WO2011089800A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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WO2011089800A1
WO2011089800A1 PCT/JP2010/072549 JP2010072549W WO2011089800A1 WO 2011089800 A1 WO2011089800 A1 WO 2011089800A1 JP 2010072549 W JP2010072549 W JP 2010072549W WO 2011089800 A1 WO2011089800 A1 WO 2011089800A1
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switching element
voltage
diode
capacitor
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PCT/JP2010/072549
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俊彰 佐藤
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ダイキン工業株式会社
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    • H03K2217/0081—Power supply means, e.g. to the switch driver

Definitions

  • the present invention relates to a power converter, and more particularly to an operating power supply for outputting a switch signal to a switching element.
  • Patent Document 1 describes an inverter.
  • the inverter has an upper switching element and a lower switching element connected in series between two DC power supply lines.
  • a first internal control circuit for supplying a switch signal is connected to the upper switching element, and a second internal control circuit for supplying a switch signal is connected to the lower switching element.
  • DC power is supplied to the second internal control circuit as operating power.
  • a voltage across the capacitor is supplied to the first internal control circuit as an operating power source.
  • a diode is connected between one end on the high potential side of the capacitor and one end on the high potential side of the DC power supply. The diode is placed with its anode facing the DC power supply.
  • the capacitor is charged using a DC power source as a power source by conduction of the lower switching element.
  • Patent Documents 2 and 3 are disclosed as techniques related to the present invention.
  • Patent Document 1 does not consider the operating power supply of switching elements other than the switching elements of the inverter.
  • the voltage source inverter is provided with the emitter electrode facing the DC power supply line on the low potential side. Therefore, the emitter electrode of the lower switching element is connected to the low potential side DC power supply line. Since such a DC power supply line functions as a common potential for the lower switching elements, a common DC power supply can be employed as an operating power supply for the plurality of lower switching elements.
  • the current source converter has upper and lower switching elements like the inverter. Therefore, an attempt is made to connect a DC power source, which is an operating power source of the lower switching element of the inverter, to the lower switching element of the current source converter using the conventional technical idea.
  • the switching element employed in the voltage source inverter is provided with its emitter electrode facing the low potential side, whereas the switching element employed in the current source converter has its emitter electrode connected to the DC power line on the high potential side. Is provided. Therefore, according to the above attempt, the operating voltage cannot be appropriately supplied to the lower switching element of the current source converter.
  • an object of the present invention is to provide a power converter that can obtain the operating voltage of the switching element of the power converter as a converter from the operating power supply of the switching element of the switch circuit.
  • a first aspect of the power conversion device includes a first power supply line (LH), a second power supply line (LL) to which a potential lower than that of the first power supply line is applied, and the first power supply line (LL). 1 and the switching element (Ty2, S4) provided between the second power supply line and both ends for supporting a DC voltage between them, and one end on the low potential side of the both ends is the second potential.
  • a switch circuit (2) having a power supply section (Ed) connected to the switching element on the power line side and serving as an operation power supply for outputting a switch signal to the switching element, a first electrode and a second electrode And conducting only current flowing from the second electrode to the first electrode, and the first electrode is placed on the first power line side between the first and second power lines.
  • Unidirectional conducting switching elements Tx2, Tx21
  • a diode Dx22
  • a power conversion unit (1) having a capacitor (Cbx2) that is charged and serves as an operation power supply for outputting a switch signal to the one-way conduction switching element.
  • a second aspect of the power conversion device according to the present invention is the power conversion device according to the first aspect, in which the power is supplied to the anode between the capacitor and the other end of the power supply unit (Ed).
  • a second diode (Dbx2) disposed toward the portion.
  • a third aspect of the power conversion device according to the present invention is the power conversion device according to the first or second aspect, wherein the cathode is directed to the first power supply line, and the anode is the one-way conduction switching element.
  • a third diode (Dx21) connected to the first electrode is provided.
  • a fourth aspect of the power converter according to the present invention is the power converter according to the third aspect, wherein the power converter (1) is connected in series with the one-way conduction switching element (Tx21). And a second switching element (Tx22) connected in parallel with the third diode, and the capacitor functions as an operation power source for outputting a switch signal to the second switching element.
  • a fifth aspect of the power conversion device according to the present invention is the power conversion device according to any one of the first to fourth aspects, wherein the switch circuit (2) is connected to the power supply unit (Ed).
  • a voltage adjusting unit (VAy2) that lowers the voltage and applies the operating voltage of the switching element (Ty2) is further provided.
  • a current flows from the power supply unit to the capacitor via the diode. Therefore, the capacitor can be charged using the operating power supply for the switching element of the switch circuit. In other words, the operating voltage of the unidirectional conducting switching element can be obtained from the operating power supply of the switching element of the switch circuit.
  • the potential of the first electrode of the one-way conduction switching element becomes higher than the potential of the second power supply line in the normal operation, and the second power supply line and the capacitor Even if the voltage between the other end (one end on the high potential side) is higher than the voltage on the power supply unit, the difference between the voltage and the voltage on one end on the high potential side of the power supply unit is To support. Therefore, it is prevented that such a voltage is applied to the power supply unit and the switching element.
  • low breakdown voltage elements can be employed as the one-way conduction switching element, the diode, and the second diode.
  • the one-way conduction switching element, the second switching element, and the first and third diodes can constitute a bidirectional switch.
  • the capacitor functions not only as a unidirectional conduction switching element but also as an operating power supply for the second switching element, the manufacturing cost can be reduced as compared with the case where each is provided with a capacitor.
  • the difference between the voltage of the power supply unit and the voltage across the capacitor can be reduced.
  • the power conversion apparatus includes a converter 1 that is a power conversion unit as its component and an inverter 2 that is a switch circuit as its component.
  • the converter 1 is connected to input terminals Pr, Ps, and Pt.
  • a three-phase AC power supply is connected to the input terminals Pr, Ps, and Pt to supply a three-phase AC voltage.
  • the converter 1 converts the three-phase AC voltage applied to the input terminals Pr, Ps, and Pt into a DC voltage and applies it to the DC power supply lines LH and LL.
  • the converter 1 has switching legs for three r, s, and t phases.
  • the r-phase switching leg has switching elements Tr1, Tr2 and diodes Dr1, Dr21, Dr22.
  • the s-phase switching leg includes switching elements Ts1, Ts2 and diodes Ds1, Ds21, Ds22.
  • the t-phase switching leg has switching elements Tt1, Tt2 and diodes Dt1, Dt21, Dt22.
  • the switching element Tx1 (where x represents r, s, and t) has first to third electrodes.
  • the switching element Tx1 conducts / non-conducts a current flowing between the first electrode and the second electrode.
  • a switch signal (voltage signal or current signal) for controlling conduction / non-conduction of the switching elements Tx1, Tx2 is applied to the third electrode.
  • the first electrode also functions as a control reference electrode that serves as a reference for the switch signal (for example, a reference potential for a voltage signal).
  • Examples of the switching element Tx1 include an insulated gate bipolar transistor, a field effect transistor, and a bipolar transistor.
  • the first to third electrodes correspond to, for example, an emitter electrode, a collector electrode, and a gate electrode, respectively.
  • the first to third electrodes correspond to, for example, a source electrode, a drain electrode, and a gate electrode, respectively.
  • the first to third electrodes correspond to, for example, an emitter electrode, a collector electrode, and a base electrode, respectively. This point is also applied to switching elements Ty1 and Ty2 described later.
  • Switching element Tx2 (where x represents r, s, and t) has first to third electrodes.
  • the switching element Tx2 conducts / non-conducts current flowing from the second electrode to the first electrode. In the switching element Tx2, the current from the second electrode to the first electrode is not conducted.
  • Such a switching element can be understood as a one-way conduction switching element.
  • a switch signal (voltage signal or current signal) for controlling conduction / non-conduction of the switching elements Tx1, Tx2 is applied to the third electrode.
  • the first electrode also functions as a control reference electrode that serves as a reference for the switch signal (for example, a reference potential for a voltage signal).
  • An example of such a switching element Tx2 is an insulated gate bipolar transistor. In the insulated gate bipolar transistor, the first to third electrodes correspond to, for example, an emitter electrode, a collector electrode, and a gate electrode, respectively.
  • an insulated gate bipolar transistor is employed as the switching elements Tx1 and Tx2.
  • the switching element Tx1 and the diode Dx1 are connected in series between the DC power supply line LH and the input terminal Px.
  • the switching element Tx1 is disposed with its emitter electrode facing the DC power supply line LH, and the diode Dx1 is disposed with its anode facing the input terminal Px.
  • the switching element Tx2 and the diode Dx21 are connected in series between the DC power supply line LL and the input terminal Px.
  • the switching element Tx2 is disposed with its emitter electrode facing the input terminal Px (DC power supply line LH), and the diode Dx21 is disposed with its anode facing the DC power supply line LL.
  • the diode Dx21 is disposed on the DC power supply line LH side with respect to the switching element Tx2.
  • the diode Dx22 is connected in parallel with the switching element Tx2 with its anode directed toward the DC power supply line LH.
  • a switching signal is given to the switching elements Tx1 and Tx2, and the converter 1 converts the three-phase AC voltage into a DC voltage. Thereby, a higher potential than the DC power supply line LL is applied to the DC power supply line LH.
  • the diodes Dx1 and Dx21 exhibit reverse blocking capability as a converter. In other words, the converter 1 functions as a current source converter.
  • the inverter 2 converts the DC voltage between the DC power supply lines LH and LL into an AC voltage and applies it to the load 3 (for example, a motor).
  • the load 3 is drawn as an inductive load having a series body of a resistor and a reactor.
  • the inverter 3 has switching legs for three u, v, and w phases.
  • the u-phase switching leg includes switching elements Tu1 and Tu2 and diodes Du1 and Du2.
  • the v-phase switching leg has switching elements Tv1, Tv2 and diodes Dv1, Dv2.
  • the w-phase switching leg includes switching elements Tw1 and Tw2 and diodes Dw1 and Dw2. These three switching legs are connected in parallel between the DC power supply lines LH and LL.
  • Switching elements Ty1, Ty2 are, for example, insulated gate bipolar transistors. Switching elements Ty1, Ty2 are connected in series between DC power supply lines LH, LL. All of the switching elements Ty1, Ty2 are arranged with the emitter electrode directed toward the DC power supply line LL. The diodes Dy1 and Dy2 are connected in parallel to the switching elements Ty1 and Ty2, respectively. All of the diodes Dy1 and Dy2 are arranged with the anode directed toward the DC power supply line LL.
  • the output terminal Py provided between the switching elements Ty1 and Ty2 is connected to the load 3.
  • a switching signal is given to the switching elements Ty1 and Ty2, and the inverter 3 converts a DC voltage into an AC voltage.
  • Diodes Dy1 and Dy2 prevent reverse current from flowing to switching elements Ty1 and Ty2, respectively, and prevent reverse voltage from being applied to switching elements Ty1 and Ty2, respectively.
  • the converter 1 has drive circuits Drx1 and Drx2 that drive the switching elements Tx1 and Tx2, respectively, and the inverter 3 has drive circuits Dry1 and Dry2 that drive the switching elements Ty1 and Ty2, respectively.
  • Drive circuits Drx1, Drx2, Dry1, Dry2 are connected to the gate electrodes of switching elements Tx1, Tx2, Ty1, Ty2, respectively.
