WO2011118214A1 - モータおよびそれを搭載した電気機器 - Google Patents

モータおよびそれを搭載した電気機器 Download PDF

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虎 李
祐一 吉川
村上　浩
治彦 角
河村　清美
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Definitions

  • the present invention relates to a motor which is a brushless motor provided with a permanent magnet.
  • Permanent magnet brushless motors with concentrated windings on each tooth are widely used in home appliances, audio equipment, information equipment, transportation equipment, etc.
  • torque pulsation due to the magnetic attractive force between the permanent magnet and the teeth that is, cogging torque is generated, and therefore vibration and noise become a problem.
  • the relationship between the number of poles P and the number of teeth Q is P / Q> 0.8
  • the relationship between the width bt1 of the teeth tip and the pole pitch ⁇ p is bt1 / ⁇ p ⁇ 0.8.
  • Patent Document 3 in a motor with a ratio of the number of poles to the number of teeth of 3: 4, the cogging is performed without reducing the output torque by setting the teeth width to an electrical angle of 145 to 165 degrees and 85 to 105 degrees.
  • a method for reducing torque is disclosed.
  • positioned on the rotor surface is made into the shape which thickens the thickness of a magnetic pole center part, and makes thickness thin gradually between magnetic poles. According to Patent Document 4, by adopting such a shape, the distribution of the magnetic flux density on the rotor surface is brought close to a sine wave, the cogging torque and the like are reduced, and low vibration and low noise are achieved.
  • Patent Document 5 instead of adjusting the magnet shape, the magnet is magnetized in a substantially sinusoidal shape so that the surface magnetic flux waveform is thin, and the surface magnetic flux in the region near the boundary is substantially zero. Magnetized.
  • Japanese Patent Application Laid-Open No. H10-228561 reduces the cogging torque and the like, thereby achieving low vibration and low noise.
  • a connected split core in which split cores are connected to improve motor efficiency and productivity.
  • Such a structure can use the passage space of the winding nozzle without waste, so that it is possible to perform aligned winding and high density winding. Therefore, it is possible to improve torque by increasing the number of turns, reduce motor copper loss, and improve motor efficiency.
  • a minute gap is present, resulting in a gap gap and a reduction in torque.
  • a shape error occurs in the inner diameter of the split core due to processing accuracy of the split core, assembly error, and the like. As a result, the gap between the stator and the rotor becomes non-uniform, magnetic changes increase, and vibration and noise increase.
  • the motor of the present invention is a motor including a rotor having a permanent magnet with P as the number of magnetic poles, and a stator in which M teeth are arranged in the circumferential direction so as to face the permanent magnet via a gap.
  • the stator includes a stator core having M teeth and windings wound around each of the teeth. Then, the relationship between the number of poles P and the number of teeth M and (2/3) M ⁇ P ⁇ ( 4/3) M, and M ⁇ P, further, the ratio of the tooth tip width t1 with respect to the stator inner diameter D S ( t1 / D S ) is set to 0.18 ⁇ (t1 / D S ) ⁇ 0.25.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a motor according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a stator core of the motor according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 3 is a diagram showing a comparison of cogging torque between the motor according to Embodiment 1 of the present invention and a motor as a comparative example.
  • FIG. 4 is a diagram showing an analysis result of the relationship between the motor efficiency and the ratio (t1 / D S ) in the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 is a diagram showing a surface magnetic flux waveform of the permanent magnet in the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 is a configuration diagram of an example of an electric device according to the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a motor 10 according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the cross section seen from the longitudinal direction of the rotating shaft is shown.
  • an example of an inner rotor type brushless motor will be described.
  • the motor 10 of this embodiment includes a stator 11 and a rotor 20.
  • the stator 11 has a winding 13 wound around a stator core 12.
  • the rotor 20 is rotatably arranged on the inner peripheral side of the stator 11.
  • the stator core 12 includes an annular yoke 14 and a plurality of teeth 15 that protrude from the yoke 14 toward the inner peripheral side and are arranged in the circumferential direction at equal intervals. At each tip end portion of the tooth 15, a wide tooth width portion 15 a that extends in the circumferential direction is formed. In addition, an opening serving as a slot 16 is formed between adjacent teeth 15 on the inner peripheral side from the yoke 14. A winding 13 is wound around each of the teeth 15 using the opening space of the slot 16. In FIG. 1, the winding 13 having only one tooth 15 is shown. Specifically, the winding 13 is intensively wound around each tooth, for example, generally U, V, and W phases. A three-phase winding called is formed. In the present embodiment, an example is given in which the number of teeth 15, that is, the number of slots 16 is twelve.
