JP2010204114A

JP2010204114A - 赤外線検知装置

Info

Publication number: JP2010204114A
Application number: JP2010106239A
Authority: JP
Inventors: Taku Fukui; 卓福井; Mitsuteru Hataya; 光輝畑谷; Yuji Takada; 裕司高田; Atsushi Hironaka; 篤廣中
Original assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 2010-05-06
Filing date: 2010-05-06
Publication date: 2010-09-16
Anticipated expiration: 2024-10-27
Also published as: JP5645247B2

Abstract

【課題】数μＡレベルの消費電流を極めて低くすることを可能とする赤外線検知装置を提供することにある。
【解決手段】電圧増幅回路３の交流増幅部３０は、反転入力端に容量素子Ｃ１を直列接続するとともに反転入力端と出力端との間に帰還用の容量素子Ｃ２を接続し、非反転入力端とグランドとの間に基準電源ＶＲＥを接続した演算増幅器ＡＭＰ１からなる容量増幅の回路構成としたもので、各容量素子Ｃ１、Ｃ２の容量をＩＣ集積化レベルの敦ｐＦ〜数十ｐＦにする。
【選択図】図１

Description

本発明は、人体が発する赤外線を検知して、人体の動きを検知する焦電型の赤外線検知装置に関するものである。

近年、省エネルギーを図るなどの目的で、人体の動きを検知して効率的な動作を行う様々な電気機器が提案されている。例えば、このような電気機器には、焦電素子を用いた赤外線検知装置が内蔵されている。図７は従来の赤外線検知装置を示している。赤外線の検知部としては、焦電素子１が広く利用されており、レンズ系等を用いて検知エリア内からの赤外線を焦電素子１に集め、焦電素子１からは集められた赤外線量の変化に応じた電流が出力される。焦電素子１から出力された電流（図８（ａ）参照）は、電流／電圧変換回路２において図８（ｂ）に示すように電圧に変換された後、電圧増幅回路３で増幅される。検知回路４は電圧増幅回路３で増幅された出力（図８（ｃ）参照）が予め定められた所定値ＶＨ１を越えるか又はＶＬ１を下回ったときに”Ｈ”レベルのデジタル信号を出力する（図８（ｄ）参照）。出力回路５は検知回路４からの出力信号を受けて検知エリア内に人体が存在・移動するとして発報信号を出力する。

ここで出力回路５ではノイズによる誤報を防ぐためにパルス幅が一定の幅より狭い場合は出力をしない機能や、電流／電圧変換回路２〜検知回路４までの回路の電源電圧と発報信号の電源電圧が異なる場合に電源電圧を変換するレベルシフトの機能を有する場合もある。

焦電型の赤外線検知装置における周波数特性は、人体の動きに合わせて設定されており、電圧増幅回路３は、電流／電圧変換回路２の出力信号を増幅する増幅部３０と１Ｈｚ付近を中心とするバンドパスフィルタ部（以下ＢＰＦ部という）３１を備えている。これにより、人体に対する感度を上げることが可能になるとともに、人体の移動に関係しないと思われる帯域の信号により誤動作が生じることを防止することができるようになっている。

この電圧増幅回路３においてＢＰＦ部３１の機能を増幅部に備えたものが使用されている赤外線検知装置も提供されている（例えば、特許文献１）。

特開平１０−３１８８３４号公報（段落００１９）

ところで従来の赤外線検知装置は常時全ての回路が定格電流で動作しており、消費電流が大きい。電池を電源とする屋外設置型の赤外線検知装置の場合、電池を頻繁に交換しなければならず、大変面倒である上に、ランニングコストも高くなるという問題があり、赤外線検知装置の低消費化、低電力化のニーズが増加している。赤外線検知装置の消費電流を数μＡオーダーまで下げると、ボタン電池で１０年ほど装置が使用可能となる。ここで、装置の消費電流を極めて低くすることを実現するための課題を以下に述べる。