  • the drive circuit Dry2 is supplied with operating power from the DC power supply Ed.
  • One end on the low potential side of the DC power supply Ed is connected to the emitter electrode of the switching element Ty2 and the drive circuit Dry2.
  • One end on the high potential side of the DC power supply Ed is connected to the drive circuit Dry2.
  • the voltage across the capacitor Cbx2 is supplied to the drive circuit Drx2 as an operating power source.
  • One end of the capacitor Cbx2 is connected to the emitter electrode of the switching element Tx2 and the drive circuit Drx2.
  • the other end of the capacitor Cbx2 is connected to the drive circuit Drx2. It can be understood that the content of the capacitor Cbx2 functions as an operation power source for supporting a DC voltage between the one end and the other end and outputting a switch signal to the switching element Tx2. This content also applies to other capacitors.
  • the level shift circuit LSx2 is connected to the drive circuit Drx2.
  • the level shift circuit LSx2 appropriately shifts the potential level of the switch signal created by a common control circuit (not shown) according to the potential of the drive circuit Drx2, and supplies this to the drive circuit Drx2. Since the same applies to other level shift circuits, detailed description thereof will be omitted below.
  • the other end of the capacitor Cbx2 is connected to one end on the high potential side of the DC power supply Ed via the diode Dbx2.
  • the diode Dbx2 is provided with its anode facing the DC power supply line Ed. The diode Dbx2 prevents the capacitor Cbx2 from discharging to the DC power supply Ed.
  • the capacitor Cbx2 is charged prior to normal operation of the power converter. Specifically, a current flows from the DC power supply Ed to the capacitor Cbx2 through a path via the diodes Dbx2 and Dx22. Therefore, the capacitor Cbx2 is charged using the DC power supply Ed as a power supply. In FIG. 2, such a route is shown as a route A1.
  • both diodes Dxb2 and Dx22 are present on the path A1. From the viewpoint of preventing the capacitor Cbx2 from discharging to the DC power supply Ed side in the path A1, the diode Dx22 is sufficient. Therefore, the diode Dbx2 is not an essential requirement in the highest concept according to the present application. Further actions and effects of the diode Dbx2 will be described in the second embodiment.
  • the capacitor Cbx2 can be charged if the switching elements Tx1, Ty1, Ty2 are made conductive even if the converter 1 does not have the diode Dx22. it can. This is because current flows from the DC power supply Ed to the capacitor Cbx2 through a path through the diodes Dbx2, Dx21, Dx1 and the switching elements Tx1, Ty1, Ty2.
  • the switching elements Tx1 and Ty1 are supplied with the voltage across the boot capacitors Cbx1 and Cby1 as the operating power supply. Therefore, in order to make the switching elements Tx1 and Ty1 conductive, the boot capacitors Cbx1 and Cby1 need to be already charged. These charges will be described later.
  • a DC power supply may be provided instead of the boot capacitors Cbx1 and Cby1, and this DC power supply may function as an operating power supply for the switching element Tr1.
  • the present power converter since only two diodes Dbx2 and Dx22 are present in the path A1, the voltage drop can be suppressed and the capacitor Cbx2 can be charged. Therefore, a relatively large voltage can be charged to the capacitor Cbx2.
  • the capacitor Cbx2 is charged in the normal operation of the converter 1 as described below, the capacitance required by the capacitor Cbx2 can be reduced.
  • a current may flow to the capacitor Cbx2 via the path A1.
  • the capacitor Cbx2 is charged even in the normal operation. Accordingly, the capacitance required by the capacitor Cbx2 can be reduced.
  • the boot capacitor Cbx2 is not charged when the switching element Tx2 is non-conductive during normal operation. Further, unless a special process for conducting the switching elements Tx1, Ty1, and Ty2 at the same time is performed, the boot capacitor Cbx2 is not charged before the normal operation. Therefore, the switching element Tx2 cannot be normally conducted.
  • the battery can be charged before the normal operation, and can be charged either through the normal operation or through the diode Dx22, so that the opportunity for charging the boot capacitor Cbx2 can be increased. . Therefore, according to the present power conversion device, the capacitance required by the boot capacitor Cbx2 can be reduced as compared with the aspect in which the diode Dx22 is not provided.
  • the voltage across the boot capacitor Cby1 is supplied to the drive circuit Dry1 as an operating power supply.
  • One end of the boot capacitor Cby1 is connected to the emitter electrode of the switching element Ty1 and the drive circuit Dry1.
  • the other end of the boot capacitor Cby1 is connected to the drive circuit Dry1.
  • the level shift circuit LSy1 is connected to the drive circuit Dry1.
  • the level shift circuit LSy1 receives a switch signal, appropriately shifts the level of the switch signal, and outputs it to the drive circuit Dry1.
  • the other end of the boot capacitor Cby1 is connected to one end on the high potential side of the DC power supply Ed via the diode Dby1.
  • the diode Dby1 is provided with its anode facing the DC power supply line Ed. The diode Dby1 prevents the boot capacitor Cby1 from being discharged to the DC power supply Ed.
  • the boot capacitor Cby1 can be charged using the DC power supply Ed by making the switching element Ty2 conductive. This is because current flows from the DC power supply Ed to the boot capacitor Cby1 through the path A2 via the diode Dby1 and the switching element Ty1.
  • a voltage across the boot capacitor Cbx1 is supplied to the drive circuit Drx1 as an operating power supply.
  • One end of the boot capacitor Cbx1 is connected to the emitter electrode of the switching element Tx1 and the drive circuit Drx1.
  • the other end of the boot capacitor Cbx1 is connected to the drive circuit Drx1.
  • the level shift circuit LSx1 is connected to the drive circuit Drx1.
  • the level shift circuit LSx1 receives a switch signal, appropriately shifts the level of the switch signal, and outputs it to the drive circuit Drx1.
  • the other end of the boot capacitor Cbx1 is connected to one end on the high potential side of the boot capacitor Cby1 via a diode Dbx1.
  • the diode Dbx1 is provided with its anode facing the boot capacitor Cby1.
  • the diode Dbx1 prevents the boot capacitor Cbx1 from discharging to the boot capacitor Cbx1.
  • the boot capacitor Cbx1 can be charged using the charge stored in the boot capacitor Cby1 by making the switching elements Tx1 and Ty2 conductive. This is because current flows from the boot capacitor Cby1 to the boot capacitor Cbx1 through the path A3 via the diodes Dbx1 and Dx11 and the switching elements Tx1 and Ty1.
  • the voltage across the boot capacitor Cbx2 does not necessarily need to be obtained from the DC power supply Ed that functions as the operating power supply for the switching element Ty2 of the inverter 2. In short, it may be obtained from the operating power supply of the switching element connected to the DC power supply line LL.
  • the power converter of FIG. 3 may be used. In FIG. 3, only one switching leg is shown in the converter 1, and the inverter 2 and the load 3 are omitted.
  • the power conversion device in FIG. 3 includes a brake circuit 4 between the converter 1 and the inverter 3 as compared with the power conversion device in FIG.
  • the operating power supply of the switching element Tx1 is the same as described above, and thus detailed description thereof is omitted.
  • the brake circuit 4 includes a resistor R4 and a switching element S4.
  • the resistor R4 and the switching element S4 are connected in series between the DC power supply lines LH and LL.
  • the switching element S4 is the same switching element as the switching elements Ty1 and Ty2. In FIG. 3, the switching element S4 is shown as an insulated gate bipolar transistor. Switching element S4 is provided with its emitter electrode facing DC power supply line LL.
  • the switching element S ⁇ b> 4 is turned on. Thereby, the regenerative current from the load 3 flows through the resistor R4. Therefore, the regenerative energy from the load 3 can be consumed early.
  • the drive circuit Drs4 is connected to the emitter electrode of the switching element S4.
  • the drive circuit Drs4 drives the switching element S4.
  • the drive circuit Drs4 is supplied with operating power from the DC power supply Ed.
  • One end on the low potential side of the DC power supply Ed is connected to the emitter electrode of the switching element Ty2 and the drive circuit Drs4.
  • One end on the high potential side of the DC power supply Ed is connected to the drive circuit Drs4.
  • the anode of the diode Dbx2 is connected to one end on the high potential side of the DC power supply Ed.
  • the boot capacitor Cbx2 is charged using the DC power supply Ed as a power supply. Therefore, it is possible to charge the boot capacitor Cbx2 with a larger voltage compared to charging using the path through which the switching elements Tx1, Ty1, Ty2 are interposed. Also in the normal operation, the boot capacitor Cbx2 is charged via the switching element Tx2 or the diode Dx22 as in the description with reference to FIG. Therefore, the capacitance required by the boot capacitor Cbx2 can be reduced.
  • the operation and effect of the diodes Dbx2 and Dx22 will be described in detail.
  • the diode Dbx2 In the normal operation of the power converter, the converter 1 and the inverter 2 are switched. For example, a surge voltage may be generated due to such switching, and the potential of the emitter electrode of the switching element Tx2 may increase more than expected. That is, the voltage between the DC power supply line LL and one end on the high potential side of the capacitor Cbx2 increases more than expected. Such a voltage is applied to the DC power supply Ed and the drive circuit Dry2. The application of such a voltage may cause instability of the operation of the switching element Ty2.
  • the diode Dbx2 can support such a potential difference (the difference between the high potential side potential of the DC power supply Ed and the high potential side potential of the capacitor Cbx2). Therefore, such a problem can be prevented.
  • the diode Dx21 can support the voltage between the input terminal Px and the DC power supply line LL when the potential applied to the input terminal Px varies. Thereby, an inexpensive low withstand voltage element can be adopted as the switching element Tx2, the diode Dx22, and the diode Dbx2. If the switching element has a low breakdown voltage, the voltage between the collector and the emitter tends to be small, and if the diode has a low breakdown voltage, the forward voltage tends to be small. Therefore, an element with good characteristics can be adopted.
  • the operation power supply voltage of each switching element may vary.
  • a voltage drop generated in each component of each of the paths A1 to A3 is considered.
  • the forward voltages of the diodes are equal to each other and the voltage Vf
  • the voltages between the emitters and the collectors of the switching elements are equal to each other and the voltage Vce.
  • the boot capacitor Cby1 is charged through the diode Dby1 and the switching element Ty2 using the DC power supply Ed as a power supply. Even in normal operation, the boot capacitor Cby1 is charged through the above path. Therefore, the voltage Vcy1 across the boot capacitor Cby1 is expressed by the following equation.
  • Vcby1 Ed ⁇ Vf ⁇ Vce (1)
  • the boot capacitor Cbx1 is charged through the diodes Dbx1 and Dx11 and the switching element Ty1 using the boot capacitor Cby1 as a power source. Even in normal operation, the boot capacitor Cbx1 is charged through the above path.
  • the diode Dx1 is positioned on the input end Px side with respect to the switching element Tx1, the diode Dx1 is not interposed on the path A3. Therefore, with such a configuration, the voltage drop of the forward voltage Vf of the diode Dx1 may be ignored.
  • the diode Dx1 is present on the path A3 will be described.
  • the voltage Vcbx1 across the boot capacitor Cbx1 is expressed by the following equation.
  • the charging path of the capacitor Cbx2 in the charging operation prior to the normal operation is the above-described path A1.
