいると判定してＨレベルの検知信号を出力し、第１の閾値以内であれば検知エリア内に人はいないと判定して検知信号をＬレベルとする。

　デジタル処理部５（デジタルフィルタ５１）は、ＡＤ変換部４の出力のうち所定の周波数帯域の信号成分を通過させるように構成される。本実施形態では、デジタル処理部５は、人体検知時に焦電素子２が発生する電流信号の周波数帯域（ここでは０．１Ｈｚ～１０Ｈｚ程度とする）を通過帯域とするデジタルバンドパスフィルタ（以下、バンドパスフィルタを「ＢＰＦ」という）としての機能を有している。

　ここで、図１７に示す従来例の赤外線検出装置１Ｐのように、アナログＢＰＦを用いる場合で、０．１Ｈｚ～１０Ｈｚ程度の信号を通過させるためには、回路定数の比較的大きなコンデンサ等の素子が必要になる。このような素子はＩＣ（集積回路）に外付けされることになるので、この構成では赤外線検出装置１の回路部分をワンチップ化することができない。これに対して、本実施形態の赤外線検出装置１は、上述のようにデジタルＢＰＦを用いたことにより、外付け部品が不要となり回路部分をワンチップ化することができるという利点がある。

　以上説明した構成の赤外線検出装置１では、焦電素子２から出力された電流信号は、電流電圧変換部３にて電圧信号に変換された後、ＡＤ変換部４でデジタル値に変換され、デジタル処理部５に入力される。デジタル処理部５は、入力されたデジタル値に基づいて検知エリア内の人体の存否を判断し、判断結果を後段のマイコン（図示せず）等に出力する。

　ところで、本実施形態の赤外線検出装置１は、制御部６が適宜リセットスイッチ３３をオンしてコンデンサＣ１をリセットすることにより、電流電圧変換部３の出力から所定周波数以下の不要な低周波成分（以下、「不要成分」という）を除去する。不要成分は、焦電素子２から出力される電流信号に対して、たとえば周囲温度の変化などに起因して検知対象（人体）とは無関係に生じる低周波の揺らぎ成分である。

　すなわち、制御部６は、電流電圧変換部３の出力から不要成分を除去するようなタイミングでリセット信号を出力し、リセットスイッチ３３をオンしてコンデンサＣ１の両端電圧をリセットする。具体的に説明すると、制御部６は、不要成分を除去するように予め決められている周期でクロック信号を発生する発振器（図示せず）を有し、このクロック信号に基づいてリセット信号を生成する。

　クロック信号を発生する周期は、不要成分の上限となる周波数によって決められている。ここでは一例として、人体検知時に焦電素子２が発生する電流信号の周波数帯域（０．１Ｈｚ～１０Ｈｚ程度）との関係から、不要成分は０．１Ｈｚ以下の低周波成分であると仮定する。

　つまり、不要成分の上限の周波数が０．１Ｈｚであれば、この周波数に対応する１０秒という時間がクロック信号を発生する周期になる。制御部６が、このようにして決められている周期でコンデンサＣ１をリセットすれば、電流電圧変換部３の出力から不要成分が除去されることになる。要するに、制御部６と電流電圧変換部３とは、不要成分の上限の周波数をカットオフ周波数とするハイパスフィルタを構成する。

　また、本実施形態においては、制御部６には、デジタル処理部５の出力がフィードバック信号として入力されている。デジタル処理部５は、上述のように０．１Ｈｚ～１０Ｈｚを通過帯域とするデジタルＢＰＦ（フィルタ部）としての機能を有するので、フィードバック信号は、電流電圧変換部３の出力から少なくとも不要成分が除かれた信号となる。

　赤外線検出装置１は、電流電圧変換部３の出力のうち所定の周波数帯域の信号成分を通過させるフィルタ部（デジタルフィルタ）５１を備える。制御部６は、フィルタ部の出力がフィードバック信号として入力されており、クロック信号の発生後においてフィードバック信号の最初のゼロクロス点でリセット信号を生成し容量素子Ｃ１をリセットする。

　本実施形態では、制御部６は、図３に示すように、１０秒周期で生じるクロック信号の発生後において、フィードバック信号の最初のゼロクロス点でリセット信号を出力し、リセットスイッチ３３をオンしてコンデンサＣ１をリセットする。ここでいうフィードバック信号のゼロクロス点は、デジタル処理部５の出力がゼロ（動作点）になる時点を意味している。図３では、（ａ）が電流電圧変換部３に入力される電流信号、（ｂ）が電流電圧変換部３から出力される電圧信号、（ｃ）がデジタル処理部５の出力（フィードバック信号）、（ｄ）がリセット信号を表している。なお、図３（ｃ）および以下で説明する図面においては、実際にはデジタル値であるデジタル処理部５の出力値をアナログ値として示す。

　たとえば図３のように、電流電圧変換部３に０．１Ｈｚ以下の不要成分のみからなる電流信号が入力された場合、デジタル処理部５は、図３（ｃ）に示すように不要成分が除かれたフィードバック信号を制御部６に出力する。ここで、フィードバック信号はノイズ成分を含んでいるため、図３（ｃ）のような揺らぎを持つ。フィードバック信号に含まれるノイズ成分は主に、ＡＤ変換前に電流電圧変換部３で生じる回路ノイズや、ＡＤ変換後にデジタル処理部５で生じるノイズを含んでいる。制御部６は、１０秒周期で生じるクロック信号の発生後において、フィードバック信号のゼロクロス点（つまりノイズ成分がゼロになる点）でリセット信号を出力し、コンデンサＣ１をリセットする。

　したがって、制御部６がコンデンサＣ１をリセットするのは、デジタル処理部５の出力がゼロになるときであって、リセット時の電位差によりデジタル処理部５の出力に生じ得る変動を抑制することができる。

　また、制御部６は、図４に示すようにクロック信号の発生後、所定の延長時間に亘ってフィードバック信号のゼロクロス点が生じなければ、クロック信号の発生から延長時間が経過した時点で、リセットスイッチ３３をオンしてコンデンサＣ１をリセットする。図４では、（ａ）がデジタル処理部５の出力（フィードバック信号）、（ｂ）がリセット信号を表している。すなわち、赤外線検出装置１において、制御部６は、クロック信号の発生後、所定の延長時間に亘ってフィードバック信号のゼロクロス点が生じなければ、クロック信号の発生から延長時間が経過した時点でリセット信号を生成し容量素子Ｃ１をリセットする。

　ここで、延長時間は、少なくとも発振器がクロック信号を発生する周期よりも短い時間であって、周期が１０秒の場合、たとえば延長時間は３秒に設定される。なお、延長時間はクロック信号を発生する周期よりも長い時間（たとえば２０秒）に設定されていてもよい。

　この構成によれば、赤外線検出装置１に何らかの異常が生じることによって、クロック信号の発生後、延長時間経過してもデジタル処理部５の出力がゼロにならない場合でも、コンデンサＣ１がリセットされ、不要成分が除去されることになる。

　さらにまた、本実施形態の他の例として、制御部６は、図５に示すように発振器がクロック信号を出力するタイミングでリセット信号を出力し、コンデンサＣ１をリセットするように構成されていてもよい。図５では、（ａ）がデジタル処理部５の出力（フィードバック信号）、（ｂ）がリセット信号を表している。この場合、制御部６は、デジタル処理部５の出力に関係なくクロック信号を発生すればよいので、デジタル処理部５から制御部６へのフィードバック信号が不要になり、回路構成を簡略化することができる。

　ところで、制御部６は、予め定められている許容時間以上連続して電流電圧変換部３の出力値の絶対値が第１の閾値を超えた場合に、リセット信号を出力してコンデンサＣ１をリセットする異常保護部を有している。すなわち、この赤外線検出装置１において、制御部６は、予め定められている許容時間以上連続して電流電圧変換部３の出力値の絶対値が所定の閾値を超えた場合に、容量素子Ｃ１をリセットする異常保護部（異常判定回路６４およびリセット回路６２）を有する。

　要するに、赤外線検出装置１が正常であれば、人体検知時に図６（ａ）に示すようにデジタル処理部５の出力値の絶対値が周期的に第１の閾値Ｖｔｈ１を超えるため、検知信号は図６（ｂ）に示すようにＨレベルとＬレベルとを繰り返す。一方、赤外線検出装置１に異常があれば、検知信号は図６（ｃ）に示すようにＨレベルを維持することがある。そこで、図６（ｃ）のように検知信号がＨレベルを維持したまま許容時間が経過すると、制御部６は図６（ｄ）に示すようにリセット信号を出力しコンデンサＣ１をリセットする。

　この構成によれば、赤外線検出装置１の動作に、検知信号が許容時間以上に亘ってＨレベルとなるような異常が生じた場合に、制御部６は異常と判断してコンデンサＣ１をリセットするので、以降、人体検知を正常に行うことが可能となる。

