CN102959371A - 对象物体检测装置 - Google Patents

对象物体检测装置 Download PDF

Info

Publication number
CN102959371A
CN102959371A CN2011800283734A CN201180028373A CN102959371A CN 102959371 A CN102959371 A CN 102959371A CN 2011800283734 A CN2011800283734 A CN 2011800283734A CN 201180028373 A CN201180028373 A CN 201180028373A CN 102959371 A CN102959371 A CN 102959371A
Authority
CN
China
Prior art keywords
signal
circuit
voltage
digital
digital signal
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN2011800283734A
Other languages
English (en)
Other versions
CN102959371B (zh
Inventor
福井卓
畑谷光辉
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Panasonic Holdings Corp
Original Assignee
Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Priority claimed from JP2010151392A external-priority patent/JP5685717B2/ja
Priority claimed from JP2011093447A external-priority patent/JP5895232B2/ja
Application filed by Matsushita Electric Industrial Co Ltd filed Critical Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Publication of CN102959371A publication Critical patent/CN102959371A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN102959371B publication Critical patent/CN102959371B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01J—MEASUREMENT OF INTENSITY, VELOCITY, SPECTRAL CONTENT, POLARISATION, PHASE OR PULSE CHARACTERISTICS OF INFRARED, VISIBLE OR ULTRAVIOLET LIGHT; COLORIMETRY; RADIATION PYROMETRY
    • G01J5/00—Radiation pyrometry, e.g. infrared or optical thermometry
    • G01J5/10—Radiation pyrometry, e.g. infrared or optical thermometry using electric radiation detectors
    • G01J5/34—Radiation pyrometry, e.g. infrared or optical thermometry using electric radiation detectors using capacitors, e.g. pyroelectric capacitors
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01J—MEASUREMENT OF INTENSITY, VELOCITY, SPECTRAL CONTENT, POLARISATION, PHASE OR PULSE CHARACTERISTICS OF INFRARED, VISIBLE OR ULTRAVIOLET LIGHT; COLORIMETRY; RADIATION PYROMETRY
    • G01J1/00—Photometry, e.g. photographic exposure meter
    • G01J1/02—Details
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01J—MEASUREMENT OF INTENSITY, VELOCITY, SPECTRAL CONTENT, POLARISATION, PHASE OR PULSE CHARACTERISTICS OF INFRARED, VISIBLE OR ULTRAVIOLET LIGHT; COLORIMETRY; RADIATION PYROMETRY
    • G01J1/00—Photometry, e.g. photographic exposure meter
    • G01J1/42—Photometry, e.g. photographic exposure meter using electric radiation detectors
    • G01J1/44—Electric circuits
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01J—MEASUREMENT OF INTENSITY, VELOCITY, SPECTRAL CONTENT, POLARISATION, PHASE OR PULSE CHARACTERISTICS OF INFRARED, VISIBLE OR ULTRAVIOLET LIGHT; COLORIMETRY; RADIATION PYROMETRY
    • G01J1/00—Photometry, e.g. photographic exposure meter
    • G01J1/42—Photometry, e.g. photographic exposure meter using electric radiation detectors
    • G01J1/44—Electric circuits
    • G01J1/46—Electric circuits using a capacitor
    • H—ELECTRICITY
    • H10—SEMICONDUCTOR DEVICES; ELECTRIC SOLID-STATE DEVICES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H10N—ELECTRIC SOLID-STATE DEVICES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H10N15/00—Thermoelectric devices without a junction of dissimilar materials; Thermomagnetic devices, e.g. using the Nernst-Ettingshausen effect
    • G—PHYSICS
    • G08—SIGNALLING
    • G08B—SIGNALLING OR CALLING SYSTEMS; ORDER TELEGRAPHS; ALARM SYSTEMS
    • G08B13/00—Burglar, theft or intruder alarms
    • G08B13/18—Actuation by interference with heat, light, or radiation of shorter wavelength; Actuation by intruding sources of heat, light, or radiation of shorter wavelength
    • G08B13/189—Actuation by interference with heat, light, or radiation of shorter wavelength; Actuation by intruding sources of heat, light, or radiation of shorter wavelength using passive radiation detection systems
    • G08B13/19—Actuation by interference with heat, light, or radiation of shorter wavelength; Actuation by intruding sources of heat, light, or radiation of shorter wavelength using passive radiation detection systems using infrared-radiation detection systems
    • G08B13/191—Actuation by interference with heat, light, or radiation of shorter wavelength; Actuation by intruding sources of heat, light, or radiation of shorter wavelength using passive radiation detection systems using infrared-radiation detection systems using pyroelectric sensor means
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01C—RESISTORS
    • H01C7/00—Non-adjustable resistors formed as one or more layers or coatings; Non-adjustable resistors made from powdered conducting material or powdered semi-conducting material with or without insulating material
    • H01C7/02—Non-adjustable resistors formed as one or more layers or coatings; Non-adjustable resistors made from powdered conducting material or powdered semi-conducting material with or without insulating material having positive temperature coefficient
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L2224/00—Indexing scheme for arrangements for connecting or disconnecting semiconductor or solid-state bodies and methods related thereto as covered by H01L24/00
    • H01L2224/01—Means for bonding being attached to, or being formed on, the surface to be connected, e.g. chip-to-package, die-attach, "first-level" interconnects; Manufacturing methods related thereto
    • H01L2224/42—Wire connectors; Manufacturing methods related thereto
    • H01L2224/47—Structure, shape, material or disposition of the wire connectors after the connecting process
    • H01L2224/48—Structure, shape, material or disposition of the wire connectors after the connecting process of an individual wire connector
    • H01L2224/4805—Shape
    • H01L2224/4809—Loop shape
    • H01L2224/48091—Arched

Landscapes

  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Spectroscopy & Molecular Physics (AREA)
  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Geophysics And Detection Of Objects (AREA)
  • Photometry And Measurement Of Optical Pulse Characteristics (AREA)

Abstract

一种对象物体检测装置包括：热电元件，用于根据红外线量的变化输出电流信号；电流电压转换电路，其包括运算放大器、反馈用电容元件和放电电路，并用于将电流信号转换成电压信号；A/D转换电路，用于将电压信号转换成第一数字信号；数字滤波器，用于通过对第一数字信号进行运算处理来从第一数字信号所表示的波形中提取具有与对象物体相对应的频带中所包括的频率的检测成分，并生成表示检测成分的波形的第二数字信号；判断电路，用于基于第二数字信号来检测对象物体；以及控制单元，用于基于与预定频率相对应的周期来对放电电路进行控制并放出储存在电容元件中的电荷，其中预定频率小于或等于所述频带的下限值。