  • the stator core 12 has a stator integrated core structure instead of the conventional connected split core. Further, the stator core 12 is formed by laminating a plurality of magnetic thin plates in the thickness direction. By adopting such a configuration, there is no gap gap in the divided parts, so there is no torque reduction and the output is larger than the divided core. In the present embodiment, the motor efficiency is improved by taking advantage of the stator integrated core structure. In addition, since the influence of manufacturing errors such as an inner diameter step due to the split core is greatly reduced, the actual cogging torque is reduced, so that the motor is highly efficient, low noise and low vibration.
  • the rotor 20 holds the permanent magnets 22 having a plurality of magnetic poles on the outer periphery of the rotor core 21 so that the S poles and the N poles are alternately arranged in the circumferential direction at equal intervals.
  • the rotor 20 is configured to hold the permanent magnet 22 individually for each magnetic pole, or hold a cylindrical ring magnet.
  • the rotor 20 is disposed on the inner peripheral side of the tooth 15 so that the tooth 15 and the permanent magnet 22 face each other with a predetermined gap. In the present embodiment, an example is given in which the number of magnetic poles by the permanent magnet 22 is ten.
  • the rotor 20 is connected to the rotating shaft 24 via the rotor core 21 and is rotatably held around the rotating shaft 24 so as to rotate in the circumferential direction facing the stator 11.
  • the motor 10 of the present embodiment has a configuration of 10 poles and 12 teeth, with the number of magnetic poles P being 10 poles and the number of teeth M being 12.
  • stator core 12 of the present embodiment will be described.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating the stator core 12 in the embodiment of the present invention.
  • the stator inner diameter D S is the inner diameter of the stator core 12
  • the teeth tip width t1 is the circumferential width of the teeth 15 the tip of the tooth wider portion 15a, a predetermined relationship
  • Each size is defined so as to satisfy.
  • the ratio (t1 / D S ) of the teeth tip width t1 to the stator inner diameter D S is set to be 0.18 ⁇ (t1 / D S ) ⁇ 0.25. That is, the ratio (t1 / D S ) is set to be within a range that is larger than 0.18 and smaller than 0.25.
  • an object of the present invention is to provide a motor that reduces the cogging torque and suppresses a decrease in efficiency of the motor.
  • the configuration of the motor 10 is a 10-pole 12-tooth configuration in which the number of magnetic poles is 10 and the number of teeth is 12.
  • Cogging torque is a torque pulsation when no current is applied, and is generated by a change in permeance (reciprocal of magnetic resistance) between the stator slot and the rotor, and is the least common multiple of the number of slots and the number of magnetic poles per revolution. That is, if the least common multiple is large, the permeance change of one pulsation is small, so that the cogging torque is small as the least common multiple is large.
  • a configuration of 10 poles and 12 teeth (the least common multiple is 60) is selected so that the least common multiple becomes large, and thereby the cogging torque is kept small.
  • FIG. 3 is a diagram showing a comparison of cogging torque between the motor 10 of the present embodiment and a motor as a comparative example.
  • the present embodiment is a motor 10 having a configuration of 10 poles and 12 teeth.
  • the motor has a configuration of 8 poles and 12 teeth (the least common multiple is 24).
  • FIG. 3 shows the ratio (t1 / D S ) of the tooth tip width t1 to the stator inner diameter D S as the horizontal axis and the cogging torque amplitude when the ratio (t1 / D S ) is changed as the vertical axis. , Shows an analysis calculation result of the relationship between the ratio (t1 / D S ) and the cogging torque amplitude.
  • FIG. 3 shows the ratio (t1 / D S ) of the tooth tip width t1 to the stator inner diameter D S as the horizontal axis and the cogging torque amplitude when the ratio (t1 / D S ) is changed as the vertical axis.
  • the structure of 8 poles 12 teeth like the comparative example here is generally used as a brushless motor of a fan motor for an air conditioner.
  • the motor 10 of the present embodiment As apparent from FIG. 3, when the motor ratio of Comparative Example the ratio of the motor 10 of the embodiment (t1 / D S) and (t1 / D S) is the same value, the motor 10 of the present embodiment It can be seen that the cogging torque is smaller than the cogging torque of the motor of the comparative example. Further, when the ratio (t1 / D S ) is changed from 0.16 to 0.26, the cogging torque of the motor of the comparative example changes about four times, whereas the cogging of the motor 10 according to the present embodiment. The torque changes approximately twice. In a fan motor for an air conditioner, generally, if the cogging torque is about 2 mNm or less, the noise due to the cogging torque has almost no problem in practical use.
  • the cogging torque of the motor of the comparative example becomes larger than 2 mNm in the substantially same range (0.175 ⁇ (t1 / D S ) ⁇ 0.25) of the ratio (t1 / D S ), and the ratio (t1 / T 1 It can be seen that D S ) deteriorates about 5 times around 0.19. That is, in the motor of the comparative example, it is difficult to realize low vibration and low noise in substantially the same range (0.175 ⁇ (t1 / D S ) ⁇ 0.25) of the ratio (t1 / D S ).
