CN109388330B - 电力变换装置 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种电力变换装置，其即使接收PWM信号、DC电压以及可变电阻中的任一种外部控制信号，也能够进行正确的占空比控制。信号变换电路(29)具备：判断外部控制信号Cont‑sig是否为PWM信号的频率检测电路(61)；在输入PWM信号的情况下检测其占空比的信息而变换为数字数据的PWM频率变换电路(62)；在输入DC电压和由可变电阻引起的电压的情况下变换为以能够进行AD变换的最大输入电压为占空比100％的数字数据的AD变换器(63)；以及根据PWM频率变换电路(62)或者AD变换器(63)所输出的数字数据，制作该数字数据所表示的占空比的PWM信号的输出信号制作电路(64)。

Description

电力变换装置
技术领域
本发明涉及能够应对作为调整输出电压或者输出电流的外部控制信号的各种形式的信号的输入的电力变换装置。
背景技术
目前，已知有能够在共用的输入端子输入模拟信号和/或数字信号作为外部控制信号的半导体装置(例如，参照专利文献1)。根据该专利文献1，是将模拟信号的输入电路和数字信号的输入电路并列设置，分别连接于共用的输入端子而并列地输入外部控制信号的构成。由此，各个输入电路分别独立地检测数字信号以及模拟信号。
作为能够输入模拟信号和/或数字信号的半导体装置，例如有内置了调光功能的驱动发光二极管的驱动器IC(Integrated Circuit：集成电路)这样的电力变换装置。在该电力变换装置中，调光用的外部控制信号对应于模拟以及数字这两者。外部控制信号，作为模拟信号有施加到调光输入端子的直流(DC)电压或者由连接于输入端子的可变电阻器导致的电压降，作为数字信号有PWM(Pulse Width Modulation：脉宽调制)信号。
图10是表示接收模拟信号或者数字信号的现有的输入电路的构成例的电路图。
现有的半导体装置具有调光输入端子Dim。该调光输入端子Dim的一个端子连接于二极管101的阴极，二极管101的阳极连接于电容器102的一个端子，电容器102的另一个端子连接于调光输入端子Dim的另一个端子。电容器102的一个端子以及另一个端子还连接于信号变换电路103。
信号变换电路103具有一个端子连接于电容器102的一个端子的电阻104，电阻104的另一个端子连接于电容器105的一个端子，电容器105的另一个端子连接于电容器102的另一个端子。电阻104以及电容器105构成低通滤波器106。
电阻104与电容器105的连接点连接于运算放大器107的非反相输入端子，运算放大器107的输出端子连接于运算放大器107的反相输入端子，从而运算放大器107构成将低通滤波器106的输出作为输入的电压跟随器。运算放大器107的输出端子连接于电阻108的一个端子，电阻108的另一个端子连接于信号变换电路103的输出端子。由此，运算放大器107构成经由电阻108而输出与低通滤波器106的输出相同的电压信号的电路。
低通滤波器106的电阻104的一个端子还连接于电阻111的一个端子，电阻111的另一个端子连接于正极的电源端子112。低通滤波器106的电容器105的另一个端子还连接于负极的电源端子113。另外，正极的电源端子112连接于平滑用的电容器114的正极端子，负极的电源端子113连接于电容器114的负极端子。
被输入到调光输入端子Dim的外部控制信号Cont-sig是DC电压、可变电阻以及PWM信号。在DC电压作为外部控制信号Cont-sig被输入到调光输入端子Dim的情况下，从电源端子112经由电阻111被充电的电容器102的两端的电压Vcont变成接近该DC电压的(相差二极管101的正向电压量)值。电容器102的两端的电压Vcont经由低通滤波器106被施加到运算放大器107的非反相输入端子，运算放大器107将与低通滤波器106的输出电压相同的电压的信号经由电阻108从信号变换电路103的输出端子110输出。
在可变电阻作为外部控制信号Cont-sig连接于调光输入端子Dim的情况下，电流从电源端子112经由电阻111以及二极管101而流通到可变电阻。由此，在稳定状态下在可变电阻的两端，产生与可变电阻和电阻111的电阻值以及电源端子112、113间的电压相应的电压。在该可变电阻的情况下，也与输入了DC电压的情况同样地，与施加到调光输入端子Dim的电压接近的(相差二极管101的正向电压量)电压的信号经由电阻108从信号变换电路103的输出端子110被输出。
在PWM信号作为外部控制信号Cont-sig被输入了的情况下，电容器102的两端的电压Vcont与PWM信号的高(H)电平、低(L)电平相应地在电源端子112的电位与电源端子113的电位之间变化。应予说明，在该情况下，在PWM信号为H电平时电容器102经由电阻111被充电，在PWM信号为L电平时电容器102经由二极管101被放电。在该电容器102的两端变化的电压被提供给低通滤波器106，低通滤波器106将PWM信号平均化，输出与占空比相应的值的电压信号。该电压信号被施加到运算放大器107的非反相输入端子，与低通滤波器106的输出电压相同的电压的信号经由电阻108从信号变换电路103的输出端子110被输出。
在作为外部控制信号Cont-sig而施加了DC电压的情况、连接了可变电阻的情况和施加了PWM信号的情况中的任一情况下，信号变换电路103输出具有与外部控制信号Cont-sig相应的值的电压信号。该信号变换电路103所输出的电压信号在内置有调光功能的电力变换装置中作为用于调光的控制信号而使用，使输出电压或者输出电流被进行控制。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开平4-306725号公报