Description

对象物体检测装置
技术领域
本发明涉及一种采用热电元件的对象物体检测装置。
背景技术
近年来，为了节能的目的，已提出了用于检测人体的运动并且进行高效操作的各种电器设备。例如，这种电器设备包括采用热电元件作为红外线用检测器的红外线检测装置。一般的红外线检测装置例如通过使用透镜将来自检测区域的红外线集中到热电元件上。从热电元件输出的电流信号根据该热电元件所接收到的红外线量的变化而改变。
例如，如图17所示，已知有红外线检测装置1P。红外线检测装置1P包括热电元件2、电流电压转换单元300和电压放大单元400。电流电压转换单元300将从热电元件2输出的电流信号转换成相应的电压信号。电压放大单元400放大来自电流电压转换单元300的输出。在红外线检测装置1P中，从热电元件2输出的电流信号由电流电压转换单元300转换成相应的电压信号，随后由电压放大单元400进行放大，之后被输入至后段的检测电路(未示出)。此外，在图17所示的结构中，电压放大单元400用作具有与响应于人体检测所产生的电流信号的频带(例如，0.1Hz~10Hz)等同的通带的带通滤波器。
例如，环境温度的变化有可能会导致从热电元件2输出的电流信号中出现与检测对象(例如，人体)不相关的不期望低频成分。考虑到该情况，为了抑制由于该不期望低频成分而对电流电压转换单元300的输出产生的影响，提出了还包括DC(直流)反馈电路200的红外线检测装置1P，其中该DC反馈电路200连接在电流电压转换单元300的输出端子和输入端子之间(参见文献1：JP 3472906B2，第0037~0044段，图9)。
在上述文献1所公开的红外线检测装置1P中，电流电压转换单元300包括反相输入端子连接至热电元件2的第一运算放大器31。在第一运算放大器31的输出端子和反相输入端子之间连接有电容器C1。电容器C1用作用于形成AC(交流)反馈电路的电容元件。第一运算放大器31的非反相输入端子连接至用于产生基准电压的基准电源202。
此外，DC反馈电路200是运算放大器201与电容器C200和电阻器R200相连接的积分电路。运算放大器201的非反相输入端子连接至第一运算放大器31的输出端子。电容器C200连接在运算放大器201的输出端子和反相输入端子之间。运算放大器201的反相输入端子经由电阻器R200连接至用于产生基准电压的基准电源202。运算放大器201的输出端子经由输入电阻器R201连接至第一运算放大器31的反相输入端子。
具有以上所述的结构的红外线检测装置1P根据来自运算放大器201的输出将不期望低频成分发送至输入电阻器R201。因此，可以抑制由于该不期望低频成分而对从电流电压转换单元300输出的电压信号产生的影响。
然而，在具有上述结构的红外线检测装置1P中，由于输入电阻器R201连接至电流电压转换单元300的输入端子，因此在输入电阻器R201处发生的噪声成分可能被输入至电流电压转换单元300，因而电流电压转换单元300的S/N比有可能下降。特别地，为了降低截止频率(例如，小于0.1Hz)并且抑制输入电阻器R201的热噪声，输入电阻器R201需要具有例如TΩ(太拉欧)范围内的阻抗值的相对高阻抗。
考虑到红外线检测装置1P的小型化，输入电阻器R201通常由内置于IC(集成电路)的阻抗元件构成。这种阻抗元件的阻抗在很大程度上依赖于温度。因此，由于温度变化所引起的阻抗值的变化随着这种阻抗元件的阻抗值的增加而增大。输入电阻器R201的阻抗值的下降可能会造成输入电阻器R201的热噪声增加。因而，电流电压转换单元300的S/N比可能会下降。
发明内容
考虑到上述不足，本发明的目的在于提出一种能够提高电流电压转换电路的S/N比以及抑制不期望低频成分对电流电压转换电路的输出产生的影响的对象物体检测装置。
根据本发明的对象物体检测装置的第一方面是一种对象物体检测装置，用于从对象空间中检测对象物体，所述对象物体检测装置包括：热电元件，用于根据从所述对象空间接收到的红外线量的变化来输出电流信号；电流电压转换电路，其包括：运算放大器，其连接至所述热电元件；反馈用的电容元件，其连接至所述运算放大器；以及放电电路，用于使所述电容元件放电，其中所述电流电压转换电路用于将所述电流信号转换成电压信号并输出所述电压信号；A/D转换电路，用于将所述电压信号转换成第一数字信号并输出所述第一数字信号；数字滤波器，用于通过对所述第一数字信号进行运算处理来从所述第一数字信号所表示的波形中提取具有与所述对象物体相关联的频带中所包括的频率的检测成分，生成表示所述检测成分的波形的第二数字信号，并输出所述第二数字信号；判断电路，用于基于所述第二数字信号，判断所述对象空间中是否存在所述对象物体；以及控制单元，用于对所述放电电路进行控制以使得从所述电压信号中消除频率不大于预定频率的低频成分，其中该预定频率不大于所述频带的下限值，其中，所述控制单元基于与所述预定频率相对应的复位周期来对所述放电电路进行控制，以放出储存在所述电容元件中的电荷。
在根据本发明的对象物体检测装置的第二方面中，除了第一方面以外，所述控制单元包括振荡电路和复位电路，所述振荡电路用于在每次经过了所述复位周期时生成脉冲信号，并将所述脉冲信号输出至所述复位电路，所述复位电路用于基于所述脉冲信号来生成复位信号，并将所述复位信号输出至所述放电电路，以及所述放电电路响应于接收到所述复位信号来形成用于放出储存在所述电容元件中的电荷的路径。
在根据本发明的对象物体检测装置的第三方面中，除了第二方面以外，控制单元还包括过零点检测电路，所述过零点检测电路用于：判断所述第二数字信号所表示的波形的大小是否与预定值一致，并且在判断为所述第二数字信号所表示的波形的大小与所述预定值一致的情况下，向所述复位电路输出过零点检测信号，所述复位电路响应于在接收到所述脉冲信号之后最初接收到所述过零点检测信号，向所述放电电路输出所述复位信号，以及所述预定值被定义为与在所述电容元件中没有储存电荷的情况下所获得的所述电压信号的大小相对应的值。
在根据本发明的对象物体检测装置的第四方面中，除了第三方面以外，在接收到所述脉冲信号之后即使经过了预定时间、也未接收到所述过零点检测信号的情况下，所述复位电路在经过了所述预定时间时向所述放电电路输出所述复位信号。
在根据本发明的对象物体检测装置的第五方面中，除了第二方面至第四方面中任一个以外，所述控制单元还包括异常判断电路，所述异常判断电路用于：判断所述第二数字信号所表示的波形的大小是否超过预定阈值并持续规定时间段，并且在判断为所述第二数字信号所表示的波形的大小超过所述预定阈值并持续了所述规定时间段的情况下，向所述复位电路输出异常信号，以及所述复位电路响应于接收到所述异常信号来向所述放电电路输出所述复位信号。
在根据本发明的对象物体检测装置的第六方面中，除了第二方面至第五方面中任一个以外，判断电路将所述第二数字信号所表示的波形的大小与判断值进行比较，并在判断为所述第二数字信号所表示的波形的大小超过所述判断值的情况下，推断出存在所述对象物体，所述控制单元还包括禁止电路，所述禁止电路用于：判断所述第二数字信号所表示的波形的大小是否超过比所述判断值小的禁止值，在判断为所述第二数字信号所表示的波形的大小超过所述禁止值的情况下，向所述复位电路输出禁止信号，并且在判断为所述第二数字信号所表示的波形的大小没有超过所述禁止值的情况下，向所述复位电路输出解除信号，以及一旦所述复位电路接收到所述禁止信号，所述复位电路除非接收到所述解除信号，否则不输出所述复位信号。
在根据本发明的对象物体检测装置的第七方面中，除了第二方面至第六方面中任一个以外，所述A/D转换电路具有所述A/D转换电路能够进行转换的所述电压信号的大小的上限值，所述控制单元还包括保护电路，所述保护电路用于：判断所述电压信号的大小是否超过不大于所述上限值的边界值，并且在判断为所述电压信号的大小超过所述边界值的情况下，向所述复位电路输出超过信号，以及所述复位电路响应于接收到所述超过信号来向所述放电电路输出所述复位信号。
在根据本发明的对象物体检测装置的第八方面中，除了第一方面至第七方面中任一个以外，所述热电元件具有第一端和第二端，所述运算放大器包括：第一运算放大器，其具有第一反相输入端子和第一输出端子；以及第二运算放大器，其具有第二反相输入端子和第二输出端子，第一反相输入端子连接至所述第一端，所述第二反相输入端子连接至第二端，电容元件包括第一电容元件和第二电容元件，所述第一电容元件连接在所述第一反相输入端子和所述第一输出端子之间，所述第二电容元件连接在所述第二反相输入端子和所述第二输出端子之间，所述电流电压转换电路包括差分电路，所述差分电路用于输出所述第一输出端子的电压和所述第二输出端子的电压之间的差，以及所述电压信号被定义为表示所述差的波形的信号。
在根据本发明的对象物体检测装置的第九方面中，除了第八方面以外，所述电流电压转换电路还包括异常检测电路，所述异常检测电路用于获得所述第一输出端子的电压和所述第二输出端子的电压至少之一作为检测电压，判断所述检测电压是否包括在预定范围内，并且在判断为所述检测电压没有包括在所述预定范围内的情况下向所述复位电路输出异常检测信号，以及所述复位电路响应于接收到所述异常检测信号来向所述放电电路输出所述复位信号。
在根据本发明的对象物体检测装置的第十方面中，除了第一方面至第九方面中任一个以外，还包括校正电路，其中，所述校正电路包括：调整单元，用于基于所述第一数字信号来生成校正用数字信号，其中所述校正用数字信号表示所述电压信号中的频率不大于预定频率的低频成分，其中该预定频率不大于所述下限值；以及校正用D/A转换器，用于将所述校正用数字信号转换成校正用模拟信号，并将所述校正用模拟信号输出至所述A/D转换电路，以及所述A/D转换电路从所述电压信号中减去所述校正用模拟信号，并将由此得到的电压信号转换成所述第一数字信号。
在根据本发明的对象物体检测装置的第十一方面中，除了第十方面以外，所述A/D转换电路包括积分器、量化器和D/A转换器，所述积分器包括第三运算放大器和第三电容元件，所述第三运算放大器具有：第三反相输入端子，其连接至所述电流电压转换电路以接收所述电压信号；第三非反相输入端子；以及第三输出端子，所述第三电容元件连接在所述第三反相输入端子和所述第三输出端子之间，所述量化器用于以预定分辨率将所述第三输出端子的电压转换成数字值并且输出所述数字值，所述第一数字信号被定义为表示从所述量化器输出的数字值的位序列，所述D/A转换器用于响应于从所述量化器接收到所述数字值，向所述第三反相输入端子施加与所接收到的数字值相对应的电压，以及所述校正用D/A转换器向所述第三非反相输入端子提供所述校正用模拟信号。
在根据本发明的对象物体检测装置的第十二方面中，除了第十一方面以外，所述预定分辨率为1位，所述数字滤波器包括：第一滤波单元，用于将所述第一数字信号转换成由多位表示的第三数字信号并且输出所述第三数字信号；以及第二滤波单元，用于通过对所述第三数字信号进行运算处理来生成所述第二数字信号，以及所述调整单元通过对所述第三数字信号进行运算处理来生成所述校正用数字信号。
在根据本发明的对象物体检测装置的第十三方面中，除了第十方面以外，所述校正电路还包括噪声整形器，所述噪声整形器用于对所述校正用数字信号进行噪声整形处理以生成噪声整形后校正用数字信号，并且将所述噪声整形后校正用数字信号输出至所述校正用D/A转换器，以及所述校正用D/A转换器将所述噪声整形后校正用数字信号转换成所述校正用模拟信号。
在根据本发明的对象物体检测装置的第十四方面中，除了第十方面以外，还包括具有预定电压的内部电源，其中，所述校正用D/A转换器基于所述内部电源的所述预定电压来生成所述校正用模拟信号，所述运算放大器具有反相输入端子、非反相输入端子和输出端子，所述电容元件连接在所述反相输入端子和所述输出端子之间，所述反相输入端子连接至所述热电元件，以及所述内部电源电连接至所述非反相输入端子，以使得向所述非反相输入端子施加基准电压。
在根据本发明的对象物体检测装置的第十五方面中，除了第十方面以外，所述A/D转换电路包括积分器、量化器和D/A转换器，所述积分器包括第三运算放大器和第三电容元件，所述第三运算放大器具有：第三反相输入端子，其连接至所述电流电压转换电路以接收所述电压信号；第三非反相输入端子，用于接收基准电压；以及第三输出端子，所述第三电容元件连接在所述第三反相输入端子和所述第三输出端子之间，所述量化器用于以预定分辨率将所述第三输出端子的电压转换成数字值并且输出所述数字值，所述第一数字信号被定义为表示从所述量化器输出的数字值的位序列，所述D/A转换器用于响应于从所述量化器接收到所述数字值，向所述第三反相输入端子施加与所接收到的数字值相对应的电压，以及所述校正用D/A转换器向所述第三反相输入端子提供所述校正用模拟信号。
在根据本发明的对象物体检测装置的第十六方面中，除了第一方面至第十五方面中任一个以外，所述A/D转换电路利用ΔΣ方式来将所述电压信号转换成所述第一数字信号。
在根据本发明的对象物体检测装置的第十七方面中，除了第一方面至第十六方面中任一个以外，所述数字滤波器以串行方式输出表示所述第二数字信号的数字值。
在根据本发明的对象物体检测装置的第十八方面中，除了第十七方面以外，所述串行方式是双相标识编码方式。
附图说明
图1是示出第一实施例的对象物体检测装置的结构的示意框图。
图2是示出上述第一实施例的对象物体检测装置的结构的示意框图。
图3是示出第一实施例的对象物体检测装置的操作的时序图。
图4是示出第一实施例的对象物体检测装置的操作的时序图。
图5是示出第一实施例的对象物体检测装置的其它操作的时序图。
图6是示出第一实施例的对象物体检测装置的操作的时序图。
图7是示出第一实施例的对象物体检测装置的操作的时序图。
图8是示出第一实施例的对象物体检测装置的操作的时序图。
图9是示出上述第一实施例的对象物体检测装置的数字处理单元的输出格式的说明图。
图10是示出第二实施例的对象物体检测装置的结构的示意电路图。
图11是示出第三实施例的对象物体检测装置的结构的示意电路图。
图12是示出上述第三实施例的对象物体检测装置的结构的示意电路图。
图13是示出上述第三实施例的对象物体检测装置的结构的示意电路图。
图14是示出上述第三实施例的对象物体检测装置的操作的说明图。
图15是示出上述第三实施例的对象物体检测装置的其它结构的示意电路图。
图16是示出第四实施例的对象物体检测装置的结构的示意电路图。
图17是示出现有技术的红外线检测装置的结构的示意电路图。
具体实施方式
第一实施例
将本实施例的红外线检测装置1定义为用于在对象空间(检测区域)内检测对象物体的对象物体检测装置。在本实施例中，对象物体是人体。简言之，本实施例的红外线检测装置1是人传感器。
如图2所示，本实施例的红外线检测装置1包括热电元件2、电流电压转换单元(电流电压转换电路)3、A/D转换单元(A/D转换电路)4、数字处理单元5和控制单元6。
热电元件2被配置为根据从对象空间接收到的红外线量的变化来输出电流信号。
电流电压转换单元3被配置为将来自热电元件2的电流信号转换成电压信号并将该电压信号输出至A/D转换单元4。电流电压转换单元3包括：运算放大器31，其连接至热电元件2；电容元件(电容器)C1，其连接至运算放大器31以用作反馈电路；以及放电电路(放电单元)33，用于使电容器C1放电。运算放大器31具有反相输入端子、非反相输入端子和输出端子。运算放大器31的反相输入端子连接至热电元件2。电容器C1连接在运算放大器31的反相输入端子和输出端子之间。运算放大器31的非反相输入端子连接至基准电源32。因此，基准电源32向该非反相输入端子施加基准电压。
放电电路33例如是复位开关。放电电路33被配置为响应于接收到复位信号来形成用于放出储存在电容元件C1中的电荷的路径。
A/D转换单元4被配置为将从电流电压转换单元3输出的电压信号转换成相应的数字信号(第一数字信号)并将该第一数字信号输出至数字处理单元5。A/D转换单元4具有该A/D转换单元4能够进行转换的电压信号的大小的上限值(在本实施例中为Vth0)和下限值(在本实施例中为-Vth0)。在本实施例中，A/D转换单元4被配置为基于ΔΣ转换将电压信号转换成第一数字信号。
数字处理单元5包括数字滤波器51和判断电路52。
数字滤波器51被配置为通过对第一数字信号进行运算处理来从该第一数字信号提取具有与对象物体相关联的频带(检测频带)中所包括的频率的检测成分，生成表示该检测成分的波形的数字信号(第二数字信号)，并且输出该第二数字信号。在本实施例中，对象物体是人体。检测频带为0.1Hz~10Hz的范围。此外，在本实施例中，数字滤波器51被配置为以串行方式输出表示第二数字信号的数字值。该串行方式是BMC方式。
判断电路52被配置为基于第二数字信号来判断对象空间中是否存在对象物体。在本实施例中，判断电路52被配置为将第二数字信号所表示的波形的大小与判断值(第一阈值)Vth1(-Vth1)进行比较，并且在判断为第二数字信号所表示的波形的大小超过判断值Vth1(-Vth1)的情况下推断出存在对象物体。判断电路52被配置为在推断出存在对象物体的情况下，输出H(高)水平的检测信号。
控制单元6被配置为对放电电路33进行控制以使得从电压信号消除低频成分。将该低频成分定义为频率不大于预定频率的成分。将该预定频率定义为不大于检测频带的下限值(0.1Hz)的频率。控制单元6被配置为基于与预定频率相对应的周期(复位周期)来对放电电路33进行控制以放出储存在电容元件C1中的电荷。在本实施例中，预定频率等同于下限值(=0.1Hz)。简言之，消除了频率不高于0.1Hz的低频成分。复位周期为与预定频率(=0.1Hz)相对应的10秒。
在本实施例中，控制单元6包括振荡电路61、复位电路62、过零点检测电路63、异常判断电路64、禁止电路65和保护电路66。
振荡电路61被配置为在每次经过了复位周期时生成脉冲信号，并且将该脉冲信号输出至复位电路62。
过零点检测电路63被配置为判断第二数字信号所表示的波形的大小是否与预定值一致。过零点检测电路63被配置为在判断为第二数字信号所表示的波形的大小与预定值一致的情况下，向复位电路62输出过零点检测信号。将该预定值定义为与电容元件C1中没有储存电荷的情况下所获得的电压信号的大小相对应的值。
异常判断电路64被配置为判断第二数字信号所表示的波形的大小是否超过预定阈值并持续规定时间段。异常判断电路64被配置为在判断为第二数字信号所表示的波形的大小超过预定阈值并持续了规定时间段的情况下，向复位电路62输出异常信号(异常发生信号)。
