DE3537316C1 - Schaltungsanordnung fuer einen Infrarot-Raumueberwachungsdetektor - Google Patents
Schaltungsanordnung fuer einen Infrarot-RaumueberwachungsdetektorInfo
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Description
Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung für einen Infrarot-
Raumüberwachungsdetektor gemäß dem Oberbegriff des Anspruches 1.
Fig. 1a zeigt eine aus "Funkschau" 1982, Heft 4, Seite 63 (Bild 4 und 5) bekannte Schaltung dieser Art, bei der ein
Anschluß
eines Pyroelementes P an Masse bzw. an der Minus-Betriebsspannungs
klemme liegt und der andere Anschluß mit der Gate-Elektrode eines
Feldeffekttransistors (nachfolgend mit FET abgekürzt) verbunden ist.
Die Drain-Elektrode des FET steht mit der Plus-Betriebsspannungsklemme
U B in Verbindung. Die Source-Elektrode des FETs liegt über einen Wi
derstand R A an Masse bzw. an der Minus-Betriebsspannungsklemme -U B .
Über diesen Widerstand R A wird die Signalspannung U A abgegriffen. Die
dargestellte Schaltung ist also analog einer Emitterfolger-Schaltung
ausgebildet.
Die Signalspannung U A ist bei dieser Schaltungsanordnung sehr emp
findlich gegenüber Störspannungen, die der Betriebsspannung U B über
lagert sind, da sich derartige Störspannungen auf Grund der Drain-
Gate-Rückwirkung des FET auch auf die Gate-Spannung und damit auf die
Signalspannung U A , die im µV-Bereich liegt, auswirkt. Die an der Drain-
Elektrode des FETs anliegende Betriebsspannung +U B weist Rausch- oder
Störkomponenten in dem besagten µV-Bereich auf, so daß das Sensorsi
gnal nicht mit ausreichender Zuverlässigkeit für die Signalgabe ausge
wertet werden kann. Es ist daher erforderlich, die Betriebsspannung U B
sehr gut zu sieben, d. h., es ist ein Netzteil mit einem hohen Siebfak
tor von 100 bis 120 dB erforderlich. Um den hohen Siebfaktor zu erhal
ten, werden häufig auch zwei Netzteile hintereinander geschaltet. Der
Schaltungsaufwand für die Siebung der Betriebsspannung U B ist daher
hoch.
Es ist weiterhin bekannt, die Nutz- bzw. Signalspannung U A an der
Drain-Elektrode des FET abzugreifen, wie dies aus der in Fig. 1b dar
gestellten schematischen Schaltungsanordnung zu ersehen ist. In diesem
Falle wird die Betriebsspannung +U B der Drain-Elektrode des FETs über
einen Widerstand R L bereitgestellt. Im Source-Elektrodenzweig liegt in
diesem Falle die Parallelschaltung eines Widerstandes R A und eines
Kondensators C.
Zusätzlich zu den besagten Nachteilen, die im Zusammenhang mit der in
Fig. 1a dargestellten Schaltungsanordnung auftreten, kommt bei dieser
in Fig. 1b dargestellten Schaltung hinzu, daß sich die der Versor
gungsspannung U B überlagernden Rausch- und Störkomponenten dem Nutz
signal bzw. der Signalspannung U A ebenfalls überlagern, das bzw. die
am Widerstand R L auftritt und dort abgegriffen wird. Durch den Rück
wirkungsleitwert des Drain-Gate-Übergangs des FET wird das Signal/
Rausch-Verhältnis der Signalspannung U A noch schlechter.
Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanord
nung der eingangs genannten Art zu schaffen, die ohne hohen Siebauf
wand im Netzteil auskommt und eine hohe Verstärkung des Sensorsignals
auf einfache Weise ermöglicht.
Diese Aufgabe wird dadurch gelöst, daß die Drain-Elektrode des FET mit
dem Minus-Eingang eines Operationsverstärkers verbunden ist, dessen
Ausgangssignal über einen Rückkoppelwiderstand auf dem Minus-Eingang
des Operationsverstärkers rückgekoppelt ist.