　また、制御部６は、ＡＤ変換部４の入力の絶対値が、ＡＤ変換部４にてデジタル値に変換可能な対応範囲の手前に設定されている第３の閾値を超えた場合に、リセット信号を出力してコンデンサＣ１をリセットするＡＤ変換保護部を有している。すなわち、赤外線検出装置１において、制御部６は、ＡＤ変換部４の入力の絶対値が、ＡＤ変換部４にてデジタル値に変換可能な対応範囲の上限値Ｖｔｈ０以下に設定されている第３の閾値Ｖｔｈ３を超えると、容量素子Ｃ１をリセットするＡＤ変換保護部（保護回路６６およびリセット回路６２）を有する。

　つまり、図７に示すように、対応範囲の上限値Ｖｔｈ０より少し低いところに上限となる第３の閾値Ｖｔｈ３が設定され、対応範囲の下限値－Ｖｔｈ０より少し高いところに下限となる第３の閾値－Ｖｔｈ３が設定されている。図７では、（ａ）が電流電圧変換部３の出力値、（ｂ）がリセット信号を表している。制御部６は、電流電圧変換部３の出力値（ＡＤ変換部４の入力値）を監視し、この値が第３の閾値Ｖｔｈ３（あるいは－Ｖｔｈ３）に達すると、上記第３の閾値Ｖｔｈ３，－Ｖｔｈ３を超えたと判断してリセット信号を出力し、コンデンサＣ１をリセットする。

　この構成によれば、制御部６は、ＡＤ変換部４の入力が対応範囲から外れそうになると、コンデンサＣ１をリセットすることにより、ＡＤ変換部４の入力である電流電圧変換部３の出力値をゼロ（動作点）にリセットする。したがって、ＡＤ変換部４の入力が対応範囲から外れることはなく、赤外線検出装置１は、ＡＤ変換部４の出力が飽和することを回避して、常に人体検知可能な状態を維持できる。なお、第３の閾値Ｖｔｈ３，－Ｖｔｈ３は、対応範囲の上限値Ｖｔｈ０、下限値－Ｖｔｈ０と同値であってもよい。

　この赤外線検出装置１は、前記電流電圧変換部の出力値に相当する値の絶対値と所定の第１の閾値（判定値）とを比較して、前記絶対値が前記第１の閾値を超えるか否かによって検知対象の有無を判定する判定部５２をさらに備える。制御部６は、前記絶対値が前記第１の閾値よりも低い第２の閾値（禁止値）以内であるときには前記容量素子をリセット可能な第１の動作モードで動作し、前記絶対値が前記第２の閾値を超えているときには前記容量素子のリセットを行なわない第２の動作モードで動作することがより望ましい。

　すなわち、制御部６は、電流電圧変換部３の出力値の絶対値が人体検知のための第１の閾値よりも低い第２の閾値以内であるときには第１の動作モードで動作し、第２の閾値を超えているときには第２の動作モードで動作する。制御部６は、第１の動作モードにおいてはリセット信号を出力可能であるのに対し、第２の動作モードにおいてはリセット信号を出力することはない。

　具体的には、制御部６は、図８（ａ）に示すように電流電圧変換部３の出力値に相当するデジタル処理部５の出力（フィードバック信号）を第２の閾値－Ｖｔｈ２，Ｖｔｈ２と比較する。デジタル処理部５の出力が第２の閾値－Ｖｔｈ２，Ｖｔｈ２で規定された範囲（－Ｖｔｈ２～Ｖｔｈ２）外に出ると、制御部６は図８（ｃ）に示すように第１の動作モードから第２の動作モードに切り替えるための第２モード切替信号を出力する。一方、デジタル処理部５の出力が第２の閾値－Ｖｔｈ２，Ｖｔｈ２で規定された範囲（－Ｖｔｈ２～Ｖｔｈ２）内に戻ると、制御部６は図８（ｄ）に示すように第２の動作モードから第１の動作モードに切り替えるための第１モード切替信号を出力する。

　なお、図８では、（ａ）がデジタル処理部５の出力（フィードバック信号）、（ｂ）がリセット信号、（ｃ）が第２モード切替信号、（ｄ）が第１モード切替信号、（ｅ）が検知信号を表している。

　第１の動作モードにおいては、制御部６は、上述したように１０秒周期で生じるクロック信号の発生後において、フィードバック信号の最初のゼロクロス点でリセット信号を出力し、リセットスイッチ３３をオンしてコンデンサＣ１をリセットする。一方、第２の動作モードにおいては、制御部６は、クロック信号を停止して、コンデンサＣ１をリセットするための動作を停止する。また、第１モード切替信号により第２の動作モードから第１の動作モードに切り替わると、制御部６は、動作モードの切り替え後最初のフィードバック信号のゼロクロス点でリセット信号を出力し、リセットスイッチ３３をオンしてコンデンサＣ１をリセットする。

　この構成によれば、赤外線検出装置１は、電流電圧変換部３の出力値の絶対値が第２の閾値を超えている場合にはコンデンサＣ１がリセットされないので、人体検知動作の途中で電流電圧変換部３の出力値がゼロ（動作点）にリセットされてしまうことがない。したがって、人体検知動作の途中で電流電圧変換部３の出力値がリセットされてしまうことによる検知信号の遅延や失報を防止でき、人体検知の感度が向上するという利点がある。

　以上述べたように、本実施形態の対象物検出装置１は、対象空間から対象物を検出する対象物検出装置であって、焦電素子２と、電流電圧変換回路（電流電圧変換部）３と、ＡＤ変換回路（ＡＤ編幹部）４と、デジタルフィルタ５１と、判定回路５２と、制御部６と、を備える。焦電素子２は、対象空間から受け取った赤外線量の変化に応じて電流信号を出力するように構成される。電流電圧変換回路３は、焦電素子２に接続される演算増幅器３１と、演算増幅器３１に接続される帰還用の容量素子Ｃ１と、容量素子Ｃ１を放電させるための放電回路３３と、を備え、電流信号を電圧信号に変換して出力するように構成される。ＡＤ変換回路４は、電圧信号を第１デジタル信号に変換して出力するように構成される。デジタルフィルタ５１は、第１デジタル信号を演算処理することで、第１デジタル信号が示す波形から対象物に対応する周波数帯域（検出周波数帯域）に含まれる周波数を有する検出成分を抽出し、検出成分の波形を示す第２デジタル信号を生成して出力するように構成される。判定回路５２は、第２デジタル信号に基づいて対象空間に対象物が存在するかどうかを判定するように構成される。制御部６は、周波数帯域（検出周波数帯域）の下限値以下の所定周波数以下の低周波成分が電圧信号から除去されるように放電回路３３を制御するように構成される。制御部６は、所定周波数に対応する周期（リセット周期）に基づいて放電回路３３を制御して容量素子Ｃ１に蓄積された電荷を放出させるように構成される。

　また、本実施形態の対象物検出装置１では、制御部６は、発振回路６１と、リセット回路６２と、を備える。発振回路６１は、リセット周期でパルス信号を生成してリセット回路６２に出力するように構成される。リセット回路６２は、パルス信号に基づいてリセット信号を生成して放電回路３３に出力するように構成される。放電回路３３は、リセット信号を受け取ると容量素子Ｃ１に蓄積された電荷を放出させる経路を形成するように構成される。

　また、本実施形態の対象物検出装置１では、制御部６は、第２デジタル信号が示す波形の大きさが所定値に一致するかどうかを判定し、第２デジタル信号が示す波形の大きさが所定値に一致するとゼロクロス点検出信号をリセット回路６２に出力するゼロクロス点検出回路６３を備える。リセット回路６２は、パルス信号を受け取った後に最初にゼロクロス点検出信号を受け取ったときにリセット信号を放電回路３３に出力するように構成される。所定値は、容量素子Ｃ１に電荷が蓄積されていないときの電圧信号の大きさに対応する値である。

　また、本実施形態の対象物検出装置１では、リセット回路６２は、パルス信号を受け取ってから所定時間（延長時間）経過してもゼロクロス点検出信号を受け取らなければ、所定時間が経過したときにリセット信号を放電回路３３に出力するように構成される。

　また、本実施形態の対象物検出装置１では、制御部６は、第２デジタル信号の示す波形の大きさが所定の閾値（第１の閾値Ｖｔｈ１）を所定の時間（許容時間）のあいだ越えたかどうかを判定し、第２デジタル信号の示す波形の大きさが所定の閾値を所定の時間のあいだ越えれば異常信号をリセット回路６２に出力する異常判定回路６４を備える。リセット回路６２は、異常信号を受け取ると、放電回路３３にリセット信号を出力するように構成される。