上述した通り、電圧増幅回路３は電流／電圧変換回路２の出力信号を増幅する電圧増幅部３０と、１Ｈｚ付近を中心とするＢＰＦ部３１を備えているが、電圧増幅部３０は、一般的に図９（ａ）又は（ｂ）のように入力抵抗Ｒ１と、帰還用の抵抗Ｒ２を付加して反転増幅器又は非反転増幅器を構成する演算増幅器ＡＭＰ１と、演算増幅器ＡＭＰ１に対して基準電圧を与える基準電源部ＲＥＧ１から構成されている。特許文献１に示される電圧増幅回路における増幅部の回路構成も同様である。

ところで上記のような増幅部３０の構成では出力ＶＸ１が大きく振れた場合は、抵抗Ｒ１、Ｒ２を通して演算増幅器ＡＭＰ１及び基準電源部ＲＥＧ１は電流を消費若しくは引き込む。ここで回路全体の低消費電流化をするためには、演算増幅器ＡＭＰ１、基準電源部ＲＥＧ１の電流能力を落とす必要がある。つまり演算増幅器ＡＭＰ１、基準電源部ＲＥＧ１の電流能力を限界まで下げなければならない。この場合、基準電源部ＲＥＧ１への消費電流が無視できるくらい少なくするためには、抵抗Ｒ１、Ｒ２の抵抗値を非常に大きくする必要がある。

一方、抵抗Ｒ２として通常の抵抗素子を用いる場合、大きくてもせいぜい数ＭΩ程度である。仮にこの値を５ＭΩとし、内部電源電圧Ｖｃｃを２Ｖ、電圧増幅回路３の動作点を１Ｖとすると、抵抗Ｒ２の両端には最大で１Ｖの電位差が生じ、ここに流れる電流２００ｎＡを演算増幅器ＡＭＰ１がドライブする必要がある。従って、演算増幅器ＡＭＰ１の消費電流は少なくとも２００ｎＡ以上は必要になる。装置全体で数μＡレベルでの低消費化を考えた場合、演算増幅器１個で２００ｎＡ以上の電流を消費すると全体に占める割合が大きくなり回路全体の低消費化が困難になるという課題がある。

本発明は、上述のような点に鑑みて為されたものであり、その目的とするところは、低消費電流を極めて低くすることを可能とする赤外線検知装置を提供することにある。

上述の目的を達成するために、請求項１の発明では、焦電素子と、該焦電素子から出力される電流信号を電圧信号に変換する電流／電圧変換回路と、該電流／電圧変換回路から出力される電圧信号を所定の周波数帯域で増幅する電圧増幅回路と、該電圧増幅回路の出力が予め定められた検知レベルを超えると検知信号を出力する出力回路とを備え、前記電圧増幅回路には帰還用の容量素子を出力端と入力端間に接続するとともに該入力端に別の容量素子を直列接続した演算増幅器からなる交流増幅部及び演算増幅器に基準電圧を与える基準電源部を有することを特徴とする。

この発明によれば、電圧増幅出力が大きく変動しても、基準電源部への消費電流が無視できるぐらい少なくなり、そのため装置全体の消費電流を極めて低くすることが実現でき、しかも容量増幅の交流増幅部を用いることで、オフセット増幅がなくなり増幅率の自由度が増す。

請求項２の発明では、請求項１の発明において、前記帰還用の容量素子に並列にスイッチ素子を接続し、電源投入後の一定時間又は前記出力回路が検知信号を出力した直後の一定時間の少なくとも何れか一方に前記スイッチ素子をオンさせるようにしたことを特徴とする。

請求項２の発明によれば、電源投入後若しくは出力回路の検知信号出力後の一定時間スイッチ素子がオンするので、このオンにより交流増幅部が動作点に瞬時に落ち着き、そのため装置全体の動作安定時間が早くなって、不動作（失報）が防止できる。

請求項３の発明では、請求項１又は２の発明において、前記交流増幅部を電圧増幅回路における最終段に配置していることを特徴とする。

請求項３の発明によれば、電圧増幅出力が大きく変動しても、基準電源部への消費電流を無視できる程度に少なくすることができ、そのため装置全体の消費電流を極めて低くすることが実現できる。