  • the capacitor Cbx2 is charged via the diodes Dbx2 and Dx22 using the DC power supply Ed as a power supply. Therefore, the voltage Vbcx2_d across the capacitor Cbx2 at this time is expressed by the following equation.
  • Vbcx2_d Ed-2Vf (3)
  • the capacitor Cbx2 there are two charging paths for the capacitor Cbx2 in the normal operation.
  • charging through the path A1 can occur only when the switching element Tx2 is non-conductive, and only when the first terminal potential of the switching element Tx2 becomes a potential for conducting the diode Dx22.
  • Charging is performed via Tx2.
  • the capacitor Cbx2 In the path via the switching element Tx2, the capacitor Cbx2 is charged via the switching element Tx2 and the diode Dx22. Therefore, the voltage Vcbx2_t across the capacitor Cbx2 at this time is expressed by the following equation.
  • Vcbx2_t Ed ⁇ Vf + Vce (4)
  • the same switching element can be employed if variations in the voltage of the operating power supply can be reduced, and variations in switching characteristics of each switching element can be reduced. Therefore, in the third embodiment, variations in the voltage of the operating power supply of each switching element are reduced.
  • the power conversion apparatus further includes voltage adjustment circuits VAy1, VAy2, and VAx2 as illustrated in FIG.
  • VAy1, VAy2, and VAx2 As illustrated in FIG. 4, only one switching leg of the converter 1 and one switching leg of the inverter 3 are typically illustrated.
  • the voltage adjustment circuit VAy2 is connected between, for example, one end on the high potential side of the DC power supply Ed and the drive circuit Dry2.
  • the voltage adjustment circuit VAy2 is a resistor, for example, and steps down the voltage of the DC power supply Ed and supplies it as an operating voltage to the drive circuit Dry2.
  • the direct current voltage Ed is stepped down by the sum of three times the voltage Vf and twice the voltage Vce and supplied as the operating voltage.
  • the operating voltages supplied to the drive circuits Drx1, Dry2 can be made equal to each other (see Expression (2)).
  • the voltage adjustment circuit VAy1 is connected between, for example, one end on the high potential side of the boot capacitor Cby1 and the drive circuit Dry1.
  • the voltage adjustment circuit VAy1 is a resistor, for example, and steps down the voltage across the boot capacitor Cby1 and supplies it to the drive circuit Dry1 as an operating power supply. More specifically, the voltage across the boot capacitor Cby1 is stepped down by the sum of twice the voltage Vf and the voltage Vce and supplied as the operating voltage. As a result, the operating voltages supplied to the drive circuits Drx1 and Dry1 can be made equal to each other (see Expression (1) and Expression (2)).
  • the voltage adjustment circuit VAx2 is connected between, for example, one end on the high potential side of the capacitor Cbx2 and the drive circuit Dry2.
  • the voltage adjustment circuit VAx2 is, for example, a resistor, and steps down the voltage across the boot capacitor Cbx2 and supplies it to the drive circuit Drx2 as an operating power supply.
  • the voltage across the capacitor Cbx2 can take two voltage Vcbx2_d and Vcbx2_t depending on the charging path.
  • the smaller both-end voltage Vcbx2_d is adopted among the both-end voltages Vcbx2_d and Vcbx2_t.
  • the voltage adjustment circuit VAx2 steps down the voltage Vcxb2 across the capacitor Cbx2 by the sum of twice the voltage Vce and the voltage Vf and supplies it as an operating power supply.
  • the operating voltages supplied to the drive circuits Drx1 and Drx2 when the voltage across the capacitor Cbx2 is the voltage Vcbx2_d can be made equal to each other. Even if the voltage of the capacitor Cbx2 is the both-ends voltage Vcbx2_t, the voltage adjustment unit VAx2 steps down the voltage, so that the difference in operating voltage supplied to the drive circuits Drx1 and Drx2 can be reduced.
  • the capacitor Cbx2 is charged mainly through a path that passes through the switching element Tx2, and thus the voltage Vbcx2_t at both ends may be employed.
  • a voltage obtained by multiplying both-end voltages Vcbx2_t and Vcbx2_d by a weighting coefficient and adding them may be grasped as a both-end voltage of the capacitor Cbx2.
  • the weighting coefficient is a positive value, for example, and the sum of these is 1.
  • the voltage adjustment circuit VAx2 may step down the voltage across the capacitor Cbx2 by the difference between the voltage across the both ends and the voltage Vcbx1 across the both ends.
  • the voltage clamp circuit provides a stable voltage to the drive circuit Drx2. Can do.
  • this voltage adjustment circuit is not limited to the form presented here.
  • the voltage of the capacitor may be divided, or a constant voltage may be obtained by a Zener diode. Further, it may be configured such that the input of the regulator is connected to both ends of the capacitor and the output of the regulator is connected to the drive circuit.
  • the switching elements Tx1 and Tx2 select conduction / non-conduction of current in the direction (forward direction) from the DC power supply line LL to the DC power supply line LH.
  • Switching elements Tx1 and Tx2 cannot select conduction / non-conduction of current in the direction (reverse direction) from DC power supply line LH to DC power supply line LL.
  • the switching elements Tx1 and Tx2 are insulated gate bipolar transistors, no reverse current flows.
  • the switching elements Tx1 and Tx2 are MOS field effect transistors, a reverse current flows through the parasitic diode. In any case, in the converter 1, the reverse current is blocked by the diodes Dx1 and Dx21.
  • bidirectional switching is realized in the converter 1. This will be specifically described below.
  • the power converter illustrated in FIG. 5 is different from the power converter illustrated in FIG. 1 in terms of the configuration of the converter 1.
  • the r-phase switching leg has switching elements Tr11, Tr12, Tr21, Tr22 and diodes Dr11, Dr12, Dr21, Dr22.
  • the s-phase switching leg has switching elements Ts11, Ts12, Ts21, Ts22 and diodes Ds11, Ds12, Ds21, Ds22.
  • the t-phase switching leg has switching elements Tt11, Tt12, Tt21, Tt22 and diodes Dt11, Dt12, Dt21, Dt22.
  • Switching elements Tx11 and Tx12 are the same switching elements as the switching element Tx1, and are, for example, insulated gate bipolar transistors, bipolar transistors, field effect transistors, and the like. Hereinafter, an insulated gate bipolar transistor will be described as an example.
  • the switching elements Tx11 and Tx12 are connected in series between the DC power supply line LH and the input terminal Px, and the emitter electrodes are connected to each other.
  • the anode of the diode Dx11 is connected to the emitter electrode of the switching element Tx11, and the cathode is connected to the collector electrode of the switching element Tx12.
  • the anode of the diode Dx21 is connected to the emitter electrode of the switching element Tx21, and the cathode is connected to the collector electrode of the switching element Tx11.
  • Switching elements Tx21 and Tx22 are the same switching elements as the switching element Tx2, and are, for example, insulated gate bipolar transistors, bipolar transistors, field effect transistors, and the like. Hereinafter, an insulated gate bipolar transistor will be described as an example.
  • the switching elements Tx21, Tx22 are connected in series between the DC power supply line LL and the input terminal Px, and these emitter electrodes are connected to each other.
  • the anode of the diode Dx21 is connected to the emitter electrode of the switching element Tx21, and the cathode is connected to the collector electrode of the switching element Tx22.
  • the anode of the diode Dx22 is connected to the emitter electrode of the switching element Tx22, and the cathode is connected to the collector electrode of the switching element Tx21.
  • the switching elements Tx11, Tx12 and the diodes Dx11, Dx12 constitute a bidirectional switch.
  • the switching elements Tx21 and Tx22 and the diodes Dx21 and Dx22 constitute a bidirectional switch. Therefore, if the load 3 is an inductive load, the regenerative current generated due to the inductivity can be passed to the power supply side via the converter 1.
  • the emitter electrodes of the switching elements Tx11 and Tx12 are connected to each other, and the emitter electrodes of the switching elements Tx21 and Tx22 are connected to each other. Therefore, as illustrated in FIG. 6, the operating power sources of the switching elements Tx11 and Tx12 can be made common, and the operating power sources of the switching elements Tx21 and Tx22 can be made common. Therefore, the manufacturing cost can be reduced as compared with the case where each is provided with an operating power supply. This will be described in more detail below.
  • the switching elements Tx21 and Tx22 are driven by the drive circuit Drx2.
  • the drive circuit Drx2 is commonly connected to the gate electrodes of the switching elements Tx21 and Tx22.
  • a level shift circuit LSx2 is connected to the drive circuit Drx2.
  • the voltage across the capacitor Cbx2 is supplied to the drive circuit Drx2 as an operating power source.
  • One end of the capacitor Cbx2 is connected to the emitter electrodes of the switching elements Tx21 and Tx22 and the drive circuit Drx2.
  • the other end of the capacitor Cbx2 is connected to the drive circuit Drx2.
  • the other end of the capacitor Cbx2 is connected to one end on the high potential side of the DC power supply Ed via the diode Dbx2.
  • the diode Dbx2 is provided with its cathode directed toward the capacitor Cbx2.
  • the diode Dbx2 prevents the capacitor Cbx2 from discharging to the DC power supply Ed side.
  • the capacitor Cbx2 is charged prior to normal operation of the power converter. Specifically, a current flows from the DC power supply Ed to the capacitor Cbx2 through the path A4 via the diodes Dbx2 and Dx22, and the capacitor Cbx2 is charged.
  • the operating power sources of the switching elements Tx21 and Tx22 can be shared, and the capacitor Cbx2 is employed as the operating power source, so that the number of DC power sources can be reduced.
  • the capacitor Cbx2 is charged in the normal operation of the power converter.
  • the power running operation is an operation for driving the load 3 by supplying a current from the power source to the load 3.
  • a current is passed from the DC power supply line LH to the DC power supply line LL via the inverter 2 and the load 3.
  • the regenerative operation is an operation in which when the load 3 is an inductive load, an operation for regenerating a regenerative current caused by the inductivity to the power source side, or when the load 3 is a motor load having a large inertia. This is an operation to regenerate the regenerative current generated due to the load state to the power supply side.
  • a current is passed from the DC power supply line LH to the DC power supply line LL via the converter 1 and the power supply.
  • a current flows from the input terminal Px to the DC power supply LL via itself and the diode Dx22 due to the conduction of the switching element Tx22. Since the diode Dx22 conducts, a current flows through the path A4 and the capacitor Cbx2 is charged.
  • the switching elements Tx11 and Tx12 are driven by the drive circuit Drx1.
  • the drive circuit Drx1 is commonly connected to the gate electrodes of the switching elements Tx11 and Tx12.
  • a level shift circuit LSx1 is connected to the drive circuit Drx1.
  • the voltage across the boot capacitor Cbx1 is supplied to the drive circuit Drx1 as an operating power source.
  • One end of the boot capacitor Cbx1 is connected to the emitter electrodes of the switching elements Tx11 and Tx12 and the drive circuit Drx1.
  • the other end of the boot capacitor Cbx1 is connected to the drive circuit Drx1.
  • the other end of the boot capacitor Cbx1 is connected to one end on the high potential side of the boot capacitor Cby1 via the diode Dbx1.
  • the diode Dbx1 is provided with its cathode directed to the boot capacitor Cbx1.