Die erfindungsgemäße Verbindung eines Operationsverstärkers sowie die
angegebene Schaltung desselben im Zusammenhang mit dem FET ermöglicht
es, die Operationsverstärker-Stabilisierung auszunützen, die eine
Dämpfung von 80 bis 100 dB ergibt. Dabei wird die Drain-Spannung des
FET ohne zusätzlichen Schaltungsaufwand für eine Siebung automatisch
stabil gehalten und es ergibt sich daher auch praktisch keine Rückwir
kung auf die Gate-Elektrode des FET. Die Operationsverstärker-Schal
tung regelt daher automatisch alle Schwankungen der Netzspannung aus,
die Drain-Spannung des FET bleibt konstant, und damit ergibt sich auch
ein ungestörtes Nutzsignal bzw. eine ungestörte Signalspannung. Anders
ausgedrückt ist der Operationsverstärker bei der erfindungsgemäßen
Schaltungsanordnung nicht als Spannungsverstärker, sondern als Strom
verstärker geschaltet, wodurch Schwankungen am Minus-Eingang des Ope
rationsverstärkers und damit an der Drain-Elektrode des FET unter
drückt werden, was zur Folge hat, daß Stör-Rückwirkungen auf die Gate-
Elektrode des FET nicht auftreten.
Aus "Das FET-Kochbuch", Texas Instruments Deutschland GmbH, 1.
Auflage, 1977, Seiten 196 bis 201, insbesondere Bild 9.28 und
zugehöriger Beschreibung ist eine Schaltungsanordnung bekannt,
bei der die Drain-Elektrode eines FET zwar schaltungsmäßig auch
mit dem Minus-Eingang eines mit einem Rückkoppelkreis versehenen
Operationsverstärkers verbunden ist. Dagegen liegt das zu
verarbeitende Signal jedoch nicht an der Gate-Elektrode des FET,
sondern an der Source-Elektrode an. Diese bekannte
Schaltungsanordnung dient der Verstärkungsregelung, also dazu,
Übertragungscharakteristika des Operationsverstärkers
einzustellen bzw. zu verändern. Mit der bekannten Schaltung ist
weder beabsichtigt, eine Stabilisierung der Drain-Spannung des
FET gegen Netzspannungsschwankungen zu stabilisieren, noch ist
dies mit der bekannten Schaltung möglich. Umgekehrt ist es nicht
Aufgabe der erfindungsgemäßen Schaltung und auch nicht möglich,
diese als Verstärkungsregelungsschaltung einzusetzen.
Besonders vorteilhaft ist es, einen Operationsverstärker mit hohem
Eingangswiderstand zu wählen. Hierzu bieten sich insbesondere C-MOS-
Operationsverstärker an. Die Verwendung weniger hochohmiger Opera
tionsverstärker ist jedoch ebenfalls möglich, insbesondere dann, wenn
die Betriebsspannung etwa mittels eines vorgeschalteten Netzteils zu
sätzlich noch mit einem Siebfaktor von 20 bis 30 dB gesiebt wird.
Eine besonders vorteilhafte Ausführungsform der Erfindung besteht da
rin, daß der Source-Elektrode des FET ein konstanter Strom mittels ei
ner Konstant-Stromquelle bereitgestellt wird. Statt der herkömmlichen
RC-Kombination im Source-Elektrodenbereich des FET kann durch die Ver
wendung einer Konstantstromquelle der Gleichstromwert des Ausgangssi
gnals weiter konstant gehalten werden.
Eine weitere sehr vorteilhafte Möglichkeit im Zusammenhang mit der
vorliegenden Erfindung besteht darin, der Konstantstromquelle das Aus
gangssignal des Operationsverstärkers als Regelsignal zuzuleiten. Das
Ausgangssignal des Operationsverstärkers wird also über die Konstant
stromquelle rückgekoppelt, so daß die Ausgangsspannung bzw. der Ruhe
stromwert der Ausgangsspannung stabil gehalten wird.
Eine weitere Ausgestaltung der Erfindung besteht darin, die Konstant
stromquelle als Rückkoppelvierpol auszubilden. Dabei ist es besonders
vorteilhaft, im Zusammenhang mit dem Rückkoppelvierpol ein Integra
tionsglied zur Dämpfung des Nutzsignals vorzusehen. Dadurch wird er
reicht, daß die gesamte Schaltung in Leerlaufverstärkung betrieben
wird.
Vorteilhaft ist weiterhin eine Ausführung, bei der der Rückkoppelvier
pol ein Dämpfungsglied aufweist, dessen Dämpfungsfaktor proportional
zur Gesamtverstärkung der Detektorschaltungsanordnung geregelt ist.
Auf diese Weise ist eine konstante Verstärkung des Nutzsignals unter
Ausschaltung von Fertigungs-, Bauteile-, Temperatur- und sonstigen To
leranzen sichergestellt. Durch diese verstärkungsgeregelte Ausfüh
rungsform kann die Schaltungsanordnung besonders kostengünstig herge
stellt werden, da einfachste Bauelemente mit großen Toleranzen verwen
det werden können und dennoch kein Abgleich erforderlich ist.
Die Erfindung wird nachstehend anhand der Zeichnungen beispielsweise
näher erläutert. Es zeigen
Fig. 1a und 1b Schaltungsanordnungen herkömmlicher Art in schemati
scher Darstellung,
Fig. 2 die schematische Darstellung einer Schaltungsanordnung
gemäß der vorliegenden Erfindung,
Fig. 3 eine vorteilhafte Modifikation der in Fig. 2 darge
stellten Schaltungsanordnung und
Fig. 4 eine weitere Ausführungsform der Erfindung.
Schaltungsteile und Bauelemente, die sich in den Fig. 2 bis 4 entspre
chen, sind jeweils mit denselben Bezugszeichen versehen.
Wie Fig. 2 zeigt, ist die Gate-Elektrode eines Feldeffekttransistors 2
mit einem Anschluß eines Pyroelements 1 verbunden, dessen anderer An
schluß an Masse bzw. an der Minus-Betriebsspannungsquelle liegt. Die
Source-Elektrode des FET 2 liegt über einen Widerstand R 1 und einem zu
diesem Widerstand R 1 parallel geschalteten Kondensator C 1 ebenfalls an
Masse bzw. an der Minus-Betriebsspannungsklemme. Die Drain-Elektrode
des FET 2 ist mit dem Minus-Eingang eines Operationsverstärkers 3 ver
bunden, dessen Plus-Eingang über einem Kondensator C₂ an Masse bzw. an
der Minus-Betriebsspannungsquelle liegt. Dem Plus-Eingang des Opera
tionsverstärkers 3 wird eine Referenzspannung U Ref über einen Wider
stand R 3 bereitgestellt. Das Ausgangssignal S A des Operationsverstär
kers 3 wird dem Minus-Eingang des Operationsverstärkers 3 über einen
Widerstand R 2 rückgeführt. Der Widerstand R 2 liegt vorzugsweise im
Mega-Ohm-Bereich. Er weist beispielsweise den Widerstandswert von 1
MOhm auf. Die Betriebsspannungsanschlüsse des Operationsverstärkers 3
sind mit der Plus-Betriebsspannungsklemme +U B bzw. mit der Minus-Be
triebsspannungsklemme -U B oder Masse verbunden.
Das an der Drain-Elektrode des FET 2 auftretende Ausgangssignal des
Pyroelements 1 wird im Operationsverstärker 3 verstärkt, und dieses
verstärkte Signal wird über den den Widerstand R 2 enthaltenden Rückkop
pelzweig auf den Minus-Eingang des Operationsverstärkers 3 rückgekop
pelt. Da der Operationsverstärker selbst eine gute Siebwirkung von et
wa 80 bis 100 dB für die Versorgungsspannung aufweist, wird diese Ei
genschaft des Operationsverstärkers zusätzlich zur eigentlichen Ver
stärkungseigenschaft für das Nutzsignal ausgenutzt, um die Drain-Span
nung des FET 2 stabil zu halten. Dadurch ergibt sich auch keine nega
tive Rückwirkung von der Drain-Elektrode auf die Gate-Elektrode, wo
durch das Nutzsignal insofern nicht negativ beeinflußt werden kann.
Die Operationsverstärkerschaltung regelt also alle Schwankungen aus,
so daß die Drain-Spannung vollkommen konstant bleibt. Das Nutzsignal
wird dabei nicht mehr einer Spannungsverstärkung, sondern einer Strom
verstärkung unterzogen. Dadurch ist das Nutzsignal frei von etwa in
der Betriebsspannung auftretenden Schwankungen oder Störkomponenten.
Die in Fig. 3 dargestellte Ausführungsform unterscheidet sich von der
Schaltungsanordnung in Fig. 2 lediglich dadurch, daß die aus dem Wi
derstand R 1 und C 1 bestehende, im Source-Elektrodenzweig des FET 2
liegende Parallelschaltung nunmehr durch eine Konstantstromquelle 4
ersetzt ist. Auf diese Weise kann der Gleichstromwert des Nutzsignals
S A noch besser konstant gehalten werden.
Bei der in Fig. 4 dargestellten Ausführungsform ist im Source-Elektro
denzweig des FET 2, statt einer an Masse liegenden Konstantstromquelle
4 bzw. einer Parallelschaltung aus einem Widerstand R 1 und einem Kon
densator C 1, eine Konstantstromquelle bzw. ein Rückkoppelvierpol 5
vorgesehen, der bzw. dem das Ausgangssignal S A des Operationsverstär
kers 3 als Regelsignal zugeleitet wird. Das heißt, die Konstantstrom
quelle wird mittels der Ausgangs-Gleichspannung des Operationsverstär
kers 3 so rückgekoppelt, daß der Gleichspannungs- bzw. Ruhespannungs
wert des Ausgangssignals stabil bleibt. Der Rückkoppelvierpol 5 kann
beispielsweise in Form einer Operationsverstärker-, Transistor- oder
Stromspiegel-Schaltung ausgebildet sein. Zusätzlich kann das Ausgangs
signal der rückgekoppelten Konstantstromquelle bzw. des Rückkoppel
vierpols 5 vor der Einspeisung in die Sourceelektrode des FET 2
verstärkt werden. Es ist weiterhin möglich, in diesem Schaltungsteil 5
ein Integrationsglied für eine Dämpfung des Signals vorzusehen, um die
gesamte Schaltung in Leerlaufverstärkung zu betreiben, so daß ein ver
stärkungsgeregeltes Konzept vorliegt. Das Integrationsglied kann bei
spielsweise in Form eines Operationsverstärkers mit Rückkopplung über
einen Kondensator ausgebildet sein. Weiterhin ist es möglich, den
Rückkoppelvierpol als Dämpfungsglied auszubilden, dessen Dämpfungsfak
tor gerade so groß ist, wie die Gesamtverstärkung der Schaltungsanord
nung sein soll.
Claims (7)
1. Schaltungsanordnung für einen
Infrarot-Raumüberwachungsdetektor mit einem Sensor und einem
diesem nachgeschalteten Feldeffekttransistor, dessen
Gate-Elektrode (G) mit einem Anschluß des Infrarot-Raumdetektors
verbunden ist,
dadurch gekennzeichnet, daß
die Drain-Elektrode (D) des Feldeffekttransistors (2) mit dem
Minus-Eingang eines Operationsverstärkers (3) verbunden ist,
dessen Ausgangssignal (S A ) über einen Rückkoppelwiderstand (R 2)
auf den Minus-Eingang des Operationsverstärkers (3) rückgekoppelt
ist.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß
ein Operationsverstärker mit hohem Eingangswiderstand vorgesehen
ist.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet,
daß der Source-Elektrode (S) des Feldeffekttransistors (2) ein kon
stanter Strom mittels einer Konstant-Stromquelle (4) bereitgestellt
wird (Fig. 3).
4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß
das Ausgangssignal (S A ) des Operationsverstärkers (3) der Konstant-
Stromquelle (4 bzw. 5) als Regelsignal zugeleitet wird (Fig. 4).
5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet,
daß die Konstant-Stromquelle (5) ein Rückkoppelvierpol ist.
6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß
der Rückkoppelvierpol ein Integrationsglied zur Dämpfung des Nutz
signals aufweist.
7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß
der Rückkoppelvierpol ein Dämpfungsglied aufweist, dessen Dämp
fungsfaktor proportional zur Gesamtverstärkung der Detektorschal
tungsanordnung geregelt ist.
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8100 | Publication of the examined application without publication of unexamined application | ||
D1 | Grant (no unexamined application published) patent law 81 | ||
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8327 | Change in the person/name/address of the patent owner |
Owner name: RICHARD HIRSCHMANN GMBH & CO, 7300 ESSLINGEN, DE |
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