发明内容
技术问题
在上述的电力变换装置的信号变换电路中，在外部控制信号为PWM信号的情况下需要将其电压平滑化，因此使用低通滤波器。该滤波器需要设置为在最低频率100Hz下也不会波动。如果假设平滑化不充分，则电力变换装置的输出电压或者输出电流会与外部控制信号相应地重复上升、下降，成为不恒定的状态。另外，平滑化由于也使电力变换装置的起动时间变缓，所以兼得PWM信号的充分的平滑化和起动时间的缩短化非常难。并且，被输入的PWM信号的H电平的电压值会影响到输出电压或者输出电流。换言之，在输入PWM信号的情况下，本来想要将PWM信号的占空比用于输出电压或者输出电流的调整。但是，对于通过了低通滤波器之后的值而言，存在即使占空比相同也依输入的PWM信号的H电平的电压值而变化，无法获得正确地反映了占空比的值的问题。
本发明鉴于这样的点而完成，目的在于提供一种即使在PWM信号的输入下，也能够进行正确地反映了其占空比的控制，并且没有起动时间的延迟的电力变换装置。
技术方案
本发明中，为了解决上述的课题，提供一种电力变换装置，其具备信号变换电路，所述信号变换电路输入PWM信号或者DC电压的形式的外部控制信号而调整反馈电路对供给于负载的输出电压或者输出电流进行检测时的阈值。该电力变换装置的信号变换电路具有：判断外部控制信号是否为PWM信号的频率检测电路；从PWM信号检测占空比，且将检测到的占空比的信息变换为第1数字信号的PWM频率变换电路；将DC电压相对于能够进行AD变换的最大输入电压的比率的信息变换为第2数字信号的AD变换器；在频率检测电路将外部控制信号判断为PWM信号的情况下选择PWM频率变换电路的第1数字信号，且在频率检测电路将外部控制信号判断为不是PWM信号的情况下选择AD变换器的第2数字信号的复用器；制成以通过复用器选择的第1数字信号所表示的占空比的信息或者第2数字信号所表示的比率的信息作为占空比的PWM信号形式的输出信号而供给到反馈电路的输出信号制作电路。
发明效果
上述构成的电力变换装置，由于输入外部控制信号的信号变换电路与模拟信号以及数字信号的输入没有关系，都输出数字的输出信号，所以能够将不会受PWM信号的H电平的电压值等影响的稳定的信号供给到反馈电路。另外，通过提高输出信号的频率，能够不需要在反馈电路设置时间常数大的低通滤波器，所以起动时间也不会产生延迟。
附图说明
图1是表示适用本发明的电力变换装置的整体构成的图。
图2是表示具有输出电压调整功能的电力变换装置的反馈电路以及信号变换电路的电路图。
图3是表示具有输出电流调整功能的电力变换装置的反馈电路以及信号变换电路的电路图。
图4是表示频率检测电路的构成例的电路图。
图5是表示PWM频率变换电路的构成例的电路图。
图6是说明PWM频率变换电路的动作的时序图。
图7是表示AD变换器的图。
图8是表示复用器的构成例的电路图。
图9是表示输出信号制作电路的构成例的电路图。
图10是表示输入模拟信号或者数字信号的现有的输入电路的构成例的电路图。
符号说明
11：交流输入端子，12：扼流线圈，13：X电容器，14：扼流线圈，15：二极管桥，16：功率因数改善电路，17：电容器，18：变压器，18a：初级绕组，18b、18c：次级绕组，18d：辅助绕组，19：开关元件，20：电流检测电阻，21：二极管，22：电容器，23、23a：反馈电路，24：直流输出端子，24a：线(连接于直流输出端子的正极端子)，24b：线(连接于直流输出端子的负极端子)，24c：线(负极端子)，25：负载，26：二极管，27：电阻，28：电容器，29：信号变换电路，30：电容器，31：二极管，32：控制信号输入端子，33：电源控制IC，34：二极管，35：电阻，36：电容器，37a：发光二极管，37b：光电晶体管，41、42：运算放大器，43、44：电阻，45：光电耦合器，45a：发光二极管，45b：光电晶体管，46、47：电阻，48：电容器，49：二极管，50、51：电阻，52：电流检测电阻，53、54：电阻，55：二极管，56：电容器，57：电阻，61：频率检测电路，62：PWM频率变换电路，63：AD变换器，64：输出信号制作电路，65：复用器，661、662：定电流源，67、68：开关，69：电压源，71、72：电阻，73：比较器，74：开关，75：分频电路，76：延迟电路，81、82：电阻，83：迟滞比较器，84：相位同步电路，84a：相位比较器，84b：低通滤波器，84c：电压控制振荡器，84d：分频器，85：计数器，86：冲息触发电路，87：寄存器，91：计数器，92：数据一致电路，93：RS触发器，AND、AND1、AND2、AND3、AND00～ANDm0、AND01～ANDm1：与电路，DFF、DFF0-DFFn：D触发器，IN00～INm0、IN01～INm1：输入端子，INV、INV00～INV0m：反相器电路，OR0～ORm：或电路，OUT0～OUTm：输出端子，S：选择端子，XNOR0～XNORm：异或非电路
具体实施方式
以下，对于本发明的实施方式，以适用于应对作为调整输出电压或者输出电流的外部控制信号的各种形式的信号的输入的电力变换装置的情况为例子，参照附图详细地进行说明。应予说明，在以下的说明中，有时端子名称及该端子的电压、信号等使用相同的符号。
图1是表示适用了本发明的电力变换装置的整体构成的图。
电力变换装置具有连接于商用的交流电源的交流输入端子11，在该交流输入端子11，连接有构成噪声滤波器的扼流线圈12、X电容器13以及扼流线圈14。在扼流线圈14，连接有对通过了噪声滤波器的交流电压进行全波整流的二极管桥15。
二极管桥15连接于功率因数改善(PFC：Power Factor Correction)电路16。功率因数改善电路16对在电力变换动作中在因连接感性负载或者容性负载而电流相位相对于电压相位偏移的情况下会降低功率因数进行改善。该功率因数改善电路16对从二极管桥15输出的整流电压进行升压整流而以高压输出恒定的直流电压。
在功率因数改善电路16的输出端，连接有电容器17，该电容器17向进行开关动作的电路供给稳定的能量且减少由开关动作导致的开关噪声。在电容器17，并联地连接有变压器18的初级绕组8a、开关元件19与电流检测电阻20的串联电路。开关元件19在此使用MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)。
在变压器18的次级绕组18b，连接有由二极管21以及电容器22构成的整流平滑电路，电容器22的两端的端子经由反馈电路23而连接于直流输出端子24。在该直流输出端子24，连接负载25。
变压器18还具有另外的次级绕组18c，在该次级绕组18c，连接有由二极管26、电阻27以及电容器28构成的整流平滑电路。电容器28的两端的端子连接于信号变换电路29，向信号变换电路29供给电源。在信号变换电路29的输入端，连接有电容器30。电容器30的一个端子连接于二极管31的阳极，二极管31的阴极和电容器30的另一个端子连接于接受外部控制信号Cont-sig的控制信号输入端子32。外部控制信号Cont-sig是DC电压、可变电阻以及PWM信号。信号变换电路29的输出端连接于反馈电路23。
开关元件19的栅极连接于电源控制IC 33的输出端。电源控制IC 33通过电源电路而被供电，该电源电路由变压器18的辅助绕组18d和整流平滑电路组成，该整流平滑电路由二极管34、电阻35以及电容器36组成。
电源控制IC 33连接于开关元件19的源极与电流检测电阻20的连接点，将出现在电流检测电阻20的两端的电压作为电流模式控制中的反馈信号而进行输入，并且也应用于过电流保护。电源控制IC 33的过电流保护功能在电流检测电阻20的两端检测到与在开关元件19流通预定值以上的过电流这一情形相当的电压时，停止基于开关元件19的开关动作而保护开关元件19免受由过电流引起的破坏。
电源控制IC 33还通过光电耦合器与反馈电路23连接。即，在反馈电路23，设有发光二极管37a，在电源控制IC 33，设有接受发光二极管37a的光的光电晶体管37b。由此，反馈电路23能够检测供给到负载25的输出电压以及输出电流而反馈给电源控制IC 33。电源控制IC 33基于从反馈电路23反馈来的信号，对开关元件19进行开关控制以使输出电压以及输出电流成为由外部控制信号Cont-sig指示的值。
应予说明，作为利用外部控制信号Cont-sig要求输出电压或者输出电流的调整的负载，例如有照明用的发光二极管，在该情况下，外部控制信号Cont-sig用于发光二极管的调光。
接下来，对以上的构成的电力变换装置通过外部控制信号Cont-sig调整输出电压或者输出电流的情况进行说明。应予说明，以下，对反馈电路23和信号变换电路29进行说明，除此之外的构成由于与图1所示的构成相同，所以这些构成的详细说明省略。
图2是表示具有输出电压调整功能的电力变换装置的反馈电路以及信号变换电路的电路图。在该图2中，对与图1所示的构成要素相同的构成要素标记相同的符号，其详细的说明省略。
反馈电路23具有运算放大器41、42。运算放大器41的反相输入端子连接于由电阻43、44构成的分压电路的输出端子。电阻43的一个端子连接于与直流输出端子24的正极端子连接的线24a，电阻43的另一个端子连接于运算放大器41的反相输入端子以及电阻44的一个端子。电阻44的另一个端子连接于与直流输出端子24的负极端子连接的线24b。由此，在运算放大器41的反相输入端子，施加与输出电压Vo成比例的电压。
另一方面，运算放大器41的非反相输入端子连接于由光电耦合器45、电阻46、47以及电容器48构成的可变基准电压源。光电耦合器45的光电晶体管45b的集电极连接于电压Vref的线，光电晶体管45b的发射极连接于电阻46的一个端子。电阻46的另一个端子连接于运算放大器41的非反相输入端子以及电阻47的一个端子，电阻47的另一个端子连接于线24b。在电阻47，并联地连接电容器48。
运算放大器41的输出端子连接于二极管49的阴极。这里，运算放大器41、电阻43、44、46、47、光电晶体管45b、电容器48以及二极管49构成检测所希望的输出电压与实际的输出电压Vo之间的误差的电压误差放大器。该电压误差放大器的输出电压随着输出电压Vo越高而变得越低。
运算放大器42的非反相输入端子连接于由电阻50、51构成的串联电路。电阻50的一个端子连接于电压Vref的线，电阻50的另一个端子连接于运算放大器42的非反相输入端子以及电阻51的一个端子。电阻51的另一个端子连接于与电容器22的负极端子连接的线24c。电阻51的另一个端子还连接于电流检测电阻52的一个端子。
运算放大器42的反相输入端子连接于由电阻53、54构成的串联电路。电阻53的一个端子连接于电压Vref的线，电阻53的另一个端子连接于运算放大器42的反相输入端子以及电阻54的一个端子。电阻54的另一个端子连接于与电流检测电阻52的另一个端子连接的线24b。
运算放大器42将电流检测电阻52的两端电压与基准电压进行比较。即，运算放大器42的输入电压的零电位为线24b的电位，所以将基准电压与利用由电阻50、51构成的串联电路对成为与输出电流Io相应的电压的线24c的电压(负电压)进行电平转换而得到的电压(在正电压下随着输出电流Io越大而变得越低)进行比较，所述基准电压是利用电阻53、54对电压Vref进行分压而得到的电压。
运算放大器42的输出端子连接于二极管55的阴极。这里，运算放大器42、电阻50、51、53、54、电流检测电阻52以及二极管55构成如上所述将所希望的输出电流与实际的输出电流Io进行比较的电流误差放大器。电流误差放大器的输出电压随着输出电流Io越大而变得越低。
电压误差放大器的二极管49的阳极以及电流误差放大器的二极管55的阳极连接于向电源控制IC 33反馈出错信号的光电耦合器的发光二极管37a的阴极。发光二极管37a的阳极连接于电阻54的一个端子，电阻54的另一个端子连接于直流输出端子24的正极端子的线24a。
根据该反馈电路23，运算放大器41将对输出电压Vo进行分压而得到的电压与可变基准电压源的电压(阈值)进行比较。此时，可变基准电压源的电压具有与从信号变换电路29输出的输出信号PWM-sig相应的值。输出信号PWM-sig由于是PWM信号，所以光电晶体管45b供给到电阻46的电流也成为PWM的波形。PWM波形的电流在电阻46、47中流通由此在电阻47的两端产生的电压通过电容器48平均化而作为基准电压(阈值)被施加到运算放大器41的非反相输入端。
运算放大器41具有未图示的相位补偿电路，运算放大器41的输出相应于对输出电压Vo进行分压而得到的电压与基准电压的差电压而进行升降。运算放大器41的输出在基准电压高时上升，在对输出电压Vo进行分压而得到的电压高时降低。另外，差电压的绝对值越大，运算放大器41的输出的变化越快。运算放大器41的输出电压越低，发光二极管37a的发光量变得越大，输出电压越高，发光二极管的发光量变得越小，运算放大器41的输出被反馈到电源控制IC 33。
运算放大器42如上述那样将电流检测电阻52的两端电压与施加到反相输入端子的基准电压进行比较。如果电流检测电阻52的两端电压比基准电压低，则运算放大器42输出高电平的电压信号，所以位于输出端的二极管55被反向偏置而被关断。如果电流检测电阻52的两端电压比基准电压高，则运算放大器42输出低电平的电压信号，所以位于输出端的二极管55被导通，在发光二极管37a流通电流而发光，反馈到电源控制IC 33。
应予说明，处于运算放大器41的输出端的二极管49以及位于运算放大器42的输出端的二极管55被线或连接，所以基于运算放大器41的输出和运算放大器42的输出中的低的一方的电压的电流流通于发光二极管37a。发光二极管37a的发光量越大，光电晶体管37b的导通电阻变得越小，所以反馈到电源控制IC 33的电压变低。电源控制IC 33随着被反馈的电压越低，使从变压器18的初级侧输送到次级侧的能量越进一步减少。
具备了这样的电压误差放大器和电流误差放大器的反馈电路如下进行控制，即在输出电流为允许最大值以下的通常动作时利用电压误差放大器生成恒定的输出电压，在输出电流大于允许最大值的异常状态下放弃电压控制而使输出电流不超过允许最大值。应予说明，也能够将2个放大器构成为在通常状态下电压误差放大器的输出比电流误差放大器的输出高，并如下进行控制，即通常进行电流控制，在输出电压大于允许最大值的异常状态下放弃电流控制而使输出电压不超过允许最大值。
信号变换电路29具备频率检测电路61、PWM频率变换电路62、AD变换器63、输出信号制作电路64、复用器65、定电流源661、662、开关67、68以及电压源69。应予说明，在本实施方式中，通过复用器65切换向输出信号制作电路64的输入，并且通过开关67切换向AD变换器63的输入，所述复用器65和开关67利用频率检测电路61的输出信号进行动作。然而，由于开关67用于防止被输入到PWM频率变换电路62以及AD变换器63的信号的相互干扰，所以能够省略。
信号变换电路29的输入端连接于二极管31的阳极，二极管31的阴极连接于控制信号输入端子32。二极管31用于防止电流意外地从控制信号输入端子32流入到信号变换电路29。其原因是，外部控制信号Cont-sig有时会在与信号变换电路29的电源不同的电源的装置中生成，在该情况下，有时会比信号变换电路29的电源的电压VCC高。另外，连接于信号变换电路29的输入端的电容器30是为了切断在PWM信号作为外部控制信号Cont-sig而被输入的情况下产生的噪声而设置。
频率检测电路61其输入端连接于信号变换电路29的输入端以及定电流源661的一个端子，定电流源661的另一个端子连接于电源的电压VCC的线。频率检测电路61的输入还连接于开关67的可动接点的端子，开关67的控制端子连接于频率检测电路61的输出端。频率检测电路61的输出端也连接于复用器65的控制端子。开关67的第1固定接点的端子连接于PWM频率变换电路62的输入端，开关67的第2固定接点的端子连接于AD变换器63的输入端。AD变换器63还连接于电压源69的正极端子，电压源69的负极端子连接于接地线GND。PWM频率变换电路62以及AD变换器63的输出端经由复用器65连接于输出信号制作电路64的输入端，输出信号制作电路64的输出端连接于开关68的控制端子。开关68的可动接点的端子连接于定电流源662的一个端子，定电流源662的另一个端子连接于电源的电压VCC的线。开关68的固定接点的端子构成信号变换电路29的输出。信号变换电路29的输出连接于反馈电路23的光电耦合器45。在光电耦合器45中，信号变换电路29的输出连接于发光二极管45a的阳极，发光二极管45a的阴极连接于信号变换电路29的接地线GND。应予说明，开关67、68以机械式开关进行了记载，但由传输门之类的半导体模拟开关构成。
频率检测电路61判定被输入到控制信号输入端子32的外部控制信号Cont-sig是模拟信号还是数字信号，如果外部控制信号Cont-sig是比某个频率更高频率的信号，则判断为数字的PWM信号。另外，如果外部控制信号Cont-sig是比某个频率低的频率的信号，则频率检测电路61判定为模拟的DC电压的信号或者由可变电阻引起的电压降的信号。根据该频率检测电路61的判断结果，进行开关67的切换动作。即，如果外部控制信号Cont-sig被判断为PWM信号，则开关67被切换到PWM频率变换电路62一侧。如果外部控制信号Cont-sig被判断为DC电压的信号或者由可变电阻引起的电压降的信号，则开关67被切换到AD变换器63一侧。
如果开关67被切换到PWM频率变换电路62一侧，则外部控制信号Cont-sig通过PWM频率变换电路62被倍频而变换为预定的频率的PWM信号。频率变换后的PWM信号经由复用器65而输出到输出信号制作电路64。
如果开关67被切换到AD变换器63一侧，则模拟的外部控制信号Cont-sig通过AD变换器63被变换为数字信号。此时，AD变换器63以电压源69的电压规定能够进行AD变换的最大输入，并变换为以该最大输入电压为占空比100％的数字信号。AD变换后的数字信号经由复用器65而输出到输出信号制作电路64。
输出信号制作电路64生成占空比与外部控制信号Cont-sig相应地变化的恒定频率的PWM信号。该PWM信号通过对开关68进行导通、关断控制，从而从开关68输出使定电流源662输出的恒定电流断续而得到的输出信号PWM-sig。该输出信号PWM-sig作为输出电压调整信号被供给到反馈电路23的发光二极管45a。
图3是表示具有输出电流调整功能的电力变换装置的反馈电路以及信号变换电路的电路图。该图3中，对于与图2所示的构成要素相同的构成要素，标记相同的符号，其详细的说明省略。应予说明，信号变换电路29与图2所示的电路相同。
在该反馈电路23a中，电压误差放大器连接有固定的基准电压源作为运算放大器41的基准电压。该固定的基准电压源将利用串联的电阻46、47对电压Vref进行分压而得到的恒定的电压施加到运算放大器41的非反相输入端子。
另一方面，电流误差放大器在运算放大器42的反相输入端子施加有利用电阻53、54对电压Vref进行分压而得到的基准电压。另外，在运算放大器42的非反相输入端子，输入有利用电平转换电路对成为与输出电流Io相应的电压的线24c的电压(负电压)进行上移而得到的电压(在正电压下随着输出电流Io越大而变得越低)，所述电平转换电路由光电耦合器45的光电晶体管45b、电阻50、51、57以及电容器56构成。在该电平转换电路中，从电压Vref的线供给的电流与输出信号PWM-sig同样地，通过光电晶体管45b被断续，该经过断续的电流经由电阻57而被充入到电容器56。被电容器56平均化后的充电电压和通过电阻50、51的串联电路进行了电平转换的成为与输出电流Io相应的电压的线24c的电压被施加到运算放大器42的非反相输入端子。在图2的反馈电路23中，连接于电阻50、51的串联电路的电压是Vref且是固定电压，但在图3的反馈电路23a中，代替电压Vref而使用电容器56的充电电压。输出信号PWM-sig的时间比率越高，电容器56的充电电压变得越高(在输出信号PWM-sig的时间比率为100％时成为最大值Vref)，成为与输出电流Io相应的电压的线24c的电压被电平转换为更高的电压。
根据该反馈电路23a，如果输出电压Vo变得比目标的电压高，则运算放大器41输出更低的电压信号，所以发光二极管37a的发光量变大，向电源控制IC 33通知缩小输出。另外，如果输出电流Io增大而通过输出信号PWM-sig调整了电平转换量后的输出电流Io的电平转换值比基准电压低，则运算放大器42输出低的电压信号而增大发光二极管37a的发光量。由此，反馈电路23a向电源控制IC 33通知进一步减少从变压器18的初级侧传输到次级侧的能量。
接下来，对分别使被输入的3种形式的外部控制信号Cont-sig变形，输出规范化了的输出信号PWM-sig的信号变换电路29的具体构成例进行说明。
图4是表示频率检测电路的构成例的电路图。
频率检测电路61首先为了将经由二极管31以及电容器30而输入的外部控制信号Cont-sig二值化而在输入级具备迟滞比较器。频率检测电路61的输入端连接于电阻71的一个端子，电阻71的另一个端子连接于电阻72的一个端子以及比较器73的非反相输入端子。电阻72的另一个端子接地。比较器73的反相输入端子连接于开关74的可动接点的端子，开关74的第1固定接点的端子连接于基准电压源Vref1，开关74的第2固定接点的端子连接于基准电压源Vref2。比较器73的输出端子连接于开关74的控制端子。基准电压源Vref1的电压Vref1和基准电压源Vref2的电压Vref2具有Vref1＞Vref2的关系。
比较器73的输出端子还连接于D触发器DFF的时钟输入(CK)端。D触发器DFF的数据输入端子(D)连接于该频率检测电路61的电源线，正相输出(Q输出端)端连接于与电路AND1的一个输入端，反相输出(XQ输出)端连接于分频电路75的与电路AND2的一个输入端子。D触发器DFF的复位输入端连接于延迟电路76的输出端。延迟电路76的输入端以及与电路AND2的另一个输入端连接于产生短脉冲的复位信号(复位脉冲)的未图示的振荡电路的输出端，例如，被输入100Hz的脉冲信号。
分频电路75具有(n+1)个D触发器DFF0-DFFn和输入这些D触发器的全部的输出的与电路AND3。D触发器DFF0-DFFn构成计数器电路，初级的D触发器DFF0的时钟输入端连接着与电路AND1的输出端。D触发器DFF0-DFFn的复位输入端连接于与电路AND2的输出端。
作为分频电路75的输出端的与电路AND3的输出端连接于反相器电路INV的输入端，反相器电路INV的输出端连接于与电路AND1的另一个输入端。
根据该频率检测电路61，首先被输入到电阻71的一个端子的外部控制信号Cont-sig通过电阻71、72被分压，分压得到的值通过比较器73与电压Vref1、Vref2进行比较。比较器73输出以在该分压值成为电压Vrefl以上时为H电平，在成为小于电压Vref2时为L电平的方式进行二值化而得到的信号。比较器73通过开关74，在其输出为H电平时，将电压Vref2输入到反相输入端子，在其输出为L电平时，将电压Vref1输入到反相输入端子而构成迟滞比较器。
比较器73的输出被输入到D触发器DFF的时钟输入端。在D触发器DFF的复位输入端，输入利用延迟电路76使100Hz的时钟延迟而得到的信号。因此，在比较器73的输出从L电平变为H电平时，D触发器DFF的Q输出从L电平变为H电平。如果比较器73的输出以比复位信号的周期(100Hz)短的周期从L电平变为H电平，则D触发器DFF的Q输出也按每周期从L电平变为H电平。
D触发器DFF的Q输出被输入到与电路AND1。与电路AND1的另一个输入端被输入利用反相器电路INV使分频电路75的输出反相而得到的值。分频电路75的输出(Q0、Q1···Qn的逻辑积)为L电平时，D触发器DFF的Q输出的信号被输入到计数器电路的D触发器DFF0的时钟输入端，计数器电路开始递增计数。如果在D触发器DFF的XQ输出成为L电平时产生复位脉冲，则通过延迟电路76，D触发器DFF不立即复位，所以与电路AND2的输出为L电平不变而分频电路75不被复位。在复位脉冲消失之后，通过延迟电路76，D触发器DFF被复位，但如果在接下来的复位脉冲到达之前比较器73的输出再次从L电平变化为H电平，则D触发器DFF的XQ输出再次变为L电平，而即使在后续的复位脉冲下分频电路75也不被复位。换言之，如果外部控制信号Cont-sig为100Hz以上则计数器电路能够持续递增计数，但如果小于100Hz则计数器电路被复位。
如果计数器电路到达最终计数，则分频电路75输出H电平。如果该H电平被输出，则该H电平通过反相器电路INV被反相而变成L电平，将与电路AND1的一个输入端设为L电平。由此，计数器电路的时钟输入成为L电平，与电路AND1阻止D触发器DFF的Q输出的信号的通过。因此，分频电路75维持最终计数，维持表示外部控制信号Cont-sig为PWM信号的H电平的判定信号的输出。但是，如果比较器73无法按每周期继续进行L电平-H电平的反相动作，则分频电路75的计数器电路被复位，变成能够输入时钟的状态。
以上，是检测比100Hz高的频率的外部控制信号Cont-sig的电路，但并不限于100Hz，通过变更复位的频率，从而对于任意频率的外部控制信号Cont-sig都能够应对。在频率检测电路61输出H电平时，外部控制信号Cont-sig连接于PWM频率变换电路62，另外，在频率检测电路61输出L电平的信号时，连接于AD变换器63。
图5是表示PWM频率变换电路的构成例的电路图，图6是说明PWM频率变换电路的动作的时序图。
PWM频率变换电路62的输入端连接有由电阻81、82组成的分压电路，在该分压电路的输出端，连接有迟滞比较器83。该迟滞比较器83是与频率检测电路61的迟滞比较器相同的构成，输出与外部控制信号Cont-sig同相的二值化信号。应予说明，可以将电阻81、82以及迟滞比较器83置换为图4所示的频率检测电路61的电阻71、72、比较器73、开关74以及基准电压源Vref1、Vref2(由频率检测电路61和PWM频率变换电路62共享分压电路和迟滞比较器)。
迟滞比较器83的输出端连接于相位同步电路(PLL：phase locked loop，锁相环路)84的输入端。相位同步电路84具有相位比较器84a、低通滤波器(LPF：Low-pass filter)84b、电压控制振荡器(VCO：Voltage Controlled Oscillator)84c以及分频器84d。相位比较器84a输入迟滞比较器83的输出信号和分频器84d的输出信号，检测2个信号的上升沿的相位差。相位比较器84a的输出端连接于低通滤波器84b的输入端。低通滤波器84b使相位比较器84a所输出的包括波动的相位差信号平均化而变换为直流电压信号。低通滤波器84b的输出端连接于电压控制振荡器84c的输入端。电压控制振荡器84c输出与所输入的直流电压信号的电压值相应的频率的脉冲信号。分频器84d降低电压控制振荡器84c所输出的脉冲信号的频率，并输入到相位比较器84a。
根据该相位同步电路84，被输入到相位比较器84a的PWM信号的频率与对电压控制振荡器84c所输出的频率进行分频而得到的频率同步。换言之，电压控制振荡器84c的振荡频率被控制为将PWM信号乘以分频器84d的分频数而得到的频率。
相位同步电路84的输出端连接于非同步式的(m+1)位的计数器85的输入端。该计数器85例如能够通过将(m+1)个D触发器依次连接而构成。
迟滞比较器83的输出端还连接于冲息触发电路86的输入端，该冲息触发电路86的输出作为复位信号被输入到计数器85。
PWM频率变换电路62还具有保持计数器85的位输出的(m+1)位的寄存器87。该寄存器87具有包括(m+1)个D触发器，且在各个D触发器的数据输入端子连接有构成计数器85的D触发器的Q输出的构成。在寄存器87的时钟输入端，连接着迟滞比较器83的输出端。应予说明，由于寄存器87的时钟输入为负逻辑，所以时钟被输入到寄存器87的时机为迟滞比较器83输出的下降的时机。
根据该PWM频率变换电路62，所输入的外部控制信号Cont-sig由迟滞比较器83进行波形整形，变换为如图6所示的PWM信号。此时，相位同步电路84输出具有以分频器84d的分频数使PWM信号的频率倍增而得到的频率的脉冲信号。例如，在分频器84d的分频级数(构成分频器84d的1/2分频器(例如D触发器)的个数)为p的情况下，相位同步电路84所输出的信号是将PWM信号的频率倍频为2＾p(p≤(m+1))倍而得到的脉冲信号。
该相位同步电路84所输出的脉冲信号被输入到计数器85而进行计数。该计数器85开始计数的时机如图6所示地是冲息触发电路86在PWM信号的上升沿所输出的复位信号的输入的时机。
接下来，在计数器85持续进行脉冲信号的计数的过程中利用寄存器87读取计数值。该计数值被读取的时机如图6所示地是PWM信号的下降沿的时机。由此，寄存器87读取并保存在导通期间Ton间通过计数器85计数而得到的计数值，所述导通期间Ton是PWM信号在1个周期中导通的期间。该被保存的计数值从寄存器87以(m+1)位的数字信号PWM-data-0～PWM-data-m的形式输出。这样，通过获得表示PWM信号的导通期间Ton的数据而检测PWM信号的占空比。这里，占空比可以通过将寄存器87的值除以2＾p而得到。另外，以下设为p＝(m+1)。
另外，可以将迟滞比较器83的反相输入和非反相输入的连接设为相反，将相位比较器84a和冲息触发电路86的输入设为负逻辑，将寄存器87的时钟输入设为正逻辑。在该情况下，迟滞比较器83的上升时机和下降时机反相，但获得的结果相同。
图7是表示AD变换器的图。
AD变换器63输入由外部控制信号Cont-sig确定的电压Vcont，并将相对于最大电压的比率变换为数字信号，所述外部控制信号Cont-sig是由DC电压或者可变电阻的电压降形成的模拟的信号。该AD变换器63的分辨能力配合PWM频率变换电路62的输出数据的位数而设为(m+1)位。因此，AD变换器63输出以(m+1)位表示外部控制信号Cont-sig而得到的数字信号AD-data-0～AD-data-m。该数字信号AD-data-0～AD-data-m表示该电力变换装置通过外部控制信号Cont-sig被调整的比率，相当于PWM频率变换电路62所输出的PWM信号的占空比。
AD变换器63输入电压源69作为基准电压。由此，规定AD变换器63以(m+1)位的分辨能力进行AD变换的直流电压范围的上限值。
图8是表示复用器的构成例的电路图。
复用器65是根据频率检测电路61的输出信号选择PWM频率变换电路62以及AD变换器63中的任一方的输出的电路。复用器65具有输入从PWM频率变换电路62输出的数字信号PWM-data-0～PWM-data-m的输入端子IN00～INm0。复用器65还具有输入从AD变换器63输出的数字信号AD-data-0～AD-data-m的输入端子IN01～INm1。复用器65还具有输入频率检测电路61的输出信号的选择端子S以及输出端子OUT0～OUTm。
数字信号PWM-data-0～PWM-data-m的输入端子IN00～INm0连接于与电路AND00～ANDm0的一个输入端，与电路AND00～ANDm0的另一个输入端连接于选择端子S。数字信号AD-data-0～AD-data-m的输入端子IN01～INm1连接于与电路AND01～ANDm1的一个输入端，与电路AND01～ANDm1的另一个输入端连接于反相器电路INV00～INV0m的输出端。反相器电路INV00～INV0m的输入端连接于选择端子S。与电路AND00～ANDm0的输出端以及与电路AND01～ANDm1的输出端连接于或电路OR0～ORm的输入端，或电路OR0～ORm的输出端连接于输出端子OUT0～OUTm。从输出端子OUT0～OUTm，输出所选择的数字信号SEL-data-0～SEL-data-m。
这里，在复用器65的选择端子S，输入与频率检测电路61是否检测到PWM信号相应的2值的输出信号。在本实施方式中，设频率检测电路61在将外部控制信号Cont-sig判断为PWM信号时，输出H电平的输出信号，在将外部控制信号Cont-sig判断为不是PWM信号时，输出L电平的输出信号。
在选择端子S输入了H电平的输出信号的情况下，与电路AND00～ANDm0允许数字信号PWM-data-0～PWM-data-m的通过，与电路AND01～ANDm1禁止数字信号AD-data-0～AD-data-m的通过。因此，数字信号PWM-data-0～PWM-data-m经由或电路OR0～ORm而传输到输出端子OUT0～OUTm，从输出端子OUT0～OUTm作为数字信号SEL-data-0～SEL-data-m而输出。
另一方面，在选择端子S输入了L电平的输出信号的情况下，与电路AND00～ANDm0禁止数字信号PWM-data-0～PWM-data-m的通过，与电路AND01～ANDm1允许数字信号AD-data-0～AD-data-m的通过。因此，数字信号AD-data-0～AD-data-m经由或电路OR0～ORm而传输到输出端子OUT0～OUTm，从输出端子OUT0～OUTm作为数字信号SEL-data-0～SEL-data-m而输出。
图9是表示输出信号制作电路的构成例的电路图。
输出信号制作电路64具有(m+1)位的计数器91、数据一致电路92以及RS触发器93。该输出信号制作电路64制作输出信号PWM-sig，所述输出信号PWM-sig具有与PWM频率变换电路62以及AD变换器63所检测的占空比相同的占空比。但是，该输出信号PWM-sig设为与由反馈电路23的电阻46以及电容器48构成的CR滤波器(低通滤波器)或者由反馈电路23a的电阻57以及电容器56构成的CR滤波器(低通滤波器)的特性相应的频率(在图示的例子中，为1kHz)。
计数器91具有(m+1)个D触发器，在各个D触发器的数据输入端子，连接着自身的XQ输出端。另外，在第二级之后的各个D触发器的时钟端子(负逻辑)，连接着前级的D触发器的Q输出端。在该计数器91，输入2＾(m+1)kHz的时钟信号，并输入1kHz的复位信号。
数据一致电路92将通过复用器65选择的数字信号SEL-data-0～SEL-data-m与计数器91的各个D触发器的输出信号进行比较，仅在两者的全部位数据相同时输出H电平的一致信号。这里，该数据一致电路92在各个位的比较中使用异或非电路XNOR0～XNORm，在判断全部的异或非电路XNOR0～XNORm的输出是否一致时使用与电路AND。应予说明，异或非电路是在2个输入一致时输出成为H电平，在不一致时输出成为L电平的电路。
RS触发器93在其置位输入端接收作为计数器91的复位信号的1kHz的脉冲信号，在复位输入，接收数据一致电路92的输出信号。因此，RS触发器93每次接收1kHz的脉冲信号时输出H电平的信号，且该H电平持续到计数器91的计数值与通过复用器65读取的占空比的数据一致。由此，输出信号制作电路64输出具有与外部控制信号Cont-sig所指示的占空比相同的占空比的输出信号PWM-sig。
在接收到该输出信号PWM-sig的反馈电路23中，输出电压Vo的目标输出电压被设定为与占空比相当的电压。另外，在接收到输出信号PWM-sig的反馈电路23a中，输出电流Io的上限被设定为与占空比相当的电流。
如以上所述，输出信号制作电路64所输出的信号与外部控制信号Cont-sig的种类没有关系，均是1kHz的PWM信号，所以其后级的电路可以设为全部共用。另外，输出信号制作电路64所输出的信号的频率为1kHz，所以不需要时间常数大的低通滤波器，不产生对起动时间产生影响的延迟。应予说明，在该实施方式中，将输出信号制作电路64所输出的信号的频率设为了1kHz，但并不限于此。
另外，在上述的实施方式的信号变换电路29中，在PWM频率变换电路62以及AD变换器63的输入侧设置开关67而进行外部控制信号Cont-sig的切换。然而，在PWM频率变换电路62以及AD变换器63即使同时输入外部控制信号Cont-sig也不会相互干扰而进行动作的情况下，可以省略该开关67。

Claims (7)

1.一种电力变换装置，其特征在于，其具备信号变换电路，所述信号变换电路输入有PWM信号或者DC电压的形式的外部控制信号而调整阈值，所述阈值是反馈电路检测供给于负载的输出电压或者输出电流时的阈值，
所述信号变换电路具有：
频率检测电路，其判断所述外部控制信号是否为所述PWM信号；
PWM频率变换电路，其从所述PWM信号检测占空比，且将检测到的占空比的信息变换为第1数字信号；
AD变换器，其将所述DC电压相对于能够进行AD变换的最大输入电压的比率的信息变换为第2数字信号；
复用器，其在所述频率检测电路将所述外部控制信号判断为所述PWM信号的情况下，选择所述PWM频率变换电路的所述第1数字信号，在所述频率检测电路将所述外部控制信号判断为不是所述PWM信号的情况下，选择所述AD变换器的所述第2数字信号；以及
输出信号制作电路，其制成PWM信号形式的输出信号而供给到所述反馈电路，所述PWM信号形式的输出信号以通过所述复用器选择的所述第1数字信号所表示的占空比的信息或者所述第2数字信号所表示的比率的信息作为占空比。
2.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，所述频率检测电路将所述外部控制信号二值化，且在二值化得到的二值化信号的频率高于预定的频率时判断为所述外部控制信号是所述PWM信号。
3.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，所述频率检测电路具有：
迟滞比较器，其将所述外部控制信号二值化；
触发器，其通过所述迟滞比较器的输出信号被置位，且通过使预定的频率的复位信号延迟而得到的信号被复位；
分频电路，其对所述触发器的输出信号进行分频，通过所述复位信号与所述触发器的反相输出信号的逻辑积信号被复位，且若在不被复位的状态下将所述触发器的输出信号计数到预定数则输出表示所述外部控制信号是所述PWM信号的判定信号；以及
与电路，在所述分频电路输出了所述判定信号时，阻止所述触发器的输出信号的输入而维持所述判定信号的输出。
4.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，所述PWM频率变换电路具有：
迟滞比较器，其将所述PWM信号二值化；
相位同步电路，其使所述迟滞比较器的输出信号的频率倍增；
计数器，其在所述迟滞比较器的输出信号的上升沿或者下降沿进行复位，并对所述相位同步电路的输出信号进行计数；以及
寄存器，其在所述迟滞比较器的输出信号的下降沿或者上升沿读取所述计数器的计数值，并将所读取的计数值作为表示所述PWM信号的占空比的所述第1数字信号而输出。
5.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，所述输出信号制作电路具有：
计数器，其接收比将输出到所述反馈电路的输出信号的第1频率高的第2频率的时钟信号而进行计数，并通过所述第1频率的信号被复位；
数据一致电路，其将所述计数器的计数值与所述第1数字信号或者所述第2数字信号进行比较，在所述计数器的计数值与所述第1数字信号或者所述第2数字信号的值一致时，输出一致信号；以及
触发器，其接收所述第1频率的信号而被置位，且接收所述一致信号而被复位，由此对输出到所述反馈电路的输出信号进行输出。
6.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，所述信号变换电路还具有开关，所述开关在所述频率检测电路将所述外部控制信号判断为所述PWM信号的情况下，将所述外部控制信号供给到所述PWM频率变换电路，在所述频率检测电路将所述外部控制信号判断为不是所述PWM信号的情况下，将所述外部控制信号供给到所述AD变换器。
7.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，
所述负载是照明用的发光二极管。
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