　また、本実施形態の対象物検出装置１では、判定回路５２は、第２デジタル信号の示す波形の大きさと判定値（第１の閾値Ｖｔｈ１）とを比較し、第２デジタル信号の示す波形の大きさが判定値を超えると対象物（本実施形態では人体）が存在すると判定するように構成される。制御部６は、第２デジタル信号の示す波形の大きさが判定値（第１の閾値Ｖｔｈ１）よりも小さい禁止値（第２の閾値Ｖｔｈ２）を超えているか否かを判定し、第２デジタル信号の示す波形の大きさが禁止値を超えると禁止信号をリセット回路６２に出力し、第２デジタル信号の示す波形の大きさが禁止値以下になると解除信号をリセット回路６２に出力する禁止回路６５を備える。リセット回路６２は、禁止信号を受け取ると解除信号を受け取るまではリセット信号を出力しないように構成される。

　また、本実施形態の対象物検出装置１では、ＡＤ変換回路４は、変換可能な電圧信号の大きさの上限値Ｖｔｈ０を有する。制御部６は、電圧信号の大きさが上限値Ｖｔｈ０以下の境界値（第３の閾値）Ｖｔｈ３を超えているか否かを判定し、電圧信号の大きさが境界値Ｖｔｈ３を超えていれば、超過信号をリセット回路６２に出力する保護回路６６を備える。リセット回路６２は、超過信号を受け取ると、放電回路３３にリセット信号を出力するように構成される。

　換言すれば、本実施形態の赤外線検出装置１は、焦電素子２と、帰還用の容量素子Ｃ１が接続された演算増幅器３１を用いて、焦電素子２から出力される電流信号を電圧信号に変換する電流電圧変換部３とを備え、容量素子Ｃ１に蓄積された電荷を放電するための放電経路を形成する放電部３２を電流電圧変換部３に有しており、放電部３３を制御することにより、電流電圧変換部３の出力から所定周波数以下の低周波成分を除去するようなタイミングで容量素子Ｃ１をリセットする制御部６が設けられている。

　また、制御部６は、低周波成分を除去するように予め決められている周期でクロック信号を発生する発振器６１を有しており、クロック信号に基づいてリセット信号を生成し、リセット信号によって容量素子Ｃ１をリセットする。

　以上説明した構成の赤外線検出装置１によれば、制御部６が、放電部となるリセットスイッチ３３を制御してコンデンサＣ１の両端電圧をリセットすることによって、電流電圧変換部３の出力から不要成分を除去することができる。すなわち、焦電素子２から出力される出力電流には、たとえば周囲温度の変化などに起因して、検知対象（たとえば人体）とは関係のない不要な低周波成分が含まれることがある。これに対し、上記構成の赤外線検出装置１では、このような不要な低周波成分を不要成分として除去することができるので、不要成分が原因で誤検知等が生じることを回避できるという利点がある。

　しかも、この赤外線検出装置１は、電流電圧変換部３の入力端に焦電素子２のみが接続されているので、背景技術の欄で説明したように入力抵抗が電流電圧変換部３の入力端に接続される構成に比べて、電流電圧変換部３のＳＮ比が向上する。すなわち、電流電圧変換部３の入力端に入力抵抗が接続されている構成では、入力抵抗で発生するノイズ成分が電流電圧変換部３に入力されることになり、電流電圧変換部３のＳＮ比が低下する。特に、赤外線検出装置１の小型化の観点から入力抵抗は通常、ＩＣ（集積回路）に内蔵される抵抗素子にて構成され、このような抵抗素子で高抵抗を実現しようとすると、温度特性が大きく抵抗値のばらつきが大きくなる。入力抵抗の抵抗値がばらついて抵抗値が下がると、入力抵抗の熱雑音が増え、電流電圧変換部３のＳＮ比は低下する。

　これに対して、上記構成の赤外線検出装置１は、電流電圧変換部３のコンデンサＣ１がリセットされるタイミングを制御部６が制御することにより不要成分を除去しているので、入力抵抗を含む直流帰還回路を省略できる。したがって、入力抵抗を含む直流帰還回路に起因したノイズの影響をなくして、電流電圧変換部３のＳＮ比を改善することができる。

　本実施形態の対象物検出装置１によれば、電流電圧変換部３の出力への不要な低周波成分の影響を抑制しながらも、電流電圧変換部３のＳＮ比を向上させることができるという利点がある。

　なお、本実施形態の赤外線検出装置１は、背景技術の欄で説明したように電流電圧変換部３の出力端－入力端間に直流帰還回路が付加されている構成に比べ、直流帰還回路が不要になる分だけ回路規模が小さくなるとう利点もある。

　ところで、本実施形態においては、ＡＤ変換部４としてΔΣ（デルタシグマ）方式のＡＤ変換器が用いられている。すなわち、ＡＤ変換部４は、ΔΣ方式である。これにより、比較的小型で且つ高精度のＡＤ変換部４を実現することができる。

　また、デジタル処理部５は、シリアル方式でデジタル信号を出力する。具体的には、デジタル処理部５は、図９（ａ）に示すようにスタートビット１０１、メインフィルタ出力１０２、検知信号状態１０３、動作モード判定結果１０４、ストップビット１０５からなる信号形式を採用する。メインフィルタ出力１０２は、フィードバック信号と同様に、デジタルＢＰＦを通すことにより電流電圧変換部３の出力から少なくとも不要成分が除かれた信号の瞬時値を表す。また、検知信号状態１０３は、検知信号の状態（ＨレベルかＬレベルか）を表し、動作モード判定結果１０４は、動作モードを表している。

　デジタル処理部５は、１回の通信で１６ビット（メインフィルタ出力１０２が１０ビット、ストップビット１０５が３ビット、他が各１ビットずつ）のデジタル信号を、図９（ｃ）に示す送信クロック（たとえば１ＭＨｚ）に同期してシリアル通信にて出力する。これにより、デジタル処理部５は、クロックと各種のデータとを重畳させて１本の信号線で伝送可能となるので、端子数を少なくでき赤外線検出装置１の小型化につながるという利点がある。

　デジタル処理部５は、シリアル方式として、セルごとに出力が反転するＢＭＣエンコード方式を用いている。換言すれば、デジタル処理部５は、セルごとに出力が反転するＢＭＣ（Ｂｉｐｈａｓｅ　Ｍａｒｋ　Ｃｏｄｅ）エンコード方式を用いて出力を変換している。すなわち、デジタル処理部５は、図９（ｂ）に示すように「１」というデータをＢＭＣにより「０１」あるいは「１０」にエンコードし、「０」というデータをＢＭＣにより「００」あるいは「１１」にエンコードし、セルごとに出力を反転させる。なお、ここでいうセルは、エンコード前の１ビット分のデータを出力するためのタイムスロットを意味している。

　このように、デジタル処理部５は、ＢＭＣエンコード方式を採用することによりセルごとに必ず出力が反転するので、信号に低周波成分が含まれず、電流電圧変換部３の入力への回り込みの影響が小さいという利点がある。したがって、赤外線検出装置１の小型化に当たり、電流電圧変換部３の入力とデジタル処理部５の出力との間の電位差に起因して生じ得るチャタリング現象を抑制することができる。

　（実施形態２）
　本実施形態の赤外線検出装置１Ａは、電流電圧変換部３Ａが差動回路方式を採用している点が実施形態１の赤外線検出装置１と相違する。

　本実施形態の対象物検出装置１Ａでは、焦電素子２は第１端および第２端を有する。

　電流電圧変換部３Ａの演算増幅器は、第１反転入力端子および第１出力端子を有する第１演算増幅器３１１と、第２反転入力端子および第２出力端子を有する第２演算増幅器３１２と、を有する。第１演算増幅器３１１の第１反転入力端子は、焦電素子２の第１端に接続される。第２演算増幅器３１２の第２反転入力端子は、焦電素子２の第２端に接続される。

　また、電流電圧変換部３Ａの容量素子は、第１容量素子Ｃ１２と第２の容量素子Ｃ１２とを含む。第１容量素子Ｃ１１は、第１反転入力端子と第１出力端子にとの間に接続される。第２容量素子Ｃ１２は、第２反転入力端子と第２出力端子にとの間に接続される。

　電流電圧変換部３は、第１出力端子の電圧（第１演算増幅器３１１の出力電圧）と第２出力端子の電圧（第２演算増幅器３１２の出力電圧）との差分を出力する差分回路（第３演算増幅器）３４を備える。電流電圧変換部３から出力される電圧信号は、差分の波形を示す信号である。

　すなわち、本実施形態では図１０に示すように、電流電圧変換部３Ａは、焦電素子２の一端に接続される第１演算増幅器３１１と、焦電素子２の他端に接続される第２演算増幅器３１２とを有している。第１演算増幅器３１１の出力端－反転入力端間には交流帰還用の容量素子としての第１容量素子（第１コンデンサ）Ｃ１１が接続され、第２演算増幅器３１２の出力端－反転入力端間には交流帰還用の容量素子としての第２容量素子（第２コンデンサ）Ｃ１２が接続されている。両演算増幅器３１１，３１２の非反転入力端には、基準電圧を発生する基準電源３２が接続されている。