  • the diode Dbx1 prevents the boot capacitor Cbx1 from discharging toward the boot capacitor Cby1.
  • the boot capacitor Cbx1 can be charged using the charge stored in the boot capacitor Cby1 by turning on the switching element Ty1. This is because such conduction causes a current to flow through a path A5 including the boot capacitor Cby1, the diode Dbx1, the boot capacitor Cbx1, the diode Dx11, and the switching element Ty1.
  • the operating power sources of the switching elements Tx11 and Tx12 can be shared, and the boot capacitor Cbx1 is employed as the operating power source, so that the number of DC power sources can be reduced.
  • the third embodiment may be applied to the present power conversion device.
  • a viewpoint of which of the both-end voltages Vcbx2_t and Vcbx2_d (see Equations 3 and 4) is adopted as the both-end voltage of the capacitor Cbx2.
  • the variation in the operating voltage of the switching element can be reduced.
  • a value obtained by multiplying each of the both-end voltages Vcbx2_t and Vcbx2_d by a weighting coefficient and adding them may be employed.
  • a high value may be employed as the weighting coefficient for the both-end voltage Vcbx2_t if the period during regeneration is relatively large.
  • the voltage clamp circuit provides a stable voltage to the drive circuit Drx2. Can do.
  • the capacitor (Cbx2) is not limited to the form of a capacitor as long as it can store electric charge as an operation power source of the switching element.
  • the parallel circuit of the switching element and the diode may be constituted by a reverse conducting element such as a MOSFET having a parasitic diode or a reverse conducting IGBT.
  • a resistor or the like may be inserted in the charging path of the capacitors Cbx1, Cbx2, Cby1 to limit the current during charging.

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Abstract

　本発明は、電力変換部のスイッチング素子の動作電圧をスイッチ回路のスイッチング素子の動作電源から得ることができる電力変換装置である。電源供給部（Ｅｄ）は電源線（ＬＬ）側でスイッチング素子（Ｔｙ２）と接続される低電位側の一端を有し、スイッチング素子（Ｔｙ２）へとスイッチ信号を出力するための動作電源となる。スイッチング素子（Ｔｘ２）は第１及び第２の電極を有し第２の電極から第１の電極へと向かう方向のみ電流を導通させる。ダイオード（Ｄｘ２２）はカソードを電源線（ＬＨ）に向けてスイッチング素子（Ｔｘ２）と並列に接続される。コンデンサ（Ｃｂｘ２）は、スイッチング素子（Ｔｘ２）の第１電極に接続された一端と、電源供給部の他端に接続される他端とを有し、スイッチング素子（Ｔｘ２）へとスイッチ信号を出力するための動作電源となる。

Description

電力変換装置
　本発明は電力変換装置に関し、特にスイッチング素子へとスイッチ信号を出力するための動作電源に関する。
　特許文献１にはインバータが記載されている。インバータは２つの直流電源線の間で相互に直列接続される上側スイッチング素子及び下側スイッチング素子を有する。上側スイッチング素子にはスイッチ信号を与えるための第１内部制御回路が接続され、下側スイッチング素子にはスイッチ信号を与えるための第２内部制御回路が接続される。
　第２内部制御回路には直流電源が動作電源として供給される。第１内部制御回路にはコンデンサの両端電圧が動作電源として供給される。コンデンサの高電位側の一端と、直流電源の高電位側の一端との間にはダイオードが接続されている。ダイオードはそのアノードを直流電源に向けて配置される。
　かかる構成において、コンデンサは下側スイッチング素子の導通により直流電源を電源として充電される。
　また本発明に関連する技術として、特許文献２，３が開示されている。
特開平７－２５０４８５号公報 特許第４１５８７１５号公報 特開２００７－２９５６８６号公報
　しかしながら、特許文献１ではインバータのスイッチング素子以外のスイッチング素子の動作電源についての考察がない。
　また特許文献１に記載のように電圧形インバータはエミッタ電極を低電位側の直流電源線に向けて設けられる。よって、下側スイッチング素子のエミッタ電極は低電位側の直流電源線に接続される。かかる直流電源線が下側スイッチング素子の共通電位として機能するので複数の下側スイッチング素子の動作電源として共通の直流電源を採用することができる。
　一方、電流形コンバータはインバータと同様に上側および下側のスイッチング素子を有する。そこで、従来の技術思想を以って、インバータの下側スイッチング素子の動作電源たる直流電源を、電流形コンバータの下側スイッチング素子に接続することを試みる。
　しかしながら、電圧形インバータで採用されるスイッチング素子はそのエミッタ電極を低電位側に向けて設けられるのに対し、電流形コンバータで採用されるスイッチング素子はそのエミッタ電極を高電位側の直流電源線に向けて設けられる。よって、上記の試みによっては、電流形コンバータの下側スイッチング素子へと適切に動作電圧を供給することができない。
　そこで本発明は、コンバータたる電力変換装置のスイッチング素子の動作電圧をスイッチ回路のスイッチング素子の動作電源から得ることができる電力変換装置を提供することを目的とする。
　本発明にかかる電力変換装置の第１の態様は、第１の電源線(LH)と、前記第１の電源線よりも低い電位が印加される第２の電源線(LL)と、前記第１及び前記第２の電源線の間に設けられたスイッチング素子(Ty2,S4)と、相互間で直流電圧が支持される両端を有し、前記両端のうち低電位側の一端が前記第２の電源線側で前記スイッチング素子に接続され、前記スイッチング素子へとスイッチ信号を出力するための動作電源となる電源供給部(Ed)とを有するスイッチ回路(2)と、第１電極と第２電極とを有し、前記第２電極から前記第１電極へと流れる電流のみを導通し、前記第１および前記第２の電源線の間で前記第１電極を前記第１の電源線側に向けて配置される片方向導通スイッチング素子（Tx2,Tx21）と、アノードを前記第１の電源線側に向けて前記片方向導通スイッチング素子と並列に接続されるダイオード(Dx22)と、前記第１電極に接続された一端と、前記電源供給部の他端と電気的に接続される他端とを有し、充電されて前記片方向導通スイッチング素子へとスイッチ信号を出力するための動作電源となるコンデンサ（Cbx2）とを有する電力変換部(1)とを備える。
　本発明にかかる電力変換装置の第２の態様は、第１の態様にかかる電力変換装置であって、前記コンデンサと前記電源供給部(Ed)の他端との間で、アノードを前記電源供給部に向けて配置される第２ダイオード(Dbx2)を更に備える。
　本発明にかかる電力変換装置の第３の態様は、第１又は第２の態様にかかる電力変換装置であって、カソードを前記第１の電源線に向け、アノードが前記片方向導通スイッチング素子の前記第１電極と接続される第３ダイオード(Dx21)を備える。
　本発明にかかる電力変換装置の第４の態様は、第３の態様にかかる電力変換装置であって、前記電力変換部(1)は、前記片方向導通スイッチング素子(Tx21)と直列に接続され、前記第３ダイオードと並列に接続される第２スイッチング素子(Tx22)を更に備え、前記コンデンサは前記第２スイッチング素子へとスイッチ信号を出力するための動作電源として機能する。
　本発明にかかる電力変換装置の第５の態様は、第１乃至第４の何れか一つの態様にかかる電力変換装置であって、前記スイッチ回路(2)は、前記電源供給部(Ed)の電圧を降下して前記スイッチング素子(Ty2)の動作電圧を与える電圧調整部(VAy2)を更に備える。
　本発明にかかる電力変換装置の第１の態様によれば、電源供給部からコンデンサへとダイオードを経由して電流が流れる。よって、スイッチ回路のスイッチング素子に対する動作電源を用いて、コンデンサを充電できる。換言すれば、片方向導通スイッチング素子の動作電圧をスイッチ回路のスイッチング素子の動作電源から得ることができる。