禁止电路65被配置为判断第二数字信号所表示的波形的大小是否超过比判断值小的禁止值。禁止电路65被配置为在判断为第二数字信号所表示的波形的大小超过禁止值的情况下，向复位电路62输出禁止信号。禁止电路65被配置为在判断为第二数字信号所表示的波形的大小没有超过禁止值的情况下，向复位电路62输出解除信号。
保护电路66被配置为判断电压信号的大小是否超过边界值(Vth3)，其中该边界值(Vth3)不大于A/D转换单元4能够进行转换的电压信号的大小的上限值(Vth0)。保护电路66被配置为在判断为电压信号的大小超过该边界值的情况下，向复位电路62输出超过信号。
复位电路62被配置为基于脉冲信号来生成复位信号并且将该复位信号输出至放电电路33。
在本实施例中，复位电路62被配置为响应于在接收到脉冲信号之后最初接收到过零点检测信号来向放电电路33输出复位信号。另外，复位电路62被配置为在接收到脉冲信号之后即使经过了预定时间、也未接收到过零点检测信号的情况下，在经过了该预定时间时向放电电路33输出复位信号。
复位电路62被配置为响应于接收到异常信号(异常发生信号)来向放电电路33输出复位信号。复位电路62被配置为响应于接收到超过信号来向放电电路33输出复位信号。
复位电路62被配置成：一旦复位电路62接收到禁止信号，该复位电路62除非接收到解除信号，否则不输出复位信号。
以下详细说明本发明的对象物体检测装置。
如图1所示，本实施例的红外线检测装置1包括热电元件2、电流电压转换单元3、A/D转换单元4、数字处理单元5和控制单元6。在本实施例中，作为本发明的一个示例，说明了用于在检测区域内检测人体的红外线检测装置1。红外线检测装置1的用途不限于人体检测，红外线检测装置1例如还可用于其它用途(例如，气体检测)。
热电元件2从检测区域(对象空间)接收红外线，并且根据所接收到的红外线量的变化来输出电流信号。
电流电压转换单元3大体具有与图17所示的电流电压转换单元300的结构相同的结构。电流电压转换单元3包括运算放大器(第一运算放大器)31。第一运算放大器31的反相输入端子连接至热电元件2。在运算放大器31的输出端子和反相输入端子之间连接有电容器C1。电容器C1用作用于形成AC反馈电路的电容元件。运算放大器31的非反相输入端子连接至用于产生基准电压的基准电源32。
根据以上述方式进行构造并使用电容电路进行转换的电流电压转换单元3，通过使用电容器C1的容抗将来自热电元件2的电流信号(微弱的电流信号)转换成电压信号。因此，从运算放大器31输出的电压(运算放大器31的输出端子的电压)与通过从基准电源32所产生的基准电压中减去电容器C1两端的电压所获得的值相同。换句话说，电流电压转换单元3的输出具有由基准电压所定义的工作点，并且根据由于在热电元件2处接收到红外线所引起的电流信号的变化而相对于该工作点发生变化。
关于以下说明，为了简化该说明，电流电压转换单元3在工作点(基准电压)处的输出被视为0。根据该定义，电流电压转换单元3的输出表示从运算放大器31输出的电压的相对于工作点的变化量。
在运算放大器31的输出端子和反相输入端子之间连接有复位开关33，并且复位开关33与电容器C1并联连接。根据来自控制单元6的复位信号使复位开关33接通和断开。在复位开关33接通的情况下，复位开关33用作用于形成放出储存在电容器C1中的电荷所用的放电路径的放电单元(放电电路)。简言之，在复位开关33接通的情况下，电容器C1两端的电压被重置为0，并且电流电压转换单元3的输出(输出值)被重置为0(工作点)。
A/D转换单元4被配置为将电流电压转换单元3的输出值转换成相应的数字值。具体地，A/D转换单元4将从电流电压转换单元3接收到的电压值(模拟值)转换成相应的数字值并将该数字值输出至数字处理单元5。换句话说，A/D转换单元4将模拟信号的瞬时值转换成数字串行位序列并输出该数字串行位序列。A/D转换单元4具有表示A/D转换单元4能够转换成数字值的模拟值的范围的可接受范围(在本实施例中为-Vth0~Vth0)。该可接受范围是基于从外部施加的基准电压的大小来预先确定的。在A/D转换单元4接收到振幅未包括在该可接受范围内的模拟信号的情况下，A/D转换单元4的输出饱和。
数字处理单元5基于从A/D转换单元4接收到的数字信号来判断检测区域内是否存在人体。更具体地，数字处理单元5包括判断单元(判断电路)52，其中判断单元52被配置为通过将(与电流电压转换单元3的输出相对应的)A/D转换单元4的输出值与预定第一阈值进行比较来判断检测区域内是否存在人体。在A/D转换单元4的输出值的绝对值超过第一阈值的情况下，判断单元52判断为检测区域内存在人体，并且输出H水平的检测信号。在A/D转换单元4的输出值的绝对值降到第一阈值以下的情况下，判断单元52判断为检测区域内不存在人体，并且输出L(低)水平的检测信号。
数字处理单元5(数字滤波器51)被配置为允许A/D转换单元4的输出中的预定频带的信号成分通过。在本实施例中，数字处理单元5用作数字带通滤波器(以下称为“BPF”)，其中该BPF的通带是由热电元件2响应于人体检测而产生的电流信号的频率范围(在本实施例中为0.1Hz~10Hz)而定义的。
与如图17所示的现有技术的红外线检测装置1P相同，在使用模拟BPF的情况下，为了允许0.1Hz~10Hz的范围内的信号通过，需要电路常数相对高的诸如电容器等的元件。这种元件从外部连接至IC(集成电路)。利用该结构，无法将红外线检测装置1的电路部分设置成单片电路。作为对比，本实施例的红外线检测装置1采用如上所述的数字BPF。因此，可以不需要外部部件并且可以将电路部分设置成单片电路。
根据具有上述结构的红外线检测装置1，从热电元件2输出的电流信号由电流电压转换单元3转换成电压信号，随后由A/D转换单元4转换成数字值，并且最后被输入至数字处理单元5。数字处理单元5基于所输入的数字值来判断检测区域内是否存在人体。数字处理单元5例如将判断结果输出至该数字处理单元5的输出侧所连接的微计算机(未示出)。
在本实施例的红外线检测装置1中，控制单元6通过在适当时刻接通复位开关33来对电容器C1进行复位，由此从电流电压转换单元3的输出中消除预定频率以下的不期望低频成分(以下称为“不期望成分”)。例如，该不期望成分是从热电元件2输出的电流信号中由于变化(例如，环境温度的变化)而与检测对象(人体)无关地发生的低频率的波动成分。
简言之，控制单元6在从电流电压转换单元3的输出中消除不期望成分的时刻输出复位信号，并且使复位开关33接通以对电容器C1两端的电压进行复位。更具体地，控制单元6包括振荡器(未示出)，其中该振荡器被设计成在每次经过了预定时间段时输出时钟信号。该预定时间段是为了消除不期望成分而选择的。控制单元6基于该时钟信号来生成复位信号。
基于与不期望成分的上限值相对应的频率来确定用于产生时钟信号的周期。作为示例，考虑到热电元件2响应于人体检测所产生的电流信号的频带(0.1Hz~10Hz)，假定0.1Hz以下的低频成分是不期望成分。
简言之，在定义不期望成分的上限值的频率为0.1Hz的情况下，采用与该频率相对应的10秒的时间作为用于产生时钟信号的周期。在每次经过了以上述方式选择的周期时控制单元6对电容器C1两端的电压进行复位的情况下，从电流电压转换单元3的输出中消除了不期望成分。换句话说，控制单元6和电流电压转换单元3构成了具有与定义不期望成分的上限值的频率等同的截止频率的高通滤波器。
此外，在本实施例中，将数字处理单元5的输出作为反馈信号输入至控制单元6。如上所述，数字处理单元5具有通带为0.1Hz~10Hz的数字BPF(滤波单元)的功能。因此，将该反馈信号定义为通过从电流电压转换单元3的输出中去除不期望成分所获得的信号。
红外线检测装置1包括滤波单元(数字滤波器)51，其中该滤波单元51被配置为允许电流电压转换单元3的输出中的预定频带的信号成分通过。控制单元6接收该滤波单元的输出作为反馈信号。当反馈信号在产生了时钟信号之后表现出最初的过零点时，控制单元6生成复位信号以对电容元件C1两端的电压进行复位。
在本实施例中，如图3所示，在每次经过了10秒周期时生成时钟信号之后，控制单元6在反馈信号的最初过零点处输出复位信号以接通复位开关33，从而对电容器C1两端的电压进行复位。在该操作中，反馈信号的过零点意味着数字处理单元5的输出变为0(工作点)的时刻。在图3中，(a)示出输入至电流电压转换单元3的电流信号，(b)示出从电流电压转换单元3输出的电压信号，(c)示出数字处理单元5的输出(反馈信号)，并且(d)示出复位信号。数字处理单元5的输出值实际是数字值。然而，关于图3(c)以及以下所述的其它图，将数字处理单元5的输出值示出为模拟值。
例如，如图3所示，将仅包括频率等于或小于0.1Hz的不期望成分的电流信号输入至电流电压转换单元3。在这种情况下，如图3(c)所示，数字处理单元5将去除了不期望成分的反馈信号输出至控制单元6。该反馈信号可能包括噪声成分。因此，该反馈信号示出如图3(c)所示的波动。反馈信号中所包括的噪声成分例如主要包含A/D转换之前在电流电压转换单元3中发生的电路噪声以及A/D转换之后在数字处理单元5中发生的噪声。在每次经过了10秒周期时生成时钟信号之后，控制单元6在反馈信号的过零点处(即，噪声成分变为0的时刻)输出复位信号，以对电容器C1两端的电压进行复位。
结果，在数字处理单元5的输出变为0的情况下，控制单元6对电容器C1进行复位。因此，可以抑制由于复位时的电压差而导致在数字处理单元5的输出中将会发生的波动。
如图4所示，在即使从产生时钟信号的时刻起经过了预定延长时间段时反馈信号中也没有发生过零点的情况下，控制单元6在经过了该延长时间段的时刻处使放电开关33接通以对电容器C1进行复位。在图4中，(a)示出数字处理单元5的输出(反馈信号)，并且(b)示出复位信号。简言之，在即使从产生时钟信号的时刻起经过预定延长时间段时在反馈信号中也没有观察到过零点的情况下，控制单元6在经过了该延长时间段的时刻处生成复位信号以对电容器C1进行复位。
该延长时间段短于用以定义振荡器所产生的时钟信号之间的间隔的周期。例如，在该周期为10秒的情况下，将延长时间段设置为3秒。可选地，该延长时间段可以长于用以定义时钟信号之间的间隔的周期。例如，该延长时间段可以为20秒。
根据上述结构，即使在红外线检测装置1发生某些故障、因而即使在从产生时钟信号的时刻起经过了延长时间段时数字处理单元5的输出也没有变为0的情况下，也对电容器C1进行复位，因而消除了不期望成分。
此外，在本实施例的另一变形例中，如图5所示，控制单元6可被配置为在振荡器输出时钟信号的时刻输出复位信号，从而对电容器C1进行复位。在图5中，(a)示出数字处理单元5的输出(反馈信号)，并且(b)示出复位信号。在该变形例中，控制单元6与数字处理单元5的输出无关地输出时钟信号就足够了。因此，不需要来自数字处理单元5的针对控制单元6的反馈信号，并且可以使电路结构简化。
另外，控制单元6包括异常保护单元。在电流电压转换单元3的输出值的绝对值超过第一阈值并持续了预定容许时间段的情况下，该异常保护单元输出复位信号以对电容器C1进行复位。换句话说，在该红外线检测装置1中，控制单元6包括异常保护单元(异常判断电路64和复位电路62)。在电流电压转换单元3的输出值的绝对值超过预定阈值并持续了预定容许时间段的情况下，该异常保护单元(异常判断电路64和复位电路62)对电容元件C1进行复位。
简言之，在红外线检测装置1正常工作的情况下，如图6(a)所示，当检测人体时，数字处理单元5的输出值的绝对值周期性地超过第一阈值Vth1。结果，如图6(b)所示，检测信号交替地具有H水平和L水平。作为对比，在红外线检测装置1异常工作的情况下，如图6(c)所示，检测信号有可能保持具有H水平。考虑到该情况，在如图6(c)所示、检测信号具有H水平的状态持续了容许时间段的情况下，如图6(d)所示，控制单元6输出复位信号以对电容器C1进行复位。
根据该结构，在红外线检测装置1的工作中发生了检测信号的H水平超过容许时间段的异常的情况下，控制单元6识别出该异常并且对电容器C1进行复位。在这种复位之后，可以成功地进行人体检测。
另外，控制单元6包括A/D转换保护单元。在A/D转换单元4的输入的绝对值超过第三阈值的情况下，该A/D转换保护单元输出复位信号以对电容器C1进行复位，其中该第三阈值落在A/D转换单元4能够转换成相应数字值的输入的可接受范围内。换句话说，控制单元6包括A/D转换保护单元(保护电路66和复位电路62)。在A/D转换单元4的输入的绝对值超过第三阈值Vth3的情况下，该A/D转换保护单元对电容元件C1进行复位，其中该第三阈值Vth3被设置为不大于A/D转换单元4能够转换成相应数字值的输入的可接受范围的上限值Vth0。
特别地，如图7所示，用作第三阈值的上限值的第三阈值Vth3略小于可接受范围的上限值Vth0，并且用作第三阈值的下限值的第三阈值-Vth3略大于可接受范围的下限值-Vth0。在图7中，(a)示出电流电压转换单元3的输出值，并且(b)示出复位信号。控制单元6监视电流电压转换单元3的输出值(A/D转换单元4的输入值)。在电流电压转换单元3的输出值达到第三阈值Vth3(或-Vth3)的情况下，控制单元6判断为电流电压转换单元3的输出值超过第三阈值Vth3(或-Vth3)，并且输出复位信号以对电容器C 1进行复位。
根据该结构，在A/D转换单元4的输入接近超出可接受范围的情况下，控制单元6对电容器C1进行复位，从而将用作A/D转换单元4的输入的电流电压转换单元3的输出值重置为0(工作点)。因此，使A/D转换单元4的输入保持落在可接受范围内，由此避免了A/D转换单元4的输出的饱和。结果，可以成功地使红外线检测装置1保持在能够检测人体的状态内。第三阈值Vth3可以等于可接受范围的上限值Vth0，并且第三阈值-Vth3可以等于可接受范围的下限值-Vth0。
红外线检测装置1包括判断单元52。判断单元52将与电流电压转换单元的输出值相对应的值的绝对值与第一阈值(判断值)进行比较。判断单元52基于该绝对值是否超过第一阈值来判断检测对象的有无。在该绝对值小于比第一阈值小的第二阈值(禁止值)的情况下，控制单元6以第一操作模式工作，其中在该第一操作模式中，允许控制单元6对电容元件进行复位。在该绝对值超过第二阈值的情况下，控制单元6以第二操作模式工作，其中在该第二操作模式中，不允许控制单元6对电容元件进行复位。
简言之，在电流电压转换单元3的输出值的绝对值小于比人体检测用的第一阈值小的第二阈值的情况下，控制单元6以第一操作模式工作。在电流电压转换单元3的输出值的绝对值超过第二阈值的情况下，控制单元6以第二操作模式工作。在第一操作模式中，允许控制单元6输出复位信号。作为对比，在第二操作模式中，不允许控制单元6输出复位信号。
更具体地，如图8(a)所示，控制单元6将与电流电压转换单元3的输出值相对应的数字处理单元5的输出(反馈信号)与第二阈值-Vth2和Vth2进行比较。在数字处理单元5的输出超过由第二阈值-Vth2和Vth2所定义的范围(-Vth2~Vth2)的情况下，如图8(c)所示，控制单元6输出从第一操作模式切换为第二操作模式所用的第二模式切换信号。在数字处理单元5的输出落在由第二阈值-Vth2和Vth2所定义的范围(-Vth2~Vth2)内的情况下，如图8(d)所示，控制单元6输出从第二操作模式切换为第一操作模式所用的第一模式切换信号。
关于图8，(a)示出数字处理单元5的输出(反馈信号)，(b)示出复位信号，(c)示出第二模式切换信号，(d)示出第一模式切换信号，并且(e)示出检测信号。
在第一操作模式中，如上所述，在每次经过了10秒周期时生成时钟信号之后，控制单元6在反馈信号的最初过零点处输出复位信号以使复位开关33接通，从而对电容器C1进行复位。作为对比，在第二操作模式中，控制单元6终止时钟信号的产生，并且停止用于对电容器C1进行复位的操作。在响应于第一模式切换信号来从第二操作模式切换为第一操作模式的情况下，控制单元6在操作模式的切换后最初的反馈信号的过零点处输出复位信号。因而，控制单元6使复位开关33接通以对电容器C1进行复位。
根据该结构，在红外线检测装置1中，在电流电压转换单元3的输出值的绝对值超过第二阈值的情况下，没有对电容器C1进行复位。在正进行人体检测操作的情况下，没有将电流电压转换单元3的输出值重置为0(工作点)。因此，可以防止由于在人体检测操作完成之前对电流电压转换单元3的输出值进行复位将会导致的检测信号的延迟以及检测信号的输出失败。结果，可以提高人体检测的灵敏度。
如上所述，本实施例的对象物体检测装置1是用于在对象空间内检测对象物体的对象物体检测装置。本实施例的对象物体检测装置1包括热电元件2、电流电压转换电路(电流电压转换单元)3、A/D转换电路(A/D转换单元)4、数字滤波器51、判断电路52和控制单元6。热电元件2被配置为根据从对象空间接收到的红外线量的变化来输出电流信号。电流电压转换电路3包括：运算放大器31，其连接至热电元件2；电容元件C1，其连接至运算放大器31以用作反馈电路；以及放电电路33，用于使电容元件C 1放电。电流电压转换电路3被配置为将电流信号转换成电压信号并输出该电压信号。A/D转换电路4被配置为将电压信号转换成第一数字信号并输出该第一数字信号。数字滤波器51被配置为通过对第一数字信号进行运算处理来从该第一数字信号所表示的波形中提取具有与对象物体相关联的频带(检测频带)中所包括的频率的检测成分，生成表示该检测成分的波形的第二数字信号，并输出该第二数字信号。判断电路52被配置为基于第二数字信号来判断对象空间中是否存在对象物体。控制单元6被配置为对放电电路33进行控制以使得从电压信号中消除低频成分。将该低频成分定义为频率不大于预定频率的成分。该预定频率不大于频带(检测频带)的下限值。控制单元6被配置为基于与该预定频率相对应的周期(复位周期)来对放电电路33进行控制以放出储存在电容元件C1中的电荷。
此外，在本实施例的对象物体检测装置1中，控制单元6包括振荡电路61和复位电路62。振荡电路61被配置为在每次经过了复位周期时生成脉冲信号(以复位周期来生成脉冲信号)，并将该脉冲信号输出至复位电路62。复位电路62被配置为基于脉冲信号来生成复位信号并将该复位信号输出至放电电路33。放电电路33被配置为响应于接收到复位信号来形成用于放出储存在电容元件C1中的电荷的路径。
此外，在本实施例的对象物体检测装置1中，控制单元6包括过零点检测电路63。过零点检测电路63被配置为判断第二数字信号所表示的波形的大小是否与预定值一致，并且在判断为第二数字信号所表示的波形的大小与预定值一致的情况下，向复位电路62输出过零点检测信号。复位电路62被配置为响应于在接收到脉冲信号之后最初接收到过零点检测信号，向放电电路33输出复位信号。将该预定值定义为与在电容元件C1中没有储存电荷的情况下所获得的电压信号的大小相对应的值。