  • a motor with less cogging torque can be configured by using a configuration of 10 poles and 12 teeth. Further, in the case of the configuration of 10 poles and 12 teeth like the motor 10 of the present embodiment, in order to reduce the influence of the cogging torque, the ratio (t1 / D S ) may be configured to exceed 0.175. preferable.
  • loss due to copper loss and iron loss is known as a factor that reduces the efficiency of the motor.
  • the width of the wide teeth portion 15a is increased, the facing area with respect to the permanent magnet 22 increases, and the amount of magnetic flux ⁇ to the stator core 12 increases. Then, when the torque T is the same torque, the motor current I decreases as the width of the teeth wide portion 15a increases. For this reason, the copper loss Wcu decreases as the width of the wide teeth portion 15a increases.
  • the iron loss Wfe is proportional to the magnetic flux density B and the rotational speed f. Then, the iron loss Wfe changes when the value of the magnetic flux density B changes when the rotation speed f is the same.
  • the wider the teeth wide portion 15a the easier it is to take in the magnetic flux, and the magnetic flux density B increases. Since the iron loss Wfe is proportional to the magnetic flux density B, the iron loss Wfe increases as the width of the wide tooth portion 15a increases.
  • the efficiency of the motor depends on the total loss of copper loss and iron loss. In other words, when considering the loss, the loss due to copper loss is dominant when the width of the wide teeth portion 15a is narrow, and the loss due to iron loss is dominant when the width of the wide teeth portion 15a is wide.
  • the ratio of the tooth tip width t1 with respect to the stator inner diameter D S (t1 / D S) is within a predetermined range, and defines the size of the stator inner diameter D S and the tooth tip width t1 ing. That is, by increasing the stator inner diameter D S, the diameter of the rotor 20 can also be increased, with the greater amount of magnetic flux to the stator core 12 from permanent magnet 22, the tooth tip width t1 can be increased. Therefore, by increasing the stator inner diameter D S, can increase the permanent magnet facing the area of the tooth wide part 15a, it is possible to suppress the above-mentioned copper loss.
  • FIG. 4 is a diagram showing an analysis result of the relationship between the motor efficiency and the ratio (t1 / D S ) in the motor 10 of the present embodiment.
  • the maximum efficiency is obtained when the ratio (t1 / D S ) is around 0.215. Then, the highest point on the border, the motor efficiency decreases according to the ratio (t1 / D S) is smaller, the value of the motor efficiency is reduced also according to the ratio (t1 / D S) is increased.
  • the cogging torque is suppressed to be small by adopting the configuration of 10 poles and 12 teeth. Furthermore, the ratio (t1 / D S ) is set within a range that is larger than 0.18 and smaller than 0.25 to suppress a decrease in motor efficiency.
  • the winding 13 wound around the tooth 15 preferably has a space factor of 60% or more. That is, the winding efficiency of the winding 13 wound around the stator 11 is equal to or higher than that of a split core motor having the same shape by setting the space factor of the winding to the slot area to be 60% or more.
  • stator 11 of the motor 10 is preferably molded with resin. That is, by molding the stator 11 of the motor 10 with resin, the rigidity of the entire stator can be increased, the resonance vibration of the motor can be reduced, and the motor can be further improved in efficiency, noise, and vibration.
  • a configuration example in which a cylindrical ring magnet is held as the permanent magnet 22 has been described.
  • the present invention is not limited to this, and may be a magnet having another shape, for example, a segment magnet. May be.
  • the rotor of the ring magnet is composed of a single magnet, the magnet can be easily fixed and reliable, and the assembly cost can be reduced.
  • a permanent magnet is a ring-shaped magnet.
  • the permanent magnet 22 is preferably a rare earth bonded magnet. By making the permanent magnet 22 a rare earth bonded magnet, the magnetic force is stronger than that of the sintered ferrite magnet, so that the output can be improved and the motor can be made smaller and more efficient.
  • the permanent magnet 22 has a surface magnetic flux waveform magnetized in a substantially rectangular shape in the circumferential direction. That is, as shown in FIG. 5, the surface magnetic flux waveform is magnetized in a substantially rectangular shape in the circumferential direction with respect to the permanent magnet 22 so that a larger amount of magnetic flux can be captured than the substantially sinusoidal magnetization. Can be used effectively, and the motor can be made more efficient.
  • the electric device can realize low vibration, low noise, and high efficiency.
  • the relationship between the number of magnetic poles P and the number of teeth M is (2/3) M ⁇ P ⁇ (4/3) M and M ⁇ P.
  • the motor cogging torque is reduced.
  • the ratio (t1 / D S ) of the tooth tip width t1 to the stator inner diameter D S is 0.18 ⁇ (t1 / D S ) ⁇ 0.25.
  • the efficiency of the motor is improved.
  • the present invention realizes a highly efficient motor that reduces the cogging torque and reduces the efficiency of the motor.
