JP5645289B2 - 検知回路、および、赤外線検出装置 - Google Patents

Description

本発明は、検知回路、および、焦電素子を用いた赤外線検出装置に関する。

近年、省エネルギ化を図るなどの目的で、人体の動きを検知して効率的な動作を行う様々な電気機器が提案されている。

たとえば、このような電気機器には、赤外線の検知部として焦電素子を用いた赤外線検出装置が内蔵されている。一般的な赤外線検出装置は、レンズ等を用いて検知エリア内からの赤外線を焦電素子に集めており、焦電素子が受光する赤外線量の変化に応じて焦電素子から出力される電流信号が変化する。

この種の赤外線検出装置として、焦電素子と、焦電素子の検出電流信号に対する信号処理を行う赤外線検出回路とを備えた装置が知られている（たとえば文献１［日本国公開特許公報第２００３−２２７７５３号］参照）。

文献１に記載の赤外線検出装置では、赤外線検出回路は、焦電素子からの電流信号を電圧信号に変換する電流電圧変換回路と、電圧増幅回路と、バンドパスフィルタ回路と、バンドパスフィルタ回路の出力側に接続された出力回路とから構成されている。

文献１においては、電流電圧変換回路は、反転入力端子に焦電素子が接続される演算増幅器と、演算増幅器の出力端子と反転入力端子との間に接続された帰還用のコンデンサとを備えている。この電流電圧変換回路は、焦電素子から出力された電流信号のうち、人体の検出に重要となる周波数成分の電流信号をコンデンサによって電圧信号に変換する。

電圧増幅回路は、電流電圧変換回路から出力される電圧信号を増幅する。

バンドパスフィルタ回路は、人体を検出するうえで重要となる周波数帯域の電圧信号に所定の利得を持たせて出力する。

出力回路は、たとえばコンパレータから構成されており、バンドパスフィルタ回路から出力される電圧信号を所定の閾値レベルと比較し、電圧信号が閾値レベル以上のときに検出信号を出力する。

ところで、赤外線検出装置については、より一層の小型化や構造の簡略化が望まれており、その弊害として、赤外線検出回路の入出力間に生じる容量結合の影響が問題になることがある。すなわち、赤外線検出回路は、赤外線検出装置全体の小型化に伴い入出力間の物理的な距離が短くなったり、構造の簡略化に伴い入出力間の絶縁性能が低くなったりすることに起因して、入出力間に生じる容量結合の静電容量が大きくなる。

ここで、赤外線検出回路は、出力端から見て、電流電圧変換回路の演算増幅器および変換素子（抵抗またはコンデンサ等）と入出力間の容量結合とによって反転増幅回路が形成される。たとえば帰還用のコンデンサを変換素子に用いて電流電圧変換回路が構成されている場合、赤外線検出回路は、容量結合の静電容量が大きくなるとＣｘ／Ｃｆ倍で出力端から電圧増幅回路の入力へ検出信号が回り込む。なお、ここでいうＣｘは容量結合の静電容量、Ｃｆは電流電圧変換回路におけるコンデンサ（変換素子）の静電容量である。

このように、赤外線検出装置は、赤外線検出回路の入出力間の容量結合の影響を無視できなくなると、赤外線検出回路の出力端から入力端へ信号の回り込みが生じるため、図１６に例示するように、検出信号にチャタリングまたは発振現象が発生する可能性がある。

なお、図１６では、（ａ）が出力回路に入力される（つまり、バンドパスフィルタ回路から出力される）電圧信号Ｖ０を表し、（ｂ）が出力回路から出力される検出信号Ｓ１を表している。図１６の例では、出力回路は、一定の閾値ではなくヒステリシス付の閾値ＶＨ１，ＶＬ１を用いて電圧信号Ｖ０を閾値と比較している。

本発明は上記事由に鑑みて為されており、焦電素子の出力を受ける回路部分の入出力間に生じる容量結合の影響を抑制することができる検知回路および赤外線検出装置を提供することを目的とする。

本発明に係る第１の形態の検知回路は、変換回路と、出力回路と、を備える。前記変換回路は、入力端を通じて検知素子から電流信号を受け取り、受け取った前記電流信号を電圧信号に変換するように構成される。前記出力回路は、前記変換回路から前記電圧信号を受け取り、受け取った前記電圧信号の大きさを所定の閾値と比較し、前記電圧信号の大きさが前記所定の閾値を越えたときに出力端を通じて検出信号を出力するように構成される。前記検出信号は、ワンショットパルスである。

本発明に係る第２の形態の検知回路では、第１の形態において、前記変換回路は、前記電流信号または前記電圧信号である電気信号を増幅するように構成される。前記変換回路は、特定の周波数帯域に含まれる周波数を有する前記電気信号の成分に対して既定値以上の利得を有し、前記特定の周波数帯域の上限値より高い周波数を有する前記電気信号の成分に対して既定値未満の利得を有するように構成される。前記ワンショットパルスのパルス幅は、前記上限値より高い周波数に対応する値である。

本発明に係る第３の形態の検知回路では、第１または第２の形態において、前記変換回路は、前記出力回路に出力される前記電圧信号の大きさが前記所定の閾値を越えると、所定の保持期間の間、前記出力回路に出力される前記電圧信号の大きさを所定値に保持する保持動作を実行するように構成される。前記保持期間の長さは、前記ワンショットパルスのパルス幅以上である。

本発明に係る第４の形態の検知回路では、第３の形態において、前記保持期間は、前記ワンショットパルスのパルス幅よりも長い。

本発明に係る第５の形態の検知回路では、第３または第４の形態において、前記所定値は、前記出力回路に出力される前記電圧信号の大きさが前記所定の閾値を越えたときの前記電圧信号の大きさである。

本発明に係る第６の形態の検知回路では、第３〜第５のいずれかの形態において、前記変換回路は、前記電流信号または前記電圧信号である電気信号のうち特定の周波数帯域に含まれる周波数を有する成分を通過させるフィルタ回路を備える。前記変換回路は、前記保持期間の間は前記フィルタ回路の動作を停止させることで、前記出力回路に出力される前記電圧信号の大きさを前記所定値に保持するように構成される。

本発明に係る第７の形態の検知回路では、第６の形態において、前記変換回路は、前記電気信号をデジタル信号に変換して出力するＡＤ変換部を備える。前記フィルタ回路は、前記デジタル信号を演算処理することで、前記デジタル信号が示す波形から前記特定の周波数帯域に含まれる周波数を有する成分を抽出し、前記成分の波形を示すデジタル信号を生成して出力するデジタルフィルタである。

本発明に係る第８の形態の検知回路では、第７の形態において、前記ＡＤ変換部は、前記電気信号の積分を行う積分器と、前記積分器の出力を量子化する量子化器とを有するΔΣ方式のＡＤ変換器である。

本発明に係る第９の形態の検知回路では、第８の形態において、前記ＡＤ変換部は、所定周期で前記電気信号をデジタル信号に変換して出力するように構成される。前記変換回路は、前記ＡＤ変換部がデジタル信号を出力するタイミングに合わせて前記フィルタ回路の動作を再開させるように構成される。

本発明に係る第１０の形態の検知回路では、第１〜第９のいずれかの形態において、前記出力回路は、前記変換回路から受け取った前記電圧信号の大きさが所定の閾値を越えると、前記電圧信号の大きさの微分値を求め、前記微分値が大きいほど前記ワンショットパルスのパルス幅を短くするように構成される。

本発明に係る第１１の形態の検知回路では、第３〜第９のいずれかの形態において、前記出力回路は、前記変換回路から受け取った前記電圧信号の大きさが所定の閾値を越えると、前記電圧信号の大きさの微分値を求め、前記微分値が規定値を越えるか否かを判定するように構成される。前記変換回路は、前記微分値が前記規定値を越えたと前記出力回路が判定すると、前記保持動作を終了するように構成される。

本発明に係る第１２の形態の検知回路では、第１〜第１１のいずれかの形態において、前記変換回路は、受け取った前記電流信号を電圧信号に変換する電流電圧変換部を備える。前記電流電圧変換部は、演算増幅器と、前記演算増幅器に接続された帰還用の容量素子とで構成される。

本発明に係る赤外線検出装置は、第１〜第１２のいずれかの形態の検知回路と、前記検知回路の前記入力端に接続される検知素子と、を備える。前記検知素子は、焦電素子である。

