JP6480792B2 - 照明電源装置用の調光制御回路および調光制御プログラム - Google Patents

Description

本発明は、照明電源装置用の調光制御回路に関する。

近年ＬＥＤ素子の性能が高くなってきており、ＬＥＤ素子を用いた照明器具の寿命が長くなってきていることで、従来の光源からＬＥＤ光源に置き換えられる状態にある。今後、ＬＥＤ素子の性能がますます向上すれば、更に汎用の照明器具分野でＬＥＤ光源が採用され、ＬＥＤ電源装置などの照明電源装置の需要が高まると考えられる。照明電源装置には、光源の光出力を任意に変えることができる調光機能を有するものがある。特に、ＬＥＤ光源の調光範囲は、従来の放電灯と比べて広く、ユーザーが明るさをきめ細かく設定することができるので、節電型の照明器具としての利用価値が高い。

一般的に、ＬＥＤ照明分野での調光方式には、光の点滅を伴う方式（ＰＷＭ調光、位相調光など）と、光の点滅を伴わない方式（アナログ制御など）がある。いずれの方式においても、調光制御回路が、調光率（調光深度）に応じたデューティ比を有するＰＷＭ信号（Pulse Width Modulation）を外部から受けて、ＰＷＭ信号に基づいて被制御量であるＬＥＤ光源のランプ電流を制御している。例えば、アナログ制御方式では、ＬＥＤ光源に電流を供給する定電流回路（降圧変換回路、フライバック変換回路など）に対して、外部からのＰＷＭ信号に応じたランプ電流の指令電圧を与える。定電流回路は、指令電圧に基づいて駆動してランプ電流をアナログ制御する。

特許文献１の図１には、光量を調整するための第１ＰＷＭ信号が入力され、この第１ＰＷＭ信号に従って第２ＰＷＭ信号をスイッチング素子Ｑ１によって生成する調光回路３と、調光回路からの第２ＰＷＭ信号のデューティ比を算出する制御回路４とを含む、光源点灯装置が開示されている。制御回路は、記憶部８、計測部９および演算部１０を備え、計測部が第２ＰＷＭ信号のオン期間とオフ期間を計測する。演算部は、計測されたオン期間とオフ期間に対して、記憶部に格納された補正値を使って補正し、デューティ比を算出する。制御回路は算出したデューティ比に応じて点灯制御部５へ制御信号を出力する。このように、特許文献１の光源点灯装置では、計測されたオン期間とオフ期間に対する補正を行っているとは言え、調光回路自体に付属回路が多く、それらの回路素子のバラツキに起因するデューティ比の算出誤差に対して、まだまだ改善の余地があった。

特許文献２の図１には、調光信号入力回路６１、調光信号正規化回路６２および積分回路６３からなる調光回路６を含んだＬＥＤ電源回路が開示されている。調光信号入力回路６１は、外部からのＰＷＭ信号をフォトカプラー等の絶縁回路にて電源回路のグラウンドを基準にしたＰＷＭ信号を生成する。調光信号正規化回路６２は、全光を示す調光信号が入力された場合は、最大のオン幅のＰＷＭ信号を生成し、最も低い調光率を示す調光信号が入力された場合は、最小のオン幅のＰＷＭ信号を生成するという正規化を行う。積分回路６３は、正規化されたＰＷＭ信号を積分して直流化する。直流化された調光信号は、マイコンで構成された制御回路７に送られる。このように、特許文献２のＬＥＤ電源回路では、調光回路６が、外部からのＰＷＭ信号を絶縁回路に通し、正規化回路にてオン幅の正規化を行い、積分回路にて直流化している。そして、直流化された調光信号は、Ａ／Ｄコンバータを介してマイコン（制御回路７）に入力される。このように、特許文献２のＬＥＤ電源装置では、積分回路にて積分してからＡ／Ｄコンバータで読み出すという方式になっているため、調光率を調整する際のツマミに対する応答性について、まだまだ改善の余地があった。

なお、上記の説明では、定電流回路からなる照明電源装置の調光制御の場合を例示したが、光の点滅を伴うＰＷＭ調光方式による調光制御においても、また、定電力回路や定電圧回路などで構成される照明電源装置の調光制御においても、同様に改善の余地があった。

特開２０１４−１５７７８４号公報（図１） 特開２０１３−２５４６０６号公報（図１）

本発明は、上記従来技術に鑑みなされたものであり、その解決すべき課題は、外部調光信号であるＰＷＭ信号のデューティ比の算出誤差を低減することができ、かつ、調光率を調整する際のツマミに対する応答性に優れた照明電源装置用の調光制御回路、および、その調光制御プログラムを提供することにある。

前記課題を解決するため、発明者は、ＰＷＭ信号の立ち上がりから立ち上がりまでの期間、および、立ち上がりと立ち下がり期間をマイクロコントローラ自体が直接計測する方式を採用し、更に、直接計測によって得られたＰＷＭ信号のデューティ比をマイクロコントローラの演算処理に都合の良い値に正規化する処理を加えることによって、調光制御回路の構成のシンプル化によるデューティ比の算出誤差が低減され、かつ、調光度の調整を行うツマミに対する応答性が大幅に改善されることに着目した。