此外，在本实施例的对象物体检测装置1中，复位电路62被配置为在从接收到脉冲信号起即使经过了预定时间(延长时间段)、也未接收到过零点检测信号的情况下，在经过了该预定时间时向放电电路33输出复位信号。
此外，在本实施例的对象物体检测装置1中，控制单元6包括异常判断电路64。异常判断电路64被配置为判断第二数字信号所表示的波形的大小是否超过预定阈值(第一阈值Vth1)并持续规定时间段(容许时间段)，并且在判断为第二数字信号所表示的波形的大小超过该预定阈值并持续了规定时间段的情况下，向复位电路62输出异常信号。复位电路62被配置为响应于接收到异常信号来向放电电路33输出复位信号。
此外，在本实施例的对象物体检测装置1中，判断电路52被配置为将第二数字信号所表示的波形的大小与判断值(第一阈值Vth1)进行比较，并且在判断为第二数字信号所表示的波形的大小超过该判断值的情况下，推断出存在对象物体(在本实施例中为人体)。控制单元6包括禁止电路65。禁止电路65被配置为进行以下操作：判断第二数字信号所表示的波形的大小是否超过比判断值(第一阈值Vth1)小的禁止值(第二阈值Vth2)；在判断为第二数字信号所表示的波形的大小超过该禁止值的情况下，向复位电路62输出禁止信号；并且在判断为第二数字信号所表示的波形的大小没有超过禁止值的情况下，向复位电路62输出解除信号。复位电路62被配置成：一旦复位电路62接收到禁止信号，该复位电路62除非接收到解除信号否则不输出复位信号。
此外，在本实施例的对象物体检测装置1中，A/D转换单元4具有A/D转换单元4能够进行转换的电压信号的大小的上限值Vth0。控制单元6包括保护电路66。保护电路66被配置为判断电压信号的大小是否超过不大于上限值Vth0的边界值(第三阈值)Vth3，并且在判断为电压信号的大小超过边界值Vth3的情况下向复位电路62输出超过信号。复位电路62被配置为响应于接收到该超过信号来向放电电路33输出复位信号。
换句话说，本实施例的红外线检测装置1包括热电元件2和电流电压转换单元3。电流电压转换单元3被配置为通过使用与反馈用的电容元件C1相连接的运算放大器31来将电流信号转换成电压信号。电流电压转换单元3配置有放电单元33，其中放电单元33被配置为形成用于放出储存在电容元件C1中的电荷的放电路径。红外线检测装置1配置有控制单元6，其中控制单元6被配置为在从电流电压转换单元3的输出中消除了频率不大于预定频率的低频成分的时刻处对放电单元33进行控制，以对电容元件C1进行复位。
另外，控制单元6包括振荡电路61，其中该振荡电路61被设计成以去除了低频成分的预定周期来生成时钟信号。控制单元6还被配置为基于该时钟信号来生成复位信号并且使用该复位信号从而对电容元件C1进行复位。
根据具有以上所述的结构的红外线检测装置1，控制单元6对用作放电单元的复位开关33进行控制，从而对电容器C1两端的电压进行复位。因此，可以从电流电压转换单元3的输出中消除不期望成分。简言之，环境温度的变化例如有可能会导致在从热电元件2输出的输出电流中产生与检测对象(例如人体)无关的不期望低频成分。作为对比，采用上述结构的红外线检测装置1可以将这些不期望低频成分作为不期望成分来消除。结果，例如可以避免发生由于这些不期望成分而导致的误检测。
此外，在红外线检测装置1中，仅热电元件2连接至电流电压转换单元3的输入端子。因此，与如以上背景技术部分所述、输入电阻器连接至电流电压转换单元3的输入端子的情况相对比，可以提高电流电压转换单元3的S/N比。简言之，关于输入电阻器连接至电流电压转换单元3的输入端子的情况，在输入电阻器中发生噪声成分的情况下，这种噪声成分也被输入至电流电压转换单元3。这导致电流电压转换单元3的S/N比下降。特别地，为了使红外线检测装置1小型化，通常，内置于IC(集成电路)的电阻元件用作输入电阻器。这种阻抗元件的阻抗值在很大程度上依赖于温度。因此，由于温度变化所引起的阻抗值的变化随着这种阻抗元件的阻抗值的增加而增大。输入电阻器的阻抗值的减小可能会导致输入电阻器的热噪声的增加。因而，电流电压转换单元3的S/N比可能会下降。
作为对比，根据具有上述结构的红外线检测装置1，为了消除不期望成分，控制单元6控制对电流电压转换单元3的电容器C1进行复位的时刻。因此，不需要包括输入电阻器的DC反馈电路。结果，可以消除由于包括输入电阻器的DC反馈电路所引起的噪声的影响，并且可以提高电流电压转换单元3的S/N比。
因此，本实施例的红外线检测装置1可以抑制不期望低频成分对电流电压转换单元3的输出的影响，并且红外线检测装置1可以得到提高电流电压转换单元3的S/N比的优点。
另外，与如背景技术部分所述、在电流电压转换单元3的输出端子和输入端子之间添加有DC反馈电路的情况相对比，本实施例的红外线检测装置1无需DC反馈电路。因此，可以使本实施例的红外线检测装置1的电路小型化。
在本实施例中，A/D转换单元4是ΔΣ(德尔塔-西格玛)A/D转换器。换句话说，A/D转换单元4进行ΔΣ转换处理。因此，可以使A/D转换单元4小型化并且提高A/D转换单元4的精度。
数字处理单元5以串行方式输出数字信号。特别地，如图9(a)所示，数字处理单元5使用如下的信号格式，其中该信号格式包括起始位101、主滤波器输出102、检测信号状态103、操作模式判断结果104和停止位105。主滤波器输出102表示如下信号的瞬时值，其中以与反馈信号相同的方式，该信号是通过使电流电压转换单元3的输出通过数字BPF来从电流电压转换单元3的输出中消除不期望成分所获得的。检测信号状态103表示检测信号的状态(H水平或L水平)。操作模式判断结果104表示操作模式。
数字处理单元5通过一次串行通信处理来与图9(c)所示的传输时钟信号(例如，1MHz)同步地输出16位(主滤波器输出102具有10位，停止位105具有3位，并且其它各具有1位)的数字信号。由于数字处理单元5将各种数据叠加在传输时钟信号上，因此数字处理单元5可以经由一条信号线来发送各种数据。因此，可以减少数字处理单元5的端子数量并且使红外线检测装置1小型化。
数字处理单元5采用BMC编码方法作为串行方式。在BMC编码方法中，输出水平按每一单元(cell)进行反转。简言之，数字处理单元5通过使用输出水平按每一单元进行反转的BMC(双相标识编码)来对输出进行转换。例如，如图9(b)所示，数字处理单元5基于BMC编码方法来将数据“1”编码为“01”或“10”，并且基于BMC编码方法来将数据“0”编码为“00”或“11”。此外，数字处理单元5使输出水平按每一单元进行反转。此外，这里的单元(cell)是指传输编码前的与一位相对应的数据所使用的时隙。
如上所述，数字处理单元5进行BMC编码方法。因此，输出水平总是按每一单元进行反转。因而，信号几乎不包括低频成分，并且低频成分对电流电压转换单元3的输入产生的影响减少。结果，即使在使红外线检测装置1小型化的情况下，也可以抑制由于电流电压转换单元3的输入和数字处理单元5的输出之间的电压差而导致的颤动(chatte ring)现象。
第二实施例
本实施例的红外线检测装置1A与第一实施例的红外线检测装置1的不同之处在于电流电压转换单元3A以差动电路方式工作。
在本实施例的红外线检测装置1A中，热电元件2具有第一端和第二端。
电流电压转换单元3A的运算放大器包括：第一运算放大器311，其具有第一反相输入端子和第一输出端子；以及第二运算放大器312，其具有第二反相输入端子和第二输出端子。第一运算放大器311的第一反相输入端子连接至热电元件2的第一端。第二运算放大器312的第二反相输入端子连接至热电元件2的第二端。
另外，电流电压转换单元3A的电容元件包括第一电容元件C11和第二电容元件C12。第一电容元件C11连接在第一反相输入端子和第一输出端子之间。第二电容元件C12连接在第二反相输入端子和第二输出端子之间。
电流电压转换单元3A包括：差分电路(第三运算放大器)34，用于输出第一输出端子的电压(第一运算放大器311的输出电压)和第二输出端子的电压(第二运算放大器312的输出电压)之间的差。将从电流电压转换单元3A输出的电压信号定义为表示该差的波形的信号。
更具体地，如图10所示，在本实施例中，电流电压转换单元3A包括：第一运算放大器311，其连接至热电元件2的一端；以及第二运算放大器312，其连接至热电元件2的另一端。在第一运算放大器311的输出端子和反相输入端子之间连接有用作用于构成AC反馈电路的电容元件的第一电容元件(第一电容器)C11。在第二运算放大器312的输出端子和反相输入端子之间连接有用作用于构成AC反馈电路的电容元件的第二电容元件(第二电容器)C12。运算放大器311和312的非反相输入端子连接至用于供给基准电压的基准电源32。
此外，存在第一复位开关331，其中该第一复位开关331以与电容器C11并联连接的方式连接在第一运算放大器311的输出端子和反相输入端子之间。存在第二复位开关332，其中该第二复位开关332以与电容器C12并联连接的方式连接在第二运算放大器312的输出端子和反相输入端子之间。根据来自控制单元6的复位信号来使第一复位开关331和第二复位开关332接通和断开。
此外，电流电压转换单元3A包括采用第三运算放大器34的差分放大器电路。该差分放大器电路输出与如下信号相对应的电压信号，其中该信号表示第一运算放大器311的输出电压和第二运算放大器312的输出电压之间的差。例如，第一运算放大器311的输出端子经由电阻器R11连接至第三运算放大器34的反相输入端子。第二运算放大器312的输出端子经由电阻器R 12连接至第三运算放大器34的非反相输入端子。在第三运算放大器34的输出端子和反相输入端子之间连接有电阻器R13。第三运算放大器34的非反相输入端子经由电阻器R14连接至用于提供基准电压的基准电源。
此外，在图10中，将A/D转换单元4和数字处理单元5例示为一个单元，并且数字处理单元5的输出侧连接至串行接口7，其中该串行接口7被配置为以串行方式输出数字处理单元5的输出。此外，在图10所示的示例中，电流电压转换单元3A、A/D转换单元4、数字处理单元5、控制单元6A和串行接口7被设置为单片IC(集成电路)10并且容纳于壳体11中。
如上所述，本实施例的电流电压转换单元3A包括连接至热电元件2的一端(第一端)的第一运算放大器311和连接至热电元件2的另一端(第二端)的第二运算放大器312作为运算放大器。电流电压转换单元3A输出与如下信号相对应的电压信号，其中该信号表示第一运算放大器311的输出电压和第二运算放大器312的输出电压之间的差。
根据该结构，电流电压转换单元3A输出与第一运算放大器311的输出电压和第二运算放大器312的输出电压之间的差相对应的电压信号。因此，可以消除由于从热电元件2的端子向着基板的泄漏电流以及干扰噪声而可能引起的同相成分。另外，上述结构可以抑制由于电流电压转换单元3A的输入和数字处理单元5的输出之间的电压差而导致的颤动现象。
此外，电流电压转换单元3A包括异常检测电路35。异常检测电路35被配置为：获得第一输出端子的电压和第二输出端子的电压中的至少一个作为检测电压；判断该检测电压是否包括在预定范围(如以下所述的正常范围)内；并且在判断为该检测电压不包括在预定范围内的情况下向复位电路62输出异常信号(异常检测信号)。在本实施例中，控制单元6A的复位电路62被配置为响应于接收到异常检测信号来向构成放电电路的复位开关331和332输出复位信号。
换句话说，电流电压转换单元3A包括异常检测单元(异常检测电路)35，其中该异常检测单元35被配置为检测第一运算放大器311和第二运算放大器312至少之一的输出电压的异常值。异常检测单元35将第一运算放大器311和第二运算放大器312至少之一的输出电压与预定第四阈值和预定第五阈值(大于第四阈值)进行比较。在确认出运算放大器311或312的输出电压没有落在该第四阈值和该第五阈值所定义的正常范围内的情况下，异常检测单元35判断为运算放大器311或312的输出电压具有异常值，并且向控制单元6A输出异常信号(异常检测信号)。
控制单元6A包括异常电压保护单元(复位电路)62。异常电压保护单元(复位电路)62被配置为响应于从异常检测单元35接收到异常信号来输出复位信号，从而使第一复位开关331和第二复位开关332接通以对电容器C11和C12进行复位。换句话说，控制单元6A包括异常电压保护单元(复位电路)62，其中该异常电压保护单元62被配置为响应于如下事件的发生来对电容元件(电容器)C11和C12进行复位，其中该事件是：第一运算放大器311和第二运算放大器312至少之一的输出电压没有落入第四阈值和第五阈值所定义的正常范围内。简言之，在第一运算放大器311和第二运算放大器312至少之一的输出电压没有落入第四阈值和第五阈值所定义的正常范围内的情况下，该异常电压保护单元对电容器C11和C12进行复位。
此外，为了将第二运算放大器312的输出电压与第四阈值和第五阈值进行比较，本实施例的异常检测单元35监视电阻器R12和电阻器R14的连接点处的电位。
根据该结构，在由于诸如从热电元件2的端子向着基板的泄漏电流以及干扰噪声等而导致在运算放大器311或312的输出电压中发生异常升压或异常降压的情况下，红外线检测装置1A可以在其电路的前段(电流电压转换单元3A)处立即检测到这种异常。在红外线检测装置1A中，在发生运算放大器311或312的输出电压的异常升压或异常降压的情况下，该异常电压保护单元对电容器C11和C12进行复位。因此，可以避免由于同相成分的影响而导致的电流电压转换单元3A的输出饱和。
本实施例的其它结构和功能与第一实施例相同。
第三实施例
如图11所示，本实施例的对象物体检测装置(红外线检测装置)1B包括热电元件2、电流电压转换电路3、A/D转换电路4B、数字滤波器51B和校正电路8。
校正电路8包括调整单元81和校正用D/A转换器82。调整单元81被配置为基于从A/D转换电路4B输出的第一数字信号来生成表示电压信号的低频成分的校正用数字信号。该低频成分的频率不大于预定频率，并且该预定频率不大于检测频带的下限值(在本实施例中为0.1Hz)。在本实施例中，该预定频率与下限值相同并且为0.1Hz。校正用D/A转换器82被配置为将校正用数字信号转换成校正用模拟信号并将该校正用模拟信号输出至A/D转换电路4B。
A/D转换电路4B被配置为从电压信号中减去校正用模拟信号，并将由此得到的电压信号转换成第一数字信号。
A/D转换电路4B包括积分器41、量化器42、D/A转换器43和电阻器45。
积分器41包括第三运算放大器412和第三电容元件411。第三运算放大器412具有第三反相输入端子、第三非反相输入端子和第三输出端子。第三反相输入端子经由电阻器45连接至电流电压转换电路以接收电压信号。第三电容元件411连接在第三反相输入端子和第三输出端子之间。第三非反相输入端子连接至校正用D/A转换器82以接收校正用模拟信号。换句话说，校正用D/A转换器82被配置为将校正用模拟信号提供至第三非反相输入端子。
量化器42被配置为以预定分辨率将第三运算放大器412的第三输出端子的电压转换成数字值并且输出该数字值。将第一数字信号定义为表示从量化器42输出的数字值的位序列。在本实施例中，量化器42的预定分辨率为1位。
D/A转换器43被配置为响应于从量化器42接收到数字值，将与所接收到的数字值相对应的电压施加至第三反相输入端子。
数字滤波器51B包括第一滤波单元510和第二滤波单元520。第一滤波单元510被配置为将第一数字信号转换成由多位表示的第三数字信号并且输出该第三数字信号。第二滤波单元520被配置为通过对该第三数字信号进行运算处理来生成第二数字信号。
在本实施例中，校正电路8的调整单元81被配置为从第一滤波单元510接收第三数字信号。调整单元81被配置为通过对第三数字信号进行运算处理来生成校正用数字信号。
对象物体检测装置1B还包括判断电路52和控制单元6，但图11中没有示出这两者。另外，图11中也没有示出放电电路33。
以下详细说明本实施例。
如图12所示，本实施例的红外线检测装置(对象物体检测装置)1B包括：热电元件2；电流电压转换电路3，其连接至热电元件2；A/D转换单元4B，其连接至电流电压转换电路3；数字滤波器51B，其连接至A/D转换单元4B；以及校正电路8。
A/D转换单元4B包括积分器41、量化器42和D/A转换器43。积分器41被配置为对输入信号(电流电压转换电路3的电压信号)进行积分。量化器42被配置为对积分器41的输出进行量化。D/A转换器43被配置为将量化器42的输出转换成相应的模拟值。此外，在电流电压转换电路3和积分器41之间插入有电阻器45。
积分器41包括运算放大器(第三运算放大器)412，其中在该第三运算放大器412的反相输入端子(第三反相输入端子)和输出端子(第三输出端子)之间连接有电容器(第三电容元件)411。第三运算放大器412在反相输入端子(第三反相输入端子)处接收来自电流电压转换电路3的输入信号(电压信号)。量化器42将积分器41的输出电压(第三输出端子的电压)(即，积分值)与预定阈值进行比较，并且将表示该积分值的模拟值转换成相应的数字值。在本实施例中，量化器42使用一个阈值来将模拟值转换成相应的1位数字值。
D/A转换器43将延迟值转换成相应的模拟值并且将该模拟值提供至运算放大器412的反相输入端子(第三反相输入端子)。该延迟值是通过使量化器42处转换得到的数字值延迟一个时钟周期所获得的值。因而，在A/D转换单元4B中，将通过对随着时间而改变的输出信号的变化(微分值)进行积分所获得的值作为数字值从量化器42输出。
除非所输入的模拟值的振幅没有落在输入容许范围内，否则A/D转换单元4B在量化器42处将该模拟值转换成相应的数字值。在输入了振幅没有落在输入容许范围内的模拟信号的情况下，量化器42的输出饱和。
数字滤波器51B用作具有由预定频带所定义的通带的数字带通滤波器。在本实施例中，数字滤波器51B具有由如下频带(例如，约为0.1Hz~10Hz)所定义的通带，其中该频带包括热电元件2响应于检测到人体而产生的电流信号的频率。
如图11所示，数字滤波器51B包括：第一滤波单元510，其连接至A/D转换单元4B的输出端子；以及第二滤波单元520，其连接至第一滤波单元510的输出端子。第一滤波单元510用作低通滤波器。第二滤波单元520用作高通滤波器和低通滤波器。第一滤波单元510和第二滤波单元520构成了BPF。
如上所述，A/D转换单元4B由ΔΣA/D转换器构成。这种ΔΣA/D转换器进行过采样以减少量化误差。第一滤波单元510被配置成用作间隔剔除滤波器，其中该间隔剔除滤波器被设计成进行用于减少(即，下采样)从量化器42输出的数字数据(第一数字信号)的采样频率以使该数字数据的分辨率从1位改变为多位的处理。
