WO2011030672A1

WO2011030672A1 - サンプリング回路、通信装置、歪補償回路、信号サンプリング方法、プログラム

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Publication number: WO2011030672A1
Application number: PCT/JP2010/064461
Authority: WO
Inventors: 順也芦田
Original assignee: 日本電気株式会社
Priority date: 2009-09-10
Filing date: 2010-08-26
Publication date: 2011-03-17
Also published as: US9077298B2; JP5561280B2; JPWO2011030672A1; US20120163498A1

Abstract

　本発明は、通信装置において、規則性をもつ間欠的な送信パターンで送信される特定送信信号を含む送信信号をサンプリングするサンプリング回路に適用される。本発明のサンプリング回路は、前記送信信号をサンプリングするサンプリング処理を行うサンプリング処理部と、前記サンプリング処理が成功であるか否かを判定する判定部と、前記サンプリング処理が成功した場合と失敗した場合とで異なるサンプリング取得間隔を前記サンプリング処理部に設定するサンプリング制御部と、を有し、前記サンプリング処理部は、前記サンプリング制御部により設定されたサンプリング取得間隔に基づいてサンプリング処理を行う。

Description

サンプリング回路、通信装置、歪補償回路、信号サンプリング方法、プログラム

　本発明は、無線通信システムの通信装置において、送信信号をサンプリングする技術に関する。

　近年、広く採用されている歪補償技術として、ディジタルプリディストーション方式（ＤＰＤ：Digital　Pre-Distortion）が挙げられる。

　ディジタルプリディストーション方式は、電力増幅器において発生する非線形歪を補償するものであり、例えば、特許文献１に記載のエンベロープ検出型リニアライザ装置で採用されている。

　具体的には、ディジタルプリディストーション方式においては、電力増幅器へ入力される送信信号と、電力増幅器から出力された信号をフィードバックした帰還信号と、をディジタル信号としてその振幅、位相を比較し、その比較結果に基づいて電力増幅器の非線形特性の逆特性を表す歪補償係数を求め、その歪補償係数を送信信号に複素乗算する。この複素乗算された信号を電力増幅器に入力することで、非線形歪が補償される。

　また、送信信号と帰還信号との比較処理のためには、送信信号と帰還信号の時間的対応が取れていることが必要となる。送信信号と帰還信号の時間的対応を取る方法としては、例えば、特許文献２に記載されているように、送信信号と帰還信号の時間ずれをサンプリング時間単位で順次変更して、送信信号と帰還信号の相関値を演算し、その演算した相関値のうちの最大相関値に基づいて遅延時間を決定し、決定した遅延時間を用いて時間的対応を取る方法が挙げられる。

特開２０００－２７８１９０公報特開２００１－１８９６８５公報

　ところで、ディジタルプリディストーション方式においては、送信信号と帰還信号との比較処理において、各信号のエンベロープを検出し、検出したエンベロープを用いて各信号を比較する。そのため、エンベロープの変化が検出できるくらいの高いレートで信号をサンプリングする必要がある。

　このような高いサンプリングレートでサンプリングを行う場合、通常、メモリや処理時間の制約があるため、信号をサンプリングするサンプリング区間は非常に短い区間になる。また、信号のエンベロープを検出するのだから、信号が存在しない区間のサンプリングデータは無効であり、信号が存在する区間のサンプリングデータのみが必要とされる。

　ここで、一般的な信号サンプリング方法としては、図１に示す方法が知られている。この方法では、サンプリングデータ要求信号に従って（ステップＡ１）、信号のサンプリングを開始し、Ｓ点のサンプリングデータをサンプリングした時点でサンプリングを終了する（ステップＡ２）。なお、「Ｓ」は、予め設定された値となる。

　一方、近年、次世代アクセス方式として検討が進められているＬＴＥ（Long　Term　Evolution）では、周波数利用効率向上のため、周波数の直交性を利用したＯＦＤＭＡ（Orthogonal　Frequency　Division　Multiple　Access）を変調方式として採用しようとしている。

　ＬＴＥは、ＣＤＭＡ(Code　Division　Multiple　Access)のような単一搬送波システムと異なり、周波数領域を複数のサブキャリアに分割して用いる多搬送波システムである。

　ここで、ＯＦＤＭＡでは、リアルタイムの通信を必要としているユーザに対し、周波数領域および時間領域において、リソースブロック（Resource　Block）を優先的に割り当てるというリソーススケジューリングが考慮されている。また、伝搬環境が良好なユーザに対し、リソースブロックを優先的に割り当てる場合もある。