  • a motor 201 is mounted in the casing 211 of the indoor unit 210.
  • a cross flow fan 212 is attached to the rotating shaft of the motor 201.
  • the motor 201 is driven by the driving device 213.
  • the motor 201 is rotated by energization from the driving device 213, and the crossflow fan 212 is rotated accordingly.
  • air conditioned by an indoor unit heat exchanger (not shown) is blown into the room.
  • the motor 10 of the first embodiment can be applied to the motor 201.
  • the electrical device of the present invention includes a motor and a housing in which the motor is mounted, and employs the motor of the present invention having the above-described configuration as the motor.
  • the motor mounted on the indoor unit of the air conditioner is taken up as an example of the electric device according to the present invention.
  • the motor of the outdoor unit of the air conditioner the water heater, the washing machine, etc. It is also applicable to motors mounted on various information devices and motors used in industrial devices.
  • the motor according to the present invention can reduce cogging torque and suppress a decrease in efficiency, thereby providing a motor with low vibration, low noise, and high efficiency. Suitable for applications that require low noise and high efficiency.

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Abstract

　本発明のモータは、磁極数をＰとする永久磁石を有するロータと、永久磁石に空隙を介して対向するように周方向にＭ個のティースを配置したステータとを備える。ステータは、Ｍ個のティースを備えたステータコアと、ティースそれぞれに巻回した巻線とを含む。そして、磁極数Ｐとティース数Ｍの関係を（２／３）Ｍ＜Ｐ＜（４／３）Ｍ、ただしＭ≠Ｐとし、かつ、ステータ内径ＤＳに対するティース先端部幅ｔ１の比（ｔ１／ＤＳ）を、０．１８＜ｔ１／ＤＳ＜０．２５としている。

Description

モータおよびそれを搭載した電気機器
　本発明は永久磁石を備えたブラシレスモータであるモータに関する。
　各ティースに集中巻線が施されている永久磁石ブラシレスモータは、家電機器、音響機器、情報機器、運輸機器等に広く使われている。この種のモータにおいては、永久磁石とティースとの間の磁気吸引力によるトルク脈動すなわちコギングトルクが発生するため、振動・騒音が問題となる。
　このため、従来、極数とティース数の組み合わせの最適化、スキュー、磁石の正弦波着磁等により、コギングトルクを低減し、低振動・低騒音が図られている。例えば、特許文献１には、極数Ｐとティース数Ｍとの関係をＰ：Ｍ＝１０：１２とすることにより、コギングトルクを低減させる方法が開示されている。また、特許文献２では、極数Ｐとティース数Ｑとの関係をＰ／Ｑ＞０．８、かつティース先端の幅ｂｔ１と極ピッチτｐとの関係をｂｔ１／τｐ≦０．８とすることにより、トルクリップル低減させる方法が開示されている。また、特許文献３では、極数とティース数との比率が３：４のモータにおいて、ティース幅を電気角１４５～１６５度、８５～１０５度とすることで、出力トルクを減少させずにコギングトルクを小さくする方法が開示されている。また、特許文献４では、ロータ表面に配置する磁石の形状を、磁極中心部分の肉厚を厚くして、磁極間に向かって徐々に厚みを薄くする形状としている。特許文献４は、このような形状とすることにより、ロータ表面の磁束密度の分布を正弦波に近づけ、コギングトルク等を低減させ、低振動・低騒音を図っている。また、特許文献５では、磁石形状を調整する代わりに磁石を略正弦波着磁して、表面磁束波形が痩せた正弦波形状、および、境界近傍領域における表面磁束が略零値となるように着磁している。特許文献５は、このように着磁することにより、コギングトルク等を低減させ、低振動・低騒音を図っている。