在使用模拟BPF作为数字滤波器51B的替代的情况下，需要电路常数相对高的电子组件(例如，电容器)以使频率在0.1Hz~10Hz的范围内的信号通过。这种电子组件从外部安装至IC(集成电路)。因此，根据该结构，无法将红外线检测装置的电路部分设置为单片电路。作为对比，由于本实施例的红外线检测装置1B采用如上所述的数字BPF，因此不需要外部电子组件，并且可以将该红外线检测装置的电路部分形成为单片电路。
根据具有以上所述的结构的红外线检测装置1B，从热电元件2输出的电流信号由电流电压转换电路3转换成相应的电压信号，之后由A/D转换单元4B转换成相应的数字值，随后被输入至数字滤波器51B。数字滤波器51B输出与热电元件2响应于检测到人体而产生的电流信号的频带(约为0.1Hz~10Hz)中所包括的成分相对应的数字信号(第二数字信号)，并且将从数字滤波器51B输出的数字信号输入至位于数字滤波器51B后段的判断电路52。
在A/D转换单元4B的输入(来自电流电压转换电路3的电压信号)包括频率不大于预定频率的低频成分的情况下，A/D转换单元4B的这种输入信号容易偏离输入容许范围。简言之，在电流电压转换电路3的运算放大器31的反相输入端子处发生电流泄漏、或者将低频波动成分从热电元件2输入至电流电压转换电路3的情况下，A/D转换单元4B的输入可能包括低频成分。这种低频成分可能会造成量化器42的输出饱和。例如，从热电元件2输入至电流电压转换电路3的低频波动成分是由于环境温度的变化而与检测对象(例如人体)的有无无关地产生的成分，并且包括在热电元件2的输出中。在以下说明中，还将频率不大于预定频率并且与检测对象无关的低频成分称为“不期望成分”。
考虑了如下情况：在电流电压转换电路3和A/D转换单元4B之间添加高通滤波器以减少量化器42的输入中所包括的不期望成分。然而，为了降低高通滤波器的截止频率以消除不期望成分，该高通滤波器需要电路常数相对高的电阻器和电容器。因此，难以使高通滤波器包括在IC(集成电路)中。因此，在本实施例中，在电流电压转换电路3、A/D转换单元4B和数字滤波器5B不是由外部部件构成而是包括在IC内以形成单片电路的结构中，无法在电流电压转换电路3和A/D转换单元4B之间添加高通滤波器。
有鉴于此，本实施例的红外线检测装置1B配置有校正电路8，其中该校正电路8被设计成减少量化器42的输入中所包括的低频成分(不期望成分)。该低频成分(不期望成分)的频率不大于预定频率。例如，考虑到热电元件2响应于人体检测而产生的电流信号的频带(约为0.1Hz~10Hz)，将不期望成分定义为频率不大于0.1Hz的低频成分。
校正电路8连接至数字滤波器51B和A/D转换单元4B。为了减少来自A/D转换单元4B的输出中的不期望成分，校正电路8将该不期望成分从数字滤波器51B反馈至A/D转换单元4B。如图11所示，校正电路8将不期望成分从用作数字滤波器51B的一部分的第一滤波单元510的输出(第三数字信号)反馈至积分器41中的第三运算放大器412的非反相输入端子(第三非反相输入端子)。
具体说明，校正电路8包括：调整单元81，其连接至第一滤波单元510的输出侧；以及校正用D/A转换器(D/A转换单元)82，其连接至调整单元81的输出侧。调整单元81是截止频率与不期望成分的上限频率(例如，0.1Hz)相同的数字低通滤波器。调整单元81从第一滤波单元510的输出中仅提取与不期望成分相对应的数字信号(校正用数字信号)，并将所提取的数字信号输出至校正用D/A转换器82。校正用D/A转换器82将从调整单元81接收到的与不期望成分相对应的数字值(由校正用数字信号表示的值)转换成模拟值(校正用模拟信号)，并将该模拟值反馈至运算放大器412。
根据该结构，与不期望成分相对应的模拟信号(校正用模拟信号)由校正电路8作为反馈信号反馈至积分器41的运算放大器412。由于输入至运算放大器412的反相输入端子(第三反相输入端子)的是来自电流电压转换电路3的输入信号(电流电压转换电路3的电压信号)，因此从该输入信号(电流电压转换电路3的电压信号)中去除该不期望成分并且将由此产生的信号输入至量化器42。因此，可以避免A/D转换单元4B的输入信号由于不期望成分而没有落在输入容许范围内的情况。结果，可以扩大A/D转换单元4B的输入容许范围。
接着，参考图13来详细说明校正用D/A转换器82的结构。校正用D/A转换器82包括电阻器阵列821、多路复用器822和控制电路823。电阻器阵列821是通过使多个阻抗元件串联连接而构成的。多路复用器822从电阻器阵列821的多个连接点中选择要连接至积分器41的连接点。控制电路823对多路复用器822进行控制。向电阻器阵列821施加恒定的DC电压(内部电源电压)Vcc。这些多个阻抗元件对基准电压(内部电源电压)Vcc进行分压，以使得在各连接点处产生不同的电压。控制电路823根据从调整单元81输出的数字值来选择要连接至积分器41的连接点，以使得将大小与从调整单元81输出的数字值(由校正用数字信号表示的值)相对应的电压施加至运算放大器412的非反相输入端子(第三非反相输入端子)。
简言之，校正用D/A转换器82通过使用电阻器阵列821来对DC电压Vcc进行分压。在A/D转换单元4B的输入信号中没有发生波动的情况下，校正用D/A转换器82通过使用控制电路823来选择要连接至积分器41的连接点，以使得向积分器41输出预定电压Vr。在由于不期望成分而在输入信号中发生向着高电压侧的波动的情况下，校正用D/A转换器82根据该波动来选择要连接至积分器41的连接点，以使得积分器41的输出电压超过电压Vr。根据该操作，将与不期望成分相对应的模拟信号(校正用模拟信号)反馈至运算放大器412。
本实施例的对象物体检测装置1B包括具有预定电压(DC电压)Vcc的内部电源。校正用D/A转换器82被配置为通过使用该内部电源的预定电压Vcc来生成校正用模拟信号。该内部电源电连接至电流电压转换电路3的运算放大器31的非反相输入端子，以使得向电流电压转换电路3的运算放大器31的非反相输入端子施加基准电压。
换句话说，在对象物体检测装置1B中，电流电压转换电路3包括运算放大器31。运算放大器31的反相输入端子连接至热电元件2。在运算放大器31的反相输入端子和输出端子之间连接有反馈元件(电容元件)C1。向运算放大器31的非反相输入端子施加基准电压。校正电路8包括D/A转换单元(校正用D/A转换器)82，其中该D/A转换单元82被配置为将与低频成分相对应的数字值(由校正用数字信号表示的值)转换成模拟值(由校正用模拟信号表示的值)。校正用D/A转换器82所用的电源供给单元兼用作用于产生基准电压的基准电源单元所用的电源供给单元。
简言之，用于向电阻器阵列821施加DC电压Vcc的电源单元兼用作用于向电流电压转换电路3的运算放大器31施加基准电压的基准电源32(参见图11)所用的电源供给单元。换句话说，校正用D/A转换器82所用的电源供给单元兼用作用于产生施加至运算放大器31的基准电压的基准电源32所用的电源供给单元。例如，在使运算放大器31的非反相输入端子连接至电阻器阵列821的多个连接点中的任一个的情况下，将电阻器阵列821进行分压得到的电压作为基准电压施加至运算放大器31。
根据该结构，用于定义来自电流电压转换单元3的输出的工作点的基准电压和施加至电阻器阵列821的DC电压Vcc是由同一电源供给单元生成的。因此，在该电源供给单元的输出中包括噪声成分的情况下，该噪声成分会对电流电压转换电路3和校正用D/A转换器82的输出产生影响，因而在积分器41处消除这些影响。结果，可以避免在基准电源单元32的输出中发生的噪声成分对量化器42的输入产生影响的情形。结果，提高了A/D转换单元4B的输出的可靠性。
校正电路8减少了A/D转换单元4B的输出中所包括的频率不大于预定频率的不期望成分。因此，关于A/D转换单元4B的输入和输出之间的关系，校正电路8具有高通滤波器的作用。在校正电路8中，可以对调整单元81的截止频率进行调整，以使得从来自A/D转换单元4B的输出降低了频率不大于构成数字滤波器51B的一部分的高通滤波器的截止频率的低频成分。
换句话说，在数字滤波器51B包括低通滤波器和高通滤波器的情况下，校正电路8可被配置为减少来自A/D转换单元4B的输出中的频率不大于高通滤波器的截止频率的低频成分。换句话说，校正电路8可以兼用作高通滤波器的一部分。
在该结构中，由校正电路8构成的高通滤波器兼用作构成数字滤波器51B的一部分的高通滤波器。因此，可以减少构成数字滤波器51B的滤波器的数量。例如，在需要5个滤波器来进行人体检测的情况下，数字滤波器51B包括四个滤波器就足够了。
接着，参考图14来说明对象物体检测装置(红外线检测装置)1B的操作。图14示出如下情况下量化器42的输入：由于热电元件2的环境温度的变化而导致在来自热电元件2的针对电流电压转换电路3的输入中发生频率不大于预定频率的波动成分(不期望成分)。
首先，说明没有设置校正电路8的情况。在这种情况下，如图14(a)所示，除了检测对象成分(例如，响应于人体的运动而从热电元件2输出的成分)以外，在量化器42的输入中还包括不期望成分。因此，量化器42的输入由于该不期望成分而大幅波动。为了不使来自量化器42的输出饱和，A/D转换单元4B的输入容许范围R1需要是相对宽的范围。
作为对比，在本实施例中设置了校正电路8的情况下，如图14(b)所示，关于量化器42的输入，利用校正电路8大大减少了检测对象成分以外的不期望成分。因此，防止了量化器42的输入由于不期望成分而大幅波动的情形。即使在将A/D转换单元4B的输入容许范围R1设置为相对窄的范围的情况下，量化器42的输出也很难饱和。
如上所述，本实施例的对象物体检测装置1B包括校正电路8。校正电路8包括调整单元81和校正用D/A转换器82。调整单元81被配置为基于第一数字信号来生成表示电压信号中的低频成分的校正用数字信号。将该低频成分定义为频率不大于预定频率的成分。该预定频率不大于下限值。校正用D/A转换器82被配置为将校正用数字信号转换成校正用模拟信号并将该校正用模拟信号输出至A/D转换单元4B。A/D转换单元4B被配置为从电压信号中减去校正用模拟信号并将由此得到的电压信号转换成第一数字信号。
换句话说，本实施例的对象物体检测装置1B包括热电元件2、电流电压转换电路3、A/D转换单元4B、数字滤波器51B和校正电路8。电流电压转换电路3被配置为将从热电元件2输出的电流信号转换成相应的电压信号。A/D转换单元4B被配置为将从电流电压转换电路3输出的模拟值转换成相应的数字值并且以串行方式输出由此产生的数字值。数字滤波器51B被配置为使来自A/D转换单元4B的输出中的具有预定频带中所包括的频率的信号成分通过。校正电路8被配置为将来自数字滤波器51B的低频成分反馈至A/D转换单元4B，从而降低包括在来自A/D转换单元4B的输出中的频率不大于预定频率的低频成分。
根据以上所述的根据本实施例的对象物体检测装置1B，校正电路8将不期望成分从数字滤波器51B反馈至A/D转换单元4B。因此，可以降低量化器42的输入中所包括的频率不大于预定频率的低频成分(不期望成分)。简言之，即使在由于环境温度的变化而导致在来自热电元件2的输出电流中包括与检测对象无关的不期望低频成分的情况下，本实施例的对象物体检测装置(红外线检测装置)1B也可以将该不期望低频成分视为不期望成分并且消除该不期望成分。
因此，可以避免由于不期望低频成分而导致A/D转换单元4B的输入信号在输入容许范围外的情形。结果，在使A/D转换单元4B的输入容许范围R2变窄的情况下(即，在将相对窄的范围设置为量化器42的输入的动态范围的情况下)，量化器42可以对诸如基于热电元件2的输出的电压信号等的微弱的输入信号进行高精度转换。可选地，在本实施例的量化器42的精度与不具有校正电路8的示例的精度大致相同的情况下，与上述示例相比，可以缩小对象物体检测装置1B的电路规模，由此可以使对象物体检测装置1B小型化。
此外，在本实施例的结构中，不需要与电流电压转换电路3的输入端子相连接的输入电阻器。因此，与现有技术的红外线检测装置相对比，可以避免电流电压转换电路3的S/N比由于输入电阻器处所产生的噪声成分而下降的情形。简言之，本实施例的对象物体检测装置1B可以在不会使电流电压转换电路3的S/N比下降的情况下抑制不期望低频成分的影响。
在对象物体检测装置1B中，数字滤波器51B包括低通滤波器和高通滤波器。校正电路8从低通滤波器的输出中提取低频成分并将所提取的低频成分反馈至A/D转换单元4B。在本实施例中，校正电路8从用作间隔剔除滤波器并且构成数字滤波器51B的低通滤波器的第一滤波单元510的输出中提取不期望成分。此外，校正电路8将所提取的不期望成分反馈至A/D转换单元4B。因此，第一滤波单元510兼用作校正电路8中用于提取不期望成分的滤波器。通过将同一电路用于不同目的，可以简化对象物体检测装置1B的结构。
在对象物体检测装置1B中，A/D转换单元4B包括积分器41和量化器42。积分器41被配置为对模拟值进行积分。量化器42被配置为对积分器41的输出进行量化。积分器41包括第三运算放大器412，其中在该第三运算放大器412的反相输入端子(第三反相输入端子)和输出端子(第三输出端子)之间连接有电容元件(第三电容元件)411。将来自电流电压转换电路3的输出(电压信号)输入至第三运算放大器412的反相输入端子(第三反相输入端子)。将来自校正电路8的输出(校正用模拟信号)反馈至第三运算放大器412的非反相输入端子(第三非反相输入端子)。
简言之，在本实施例中，将电流电压转换电路3的输出(电压信号)输入至构成A/D转换单元4B的一部分的积分器41的运算放大器412的反相输入端子。将校正电路8的输出(校正用模拟信号)反馈至运算放大器412的非反相输入端子。因此，校正电路8可以经由与从电流电压转换电路3向积分器41输入信号(电压信号)所经由的电气路径分开配置的电气路径来反馈该不期望成分。结果，可以提高A/D转换单元4B的精度。
在本实施例中，A/D转换单元4B以ΔΣ方式工作。简言之，采用ΔΣA/D转换器作为包括用于在本实施例中对模拟值进行积分的积分器41的A/D转换单元4B。因此，A/D转换单元4B可以具有相对高的精度，甚至可以将对象物体检测装置1B的电路部分设置为IC(集成电路)。此外，利用A/D转换单元4B的积分器41来从量化器42的输入中降低校正电路8所反馈的不期望成分。因而，除了A/D转换单元4B，无需另外设置用于降低所反馈的不期望成分的组件。
图15示出本实施例的变形例的对象物体检测装置1C。图15所示的校正电路8C包括设置在调整单元81和校正用D/A转换器82之间的噪声整形器83。噪声整形器83被配置为对调整单元81的输出进行噪声整形处理。在该结构中，校正用D/A转换器82将与由噪声整形器83进行了噪声整形处理的不期望成分相对应的数字值转换成相应的模拟值。随后，校正用D/A转换器82将该模拟值反馈至运算放大器412。
简言之，该变形例的对象物体检测装置1C与对象物体检测装置1B的不同之处在于校正电路8C。校正电路8C包括噪声整形器83。噪声整形器83被配置为对校正用数字信号进行噪声整形处理以生成噪声整形后校正用数字信号，并将该噪声整形后校正用数字信号输出至校正用D/A转换器82。校正用D/A转换器82被配置为将该噪声整形后校正用数字信号转换成校正用模拟信号。
换句话说，校正电路8C包括：调整单元81，用于使低频成分通过；噪声整形器83，用于对调整单元81的输出(校正用数字信号)进行噪声整形处理；以及D/A转换单元(校正用D/A转换器)82，用于将噪声整形器83的输出转换成相应的模拟值。
此外，在本实施例中，例示了ΔΣA/D转换器作为A/D转换单元4B。然而，A/D转换单元4B可以是不同于ΔΣA/D转换器的A/D转换器。
第四实施例
如图16所示，对象物体检测装置(红外线检测装置)1D与第三实施例的对象物体检测装置1B和1C的不同之处在于：将来自校正电路8的输出反馈至构成A/D转换单元4D的一部分的积分器41中的运算放大器412的反相输入端子(第三反相输入端子)。以下利用相同的附图标记来指定本实施例和第三实施例共通的结构，并且将省略针对这些结构的说明。
简言之，在本实施例的对象物体检测装置1D中，以与第三实施例相同的方式，A/D转换单元4D包括积分器41、量化器42、D/A转换器43和电阻器45。
积分器41包括第三运算放大器412和第三电容元件411。第三运算放大器412具有第三反相输入端子、第三非反相输入端子和第三输出端子。第三反相输入端子经由电阻器45连接至电流电压转换电路3以接收电压信号。第三电容元件411连接在第三反相输入端子和第三输出端子之间。
与第三实施例相对比，本实施例的对象物体检测装置1D中的第三反相输入端子连接至校正用D/A转换器82以接收校正用模拟信号。换句话说，校正用D/A转换器82被配置为向第三反相输入端子提供校正用模拟信号。
换句话说，在本实施例的对象物体检测装置1D中，A/D转换单元4D包括积分器41和量化器42。积分器41被配置为对模拟值进行积分。量化器42被配置为对积分器41的输出进行量化。积分器41包括第三运算放大器412，其中在该第三运算放大器412的反相输入端子(第三反相输入端子)和输出端子(第三输出端子)之间连接有电容元件(第三电容元件)411。将来自电流电压转换电路3的输出输入至第三运算放大器412的反相输入端子(第三反相输入端子)。将来自校正电路8的输出(校正用模拟信号)反馈至第三运算放大器412的反相输入端子(第三反相输入端子)。
简言之，在本实施例中，运算放大器412的非反相输入端子(第三非反相输入端子)连接至用于产生基准电压的基准电源单元413。校正电路8将输出(校正用模拟信号)提供至运算放大器412的反相输入端子(第三反相输入端子)。因此，输入至运算放大器412的反相输入端子(第三反相输入端子)的是从校正电路8输出的信号(校正用模拟信号)。此外，基准电源单元413可以兼用作电流电压转换电路3的基准电源32。
根据如以上所述的本实施例的对象物体检测装置(红外线检测装置)1D，将来自校正电路8的输出提供至被设置为A/D转换单元4D的前段组件的积分器41的输入端子(即，运算放大器412的反相输入端子)，这就足够了。因此，无需使校正电路8的输出端子直接连接至运算放大器412的非反相输入端子。结果，尽管添加了校正电路8，但可以采用被设置为IC(集成电路)的通用A/D转换器作为A/D转换单元4D。
本实施例的其它结构和功能与第三实施例相同。