　さらに、第１演算増幅器３１１の出力端－反転入力端間にはコンデンサＣ１１と並列に第１リセットスイッチ３３１が接続され、第２演算増幅器３１２の出力端－反転入力端間にはコンデンサＣ１２と並列に第２リセットスイッチ３３２が接続されている。第１および第２リセットスイッチ３３１，３３２は、制御部６からのリセット信号によってオンオフ制御される。

　また、電流電圧変換部３Ａは、第３演算増幅器３４を用いた差動増幅回路を備えている。この差動増幅回路は、第１演算増幅器３１１の出力電圧と第２演算増幅器３１２の出力電圧との差分に相当する信号を電圧信号として出力する。具体的には、第１演算増幅器３１１の出力端は抵抗Ｒ１１を介して第３演算増幅器３４の反転入力端に接続され、第２演算増幅器３１２の出力端は抵抗Ｒ１２を介して第３演算増幅器３４の非反転入力端に接続されている。第３演算増幅器３４の出力端－反転入力端間には抵抗Ｒ１３が接続され、第３演算増幅器３４の非反転入力端は抵抗Ｒ１４を介して基準電圧を発生する基準電源に接続されている。

　なお、図１０では、ＡＤ変換部４とデジタル処理部５とをまとめて図示し、その後段に、デジタル処理部５の出力をシリアル出力するためのシリアルインタフェース７を図示している。また、図１０において、電流電圧変換部３とＡＤ変換部４とデジタル処理部５と制御部６Ａとシリアルインタフェース７とは、ＩＣ（集積回路）１０によりワンチップ化され、ケース１１内に収納されている。

　以上述べたように、本実施形態の電流電圧変換部３Ａは、焦電素子２の一端（第１端）に接続される第１の演算増幅器３１１と、焦電素子２の他端（第２端）に接続される第２の演算増幅器３１２とを演算増幅器として有しており、第１の演算増幅器３１１の出力電圧と第２の演算増幅器３１２の出力電圧との差分に相当する信号を電圧信号として出力する。

　この構成によれば、電流電圧変換部３Ａは、第１および第２演算増幅器３１１，３１２の出力電圧の差分に相当する電圧信号を出力するので、焦電素子２の端子から基板へのリークや外乱ノイズによって生じる同相成分を相殺することができる。さらに、上記構成によれば電流電圧変換部３Ａの入力とデジタル処理部５の出力との間の電位差に起因して生じ得るチャタリング現象を抑制することができる。

　また、電流電圧変換回路３Ａは、異常検知回路３５を備える。異常検知回路３５は、第１出力端子の電圧と第２出力端子の電圧との少なくとも一方を検出電圧として取得し、検出電圧が所定の範囲（後述する正常範囲）内の値かどうかを判定し、検出電圧が所定の範囲内の値でなければ、異常信号（異常検知信号）をリセット回路６２に出力するように構成される。本実施形態において、制御部６Ａのリセット回路６２は、異常検知信号を受け取ると放電回路を構成するリセットスイッチ３３１，３３２にリセット信号を出力するように構成される。

　換言すれば、電流電圧変換部３Ａは、第１演算増幅器３１１と第２演算増幅器３１２との少なくとも一方の出力電圧の異常値を検知する異常検知部（異常検知回路）３５を有している。異常検知部３５は、第１演算増幅器３１１と第２演算増幅器３１２との少なくとも一方の出力電圧と所定の第４の閾値および所定の第５の閾値（＞第４の閾値）とを比較する。異常検知部３５は、演算増幅器３１１，３１２の出力電圧が第４および第５の閾値で定められる正常範囲から外れた場合に、演算増幅器３１１，３１２の出力電圧が異常値であると判断し、異常信号（異常検知信号）を制御部６Ａに出力する。

　制御部６Ａは、異常検知部３５から異常信号を受けると、リセット信号を出力し、第１および第２のリセットスイッチ３３１，３３２をオンして両コンデンサＣ１１，Ｃ１２をリセットする異常電圧保護部（リセット回路）６２を有している。すなわち、制御部６Ａは、第１の演算増幅器３１１と第２の演算増幅器３１２との少なくとも一方の出力電圧が所定の第４の閾値と所定の第５の閾値とで定められる正常範囲から外れた場合に、容量素子（コンデンサ）Ｃ１をリセットする異常電圧保護部（リセット回路）６２を有する。つまり、異常電圧保護部は、第１の演算増幅器３１１と第２の演算増幅器３１２との少なくとも一方の出力電圧が第４および第５の閾値で定められる正常範囲から外れた場合に、コンデンサＣ１１，Ｃ１２をリセットする。

　なお、本実施形態では異常検知部３５は、抵抗Ｒ１２と抵抗Ｒ１４との接続点の電位を監視することにより、第２の演算増幅部３１２の出力電圧を第４および第５の閾値と比較している。

　この構成によれば、赤外線検出装置１Ａは、焦電素子２の端子から基板へのリークや外乱ノイズの影響で、演算増幅器３１１，３１２の出力電圧が異常昇圧あるいは異常降圧した場合、この異常を回路の初段（電流電圧変換部３）で即座に検知することができる。赤外線検出装置１Ａは、演算増幅器３１１，３１２の出力電圧の異常昇圧あるいは異常降圧が検知されれば、異常電圧保護部によりコンデンサＣ１１，Ｃ１２をリセットする。したがって、同相成分の影響で電流電圧変換部３Ａの出力が飽和することを回避できるという利点がある。

　その他の構成および機能は実施形態１と同様である。

　（実施形態３）
　本実施形態の対象物検出装置（赤外線検出装置）１Ｂは、図１１に示すように、焦電素子２と、電流電圧変換回路３と、ＡＤ変換回路４Ｂと、デジタルフィルタ５１Ｂと、補正回路８と、を備える。

　補正回路８は、調整部８１と、補正用ＤＡ変換器８２と、を備える。調整部８１は、ＡＤ変換回路４Ｂから出力される第１デジタル信号に基づいて電圧信号のうち検出周波数帯の下限値（本実施形態では０．１Ｈｚ）以下の所定周波数以下の低周波成分を示す補正用デジタル信号を生成するように構成される。本実施形態では、所定周波数は下限値と同じ０．１Ｈｚである。補正用ＤＡ変換器８２は、補正用デジタル信号を補正用アナログ信号に変換してＡＤ変換回路４Ｂに出力するように構成される。

　ＡＤ変換回路４Ｂは、電圧信号から補正用アナログ信号を減算した後に電圧信号を第１デジタル信号に変換するように構成される。

　ＡＤ変換回路４Ｂは、積分器４１と、量子化器４２と、ＤＡ変換器４３と、抵抗器４５と、を備える。

　積分器４１は、第３演算増幅器４１２と、第３容量素子４１１と、を備える。第３演算増幅器４１２は、第３反転入力端子と、第３非反転入力端子と、第３出力端子と、を有する。第３反転入力端子は、抵抗器４５を介して電流電圧変換回路に接続され電圧信号を受け取る。第３容量素子４１１は、第３反転入力端子と第３出力端子との間に接続される。第３非反転入力端子は、補正用ＤＡ変換器８２に接続され、補正用アナログ信号を受け取る。すなわち、補正用ＤＡ変換器８２は、補正用アナログ信号を第３非反転入力端子に与えるように構成される。

　量子化器４２は、所定の分解能で第３演算増幅器４１２の第３出力端子の電圧をデジタル値に変換して出力するように構成される。第１デジタル信号は、量子化器４２から出力されるデジタル値を示すビット列である。本実施形態において、量子化器４２の所定の分解能は１ビットである。

　ＤＡ変換器４３は、量子化器４２からデジタル値を受け取るとデジタル値に応じた電圧を第３反転入力端子に与えるように構成される。

　デジタルフィルタ５１Ｂは、第１フィルタ部５１０と、第２フィルタ部５２０と、を備える。第１フィルタ部５１０は、第１デジタル信号を複数ビットの第３デジタル信号に変換して出力するように構成される。第２フィルタ部５２０は、第３デジタル信号を演算処理することで第２デジタル信号を生成して出力するように構成される。

　本実施形態において、補正回路８の調整部８１は、第１フィルタ部５１０から第３デジタル信号を受け取るように構成される。調整部８１は、第３デジタル信号を演算処理することで補正用デジタル信号を生成するように構成される。

　図１１には図示されていないが、対象物検出装置１Ｂは、さらに、判定回路５２と、制御部６と、を備える。なお、図１１では、放電回路３３の図示を省略している。

　以下、さらに詳細に説明する。

　本実施形態の赤外線検出装置（対象物検出装置）１Ｂは、図１２に示すように、焦電素子２と、焦電素子２に接続される電流電圧変換回路３と、電流電圧変換回路３に接続されるＡＤ変換部４Ｂと、ＡＤ変換部４Ｂに接続されるデジタルフィルタ５１Ｂと、補正回路８とを備えている。