　しかしながら、上述した従来の技術では、騒音・振動に関連するコギングトルクやトルクリップルをある程度低減するにとどまり、モータ効率については特に考慮されていなかった。例えば、家電分野のエアコン用ファンモータのように、低騒音・低振動はもちろん、高効率の要求が年々高まっている用途には、従来の技術では十分でないという課題があった。また、特許文献４のような磁石の形状を調整することは、製造が難しくなり、しかも、大きな磁束密度を得るためには、磁石の厚みを大きくする必要があり、磁石の使用量が増加してコストが上がるという課題があった。また、特許文献５のような着磁手法では、磁極境界部付近の磁石は、不完全着磁状態となる。このため、磁石の磁力を有効に活用できず、モータ効率が低下するという課題があった。
　また、従来のエアコンファンモータでは、モータ効率と生産性向上のため、分割コアを連結した連結型分割コアが使用されている。このような構造は、巻線ノズルの通過スペースを無駄なく使えるため、整列巻線が可能であり、高密度化巻線ができる。したがって、巻数増加によるトルクの向上などが可能となり、モータの銅損を低減し、モータ効率を向上できる。しかしながら、上記構造においては、分割された部位を接合した際に、微小な隙間が存在することになり、隙間ギャップとなり、トルクが低下するという課題があった。また、分割コアを合体する際、分割コアの加工精度、組立誤差などにより、分割コアの内径に形状誤差が発生する。そのため、ステータとロータの間のギャップが不均一となり、磁気的変化が大きくなり、振動・騒音が大きくなるという課題もあった。
特許第２９５４５５２号公報 特開２００１－１５７４２８号公報 特開平８－３２２１６７号公報 特開平６－２１７４７８号公報 特開２００３―１１１３６０号公報
　本発明のモータは、磁極数をＰとする永久磁石を有するロータと、永久磁石に空隙を介して対向するように周方向にＭ個のティースを配置したステータとを備えたモータである。ステータは、Ｍ個のティースを備えたステータコアと、ティースそれぞれに巻回した巻線とを含む。そして、磁極数Ｐとティース数Ｍとの関係を（２／３）Ｍ＜Ｐ＜（４／３）Ｍ、かつＭ≠Ｐとし、さらに、ステータ内径ＤＳに対するティース先端部幅ｔ１の比（ｔ１／ＤＳ）を０．１８＜（ｔ１／ＤＳ）＜０．２５としている。
　このような構成により、コギングトルクを低減するとともに、コストの増加と効率の低下なしに、低振動・低騒音・高効率のモータを提供することができる。
図１は、本発明の実施の形態１におけるモータを説明する図である。 図２は、本発明の実施の形態１におけるモータのステータコアを説明する図である。 図３は、本発明の実施の形態１におけるモータと比較例であるモータとのコギングトルクの比較を示す図である。 図４は、本発明の実施の形態１におけるモータの効率と比（ｔ１／ＤＳ）との関係の解析結果を示す図である。 図５は、本発明の実施の形態１における永久磁石の表面磁束波形を示す図である。 図６は、本発明の実施の形態２における電気機器の一例の構成図である。
　以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。
　（実施の形態１）
　図１は、本発明の実施の形態１におけるモータ１０を説明する図である。図１では、回転軸の長手方向から見た断面を示している。本実施の形態ではインナロータ型のブラシレスモータの一例を挙げて説明する。
　図１に示すように本実施の形態のモータ１０は、ステータ１１とロータ２０とを備えている。ステータ１１は、ステータコア１２に巻線１３を巻回している。ロータ２０は、このステータ１１の内周側に回転自在に配置される。
　ステータコア１２は、環状のヨーク１４と、ヨーク１４から内周側に突出し、それぞれが等間隔で周方向に配置された複数のティース１５とを含む。ティース１５のそれぞれの先端部には、周方向に広がったティース幅広部１５ａを形成している。また、ヨーク１４からの内周側において、隣接するティース１５間にスロット１６とする開口部が形成される。このスロット１６の開口スペースを利用して、それぞれのティース１５に巻線１３が巻回される。図１では、１つのティース１５のみの巻線１３を示しているが、具体的には、各ティースに巻線１３が集中的に巻回されて、例えば、一般的にＵ、Ｖ、Ｗ相と呼ばれる３相の巻線が形成されている。本実施の形態では、ティース１５の数、すなわちスロット１６の数を１２個とした例を挙げている。