　本発明にかかる電力変換装置の第２の態様によれば、通常運転において片方向導通スイッチング素子の第１電極の電位が第２の電源線の電位より高くなって、第２の電源線とコンデンサの他端（高電位側の一端）との間の電圧が電源供給部の電圧よりも高まったとしても、かかる電圧と電源供給部の高電位側の一端の電圧との差を第２ダイオードが支持する。よって、かかる電圧が電源供給部ひいてはスイッチング素子へと印加されることを防ぐ。
　本発明にかかる電力変換装置の第３の態様によれば、片方向導通スイッチング素子とダイオードと第２ダイオードとして、低耐圧の素子を採用できる。
　本発明にかかる電力変換装置の第４の態様によれば、片方向導通スイッチング素子と第２スイッチング素子と第１及び第３のダイオードが双方向スイッチを構成することができる。しかもコンデンサが片方向導通スイッチング素子のみならず第２スイッチング素子の動作電源としても機能するので、各々にコンデンサが設けられる場合に比して製造コストを低減できる。
　本発明にかかる電力変換装置の第５の態様によれば、電源供給部の電圧とコンデンサの両端電圧との差を低減できる。
　この発明の目的、特徴、局面、および利点は、以下の詳細な説明と添付図面とによって、より明白となる。
電力変換装置の概念的な構成の一例を示す図である。 電力変換装置の概念的な構成の一例を示す図である。 電力変換装置の概念的な構成の一例を示す図である。 電力変換装置の概念的な構成の一例を示す図である。 電力変換装置の概念的な構成の一例を示す図である。 電力変換装置の概念的な構成の一例を示す図である。
　第１の実施の形態．
　＜電力変換装置の一例＞
　図１に例示するように本電力変換装置は、その構成要素としての電力変換部であるコンバータ１とその構成要素としてのスイッチ回路であるインバータ２とを備えている。
　コンバータ１には入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔが接続される。入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔには例えば三相交流電源が接続されて三相交流電圧が供給される。コンバータ１は入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔに印加される三相交流電圧を直流電圧に変換し、これを直流電源線ＬＨ，ＬＬに印加する。より具体的な構成について説明すると、コンバータ１は３つのｒ，ｓ，ｔ相についてのスイッチングレグを有している。ｒ相のスイッチングレグはスイッチング素子Ｔｒ１，Ｔｒ２とダイオードＤｒ１，Ｄｒ２１，Ｄｒ２２とを有している。ｓ相のスイッチングレグはスイッチング素子Ｔｓ１，Ｔｓ２とダイオードＤｓ１，Ｄｓ２１，Ｄｓ２２とを有している。ｔ相のスイッチングレグはスイッチング素子Ｔｔ１，Ｔｔ２とダイオードＤｔ１，Ｄｔ２１，Ｄｔ２２とを有している。この３つのスイッチングレグは直流電源線ＬＨ，ＬＬの間で相互に並列接続される。
　スイッチング素子Ｔｘ１（但し、ｘはｒ，ｓ，ｔを代表する。）は第１ないし第３電極を有している。スイッチング素子Ｔｘ１は第１電極と第２電極との間を流れる電流を導通／非導通する。第３電極には、スイッチング素子Ｔｘ１，Ｔｘ２の導通／非導通を制御するためのスイッチ信号（電圧信号や電流信号）が印加される。なお第１電極は上記スイッチ信号の基準（例えば電圧信号であれば基準電位）となる制御基準電極としても機能する。かかるスイッチング素子Ｔｘ１の例として絶縁ゲートバイポーラトランジスタおよび電界効果トランジスタおよびバイポーラトランジスタ等が挙げられる。絶縁ゲートバイポーラトランジスタであれば、第１ないし第３電極は例えばそれぞれエミッタ電極、コレクタ電極、ゲート電極に相当する。電界効果トランジスタであれば、第１ないし第３電極は例えばそれぞれソース電極、ドレイン電極、ゲート電極に相当する。バイポーラトランジスタであれば第１ないし第３電極は例えばそれぞれエミッタ電極、コレクタ電極、ベース電極に相当する。この点は後述するスイッチング素子Ｔｙ１，Ｔｙ２にも適用される。
　スイッチング素子Ｔｘ２（但し、ｘはｒ，ｓ，ｔを代表する。）は第１ないし第３電極を有している。スイッチング素子Ｔｘ２は第２電極から第１電極へと流れる電流を導通／非導通する。スイッチング素子Ｔｘ２では第２電極から第１電極へと向かう電流は導通しない。かかるスイッチング素子は片方向導通スイッチング素子と把握できる。第３電極には、スイッチング素子Ｔｘ１，Ｔｘ２の導通／非導通を制御するためのスイッチ信号（電圧信号や電流信号）が印加される。なお第１電極は上記スイッチ信号の基準（例えば電圧信号であれば基準電位）となる制御基準電極としても機能する。かかるスイッチング素子Ｔｘ２の例として絶縁ゲートバイポーラトランジスタ等が挙げられる。絶縁ゲートバイポーラトランジスタにおいては、第１ないし第３電極は例えばそれぞれエミッタ電極、コレクタ電極、ゲート電極に相当する。
　以下においては、スイッチング素子Ｔｘ１，Ｔｘ２として絶縁ゲートバイポーラトランジスタを採用して説明する。
　スイッチング素子Ｔｘ１とダイオードＤｘ１とは直流電源線ＬＨと入力端Ｐｘとの間で互いに直列接続される。スイッチング素子Ｔｘ１はそのエミッタ電極を直流電源線ＬＨ側に向けて配置され、ダイオードＤｘ１はそのアノードを入力端Ｐｘ側に向けて配置される。スイッチング素子Ｔｘ２とダイオードＤｘ２１とは直流電源線ＬＬと入力端Ｐｘとの間で互いに直列接続される。スイッチング素子Ｔｘ２はそのエミッタ電極を入力端Ｐｘ（直流電源線ＬＨ）側に向けて配置され、ダイオードＤｘ２１はそのアノードを直流電源線ＬＬ側に向けて配置される。ダイオードＤｘ２１はスイッチング素子Ｔｘ２に対して直流電源線ＬＨ側に配置される。ダイオードＤｘ２２はそのアノードを直流電源線ＬＨ側に向けてスイッチング素子Ｔｘ２と並列に接続される。
　かかるスイッチング素子Ｔｘ１，Ｔｘ２へとスイッチ信号が与えられて、コンバータ１は三相交流電圧を直流電圧に変換する。これにより、直流電源線ＬＨには直流電源線ＬＬよりも高い電位が印加される。なお、ダイオードＤｘ１，Ｄｘ２１はコンバータとしての逆阻止能力を発揮する。換言すれば、コンバータ１は電流形コンバータとして機能する。
　インバータ２は直流電源線ＬＨ，ＬＬの間の直流電圧を交流電圧に変換して負荷３（例えばモータ）へと印加する。なお、図１の例示では、負荷３が抵抗とリアクトルとの直列体を有する誘導性負荷として描画されている。
　インバータ３は３つのｕ，ｖ，ｗ相についてのスイッチングレグを有している。ｕ相のスイッチングレグはスイッチング素子Ｔｕ１，Ｔｕ２とダイオードＤｕ１，Ｄｕ２とを有している。ｖ相のスイッチングレグはスイッチング素子Ｔｖ１，Ｔｖ２とダイオードＤｖ１，Ｄｖ２とを有している。ｗ相のスイッチングレグはスイッチング素子Ｔｗ１，Ｔｗ２とダイオードＤｗ１，Ｄｗ２とを有している。この３つのスイッチングレグは直流電源線ＬＨ，ＬＬの間で相互に並列接続される。
　スイッチング素子Ｔｙ１，Ｔｙ２（但し、ｙはｕ，ｖ，ｗを代表する）は、例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタである。スイッチング素子Ｔｙ１，Ｔｙ２は直流電源線ＬＨ，ＬＬの間で相互に直列接続される。スイッチング素子Ｔｙ１，Ｔｙ２のいずれもが、エミッタ電極を直流電源線ＬＬ側に向けて配置される。ダイオードＤｙ１，Ｄｙ２はそれぞれスイッチング素子Ｔｙ１，Ｔｙ２に並列接続される。ダイオードＤｙ１，Ｄｙ２のいずれもが、アノードを直流電源線ＬＬ側に向けて配置される。
　スイッチング素子Ｔｙ１，Ｔｙ２の間に設けられた出力端Ｐｙは負荷３に接続される。
　かかるスイッチング素子Ｔｙ１，Ｔｙ２へとスイッチ信号が与えられて、インバータ３は直流電圧を交流電圧に変換する。ダイオードＤｙ１，Ｄｙ２はそれぞれスイッチング素子Ｔｙ１，Ｔｙ２へと逆電流が流れることを防止し、またそれぞれスイッチング素子Ｔｙ１，Ｔｙ２へと逆電圧が印加されることを防止する。
　＜コンバータ１及びインバータ２のスイッチング素子の動作電源＞
　次に、図２を参照して、スイッチング素子Ｔｘ１，Ｔｘ２，Ｔｙ１，Ｔｙ２へとスイッチ信号を出力するための動作電源について説明する。なお、図２の例示では、代表的に、コンバータ１の一つのスイッチングレグのみとインバータ３の一つのスイッチングレグのみとを図示している。
　コンバータ１はスイッチング素子Ｔｘ１，Ｔｘ２をそれぞれ駆動するドライブ回路Ｄｒｘ１，Ｄｒｘ２を有し、インバータ３はスイッチング素子Ｔｙ１，Ｔｙ２をそれぞれ駆動するドライブ回路Ｄｒｙ１，Ｄｒｙ２を有している。ドライブ回路Ｄｒｘ１，Ｄｒｘ２，Ｄｒｙ１，Ｄｒｙ２はそれぞれスイッチング素子Ｔｘ１，Ｔｘ２，Ｔｙ１，Ｔｙ２のゲート電極に接続される。
　図２の例示では、ドライブ回路Ｄｒｙ２には直流電源Ｅｄから動作電源が供給される。直流電源Ｅｄの低電位側の一端は、スイッチング素子Ｔｙ２のエミッタ電極と、ドライブ回路Ｄｒｙ２とに接続される。直流電源Ｅｄの高電位側の一端はドライブ回路Ｄｒｙ２に接続される。
　ドライブ回路Ｄｒｘ２にはコンデンサＣｂｘ２の両端電圧が動作電源として供給される。コンデンサＣｂｘ２の一端はスイッチング素子Ｔｘ２のエミッタ電極とドライブ回路Ｄｒｘ２に接続される。コンデンサＣｂｘ２の他端はドライブ回路Ｄｒｘ２に接続される。なお、この内容は、コンデンサＣｂｘ２が当該一端と当該他端との間で直流電圧を支持して、スイッチング素子Ｔｘ２へとスイッチ信号を出力するための動作電源として機能する、と把握できる。この内容は他のコンデンサについても適用される。
　ドライブ回路Ｄｒｘ２にはレベルシフト回路ＬＳｘ２が接続される。レベルシフト回路ＬＳｘ２は、例えば図示しない共通の制御回路により作成されたスイッチ信号の電位レベルをドライブ回路Ｄｒｘ２の電位に合わせて適切にシフトさせて、これをドライブ回路Ｄｒｘ２へと与える。他のレベルシフト回路についても同様であるため、以下では詳細な説明は省略する。
　コンデンサＣｂｘ２の他端はダイオードＤｂｘ２を介して直流電源Ｅｄの高電位側の一端へと接続されている。ダイオードＤｂｘ２はそのアノードを直流電源線Ｅｄに向けて設けられる。ダイオードＤｂｘ２はコンデンサＣｂｘ２が直流電源Ｅｄへと放電することを防止する。
　かかるコンデンサＣｂｘ２は本電力変換装置の通常運転に先立って充電される。具体的には、直流電源ＥｄからコンデンサＣｂｘ２へとダイオードＤｂｘ２，Ｄｘ２２を介す経路に電流が流れる。よってコンデンサＣｂｘ２は直流電源Ｅｄを電源として充電される。図２では、かかる経路が経路Ａ１として示されている。
　なお経路Ａ１上にはダイオードＤｘｂ２，Ｄｘ２２の両方が介在している。経路Ａ１においてコンデンサＣｂｘ２が直流電源Ｅｄ側へと放電することを防止するという観点では、ダイオードＤｘ２２が設けられていれば足りる。よって本願にかかる最上位の概念ではダイオードＤｂｘ２は必須要件ではない。ダイオードＤｂｘ２の更なる作用、効果については第２の実施の形態で述べる。
　さて、図２の電力変換装置において、通常運転を行なう前には、コンバータ１がダイオードＤｘ２２を有していなくても、スイッチング素子Ｔｘ１，Ｔｙ１，Ｔｙ２を導通させればコンデンサＣｂｘ２を充電することができる。これらの導通によって、直流電源ＥｄからコンデンサＣｂｘ２へと、ダイオードＤｂｘ２，Ｄｘ２１，Ｄｘ１とスイッチング素子Ｔｘ１，Ｔｙ１，Ｔｙ２を介す経路に電流が流れるからである。なお、図２の例示ではスイッチング素子Ｔｘ１，Ｔｙ１はブートコンデンサＣｂｘ１，Ｃｂｙ１の両端電圧が動作電源として与えられる。よって、スイッチング素子Ｔｘ１，Ｔｙ１を導通させるためには、ブートコンデンサＣｂｘ１，Ｃｂｙ１は既に充電されている必要がある。これらの充電については後述する。なお、ブートコンデンサＣｂｘ１，Ｃｂｙ１の替わりに直流電源が設けられてこの直流電源がスイッチング素子Ｔｒ１の動作電源として機能してもよい。
　スイッチング素子Ｔｘ１，Ｔｙ１，Ｔｙ２を導通させてコンデンサＣｂｘ２を充電する場合には次の問題が生じる。即ち、コンデンサＣｂｘ２を充電する経路には３つのダイオードＤｂｘ２，Ｄｘ２１，Ｄｘ１と３つのスイッチング素子Ｔｘ１，Ｔｙ１，Ｔｙ２が介在する。これらのダイオードとスイッチング素子では電圧降下が生じるので、直流電源Ｅｄの電圧よりも比較的小さな電圧しかコンデンサＣｂｘ２に充電できない。
　一方、本電力変換装置によれば、経路Ａ１には２つのダイオードＤｂｘ２，Ｄｘ２２が介在しているだけなので、電圧降下を抑制してコンデンサＣｂｘ２を充電できる。よって、コンデンサＣｂｘ２へと比較的大きな電圧を充電できる。
　またコンバータ１の通常運転においても以下に説明するようにコンデンサＣｂｘ２が充電されるので、コンデンサＣｂｘ２が必要とする静電容量を低減できる。
　通常運転においてスイッチング素子Ｔｘ２が導通するときには、負荷３側からスイッチング素子Ｔｙ２と直流電源線ＬＬとスイッチングＴｘ２とを通って入力端Ｐｘへと電流が流れる。かかる電流によって、スイッチング素子Ｔｘ２には順方向の電圧が印加される。換言すればダイオードＤｘ２２には逆電圧が印加される。したがって経路Ａ１には電流が流れない。
　しかしながらこのとき、直流電源ＥｄからコンデンサＣｂｘ２へとダイオードＤｂｘ２とスイッチング素子Ｔｘ２とを経由して電流が流れる。なお、スイッチング素子Ｔｘ２を流れる電流、即ち負荷３から流れる電流と、直流電源ＥｄからコンデンサＣｂｘ２を経由して流れる電流との合計は、コレクタ電極からエミッタ電極へと順方向に流れる。以上のように直流電源Ｅｄからスイッチング素子Ｔｘ２を介してコンデンサＣｂｘ２へと電流が流れるので、コンデンサＣｂｘ２は充電される。
　なおスイッチング素子Ｔｘ２が導通から非導通へと切り替わるときの過渡期などでは経路Ａ１を経由してコンデンサＣｂｘ２に電流が流れる可能性もある。
　以上のように通常運転においてもコンデンサＣｂｘ２は充電される。したがってコンデンサＣｂｘ２が必要とする静電容量を低減することができる。
　なお、ダイオードＤｘ２２が設けられていない場合、通常運転時においてスイッチング素子Ｔｘ２が非導通のときにはブートコンデンサＣｂｘ２は充電されない。また、スイッチング素子Ｔｘ１，Ｔｙ１，Ｔｙ２を同時に導通させる特殊な処理を行わなければ、通常運転前にブートコンデンサＣｂｘ２は充電されることがないため、通常はスイッチング素子Ｔｘ２を導通させることもできない。一方、上述したように、本実施の形態では、通常運転前にも充電し得るし、また、通常運転でもダイオードＤｘ２２を介しても充電され得るので、ブートコンデンサＣｂｘ２が充電される機会が増え得る。よって、本電力変換装置によれば、ダイオードＤｘ２２が設けられていない態様と比較して、ブートコンデンサＣｂｘ２が必要とする静電容量を低減できる。
　次に、スイッチング素子Ｔｙ１の動作電源の一例について説明する。ドライブ回路Ｄｒｙ１にはブートコンデンサＣｂｙ１の両端電圧が動作電源として供給される。ブートコンデンサＣｂｙ１の一端はスイッチング素子Ｔｙ１のエミッタ電極とドライブ回路Ｄｒｙ１に接続される。ブートコンデンサＣｂｙ１の他端はドライブ回路Ｄｒｙ１に接続される。
　ドライブ回路Ｄｒｙ１にはレベルシフト回路ＬＳｙ１が接続される。レベルシフト回路ＬＳｙ１はスイッチ信号が入力され、かかるスイッチ信号を適切にレベルシフトしてドライブ回路Ｄｒｙ１へと出力する。
　ブートコンデンサＣｂｙ１の他端はダイオードＤｂｙ１を介して直流電源Ｅｄの高電位側の一端へと接続されている。ダイオードＤｂｙ１はそのアノードを直流電源線Ｅｄに向けて設けられる。ダイオードＤｂｙ１はブートコンデンサＣｂｙ１が直流電源Ｅｄへと放電することを防止する。
　かかる構成によれば、スイッチング素子Ｔｙ２を導通させることで、直流電源Ｅｄを用いてブートコンデンサＣｂｙ１を充電できる。直流電源ＥｄからブートコンデンサＣｂｙ１へとダイオードＤｂｙ１とスイッチング素子Ｔｙ１とを介す経路Ａ２に電流が流れるからである。
　次に、スイッチング素子Ｔｘ１の動作電源の一例について説明する。ドライブ回路Ｄｒｘ１にはブートコンデンサＣｂｘ１の両端電圧が動作電源として供給される。ブートコンデンサＣｂｘ１の一端はスイッチング素子Ｔｘ１のエミッタ電極とドライブ回路Ｄｒｘ１に接続される。ブートコンデンサＣｂｘ１の他端はドライブ回路Ｄｒｘ１に接続される。
　ドライブ回路Ｄｒｘ１にはレベルシフト回路ＬＳｘ１が接続される。レベルシフト回路ＬＳｘ１はスイッチ信号が入力され、かかるスイッチ信号を適切にレベルシフトしてドライブ回路Ｄｒｘ１へと出力する。
　ブートコンデンサＣｂｘ１の他端はダイオードＤｂｘ１を介してブートコンデンサＣｂｙ１の高電位側の一端へと接続されている。ダイオードＤｂｘ１はそのアノードをブートコンデンサＣｂｙ１に向けて設けられる。ダイオードＤｂｘ１はブートコンデンサＣｂｘ１がブートコンデンサＣｂｘ１へと放電することを防止する。
　かかる構成によれば、スイッチング素子Ｔｘ１，Ｔｙ２を導通させることで、ブートコンデンサＣｂｙ１に蓄えられた電荷を用いてブートコンデンサＣｂｘ１を充電できる。ブートコンデンサＣｂｙ１からブートコンデンサＣｂｘ１へとダイオードＤｂｘ１，Ｄｘ１１とスイッチング素子Ｔｘ１，Ｔｙ１とを介す経路Ａ３に電流が流れるからである。
　変形例．
　ブートコンデンサＣｂｘ２の両端電圧は、必ずしもインバータ２のスイッチング素子Ｔｙ２の動作電源として機能する直流電源Ｅｄから得る必要はない。要するに、直流電源線ＬＬに接続されるスイッチング素子の動作電源から得ればよい。例えば図３の電力変換装置であってもよい。図３では、コンバータ１においては１つのスイッチングレグのみが示され、インバータ２と負荷３とが省略されている。図３の電力変換装置は、図１の電力変換装置と比較して、コンバータ１とインバータ３との間にブレーキ回路４を備えている。なお、以下ではスイッチング素子Ｔｘ１の動作電源については上述した説明と同一であるので詳細な説明を省略する。
　ブレーキ回路４は抵抗Ｒ４とスイッチング素子Ｓ４とを備えている。抵抗Ｒ４とスイッチング素子Ｓ４は直流電源線ＬＨ，ＬＬの間で相互に直列に接続されている。スイッチング素子Ｓ４はスイッチング素子Ｔｙ１，Ｔｙ２と同じスイッチング素子である。図３ではスイッチング素子Ｓ４は絶縁ゲートバイポーラトランジスタとして示されている。スイッチング素子Ｓ４はそのエミッタ電極を直流電源線ＬＬに向けて設けられる。
　かかるブレーキ回路４において、例えば誘導性負荷たる負荷３へと電流の供給を停止したときに、スイッチング素子Ｓ４を導通させる。これにより、負荷３からの回生電流が抵抗Ｒ４を流れる。よって負荷３からの回生エネルギーを早期に消費させることができる。
　スイッチング素子Ｓ４のエミッタ電極にはドライブ回路Ｄｒｓ４が接続される。ドライブ回路Ｄｒｓ４はスイッチング素子Ｓ４を駆動する。ドライブ回路Ｄｒｓ４には直流電源Ｅｄから動作電源が供給される。直流電源Ｅｄの低電位側の一端は、スイッチング素子Ｔｙ２のエミッタ電極と、ドライブ回路Ｄｒｓ４とに接続される。直流電源Ｅｄの高電位側の一端はドライブ回路Ｄｒｓ４に接続される。
　ダイオードＤｂｘ２のアノードは直流電源Ｅｄの高電位側の一端に接続されている。
　かかる電力変換装置においても、直流電源Ｅｄを電源としてブートコンデンサＣｂｘ２が充電される。よって、スイッチング素子Ｔｘ１，Ｔｙ１，Ｔｙ２が介在する経路を用いた充電に比べて大きな電圧をブートコンデンサＣｂｘ２に充電できる。また通常運転においても、図２を参照した説明と同様に、スイッチング素子Ｔｘ２或いはダイオードＤｘ２２を経由してブートコンデンサＣｂｘ２が充電される。よって、ブートコンデンサＣｂｘ２が必要とする静電容量を低減できる。
　なおかかる変形例は後述する他の実施の形態にも適用される。
　第２の実施の形態．
　第２の実施の形態においてはダイオードＤｂｘ２，Ｄｘ２２の作用、効果について詳述する。まずダイオードＤｂｘ２が設けられていない場合について考慮する。本電力変換装置の通常運転においては、コンバータ１およびインバータ２がスイッチングされる。例えばかかるスイッチングに起因にしてサージ電圧が生じ、スイッチング素子Ｔｘ２のエミッタ電極の電位が想定以上に増大することが考えられる。即ち、直流電源線ＬＬとコンデンサＣｂｘ２の高電位側の一端との間の電圧が想定以上に増大する。かかる電圧は直流電源Ｅｄおよびドライブ回路Ｄｒｙ２に印加される。かかる電圧の印加によってスイッチング素子Ｔｙ２の動作の不安定を招く恐れがある。
　ダイオードＤｂｘ２はかかる電位差（直流電源Ｅｄの高電位側の電位とコンデンサＣｂｘ２の高電位側の電位との差）を支持することができる。したがって、このような問題を防止することができる。