本発明は、電圧増幅出力が大きく変動しても、基準電源部への消費電流が無視できるぐらい少なくなり、そのため装置全体の消費電流を極めて低くすることが実現でき、しかも容量増幅の交流増幅部を用いることで、オフセット増幅がなくなり増幅率の自由度が増すという効果がある。

実施形態１の全体回路構成図である。（ａ）は参考例１の電圧増幅回路の回路図、（ｂ）は参考例１の電圧増幅回路の交流増幅部の利得の周波数特性図である。実施形態２の電圧増幅回路の回路図である。実施形態３の電圧増幅回路の回路図である。実施形態４の電圧増幅回路の回路図である。実施形態５の電圧増幅回路の回路図である。従来例の全体回路構成図である。従来例の動作説明用波形図である。従来例の電圧増幅回路の増幅部の回路図である。

以下、本発明を実施形態により説明する。
（実施形態１）
本実施形態の赤外線検知装置は、図１に示すように、焦電素子１と、電流／電圧変換回路２と、電圧増幅回路３と、検知回路４と、出力回路５とから構成され、電圧増幅回路３は容量による交流増幅部３０と、１Ｈｚ付近のＢＰＦ部３１とを備えている。

図１に示すように電圧増幅回路３の交流増幅部３０は、反転入力端に容量素子Ｃ１を直列接続するとともに反転入力端と出力端との間に帰還用の容量素子Ｃ２を接続し、非反転入力端とグランドとの間に基準電源ＲＥＧ１を接続した演算増幅器ＡＭＰ１からなる容量増幅の回路構成としたもので、各容量素子Ｃ１、Ｃ２の容量をＩＣ集積化レベルの数ｐＦにする。

図１の例では、容量素子Ｃ１を４０ｐＦ、容量素子Ｃ２を１ｐＦとし、増幅率を４０倍に設定している。このとき、帰還用の容量素子Ｃ２の容量インピーダンスは、人体検知の周波数０．１Ｈｚ〜１Ｈｚにおいて１６ＧΩ〜１．６ＴΩとなり、ここに１Ｖの電位差が生じたとしても０．６２５ｐＡ〜６２ｐＡの電流をドライブできれば良いことになる。

そして、人体検知を考えた場合、０．１Ｈｚ〜１０Ｈｚといった遅い周波数領域で動作するので、演算増幅器ＡＭＰ１の周波数特性として高周波領域での特性は必要ないため演算増幅器ＡＭＰ１での消費電流は５０ｎＡ以下程度に抑えることが可能になる。また、容量による交流増幅構成にすることで、演算増幅器ＡＭＰ１のオフセット電圧の増幅がなくなるという効果がある。
（参考例１）
本参考例は、図１に示す電圧増幅回路３の交流増幅部３０において、図２（ａ）に示すように帰還用の容量素子Ｃ２に並列に不純物不拡散ポリシリコンからなる帰還回路用の抵抗Ｒ３を接続した点に特徴がある。尚その他の構成は図１の構成と同じであるので、ここでは電圧増幅回路３の構成のみ図示する。

このように帰還用の容量素子Ｃ２に帰還用の抵抗Ｒ３を並列接続することで、直流帰還がかかり、この交流増幅部３０の出力ＶＸ１の動作点が安定する。

また、抵抗Ｒ３を付加することで交流増幅部３０の回路全体でハイパスフィルタの機能を有することになる。ここで、人体検知を目的とする赤外線検知装置の場合は、図１で示すように１Ｈｚ付近を中心としたＢＰＦ部３１を備えているが、本参考例の場合には抵抗Ｒ３と容量素子Ｃ２によるハイパスフィルタによりＢＰＦ部３１の一部を構成する場合、そのカットオフ周波敦を１Ｈｚ付近に設定する場合には帰還用の抵抗Ｒ３の抵抗値を１６０ＧΩ程度にしなければならず、このような抵抗値では前記ＢＰＦ部の要求精度を満たすことは困難である。