実施形態１に係る赤外線検出装置の概略回路図である。 実施形態１に係る赤外線検出装置の概略ブロック図である。 実施形態１に係る赤外線検出装置に用いる電圧増幅部の概略回路図である。 実施形態１に係る赤外線検出装置に用いる変換回路の周波数特性図である。 実施形態１に係る赤外線検出装置における変換回路の出力波形図である。 実施形態１に係る赤外線検出装置の動作の説明図である。 実施形態１に係る赤外線検出装置における変換回路の出力波形図である。 実施形態１に係る赤外線検出装置に用いる電圧増幅部の第１変形例を示す概略回路図である。 実施形態１に係る赤外線検出装置に用いる電圧増幅部の第２変形例を示す概略回路図である。 実施形態２に係る赤外線検出装置の概略回路図である。 実施形態２に係る赤外線検出装置に用いるＡＤ変換部の動作の説明図である。 実施形態３に係る赤外線検出装置の概略回路図である。 実施形態３に係る赤外線検出装置の動作の説明図である。 実施形態３に係る赤外線検出装置の動作の説明図である。 実施形態４に係る赤外線検出装置の概略回路図である。 従来例の動作の説明図である。

（実施形態１）
本実施形態の赤外線検出装置１は、図２に示すように、焦電素子２と、焦電素子２の検出電流信号（電流信号）に対する信号処理を行う検知回路１０とを備えている。

検知回路１０は、検知素子（本実施形態では、焦電素子２）から出力される電流信号を電圧信号に変換する変換回路３と、変換回路３の出力値（電圧信号の大きさ）を所定の閾値と比較する比較器４１を含む出力回路４とを有している。なお、検知素子は、必ずしも焦電素子２である必要はない。

ここでは、検知回路１０は、外付け部品を用いずにＩＣ（集積回路）化されることによりワンチップ化されている。

本実施形態では、一例として検知エリア内の人体検知を行う人体検知装置に用いられる赤外線検出装置１について説明するが、赤外線検出装置１がたとえばガス検知等の人体検知以外の用途に用いられることを妨げる趣旨ではない。

焦電素子２は、検知エリアから赤外線を受光し、受光した赤外線量の変化に応じて電流信号を出力する。

検知回路１０は、入力端Ｔ１と、出力端Ｔ２と、を備える。入力端Ｔ１には焦電素子２が接続され、出力端Ｔ２にはマイコン（マイクロコンピュータ）を主構成とする外部回路（図示せず）が接続される。

検知回路１０は、焦電素子２からの電流信号に対する信号処理を行うことにより、検知エリア内で人体を検知したときに出力端Ｔ２から外部回路に検出信号を出力する。これにより、赤外線検出装置１は、外部回路に対して人体検知の結果を出力することができ、外部回路では、人体検知の結果に応じた電気機器の制御などが可能になる。

検知回路１０の入力段に設けられている変換回路３は、図１に示すように、焦電素子２に接続された電流電圧変換部５と、電流電圧変換部５の出力に接続された電圧増幅部６とを具備している。さらに、本実施形態では、変換回路３は後述の出力保持部８を有している。

電流電圧変換部５は、反転入力端子が検知回路１０の入力端Ｔ１に接続された演算増幅器５１を有している。つまり、演算増幅器５１の反転入力端子は焦電素子２に接続される。演算増幅器５１の出力端子−反転入力端子間には、交流帰還用の容量素子としてのコンデンサ５２が接続されている。演算増幅器５１の非反転入力端子は、基準電圧を発生する基準電源部５３に接続されている。

このように構成される電流電圧変換部５によれば、焦電素子２から出力された微弱な電流信号は、変換素子としてのコンデンサ５２のインピーダンスを用いて電圧信号に変換される。

したがって、演算増幅器５１から出力される電圧は、基準電源部５３が発生する基準電圧からコンデンサ５２の両端電圧を差し引いた値となる。要するに、電流電圧変換部５の出力は、基準電圧を動作点として、焦電素子２が赤外線を受光したことによる電流信号の変化に応じて動作点から変化する。

なお、以下では説明を簡単にするために、上記動作点（基準電圧）にあるときの電流電圧変換部５の出力をゼロとして説明する。つまり、以下では、電流電圧変換部５の出力は、演算増幅器５１から出力される電圧の動作点からの変化量を意味する。

電圧増幅部６は、図３に示すように２段構成の非反転増幅回路からなる。

１段目（入力端Ｔ１側）の非反転増幅回路は、非反転入力端子がコンデンサ６２を介して電流電圧変換部５の出力（演算増幅器５１の出力端子）に接続された演算増幅器６１を有している。演算増幅器６１の出力端子−反転入力端子間には、抵抗６３とコンデンサ６４との並列回路からなるローパスフィルタが接続されている。さらに、演算増幅器６１は、非反転入力端子には、基準電圧を発生する基準電源部６５が抵抗６６を介して接続され、反転入力端子には、基準電圧を発生する基準電源部６７が抵抗６８を介して接続されている。

これにより、１段目の非反転増幅回路は、コンデンサ６２および抵抗６６からなるハイパスフィルタと、抵抗６３およびコンデンサ６４からなるローパスフィルタとでバンドパスフィルタを構成し、ある特定の周波数帯域について利得を持って電圧信号を増幅する。

本実施形態では、赤外線検出装置１は人体検知に用いられるので、人体の存在を検知した際に焦電素子２が発生する電流信号の周波数帯域に合わせて、非反転増幅回路の通過帯域が設定されている。

また、２段目（出力端Ｔ２側）の非反転増幅回路は、演算増幅器７１を有しており、演算増幅器７１にコンデンサ７２，７４、抵抗７３，７６，７８が接続されて、１段目の非反転増幅回路と同様の回路を構成する。

なお、図３では、１段目の演算増幅器６１の非反転入力端子とコンデンサ６２および抵抗６６との間にはスイッチ６０が挿入され、２段目の演算増幅器７１の非反転入力端子とコンデンサ７２および抵抗７６との間にはスイッチ７０が挿入されている。

これらのスイッチ６０，７０については後に詳しく説明するが、少なくとも電圧増幅部６が機能する期間はこれらのスイッチ６０，７０はオンしている。

このように、変換回路３は、入力端Ｔ１を通じて焦電素子２から電流信号を受け取り、受け取った電流信号を電圧信号に変換するように構成される。

また、変換回路３は、電流電圧変換部５から出力される電圧信号を増幅するように構成される。特に、変換回路３は、特定の周波数帯域に含まれる周波数を有する電圧信号の成分に対して既定値以上の利得を有し、特定の周波数帯域の上限値より高い周波数を有する電圧信号の成分に対して既定値未満の利得を有するように構成される。

以上述べたように、変換回路３は、焦電素子２から受け取った電流信号を電圧信号に変換する変換動作と、電流電圧変換部５から出力される電圧信号を増幅する増幅動作とを実行するように構成される。本実施形態では、変換回路３の変換動作は電流電圧変換部５によって実現され、変換回路３の増幅動作は電圧増幅部６によって実現される。

ここにおいて、本実施形態では、焦電素子２は、２個のエレメントが並べて配置されたデュアル方式の焦電素子であると仮定する。この焦電素子２は、２個のエレメントが互いに異極性（正・負）となるように検知回路１０に接続されており、各エレメントの検知エリアが互いに隣接するように両エレメントが並んで配置されている。

これにより、焦電素子２は、一方のエレメントで赤外線量の変化を検知すると電流信号が正方向に変化し、他方のエレメントで赤外線量の変化を検知すると電流信号が負方向に変化する。

たとえば、人が一方のエレメントの検知エリアと、他方のエレメントの検知エリアとを順に横切った場合、変換回路３には、ゼロを基準にして正方向と負方向とに交互に振れる電流信号が入力される。

そのため、人体の存在を検知した際に焦電素子２が発生する電流信号の周波数帯域は、検知対象となる人から焦電素子２までの距離と、検知対象となる人の移動速度とによって、決まることになり、本実施形態では、０．１Ｈｚ〜１Ｈｚ程度と仮定する。

したがって、電圧増幅部６は、特定の周波数帯域（ここでは０．１Ｈｚ〜１Ｈｚ程度）に既定値以上の利得を持ち、電流電圧変換部５から出力される電圧信号のうち特定の周波数帯域の信号を増幅して出力する。要するに、変換回路３は、電圧増幅部６が特定の周波数帯域の信号成分を通過させるフィルタ回路として機能することにより、全体として特定の周波数帯域に既定値以上の利得を持ち、焦電素子２から出力される電流信号を電圧信号に変換して出力する。なお、図３に示す２段構成の非反転増幅回路は電圧増幅部６の具体構成の一例に過ぎず、電圧増幅部６は、図３のような回路構成（２段構成の非反転増幅回路）に限らない。