Claims (18)

1.一种对象物体检测装置，用于从对象空间中检测对象物体，所述对象物体检测装置包括：
热电元件，用于根据从所述对象空间接收到的红外线量的变化来输出电流信号；
电流电压转换电路，其包括：运算放大器，其连接至所述热电元件；反馈用的电容元件，其连接至所述运算放大器；以及放电电路，用于使所述电容元件放电，其中所述电流电压转换电路用于将所述电流信号转换成电压信号并输出所述电压信号；
A/D转换电路，用于将所述电压信号转换成第一数字信号并输出所述第一数字信号；
数字滤波器，用于通过对所述第一数字信号进行运算处理来从所述第一数字信号所表示的波形中提取具有与所述对象物体相关联的频带中所包括的频率的检测成分，生成表示所述检测成分的波形的第二数字信号，并输出所述第二数字信号；
判断电路，用于基于所述第二数字信号，判断所述对象空间中是否存在所述对象物体；以及
控制单元，用于对所述放电电路进行控制以使得从所述电压信号中消除频率不大于预定频率的低频成分，其中该预定频率不大于所述频带的下限值，
其中，所述控制单元基于与所述预定频率相对应的复位周期来对所述放电电路进行控制，以放出储存在所述电容元件中的电荷。
2.根据权利要求1所述的对象物体检测装置，其中，
所述控制单元包括振荡电路和复位电路，
所述振荡电路用于在每次经过了所述复位周期时生成脉冲信号，并将所述脉冲信号输出至所述复位电路，
所述复位电路用于基于所述脉冲信号来生成复位信号，并将所述复位信号输出至所述放电电路，以及
所述放电电路响应于接收到所述复位信号来形成用于放出储存在所述电容元件中的电荷的路径。
3.根据权利要求2所述的对象物体检测装置，其中，
所述控制单元还包括过零点检测电路，所述过零点检测电路用于：判断所述第二数字信号所表示的波形的大小是否与预定值一致，并且在判断为所述第二数字信号所表示的波形的大小与所述预定值一致的情况下，向所述复位电路输出过零点检测信号，
所述复位电路响应于在接收到所述脉冲信号之后最初接收到所述过零点检测信号，向所述放电电路输出所述复位信号，以及
所述预定值被定义为与在所述电容元件中没有储存电荷的情况下所获得的所述电压信号的大小相对应的值。
4.根据权利要求3所述的对象物体检测装置，其中，
在接收到所述脉冲信号之后即使经过了预定时间、也未接收到所述过零点检测信号的情况下，所述复位电路在经过了所述预定时间时向所述放电电路输出所述复位信号。
5.根据权利要求2所述的对象物体检测装置，其中，
所述控制单元还包括异常判断电路，所述异常判断电路用于：判断所述第二数字信号所表示的波形的大小是否超过预定阈值并持续规定时间段，并且在判断为所述第二数字信号所表示的波形的大小超过所述预定阈值并持续了所述规定时间段的情况下，向所述复位电路输出异常信号，以及
所述复位电路响应于接收到所述异常信号来向所述放电电路输出所述复位信号。
6.根据权利要求2所述的对象物体检测装置，其中，
所述判断电路将所述第二数字信号所表示的波形的大小与判断值进行比较，并且在判断为所述第二数字信号所表示的波形的大小超过所述判断值的情况下，推断出存在所述对象物体，
所述控制单元还包括禁止电路，所述禁止电路用于：判断所述第二数字信号所表示的波形的大小是否超过比所述判断值小的禁止值，在判断为所述第二数字信号所表示的波形的大小超过所述禁止值的情况下，向所述复位电路输出禁止信号，并且在判断为所述第二数字信号所表示的波形的大小没有超过所述禁止值的情况下，向所述复位电路输出解除信号，以及
一旦所述复位电路接收到所述禁止信号，所述复位电路除非接收到所述解除信号，否则不输出所述复位信号。
7.根据权利要求2所述的对象物体检测装置，其中，
所述A/D转换电路具有所述A/D转换电路能够进行转换的所述电压信号的大小的上限值，
所述控制单元还包括保护电路，所述保护电路用于：判断所述电压信号的大小是否超过不大于所述上限值的边界值，并且在判断为所述电压信号的大小超过所述边界值的情况下，向所述复位电路输出超过信号，以及
所述复位电路响应于接收到所述超过信号来向所述放电电路输出所述复位信号。
8.根据权利要求1所述的对象物体检测装置，其中，
所述热电元件具有第一端和第二端，
所述运算放大器包括：第一运算放大器，其具有第一反相输入端子和第一输出端子；以及第二运算放大器，其具有第二反相输入端子和第二输出端子，
所述第一反相输入端子连接至所述第一端，
所述第二反相输入端子连接至所述第二端，
所述电容元件包括第一电容元件和第二电容元件，
所述第一电容元件连接在所述第一反相输入端子和所述第一输出端子之间，
所述第二电容元件连接在所述第二反相输入端子和所述第二输出端子之间，
所述电流电压转换电路包括差分电路，所述差分电路用于输出所述第一输出端子的电压和所述第二输出端子的电压之间的差，以及
所述电压信号被定义为表示所述差的波形的信号。
9.根据权利要求8所述的对象物体检测装置，其中，
所述电流电压转换电路还包括异常检测电路，
所述异常检测电路用于获得所述第一输出端子的电压和所述第二输出端子的电压至少之一作为检测电压，判断所述检测电压是否包括在预定范围内，并且在判断为所述检测电压没有包括在所述预定范围内的情况下向所述复位电路输出异常检测信号，以及
所述复位电路响应于接收到所述异常检测信号来向所述放电电路输出所述复位信号。
10.根据权利要求1所述的对象物体检测装置，其中，还包括校正电路，
其中，所述校正电路包括：
调整单元，用于基于所述第一数字信号来生成校正用数字信号，其中所述校正用数字信号表示所述电压信号中的频率不大于预定频率的低频成分，其中该预定频率不大于所述下限值；以及
校正用D/A转换器，用于将所述校正用数字信号转换成校正用模拟信号，并将所述校正用模拟信号输出至所述A/D转换电路，以及
所述A/D转换电路从所述电压信号中减去所述校正用模拟信号，并将由此得到的电压信号转换成所述第一数字信号。
11.根据权利要求10所述的对象物体检测装置，其中，
所述A/D转换电路包括积分器、量化器和D/A转换器，
所述积分器包括第三运算放大器和第三电容元件，
所述第三运算放大器具有：第三反相输入端子，其连接至所述电流电压转换电路以接收所述电压信号；第三非反相输入端子；以及第三输出端子，
所述第三电容元件连接在所述第三反相输入端子和所述第三输出端子之间，
所述量化器用于以预定分辨率将所述第三输出端子的电压转换成数字值并且输出所述数字值，
所述第一数字信号被定义为表示从所述量化器输出的数字值的位序列，
所述D/A转换器用于响应于从所述量化器接收到所述数字值，向所述第三反相输入端子施加与所接收到的数字值相对应的电压，以及
所述校正用D/A转换器向所述第三非反相输入端子提供所述校正用模拟信号。
12.根据权利要求11所述的对象物体检测装置，其中，
所述预定分辨率为1位，
所述数字滤波器包括：第一滤波单元，用于将所述第一数字信号转换成由多位表示的第三数字信号并且输出所述第三数字信号；以及第二滤波单元，用于通过对所述第三数字信号进行运算处理来生成所述第二数字信号，以及
所述调整单元通过对所述第三数字信号进行运算处理来生成所述校正用数字信号。
13.根据权利要求10所述的对象物体检测装置，其中，
所述校正电路还包括噪声整形器，所述噪声整形器用于对所述校正用数字信号进行噪声整形处理以生成噪声整形后校正用数字信号，并且将所述噪声整形后校正用数字信号输出至所述校正用D/A转换器，以及
所述校正用D/A转换器将所述噪声整形后校正用数字信号转换成所述校正用模拟信号。
14.根据权利要求10所述的对象物体检测装置，其中，还包括具有预定电压的内部电源，
其中，所述校正用D/A转换器基于所述内部电源的所述预定电压来生成所述校正用模拟信号，
所述运算放大器具有反相输入端子、非反相输入端子和输出端子，
所述电容元件连接在所述反相输入端子和所述输出端子之间，
所述反相输入端子连接至所述热电元件，以及
所述内部电源电连接至所述非反相输入端子，以使得向所述非反相输入端子施加基准电压。
15.根据权利要求10所述的对象物体检测装置，其中，
所述A/D转换电路包括积分器、量化器和D/A转换器，
所述积分器包括第三运算放大器和第三电容元件，
所述第三运算放大器具有：第三反相输入端子，其连接至所述电流电压转换电路以接收所述电压信号；第三非反相输入端子，用于接收基准电压；以及第三输出端子，
所述第三电容元件连接在所述第三反相输入端子和所述第三输出端子之间，
所述量化器用于以预定分辨率将所述第三输出端子的电压转换成数字值并且输出所述数字值，
所述第一数字信号被定义为表示从所述量化器输出的数字值的位序列，
所述D/A转换器用于响应于从所述量化器接收到所述数字值，向所述第三反相输入端子施加与所接收到的数字值相对应的电压，以及
所述校正用D/A转换器向所述第三反相输入端子提供所述校正用模拟信号。
16.根据权利要求1所述的对象物体检测装置，其中，
所述A/D转换电路利用ΔΣ方式来将所述电压信号转换成所述第一数字信号。
17.根据权利要求1所述的对象物体检测装置，其中，
所述数字滤波器以串行方式输出表示所述第二数字信号的数字值。
18.根据权利要求17所述的对象物体检测装置，其中，
所述串行方式是双相标识编码方式。
CN201180028373.4A 2010-07-01 2011-06-30 对象物体检测装置 Active CN102959371B (zh)