　次にダイオードＤｘ２１の作用、効果について述べる。ダイオードＤｘ２１は入力端Ｐｘに印加される電位が変動した際の入力端Ｐｘと直流電源線ＬＬとの間の電圧を支持することができる。これにより、スイッチング素子Ｔｘ２とダイオードＤｘ２２とダイオードＤｂｘ２として安価な低耐圧の素子を採用できる。低耐圧なスイッチング素子であればそのコレクタ－エミッタの間の電圧が小さい傾向があり、また低耐圧なダイオードであればその順方向電圧が小さい傾向がある。よって特性のよい素子を採用できる。
　第３の実施の形態．
　第１の実施の形態では、各スイッチング素子の動作電源の電圧についてばらつきが生じ得る。例えば図２を参照して各経路Ａ１～Ａ３の各構成要素で生じる電圧降下を考慮する。またここでは説明の簡単のため、各ダイオードの順方向電圧は相互に等しく電圧Ｖｆであって、各スイッチング素子のエミッタ－コレクタ間の電圧は相互に等しく電圧Ｖｃｅであると仮定する。
　ブートコンデンサＣｂｙ１は直流電源Ｅｄを電源としてダイオードＤｂｙ１とスイッチング素子Ｔｙ２とを経由して充電される。なお、通常運転においてもブートコンデンサＣｂｙ１は上記経路で充電される。よって、ブートコンデンサＣｂｙ１の両端電圧Ｖｃｙ１は次式で表される。
　Ｖｃｂｙ１＝Ｅｄ－Ｖｆ－Ｖｃｅ　　　　　　　　　　・・・（１）
　ブートコンデンサＣｂｘ１はブートコンデンサＣｂｙ１を電源としてダイオードＤｂｘ１，Ｄｘ１１とスイッチング素子Ｔｙ１を経由して充電される。なお、通常運転においてもブートコンデンサＣｂｘ１は上記経路で充電される。
　またダイオードＤｘ１がスイッチング素子Ｔｘ１に対して入力端Ｐｘ側に位置している構成であれば、経路Ａ３上にダイオードＤｘ１が介在しない。よって、かかる構成であればダイオードＤｘ１の順方向電圧Ｖｆの電圧降下は無視すればよい。以下では、経路Ａ３上にダイオードＤｘ１が介在する場合について述べる。
　ブートコンデンサＣｂｘ１の両端電圧Ｖｃｂｘ１は次式で表される。
　Vcbx1=Vcby1-2Vf-Vce=Ed-3Vf-2Vce　　　　　　　　　　・・・（２）
　通常運転に先立つ充電動作におけるコンデンサＣｂｘ２の充電経路は上述した経路Ａ１である。経路Ａ１においては、コンデンサＣｂｘ２は直流電源Ｅｄを電源としてダイオードＤｂｘ２，Ｄｘ２２を経由して充電される。よって、このときのコンデンサＣｂｘ２の両端電圧Ｖｂｃｘ２＿ｄは次式で表される。
　Ｖｂｃｘ２＿ｄ＝Ｅｄ－２Ｖｆ　　　　　　　　　　　　・・・（３）
　一方、通常運転におけるコンデンサＣｂｘ２の充電経路は第１の実施の形態で述べたように２つある。ただし、経路Ａ１による充電はスイッチング素子Ｔｘ２の非導通時で、かつスイッチング素子Ｔｘ２の第１端子電位がダイオードＤｘ２２を導通させる電位となった場合のみに生じ得るものであって、主にはスイッチング素子Ｔｘ２を経由した充電が行われる。スイッチング素子Ｔｘ２を経由した経路では、コンデンサＣｂｘ２はスイッチング素子Ｔｘ２とダイオードＤｘ２２を経由して充電される。よって、このときのコンデンサＣｂｘ２の両端電圧Ｖｃｂｘ２＿ｔは次式で表される。
　Ｖｃｂｘ２＿ｔ＝Ｅｄ－Ｖｆ＋Ｖｃｅ　　　　　　　　　・・・（４）
　かかる動作電源の電圧についてのばらつきを低減できれば例えば同じスイッチング素子を採用することができ、各スイッチング素子のスイッチング特性などのばらつきも小さくできる。そこで、第３の実施の形態では各スイッチング素子の動作電源の電圧のばらつきを低減する。
　なおここでは、説明の簡単のために、電圧Ｖｆが電圧Ｖｃｅよりも大きいと仮定する。この仮定の下ではブートコンデンサＣｂｘ１の両端電圧Ｖｃｂｘ１がコンデンサＣｂｙ１，Ｃｂｘ２および直流電源Ｅｄの中で最も小さい。
　上記の仮定の下で、本電力変換装置は図４に例示するように電圧調整回路ＶＡｙ１，ＶＡｙ２，ＶＡｘ２をさらに有している。なお、図４の例示では、代表的に、コンバータ１の一つのスイッチングレグとインバータ３の一つのスイッチングレグについてのみ図示している。
　電圧調整回路ＶＡｙ２は直流電源Ｅｄの例えば高電位側の一端とドライブ回路Ｄｒｙ２との間に接続される。電圧調整回路ＶＡｙ２は例えば抵抗であって、直流電源Ｅｄの電圧を降圧して動作電圧としてドライブ回路Ｄｒｙ２に供給する。より具体的な一例として、直流電圧Ｅｄの電圧を、電圧Ｖｆの３倍と電圧Ｖｃｅの２倍との和の分だけ、降圧して動作電圧として供給する。これによりドライブ回路Ｄｒｘ１，Ｄｒｙ２へ供給される動作電圧を互いに等しくできる（式（２）参照）。
　電圧調整回路ＶＡｙ１はブートコンデンサＣｂｙ１の例えば高電位側の一端とドライブ回路Ｄｒｙ１との間に接続される。電圧調整回路ＶＡｙ１は例えば抵抗であって、ブートコンデンサＣｂｙ１の両端電圧を降圧して動作電源としてドライブ回路Ｄｒｙ１に供給する。より具体的には、ブートコンデンサＣｂｙ１の両端電圧を、電圧Ｖｆの２倍と電圧Ｖｃｅとの和の分だけ、降圧して動作電圧として供給する。これによりドライブ回路Ｄｒｘ１，Ｄｒｙ１へ供給される動作電圧を互いに等しくできる（式（１）と式（２）とを参照）。
　電圧調整回路ＶＡｘ２はコンデンサＣｂｘ２の例えば高電位側の一端とドライブ回路Ｄｒｙ２との間に接続される。電圧調整回路ＶＡｘ２は例えば抵抗であって、ブートコンデンサＣｂｘ２の両端電圧を降圧して動作電源としてドライブ回路Ｄｒｘ２に供給する。さて、コンデンサＣｂｘ２の両端電圧はその充電経路の区別により２つの両端電圧Ｖｃｂｘ２＿ｄ，Ｖｃｂｘ２＿ｔを採りえる。
　ここでは一例として、両端電圧Ｖｃｂｘ２＿ｄ，Ｖｃｂｘ２＿ｔのうちより小さい両端電圧Ｖｃｂｘ２＿ｄを採用する。電圧調整回路ＶＡｘ２はコンデンサＣｂｘ２の両端電圧Ｖｃｘｂ２を、電圧Ｖｃｅの２倍と電圧Ｖｆとの和の分だけ、降圧して動作電源として供給する。これにより、コンデンサＣｂｘ２の両端電圧が電圧Ｖｃｂｘ２＿ｄであるときにドライブ回路Ｄｒｘ１，Ｄｒｘ２に供給される動作電圧を互いに等しくできる。またたとえコンデンサＣｂｘ２の電圧が両端電圧Ｖｃｂｘ２＿ｔであったとしても、電圧調整部ＶＡｘ２はこれを降圧させるのでドライブ回路Ｄｒｘ１，Ｄｒｘ２に供給される動作電圧の差を低減することができる。
　なお、通常運転においては主としてスイッチング素子Ｔｘ２を経由した経路でコンデンサＣｂｘ２が充電されることから、両端電圧Ｖｂｃｘ２＿ｔを採用してもよい。
　また両端電圧Ｖｃｂｘ２＿ｔ，Ｖｃｂｘ２＿ｄに重み付け係数を乗じて、これを加算した値をコンデンサＣｂｘ２の両端電圧として把握してもよい。重み付け係数は例えば正の値であって、これらの和は１である。そして、電圧調整回路ＶＡｘ２は、かかる両端電圧と両端電圧Ｖｃｂｘ１との差の分だけ、コンデンサＣｂｘ２の両端電圧を降圧させてもよい。
　また、コンデンサＣｂｘ２に並列に電圧クランプ回路を接続し、両端電圧Ｖｃｂｘ２＿ｔ、Ｖｃｂｘ２＿ｄがいずれもクランプ電圧よりも高い値となるようにすれば、当該電圧クランプ回路は安定した電圧をドライブ回路Ｄｒｘ２に与えることができる。
　なお、この電圧調整回路はここで提示した形態に限るものではない。例えばコンデンサの電圧を分圧する形態や、ツェナーダイオードにより一定電圧を得る形態であっても構わない。また、コンデンサの両端にレギュレータの入力を接続し、レギュレータの出力をドライブ回路に接続するような形態であっても構わない。
　第４の実施の形態．
　第１乃至第３の実施の形態においてはスイッチング素子Ｔｘ１，Ｔｘ２は直流電源線ＬＬから直流電源線ＬＨへと向かう方向（順方向）の電流の導通／非導通を選択する。スイッチング素子Ｔｘ１，Ｔｘ２は、直流電源線ＬＨから直流電源線ＬＬへと向かう方向（逆方向）の電流の導通／非導通は選択できない。なお例えばスイッチング素子Ｔｘ１，Ｔｘ２が絶縁ゲートバイポーラトランジスタであれば、逆方向の電流は流れない。また例えばスイッチング素子Ｔｘ１，Ｔｘ２がＭＯＳ電界効果トランジスタであれば、その寄生ダイオードによって逆方向の電流が流れる。いずれにせよ、コンバータ１においては、ダイオードＤｘ１，Ｄｘ２１によって、かかる逆方向の電流は阻止される。第４の実施の形態では、コンバータ１において双方向のスイッチングを実現する。以下具体的に説明する。
　図５に例示される電力変換装置は、コンバータ１の構成という点で、図１に例示される電力変換装置と相違している。
　ｒ相のスイッチングレグはスイッチング素子Ｔｒ１１，Ｔｒ１２，Ｔｒ２１，Ｔｒ２２とダイオードＤｒ１１，Ｄｒ１２，Ｄｒ２１，Ｄｒ２２とを有している。ｓ相のスイッチングレグはスイッチング素子Ｔｓ１１，Ｔｓ１２，Ｔｓ２１，Ｔｓ２２とダイオードＤｓ１１，Ｄｓ１２，Ｄｓ２１，Ｄｓ２２とを有している。ｔ相のスイッチングレグはスイッチング素子Ｔｔ１１，Ｔｔ１２，Ｔｔ２１，Ｔｔ２２とダイオードＤｔ１１，Ｄｔ１２，Ｄｔ２１，Ｄｔ２２とを有している。
　スイッチング素子Ｔｘ１１，Ｔｘ１２（但し、ｘはｒ，ｓ，ｔを代表する。）はスイッチング素子Ｔｘ１と同じスイッチング素子であって例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタ、バイポーラトランジスタ、電界効果トランジスタ等である。以下では、絶縁ゲートバイポーラトランジスタを例に挙げて説明する。スイッチング素子Ｔｘ１１，Ｔｘ１２は直流電源線ＬＨと入力端Ｐｘとの間で互いに直列接続され、エミッタ電極同士は互いに接続されている。ダイオードＤｘ１１のアノードはスイッチング素子Ｔｘ１１のエミッタ電極に接続され、そのカソードはスイッチング素子Ｔｘ１２のコレクタ電極と接続される。ダイオードＤｘ２１のアノードはスイッチング素子Ｔｘ２１のエミッタ電極に接続され、そのカソードはスイッチング素子Ｔｘ１１のコレクタ電極に接続される。
　スイッチング素子Ｔｘ２１，Ｔｘ２２はスイッチング素子Ｔｘ２と同じスイッチング素子であって例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタ、バイポーラトランジスタ、電界効果トランジスタ等である。以下では、絶縁ゲートバイポーラトランジスタを例に挙げて説明する。スイッチング素子Ｔｘ２１，Ｔｘ２２は直流電源線ＬＬと入力端Ｐｘとの間で互いに直列接続され、これらのエミッタ電極同士は互いに接続されている。ダイオードＤｘ２１のアノードはスイッチング素子Ｔｘ２１のエミッタ電極に接続され、そのカソードはスイッチング素子Ｔｘ２２のコレクタ電極と接続される。ダイオードＤｘ２２のアノードはスイッチング素子Ｔｘ２２のエミッタ電極に接続され、そのカソードはスイッチング素子Ｔｘ２１のコレクタ電極に接続される。
　かかるコンバータ１によれば、スイッチング素子Ｔｘ１１，Ｔｘ１２とダイオードＤｘ１１，Ｄｘ１２とが双方向スイッチを構成する。同じくスイッチング素子Ｔｘ２１，Ｔｘ２２とダイオードＤｘ２１，Ｄｘ２２とが双方向スイッチを構成する。したがって負荷３が誘導性負荷であれば、かかる誘導性に起因して生じる回生電流を、コンバータ１を経由して電源側に流すことができる。
　またこのコンバータ１によれば、スイッチング素子Ｔｘ１１，Ｔｘ１２のエミッタ電極同士が互いに接続され、スイッチング素子Ｔｘ２１，Ｔｘ２２のエミッタ電極同士が互いに接続されている。したがって、図６に例示するように、スイッチング素子Ｔｘ１１，Ｔｘ１２の動作電源を共通化でき、またスイッチング素子Ｔｘ２１，Ｔｘ２２の動作電源を共通化できる。よって、各々に動作電源を設ける場合に比べて製造コストを低減できる。以下、より詳細に説明する。
　まずスイッチング素子Ｔｘ２１，Ｔｘ２２の動作電源について説明する。スイッチング素子Ｔｘ２１，Ｔｘ２２はドライブ回路Ｄｒｘ２によって駆動される。ドライブ回路Ｄｒｘ２はスイッチング素子Ｔｘ２１，Ｔｘ２２のゲート電極に共通して接続される。ドライブ回路Ｄｒｘ２にはレベルシフト回路ＬＳｘ２が接続される。
　ドライブ回路Ｄｒｘ２にはコンデンサＣｂｘ２の両端電圧が動作電源として供給される。コンデンサＣｂｘ２の一端はスイッチング素子Ｔｘ２１，Ｔｘ２２のエミッタ電極とドライブ回路Ｄｒｘ２とに接続される。コンデンサＣｂｘ２の他端はドライブ回路Ｄｒｘ２に接続される。
　またコンデンサＣｂｘ２の他端はダイオードＤｂｘ２を介して直流電源Ｅｄの高電位側の一端に接続される。ダイオードＤｂｘ２はそのカソードをコンデンサＣｂｘ２へと向けて設けられる。ダイオードＤｂｘ２はコンデンサＣｂｘ２が直流電源Ｅｄ側へと放電することを防止する。
　かかるコンデンサＣｂｘ２は電力変換装置の通常運転に先立って充電される。具体的には、直流電源ＥｄからコンデンサＣｂｘ２へとダイオードＤｂｘ２，Ｄｘ２２を介す経路Ａ４に電流が流れてコンデンサＣｂｘ２が充電される。
　以上のように、スイッチング素子Ｔｘ２１，Ｔｘ２２の動作電源を共通化でき、しかもかかる動作電源としてコンデンサＣｂｘ２を採用しているので直流電源の個数を低減できる。
　また本電力変換装置の通常運転においてもコンデンサＣｂｘ２は充電される。以下、力行運転と回生運転に分けて説明する。力行運転とは電源から負荷３へと電流を流して負荷３を駆動する運転である。力行運転では、直流電源線ＬＨからインバータ２および負荷３を経由して直流電源線ＬＬへと電流を流す。回生運転とは、負荷３が誘導性負荷である場合に、かかる誘導性に起因して生じる回生電流を電源側へと回生する運転や、負荷３が慣性の大きなモータ負荷などである場合に、負荷の状態に起因して生じる回生電流を電源側へと回生する運転のことである。回生運転では、直流電源線ＬＨからコンバータ１と電源とを経由して直流電源線ＬＬへと電流を流す。
　力行運転では、スイッチング素子Ｔｘ２１の導通により、自身とダイオードＤｘ２１とを経由して直流電源線ＬＬから入力端Ｐｘへと電流が流れる。このとき第１の実施の形態と同様に直流電源ＥｄからコンデンサＣｂｘ２へとダイオードＤｂｘ２とスイッチング素子Ｔｘ２１とを経由して電流が流れる。これによって、コンデンサＣｂｘ２が充電される。
　回生運転では、スイッチング素子Ｔｘ２２の導通により、自身とダイオードＤｘ２２とを介して入力端Ｐｘから直流電源ＬＬへと電流が流れる。ダイオードＤｘ２２が導通するので経路Ａ４を電流が流れてコンデンサＣｂｘ２が充電される。
　以上のように、通常運転においてもコンデンサＣｂｘ２が充電されるので、コンデンサＣｂｘ２が必要とする静電容量を低減することができる。
　次にスイッチング素子Ｔｘ１１，Ｔｘ１２の動作電源について説明する。スイッチング素子Ｔｘ１１，Ｔｘ１２はドライブ回路Ｄｒｘ１によって駆動される。ドライブ回路Ｄｒｘ１はスイッチング素子Ｔｘ１１，Ｔｘ１２のゲート電極に共通して接続される。ドライブ回路Ｄｒｘ１にはレベルシフト回路ＬＳｘ１が接続される。
　ドライブ回路Ｄｒｘ１にはブートコンデンサＣｂｘ１の両端電圧が動作電源として供給される。ブートコンデンサＣｂｘ１の一端はスイッチング素子Ｔｘ１１，Ｔｘ１２のエミッタ電極とドライブ回路Ｄｒｘ１とに接続される。ブートコンデンサＣｂｘ１の他端はドライブ回路Ｄｒｘ１に接続される。
　またブートコンデンサＣｂｘ１の他端はダイオードＤｂｘ１を介してブートコンデンサＣｂｙ１の高電位側の一端に接続される。ダイオードＤｂｘ１はそのカソードをブートコンデンサＣｂｘ１へと向けて設けられる。ダイオードＤｂｘ１はブートコンデンサＣｂｘ１がブートコンデンサＣｂｙ１側へと放電することを防止する。
　このような構成であれば、スイッチング素子Ｔｙ１を導通させることで、ブートコンデンサＣｂｙ１に蓄えられた電荷を用いてブートコンデンサＣｂｘ１を充電できる。かかる導通によって、ブートコンデンサＣｂｙ１とダイオードＤｂｘ１とブートコンデンサＣｂｘ１とダイオードＤｘ１１とスイッチング素子Ｔｙ１とからなる経路Ａ５に電流が流れるからである。
　以上のように、スイッチング素子Ｔｘ１１，Ｔｘ１２の動作電源を共通化でき、しかもかかる動作電源としてブートコンデンサＣｂｘ１を採用しているので直流電源の個数を低減できる。
　なお、本電力変換装置に第３の実施の形態を適用してもよい。この場合、コンデンサＣｂｘ２の両端電圧として両端電圧Ｖｃｂｘ２＿ｔ，Ｖｃｂｘ２＿ｄ（式３，４を参照）のいずれを採用するのかという観点が生じる。結論としては、いずれを採用しても構わない。いずれにせよスイッチング素子の動作電圧のばらつきを低減できるからである。また両端電圧Ｖｃｂｘ２＿ｔ，Ｖｃｂｘ２＿ｄのそれぞれに重み付け係数を乗じて、これらを加算した値を採用してもよい。この場合、負荷４の運転状況に鑑みて、回生時の期間が比較的大きければ両端電圧Ｖｃｂｘ２＿ｔについての重み付け係数として高い値を採用してもよい。
　また、コンデンサＣｂｘ２に並列に電圧クランプ回路を接続し、両端電圧Ｖｃｂｘ２＿ｔ、Ｖｃｂｘ２＿ｄがいずれもクランプ電圧よりも高い値となるようにすれば、当該電圧クランプ回路は安定した電圧をドライブ回路Ｄｒｘ２に与えることができる。
　なお、コンデンサ（Ｃｂｘ２）は、スイッチング素子の動作電源として電荷を蓄えられるものであれば良いので、コンデンサの形態に限るものではない。またスイッチング素子とダイオードとの並列回路は、寄生ダイオードのあるＭＯＳＦＥＴや逆導通ＩＧＢＴ等の逆導通素子で構成してもよい。
　なお、コンデンサＣｂｘ１，Ｃｂｘ２，Ｃｂｙ１の充電経路に抵抗等を挿入し、充電時電流を制限してもよい。
　この発明は詳細に説明されたが、上記した説明は、すべての局面において、例示であって、この発明がそれに限定されるものではない。例示されていない無数の変形例が、この発明の範囲から外れることなく想定され得るものと解される。
　Ｃｂｘ１，Ｃｂｙ１　ブートコンデンサ
　Ｃｂｘ２　コンデンサ
　Ｄｘ２１，Ｄｂｘ２　ダイオード
　Ｅｄ　直流電源
　ＬＨ，ＬＬ　直流電源線
　Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔ　入力端
　Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ　出力端
　ＶＡｘ１，ＶＡｘ２，ＶＡｙ１　電圧調整部

Claims (7)

  1. 　第１の電源線(LH)と、
    　前記第１の電源線よりも低い電位が印加される第２の電源線(LL)と、
    　前記第１及び前記第２の電源線の間に設けられたスイッチング素子(Ty2,S4)と、相互間で直流電圧が支持される両端を有し、前記両端のうち低電位側の一端が前記第２の電源線側で前記スイッチング素子に接続され、前記スイッチング素子へとスイッチ信号を出力するための動作電源となる電源供給部(Ed)とを有するスイッチ回路(2)と、
    　第１電極と第２電極とを有し、前記第２電極から前記第１電極へと流れる電流のみを導通し、前記第１および前記第２の電源線の間で前記第１電極を前記第１の電源線側に向けて配置される片方向導通スイッチング素子（Tx2,Tx21）と、アノードを前記第１の電源線側に向けて前記片方向導通スイッチング素子と並列に接続されるダイオード(Dx22)と、前記第１電極に接続された一端と、前記電源供給部の他端と電気的に接続される他端とを有し、充電されて前記片方向導通スイッチング素子へとスイッチ信号を出力するための動作電源となるコンデンサ（Cbx2）とを有する電力変換部(1)と
    を備える、電力変換装置。
  2. 　前記コンデンサと前記電源供給部(Ed)の他端との間で、アノードを前記電源供給部に向けて配置される第２ダイオード(Dbx2)を更に備える、請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　カソードを前記第１の電源線に向け、アノードが前記片方向導通スイッチング素子の前記第１電極と接続される第３ダイオード(Dx21)を備える、請求項１に記載の電力変換装置。
  4. 　カソードを前記第１の電源線に向け、アノードが前記片方向導通スイッチング素子の前記第１電極と接続される第３ダイオード(Dx21)を備える、請求項２に記載の電力変換装置。
  5. 　前記電力変換部(1)は、
    　前記片方向導通スイッチング素子(Tx21)と直列に接続され、前記第３ダイオード(Dx21)と並列に接続される第２スイッチング素子(Tx22)
    を更に備え、
    　前記コンデンサは前記第２スイッチング素子へとスイッチ信号を出力するための動作電源として機能する、請求項３に記載の電力変換装置。
  6. 　前記電力変換部(1)は、
    　前記片方向導通スイッチング素子(Tx21)と直列に接続され、前記第３ダイオード(Dx21)と並列に接続される第２スイッチング素子(Tx22)
    を更に備え、
    　前記コンデンサは前記第２スイッチング素子へとスイッチ信号を出力するための動作電源として機能する、請求項４に記載の電力変換装置。
  7. 　前記スイッチ回路(2)は、前記電源供給部(Ed)の電圧を降下して前記スイッチング素子(Ty2)の動作電圧を与える電圧調整部(VAy2)を更に備える、請求項１乃至６の何れか一つに記載の電力変換装置。
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