　図２は、ＯＦＤＭＡにおける時間領域において、リソースブロックを割り当てるリソーススケジューリングの例を説明する図である。なお、図２は、時間領域において、サブフレーム（ＬＴＥの場合、１［ｍｓｅｃ］）単位でリソースブロックを割り当てる例となる。

　図２に示すリソーススケジューリングにおいては、サブフレーム単位で、リソースブロックとして、下り（ダウンリンク）信号で構成されるＰＤＳＣＨ（Physical　Downlink　Shared　Channel）を割り当てる。このとき、ＰＤＳＣＨが割り当てられないサブフレームにおける送信信号の送信パターンは、パイロット用のリファレンスシグナル（Reference　Signal）のみを間欠的に送信する送信パターンとなる。以下、ＰＤＳＣＨがサブフレームに割り当てられている期間をＰＤＳＣＨ送信期間、ＰＤＳＣＨがサブフレームに割り当てられていない期間をリソース無し期間と称す。

　ここで、リファレンスシグナルの送信には、ＬＴＥの場合、１シンボル（Symbol）分の１／１４［ｍｓｅｃ］（＝７１．４２［μｓｅｃ］）の信号時間幅を要する。また、リファレンスシグナルは、移動機側でＣＱＩ（Channel　Quality　Indicator）の測定に用いる信号であり、リソーススケジューリングによるＰＤＳＣＨのリソースブロックの割り当て前に、基地局から送信する必要がある信号である。従って、ＰＤＳＣＨが割り当てられないサブフレームにおいても、リファレンスシグナルは送信される。

　また、同様に、ＰＤＳＣＨのリソースブロックの割り当て前に、基地局からは、Ｐ－ＳＳ（Primary　Synchronization　Signal）およびＳ－ＳＳ（Secondary　Synchronization　Signal）が送信され、また、ＰＤＣＣＨ（Physical　Downlink　Control　Channel）、ＰＣＦＩＣＨ（Physical　Control　Format　Indicator　Channel）、ＰＨＩＣＨ（Physical　Hybrid　ARQ　Indicator　Channel）により信号が送信される。このとき、Ｐ－ＳＳは、Ｓ－ＳＳのシンボルの後に必ず続けてマッピングされるため、これらの信号の送信には、２シンボル分の信号時間幅を要する。また、ＰＤＣＣＨ、ＰＣＦＩＣＨ、およびＰＨＩＣＨは、各サブフレームの先頭Ｎシンボル（Ｎは最大４）にマッピングされるため、これらのチャネルによる信号の送信には、１シンボル分以上の信号時間幅を要する。従って、サブフレームにおいて、信号時間幅が最も小さくなるケースは、図２のリソース無し期間のように、リファレンスシグナルのみを間欠的に送信するケースであると想定される。

　次に、ＯＦＤＭＡにおける時間領域でのリファレンスシグナルのシンボル位置の例について、図３を用いて説明する。なお、図３は、図２のリソース無し期間に存在している１サブフレームを示している。

　３ＧＰＰ　ＴＳ（3rd　Generation　Partnership　Project　Technical　Specification）　３６．２１１には、リファレンスシグナルのいくつかのマッピングパターンが規定されており、図３は、それらのマッピングパターンのうちノーマルサイクリックプレフィックス（normal　cyclic　prefix）によりリファレンスシグナルをマッピングした例を示している。すなわち、この例では、ＯＦＤＭＡの１サブフレーム（１［ｍｓｅｃ］）が２つのスロット（１スロットは０．５［ｍｓｅｃ］）から構成され、各スロットには７つのシンボルがあり、このうち１シンボル目と５シンボル目に、リファレンスシグナルがマッピングされている。

　ここで、通信装置において、ディジタルプリディストーション方式に代表されるような、送信信号のエンベロープを用いた信号処理を行う場合には、上述のように、送信信号をエンベロープの変化が検出できるくらいの高いレートでサンプリングする必要がある。

　そのため、サンプリング区間は、通常、図４に示すように、１シンボル分のシンボル区間よりも短い区間になる。なお、図４は、１６点サンプリングを行う場合の例である。このような場合に、図１に示した信号サンプリング方法によりサンプリングを行うと、サンプリングデータ要求信号のタイミングによっては、送信信号が全く存在していない区間をサンプリングしてしまう場合がある。さらに、このサンプリングデータ要求信号が、ある一定の時間間隔で繰り返し発生する場合、送信信号が存在していない区間ばかりをサンプリングしてしまう可能性がある。