　ＡＤ変換部４Ｂは、入力信号（電流電圧変換回路３の電圧信号）の積分を行う積分器４１と、積分器４１の出力を量子化する量子化器４２と、量子化器４２の出力をアナログ値に変換するＤＡ変換器４３とを有している。なお、電流電圧変換回路３と積分器４１との間には抵抗４５が挿入されている。

　積分器４１は、反転入力端子（第３反転入力端子）と出力端子（第３出力端子）との間にコンデンサ（第３容量素子）４１１が接続された演算増幅器（第３演算増幅器）４１２を具備しており、第３演算増幅器４１２の反転入力端子（第３反転入力端子）には電流電圧変換回路３からの入力信号（電圧信号）が入力される。量子化器４２は、積分器４１の出力電圧（第３出力端子の電圧）つまり積分値と、所定の閾値とを比較することによって、アナログ値をデジタル値に変換する。ここでは、量子化器４２は１つの閾値を用いてアナログ値を１ビット（ｂｉｔ）のデジタル値に変換する。

　ＤＡ変換器４３は、量子化器４２で変換されたデジタル値を１クロック分だけ遅延させた値である遅延値を、アナログ値に変換して演算増幅器４１２の反転入力端子（第３反転入力端子）に帰還する。これにより、ＡＤ変換部４Ｂにおいては、時間経過に伴う入力信号の変化分（微分値）を積分した値が、デジタル値として量子化器４２から出力されることになる。

　ＡＤ変換部４Ｂは、入力されたアナログ信号の振幅が入力許容範囲内にあれば、量子化器４２にてアナログ値をデジタル値に変換し、入力許容範囲外の振幅を持つアナログ信号が入力されると量子化器４２の出力が飽和する。

　デジタルフィルタ５１Ｂは、予め決められた周波数帯域を通過帯域とするデジタルバンドパスフィルタとしての機能を有している。本実施形態では、人体の存在を検知した際に焦電素子２が発生する電流信号の周波数帯域（ここでは０．１Ｈｚ～１０Ｈｚ程度とする）をデジタルフィルタ５１Ｂの通過帯域とする。

　デジタルフィルタ５１Ｂは、図１１に示すように、ＡＤ変換部４Ｂの出力に接続される第１フィルタ部５１０と、第１フィルタ部５１０の出力に接続される第２フィルタ部５２０とを具備している。第１フィルタ部５１０は、ローパスフィルタとしての機能を有し、第２フィルタ部５２０は、ハイパスフィルタおよびローパスフィルタとしての機能を有しており、両フィルタ部５１０，５２０を併せてＢＰＦを構成している。

　ここで、ＡＤ変換部４Ｂは、上述のようにΔΣ方式のＡＤ変換器からなるので、オーバーサンプリングによって量子化誤差の低減を図っている。第１フィルタ部５１０は、量子化器４２から出力されるデジタル値（第１デジタル信号）についてサンプリング周波数を間引いて（ダウンサンプリング）、デジタル値の分解能を１ビットから多ビットへ変換するデシメーションフィルタとして機能する。

　デジタルフィルタ５１Ｂに代えてアナログＢＰＦが用いられている場合で、０．１Ｈｚ～１０Ｈｚ程度の信号を通過させるためには、回路定数の比較的大きなコンデンサ等の素子が必要になる。このような素子はＩＣ（集積回路）に外付けされることになるので、この構成では赤外線検出装置の回路部分をワンチップ化することができない。これに対して、本実施形態の赤外線検出装置１Ｂは、上述のようにデジタルＢＰＦを用いたことにより、外付け部品が不要となり回路部分をワンチップ化することができるという利点がある。

　以上説明した構成の赤外線検出装置１Ｂでは、焦電素子２から出力された電流信号は、電流電圧変換回路３にて電圧信号に変換された後、ＡＤ変換部４Ｂでデジタル値に変換され、デジタルフィルタ５１Ｂに入力される。デジタルフィルタ５１Ｂからは人体の存在を検知した際に焦電素子２が発生する電流信号の周波数帯域（０．１Ｈｚ～１０Ｈｚ程度）のデジタル信号（第２デジタル信号）が出力され、後段の判定回路５２に入力される。

　ところで、所定周波数以下の低周波成分がＡＤ変換部４Ｂの入力（電流電圧変換回路３の電圧信号）に含まれていると、ＡＤ変換部４Ｂの入力信号が入力許容範囲を超えやすくなる。つまり、電流電圧変換回路３の演算増幅器３１の反転入力端子で電流リークが生じたり、電流電圧変換回路３に焦電素子２から低周波の揺らぎ成分が入力されたりしていると、ＡＤ変換部４Ｂの入力に含まれる低周波成分により量子化器４２の出力は飽和しやすくなる。なお、焦電素子２から電流電圧変換回路３へ入力される低周波の揺らぎ成分としては、たとえば周囲温度の変化などに起因して検知対象（人体）とは無関係に焦電素子２の出力に生じる成分がある。以下では、検知対象とは関係のない不要な所定周波数以下の低周波成分を「不要成分」ともいう。

　また、量子化器４２の入力から不要成分を低減させるために、電流電圧変換回路３とＡＤ変換部４Ｂとの間にハイパスフィルタを付加することも考えられる。ただし、不要成分に対応できる程度にハイパスフィルタのカットオフ周波数を低くする（０．１Ｈｚ程度とする）ためには、ハイパスフィルタに回路定数の比較的大きな抵抗素子および容量素子を用いる必要があり、ハイパスフィルタのＩＣ（集積回路）化は困難である。そのため、本実施形態のように電流電圧変換回路３とＡＤ変換部４Ｂとデジタルフィルタ５１Ｂとが外付け部品を用いずにＩＣによりワンチップ化される構成では、電流電圧変換回路３とＡＤ変換部４Ｂとの間にハイパスフィルタを付加することはできない。

　そこで、本実施形態の赤外線検出装置１Ｂは、量子化器４２の入力から所定周波数以下の低周波成分（不要成分）を低減させる補正回路８を備えている。ここでは一例として、人体検知時に焦電素子２が発生する電流信号の周波数帯域（０．１Ｈｚ～１０Ｈｚ程度）との関係から、不要成分は０．１Ｈｚ以下の低周波成分であることとする。

　補正回路８は、デジタルフィルタ５１ＢおよびＡＤ変換部４Ｂに接続されており、ＡＤ変換部４Ｂの出力から不要成分を低減させるように、デジタルフィルタ５１ＢからＡＤ変換部４Ｂに不要成分を帰還（フィードバック）する。ここでは、補正回路８は、図１１に示すように、デジタルフィルタ５１Ｂの一部を構成する第１フィルタ部５１０の出力（第３デジタル信号）から、積分器４１における演算増幅器４１２の非反転入力端子（第３非反転入力端子）に不要成分を帰還する。

　具体的に説明すると、補正回路８は、第１フィルタ部５１０の出力に接続された調整部８１と、調整部８１の出力に接続された補正用ＤＡ変換器（ＤＡ変換部）８２とを有している。調整部８１は、不要成分の上限周波数（ここでは０．１Ｈｚ）をカットオフ周波数とするデジタルローパスフィルタであって、第１フィルタ部５１０の出力から不要成分に相当するデジタル信号（補正用デジタル信号）のみを抽出して補正用ＤＡ変換器８２に出力する。補正用ＤＡ変換器８２は、調整部８１から入力される不要成分に相当するデジタル値（補正用デジタル信号が示す値）をアナログ値（補正用アナログ信号）に変換して演算増幅器４１２に帰還する。

　この構成によれば、積分器４１における演算増幅器４１２には、補正回路８により不要成分に相当するアナログ信号（補正用アナログ信号）がフィードバック信号として帰還される。ここで、演算増幅器４１２の反転入力端子（第３反転入力端子）には電流電圧変換回路３からの入力信号（電流電圧変換回路３の電圧信号）が入力されているので、量子化器４２には不要成分を入力信号（電流電圧変換回路３の電圧信号）から除去した信号が入力されることになる。したがって、ＡＤ変換部４Ｂの入力信号が不要成分の影響で入力許容範囲を超えることを回避でき、結果的に、ＡＤ変換部４Ｂの入力許容範囲を広げることができる。

　次に、補正用ＤＡ変換器８２の構成について、図１３を参照してより詳しく説明する。補正用ＤＡ変換器８２は、複数の抵抗素子が直列に接続されて構成される抵抗アレイ８２１と、抵抗アレイ８２１の複数の接続点の中から積分器４１に接続する接続点を選択するマルチプレクサ８２２と、マルチプレクサ８２２を制御する制御回路８２３とを有する。抵抗アレイ８２１には一定の直流電圧（内部電源電圧）Ｖｃｃが印加されており、複数の抵抗素子が基準電圧（内部電源電圧）Ｖｃｃを分圧することにより、複数の接続点には接続点ごとに異なる電圧が生じる。制御回路８２３は、調整部８１の出力するデジタル値（補正用デジタル信号が示す値）に相当する大きさの電圧が演算増幅器４１２の非反転入力端子（第３非反転入力端子）に出力されるように、調整部８１の出力するデジタル値に応じて積分器４１に接続する接続点を選択する。