　また、本実施の形態では、ステータコア１２を、従来の連結型分割コアではなく、ステータ一体コア構造としている。さらに、ステータコア１２は、複数の磁性薄板を厚さ方向に積層して構成している。このような構成とすることにより、分割部位の隙間ギャプがなくなるため、トルク低下がなく、分割コアより出力が大きくなる。本実施の形態では、このようなステータ一体コア構造の利点を利用して、モータ効率の向上を図っている。また、分割コアによる内径段差などの製造誤差の影響が大幅低減するため、実際のコギングトルクが小さくなり、モータの高効率化・低騒音化・低振動化を図っている。
　ロータ２０は、Ｓ極とＮ極とが交互に等間隔で周方向に配置されるように、複数の磁極数の永久磁石２２をロータコア２１の外周に保持する。ロータ２０は、永久磁石２２を磁極ごとに個々に保持、あるいは円筒状のリング磁石を保持するように構成されている。ロータ２０は、ティース１５の内周側に所定の空隙を介して、ティース１５と永久磁石２２とが対向するように配置されている。本実施の形態では、永久磁石２２による磁極の数を１０極とした例を挙げている。
　そして、ロータ２０が、ロータコア２１を介して回転軸２４に連結され、ステータ１１に対面して周方向に回転するように、回転軸２４を回転中心として回転自在に保持されている。以上のように、本実施の形態のモータ１０は、磁極数Ｐを１０極、ティース数Ｍを１２とした、１０極１２ティースの構成である。
　このような構成において、ステータ１１の巻線１３に交流電流を印加すると、永久磁石２２とティース１５との間に磁気による吸引力と反発力が生じる。この吸引力と反発力によって、ロータ２０は、回転軸２４を中心に回転する。
　次に、本実施の形態のステータコア１２の詳細な構成について説明する。
　図２は、本発明の実施の形態におけるステータコア１２を説明する図である。図２に示すように、本実施の形態では、ステータコア１２の内径であるステータ内径ＤＳと、ティース１５先端のティース幅広部１５ａの周方向幅であるティース先端部幅ｔ１とが、所定の関係を満たすようにそれぞれの大きさを規定している。具体的には、本発明では、ステータ内径ＤＳに対するティース先端部幅ｔ１の比（ｔ１／ＤＳ）が、０．１８＜（ｔ１／ＤＳ）＜０．２５となるようにしている。すなわち、比（ｔ１／ＤＳ）が０．１８よりも大きく、かつ０．２５よりも小さくなるような範囲内となるように設定している。
　次に、本実施の形態の詳細について説明する。本発明は、上述したように、コギングトルクを小さくするとともに、モータの効率低下も抑制したモータの提供を目的としている。
　そこで、まず、コギングトルクを小さくするため、モータ１０の構成を、磁極数を１０極、ティース数を１２とした、１０極１２ティースの構成としている。コギングトルクは、無通電時のトルク脈動で、ステータのスロットとロータとの間のパーミアンス（磁気抵抗の逆数）変化で発生し、1回転当りのスロット数と磁極数との最小公倍数となる。すなわち、この最小公倍数が大きいと1回の脈動のパーミアンス変化が小さくなるから、最小公倍数が大きいほどコギングトルクが小さくなる。本実施の形態では、最小公倍数が大きくなるように、１０極１２ティースの構成（最小公倍数は６０）を選択し、これによって、コギングトルクを小さく抑えている。
　なお、本実施の形態では、１０極１２ティースの構成例を挙げて説明するが、磁極数Ｐとティース数Ｍとの関係において、（２／３）Ｍ＜Ｐ＜（４／３）Ｍ、かつＭ≠Ｐとしてもよく、本実施の形態と同様の効果を奏することができる。
　図３は、本実施の形態のモータ１０と比較例であるモータとのコギングトルクの比較を示す図である。図３において、本実施の形態としては、１０極１２ティースの構成のモータ１０である。比較例としては、８極１２ティースの構成（最小公倍数は２４）のモータである。そして、図３は、ステータ内径ＤＳに対するティース先端部幅ｔ１の比（ｔ１／ＤＳ）を横軸とし、比（ｔ１／ＤＳ）を変化させたときのコギングトルクの振幅を縦軸として、比（ｔ１／ＤＳ）とコギングトルク振幅との関係の解析計算結果を示している。図３では、比（ｔ１／ＤＳ）を０．１６から０．２６まで変化させたときのコギングトルクを示している。なお、ここでの比較例のような８極１２ティースの構成は、従来、一般的にエアコン用ファンモータのブラシレスモータとして使われている。
　図３から明らかなように、本実施の形態のモータ１０の比（ｔ１／ＤＳ）と比較例のモータの比（ｔ１／ＤＳ）とが同一値のとき、本実施の形態によるモータ１０のコギングトルクが、比較例のモータのコギングトルクより小さいことがわかる。また、比（ｔ１／ＤＳ）を０．１６から０．２６まで変化させたとき、比較例のモータのコギングトルクが約４倍変化するのに対して、本実施の形態によるモータ１０のコギングトルクは約２倍変化する。エアコン用ファンモータにおいては、一般的にコギングトルクが約２ｍＮｍ以下なら、コギングトルクによる騒音は実用上ほぼ問題ないということから、比（ｔ１／ＤＳ）＞０．１７５であることが特に好ましいことがわかる。それに対して、比（ｔ１／ＤＳ）のほぼ同じ範囲（０．１７５＜（ｔ１／ＤＳ）＜０．２５）で、比較例のモータのコギングトルクが２ｍＮｍより大きくなり、比（ｔ１／ＤＳ）が０．１９付近で約５倍悪化することがわかる。すなわち、比較例のモータでは、比（ｔ１／ＤＳ）のほぼ同じ範囲（０．１７５＜（ｔ１／ＤＳ）＜０．２５）での低振動・低騒音の実現が困難である。