一方抵抗Ｒ３と容量素子Ｃ２によるハイパスフィルタのカット周波数をＢＰＦ部３０の下限周波数である０．１Ｈｚ以下に設定した場合には、例えば容量素子Ｃ２を１ｐＦとすると、抵抗Ｒ３は１．６ＴΩという非常に大きな抵抗値が必要となるが、このＴΩオーダーは不純物不拡散ポリシリコン抵抗で実現することができる。

さらに、別の効果として、この不純物不拡散ポリシリコン抵抗は温度特性が非常に大きく（室温基準で６０℃の高抵抗値は約１／１０）、この温度特性を利用して高温時の定常ノイズを抑えることができる。図２（ｂ）に本参考例における交流増幅部３０の利得の周波数特性を示す。

図２（ａ）の交流増幅部３０の増幅率は両容量素子Ｃ１、Ｃ２の容量値の比Ｃ１／Ｃ２となり、容量素子Ｃ２と抵抗Ｒ３のハイパスカットオフ周波数ｆｃは１／（２πＲｈ×Ｃ２）で算出される。

ここでハイパスカット周波数ｆｃより低い周波数領域は、より減衰されることになるので低周波数のゆらぎや、回路を構成するトランジスタの１／ｆノイズ等低周波数領域でのノイズを減衰することができる。また、高温時は電流／電圧変換回路２の入力部のリーク電流が増加し、ショットノイズが大きくなるので定常ノイズも増大する。ここで、高抵抗からなる抵抗Ｒ３は前記のような温度特性を持っているため、このフィルタの周波数特性は図２（ｂ）に示すように、高温でカットオフ周波数が高周波数側に推移する。従って、定常ノイズの増大する高温でよりノイズを減衰するように設定することができる。

以上により人体検知周波数帯（０．１Ｈｚ〜１０Ｈｚ）の利得は確保し、それ以外の周波数帯の利得をカットすることが望ましい。

例えば、図２（ｂ）のように６０℃でカットオフ周波数ｆｃを０．１Ｈｚ付近になるように抵抗Ｒ３の抵抗値を設定すると、最適な特性を得ることができる。
（実施形態２）
参考例１では不純物不拡散ポリシリコンからなる帰還回路用の抵抗Ｒ３を帰還用の容量素子Ｃ２に並列接続していたが、本実施形態は図３のようなスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２と容量素子Ｃ３によるスイッチトキャパシタ回路からなる帰還回路を帰還用の容量素子Ｃ２に並列接続した点に特徴がある。尚その他の構成は図１の構成と同じであるので、ここでは電圧増幅回路３のみ図示する。

本実施形態の場合、装置内にクロック発生部（図示せず）を設け、それによって生成したクロックＣＬＫよりスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２を交互にオンオフさせて容量素子Ｃ３を充放電することで等価的に帰還用の抵抗Ｒｃを作り出したものである。

抵抗Ｒｃの抵抗値Ｒｃは
Ｒｃ＝１／（ｆ×Ｃ３）で表すことができる。尚ｆはクロックＣＬＫの周波数を示す。

ここで、例えば容量素子Ｃ１の容量を４０ｐＦ、容量素子Ｃ２の容量を１ｐＦ、容量素子Ｃ３の容量を０．１ｐＦとし、クロックＣＬＫの周波数を６Ｈｚとすると、等価抵抗Ｒｃは１．６１ＴΩとなり、この場合、等価抵抗Ｒｃと容量素子Ｃ２で構成するハイパスフィルタのカットオフ周波数ｆｃは０．１Ｈｚ付近となる。この等価抵抗Ｒｃの温度特性、バラツキはほとんどクロックＣＬＫに依存され、先の不純物不拡散ポリシリコン抵抗とは異なり、温度特性及びバラツキが小さいので、高温時以外の定常ノイズも抑えることができる。また、装置の回路規模も小さくすることができる。しかも帰還回路により参考例１と同様に交流増幅部３０の出力ＶＸ１の動作点を安定化させることができる。
（実施形態３）
本実施形態は、動作点を安定化させるための帰還回路を用いた点に特徴がある。つまり図４に示すように電圧増幅回路３の交流増幅部３０の出力ＶＸ１を演算増幅器ＡＭＰ２と、抵抗Ｒ４、容量素子Ｃ４からなるローパスパスフィルタ部と、抵抗Ｒ４で帰還をかけることにより、出力ＶＸ１の動作点を安定化させるようにしたものである。尚その他の構成は図１の構成と同じであるので、ここでは電圧増幅回路３の構成のみ図示する。