Applications Claiming Priority (5)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2010-151392 2010-07-01
JP2010151392A JP5685717B2 (ja) 2010-07-01 2010-07-01 赤外線検出装置
JP2011-093447 2011-04-19
JP2011093447A JP5895232B2 (ja) 2011-04-19 2011-04-19 赤外線検出装置
PCT/JP2011/065063 WO2012002496A1 (ja) 2010-07-01 2011-06-30 対象物検出装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN102959371A true CN102959371A (zh) 2013-03-06
CN102959371B CN102959371B (zh) 2015-01-21

Family

ID=45402199

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201180028373.4A Active CN102959371B (zh) 2010-07-01 2011-06-30 对象物体检测装置

Country Status (8)

Country Link
US (1) US9212951B2 (zh)
EP (1) EP2589939B1 (zh)
KR (1) KR101383978B1 (zh)
CN (1) CN102959371B (zh)
MY (1) MY180201A (zh)
SG (1) SG185665A1 (zh)
TW (1) TWI426249B (zh)
WO (1) WO2012002496A1 (zh)

Cited By (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104021641A (zh) * 2014-06-26 2014-09-03 范黎明 变电站安防探测装置
CN105403315A (zh) * 2014-09-04 2016-03-16 精工爱普生株式会社 检测装置及电子设备
CN109031220A (zh) * 2018-07-23 2018-12-18 惠州市华阳光电技术有限公司 一种雷达抗干扰滤波方法及其电路
CN109388330A (zh) * 2017-08-07 2019-02-26 富士电机株式会社 电力变换装置
CN111351973A (zh) * 2018-12-20 2020-06-30 Qorvo美国公司 电流测量电路
CN112284551A (zh) * 2020-10-22 2021-01-29 成都理想科技开发有限公司 一种滤除红外探测器小热源干扰的方法及系统
CN114137037A (zh) * 2020-09-03 2022-03-04 横河电机株式会社 测量设备
CN114137037B (zh) * 2020-09-03 2024-06-07 横河电机株式会社 测量设备

Families Citing this family (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP2589939B1 (en) * 2010-07-01 2020-03-18 Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. Object detection device for objects in a target space
WO2013027768A1 (ja) * 2011-08-24 2013-02-28 パナソニック株式会社 検知回路、および、赤外線検出装置
CN103256988B (zh) * 2012-02-20 2015-10-28 上海山景集成电路股份有限公司 红外线检测装置
KR101846221B1 (ko) * 2012-10-30 2018-04-06 엘에스산전 주식회사 고속 사고전류 검출 회로
DE102013014810B4 (de) * 2013-09-05 2019-03-14 Elmos Semiconductor Aktiengesellschaft Vorrichtung zum Betreiben passiver Infrarotsensoren
EP2896940B1 (en) * 2014-01-20 2019-04-24 Molecular Devices, LLC Differential photodiode integrator circuit for absorbance measurements
DE102014114611B4 (de) 2014-10-08 2020-12-24 Vorwerk & Co. Interholding Gesellschaft mit beschränkter Haftung Bodenbearbeitungsroboter mit Personenwaage
DK3268706T3 (da) * 2015-03-12 2021-01-25 Laser Components Gmbh Differentialkredsløb til pyroelektrisk infrarød detektor
FR3058230B1 (fr) * 2016-10-27 2019-03-15 Detection Technology Sas Dispositif de spectrometrie
CN108489714B (zh) * 2018-05-25 2024-01-12 武汉威和光电股份有限公司 一种自动变光焊接滤光镜遮光号检测装置及检测方法
JP7253728B2 (ja) * 2018-09-21 2023-04-07 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 人検知システム及びプログラム
JP2020088480A (ja) * 2018-11-19 2020-06-04 ソニーセミコンダクタソリューションズ株式会社 固体撮像素子、および、撮像装置
CN112071004B (zh) * 2019-06-28 2022-03-15 超级智慧家(上海)物联网科技有限公司 一种红外人体探测方法及红外人体探测器
JP7300375B2 (ja) * 2019-11-26 2023-06-29 日本セラミック株式会社 焦電型赤外線検出器及び集積回路
WO2023173246A1 (en) * 2022-03-14 2023-09-21 Huawei Technologies Co.,Ltd. System and method for object detection