　例えば、図３の例において、サンプリングデータ要求信号の発生間隔が７シンボル毎であった場合、１回目のサンプリングデータ要求信号が２シンボル目の位置で発生すると、毎回、送信信号が存在していない区間をサンプリングしてしまうことになる。

　このように、図１に示した一般的な信号サンプリング方法においては、ＯＦＤＭＡのリソース無し期間のように、送信信号が間欠的な送信パターンになることがあると、送信信号が全く存在していない区間をサンプリングしてしまう場合があり、有効なサンプルデータが得られず、時間がかかるばかりか、場合によっては、いつまでも必要な信号処理が終わらないというおそれがある。このことは、リアルタイム性が重視されている無線通信システムでは、致命的な障害になってしまう。

　そのため、通信装置においては、送信信号のエンベロープを用いて信号処理を行う場合、ＯＦＤＭＡのリソース無し期間のように、送信信号が間欠的な送信パターンとなることがあっても、送信信号を最適な処理時間で確実にサンプリングすることが重要な課題となっている。

　そこで、本発明の目的は、上述の課題を解決し、送信信号が間欠的な送信パターンとなることがあっても、送信信号を最適な処理時間で確実にサンプリングすることができるサンプリング回路、通信装置、歪補償回路、信号サンプリング方法、プログラムを提供することにある。

　本発明のサンプリング回路は、
　通信装置において、規則性をもつ間欠的な送信パターンで送信される特定送信信号を含む送信信号をサンプリングするサンプリング回路であって、
　前記送信信号をサンプリングするサンプリング処理を行うサンプリング処理部と、
　前記サンプリング処理が成功または失敗のどちらであるかを判定する判定部と、
　前記サンプリング処理が成功した場合と失敗した場合とで異なるサンプリング取得間隔を前記サンプリング処理部に設定するサンプリング制御部と、を有し、
　前記サンプリング処理部は、前記サンプリング制御部により設定されたサンプリング取得間隔に基づいてサンプリング処理を行う。

　本発明の通信装置は、
　前記サンプリング回路と、
　前記サンプリング回路によりサンプリングされたサンプリングデータを基に前記送信信号のエンベロープを検出するエンベロープ検出回路と、
　前記エンベロープ検出回路により検出されたエンベロープを用いて特定の信号処理を行う信号処理回路と、を有する。

　本発明の信号サンプリング方法は、
　通信装置において、規則性をもつ間欠的な送信パターンで送信される特定送信信号を含む送信信号をサンプリングする信号サンプリング方法であって、
　前記送信信号をサンプリングするサンプリング処理を行う第１の処理ステップと、
　前記サンプリング処理が成功または失敗のどちらであるかを判定する判定ステップと、
　前記サンプリング処理が成功した場合と失敗した場合とで異なるサンプリング取得間隔を設定する設定ステップと、
　前記設定されたサンプリング取得間隔に基づいてサンプリング処理を行う第２の処理ステップと、を有する信号サンプリング方法。

　本発明のプログラムは、
　規則性をもつ間欠的な送信パターンで送信される特定送信信号を含む送信信号をサンプリングする通信装置に、
　前記送信信号をサンプリングするサンプリング処理を行う第１の処理手順と、
　前記サンプリング処理が成功または失敗のどちらであるかを判定する判定手順と、
　前記サンプリング処理が成功した場合と失敗した場合とで異なるサンプリング取得間隔を設定する設定手順と、
　前記設定されたサンプリング取得間隔に基づいてサンプリング処理を行う第２の処理手順と、を実行させる。

　本発明によれば、サンプリング回路は、サンプリング処理が成功した場合と失敗した場合とで異なるサンプリング取得間隔を設定し、設定したサンプリング取得間隔に基づいてサンプリング処理を行う。

　したがって、次のサンプリング処理において、特定送信信号が存在する区間をサンプリングできるようにサンプリング取得間隔を設定することで、送信信号を最適な処理時間で確実にサンプリングすることができるという効果が得られる。

一般的な信号サンプリング方法を説明するためのフロー図である。ＯＦＤＭＡにおける時間領域での無線リソーススケジューリングの例を説明するための図である。ＯＦＤＭＡにおける時間領域でのリファレンスシグナルのシンボル位置の例を説明するための図である。エンベロープの変化を検出する場合のサンプリング区間とシンボル区間の一例を示す図である。本発明の一実施形態の通信装置の要部の構成を示すブロック図である。図５に示したサンプリング回路の構成を示すブロック図である。図５および図６に示したサンプリング回路による信号サンプリング方法を説明するためのフロー図である。図５に示した本実施形態の通信装置を、ディジタルプリディストーション方式の歪補償回路を備えた無線送信装置に適用した場合の構成を示すブロック図である。