ここで図４の回路において抵抗Ｒ４がない場合は、演算増幅器ＡＭＰ１の入力に演算増幅器ＡＭＰ２の出力が直接繋がることになり、この場合Ｃ１／Ｃ２の増幅率を実現できなくなる。よって、抵抗Ｒ４としては数十ＧΩ以上の非常にハイインピーダンスな素子を用いている。

交流増幅部３０は２次のハイパスフィルタを構成しており、カットオフ周波数ｆｃ、中心周波数付近の振幅特性の鋭さを示すファクタＱはそれぞれ以下の式で表すことができる。

参考例１で説明したようにカットオフ周波数ｆｃを０．１Ｈｚ以下、さらに、安定した振幅特性を得るためにはＱを√２／２にすることが望ましい。ここで容量素子Ｃ１の容量を４０ｐＦ、容量素子Ｃ２の容量を１ｐＦ、容量素子Ｃ４の容量を１０ｐＦとすると、抵抗Ｒ３の抵抗値は１．３ＴΩ、抵抗Ｒ４の抵抗値は２００ＧΩの高抵抗となる。この場合抵抗Ｒ３、Ｒ４は先に述べた通り、不純物不拡散ポリシリコン抵抗で実現できる。

本実施形態は参考例１と同様に帰還回路により交流増幅部３０の出力ＶＸ１の動作点を安定化させることができ、しかも本実施形態のような交流増幅部３０を用いた場合には、２次のハイパスフィルタを構成することになるので、各素子の値を調整することで、高温時の定常ノイズも参考例１と比べてさらに減衰することができるという効果がある。
（実施形態４）
本実施形態は、図２の構成において、図５に示すように交流増幅部３０の帰還用の容量素子Ｃ２にさらに並列にＮＭＯＳトランジスタからなるスイッチ素子Ｑ３を接続した点に特徴がある。尚その他の回路構成は図１に示す。

ここでスイッチ素子Ｑ３がない場合（図２の回路）において、電源投入後又は待機時に大きなノイズが入力されたときは、電圧増幅回路３の演算増幅器ＡＭＰ１の反転入力端子と容量素子Ｃ１の接続点（Ａ点）は容量素子Ｃ１と抵抗Ｒ３の時定数で動作点（基準電圧）に落ち着き、出力ＶＸ１が動作点に落ち着く時間、すなわち、動作安定時間が遅くなってしまうという問題が発生する。

これに対して本実施形態では、スイッチ素子Ｑ３を上述のように付加することで、電源投入後又は人体検知後一定時間スイッチ素子Ｑ３を外部の制御部によりオンさせることでＡ点を瞬時に充電することができる。これにより、全体回路の動作安定時間を早くすることができる。特に、抵抗Ｒ３がない場合は、実際にはＡ点におけるリーク電流（数ｆＡ）で容量素子Ｃ１を充放電するので、動作点に落ち着くまでに非常に時間がかかってしまう。例を挙げると、Ｃ１＝４０ｐＦ、Ｃ２＝１ｐＦ（集積化できる容量素子Ｃ１、Ｃ２の容量値）として演算増幅器ＡＭＰ１の増幅率４０とした場合、リーク電流が１ｆ［Ａ］で１Ｖ動作点が変動したとすると、動作点が安定するまでの時間ｔは４０ｐ［Ｆ］×１［Ｖ］／１ｆ［Ａ］で表され、４００００ｓと非常に遅い時間になるが、本実施形態のようにスイッチ素子Ｑ３を帰還用の容量素子Ｃ２に並列に接続し、このスイッチ素子Ｑ３を例えばパルスでオンオフさせることで、瞬時に動作を安定させることができる。
（実施形態５）
本実施形態では、図６に示すように電圧増幅回路３内において、ＢＰＦ部３１の後段、つまり最終段に図５で示した交流増幅部３０を配置した点に特徴がある。尚その他の構成は図１の構成と同じであるので、ここでは電圧増幅回路３の構成のみ図示する。