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1232235A (zh) * 1998-02-27 1999-10-20 松下电工株式会社 红外线探测器
TW201003081A (en) * 2008-05-09 2010-01-16 Panasonic Elec Works Co Ltd Sensor device

Family Cites Families (62)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CH655591B (zh) * 1980-10-06 1986-04-30
DE3537316C1 (de) * 1985-10-19 1987-03-12 Hirschmann Radiotechnik Schaltungsanordnung fuer einen Infrarot-Raumueberwachungsdetektor
US4706069A (en) * 1986-04-08 1987-11-10 Rca Corporation Security system
US4868390A (en) * 1988-02-16 1989-09-19 Eltec Instruments, Inc. Pyroelectric sensor with high sensitivity
US5051799A (en) * 1989-02-17 1991-09-24 Paul Jon D Digital output transducer
US4929833A (en) * 1989-03-17 1990-05-29 Burle Technologies, Inc. Feedback stabilized digital infrared detector circuit
JP3039809B2 (ja) * 1990-05-31 2000-05-08 株式会社日立製作所 アナログ／ディジタル変換器、サンプリングパルス生成回路、及び電流スイッチ回路
JP3048263B2 (ja) * 1991-09-02 2000-06-05 株式会社日立製作所 アナログ／ディジタル変換器
JPH0694522A (ja) 1992-09-09 1994-04-05 Horiba Ltd 自己診断型焦電検出器
JPH06222159A (ja) 1993-01-26 1994-08-12 Matsushita Electric Works Ltd 人体検出装置
US5461425A (en) * 1994-02-15 1995-10-24 Stanford University CMOS image sensor with pixel level A/D conversion
IT1271647B (it) * 1994-05-06 1997-06-04 Bts Srl Telecamera ad elevata frequenza di fotogramma e relativo metodo di fabbricazione
JPH07332982A (ja) 1994-06-03 1995-12-22 Sony Corp 回転角度検出機能を備えた電子機器
SE9403736L (sv) * 1994-11-01 1996-02-19 Foersvarets Forskningsanstalt Analog-till-digitalomvandlare och sensoranordning innefattande sådan
US5764146A (en) * 1995-03-29 1998-06-09 Hubbell Incorporated Multifunction occupancy sensor
DE19513796C1 (de) * 1995-04-11 1996-08-08 Siemens Ag Analog-Digital-Umsetzer
KR0131569Y1 (ko) * 1995-12-30 1998-12-01 김광호 초전형 적외선 센서
US5811808A (en) * 1996-09-12 1998-09-22 Amber Engineering, Inc. Infrared imaging system employing on-focal plane nonuniformity correction
US6028309A (en) * 1997-02-11 2000-02-22 Indigo Systems Corporation Methods and circuitry for correcting temperature-induced errors in microbolometer focal plane array
KR100301747B1 (ko) * 1997-03-26 2001-09-03 이마이 기요스케 초전형적외선검출장치
JP3472906B2 (ja) 1997-04-09 2003-12-02 松下電工株式会社 焦電型赤外線検出装置
JP3367876B2 (ja) * 1997-09-12 2003-01-20 松下電工株式会社 赤外線検出装置
JP3385971B2 (ja) 1998-06-26 2003-03-10 松下電工株式会社 赤外線検出装置
US6340816B1 (en) * 1998-02-27 2002-01-22 Honeywell International, Inc. Pyroelectric detector with feedback amplifier for enhanced low frequency response
TW417073B (en) * 1998-06-26 2001-01-01 Matsushita Electric Works Ltd Infrared-rays detector
US6243034B1 (en) * 1998-10-29 2001-06-05 National Instruments Corporation Integrating analog to digital converter with improved resolution
WO2000044098A1 (en) * 1999-01-19 2000-07-27 Steensgaard Madsen Jesper Residue-compensating a / d converter
US6294784B1 (en) * 1999-02-01 2001-09-25 General Motors Corporation Pyroelectric sensor sensitivity enhanced by active hysteresis excitation
FR2798791B1 (fr) * 1999-09-17 2001-12-07 Thomson Csf Convertisseur numerique-analogique en courant
US6953932B2 (en) * 1999-10-07 2005-10-11 Infrared Solutions, Inc. Microbolometer focal plane array with temperature compensated bias
US6473018B2 (en) * 2000-04-13 2002-10-29 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Delta sigma analog-to-digital converter
KR20020035586A (ko) * 2000-07-07 2002-05-11 롤페스 요하네스 게라투스 알베르투스 시그마 델타 변조기
SG111050A1 (en) * 2001-09-10 2005-05-30 Matsushita Electric Works Ltd Object detecting device with a pyroelectric sensor
JP2003227753A (ja) 2001-11-27 2003-08-15 Matsushita Electric Works Ltd 赤外線検出回路及び赤外線検出装置
TW580568B (en) * 2001-11-27 2004-03-21 Matsushita Electric Works Ltd An infrared detecting circuit and an infrared detector
DE10247133B4 (de) * 2002-10-09 2009-12-31 Infineon Technologies Ag Gesteuerte Stromquelle, insbesondere für Digital-Analog-Umsetzer in zeitkontinuierlichen Sigma-Delta-Modulatoren
WO2004076991A2 (en) * 2003-02-21 2004-09-10 Delphi Technologies, Inc. Pyroelectric sensor
US7002417B2 (en) * 2003-03-21 2006-02-21 Nokia Corporation RC and SC filter compensation in a radio transceiver
ES2322811T3 (es) * 2003-04-07 2009-06-29 Microsystems On Silicon (Pty) Ltd. Dispositivo detector para detectar un parametro fisico.
US7423566B2 (en) * 2003-09-12 2008-09-09 Texas Instruments Incorporated Sigma-delta modulator using a passive filter
JP4123137B2 (ja) * 2003-11-14 2008-07-23 松下電工株式会社 人体検出装置
FR2864628B1 (fr) * 2003-12-30 2006-02-17 Commissariat Energie Atomique Systeme de detection de rayonnements a comptage d'impulsions a double remise a zero
US7142142B2 (en) * 2004-02-25 2006-11-28 Nelicor Puritan Bennett, Inc. Multi-bit ADC with sigma-delta modulation
JP4933733B2 (ja) * 2005-01-11 2012-05-16 株式会社アドバンテスト 信号伝送システム、信号出力回路基板、信号受信回路基板、信号出力方法、及び信号受信方法
JP2006203009A (ja) * 2005-01-21 2006-08-03 Yamajiyu Ceramics:Kk 焦電型赤外線検出素子および焦電型赤外線検出器
US7230555B2 (en) * 2005-02-23 2007-06-12 Analogic Corporation Sigma delta converter with flying capacitor input
DE602005017827D1 (de) * 2005-04-15 2009-12-31 Semtech Internat Ag Elektronische schaltung zur analog/digital-umsetzung eines analogen einlasssignals
KR100586308B1 (ko) * 2005-04-15 2006-06-08 한국과학기술원 볼로메타의 동작온도 변화에 따른 불균일도를 보상할 수있는 보상회로.
JP4561528B2 (ja) * 2005-08-22 2010-10-13 株式会社デンソー センサ回路
EP1843464B1 (en) * 2006-04-04 2012-10-17 Dialog Semiconductor GmbH Voltage-to-current converter
US7616142B1 (en) * 2006-04-27 2009-11-10 Marvell International Ltd. Sigma-delta modulated analog-to-digital converter having a changeable coefficient
US7289054B1 (en) * 2006-06-13 2007-10-30 Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha Parallel oversampling algorithmic A/D converter and method of using the same
US7786912B2 (en) * 2006-12-01 2010-08-31 Intersil Americas Inc. Sigma delta converter system and method
US7372392B1 (en) * 2007-02-26 2008-05-13 National Semiconductor Corporation Charge balancing method in a current input ADC
FR2918449B1 (fr) * 2007-07-02 2010-05-21 Ulis Dispositif de detection de rayonnement infrarouge a detecteurs bolometriques
US7709793B2 (en) * 2007-07-12 2010-05-04 Parrish William J Bolometer array compensation
DE102007056731A1 (de) * 2007-11-26 2009-06-18 Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. Konzept zum Bestimmen eines Messwerts an einem Bauelement
JP5058105B2 (ja) * 2008-09-10 2012-10-24 アズビル株式会社 光信号送受信器
KR101532268B1 (ko) * 2008-12-18 2015-07-01 삼성전자주식회사 디지털-아날로그 변환기, 이를 포함하는 소스 구동회로, 및소스 구동회로를 포함하는 표시 장치
JP2010230492A (ja) * 2009-03-27 2010-10-14 Panasonic Corp 人感センサ搭載の制御回路
JP2011058861A (ja) * 2009-09-08 2011-03-24 Panasonic Corp 焦電型赤外線検出器
EP2589939B1 (en) * 2010-07-01 2020-03-18 Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. Object detection device for objects in a target space

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1232235A (zh) * 1998-02-27 1999-10-20 松下电工株式会社 红外线探测器
TW201003081A (en) * 2008-05-09 2010-01-16 Panasonic Elec Works Co Ltd Sensor device

Cited By (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104021641A (zh) * 2014-06-26 2014-09-03 范黎明 变电站安防探测装置
CN105403315A (zh) * 2014-09-04 2016-03-16 精工爱普生株式会社 检测装置及电子设备
CN109388330A (zh) * 2017-08-07 2019-02-26 富士电机株式会社 电力变换装置
CN109388330B (zh) * 2017-08-07 2023-11-03 富士电机株式会社 电力变换装置
CN109031220A (zh) * 2018-07-23 2018-12-18 惠州市华阳光电技术有限公司 一种雷达抗干扰滤波方法及其电路
CN111351973A (zh) * 2018-12-20 2020-06-30 Qorvo美国公司 电流测量电路
CN111351973B (zh) * 2018-12-20 2023-07-28 Qorvo美国公司 电流测量电路
CN114137037A (zh) * 2020-09-03 2022-03-04 横河电机株式会社 测量设备
US11940408B2 (en) 2020-09-03 2024-03-26 Yokogawa Electric Corporation Measuring device
CN114137037B (zh) * 2020-09-03 2024-06-07 横河电机株式会社 测量设备
CN112284551A (zh) * 2020-10-22 2021-01-29 成都理想科技开发有限公司 一种滤除红外探测器小热源干扰的方法及系统
CN112284551B (zh) * 2020-10-22 2022-03-04 成都理想科技开发有限公司 一种滤除红外探测器小热源干扰的方法及系统

Also Published As

Publication number Publication date
TW201215858A (en) 2012-04-16
CN102959371B (zh) 2015-01-21
KR101383978B1 (ko) 2014-04-10
SG185665A1 (en) 2012-12-28
EP2589939B1 (en) 2020-03-18
US9212951B2 (en) 2015-12-15
MY180201A (en) 2020-11-24
KR20130027022A (ko) 2013-03-14
EP2589939A1 (en) 2013-05-08
EP2589939A4 (en) 2015-04-08
WO2012002496A1 (ja) 2012-01-05
US20130082179A1 (en) 2013-04-04
TWI426249B (zh) 2014-02-11

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN102959371A (zh) 对象物体检测装置
CN104283559B (zh) 用于模数转换器的内建自测试
CN104866148A (zh) 信号处理电路、信号处理方法、位置检测装置及电子设备
CN101533047B (zh) 一种基于复杂可编程逻辑器件的交流毫欧表及测量方法
US6765520B1 (en) Method and circuit for jamming digital filter while resetting delta sigma modulator
JP6434484B2 (ja) センサ可変励起機能を有するプロセス計測システム
KR101749857B1 (ko) 전자 측정 회로
CN112254846A (zh) 压感检测装置及其压力检测方法、电子设备
JP2014014029A (ja) 半導体装置及び故障診断システム
CN1832463B (zh) 数字信号接收电路
US10401434B2 (en) Semiconductor device, battery monitoring device, and voltage detection method of battery cell
US11196441B2 (en) Sensor device including a capacitive charge output device connected to an A/D converter
JP5895232B2 (ja) 赤外線検出装置
JP5645289B2 (ja) 検知回路、および、赤外線検出装置
TWI493884B (zh) 三角積分調變器及其校正方法
KR102482182B1 (ko) 광-디지털 변환을 위한 광-디지털 변환기 장치 및 방법
CN110138083B (zh) 一种配电单元的测控电路及其校准方法
JP6399447B2 (ja) 赤外線検出装置
JP3975485B2 (ja) 断線／故障検出装置
CN110146558A (zh) 应用于电容式湿度传感器的读出电路及其控制方法
CN110519536A (zh) 电源噪声处理电路和处理方法、读出电路及图像传感器
CN215449640U (zh) 热释电红外与微波人体传感信号处理电路及控制系统
CN109799392B (zh) 一种锂电池交流内阻测试方法
JP2022124960A (ja) 異常放電の検出回路および検出方法
CN103560788B (zh) Sar adc电路、电子设备及方法

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant