DE3537316C1 - Schaltungsanordnung fuer einen Infrarot-Raumueberwachungsdetektor - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung für einen Infrarot- Raumüberwachungsdetektor gemäß dem Oberbegriff des Anspruches 1.

Fig. 1a zeigt eine aus "Funkschau" 1982, Heft 4, Seite 63 (Bild 4 und 5) bekannte Schaltung dieser Art, bei der ein Anschluß eines Pyroelementes P an Masse bzw. an der Minus-Betriebsspannungs­ klemme liegt und der andere Anschluß mit der Gate-Elektrode eines Feldeffekttransistors (nachfolgend mit FET abgekürzt) verbunden ist. Die Drain-Elektrode des FET steht mit der Plus-Betriebsspannungsklemme U _B in Verbindung. Die Source-Elektrode des FETs liegt über einen Wi­ derstand R _A an Masse bzw. an der Minus-Betriebsspannungsklemme -U _B . Über diesen Widerstand R _A wird die Signalspannung U _A abgegriffen. Die dargestellte Schaltung ist also analog einer Emitterfolger-Schaltung ausgebildet.

Die Signalspannung U _A ist bei dieser Schaltungsanordnung sehr emp­ findlich gegenüber Störspannungen, die der Betriebsspannung U _B über­ lagert sind, da sich derartige Störspannungen auf Grund der Drain- Gate-Rückwirkung des FET auch auf die Gate-Spannung und damit auf die Signalspannung U _A , die im µV-Bereich liegt, auswirkt. Die an der Drain- Elektrode des FETs anliegende Betriebsspannung +U _B weist Rausch- oder Störkomponenten in dem besagten µV-Bereich auf, so daß das Sensorsi­ gnal nicht mit ausreichender Zuverlässigkeit für die Signalgabe ausge­ wertet werden kann. Es ist daher erforderlich, die Betriebsspannung U _B sehr gut zu sieben, d. h., es ist ein Netzteil mit einem hohen Siebfak­ tor von 100 bis 120 dB erforderlich. Um den hohen Siebfaktor zu erhal­ ten, werden häufig auch zwei Netzteile hintereinander geschaltet. Der Schaltungsaufwand für die Siebung der Betriebsspannung U _B ist daher hoch.

Es ist weiterhin bekannt, die Nutz- bzw. Signalspannung U _A an der Drain-Elektrode des FET abzugreifen, wie dies aus der in Fig. 1b dar­ gestellten schematischen Schaltungsanordnung zu ersehen ist. In diesem Falle wird die Betriebsspannung +U _B der Drain-Elektrode des FETs über einen Widerstand R _L bereitgestellt. Im Source-Elektrodenzweig liegt in diesem Falle die Parallelschaltung eines Widerstandes R _A und eines Kondensators C.

Zusätzlich zu den besagten Nachteilen, die im Zusammenhang mit der in Fig. 1a dargestellten Schaltungsanordnung auftreten, kommt bei dieser in Fig. 1b dargestellten Schaltung hinzu, daß sich die der Versor­ gungsspannung U _B überlagernden Rausch- und Störkomponenten dem Nutz­ signal bzw. der Signalspannung U _A ebenfalls überlagern, das bzw. die am Widerstand R _L auftritt und dort abgegriffen wird. Durch den Rück­ wirkungsleitwert des Drain-Gate-Übergangs des FET wird das Signal/ Rausch-Verhältnis der Signalspannung U _A noch schlechter.

Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanord­ nung der eingangs genannten Art zu schaffen, die ohne hohen Siebauf­ wand im Netzteil auskommt und eine hohe Verstärkung des Sensorsignals auf einfache Weise ermöglicht.

Diese Aufgabe wird dadurch gelöst, daß die Drain-Elektrode des FET mit dem Minus-Eingang eines Operationsverstärkers verbunden ist, dessen Ausgangssignal über einen Rückkoppelwiderstand auf dem Minus-Eingang des Operationsverstärkers rückgekoppelt ist.

Die erfindungsgemäße Verbindung eines Operationsverstärkers sowie die angegebene Schaltung desselben im Zusammenhang mit dem FET ermöglicht es, die Operationsverstärker-Stabilisierung auszunützen, die eine Dämpfung von 80 bis 100 dB ergibt. Dabei wird die Drain-Spannung des FET ohne zusätzlichen Schaltungsaufwand für eine Siebung automatisch stabil gehalten und es ergibt sich daher auch praktisch keine Rückwir­ kung auf die Gate-Elektrode des FET. Die Operationsverstärker-Schal­ tung regelt daher automatisch alle Schwankungen der Netzspannung aus, die Drain-Spannung des FET bleibt konstant, und damit ergibt sich auch ein ungestörtes Nutzsignal bzw. eine ungestörte Signalspannung. Anders ausgedrückt ist der Operationsverstärker bei der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung nicht als Spannungsverstärker, sondern als Strom­ verstärker geschaltet, wodurch Schwankungen am Minus-Eingang des Ope­ rationsverstärkers und damit an der Drain-Elektrode des FET unter­ drückt werden, was zur Folge hat, daß Stör-Rückwirkungen auf die Gate- Elektrode des FET nicht auftreten.

Aus "Das FET-Kochbuch", Texas Instruments Deutschland GmbH, 1. Auflage, 1977, Seiten 196 bis 201, insbesondere Bild 9.28 und zugehöriger Beschreibung ist eine Schaltungsanordnung bekannt, bei der die Drain-Elektrode eines FET zwar schaltungsmäßig auch mit dem Minus-Eingang eines mit einem Rückkoppelkreis versehenen Operationsverstärkers verbunden ist. Dagegen liegt das zu verarbeitende Signal jedoch nicht an der Gate-Elektrode des FET, sondern an der Source-Elektrode an. Diese bekannte Schaltungsanordnung dient der Verstärkungsregelung, also dazu, Übertragungscharakteristika des Operationsverstärkers einzustellen bzw. zu verändern. Mit der bekannten Schaltung ist weder beabsichtigt, eine Stabilisierung der Drain-Spannung des FET gegen Netzspannungsschwankungen zu stabilisieren, noch ist dies mit der bekannten Schaltung möglich. Umgekehrt ist es nicht Aufgabe der erfindungsgemäßen Schaltung und auch nicht möglich, diese als Verstärkungsregelungsschaltung einzusetzen.

Besonders vorteilhaft ist es, einen Operationsverstärker mit hohem Eingangswiderstand zu wählen. Hierzu bieten sich insbesondere C-MOS- Operationsverstärker an. Die Verwendung weniger hochohmiger Opera­ tionsverstärker ist jedoch ebenfalls möglich, insbesondere dann, wenn die Betriebsspannung etwa mittels eines vorgeschalteten Netzteils zu­ sätzlich noch mit einem Siebfaktor von 20 bis 30 dB gesiebt wird.

Eine besonders vorteilhafte Ausführungsform der Erfindung besteht da­ rin, daß der Source-Elektrode des FET ein konstanter Strom mittels ei­ ner Konstant-Stromquelle bereitgestellt wird. Statt der herkömmlichen RC-Kombination im Source-Elektrodenbereich des FET kann durch die Ver­ wendung einer Konstantstromquelle der Gleichstromwert des Ausgangssi­ gnals weiter konstant gehalten werden.

Eine weitere sehr vorteilhafte Möglichkeit im Zusammenhang mit der vorliegenden Erfindung besteht darin, der Konstantstromquelle das Aus­ gangssignal des Operationsverstärkers als Regelsignal zuzuleiten. Das Ausgangssignal des Operationsverstärkers wird also über die Konstant­ stromquelle rückgekoppelt, so daß die Ausgangsspannung bzw. der Ruhe­ stromwert der Ausgangsspannung stabil gehalten wird.

Eine weitere Ausgestaltung der Erfindung besteht darin, die Konstant­ stromquelle als Rückkoppelvierpol auszubilden. Dabei ist es besonders vorteilhaft, im Zusammenhang mit dem Rückkoppelvierpol ein Integra­ tionsglied zur Dämpfung des Nutzsignals vorzusehen. Dadurch wird er­ reicht, daß die gesamte Schaltung in Leerlaufverstärkung betrieben wird.

Vorteilhaft ist weiterhin eine Ausführung, bei der der Rückkoppelvier­ pol ein Dämpfungsglied aufweist, dessen Dämpfungsfaktor proportional zur Gesamtverstärkung der Detektorschaltungsanordnung geregelt ist. Auf diese Weise ist eine konstante Verstärkung des Nutzsignals unter Ausschaltung von Fertigungs-, Bauteile-, Temperatur- und sonstigen To­ leranzen sichergestellt. Durch diese verstärkungsgeregelte Ausfüh­ rungsform kann die Schaltungsanordnung besonders kostengünstig herge­ stellt werden, da einfachste Bauelemente mit großen Toleranzen verwen­ det werden können und dennoch kein Abgleich erforderlich ist.

Die Erfindung wird nachstehend anhand der Zeichnungen beispielsweise näher erläutert. Es zeigen

Fig. 1a und 1b Schaltungsanordnungen herkömmlicher Art in schemati­ scher Darstellung,

Fig. 2 die schematische Darstellung einer Schaltungsanordnung gemäß der vorliegenden Erfindung,

Fig. 3 eine vorteilhafte Modifikation der in Fig. 2 darge­ stellten Schaltungsanordnung und

Fig. 4 eine weitere Ausführungsform der Erfindung.

Schaltungsteile und Bauelemente, die sich in den Fig. 2 bis 4 entspre­ chen, sind jeweils mit denselben Bezugszeichen versehen.

Wie Fig. 2 zeigt, ist die Gate-Elektrode eines Feldeffekttransistors 2 mit einem Anschluß eines Pyroelements 1 verbunden, dessen anderer An­ schluß an Masse bzw. an der Minus-Betriebsspannungsquelle liegt. Die Source-Elektrode des FET 2 liegt über einen Widerstand R ₁ und einem zu diesem Widerstand R ₁ parallel geschalteten Kondensator C ₁ ebenfalls an Masse bzw. an der Minus-Betriebsspannungsklemme. Die Drain-Elektrode des FET 2 ist mit dem Minus-Eingang eines Operationsverstärkers 3 ver­ bunden, dessen Plus-Eingang über einem Kondensator C₂ an Masse bzw. an der Minus-Betriebsspannungsquelle liegt. Dem Plus-Eingang des Opera­ tionsverstärkers 3 wird eine Referenzspannung U _Ref über einen Wider­ stand R ₃ bereitgestellt. Das Ausgangssignal S _A des Operationsverstär­ kers 3 wird dem Minus-Eingang des Operationsverstärkers 3 über einen Widerstand R ₂ rückgeführt. Der Widerstand R ₂ liegt vorzugsweise im Mega-Ohm-Bereich. Er weist beispielsweise den Widerstandswert von 1 MOhm auf. Die Betriebsspannungsanschlüsse des Operationsverstärkers 3 sind mit der Plus-Betriebsspannungsklemme +U _B bzw. mit der Minus-Be­ triebsspannungsklemme -U _B oder Masse verbunden.

Das an der Drain-Elektrode des FET 2 auftretende Ausgangssignal des Pyroelements 1 wird im Operationsverstärker 3 verstärkt, und dieses verstärkte Signal wird über den den Widerstand R ₂ enthaltenden Rückkop­ pelzweig auf den Minus-Eingang des Operationsverstärkers 3 rückgekop­ pelt. Da der Operationsverstärker selbst eine gute Siebwirkung von et­ wa 80 bis 100 dB für die Versorgungsspannung aufweist, wird diese Ei­ genschaft des Operationsverstärkers zusätzlich zur eigentlichen Ver­ stärkungseigenschaft für das Nutzsignal ausgenutzt, um die Drain-Span­ nung des FET 2 stabil zu halten. Dadurch ergibt sich auch keine nega­ tive Rückwirkung von der Drain-Elektrode auf die Gate-Elektrode, wo­ durch das Nutzsignal insofern nicht negativ beeinflußt werden kann. Die Operationsverstärkerschaltung regelt also alle Schwankungen aus, so daß die Drain-Spannung vollkommen konstant bleibt. Das Nutzsignal wird dabei nicht mehr einer Spannungsverstärkung, sondern einer Strom­ verstärkung unterzogen. Dadurch ist das Nutzsignal frei von etwa in der Betriebsspannung auftretenden Schwankungen oder Störkomponenten.

Die in Fig. 3 dargestellte Ausführungsform unterscheidet sich von der Schaltungsanordnung in Fig. 2 lediglich dadurch, daß die aus dem Wi­ derstand R ₁ und C ₁ bestehende, im Source-Elektrodenzweig des FET 2 liegende Parallelschaltung nunmehr durch eine Konstantstromquelle 4 ersetzt ist. Auf diese Weise kann der Gleichstromwert des Nutzsignals S _A noch besser konstant gehalten werden.

Bei der in Fig. 4 dargestellten Ausführungsform ist im Source-Elektro­ denzweig des FET 2, statt einer an Masse liegenden Konstantstromquelle 4 bzw. einer Parallelschaltung aus einem Widerstand R ₁ und einem Kon­ densator C ₁, eine Konstantstromquelle bzw. ein Rückkoppelvierpol 5 vorgesehen, der bzw. dem das Ausgangssignal S _A des Operationsverstär­ kers 3 als Regelsignal zugeleitet wird. Das heißt, die Konstantstrom­ quelle wird mittels der Ausgangs-Gleichspannung des Operationsverstär­ kers 3 so rückgekoppelt, daß der Gleichspannungs- bzw. Ruhespannungs­ wert des Ausgangssignals stabil bleibt. Der Rückkoppelvierpol 5 kann beispielsweise in Form einer Operationsverstärker-, Transistor- oder Stromspiegel-Schaltung ausgebildet sein. Zusätzlich kann das Ausgangs­ signal der rückgekoppelten Konstantstromquelle bzw. des Rückkoppel­ vierpols 5 vor der Einspeisung in die Sourceelektrode des FET 2 verstärkt werden. Es ist weiterhin möglich, in diesem Schaltungsteil 5 ein Integrationsglied für eine Dämpfung des Signals vorzusehen, um die gesamte Schaltung in Leerlaufverstärkung zu betreiben, so daß ein ver­ stärkungsgeregeltes Konzept vorliegt. Das Integrationsglied kann bei­ spielsweise in Form eines Operationsverstärkers mit Rückkopplung über einen Kondensator ausgebildet sein. Weiterhin ist es möglich, den Rückkoppelvierpol als Dämpfungsglied auszubilden, dessen Dämpfungsfak­ tor gerade so groß ist, wie die Gesamtverstärkung der Schaltungsanord­ nung sein soll.

Claims (7)

1. Schaltungsanordnung für einen Infrarot-Raumüberwachungsdetektor mit einem Sensor und einem diesem nachgeschalteten Feldeffekttransistor, dessen Gate-Elektrode (G) mit einem Anschluß des Infrarot-Raumdetektors verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Drain-Elektrode (D) des Feldeffekttransistors (2) mit dem Minus-Eingang eines Operationsverstärkers (3) verbunden ist, dessen Ausgangssignal (S _A ) über einen Rückkoppelwiderstand (R ₂) auf den Minus-Eingang des Operationsverstärkers (3) rückgekoppelt ist.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein Operationsverstärker mit hohem Eingangswiderstand vorgesehen ist.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Source-Elektrode (S) des Feldeffekttransistors (2) ein kon­ stanter Strom mittels einer Konstant-Stromquelle (4) bereitgestellt wird (Fig. 3).

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß das Ausgangssignal (S _A ) des Operationsverstärkers (3) der Konstant- Stromquelle (4 bzw. 5) als Regelsignal zugeleitet wird (Fig. 4).

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Konstant-Stromquelle (5) ein Rückkoppelvierpol ist.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Rückkoppelvierpol ein Integrationsglied zur Dämpfung des Nutz­ signals aufweist.

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Rückkoppelvierpol ein Dämpfungsglied aufweist, dessen Dämp­ fungsfaktor proportional zur Gesamtverstärkung der Detektorschal­ tungsanordnung geregelt ist.