　以上の比較より、１０極１２ティースの構成とすることによって、コギングトルクの少ないモータを構成することができる。さらに、本実施の形態のモータ１０のような１０極１２ティースの構成の場合、コギングトルクによる影響を低減するには、比（ｔ１／ＤＳ）が０．１７５を超えるように構成することが好ましい。
　次に、本実施の形態において、モータの効率低下を抑制した構成について説明する。
　一般的に、モータの効率を低下させる要因としては、銅損と鉄損とによる損失が知られている。
　まず、銅損Ｗｃｕは、電流Ｉの２乗の値と抵抗値Ｒと比例関係にある。具体的には、銅損Ｗｃｕと電流Ｉおよび抵抗値Ｒとの関係は、Ｗｃｕ＝ＲＩ２で表される。そうすると、銅損Ｗｃｕは、同じ銅線を使用する場合には、電流Ｉの２乗の値が変化する場合に変化する。また、モータのトルクＴは、簡易的には磁束量Φと電流Ｉと比例関係にある。ここで、ティース幅広部１５ａの幅を広くすると、永久磁石２２に対する対向面積が増えて、ステータコア１２への磁束量Φが大きくなる。そうすると、トルクＴが同トルクである場合には、ティース幅広部１５ａの幅が広いほど、モータの電流Ｉは小さくなる。このため、ティース幅広部１５ａの幅が広いほど、銅損Ｗｃｕも小さくなる。
　次に、鉄損Ｗｆｅは、磁束密度Ｂと回転数ｆと比例関係にある。そうすると、鉄損Ｗｆｅは、同じ回転数ｆである場合には、磁束密度Ｂの値が変化する場合に変化する。ここで、ティース幅広部１５ａの幅が広いほど磁束を取り込みやすくなり、磁束密度Ｂが大きくなる。そして、鉄損Ｗｆｅは磁束密度Ｂと比例関係にあるため、ティース幅広部１５ａの幅が広いほど鉄損Ｗｆｅも大きくなる。
　モータの効率は、このような銅損と鉄損とを総合した損失に依存する。すなわち、損失で考えると、ティース幅広部１５ａの幅が狭いときには銅損による損失が支配的であり、ティース幅広部１５ａの幅が広いときには鉄損による損失が支配的となる。
　本実施の形態では、ステータ内径ＤＳに対するティース先端部幅ｔ１の比（ｔ１／ＤＳ）が所定の範囲内となるように、ステータ内径ＤＳおよびティース先端部幅ｔ１の大きさを規定している。すなわち、ステータ内径ＤＳを大きくすると、ロータ２０の径も大きくでき、永久磁石２２からステータコア１２への磁束量も大きくなるとともに、ティース先端部幅ｔ１も大きくできる。このため、ステータ内径ＤＳを大きくすれば、ティース幅広部１５ａの永久磁石対向面積を増やすことができ、上述の銅損を抑制することができる。一方、ステータ内径ＤＳを大きくするのに合わせて、ティース先端部幅ｔ１も大きくしていくと、ステータコア１２への磁束密度が大きくなり上述の鉄損が増加することになる。このことより、比（ｔ１／ＤＳ）を適切に設定することにより、銅損および鉄損のそれぞれを抑えて、モータの効率を最適にすることが可能となる。
　図４は、本実施の形態のモータ１０において、モータの効率と比（ｔ１／ＤＳ）との関係の解析結果を示す図である。図４からわかるように、比（ｔ１／ＤＳ）が０．２１５付近において、最高効率となる。そして、その最高点を境にして、比（ｔ１／ＤＳ）が小さくなるに従ってモータ効率が低下し、比（ｔ１／ＤＳ）が大きくなるに従ってもモータ効率の値が低下している。
　一般的には、効率競争の激しいエアコン用ファンモータにおいて、モータ効率の値が０．２％以上を低下するとかなり大きな性能低下であることが知られている。つまり、本実施の形態においては、モータ効率の低下が最高効率から０．２％以内となる（０．１８＜ｔ１／ＤＳ＜０．２５）の範囲は、特に好ましいことがわかる。
　以上、本実施の形態では、１０極１２ティースの構成とすることで、コギングトルクを小さく抑えている。さらに、比（ｔ１／ＤＳ）が０．１８よりも大きく、かつ０．２５よりも小さくなるような範囲内に設定し、モータ効率の低下を抑制している。
　なお、ティース１５に巻回されている巻線１３は、占積率が６０％以上であることが好ましい。すなわち、ステータ１１に巻回されている巻線１３はスロット面積に対する巻線の占積率を６０％以上とすることで、同じ形状の分割コアモータと同等以上のモータ効率が実現できる。
　さらに、モータ１０のステータ１１は、樹脂でモールドされていることが好ましい。すなわち、モータ１０のステータ１１を樹脂でモールドすることにより、ステータ全体の剛性を高め、モータの共振振動を低減し、モータのさらなる高効率化・低騒音化・低振動化を図ることができる。