而して本実施形態の交流増幅部３０では容量素子Ｃ１の容量を１０ｐＦ、帰還用の容量素子Ｃ２の容量を２ｐＦとして演算増幅器ＡＭＰ１の増幅率を５倍に設定している。例えば、装置の内部電源電圧Ｖｃｃが２．０Ｖであって、交流増幅部３０及びＢＰＦ部３１の演算増幅器ＡＭＰ１〜ＡＭＰ３が内部電源電圧Ｖｃｃで動作するものとし、各演算増幅器ＡＭＰ１〜ＡＭＰ３に基準電源部ＲＥＧ１から与え得る基準電圧を内部電源電圧Ｖｃｃの半分、つまり１．０Ｖとした場合は、最終段の出力振幅は、片側で最大１．０Ｖであり、増幅率が５倍なのでそれより以前の出力信号は片側２００ｍＶの振幅が取れれば良いことになる。これは、５ＭΩの負荷（数ＭΩの抵抗負荷であればＩＣ集積化が可能）を考えると演算増幅器ＡＭＰ１〜ＡＭＰ３、基準電源部ＲＥＧ１は４０ｎＡの電流能力があれば良く、装置全体の低消費化に繋がる。

最終段の交流増幅部３０の増幅率をさらに上げることで、各演算増幅器ＡＭＰ１〜ＡＭＰ３、基準電源部ＲＥＧへの消費電流が無視できるレベルになり、より低消費電流化を実現できることはいうまでもない。

逆に、最終段以外に交流増幅部３０を配置した場合、つまり前段に交流増幅部３０、後段にＢＰＦ部３０を配置した場合は、それ交流増幅部３０以後の回路で振幅が大きくなってしまうので、演算増幅器ＡＭＰ１〜ＡＭＰ３、基準電源部ＲＥＧ１の電流能力を大きくしなくてはならない。

本実施形態では、基準電源部ＲＥＧ１からの基準電圧は各演算増幅器ＡＭＰ１〜ＡＭＰ３の非反転端子（ＣＭＯＳのゲート）にのみ入力されているので、基準電源部ＲＥＧ１の消費はほとんどない回路構成となっている。

以上のように本実施形態では、交流増幅部３０を電圧増幅回路３の最終段に配置することにより、最終電圧増幅出力Ｖｏｕｔが大きく変動しても、電圧増幅回路３を構成する各演算増幅器ＡＭＰ１〜ＡＭＰ３、基準電源部ＲＥＧ１において出力負荷をドライブする能力が無視できるくらい小さくなるので、全体回路の消費電流を極めて低くすることが実現できる。

１焦電素子
２電流／電圧変換回路
３電圧増幅回路
３０交流増幅部
３１バンドパスフィルタ部
４検知回路
５出力回路
Ｃ１、Ｃ２容量素子
ＡＭＰ１演算増幅器
ＲＥＧ１基準電源部

Claims

焦電素子と、該焦電素子から出力される電流信号を電圧信号に変換する電流／電圧変換回路と、該電流／電圧変換回路から出力される電圧信号を所定の周波数帯域で増幅する電圧増幅回路と、該電圧増幅回路の出力が予め定められた検知レベルを超えると検知信号を出力する出力回路とを備え、前記電圧増幅回路には帰還用の容量素子を出力端と入力端間に接続するとともに該入力端に別の容量素子を直列接続した演算増幅器からなる交流増幅部及び演算増幅器に基準電圧を与える基準電圧回路を有することを特徴とする赤外線検知装置。
前記帰還用の容量素子に並列にスイッチ素子を接続し、電源投入後の一定時間又は前記出力回路が検知信号を出力した直後の一定時間の少なくとも何れか一方に前記スイッチ素子をオンさせるようにしたことを特徴とする請求項１記載の赤外線検知装置。
前記交流増幅部を電圧増幅回路における最終段に配置していることを特徴とする請求項１又は２記載の赤外線検知装置。