すなわち、本発明にかかる照明電源装置用の調光制御回路は、
調光率に応じたデューティ比を有するＰＷＭ信号を受けて、照明光源の光源電流または光源電圧を制御するための制御指令値（Ｖ２）を、前記ＰＷＭ信号に応じて生成するマイクロコントローラを備えた照明電源装置用の調光制御回路であって、
前記マイクロコントローラは、
受信した前記ＰＷＭ信号の２つの立上りエッジ間または２つの立下りエッジ間の時間を計測して前記ＰＷＭ信号の周期（ｔ０）を得て、および、立上りエッジと立下りエッジとの間の時間を計測して高レベル期間または低レベル期間（ｔ１）を得て、これらの比を前記デューティ比（ｔ１／ｔ０）のディジタル信号として取得するカウント手段と、
前記カウント手段にて取得された前記デューティ比（ｔ１／ｔ０）のディジタル信号を、当該マイクロコントローラのディジタル処理のビット数、もしくは該ディジタル処理のビット数よりも数ビットだけ小さいビット数のディジタル信号（Ｘ）に正規化する正規化手段と、
前記正規化手段にて正規化された前記ディジタル信号（Ｘ）を前記光源電流または前記光源電圧の前記制御指令値（Ｖ２）にディジタル変換するディジタル変換手段と、
を備えることを特徴とする。
ここで、前記正規化手段による正規化処理は、前記デューティ比（ｔ１／ｔ０）のディジタル信号に、前記マイクロコントローラのディジタル処理のビット数、もしくは該ディジタル処理のビット数よりも数ビットだけ小さいビット数の大きさを表す係数（Ｗ）を掛け合わせる処理であることが好ましい。

また、前記ディジタル変換手段は、正規化された前記ディジタル信号（Ｘ）に関連付けられた前記制御指令値（Ｖ２）を表す調光特性変換テーブルを使ってディジタル変換する。
ここで、前記調光特性変換テーブルは、
低い調光率の領域で前記制御指令値（Ｖ２）が緩やかに変化し、
高い調光率の領域で前記制御指令値（Ｖ２）が低い調光率の領域よりも急に変化するように、設けられ、
前記照明光源の温度が安定した状態において、前記調光率に応じて前記照明光源の光量を直線的に変化させることが好ましい。
あるいは、前記調光特性変換テーブルは、
低い調光率の領域で前記制御指令値（Ｖ２）がほぼゼロに近い傾きで緩やかに変化し、
高い調光率の領域で前記制御指令値（Ｖ２）が低い調光率の領域よりも急に変化するように、設けられ、
前記調光率を一定割合で増加または減少させる操作に応じて、操作時の視覚により認識される前記照明光源の光量を直線的に変化させることが好ましい。

また、本発明にかかる照明電源装置用の調光制御プログラムは、
調光率に応じたデューティ比を有するＰＷＭ信号を受けて、照明光源の光源電流または光源電圧を制御するための制御指令値（Ｖ２）を、前記ＰＷＭ信号に応じて生成する照明電源装置用の調光制御プログラムであって、
前記調光制御プログラムは、マイクロコントローラに、
入力された前記ＰＷＭ信号の２つの立上りエッジ間または２つの立下りエッジ間の時間を計測して前記ＰＷＭ信号の周期（ｔ０）を得て、および、立上りエッジと立下りエッジとの間の時間を計測して高レベル期間または低レベル期間（ｔ１）を得て、これらの比を前記デューティ比（ｔ１／ｔ０）のディジタル信号として取得するカウント機能と、
前記カウント機能によって取得された前記デューティ比（ｔ１／ｔ０）のディジタル信号を、前記マイクロコントローラのディジタル処理のビット数、もしくは該ディジタル処理のビット数よりも数ビットだけ小さいビット数のディジタル信号（Ｘ）に正規化する正規化機能と、
前記正規化手段にて正規化された前記ディジタル信号（Ｘ）を前記光源電流または前記光源電圧の前記制御指令値（Ｖ２）にディジタル変換するディジタル変換機能と、
を実現させるためのプログラムであることを特徴とする。

本発明の構成によれば、調光制御回路に搭載されたマイクロコントローラ（ＭＣＵ）が、カウント手段、および、ディジタル変換手段を有するので、外部からのＰＷＭ信号のデューティ比がカウント手段にて直接計測され、そのデューティ比に応じたランプ電流などの指令電圧（Ｖ２）がディジタル変換手段によって生成される。この指令電圧は、例えば、オペアンプなどでランプ電流の検出電圧と比較され、比較結果が定電流回路などのスイッチング動作に反映される。このようにして、照明光源が調光率に基づいて調光制御される。

本発明の構成では、更に、マイクロコントローラに正規化手段を設けた。この正規化手段の意義について詳しく説明する。

ＰＷＭ信号の周波数は、調光制御回路に接続される外部の調光器（ＰＷＭ発振装置など）の仕様によって定まり、１ｋＨｚであったり１００Ｈｚであったりする。また、ＰＷＭ信号の周波数を調光率に応じて変調させる場合もある。このような様々な周波数のＰＷＭ信号に対し、ＭＣＵは、ＰＷＭ信号を精度よくカウントするに、ある程度の速さのクロック周波数を用いる。しかし、それでは、必然的に、カウント量（ビット数）のデータが大きくなってしまう。そこで、ＭＣＵは、クロック周波数を適宜変更することで、カウント数を所定のデータ容量（例えば１６ビット）内に抑えている。例えば、１ｋＨｚのＰＷＭ信号を１０ＭＨｚのクロックでカウントすると、１周期のカウント数は１万になる。このカウント数は、１６ビットのデータ容量に収まる。一方、１００ＨｚのＰＷＭ信号を同じクロックでカウントすると、１周期のカウント数は１０万になってしまい、１６ビットのデータ容量（上限は約６万）に収まらない。このような場合は、クロック周波数を例えば１ＭＨｚに落して、１周期のカウント数は１万程度にしている。

精度良く、ＰＷＭ信号の２つの立上りエッジ間（又は、２つの立下りエッジ間）の時間（ｔ０）を読み取るには、一定レベル以上のクロック周波数を用いる必要があるため、カウント数のデータ容量はある程度の大きさになり、これを極端に小さくすることはできない。

ＭＣＵは、ＰＷＭ信号の周期（ｔ０）と同時に、立上りエッジと立下りエッジ間の時間（ｔ１）を読み取り、両者の比（ｔ１／ｔ０）をデューティ比として算出する。ＭＣＵのディジタル変換手段は、ＰＷＭ信号のデューティ比を、所定のルールに基づいて制御指令値（Ｖ２）にディジタル変換する。例えば、横軸にデューティ比をとり、縦軸に制御指令値をとった変換テーブルを用いれば、横軸をデューティ比（ｔ１／ｔ０）で検索するだけで必要な制御指令値（Ｖ２）を容易に得ることができる。

通常は、デューティ比（ｔ１／ｔ０）のデータ容量に関わらず、そのディジタル信号をそのまま用いて、制御指令値（Ｖ２）に変換する。カウント手段からのデューティ比のデータ容量が１６ビットであれば、横軸のスケールが１６ビットのデータの幅に一致するように変換テーブルを設定するのが一般的である。

これに対して、本発明では、ＭＣＵに正規化手段を設けて、デューティ比（ｔ１／ｔ０）のディジタル信号を、演算処理上、ＭＣＵのディジタル処理のビット数（例えば、１６ビット）に合ったビット数（例えば、１２ビット）に正規化するようにした。この処理は、デューティ比のディジタル信号がＭＣＵのビット数よりも大きい場合には、デューティ比のディジタル信号をＭＣＵのビット数のディジタル信号に、または、デューティ比のディジタル信号をＭＣＵのビット数よりも数ビットだけ小さいビット数に正規化する処理と言える。および、デューティ比のディジタル信号がＭＣＵのビット数と同じである場合には、デューティ比のディジタル信号をＭＣＵのビット数よりも数ビットだけ小さいビット数に正規化する処理とも言える。そして、ディジタル変換手段は、正規化されたデューティ比（ｔ１／ｔ０）に基づいて制御指令値（Ｖ２）へのディジタル変換を実行する。計測されたカウント数に基づくデューティ比（ｔ１／ｔ０）を、ＭＣＵのディジタル処理のビット数、またはこれよりも少し小さいビット数に正規化すれば、ＭＣＵのディジタル変換が効率よく実行され、処理時間の短縮になる。

正規化手段の一態様としては、カウント手段からのデューティ比（ｔ１／ｔ０）のディジタル信号に、係数（Ｗ）を掛け合わせる処理が挙げられる。この処理には、立上りエッジと立下りエッジ間のカウント数（ｔ１）に係数（Ｗ）を掛け合わせた後、周期のカウント数（ｔ０）で割るという処理も含まれる。例えば、１６ビットのＭＣＵの場合、係数Ｗは１２ビットが使用し易い。１２ビットの大きさを表す係数Ｗは、２＾１２−１＝４０９５であり、係数Ｗは０〜４０９５の４０９６段階のデータ幅を示している。この係数Ｗをカウント数ｔ１に掛け、カウント数ｔ０で割ることにより、正規化された１２ビット信号のデューティ比が得られる。

また、このような正規化処理を実行することによって、ディジタル変換処理における変換テーブルが非常に複雑に設定されていたとしても、その変換処理がスムーズに実行される。マイコンの処理時間の制約を受けないで済むため、変換テーブルの設定の自由度を向上させることもできる。
特に、調光度の調整を行うツマミに対する優れた応答性が得られ、深絞り（低い調光率）時にこの効果が顕著に表れる。

以上のように、本発明の構成によれば、マイコンに設けられたカウント機能を最大限に利用して、ＰＷＭ信号のデューティ比をマイコンによって直接計測するようにしたので、従来の回路にあった多くの附随回路を大幅に削減することが可能になり、デューティ比の算出誤差の低減化を実現することができる。
加えて、マイコンに正規化手段を設けたので、調光率を調整する際のツマミに対する応答性が大幅に改善され、応答性に優れた照明電源装置を提供することができる。

本発明の第一実施形態に係る調光制御回路を備えた照明電源装置の構成図。 前記調光制御回路での信号処理を示すフローチャートである。 マイコン入力信号の立ち上がりエッジ間の時間を示す図である。 前記調光制御回路にて使用するデューティ比から電流指令値への変換テーブルを表すグラフである。 図４の変換テーブルを使用した場合の、デューティ比に対する光源の光量を示すグラフである。 第一変形例の変換テーブルであり、光源温度が安定した状態で、光量がデューティ比に対して直線性を示すように設定された変換テーブルを表すグラフ。 第二変形例の変換テーブルであり、デューティ比の変更時における視覚により認識される光量がデューティ比に対して直線性を示すように、設定された変換テーブルを表すグラフ。 本発明の第二実施形態に係る調光制御回路を備えた照明電源装置の構成図。

以下、図面を参照して、本発明の一実施形態に係る調光制御回路１０を備えたＬＥＤ電源装置１の全体構成について説明する。ここでは、図１の調光制御回路１０を、全波整流回路２、力率改善回路３、フライバック変換回路４を主な構成とするＬＥＤ電源装置１に適用する場合を述べるが、ＬＥＤ電源装置としては、力率改善回路を含まないものや、フライバック変換回路に力率改善機能を担わせるものも、適用範囲である。すなわち、調光制御回路１０は、フライバック変換回路４で例示されるスイッチング変換回路からのランプ電流を検出し、この検出電圧値と目標ランプ電流を示す電圧値（以下、指令電圧値と呼ぶ。）を比較し、比較結果を制御用信号としてスイッチング変換回路にフィードバックさせるように構成された照明電源装置に広く適用できる。

フライバック変換回路４は、スイッチング素子Ｓ１、フライバックトランスＴ、トランス二次側のダイオードＤ１、被制御量としてランプ電流を検出するための抵抗Ｒ３、スイッチング素子Ｓ１の駆動用の制御回路ＩＣ１、および、本発明に係る調光制御回路１０を有する。図１では、スイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）Ｓ１を制御回路ＩＣ１から独立しているが、スイッチ内蔵型の制御回路を力率改善回路３の後段に接続してもよい。

フライバック変換回路４は、更に、補助的な構成として、フライバックトランスＴを利用した制御用電源５、調光制御回路１０から制御回路ＩＣ１へ制御用信号を伝達するフォトカプラー６を有する。本書では、商用交流電源ＡＣ側を一次側、ＬＥＤ光源側を二次側と呼ぶ。フライバックトランスＴは、一次側トランスＴ１ａと二次側トランスＴ１ｂとによって、回路電流を絶縁する。制御用電源５は、補助電源用の一次側トランスＴ１ｃによって、制御回路ＩＣ１およびフォトカプラー６のフォトトランジスタへの一次側制御用電源（ＶＣＣ１）を生成する。また、補助電源用の二次側トランスＴ１ｄによって、調光制御回路１０およびフォトカプラー６の赤外線ＬＥＤへの二次側制御用電源（ＶＣＣ２）を生成する。なお、生成された二次側制御用電源ＶＣＣ２は、三端子レギュレータＩＣ２を経由することで、二次側へ安定した直流電圧を供給する。

ここで、簡単に、ＬＥＤ電源装置１の動作について説明する。商用交流電源ＡＣからの商用交流電圧は、全波整流回路２により整流され直流になり、力率改善回路３で力率の改善を受け、フライバック変換回路４に供給される。フライバック変換回路４では、スイッチング素子Ｓ１がオンになると、コンデンサーＣ２のハイサイド側からの電流が、フライバックトランスＴの一次側のＴ１ａ、スイッチング素子Ｓ１、コンデンサーＣ２のローサイド側へと流れ、トランスＴに磁界のエネルギーを蓄える。次に、スイッチング素子Ｓ１がオフになると、トランスＴに蓄えられた磁界のエネルギーは、トランスＴの一次側のＴ１ａに減衰振動電圧波形を発生させると同時に、トランスＴの二次側のＴ１ｂに電圧を発生させる。この電圧は、ダイオードＤ１により整流され、電解コンデンサーＣ４を充電する。そして、電解コンデンサーＣ４のハイサイド側からの電流がＬＥＤ光源に流れ、ＬＥＤ光源が発光する。

＜調光制御回路＞
調光制御回路１０は、外部から調光信号を受けるＡＣフォトカプラー１２と、マイクロコントローラＭＣＵと、Ｄ／Ａコンバータと、オペアンプ１６とから構成される。外部調光信号は、論理レベルによって全光、調光率、または、消灯を規定する論理レベル信号でもよいし、調光率を階段状に切り換える際に一段毎に入力されるパルス状の切換パルス信号でもよい。または、オンデューティまたは周波数によって全光、調光率または消灯を特定するＰＷＭ信号でもよい。本実施形態では、外部調光信号として上記のＰＷＭ信号を用いるものとする。

ＡＣフォトカプラー１２は、ＰＷＭ信号の受信手段であり、極性を逆にした２つの赤外線ＬＥＤの並列接続部からなる発光素子と、フォトトランジスタからなる受光素子とを有する。受信端子からのＰＷＭ信号が、抵抗Ｒ１１と赤外線ＬＥＤの直列接続部に印加されると、ＰＷＭ信号のオンデューティに応じて赤外線ＬＥＤが点滅する。また、ＡＣフォトカプラー１２の後段には、抵抗Ｒ１０とコンデンサーＣ８のＲＣ接続部が設けられている。コンデンサーＣ８は、１０００ｐＦ程度の小容量であり、信号波形に乗る高周波ノイズを除去するために設けられている。よって、積分回路で通常使用されるコンデンサーの容量と比べて、Ｃ８の容量は３桁程小さい。ＲＣ接続部の抵抗Ｒ１０側の一端は、制御用電源ＶＣＣ２を受け、コンデンサーＣ８側の他端は、グラウンドレベルに接続されている。ＡＣフォトカプラー１２のフォトトランジスタのコレクタは、抵抗Ｒ１０とコンデンサーＣ８の接続点Ｐ１に接続され、フォトトランジスタのエミッタは、グラウンドレベルに接続されている。このＲＣ接続部の接続点Ｐ１は、ＭＣＵの入力端子にも接続されている。ＡＣフォトカプラー１２の発光側の赤外線ＬＥＤの点滅によって、受光側のフォトトランジスタのＣＥ間の抵抗が変化し、これに伴って変化する接続点Ｐ１の電位が、ＭＣＵに入力される。このように、ＰＷＭ信号の受光手段は、入力されたＰＷＭ信号をマイコン入力信号に変換する役目を果たす。

マイクロコントローラＭＣＵは、ＡＣフォトカプラー１２からの入力信号を、変換テーブルに基づくディジタル信号変換によって、マイコン出力信号に変換する。ＭＣＵは、例えば１６ビットのマイコンであり、外見上１６ビットのマイコンはもちろん、外見上８ビットで内部的に１６ビットのマイコンでもよい。このマイコン出力信号は、Ｄ／Ａコンバータ（ｆｖ変換器でも可）によって、目標ランプ電流の指令電圧Ｖ２に変換され出力される。従って、ＭＣＵとＤ／Ａコンバータは、指令電圧生成手段と言える。ここで、指令電圧とは、ＰＷＭ信号の調光率に応じたランプ電流の目標値を表す電圧信号である。

入力信号の処理内容を図２のフローチャートに基づいて説明する。まず、周波数カウントの処理Ｓ１では、ＭＣＵが、マイコン入力信号の一周期に相当するパルス間隔（図３の立ち上がりエッジ間の時間ｔ０。立ち下がりエッジ間の時間でもよい。）を、ＰＷＭ信号よりも高周波数のクロック周波数を使って測定するとともに、マイコン入力信号のハイ／ロウ・レベル幅を測定する。図３には、立ち上がりエッジから立ち下がりエッジまでのエッジ間（ハイ・レベル幅）を時間ｔ１として示し、立ち下がりエッジから立ち上がりエッジまでのエッジ間（ロウ・レベル幅）を時間ｔ２として示す。本発明では、デューティ比の算出として、周波数カウントによる２種類のカウント数（ｔ１，ｔ２）のいずれを用いてもよい。ここでは、カウント数（ｔ１）を用いる場合を説明する。

ＭＣＵには、タイマー機能として、最大４チャンネルの１６ビット・タイマー、および、１２ビット・インターバル・タイマーが搭載されている。周波数カウント手段は、この１６ビット・タイマーの単独チャンネル動作機能によって、入力信号のハイ／ロウ・レベル幅を測定する。入力信号の片エッジ（例えば立上りエッジ）でカウントを開始し、もう一方の片エッジ（例えば立下りエッジ）でカウント値を捕捉することで、入力信号のハイ・レベル幅、ロウ・レベル幅を測定できる。

例えば、ＰＷＭ信号の周波数が１ｋＨｚであるとする。ＭＣＵは、クロック周波数を適宜変更することで、カウント数を所定のデータ容量（例えば１６ビット）内に抑えている。１ｋＨｚのＰＷＭ信号を１０ＭＨｚのクロックでカウントすると、１周期のカウント数は１万になる。このカウント数は、１６ビットのデータ容量に収まる。もし、１００ＨｚのＰＷＭ信号が入力された場合は、クロック周波数を例えば１ＭＨｚに落して、１周期のカウント数は１万程度にする。

次に、正規化処理Ｓ２では、ＭＣＵが、Ｘ＝Ｗ×ｔ１／ｔ０の式を使って、マイコン入力信号の正規化（外部調光信号の正規化とも呼ぶ。）を行う。係数Ｗは演算処理上、都合の良い値を設定する。８ビットマイコンであれば、Ｗ＝（２＾８）−１＝２５５とすることで、オンデューティ（ｔ１／ｔ０）を、ディジタル処理しやすい０〜２５５段階のディジタル値に正規化できる。１６ビットマイコンであれば、Ｗ＝（２＾１０）−１＝１０２３からＷ＝（２＾１５）−１＝３２７６７の間で、係数Ｗを設定すればよい。つまり、ｎビットのマイコンに対する係数Ｗは、Ｗ＝（２＾ｎ）−１の式によって設定できる。ここで「２＾ｎ」は、２のｎ条を示す。以下、本実施形態では、正規化後のビット数を例えば１２ビット（係数Ｗ＝４０９５）として説明する。このようにして、係数Ｗが後述する図４の特性グラフの横軸の幅（０〜１００％）に対応するディジタル値に設定される。

このように、ＭＣＵのディジタル処理のビット数、もしくは、ＭＣＵのビット数よりも数ビットだけ小さいビット数に正規化するのがよい。計測されたカウント数に基づくデューティ比（ｔ１／ｔ０）を、ＭＣＵのディジタル処理のビット数、またはこれよりも少し小さいビット数に正規化すれば、ＭＣＵのディジタル変換が効率よく実行される。

更に、ディジタル変換処理Ｓ３では、ＭＣＵが、外部調光信号の正規化オンデューティＸをランプ電流の指令電圧Ｖ２にディジタル変換する。ただし、ＭＣＵは、このディジタル変換によって指令電圧Ｖ２に相当するマイコン出力信号を出力するだけである。例えば、ＰＷＭ発振処理Ｓ４にて、ＭＣＵ内蔵の発振器を使ってマイコン出力信号に応じたＰＷＭ信号を生成し、更に、電圧信号生成処理Ｓ５にて、ロー・パスフィルターを使って指令電圧Ｖ２の電圧信号に変換してもよい。或いは、図１に示すように、ＭＣＵの後段にＤ／Ａコンバータを設けて、ディジタル変換処理Ｓ３にて出力されたマイコン出力信号を指令電圧Ｖ２の電圧信号に変換する電圧信号生成処理Ｓ６を実行してもよい。いずれの処理方法によっても、オペアンプ１６に向けて、指令電圧Ｖ２の電圧信号が送られる。

図２に示すフローチャートのうち、周波数カウント処理Ｓ１、正規化処理Ｓ２、および、ディジタル変換処理Ｓ３については、ＭＣＵにこられの機能を発揮させるための調光制御プログラムを実行させるとよい。ＰＷＭ発振処理Ｓ４を実行する際は、この処理Ｓ４についても調光制御プログラムに付加させるとよい。

ＭＣＵには、正規化オンデューティＸから指令電圧Ｖ２への変換テーブルが予め設定・記憶されている。もしくは、ＭＣＵには、正規化オンデューティＸから指令電圧Ｖ２を演算処理するプログラムが保存され、該プログラムを実行可能に構成されている。正規化オンデューティＸと指令電圧Ｖ２の関係を図４に示す。ここでのディジタル変換は、正規化オンデューティＸ値で横軸を索引し、縦軸のＶ２値を得る作業である。そして、ＭＣＵは、Ｖ２値に相当するマイコン出力信号（例えば１２ビット信号）をＤ／Ａコンバータに出力する。Ｄ／Ａコンバータは、マイコン出力信号をＤ／Ａ変換して、指令電圧Ｖ２にする。Ｄ／Ａコンバータから出力される指令電圧Ｖ２は、抵抗Ｒ８、Ｒ９の直列接続回路によって分圧され、その電圧が抵抗Ｒ６を介して、オペアンプ１６のプラス端子に印加される。

図４のグラフで表される調光特性の変換テーブル１について説明する。横軸は、外部調光信号のオンデューティを正規化した正規化オンデューティＸ（例えば１２ビット信号）であるが、説明の都合上、０〜１００％で示す。縦軸は、目標ランプ電流を示す指令電圧Ｖ２である。制御用電源ＶＣＣ２が、例えば０−５Ｖ電圧である場合、縦軸の下端が０Ｖで、上端が５Ｖになる。本実施形態では、マイコン出力電圧について、定格ランプ電流の１００％（全光）を示す指令電圧Ｖ２は、５Ｖよりも少し低めの例えば4.3Ｖ程度になるように変換テーブルが設定されている。そして、外部調光信号のオンデューティが０％から「Ｌ」％までの範囲では、指令電圧Ｖ２が一定値（例えば4.3Ｖ）になるように設定されている。つまり、調光率を高くして、ＰＷＭ信号のオンデューティが「Ｌ」％に達した時点で、例えば定格の１００％のランプ電流が流れる。

一方、定格ランプ電流の計算上０％（消灯状態）を示す指令電圧Ｖ２は、０Ｖよりも少し高めの例えば0.3Ｖ程度になるように設定されている。そして、外部調光信号のオンデューティが「Ｕ」％から１００％までの範囲では、指令電圧Ｖ２が一定値（例えば0.6Ｖ）になるように設定されている。つまり、調光率を低くして、ＰＷＭ信号のオンデューティが「Ｕ」％に達した時点で、定格の数パーセントのランプ電流が流れるように設定されている。そして、オンデューティが「Ｕ」％から１００％までの範囲では、定格の数％の一定のランプ電流が流れるようにした。図では、例えば、定格の５％のランプ電流とした。このようにランプ電流の下限を設定することによって、調光率を低くした場合でも、回路効率が低下せず、低減困難なノイズが発生しないで済む。なお、外部調光信号であるＰＷＭ信号のオンデューティが”Ｌ”％から”Ｕ”％までの範囲では、ランプ電流の指令電圧Ｖ２が、オンデューティに比例するように特性グラフの傾きが設定されている。なお、マイコンＭＣＵへもＤ／Ａコンバータへも、二次側の制御用電源ＶＣＣ２が供給されている。

電解コンデンサーＣ４のハイサイドからのランプ電流は、ＬＥＤ光源とランプ電流検出用の抵抗Ｒ３を通って、Ｃ４のローサイドへ流れるので、抵抗Ｒ３には、ランプ電流によって電圧降下が生じる。ＬＥＤ光源と抵抗Ｒ３間の接続点Ｐ３は、抵抗Ｒ４を介してオペアンプのマイナス端子に接続されている。この抵抗Ｒ４は、ランプ電流の検出電圧取得手段に相当する。また、オペアンプ１６のマイナス端子と出力端子は、抵抗Ｒ５によって接続されている。オペアンプ１６は、ランプ電流の指令電圧Ｖ２とランプ電流の検出電圧Ｖ１の比較を行う比較手段に相当し、特に、本実施形態では、オペアンプ１６によって、ランプ電流の指令電圧Ｖ２とランプ電流の検出電圧Ｖ１の差分を増幅して出力する差動増幅回路を構成している。オペアンプ１６の出力電圧は、制御回路ＩＣ１への制御用信号として、抵抗Ｒ７を介してフォトカプラー６の赤外線ＬＥＤに印加される。

フォトカプラー６の赤外線ＬＥＤは、オペアンプ１６の出力電圧に応じて発光する。つまり、制御用電源ＶＣＣ２からの電流は、赤外線ＬＥＤを通ってオペアンプ１６の出力端に入り、オペアンプのマイナス電源端子からグラウンドレベルに流れる。よって、オペアンプ１６の出力電圧に応じて、赤外線ＬＥＤの光出力が変化する。これに伴ってフォトカプラー６の一次側に接続されているフォトトランジスタのＣＥ間の抵抗値が変化する。

フォトトランジスタのコレクタは、制御回路ＩＣ１のＦＢ（フィードバック）端子に接続されている。また、このＦＢ端子は、抵抗Ｒ１により制御用電源ＶＣＣ１にも接続（プールアップとも呼ぶ。）されているので、フォトトランジスタの抵抗値の変化が、ＦＢ端子の電圧変化へと変換され、ＦＢ端子の印加電圧が変化する。検出電圧Ｖ１と指令電圧Ｖ２との差分の増幅値がＦＢ値として定電流制御回路ＩＣ１に送られる。このようにして、制御回路ＩＣ１は、ＬＥＤ光源に直列接続された抵抗Ｒ３に流れる電流がマイコンＭＣＵで設定される電流設定値に一致するように、スイッチング素子Ｓ１のオン幅またはスイッチング周波数を変化させる。抵抗Ｒ３に流れる電流はＬＥＤ電流に等しいから、ＬＥＤ電流は、高精度に、調光信号に基づく電流設定値に制御される。

本実施形態の調光制御回路１０によれば、ＭＣＵに設けられた周波数カウント機能を最大限に利用して、ＰＷＭ信号のオンデューティを直接的に計測するようにしたので、従来の回路にあった多くの附随回路を大幅に削減することが可能になり、オンデューティの算出誤差の低減化を実現することができる。加えて、ＭＣＵが正規化処理を実行することによって、ディジタル変換処理Ｓ３における変換テーブルが非常に複雑に設定されていたとしても、その変換処理がスムーズに実行される。ＭＣＵの処理時間の制約を受けないで済むため、変換テーブルの設定の自由度を向上させることもできる。また、調光率を調整する際のツマミに対する応答性が大幅に改善され、応答性に優れた照明電源装置を提供することができる。特に、深絞り（低い調光率）時にこの効果が顕著に表れる。

図４の変換テーブルの変形例を説明する。図４の変換テーブルを使って調光操作する際の、ＰＷＭ信号の正規化オンデューティＸにおける、指令電圧の出力（“ＬＥＤ電流”で示す。）、および、光源の光量を図５に示す。光源の光量については、始動直後の光量および安定状態での光量の２通りを示した。ＬＥＤ電流の指令電圧の出力（Ｖ２）は、”Ｌ”％から”Ｕ”％までのオンデューティ範囲で、オンデューティＸに比例して変化し、ＬＥＤ電流のラインの傾きは一定である。まず、ＬＥＤ光源の始動直後、つまり、ＬＥＤ素子の温度上昇前では、図５の“始動直後の光量”で示すように、光源の光量もオンデューティＸに比例して変化する。ＬＥＤ電流と光量とが直線（リニアな）関係になっている。

これに対して、ＬＥＤ素子の温度が安定した状態では、ＬＥＤ素子が高温になっているため、オンデューティＸが概ね５０％以下の領域（調光率の高い領域）で、始動直後よりも光量が低下している。この傾向は、オンデューティＸが”Ｌ”％に近いほど大きい。例えば、安定状態で、調光ボリュームまたはツマミを操作して、オンデューティＸを”Ｌ”％から”Ｕ”％まで変化させた場合、ＬＥＤ電流はオンデューティＸに比例して小さくなる。しかし、光量の変化を示すカーブについては、”Ｌ”％付近では傾きが緩やかで、５０％付近に近づくにつれて傾きが徐々に大きくなり、概ね５０％以上では傾きがほぼ一定になる。５０％から”Ｕ”％のオンデューティ範囲での光量の傾きは、始動直後の光量の傾きに一致する。図５の“光量（安定時）”で示すように、光量の変化は上側に膨らんだカーブを描いてしまう。

以上のようなＬＥＤ光源の特性を考慮して、図４の変換テーブル１に代えて、図６に示す変換テーブル２に応じてマイコンを動作させることで、安定状態で、光量をオンデューティＸに対して直線的に変化させることができる。図６は、第一変形例の変換テーブルであり、光源温度が安定状態に達した場合において、光量がオンデューティＸの変更に対して直線性を示すように、ＬＥＤ電流の指令電圧の出力（Ｖ２）が設定されている。つまり、図６の“ＬＥＤ電流（テーブル２）”で示すように、ＬＥＤ電流の変化について、”Ｌ”％付近では傾きが大きく、５０％付近に近づくにつれて傾きが徐々に緩やかになり、概ね５０％以上では傾きがほぼ一定になる。ＬＥＤ電流の変化が下側に少しへこんだカーブを描くように設定されている。これによって、図５の安定時の光量変化のカーブにおける上側に膨らんだ分がキャンセルされ、図６の“光量（安定時）”で示すように、安定状態で、オンデューティＸを”Ｌ”％から”Ｕ”％まで変化させた場合に、光量がオンデューティＸに比例して小さくなる。

また、図４の変換テーブル１に代えて、図７に示す変換テーブル３に応じてマイコンを動作させてもよい。図７は、第二変形例の変換テーブルであり、オンデューティを変更させた際、まさに、ツマミ等でオンデューティを変化させる最中における、視覚により認識される光量の変化がオンデューティＸの変更に対して直線性を示すように、設定された変換テーブルである。この調光特性変換テーブル３は、”Ｕ”％付近のオンデューティＸの領域（低い調光率の領域）で制御指令値（Ｖ２）が緩やかに変化し、”Ｌ”％付近のオンデューティＸの領域（高い調光率の領域）で制御指令値（Ｖ２）が低い調光率の領域よりも急激に変化するように、設けられている。図７の“ＬＥＤ電流（テーブル３）”で示すように、ＬＥＤ電流の変化について、”Ｌ”％付近では傾きが図６のカーブよりも大きく、概ね７５％付近で傾きが急に変化して緩やかになり、概ね５０％以上の領域では傾きがほぼ一定になる。”Ｕ”％付近での傾きはほとんどゼロに近い。このように、ＬＥＤ電流の変化が下側に大きくへこんだカーブを描くように設定されている。

図７の変換テーブル３を使うことで、オンデューティＸ（調光率）を一定割合で増加または減少させる調光操作に応じて、操作時の視覚により認識される照明光源の光量をオンデューティＸに対して直線的に変化させることができる。例えば、高い調光率の領域で、調光ボリュームまたはツマミを操作しても、視覚的にはほとんど光量が変化していないように感じられてしまう、といったストレスをユーザーに感じさせることがなくなる。視覚的な光量変化について、スムーズな調光を実現することができる。なお、始動直後から安定状態に移行する際に、ＬＥＤ素子の温度上昇によって光量が徐々に低下するが、視覚に備わっている「明るさの恒常性」機能により、このような場合における明るさの変化は知覚されることはない。

図８に本発明の第二実施形態に係る調光制御回路１０ａを備えた照明電源装置１ａを示す。第一実施形態と大きく異なる点は、照明電源装置１ａがスイッチング変換回路として降圧チョッパ回路４ａを用いていること、ランプ電圧Ｖ１の電圧制御によって点灯する照明光源を用いていることである。また、オペアンプ１６の出力信号、すなわち、ランプ電圧の検出電圧Ｖ１と指令電圧Ｖ２の比較結果は、フォトカプラーを介さずに制御回路ＩＣ１のＦＢ端子に直接印加されていることである。調光制御回路１０ａは、ＡＣフォトカプラー１２、ＰＷＭ信号発信機能付きのＭＣＵ、インダクタＬ２とコンデンサーＣ１０からなるロー・パスフィルター、オペアンプ１６からなる。

本実施形態では、ＰＷＭ信号生成器を内蔵するマイコンを用いて、マイコンから目標ランプ電流に応じたＰＷＭ信号を出力するようにして、マイコンの後段に設けたロー・パスフィルターによって、ＰＷＭ信号を指令電圧Ｖ２に変換するようにした。ＭＣＵには、タイマー機能として、最大４チャンネルの１６ビット・タイマー、および、１２ビット・インターバル・タイマーが搭載されている。ＰＷＭ信号生成器は、２チャンネルの１６ビット・タイマーをセットで使用することにより、ＰＷＭ出力のパルスの周期（マスター側のタイマー）とデューティ（スレーブ側のタイマー）を任意に設定できる。ＭＣＵは、指令電圧Ｖ２の値を内部のＰＷＭ信号生成器のレジスターに書き込む、ＰＷＭ信号生成器からは新たなＰＷＭ信号がロー・パスフィルターへ出力される。ロー・パスフィルターからの出力電圧は電流指令値として、オペアンプ１６の＋端子に印加される。

このような照明電源装置１ａにおいても、調光制御回路１０ａを適用することにより、オンデューティの算出誤差の低減化を実現することができる。加えて、調光率を調整する際のツマミに対する応答性が大幅に改善され、応答性に優れた照明電源装置を提供することができる。

１ ＬＥＤ電源装置 （照明電源装置）
４ フライバック変換回路（スイッチング変換回路）
５ 制御用電源
６ フォトカプラー
１０ 調光制御回路
１２ ＡＣフォトカプラー （受光手段）
１６ オペアンプ （比較手段）
Ｄ／Ａ ディジタル‐アナログコンバータ（指令電圧生成手段）
ＩＣ１ スイッチング素子の制御回路
ＭＣＵ シングルチップ・マイクロコントローラ
Ｒ３ ランプ電流検出用の抵抗（ランプ電流検出器）
Ｒ４ 抵抗 （検出電圧取得手段）

Claims (5)

1. 調光率に応じたデューティ比を有するＰＷＭ信号を受けて、照明光源の光源電流または光源電圧を制御するための制御指令値（Ｖ２）を、前記ＰＷＭ信号に応じて生成するマイクロコントローラを備えた照明電源装置用の調光制御回路であって、
   前記マイクロコントローラは、
   受信した前記ＰＷＭ信号の２つの立上りエッジ間または２つの立下りエッジ間の時間を計測して前記ＰＷＭ信号の周期（ｔ０）を得て、および、立上りエッジと立下りエッジとの間の時間を計測して高レベル期間または低レベル期間（ｔ１）を得て、これらの比を前記デューティ比（ｔ１／ｔ０）のディジタル信号として取得するカウント手段と、
   前記カウント手段にて取得された前記デューティ比（ｔ１／ｔ０）のディジタル信号を、当該マイクロコントローラのディジタル処理のビット数、もしくは該ディジタル処理のビット数よりも数ビットだけ小さいビット数のディジタル信号（Ｘ）に正規化する正規化手段と、
   前記正規化手段にて正規化された前記ディジタル信号（Ｘ）を前記光源電流または前記光源電圧の前記制御指令値（Ｖ２）にディジタル変換するディジタル変換手段と、
   を備える、ことを特徴とする照明電源装置用の調光制御回路。
2. 請求項１記載の照明電源装置用の調光制御回路において、
   前記正規化手段による正規化処理は、前記デューティ比（ｔ１／ｔ０）のディジタル信号に、前記マイクロコントローラのディジタル処理のビット数、もしくは該ディジタル処理のビット数よりも数ビットだけ小さいビット数の大きさを表す係数（Ｗ）を掛け合わせる処理である、ことを特徴とする照明電源装置用の調光制御回路。
3. 請求項１または２記載の照明電源装置用の調光制御回路において、
   前記ディジタル変換手段は、正規化された前記ディジタル信号（Ｘ）に関連付けられた前記制御指令値（Ｖ２）を表す調光特性変換テーブルを使ってディジタル変換し、
   前記調光特性変換テーブルは、
   低い調光率の領域で前記制御指令値（Ｖ２）が緩やかに変化し、
   高い調光率の領域で前記制御指令値（Ｖ２）が低い調光率の領域よりも急に変化するように、設けられ、
   前記照明光源の温度が安定した状態において、前記調光率に応じて前記照明光源の光量を直線的に変化させる、ことを特徴とする照明電源装置用の調光制御回路。
4. 請求項１または２記載の照明電源装置用の調光制御回路において、
   前記ディジタル変換手段は、正規化された前記ディジタル信号（Ｘ）に関連付けられた前記制御指令値（Ｖ２）を表す調光特性変換テーブルを使ってディジタル変換し、
   前記調光特性変換テーブルは、
   低い調光率の領域で前記制御指令値（Ｖ２）がほぼゼロに近い傾きで緩やかに変化し、
   高い調光率の領域で前記制御指令値（Ｖ２）が低い調光率の領域よりも急に変化するように、設けられ、
   前記調光率を一定割合で増加または減少させる操作に応じて、操作時の視覚により認識される前記照明光源の光量を直線的に変化させる、ことを特徴とする照明電源装置用の調光制御回路。
5. 調光率に応じたデューティ比を有するＰＷＭ信号を受けて、照明光源の光源電流または光源電圧を制御するための制御指令値（Ｖ２）を、前記ＰＷＭ信号に応じて生成する照明電源装置用の調光制御プログラムであって、
   前記調光制御プログラムは、マイクロコントローラに、
   入力された前記ＰＷＭ信号の２つの立上りエッジ間または２つの立下りエッジ間の時間を計測して前記ＰＷＭ信号の周期（ｔ０）を得て、および、立上りエッジと立下りエッジとの間の時間を計測して高レベル期間または低レベル期間（ｔ１）を得て、これらの比を前記デューティ比（ｔ１／ｔ０）のディジタル信号として取得するカウント機能と、
   前記カウント機能によって取得された前記デューティ比（ｔ１／ｔ０）のディジタル信号を、前記マイクロコントローラのディジタル処理のビット数、もしくは該ディジタル処理のビット数よりも数ビットだけ小さいビット数のディジタル信号（Ｘ）に正規化する正規化機能と、
   前記正規化手段にて正規化された前記ディジタル信号（Ｘ）を前記光源電流または前記光源電圧の前記制御指令値（Ｖ２）にディジタル変換するディジタル変換機能と、
   を実現させるためのプログラムである、
   ことを特徴とする照明電源装置用の調光制御プログラム。

Images