　また、本実施の形態では、永久磁石２２として円筒状のリング磁石を保持するような構成例を挙げて説明したが、これに限定されるものでなく他の形状の磁石、例えばセグメント磁石であってもよい。ただし、リング磁石はロータが単一磁石で構成されるため、磁石固定が容易で信頼性が高く、また組立コストの低減が可能である。さらに、磁極間の寸法誤差や、組立誤差などによる磁気アンバランスが少ないため、複数のセグメント磁石を使用するよりも、低コストで低騒音・低振動のモータを提供することができる。このため、永久磁石はリング状磁石であることが好ましい。
　また、永久磁石２２は、希土類ボンド磁石であることが好ましい。永久磁石２２を、希土類ボンド磁石とすることにより、焼結フェライト磁石より磁力が強いため、出力の向上ができ、モータの小型高効率化を図ることができる。
　また、永久磁石２２は、周方向に表面磁束波形が略矩形上に着磁されていることが好ましい。すなわち、図５に示すように、永久磁石２２に対して、周方向に表面磁束波形を略矩形上に着磁することで、略正弦波着磁より磁束量を多めに取り込めるため、磁石の磁力を有効に活用でき、さらにモータの高効率化を図ることができる。
　また、上記構成のモータを電気機器に搭載することより、電気機器は、低振動・低騒音・高効率化の実現が可能となる。
　以上説明したように、本発明のモータは、磁極数Ｐとティース数Ｍとの関係を（２／３）Ｍ＜Ｐ＜（４／３）Ｍ、かつＭ≠Ｐとしている。これによって、モータのコギングトルクが低くなるような構成としている。さらに、本発明のモータは、ステータ内径ＤＳに対するティース先端部幅ｔ１の比（ｔ１／ＤＳ）を、０．１８＜（ｔ１／ＤＳ）＜０．２５としている。これによって、モータの効率化を図っている。このように、本発明は、コギングトルクを小さくするとともに、モータの効率低下が少ない高効率なモータを実現している。
　（実施の形態２）
　本発明にかかる電気機器の例として、まず、空調機の室内機の構成を実施の形態２として、詳細に説明する。
　図６において、室内機２１０の筐体２１１内にはモータ２０１が搭載されている。そのモータ２０１の回転軸にはクロスフローファン２１２が取り付けられている。モータ２０１は駆動装置２１３によって駆動される。駆動装置２１３からの通電により、モータ２０１が回転し、それに伴いクロスフローファン２１２が回転する。そのクロスフローファン２１２の回転により、室内機用熱交換器（図示せず）によって空気調和された空気を室内に送風する。ここで、モータ２０１は、例えば、上記実施の形態１のモータ１０が適用できる。
　本発明の電気機器は、モータと、そのモータが搭載された筐体とを備え、モータとして上記構成の本発明のモータを採用したものである。
　なお、上述の説明では、本発明にかかる電気機器の実施例として、空調機の室内機に搭載されるモータを取り上げたが、その他、空調機の室外機、給湯器や洗濯機などのモータとしても適用でき、また、各種情報機器に搭載されるモータや、産業機器に使用されるモータにも適用できる。
　本発明に係るモータは、コギングトルクを低減するとともに効率の低下を抑えることができ、これにより、低振動・低騒音・高効率のモータを提供することができるため、家電製品などの低振動・低騒音・高効率が求められる用途に適している。
　１０，２０１　　モータ
　１１　　ステータ
　１２　　ステータコア
　１３　　巻線
　１４　　ヨーク
　１５　　ティース
　１５ａ　　ティース幅広部
　１６　　スロット
　２０　　ロータ
　２１　　ロータコア
　２２　　永久磁石
　２４　　回転軸
　２１０　　室内機
　２１１　　筐体
　２１２　　クロスフローファン
　２１３　　駆動装置

Claims (8)

  1. 磁極数をＰとする永久磁石を有するロータと、前記永久磁石に空隙を介して対向するように周方向にＭ個のティースを配置したステータとを備えたモータであって、
    前記ステータは、前記Ｍ個のティースを備えたステータコアと、前記ティースそれぞれに巻回した巻線とを含み、
    前記磁極数Ｐと前記ティース数Ｍとの関係を、
    （２／３）Ｍ＜Ｐ＜（４／３）Ｍ、かつＭ≠Ｐとし、
    ステータ内径ＤＳに対するティース先端部幅ｔ１の比（ｔ１／ＤＳ）を、
    ０．１８＜（ｔ１／ＤＳ）＜０．２５としたことを特徴とするモータ。
  2. 前記ステータコアは、複数の磁性薄板を厚さ方向に積層して構成したことを特徴とする請求項１に記載のモータ。
  3. 前記ティースに巻回されている巻線は、占積率が６０％以上であることを特徴とする請求項１に記載のモータ。
  4. 前記ステータは樹脂でモールドされていることを特徴とする請求項１に記載のモータ。
  5. 前記永久磁石は、リング磁石であることを特徴とする請求項１に記載のモータ。
  6. 前記永久磁石は、希土類ボンド磁石であることを特徴とする請求項１に記載のモータ。
  7. 前記永久磁石は周方向に表面磁束波形が略矩形上に着磁されていることを特徴とする請求項１に記載のモータ。
  8. 請求項１から請求項７のいずれか１項に記載のモータを搭載したことを特徴とする電気機器。
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