出力回路４は、変換回路３から電圧信号（電圧増幅部６で増幅された、電流電圧変換部５からの電圧信号）を受け取り、受け取った電圧信号の大きさ（電圧値）を所定の閾値と比較し、電圧信号の大きさが所定の閾値を越えたときに出力端Ｔ２を通じて検出信号を出力するように構成される。

本実施形態では、出力回路４は、図１に示すように、変換回路３の出力値（電圧増幅部６の出力値）を所定の閾値と比較する比較器（コンパレータ）４１と、外部回路に検出信号を出力するパルス発生部４２とを有している。

比較器４１は、変換回路３の出力に接続されており、焦電素子２が赤外線を受光していない状態、つまり電流電圧変換部５の出力がゼロであるときの変換回路３の出力値をゼロとして、この出力値のゼロからの変化量を閾値と比較する。

ここで、本実施形態では、焦電素子２は上述したようにデュアル方式の焦電素子であるから、変換回路３は、一方のエレメントから電流信号を受けると出力値が正方向に変化し、他方のエレメントから電流信号を受けると出力値が負方向に変化する。

たとえば、人が一方のエレメントの検知エリアと、他方のエレメントの検知エリアとを順に横切った場合、変換回路３は、ゼロを基準にして正方向と負方向とに交互に振れる出力を生じる。

そこで、比較器４１は、正・負両方向について、変換回路３の出力値のゼロからの変化量を閾値と比較できるように、ゼロを基準として正・負両側に閾値を設定している。

具体的には、比較器４１は、正方向には正閾値ＶＨ１、負方向には負閾値ＶＬ１を設定し、変換回路３の出力値がゼロから正方向に振れて正閾値ＶＨ１を超えるか、あるいは負方向に振れて負閾値ＶＬ１を超えた場合に、出力値が閾値を超えたと判断する。言い換えれば、比較器４１は、変換回路３の出力値が正閾値ＶＨ１と負閾値ＶＬ１との間にあるときには出力値が閾値以下であると判断し、変換回路３の出力値が正閾値ＶＨ１と負閾値ＶＬ１との間から外れたときに出力値が閾値を超えたと判断する。なお、正閾値ＶＨ１と負閾値ＶＬ１とでは絶対値は同一である。

本実施形態の比較器４１は、変換回路３の出力値が閾値（正閾値ＶＨ１、負閾値ＶＬ１）を超えると、後段のパルス発生部４２に対してトリガ信号を出力する。

ここでは、比較器４１は、変換回路３の出力値が閾値を超えている間はトリガ信号を出力し続ける構成とするが、この構成に限らず、たとえば変換回路３の出力値が閾値を超えた時点でインパルス状のトリガ信号を出力する構成であってもよい。

パルス発生部４２は、比較器４１から出力されるトリガ信号を受けて、所定のパルス幅のワンショットパルスを検出信号として外部回路に出力する。具体的には、パルス発生部４２は、トリガ信号の立ち上がりをトリガとして、固定時間長（固定パルス幅）のワンショットパルス（シングルパルス）を１度だけ発生する。

ここで、ワンショットパルスは単極性であって、パルス発生部４２は、変換回路３の出力値が正方向、負方向のいずれに振れたかに関わらず、閾値を超えたときには同一極性で且つ同一パルス幅のワンショットパルスを出力する。

ここにおいて、パルス発生部４２が出力するワンショットパルスは、変換回路３が既定値以上の利得を持つ特定の周波数帯域（０．１Ｈｚ〜１Ｈｚ程度）外であって、この周波数帯域よりも高域側（高周波側）となるように、そのパルス幅が設定されている。つまり、変換回路３は、図４に示すように特定の周波数帯域ｆｂ１に既定値以上の利得を持つので、パルス発生部４２では、この特定の周波数帯域ｆｂ１から高域側に外れた周波数帯域ｆｂ２となるように、ワンショットパルスのパルス幅が設定されている。

すなわち、ワンショットパルスは、変換回路３の利得が既定値未満となる周波数帯域に含まれる周波数に対応するパルス幅を有している。言い換えれば、ワンショットパルスは、変換回路３が殆ど感度を有さない周波数帯域ｆｂ２に設定されている。

そのため、本実施形態の赤外線検出装置１は、検知回路１０の入出力間に生じる容量結合１１（図１参照）を通して出力端Ｔ２から入力端Ｔ１へ検出信号が回り込むことがあっても、その影響で検出信号にチャタリングや発振現象を生じることがない。なお、以下では、チャタリングと、信号がオンオフを繰り返し続ける発振現象とをまとめて「チャタリング等」という。

すなわち、検知回路１０は、赤外線検出装置１全体の小型化に伴い入出力間の物理的な距離が短くなったり、構造の簡略化に伴い入出力間の絶縁性能が低くなったりすることに起因して、入出力間に生じる容量結合１１の静電容量が大きくなる。検知回路１０は、出力端Ｔ２から見て、演算増幅器５１およびコンデンサ５２と容量結合１１とによって反転増幅回路が形成されるので、容量結合１１の静電容量が大きくなるとＣｘ／Ｃｆ倍で出力端Ｔ２から電圧増幅部６の入力へ検出信号が回り込むことがある。なお、ここでいうＣｘは容量結合１１の静電容量、Ｃｆは電流電圧変換部５におけるコンデンサ５２の静電容量である。

本実施形態では、検出信号は変換回路３が既定値以上の利得を持つ特定の周波数帯域よりも高域側となるワンショットパルスであるから、出力端Ｔ２から入力端Ｔ１への検出信号の回り込みが生じた場合でも、検出信号にチャタリング等は生じない。

つまり、変換回路３は、出力端Ｔ２から入力端Ｔ１へ回り込んだワンショットパルス（検出信号）に対しては殆ど感度を有さないので、このワンショットパルスに起因して検出信号にチャタリング等が生じることはない。

したがって、本実施形態の赤外線検出装置１は、検知回路１０の入出力間に生じる容量結合１１の静電容量が大きくなっても、確実な人体検知が可能である。

次に、パルス発生部４２が出力する検出信号としてのワンショットパルスのパルス幅の決め方について、具体例を挙げて説明する。

まず、ワンショットパルスの振幅（電圧値）をΔＶ０とし、ワンショットパルスの周波数ｆについての変換回路３の利得をＧとすれば、検出信号の回り込みによる変換回路３の出力値の変動幅ΔＶ１は、ΔＶ１＝ΔＶ０×（Ｃｘ／Ｃｆ）×Ｇで表される。

このように表される変動幅ΔＶ１が比較器４１での比較対象となる閾値を超えると、そのことをトリガとしてパルス発生部４２でワンショットパルスが発生するので、出力回路４の出力にチャタリング等が生じる。

そこで、本実施形態では、上述の変動幅ΔＶ１が閾値を超えないように、ワンショットパルスの振幅ΔＶ０、容量結合１１の静電容量Ｃｘ、コンデンサ５２の静電容量Ｃｆ、利得Ｇ、閾値に応じて、ワンショットパルスのパルス幅の上限値が設定されている。

つまり、容量結合１１の静電容量Ｃｘが大きいほど、変換回路３での利得Ｇの小さい高周波帯域にワンショットパルスが設定されるように、パルス幅の上限値は小さくなる。

検出信号としてのワンショットパルスは、このようにして設定された上限値以下の範囲でパルス幅が決められることにより、特定の周波数帯域よりも高域側の周波数成分を持つ。

ただし、検出信号としてのワンショットパルスのパルス幅が小さ過ぎると、検知回路１０の出力端Ｔ２に接続される外部回路において、出力回路４から出力される検出信号をノイズと区別しにくくなる。

そこで、ワンショットパルスは、上述した上限値以下で、且つ所定の下限値以上の範囲となるように、パルス幅が決められている。ここでいう下限値は、外部回路を構成するマイコンの内部クロックに応じて設定され、たとえば内部クロックの２倍に設定される。

本実施形態においては、一例として、ワンショットパルスのパルス幅は１００ｍｓに設定される。これにより、赤外線検出装置１は、ワンショットパルスの振幅ΔＶ０が６．０Ｖでコンデンサ５２の静電容量Ｃｆが数ｐＦの場合、容量結合１１の静電容量Ｃｘが数ｆＦ以内であれば、検出信号にチャタリング等が生じない。

ところで、本実施形態の赤外線検出装置１は、上述したワンショットパルスを出力する構成に加えて、変換回路３に出力保持部８を設けた構成を採用することによって、容量結合１１の影響で検出信号にチャタリング等が生じることを一層確実に防止する。