　つまり、補正用ＤＡ変換器８２は、直流電圧Ｖｃｃを抵抗アレイ８２１にて分圧し、ＡＤ変換部４Ｂへの入力信号に変動が生じていないときに所定の電圧Ｖｒが積分器４１に出力されるように、制御回路８２３にて積分器４１に接続する接続点を選択する。一方、ＡＤ変換部４Ｂへの入力信号に不要成分による高電位側への変動が生じた場合、この変動に応じて積分器４１への出力電圧が電圧Ｖｒよりも大きくなるように、補正用ＤＡ変換器８２は、制御回路８２３にて積分器４１に接続する接続点を選択する。この動作により、不要成分に相当するアナログ信号（補正用アナログ信号）が演算増幅器４１２に帰還される。

　本実施形態の対象物検出装置１Ｂは、所定電圧（直流電圧）Ｖｃｃを有する内部電源を備える。補正用ＤＡ変換器８２は、内部電源の所定電圧Ｖｃｃに基づいて補正用アナログ信号を生成するように構成される。内部電源は、電流電圧変換回路３の演算増幅器３１の非反転入力端子に基準電圧を与えるように非反転入力端子に電気的に接続される。

　すなわち、対象物検出装置１Ｂにおいて、電流電圧変換回路３は、反転入力端子に焦電素子２が接続され、反転入力端子と出力端子との間に帰還用の素子（容量素子）Ｃ１が接続された演算増幅器３１を具備し、演算増幅器３１の非反転入力端子には基準電圧が印加され、補正回路８は、低周波成分に相当するデジタル値（補正用デジタル信号が示す値）をアナログ値（補正用アナログ信号が示す値）に変換するＤＡ変換部（補正用ＤＡ変換器）８２を有し、補正用ＤＡ変換器８２の電源供給部は、基準電圧を発生する基準電源部の電源供給部と共用されている。

　つまり、抵抗アレイ８２１に直流電圧Ｖｃｃを印加する電源部は、電流電圧変換回路３の演算増幅器３１に基準電圧を与える基準電源３２（図１１参照）の電源供給部と兼用される。言い換えれば、補正用ＤＡ変換器８２の電源供給部は、演算増幅器３１に与えられる基準電圧を発生する基準電源３２の電源供給部と共用される。つまり、抵抗アレイ８２１の複数の接続点のいずれかに演算増幅器３１の非反転入力端子が接続されることにより、抵抗アレイ８２１で分圧された電圧が基準電圧として演算増幅器３１に与えられる。

　この構成によれば、電流電圧変換部３の出力の動作点を決める基準電圧と、抵抗アレイ８２１に印加される直流電圧Ｖｃｃとは、共通の電源供給部によって生じる。したがって、この電源供給部の出力にノイズ成分が生じた場合、このノイズ成分は、電流電圧変換回路３と補正用ＤＡ変換器８２との両方の出力に影響することになり、積分器４１において相殺される。その結果、基準電源部３３の出力に生じたノイズ成分が量子化器４２の入力に影響することを回避でき、ＡＤ変換部４Ｂの出力の信頼性が向上する。

　また、補正回路８は、所定周波数以下の不要成分をＡＤ変換部４の出力から低減させるので、ＡＤ変換部４Ｂの入出力との関係ではハイパスフィルタとして作用する。ここで、補正回路８は、デジタルフィルタ５１Ｂの一部を構成するハイパスフィルタのカットオフ周波数以下の低周波成分を、ＡＤ変換部４Ｂの出力から低減させるように調整部８１のカットオフ周波数が調整されていてもよい。

　すなわち、デジタルフィルタ５１Ｂは、ローパスフィルタおよびハイパスフィルタを有している場合、補正回路８は、ＡＤ変換部４Ｂの出力からハイパスフィルタのカットオフ周波数以下の低周波成分を低減させることにより、ハイパスフィルタの一部を兼ねてもよい。

　この場合、補正回路８によって構成されるハイパスフィルタは、デジタルフィルタ５１Ｂの一部を構成するハイパスフィルタとしての機能を兼ねることとなるので、デジタルフィルタ５１Ｂのフィルタの次数を少なくすることができる。たとえば、人体検知のために５次のフィルタが必要な場合、デジタルフィルタ５１Ｂ自体は４次のフィルタとすることができる。

　次に、対象物検出装置（赤外線検出装置）１Ｂの動作について図１４を参照して説明する。図１４では、焦電素子２の周囲温度の変化に起因して、焦電素子２から電流電圧変換回路３への入力に所定周波数以下の揺らぎ成分（不要成分）が生じている場合を例として、量子化器４２の入力を示す。

　まず、補正回路８が設けられていない場合について説明する。この場合、図１４（ａ）に示すように、量子化器４２の入力には検知対象成分（人体の動きにより焦電素子２が発生する成分）の他に、不要成分が含まれている。そのため、量子化器４２の入力は不要成分によって大きく揺らぐこととなり、量子化器４２の出力を飽和させないためにはＡＤ変換部４Ｂの入力許容範囲Ｒ１は比較的広く設定されている必要がある。

　これに対して、本実施形態のように補正回路８が設けられている場合、図１４（ｂ）に示すように、量子化器４２の入力においては補正回路８により検知対象成分以外の不要成分が大幅に低減される。そのため、量子化器４２の入力が不要成分によって大きく揺らぐことはなく、ＡＤ変換部４Ｂの入力許容範囲Ｒ２が比較的狭く設定されていても、量子化器４２の出力は飽和しにくい。

　以上述べたように、本実施形態の対象物検出装置１Ｂは、補正回路８を備える。補正回路８は、第１デジタル信号に基づいて電圧信号のうち下限値以下の所定周波数以下の低周波成分を示す補正用デジタル信号を生成する調整部８１と、補正用デジタル信号を補正用アナログ信号に変換してＡＤ変換回路４Ｂに出力する補正用ＤＡ変換器８２と、を備える。ＡＤ変換回路４Ｂは、電圧信号から補正用アナログ信号を減算した後に電圧信号を第１デジタル信号に変換するように構成される。

　すなわち、本実施形態の対象物検出装置１Ｂは、焦電素子２と、焦電素子２から出力される電流信号を電圧信号に変換する電流電圧変換回路３と、電流電圧変換回路３から出力されるアナログ値をデジタル値に変換しシリアル方式で出力するＡＤ変換部４Ｂと、ＡＤ変換部４Ｂの出力のうち予め決められた周波数帯域の信号成分を通過させるデジタルフィルタ５１Ｂと、ＡＤ変換部４Ｂの出力から所定周波数以下の低周波成分を低減させるように、デジタルフィルタ５１ＢからＡＤ変換部４Ｂに低周波成分を帰還する補正回路８とを備える。

　以上説明した本実施形態の対象物検出装置１Ｂによれば、補正回路８が、デジタルフィルタ５１ＢからＡＤ変換部４Ｂに不要成分を帰還することによって、量子化器４２の入力から所定周波数以下の低周波成分（不要成分）を低減させることができる。すなわち、本実施形態の対象物検出装置（赤外線検出装置）１Ｂでは、たとえば周囲温度の変化などに起因して検知対象とは関係のない不要な低周波成分が焦電素子２から出力される出力電流に含まれていても、不要な低周波成分を不要成分として除去することができる。

　したがって、不要な低周波成分の影響でＡＤ変換部４Ｂの入力信号が入力許容範囲を超えることを回避できる。そのため、ＡＤ変換部４Ｂの入力許容範囲Ｒ２を狭く、つまり量子化器４２の入力のダイナミックレンジを比較的小さく設定することによって、焦電素子２の出力に基づく電圧信号のような微弱な入力信号を量子化器４２で精度よく変換することが可能になる。もしくは、量子化器４２の精度が同等であれば、補正回路８がない構成に比べて、対象物検出装置１Ｂの回路規模を小さくして小型化を図ることができる。

　しかも、本実施形態の構成では、電流電圧変換回路３の入力端子に接続される入力抵抗は不要であるので、従来の赤外線検出装置のように、入力抵抗で発生するノイズ成分によって電流電圧変換回路３のＳＮ比が低下することもない。要するに、本実施形態の対象物検出装置１Ｂによれば、電流電圧変換回路３のＳＮ比を低下させることなく、不要な低周波成分の影響を抑制することができるという利点がある。

　この対象物検出装置１Ｂにおいて、デジタルフィルタ５１Ｂは、ローパスフィルタおよびハイパスフィルタを有しており、補正回路８は、ローパスフィルタの出力から低周波成分を抽出してＡＤ変換部４Ｂに帰還する。本実施形態においては、補正回路８は、デジタルフィルタ５１Ｂのローパスフィルタを構成しデシメーションフィルタとして機能する第１フィルタ部５１０の出力から、不要成分を抽出してＡＤ変換部４Ｂに帰還している。そのため、第１フィルタ部５１０は補正回路８において不要成分を抽出するためのフィルタとして兼用されることとなり、部品の共用化により赤外線検出装置１Ｂの構成の簡略化を図ることができる。

　この対象物検出装置１Ｂにおいて、ＡＤ変換部４Ｂは、アナログ値の積分を行う積分器４１と、積分器４１の出力を量子化する量子化器４２とを有しており、積分器４１は、反転入力端子（第３反転入力端子）と出力端子（第３出力端子）との間に容量素子（第３容量素子）４１１が接続された第３演算増幅器４１２を具備し、電流電圧変換回路３の出力（電圧信号）は、第３演算増幅器４１２の反転入力端子（第３反転入力端子）に入力され、補正回路８の出力（補正用アナログ信号）は、第３演算増幅器４１２の非反転入力端子（第３非反転入力端子）に帰還される。

　すなわち、本実施形態では、電流電圧変換回路３の出力（電圧信号）はＡＤ変換部４Ｂの一部を構成する積分器４１の演算増幅器４１２の反転入力端子に入力され、補正回路８の出力（補正用アナログ信号）は演算増幅器４１２の非反転入力端子に帰還されている。したがって、補正回路８は、電流電圧変換回路３から積分器４１に入力される信号（電圧信号）とは分離した系で、不要成分の帰還をかけることができ、ＡＤ変換部４Ｂの精度が向上するという利点がある。

　本実施形態では、ＡＤ変換部４ＢはΔΣ方式である。すなわち、本実施形態ではアナログ値の積分を行う積分器４１を有するＡＤ変換部４Ｂとして、ΔΣ方式のＡＤ変換器が用いられている。そのため、対象物検出装置１Ｂの回路部分をＩＣ（集積回路）化しながらも、比較的高精度のＡＤ変換部４Ｂを実現することができる。また、補正回路８にて帰還された不要成分は、ＡＤ変換部４Ｂの積分器４１によって量子化器４２の入力から低減されるので、帰還された不要成分を低減するための構成をＡＤ変換部４Ｂと別に設ける必要がない。

　図１５は、本実施形態の変形例の対象物検出装置１Ｃを示す。図１５に示す補正回路８Ｃは、調整部８１と補正用ＤＡ変換器８２との間に、調整部８１の出力をノイズシェーピングするノイズシェーパ８３を有している。この構成では、補正ＤＡ変換器８２は、ノイズシェーパ８３にてノイズシェーピングされた不要成分に相当するデジタル値をアナログ値に変換して演算増幅器４１２に帰還することになる。

　すなわち、変形例の対象物検出装置１Ｃは、補正回路８Ｃで対象物検出装置１Ｂと異なる。補正回路８Ｃは、調整部８１から出力された補正用デジタル信号をノイズシェーピングし、ノイズシェーピングされた補正用デジタル信号を補正用ＤＡ変換器８２に出力するノイズシェーパ８３を備える。補正用ＤＡ変換器８２は、ノイズシェーピングされた補正用デジタル信号を補正用アナログ信号に変換するように構成される。

　換言すれば、補正回路８Ｃは、低周波成分を通過させる調整部８１と、調整部８１の出力（補正用デジタル信号）をノイズシェーピングするノイズシェーパ８３と、ノイズシェーパ８３の出力をアナログ値に変換するＤＡ変換部（補正用ＤＡ変換器）８２とを有する。

　なお、本実施形態では、ＡＤ変換部４ＢとしてΔΣ方式のＡＤ変換器を例示したが、ＡＤ変換部４ＢはΔΣ方式以外のＡＤ変換器であってもよい。

　（実施形態４）
　本実施形態の対象物検出装置（赤外線検出装置）１Ｄは、図１６に示すように補正回路８の出力が、ＡＤ変換部４Ｄの一部を構成する積分器４１の演算増幅器４１２の反転入力端子（第３反転入力端子）に帰還されている点で実施形態３の対象物検出装置１Ｂ，１Ｃと相違する。以下、実施形態３と同様の構成については、実施形態３と共通の符号を付して適宜説明を省略する。

　すなわち、本実施形態の対象物検出装置１Ｄでは、実施形態３と同様に、ＡＤ変換回路４Ｂは、積分器４１と、量子化器４２と、ＤＡ変換器４３と、抵抗器４５と、を備える。

　積分器４１は、第３演算増幅器４１２と、第３容量素子４１１と、を備える。第３演算増幅器４１２は、第３反転入力端子と、第３非反転入力端子と、第３出力端子と、を有する。第３反転入力端子は、抵抗器４５を介して電流電圧変換回路３に接続され電圧信号を受け取る。第３容量素子４１１は、第３反転入力端子と第３出力端子との間に接続される。

　ただし、本実施形態の対象物検出装置１Ｄでは、実施形態３とは異なり、第３反転入力端子は、補正用ＤＡ変換器８２に接続され、補正用アナログ信号を受け取る。すなわち、補正用ＤＡ変換器８２は、補正用アナログ信号を第３反転入力端子に与えるように構成される。

　換言すれば、本実施形態の対象物検出装置１Ｄにおいて、ＡＤ変換部４Ｄは、アナログ値の積分を行う積分器４１と、積分器４１の出力を量子化する量子化器４２とを有しており、積分器４１は、反転入力端子（第３反転入力端子）と出力端子（第３出力端子）との間に容量素子（第３容量素子）４１１が接続された第３演算増幅器４１２を具備し、電流電圧変換回路３の出力は、第３演算増幅器４１２の反転入力端子（第３反転入力端子）に入力され、補正回路８の出力（補正用アナログ信号）は、第３演算増幅器４１２の反転入力端子（第３反転入力端子）に帰還される。

　すなわち、本実施形態では、演算増幅器４１２の非反転入力端子（第３非反転入力端子）には基準電圧を発生する基準電源部４１３が接続されており、補正回路８の出力（補正用アナログ信号）は演算増幅器４１２の反転入力端子（第３反転入力端子）に接続されている。これにより、演算増幅器４１２の反転入力端子（第３反転入力端子）には、補正回路８の出力する信号（補正用アナログ信号）が入力されることになる。なお、基準電源部４１３は電流電圧変換回路３の基準電源３２と兼用されていてもよい。

　以上説明した本実施形態の対象物検出装置（赤外線検出装置）１Ｄによれば、補正回路８の出力はＡＤ変換部４Ｄの初段に設けられている積分器４１の入力端子（すなわち、演算増幅器４１２の反転入力端子）に接続されていればよいので、補正回路８の出力を演算増幅器４１２の非反転入力端子に直接接続する必要がない。したがって、補正回路８を付加しながらも、ＩＣ（集積回路）化された汎用のＡＤ変換器をＡＤ変換部４Ｄとして用いることができるという利点がある。

　その他の構成および機能は実施形態３と同様である。

Claims

　対象空間から対象物を検出する対象物検出装置であって、
　前記対象空間から受け取った赤外線量の変化に応じて電流信号を出力する焦電素子と、
　前記焦電素子に接続される演算増幅器と、前記演算増幅器に接続される帰還用の容量素子と、前記容量素子を放電させるための放電回路と、を備え、前記電流信号を電圧信号に変換して出力する電流電圧変換回路と、
　前記電圧信号を第１デジタル信号に変換して出力するＡＤ変換回路と、
　前記第１デジタル信号を演算処理することで、前記第１デジタル信号が示す波形から前記対象物に対応する周波数帯域に含まれる周波数を有する検出成分を抽出し、前記検出成分の波形を示す第２デジタル信号を生成して出力するデジタルフィルタと、
　前記第２デジタル信号に基づいて前記対象空間に前記対象物が存在するかどうかを判定する判定回路と、
　前記周波数帯域の下限値以下の所定周波数以下の低周波成分が前記電圧信号から除去されるように前記放電回路を制御する制御部と、を備え、
　前記制御部は、前記所定周波数に対応するリセット周期に基づいて前記放電回路を制御して前記容量素子に蓄積された電荷を放出させるように構成される
　ことを特徴とする対象物検出装置。
　前記制御部は、発振回路と、リセット回路と、を備え、
　前記発振回路は、前記リセット周期でパルス信号を生成して前記リセット回路に出力するように構成され、
　前記リセット回路は、前記パルス信号に基づいてリセット信号を生成して前記放電回路に出力するように構成され、
　前記放電回路は、前記リセット信号を受け取ると前記容量素子に蓄積された電荷を放出させる経路を形成するように構成される
　ことを特徴とする請求項１記載の対象物検出装置。
　前記制御部は、前記第２デジタル信号が示す波形の大きさが所定値に一致するかどうかを判定し、前記第２デジタル信号が示す波形の大きさが前記所定値に一致するとゼロクロス点検出信号を前記リセット回路に出力するゼロクロス点検出回路を備え、
　前記リセット回路は、前記パルス信号を受け取った後に最初に前記ゼロクロス点検出信号を受け取ったときに前記リセット信号を前記放電回路に出力するように構成され、
　前記所定値は、前記容量素子に電荷が蓄積されていないときの前記電圧信号の大きさに対応する値である
　ことを特徴とする請求項２記載の対象物検出装置。
　前記リセット回路は、前記パルス信号を受け取った後に所定時間経過しても前記ゼロクロス点検出信号を受け取らなければ、前記所定時間が経過したときに前記リセット信号を前記放電回路に出力するように構成される
　ことを特徴とする請求項３記載の対象物検出装置。
　前記制御部は、前記第２デジタル信号の示す波形の大きさが所定の閾値を所定の時間のあいだ越えたかどうかを判定し、前記第２デジタル信号の示す波形の大きさが所定の閾値を所定の時間のあいだ越えれば異常信号を前記リセット回路に出力する異常判定回路を備え、
　前記リセット回路は、前記異常信号を受け取ると、前記放電回路に前記リセット信号を出力するように構成される
　ことを特徴とする請求項２記載の対象物検出装置。
　前記判定回路は、前記第２デジタル信号の示す波形の大きさと判定値とを比較し、前記第２デジタル信号の示す波形の大きさが前記判定値を超えると前記対象物が存在すると判定するように構成され、
　前記制御部は、前記第２デジタル信号の示す波形の大きさが前記判定値よりも小さい禁止値を超えているか否かを判定し、前記第２デジタル信号の示す波形の大きさが前記禁止値を超えると禁止信号を前記リセット回路に出力し、前記第２デジタル信号の示す波形の大きさが前記禁止値以下になると解除信号を前記リセット回路に出力する禁止回路を備え、
　前記リセット回路は、前記禁止信号を受け取ると前記解除信号を受け取るまでは前記リセット信号を出力しないように構成される
　ことを特徴とする請求項２記載の対象物検出装置。
　前記ＡＤ変換回路は、変換可能な前記電圧信号の大きさの上限値を有し、
　前記制御部は、前記電圧信号の大きさが前記上限値以下の境界値を超えているか否かを判定し、前記電圧信号の大きさが前記境界値を超えていれば、超過信号を前記リセット回路に出力する保護回路を備え、
　前記リセット回路は、前記超過信号を受け取ると、前記放電回路に前記リセット信号を出力するように構成される
　ことを特徴とする請求項２記載の対象物検出装置。
　前記焦電素子は第１端および第２端を有し、
　前記演算増幅器は、第１反転入力端子および第１出力端子を有する第１演算増幅器と、第２反転入力端子および第２出力端子を有する第２演算増幅器と、を有し、
　前記第１反転入力端子は、前記第１端に接続され、
　前記第２反転入力端子は、前記第２端に接続され、
　前記容量素子は、第１容量素子と第２容量素子とを含み、
　前記第１容量素子は、前記第１反転入力端子と前記第１出力端子にとの間に接続され、
　前記第２容量素子は、前記第２反転入力端子と前記第２出力端子にとの間に接続され、
　前記電流電圧変換回路は、前記第１出力端子の電圧と前記第２出力端子の電圧との差分を出力する差分回路を備え、
　前記電圧信号は、前記差分の波形を示す信号である
　ことを特徴とする請求項１記載の対象物検出装置。
　前記電流電圧変換回路は、異常検知回路を備え、
　前記異常検知回路は、前記第１出力端子の前記電圧と前記第２出力端子の前記電圧との少なくとも一方を検出電圧として取得し、前記検出電圧が所定の範囲内の値かどうかを判定し、前記検出電圧が前記所定の範囲内の値でなければ、異常検知信号を前記リセット回路に出力するように構成され、
　前記リセット回路は、前記異常検知信号を受け取ると前記放電回路に前記リセット信号を出力するように構成される
　ことを特徴とする請求項８記載の対象物検出装置。
　補正回路を備え、
　前記補正回路は、
　　前記第１デジタル信号に基づいて前記電圧信号のうち前記下限値以下の所定周波数以下の低周波成分を示す補正用デジタル信号を生成する調整部と、
　　前記補正用デジタル信号を補正用アナログ信号に変換してＡＤ変換回路に出力する補正用ＤＡ変換器と、
　を備え、
　前記ＡＤ変換回路は、前記電圧信号から前記補正用アナログ信号を減算した後に前記電圧信号を前記第１デジタル信号に変換するように構成される
　ことを特徴とする請求項１記載の対象物検出装置。
　前記ＡＤ変換回路は、積分器と、量子化器と、ＤＡ変換器と、を備え、
　前記積分器は、第３演算増幅器と、第３容量素子と、を備え、
　前記第３演算増幅器は、前記電流電圧変換回路に接続され前記電圧信号を受け取る第３反転入力端子と、第３非反転入力端子と、第３出力端子と、を有し、
　前記第３容量素子は、前記第３反転入力端子と前記第３出力端子との間に接続され、
　前記量子化器は、所定の分解能で前記第３出力端子の電圧をデジタル値に変換して出力するように構成され、
　前記第１デジタル信号は、前記量子化器から出力される前記デジタル値を示すビット列であり、
　前記ＤＡ変換器は、前記量子化器から前記デジタル値を受け取ると前記デジタル値に応じた電圧を前記第３反転入力端子に与えるように構成され、
　前記補正用ＤＡ変換器は、前記補正用アナログ信号を前記第３非反転入力端子に与えるように構成される
　ことを特徴とする請求項１０記載の対象物検出装置。
　前記所定の分解能は１ビットであり、
　前記デジタルフィルタは、前記第１デジタル信号を複数ビットの第３デジタル信号に変換して出力する第１フィルタ部と、前記第３デジタル信号を演算処理することで前記第２デジタル信号を生成して出力する第２フィルタ部と、を備え、
　前記調整部は、前記第３デジタル信号を演算処理することで前記補正用デジタル信号を生成するように構成される
　ことを特徴とする請求項１１記載の対象物検出装置。
　前記補正回路は、前記補正用デジタル信号をノイズシェーピングし、ノイズシェーピングされた前記補正用デジタル信号を前記補正用ＤＡ変換器に出力するノイズシェーパを備え、
　前記補正用ＤＡ変換器は、前記ノイズシェーピングされた補正用デジタル信号を前記補正用アナログ信号に変換するように構成される
　ことを特徴とする請求項１０記載の対象物検出装置。
　所定電圧を有する内部電源を備え、
　前記補正用ＤＡ変換器は、前記内部電源の前記所定電圧に基づいて前記補正用アナログ信号を生成するように構成され、
　前記演算増幅器は、反転入力端子と、非反転入力端子と、出力端子と、を備え、
　前記容量素子は、前記反転入力端子と前記出力端子との間に接続され、
　前記反転入力端子は、前記焦電素子に接続され、
　前記内部電源は、前記非反転入力端子に基準電圧を与えるように前記非反転入力端子に電気的に接続される
　ことを特徴とする請求項１０記載の対象物検出装置。
　前記ＡＤ変換回路は、積分器と、量子化器と、ＤＡ変換器と、を備え、
　前記積分器は、第３演算増幅器と、第３容量素子と、を備え、
　前記第３演算増幅器は、前記電流電圧変換回路に接続され前記電圧信号を受け取る第３反転入力端子と、基準電圧が与えられる第３非反転入力端子と、第３出力端子と、を有し、
　前記第３容量素子は、前記第３反転入力端子と前記第３出力端子との間に接続され、
　前記量子化器は、所定の分解能で前記第３出力端子の電圧をデジタル値に変換して出力するように構成され、
　前記第１デジタル信号は、前記量子化器から出力される前記デジタル値を示すビット列であり、
　前記ＤＡ変換器は、前記量子化器から前記デジタル値を受け取ると前記デジタル値に応じた電圧を前記第３反転入力端子に与えるように構成され、
　前記補正用ＤＡ変換器は、前記補正用アナログ信号を前記第３反転入力端子に与えるように構成される
　ことを特徴とする請求項１０記載の対象物検出装置。
　前記ＡＤ変換回路は、ΔΣ方式により前記電圧信号を前記第１デジタル信号に変換するように構成される
　ことを特徴とする請求項１記載の対象物検出装置。
　前記デジタルフィルタは、前記第２デジタル信号を示すデジタル値をシリアル方式で出力するように構成される
　ことを特徴とする請求項１記載の対象物検出装置。
　前記シリアル方式は、ＢＭＣ方式である
　ことを特徴とする請求項１７記載の対象物検出装置。