出力回路４の比較器４１は、トリガ信号をパルス発生部４２だけでなく、出力保持部８に対しても出力する。

出力保持部８は、比較器４１からのトリガ信号をトリガとして、ワンショットパルスの立ち上がり時点から、少なくともワンショットパルスのパルス幅と同じ時間長さの保持期間に亘って、制御信号を出力し変換回路３の出力値を一定に保持する保持動作を行う。

出力保持部８は、図３に示す電圧増幅部６のスイッチ６０，７０をオンオフ制御する機能を有しており、比較器４１からのトリガ信号を受けると、保持期間に亘って両スイッチ６０，７０をオフにして電圧増幅部６のフィルタ回路としての機能を停止させる。つまり、出力保持部８は、変換回路３の出力値が閾値を超えると、制御信号により保持期間に亘ってスイッチ６０，７０をオフとし、保持期間が終了するとスイッチ６０，７０をオンする。

電圧増幅部６は、保持期間においては、スイッチ６０，７０がオフ状態にあるため、１段目、２段目の各演算増幅器６１，７１の非反転入力端子が開放され、フィルタ回路の機能を停止する。

このとき、変換回路３は、演算増幅器６１，７１の入力端子容量により、保持期間の開始直前（スイッチ６０，７０がオフする直前）の値に出力値を保持する。言い換えれば、出力保持部８は、保持期間においては変換回路３の出力値を保持期間の開始直前の値に保持するように保持動作を行う。

すなわち、変換回路３は、出力回路４に出力される電圧信号の大きさが所定の閾値を越えると、所定の保持期間の間、出力回路４に出力される前記電圧信号の大きさを所定値に保持する保持動作を実行するように構成される。本実施形態では、変換回路３の保持動作は出力保持部８によって実現される。

このように、変換回路３は、出力回路４の比較器４１からのトリガ信号をトリガとして、保持期間に亘って出力値を一定に保持する出力保持部８を有することにより、容量結合１１の影響で検出信号にチャタリング等が生じることを確実に防止できる。

要するに、変換回路３は、少なくともパルス発生部４２がワンショットパルスを出力する期間は、保持動作により出力値を一定に保持したまま変化させないので、この期間中に容量結合１１の影響でワンショットパルスの回り込みが生じても出力値は変化しない。

したがって、たとえ出力端Ｔ２から入力端Ｔ１への検出信号の回り込みが生じても、変換回路３の出力値が閾値を超えることはなく、パルス発生部４２でワンショットパルスが発生して出力回路４の出力にチャタリング等が生じることはない。

その結果、本実施形態の赤外線検出装置１は、検知回路１０の入出力間に生じる容量結合１１の静電容量Ｃｘがどれだけ大きくなっても、確実な人体検知が可能である。

次に、保持期間の時間長さの決め方について、具体例を挙げて説明する。

出力回路４のパルス発生部４２がワンショットパルスを出力すると、ワンショットパルスの立ち下がりから僅かな時間であるものの、容量成分（コンデンサ５２等）にワンショットパルスにより電荷が残留する。この残留電荷によって電流電圧変換部５の出力にはワンショットパルスの印加前後で電位差が発生し、出力変動を生じることがある。

本実施形態では、このワンショットパルスによる残留電荷の影響を抑制するため、保持期間の時間長さは、ワンショットパルスのパルス幅よりも長く（大きく）設定されている。具体的には、ワンショットパルスのパルス幅に、ワンショットパルスの立ち下がり時点から残留電荷の影響がなくなるまでに要する時間を加えた時間が、保持期間の時間長さの下限値となる。

ただし、変換回路３は、保持期間においては焦電素子２からの電流信号に対応する本来の出力（電圧信号）の情報が欠落することになるので、保持期間が長くなるほど、欠落する情報量が多くなり、保持期間の終了後における出力への保持動作の影響も大きくなる。

つまり、図５に示すように、変換回路３は、保持期間が長くなるほど、出力保持部８での保持動作の終了後における出力の追随性が悪くなり、保持動作を行わなかった場合の本来の出力からの波形のずれが大きくなる。

このように変換回路３は保持期間が短いほど保持期間の終了後における出力への保持動作の影響が小さくなるので、保持期間の時間長さには上限値が設定されることが望ましい。

なお、図５では、横軸を時間軸とし、保持動作を行わなかった場合の変換回路３の本来の出力を「Ｖ０」、保持時間を変えて保持動作を行った場合の変換回路３の出力を「Ｖ１」、「Ｖ２」、「Ｖ３」（Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３の順に保持時間が長くなる）として表している。

たとえば、焦電素子２からの電流信号の半周期以上に亘り本来の出力の情報が欠落した場合、変換回路３は、保持期間の終了後において、人体検知に支障がない程度ではあるものの、焦電素子２から入力される電流信号に対し出力に若干の遅延が生じる。

そこで、本実施形態では、人体の存在を検知した際に焦電素子２が発生する電流信号の半周期以上に亘って変換回路３の出力の情報が欠落することがないように、保持期間の時間長さの上限値が設定されている。

具体的には、出力保持部８は、電流信号の１周期の間に、変換回路３の出力値が正閾値ＶＨ１と負閾値ＶＬ１との各々を超えた際の２度に亘って保持動作を行うので、保持期間の時間長さの上限値は電流信号の波長の１／４（＝１／２×１／２）に設定される。

本実施形態においては、ワンショットパルスのパルス幅１００ｍｓに対し、保持期間の時間長さは一例として１２０ｍｓに設定される。

この場合、変換回路３は、焦電素子２が発生する２Ｈｚ程度の電流信号までは、出力保持部８での保持動作の終了後における出力の追随性を確保できる。つまり、この場合、出力回路４は変換回路３の出力値が最初に閾値を超えて１発目のワンショットパルスを出力した後、保持期間が終了すれば、変換回路３の出力値が閾値を超える度に２発目以降のワンショットパルスを遅れずに出力することができる。

なお、赤外線検出装置１は、人体検知の目的では焦電素子２が１Ｈｚ付近の電流信号を発生することが一般的であるが、たとえば３Ｈｚの電流信号にまで出力の追随性を確保する場合には、保持期間の時間長さを８０ｍｓ以下にすることが望ましい。

このように、検知回路１０は、検知対象とする電流信号の周波数を考慮してワンショットパルスのパルス幅や保持期間の時間長さが適切に設定されることにより、２発目以降のワンショットパルスも遅れることなく出力可能となる。

以下、本実施形態の赤外線検出装置１の動作について、図６を参照して簡単に説明する。図６では、横軸を時間軸として、（ａ）が変換回路３の出力（電圧信号）を表し、（ｂ）が出力回路４（パルス発生部４２）の出力する検出信号Ｓ１を表し、（ｃ）が保持期間を決める制御信号Ｓ２を表している。なお、図６（ａ）の例では、出力回路４は、一定の閾値ではなくヒステリシス付の閾値（正閾値ＶＨ１、負閾値ＶＬ１）を用いて電圧信号Ｖ０を閾値と比較している。

すなわち、焦電素子２が人体の存在を検知して変換回路３に電流信号が入力されると、変換回路３は、図６（ａ）のように、焦電素子２から受け取った電流信号を電流電圧変換部５によって電圧信号に変換し、且つこの電圧信号を電圧増幅部６によって増幅して電圧信号（増幅された電圧信号）Ｖ０として出力する。

出力回路４は、比較器４１において、変換回路３の出力値と閾値（正閾値ＶＨ１、負閾値ＶＬ１）とを比較し、変換回路３の出力値が閾値を超えたときにトリガ信号を発生する。

パルス発生部４２は、トリガ信号の立ち上がりをトリガとして（すなわち、比較器４１からトリガ信号を受け取ると）、図６（ｂ）のように所定のパルス幅のワンショットパルスを検出信号Ｓ１として出力する。

また、出力保持部８は、トリガ信号の立ち上がりをトリガとして（すなわち、比較器４１からトリガ信号を受け取ると）、図６（ｃ）のようにワンショットパルスのパルス幅よりも長い保持期間に亘って、制御信号Ｓ２を出力し変換回路３の出力値を一定に保持する保持動作を行う。

これにより、少なくとも出力回路４がワンショットパルスを検出信号Ｓ１として出力している間においては、図６（ａ）のように変換回路３の出力値は、保持期間の開始直前の値に保持されることになる。

以上述べた本実施形態の赤外線検出装置１は、焦電素子２と、焦電素子２から出力される電流信号を電圧信号に変換する変換回路３と、変換回路３の出力値を所定の閾値と比較する比較器４１を含む出力回路４とを備える。出力回路４は、変換回路３の出力値が前記閾値を超えることをトリガとして、所定のパルス幅のワンショットパルスを出力するパルス発生部４２を有する。

換言すれば、本実施形態における検知回路１０は、変換回路３と、出力回路４と、を備える。変換回路３は、入力端Ｔ１を通じて検知素子（本実施形態では、焦電素子２）から電流信号を受け取り、受け取った電流信号を電圧信号に変換するように構成される。出力回路４は、変換回路３から電圧信号を受け取り、受け取った電圧信号の大きさを所定の閾値と比較し、電圧信号の大きさが所定の閾値を越えたときに出力端Ｔ４を通じて検出信号を出力するように構成される。検出信号は、ワンショットパルスである。

そして、本実施形態の赤外線検出装置１は、検知回路１０と、検知回路１０の入力端Ｔ１に接続される検知素子と、を備える。検知素子は、焦電素子２である。

以上説明した構成によれば、変換回路３の出力値が閾値を超えることをトリガとして、所定のパルス幅のワンショットパルスを出力するパルス発生部４２が出力回路４に設けられているので、検知回路１０の入出力間に生じる容量結合１１の影響を抑制できる。

したがって、本実施形態によれば、焦電素子２の出力を受ける回路部分（すなわち検知回路１０）の入出力間（すなわち入力端Ｔ１と出力端Ｔ２との間）に生じる容量結合の影響を抑制することができるという利点がある。

すなわち、本実施形態の赤外線検出装置１は、検出信号がワンショットパルスであるから、容量結合１１の影響で出力端Ｔ２から入力端Ｔ１への検出信号の回り込みが生じた場合でも、検出信号にチャタリング等が生じることを防止でき、確実な人体検知が可能である。

しかも、検知回路１０は、検出信号を固定パルス長のワンショットパルスとしたことにより、変換回路３の出力値が閾値を超えている間に検出信号を出力し続ける構成に比べて、検出信号の出力に要する電力を小さく抑えることができる。

さらに、検知回路１０の出力端Ｔ２に接続される外部回路においては、検出信号が固定パルス幅のワンショットパルスであるから、検出信号とノイズとの判別が容易になって検出信号の処理が簡単になる。

しかも、上記構成の赤外線検出装置１によれば、比較器４１にて用いられる閾値（正閾値ＶＨ１、負閾値ＶＬ１）にヒステリシスが不要になるので、ヒステリシス回路を省略して検知回路の小型化を図ることもできる。すなわち、検出信号は固定パルス長のワンショットパルスであるので、閾値にヒステリシスが付与されていなくても、ワンショットパルスの出力中に変換回路３の出力値が閾値を下回ったり超えたりすることに起因し検出信号にチャタリング等が発生することはない。

また、本実施形態では、変換回路３は、特定の周波数帯域に既定値以上の利得を持つ。パルス発生部４２は、特定の周波数帯域よりも高域側となるパルス幅のワンショットパルスを出力する。

換言すれば、変換回路３は、電圧信号を増幅するように構成される。変換回路３は、特定の周波数帯域に含まれる周波数を有する電圧信号の成分に対して既定値以上の利得を有し、特定の周波数帯域の上限値より高い周波数を有する電圧信号の成分に対して既定値未満の利得を有するように構成される。ワンショットパルスのパルス幅は、上限値より高い周波数に対応する値である。

このように、本実施形態においては、パルス発生部４２は、変換回路３が既定値以上の利得を持つ特定の周波数帯域よりも高域側となるパルス幅のワンショットパルスを出力している。

そのため、容量結合１１の影響で出力端Ｔ２から入力端Ｔ１へ検出信号の回り込みが生じても、変換回路３は、回り込んだワンショットパルス（検出信号）に対して殆ど感度を有さず、このワンショットパルスに起因し検出信号にチャタリング等が生じることはない。つまり、パルス発生部４２は、検出信号の周波数成分を高くしているので、変換回路３の減衰特性によって検出信号の回り込みの影響を軽減することができる。

なお、変換回路３は、焦電素子２から受け取った電流信号を増幅するように構成されていてもよい。この場合、変換回路３は、特定の周波数帯域に含まれる周波数を有する電流信号の成分に対して既定値以上の利得を有し、特定の周波数帯域の上限値より高い周波数を有する電流信号の成分に対して既定値未満の利得を有するように構成される。

つまり、変換回路３は、電流信号（焦電素子２からの電流信号）または電圧信号（電流電圧変換部５からの電圧信号）である電気信号を増幅するように構成されていればよい。この場合、変換回路３は、特定の周波数帯域に含まれる周波数を有する電気信号の成分に対して既定値以上の利得を有し、特定の周波数帯域の上限値より高い周波数を有する電気信号の成分に対して既定値未満の利得を有するように構成される。

また、本実施形態では、変換回路３は、出力回路４からトリガを受けて少なくともワンショットパルスのパルス幅と同じ時間長さの保持期間に亘って、出力値を一定に保持する出力保持部８を有する。

換言すれば、変換回路３は、出力回路４に出力される電圧信号の大きさが所定の閾値を越えると、所定の保持期間の間、出力回路４に出力される電圧信号の大きさを所定値に保持する保持動作を実行するように構成される。保持期間の長さは、ワンショットパルスのパルス幅以上である。

このように、本実施形態の赤外線検出装置１は、少なくともワンショットパルスと同じ時間長さの保持期間に亘って変換回路３の出力値を一定に保持する出力保持部８を有するので、容量結合１１の影響で検出信号にチャタリング等が生じることを確実に防止できる。つまり、変換回路３は、少なくともパルス発生部４２がワンショットパルスを出力する期間は、保持動作により出力値を一定に保持したまま変化させないので、この期間中に容量結合１１の影響でワンショットパルスの回り込みが生じても出力値は変化しない。

したがって、本実施形態の赤外線検出装置１は、検知回路１０の入出力間に生じる容量結合１１の静電容量Ｃｘがどれだけ大きくなっても、確実な人体検知が可能である。

また、本実施形態では、保持期間の時間長さは、ワンショットパルスのパルス幅よりも長い。換言すれば、保持期間は、前記ワンショットパルスのパルス幅よりも長い。

このように、本実施形態では、出力保持部８は、ワンショットパルスのパルス幅よりも長い保持期間に亘って変換回路３の出力値を一定に保持するので、ワンショットパルスによる残留電荷の影響を確実に抑制することができる。

また、本実施形態では、出力保持部８は、保持期間においては変換回路３の出力値を保持期間の開始直前の値に保持する。換言すれば、所定値は、出力回路４に出力される電圧信号の大きさが所定の閾値を越えたときの電圧信号の大きさである。

このように、出力保持部８は、保持期間においては変換回路３の出力値を保持期間の開始直前の値に保持しているので、保持期間の終了後における変換回路３の出力への保持動作の影響を小さく抑えることができる。

要するに、図７に示すように、変換回路３は、保持期間に出力値がどのような値に保持されるかによって、出力保持部８での保持動作の終了後における出力の追随性が変化し、保持動作を行わなかった場合の本来の出力からの波形のずれが大きくなる場合がある。

図７では、横軸を時間軸として、保持動作を行わなかった場合の変換回路３の本来の出力を「Ｖ０」、出力値を保持期間の開始直前の値に保持した場合の出力を「Ｖ１」、出力値を基準電圧に保持した場合の出力を「Ｖ２」として表している。

このように、変換回路３は、保持期間に出力値が保持期間の開始直前の値に保持されることにより、保持期間の終了後における出力への保持動作の影響が小さくなる。

なお、出力保持部８は、保持期間に変換回路３の出力値を保持期間の開始直前の値に保持することにより、基準電圧に保持する場合に比べて、変換回路３の出力値が一定になるまでに要する時間を短くできるという利点もある。

また、本実施形態では、変換回路３は、特定の周波数帯域の信号成分を通過させるフィルタ回路を有している。出力保持部８は、保持期間にはフィルタ回路の機能を停止させる。

換言すれば、変換回路３は、電圧信号のうち特定の周波数帯域に含まれる周波数を有する成分を通過させるフィルタ回路を備える。変換回路３は、保持期間の間はフィルタ回路の動作を停止させることで、出力回路４に出力される電圧信号の大きさを所定値に保持するように構成される。

さらに、本実施形態では、出力保持部８は、保持期間に亘って電圧増幅部６の両スイッチ６０，７０をオフにして電圧増幅部６のフィルタ回路としての機能を停止させることにより、変換回路３の出力値を一定に保持している。つまり、出力保持部８は、変換回路３の出力値を一定に保持する保持動作のために、フィルタ回路としての電圧増幅部６の一部を兼用しているので、保持動作のための回路構成を簡略化することができる。

なお、変換回路３は、焦電素子２からの電流信号のうち特定の周波数帯域に含まれる周波数を有する成分を通過させるフィルタ回路を備えていてもよい。この場合、変換回路３は、保持期間の間はフィルタ回路の動作を停止させることで、出力回路４に出力される電圧信号の大きさを所定値に保持するように構成される。

すなわち、変換回路３は、電流信号または前記電圧信号である電気信号のうち特定の周波数帯域に含まれる周波数を有する成分を通過させるフィルタ回路を備えていればよい。この場合、変換回路３は、保持期間の間はフィルタ回路の動作を停止させることで、出力回路４に出力される電圧信号の大きさを所定値に保持するように構成される。

また、本実施形態では、変換回路３は、帰還用の容量素子（コンデンサ）５２が接続された演算増幅器５１を有し、当該演算増幅器５１にて電流信号を電圧信号に変換する。換言すれば、変換回路３は、焦電素子２から受け取った電流信号を電圧信号に変換する電流電圧変換部５を備える。電流電圧変換部５は、演算増幅器５１と、演算増幅器５１に接続された帰還用の容量素子（コンデンサ）５２とで構成される。

このように、電流電圧変換部５は、コンデンサ５２のインピーダンスを用いて電流信号を電圧信号に変換する容量変換型の変換部を構成するので、ＩＣ化による小型化並びに高精度化が可能という利点がある。

すなわち、抵抗を用いて容量変換型と同じ利得の電流電圧変換部を実現する場合には、高抵抗（たとえば１００ＧΩ）が必要になるため、ＩＣに外付けの抵抗では電流電圧変換部の小型化が難しく、ＩＣに内蔵の抵抗では抵抗値のばらつきが大きく精度が低くなる。

これに対して、容量変換型の電流電圧変換部５は、小容量（たとえば２ｐＦ）のコンデンサ５２を用いることができるため、コンデンサ５２をＩＣに内蔵することにより小型で高精度な変換部を実現でき、さらに誘電損失による雑音も小さくできる。

なお、電流電圧変換部５は、容量変換型に限らず、交流帰還用の容量素子（コンデンサ５２）の代わりに抵抗素子を用いた構成であってもよい。

ところで、出力保持部８が変換回路３の出力値を保持するための構成は、上述した図３の構成に限らず、たとえば図８，図９に示すような構成であってもよい。

図８は、電圧増幅部６の第１変形例を示す。図８においては、電圧増幅部６は、基準電源部６７−抵抗６８間、抵抗６３−演算増幅器６１出力端子間、基準電源部７７−抵抗７８間、抵抗７３−演算増幅器７１出力端子との間にスイッチ６０Ａ，６０Ｂ，７０Ａ，７０Ｂが挿入されている。

出力保持部８は、比較器４１からのトリガ信号を受けると、保持期間に亘って両スイッチ６０Ａ，６０Ｂ，７０Ａ，７０Ｂをオフにして電圧増幅部６のフィルタ回路としての機能を停止させる。

これにより、電圧増幅部６は、保持期間においてはスイッチ６０Ａ，６０Ｂ，７０Ａ，７０Ｂがオフ状態にあるため、コンデンサ６４，７４の放電の系が遮断され、変換回路３の出力値が保持期間の開始直前の値に保持される。

図９は、電圧増幅部６の第２変形例を示す。図９においては、電圧増幅部６は、１段目の非反転増幅回路と電流電圧変換部５との間にスイッチ６０Ｃが挿入され、１段目の非反転増幅回路と２段目の非反転増幅回路との間にスイッチ７０Ｃが挿入されている。

出力保持部８は、比較器４１からのトリガ信号を受けると、保持期間に亘って両スイッチ６０Ｃ，７０Ｃをオフにして電圧増幅部６のフィルタ回路としての機能を停止させる。

これにより、電圧増幅部６は、保持期間においてはスイッチ６０Ｃ，７０Ｃがオフ状態にあるため、１段目、２段目の各演算増幅器６１，７１の非反転入力端子が基準電圧に保持され、変換回路３の出力値が基準電圧に保持される。

なお、本実施形態の赤外線検出装置１においては、変換回路３が出力保持部８を有することは必須ではなく、出力保持部８は省略されていてもよい。この場合でも、パルス発生部４２がワンショットパルスを発生する構成により、赤外線検出装置１は、検知回路１０の入出力間に生じる容量結合１１の影響を抑制することができる。

また、上記実施形態では、人体の存在を検知した際に焦電素子２が発生する電流信号の周波数帯域を０．１Ｈｚ〜１Ｈｚ程度と仮定して説明したが、この例に限らず、焦電素子２は人体検知時にたとえば０．１Ｈｚ〜１０Ｈｚ程度の電流信号を出力してもよい。

電流信号が１０Ｈｚ程度の場合でも、検知回路１０は、変換回路３の出力値が閾値を超えたときに少なくとも１発はワンショットパルスを発生するので、外部回路では、このワンショットパルスを受けて人体検知の結果に応じた電気機器の制御などが可能になる。

（実施形態２）
本実施形態の赤外線検出装置１は、図１０に示すように変換回路３がアナログ値をデジタル値に変換するＡＤ変換部９１を有している点で、実施形態１の赤外線検出装置１と相違する。以下、実施形態１と同様の構成については実施形態１と共通の符号を付して適宜説明を省略する。

本実施形態では、電流電圧変換部５の後段の電圧増幅部６は、ＡＤ変換部９１と、ＡＤ変換部９１の出力に接続されたデジタル処理部９２とで構成されている。

ＡＤ変換部９１は、電流電圧変換部５から入力される電圧値（アナログ値）をデジタル値に変換して、シリアル方式でデジタル処理部９２に出力する。つまり、ＡＤ変換部９１は、アナログ信号の瞬時値をデジタルのシリアルビット列に変換して出力する。

本実施形態では、ＡＤ変換部９１としてΔΣ（デルタシグマ）方式（ΣΔ方式）のＡＤ変換器（ΔΣＡＤ変換器）が用いられている。これにより、比較的小型で且つ高精度のＡＤ変換部９１を実現することができる。

このような、ＡＤ変換部９１は、入力信号の積分を行う積分器（図示せず）と、積分器の出力を量子化する量子化器（図示せず）と、量子化器の出力をアナログ値に変換するＤＡ変換器（図示せず）とを有している。

積分器は、電流電圧変換部５からの入力信号の積分を行い、量子化器は、積分器の出力電圧つまり積分値と、所定の閾値とを比較することによって、アナログ値をデジタル値に変換する。

ここでは、量子化器は１つの閾値を用いてアナログ値を１ビット（ｂｉｔ）のデジタル値に変換すると仮定する。

ＤＡ変換器は、量子化器で変換されたデジタル値を１クロック分だけ遅延させた値である遅延値を、アナログ値に変換して積分器の入力に帰還する。これにより、ＡＤ変換部９１においては、時間経過に伴う入力信号の変化分（微分値）を積分した値が、デジタル値として量子化器から出力されることになる。

デジタル処理部９２は、ＡＤ変換部９１の出力のうち予め決められた周波数帯域の信号成分を通過させるデジタルフィルタ（デジタルバンドパスフィルタ）としての機能を有している。本実施形態では、人体の存在を検知した際に焦電素子２が発生する電流信号の周波数帯域（ここでは０．１Ｈｚ〜１Ｈｚ程度）をデジタル処理部９２の通過帯域とする。

したがって、変換回路３は、電圧増幅部６が特定の周波数帯域の信号成分を通過させるフィルタ回路として機能することにより、全体として特定の周波数帯域に既定値以上の利得を持ち、焦電素子２から出力される電流信号を電圧信号に変換して出力する。

出力回路４は、デジタル処理部９２から入力されるデジタル信号に基づいて、変換回路３の出力値と閾値（正閾値ＶＨ１、負閾値ＶＬ１）とを比較し、検出信号（ワンショットパルス）を出力する。なお、本実施形態では、変換回路３の出力はデジタル信号であるから、出力回路４はデジタル信号に対応した比較器４１を用いて構成されている。

以上述べた本実施形態の赤外線検出装置１では、変換回路３は、アナログ値をデジタル値に変換しシリアル方式で出力するＡＤ変換部９１を有している。変換回路３のフィルタ回路は、ＡＤ変換部９１の出力のうち予め決められた周波数帯域の信号成分を通過させるデジタルフィルタ（デジタル処理部９２）である。

換言すれば、変換回路３は、電気信号をデジタル信号に変換して出力するＡＤ変換部９１を備える。フィルタ回路は、デジタル信号を演算処理することで、デジタル信号が示す波形から特定の周波数帯域に含まれる周波数を有する成分を抽出し、抽出された成分の波形を示すデジタル信号を生成して出力するデジタルフィルタ（デジタル処理部９２）である。

このように、以上説明した本実施形態の赤外線検出装置１によれば、変換回路３がＡＤ変換部９１を有するので、出力保持部８は、保持動作を行う際、変換回路３の出力を簡単に保持することが可能である。したがって、この赤外線検出装置１は、変換回路３および出力保持部８の回路構成を簡略化できるという利点がある。

また、本実施形態の赤外線検出装置１は、上述のようにデジタルフィルタ（デジタル処理部９２）を用いたことにより、外付け部品が不要となり検知回路１０を容易にワンチップ化することができるという利点がある。

これに対して、アナログバンドパスフィルタが用いられている場合、０．１Ｈｚ〜１Ｈｚ程度の信号を通過させるためには、回路定数の比較的大きなコンデンサ等の素子が必要になる。このような素子はＩＣ（集積回路）に外付けされることになるので、この構成では赤外線検出装置１は検知回路１０をワンチップ化することが難しい。

また、本実施形態では、ＡＤ変換部９１は、アナログ値の積分を行う積分器と、積分器の出力を量子化する量子化器とを有するΔΣ方式のＡＤ変換器である。

このように、本実施形態ではＡＤ変換部９１として、小型化が容易なΔΣ方式のＡＤ変換器が用いられているので、赤外線検出装置１の検知回路１０をＩＣ化しながらも、比較的高精度のＡＤ変換部９１を実現することができる。

なお、ＡＤ変換部は、電流信号（焦電素子２からの電流信号）または電圧信号（電流電圧変換部５からの電圧信号）である電気信号の積分を行う積分器と、前記積分器の出力を量子化する量子化器とを有するΔΣ方式のＡＤ変換器であってもよい。

ところで、ＡＤ変換部９１は、ΔΣ方式のＡＤ変換器からなるので、図１１に示すように出力値を所定周期（たとえば２０ｍｓ）で更新している。要するに、ＡＤ変換部９１は、所定周期ごとに１つのデータ（デジタル値）を出力することになる。図１１では、横軸を時間軸として、ＡＤ変換部９１の出力するデジタル値Ｄ１を、ＡＤ変換前のアナログ信号Ａ１と同様の形となるように概念的に表している。

ここで、変換回路３は、保持動作の終了タイミングがデジタル値Ｄ１の更新タイミングからずれていると、出力データ（デジタル値）の更新ができない、もしくは異常値出力など出力変動が発生することがある。

そこで、出力保持部８は、フィルタ回路（デジタル処理部９２）の動作を再開させるタイミング、つまり保持動作を終了するタイミングを、ＡＤ変換部９１がデジタル値Ｄ１を更新するタイミングに合わせている。

このように、本実施形態では、ＡＤ変換部４１は、出力値を所定周期で更新している。出力保持部８は、フィルタ回路の動作を再開させるタイミングをＡＤ変換部４１が出力値を更新するタイミングに合わせる。

換言すれば、ＡＤ変換部４１は、所定周期で電気信号（本実施形態では電圧信号）をデジタル信号に変換して出力するように構成される。変換回路３は、ＡＤ変換部４１がデジタル信号を出力するタイミングに合わせてフィルタ回路の動作を再開させるように構成される。なお、電気信号は、電流信号（焦電素子２からの電流信号）であってもよい。

これにより、変換回路３は、出力保持部８が保持動作を終了したタイミングで、出力データ（デジタル値）が更新されることになるので、保持動作終了時の出力変動の発生を抑制することができる。

なお、本実施形態では、ＡＤ変換部９１としてΔΣ方式のＡＤ変換器を例示したが、ＡＤ変換部９１はΔΣ方式以外のＡＤ変換器であってもよい。

その他の構成および機能は実施形態１と同様である。

（実施形態３）
本実施形態の赤外線検出装置１は、図１２に示すように、出力回路４が、パルス発生部４２の発生するワンショットパルスのパルス幅を変化させるパルス幅可変部４３を有する点で、実施形態１の赤外線検出装置１と相違する。以下、実施形態１と同様の構成については実施形態１と共通の符号を付して適宜説明を省略する。

本実施形態において、比較器４１は、トリガ信号をパルス幅可変部４３にも与えるように構成される。

本実施形態において、パルス発生部４２は、パルス幅可変部４３から受け取った指示値に応じて、ワンショットパルスのパルス幅を決定するように構成される。たとえば、パルス発生部４２は、受け取った指示値が小さいほどパルス幅を短くし、受け取った指示値が大きいほどパルス幅を長くする。

パルス幅可変部４３は、比較器４１からトリガ信号を受け取ると、変換回路３の出力値（電圧信号Ｖ０の大きさ）の微分値を求めるように構成される。パルス幅可変部４３は、求められた微分値に応じた指示値を選択し、選択された指示値をパルス発生部４２に与えるように構成される。

たとえば、パルス幅可変部４３は、求められた微分値が大きいほど小さい指示値を選択し、求められた微分値が小さいほど大きい指示値を選択する。

すなわち、パルス幅可変部４３は、微分値が大きいほどワンショットパルスのパルス幅が短くなるように、パルス発生部４２を制御するように構成される。換言すれば、パルス幅可変部４３は、微分値が小さいほどワンショットパルスのパルス幅が長くなるように、パルス発生部４２を制御するように構成される。

このように、パルス幅可変部４３は、変換回路３の出力値について閾値を超えた時点における微分値を求め、この微分値が大きいほどワンショットパルスのパルス幅が小さくなるように、微分値に応じてワンショットパルスのパルス幅を変化させる。

すなわち、パルス幅可変部４３は、変換回路３の出力値の変化率が大きい場合には、ワンショットパルスのパルス幅を小さくすることにより、出力回路４は、変換回路３の出力値の急峻な変化にも対応可能となる。

ここで、パルス幅可変部４３は、ワンショットパルスのパルス幅を、実施形態１で説明した上限値と下限値との間の範囲内で変化させる。なお、変換回路３の出力値の微分値は、周知の微分回路を用いて求めることができる。

たとえば、焦電素子２が出力する電流信号の周波数が比較的低く、図１３に示すように、変換回路３の出力値の変化率が比較的小さい場合、パルス幅可変部は、ワンショットパルスのパルス幅をデフォルトに設定する。

図１３では、横軸を時間軸として、（ａ）に変換回路３の出力（電圧信号Ｖ０）を示し、（ｂ）に検出信号Ｓ１を示している。この場合、変換回路３の出力値が閾値（正閾値ＶＨ１、負閾値ＶＬ１）を超える時間間隔は比較的長い（大きい）ため、出力回路４は、変換回路３の出力値が閾値を超える度に、確実にワンショットパルスを出力している。

一方、焦電素子２が出力する電流信号の周波数が比較的高く、図１４に示すように、変換回路３の出力値の変化率が比較的大きい場合、パルス幅がデフォルトのままでは、出力回路４は変換回路３の出力値が閾値を超えてもワンショットパルスを出力できない。

そこで、この場合にはパルス幅可変部４３がワンショットパルスのパルス幅をデフォルトよりも小さく（短く）なるように変化させることにより、出力回路４は、変換回路３の出力値が閾値を超える度に、確実にワンショットパルスを出力可能となる。

図１４では、横軸を時間軸として、（ａ）に変換回路３の出力（電圧信号Ｖ０）を示し、（ｂ）にパルス幅がデフォルトの場合の検出信号Ｓ１を示し、（ｂ）にパルス幅を小さくした場合の検出信号Ｓ１を示している。

なお、図１３，１４の例では、出力回路４は、一定の閾値（正閾値ＶＨ１、負閾値ＶＬ１）を用いて電圧信号Ｖ０を閾値と比較している。

以上述べた本実施形態の赤外線検出装置１では、出力回路４は、変換回路３の出力値について閾値を超えた時点における微分値を求め、当該微分値が大きいほどワンショットパルスのパルス幅が小さくなるように、当該微分値に応じてワンショットパルスのパルス幅を変化させるパルス幅可変部４３を有する。

換言すれば、出力回路４は、変換回路３から受け取った電圧信号Ｖ０の大きさが所定の閾値を越えると、電圧信号Ｖ０の大きさの微分値を求め、微分値が大きいほどワンショットパルスのパルス幅を短くするように構成される。

以上説明した本実施形態の赤外線検出装置１によれば、変換回路３の出力値の変化率が大きい場合でも、パルス幅可変部４３がワンショットパルスのパルス幅を小さくすることで、ワンショットパルスのパルス数を正確に管理でき、より確実な人体検知が可能になる。

要するに、たとえば人が焦電素子２の近くを横切った場合などで、周波数が比較的高い電流信号が焦電素子２で発生することがあっても、赤外線検出装置１は変換回路３の出力値が閾値を超える度に確実にワンショットパルスを出力することができる。言い換えれば、赤外線検出装置１の検知回路１０は、より広い周波数範囲の入力（電流信号）に対応可能となる。

なお、本実施形態の構成は、実施形態２の構成と組み合わせて適用することも可能である。その他の構成および機能は実施形態１と同様である。

（実施形態４）
本実施形態の赤外線検出装置１は、図１５に示すように、出力回路４が、出力保持部８の機能（保持動作）を無効にする保持無効部４４を有する点で、実施形態１の赤外線検出装置１と相違する。以下、実施形態１と同様の構成については実施形態１と共通の符号を付して適宜説明を省略する。

本実施形態において、比較器４１は、トリガ信号を保持部無効部４４にも与えるように構成される。

保持無効部４４は、比較器４１からトリガ信号を受け取ると、変換回路３の出力値（電圧信号Ｖ０の大きさ）の微分値を求めるように構成される。保持無効部４４は、求められた微分値が規定値より大きいか否かを判定するように構成される。保持無効部４４は、微分値が既定値より大きいと判定すると、無効信号を出力保持部８に出力するように構成される。

本実施形態において、出力保持部８は、保持無効部４４から無効信号を受け取ると、保持動作を終了するように構成される。たとえば、出力保持部８は、比較器４１からトリガ信号を受け取ると、スイッチ６０，７０をオフにして電圧信号を一定に保持する保持動作を実行する。この後に、保持無効部４４から無効信号を受け取ると、出力保持部８は、スイッチ６０，７０をオンにし、これによって保持動作を終了する。

このように、保持無効部４４は、変換回路３の出力値について閾値を超えた時点における微分値を求め、この微分値が規定値よりも大きければ出力保持部８の保持動作を無効にする。すなわち、出力保持部８は、変換回路３の出力値の変化率が大きい場合には変換回路３の出力値（電圧信号Ｖ０）を一定に保持せず、電圧増幅部６もフィルタ回路として継続的に機能させる。

これにより、出力回路４は変換回路３の出力値の急峻な変化にも対応可能となる。なお、変換回路３の出力値の微分値は、周知の微分回路を用いて求めることができる。

このように保持無効部４４が出力保持部８の機能を無効にしたとしても、そもそも、急峻に変化する出力値に対して変換回路３が殆ど感度を有さないので、赤外線検出装置１は、検知回路１０の入出力間に生じる容量結合１１の影響を抑制することができる。

以上述べた本実施形態の赤外線検出装置１では、出力回路４は、変換回路３の出力値について閾値を超えた時点における微分値を求め、当該微分値が規定値よりも大きければ出力保持部８の機能を無効にする保持無効部４４を有する。

換言すれば、出力回路４は、変換回路３から受け取った電圧信号Ｖ０の大きさが所定の閾値を越えると、電圧信号Ｖ０の大きさの微分値を求め、微分値が規定値を越えるか否かを判定するように構成される。変換回路３は、微分値が規定値を越えたと出力回路４が判定すると、保持動作を終了するように構成される。

以上説明した本実施形態の赤外線検出装置１によれば、変換回路３の出力値の変化率が大きい場合、保持無効部４４が出力保持部８の保持動作を無効にするので、変換回路３で焦電素子２からの電流信号に対応する本来の出力（電圧信号）の情報が欠落することはない。

したがって、たとえば人が焦電素子２の近くを横切った場合などで、周波数が比較的高い電流信号が焦電素子２で発生することがあっても、赤外線検出装置１は変換回路３の出力値が閾値を超える度に確実にワンショットパルスを出力することができる。言い換えれば、赤外線検出装置１の検知回路１０は、より広い周波数範囲の入力（電流信号）に対応可能となる。

なお、本実施形態の構成は、実施形態２の構成と組み合わせて適用することも可能である。その他の構成および機能は実施形態１と同様である。

Claims (11)

1. 入力端を通じて検知素子から電流信号を受け取り、受け取った前記電流信号を電圧信号に変換する変換回路と、
   前記変換回路から前記電圧信号を受け取り、受け取った前記電圧信号の大きさを所定の閾値と比較し、前記電圧信号の大きさが前記所定の閾値を越えたときに出力端を通じて検出信号を出力する出力回路と、
   を備え、
   前記検出信号は、ワンショットパルスであり、
   前記変換回路は、前記電流信号または前記電圧信号である電気信号を増幅するように構成され、
   前記変換回路は、特定の周波数帯域に含まれる周波数を有する前記電気信号の成分に対して既定値以上の利得を有し、前記特定の周波数帯域の上限値より高い周波数を有する前記電気信号の成分に対して既定値未満の利得を有するように構成され、
   前記ワンショットパルスのパルス幅は、前記上限値より高い周波数に対応する値である
   ことを特徴とする検知回路。
2. 入力端を通じて検知素子から電流信号を受け取り、受け取った前記電流信号を電圧信号に変換する変換回路と、
   前記変換回路から前記電圧信号を受け取り、受け取った前記電圧信号の大きさを所定の閾値と比較し、前記電圧信号の大きさが前記所定の閾値を越えたときに出力端を通じて検出信号を出力する出力回路と、
   を備え、
   前記検出信号は、ワンショットパルスであり、
   前記変換回路は、前記出力回路に出力される前記電圧信号の大きさが前記所定の閾値を越えると、所定の保持期間の間、前記出力回路に出力される前記電圧信号の大きさを所定値に保持する保持動作を実行するように構成され、
   前記保持期間の長さは、前記ワンショットパルスのパルス幅以上である
   ことを特徴とする検知回路。
3. 前記保持期間は、前記ワンショットパルスのパルス幅よりも長い
   ことを特徴とする請求項２記載の検知回路。
4. 前記所定値は、前記出力回路に出力される前記電圧信号の大きさが前記所定の閾値を越えたときの前記電圧信号の大きさである
   ことを特徴とする請求項２記載の検知回路。
5. 前記変換回路は、前記電流信号または前記電圧信号である電気信号のうち特定の周波数帯域に含まれる周波数を有する成分を通過させるフィルタ回路を備え、
   前記変換回路は、前記保持期間の間は前記フィルタ回路の動作を停止させることで、前記出力回路に出力される前記電圧信号の大きさを前記所定値に保持するように構成される
   ことを特徴とする請求項２記載の検知回路。
6. 前記変換回路は、前記電気信号をデジタル信号に変換して出力するＡＤ変換部を備え、
   前記フィルタ回路は、前記デジタル信号を演算処理することで、前記デジタル信号が示す波形から前記特定の周波数帯域に含まれる周波数を有する成分を抽出し、前記成分の波形を示すデジタル信号を生成して出力するデジタルフィルタである
   ことを特徴とする請求項５記載の検知回路。
7. 前記ＡＤ変換部は、前記電気信号の積分を行う積分器と、前記積分器の出力を量子化する量子化器とを有するΔΣ方式のＡＤ変換器である
   ことを特徴とする請求項６記載の検知回路。
8. 前記ＡＤ変換部は、所定周期で前記電気信号をデジタル信号に変換して出力するように構成され、
   前記変換回路は、前記ＡＤ変換部がデジタル信号を出力するタイミングに合わせて前記フィルタ回路の動作を再開させるように構成される
   ことを特徴とする請求項７記載の検知回路。
9. 前記出力回路は、前記変換回路から受け取った前記電圧信号の大きさが所定の閾値を越えると、前記電圧信号の大きさの微分値を求め、前記微分値が規定値を越えるか否かを判定するように構成され、
   前記変換回路は、前記微分値が前記規定値を越えたと前記出力回路が判定すると、前記保持動作を終了するように構成される
   ことを特徴とする請求項２記載の検知回路。
10. 前記変換回路は、受け取った前記電流信号を電圧信号に変換する電流電圧変換部を備え、
    前記電流電圧変換部は、演算増幅器と、前記演算増幅器に接続された帰還用の容量素子とで構成される
    ことを特徴とする請求項１〜９のいずれか１項に記載の検知回路。
11. 請求項１〜１０のいずれか１項に記載の検知回路と、
    前記検知回路の前記入力端に接続される検知素子と、
    を備え、
    前記検知素子は、焦電素子である
    ことを特徴とする赤外線検出装置。

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