　以下に、本発明を実施するための形態について図面を参照して説明する。

　図５は、本実施形態の通信装置の要部の構成を示すブロック図である。すなわち、図５は、通信装置において、送信信号のエンベロープを用いて信号処理を行うための部分の構成を示している。また、図５においては、サンプリングする送信信号が、図２および図３に示したように、規則性をもつ間欠的な送信パターンで送信されるリファレンスシグナルを特定送信信号として含むベースバンド信号であるものとする。

　図５に示すように、本実施形態の通信装置は、サンプリング回路１２と、エンベロープ検出回路１３と、信号処理回路１４と、を備える。

　サンプリング回路１２は、通信装置全体を制御する制御回路（不図示）からサンプリングデータ要求信号が入力されると、入力端で分岐されたベースバンド信号１１をサンプリングするサンプリング処理を行う。

　エンベロープ検出回路１３は、サンプリング回路１２によりサンプリングされたサンプリングデータを基に、ベースバンド信号１１のエンベロープを検出する。

　信号処理回路１４は、エンベロープ検出回路１３により検出されたエンベロープを用いて、主信号系のベースバンド信号１１に対して特定の信号処理を行う。なお、特定の信号処理とは、例えば、ディジタルプリディストーション方式による歪補償において、送信信号と帰還信号とを比較し、その比較結果に基づいて歪補償係数を求める処理などである。

　図６は、サンプリング回路１２の構成を示すブロック図である。

　図６に示すように、サンプリング回路１２は、サンプリング処理部１２１と、判定部１２２と、サンプリング制御部１２３と、を備える。

　サンプリング処理部１２１は、ベースバンド信号１１をサンプリングするサンプリング処理を行う。

　判定部１２２は、サンプリング処理部１２１によりサンプリングされたサンプリングデータの電力値を用いて、サンプリング処理部１２１によるサンプリング処理が成功または失敗のどちらであるかを判定する。

　サンプリング制御部１２３は、判定部１２２によるサンプリング処理の判定結果が成功の場合と失敗の場合とで異なるサンプリング取得間隔をサンプリング処理部１２１に設定する。これを受けて、サンプリング処理部１２１は、サンプリング制御部１２３により設定されたサンプリング取得間隔の経過後に次のサンプリング処理を行うことになる。

　具体的には、サンプリング制御部１２３は、サンプリング処理の判定結果が成功の場合、リファレンスシグナルの信号パターンにおいて、リファレンスシグナルが規則的にマッピングされている周期を、サンプリング取得間隔に設定する。例えば、図３に示したように、各スロット同士で同一のシンボル位置にリファレンスシグナルがマッピングされている場合は、そのシンボル位置から１スロット分の周期でリファレンスシグナルが規則的にマッピングされていることになるため、１スロットのシンボル数分の間隔をサンプリング取得間隔とする。また、偶数番目の各スロット同士および奇数番目の各スロット同士で同一のシンボル位置にリファレンスシグナルがマッピングされている場合は、そのシンボル位置から２スロット分の周期でリファレンスシグナルが規則的にマッピングされていることになるため、２スロットのシンボル数分の間隔をサンプリング取得間隔とする。

　また、サンプリング制御部１２３は、サンプリング処理部１２１によるサンプリング処理が、予め設定された回数分、連続して失敗した場合、サンプリング処理部１２１によるサンプリング処理を強制的に終了させる。

　以下、本実施形態のサンプリング回路１２による信号サンプリング方法について、図７を参照して説明する。

　ここでは、サンプリングデータ要求信号の入力があった場合、ベースバンド信号１１のＩ、ＱをそれぞれＳ個連続でサンプリングし、Ｓ個のサンプリングデータの平均電力値（＝Σ（Ｉ＾２+Ｑ＾２）／Ｓ）を計算し、平均電力値が電力閾値以上となるＳ個のサンプリングデータを、ｎ回取得するまで繰り返す処理を想定する。つまり、Ｓ個のサンプリングデータを取得するサンプリング処理がｎ回成功するまで処理を繰り返す。ただし、送信信号の送信が停止された場合等、何度繰り返しても処理が終わらないということがないよう、Ｓ個のサンプリングデータの平均電力値がα回連続して電力閾値を下回った場合は、強制的に処理を終了させるようにする。なお、上述の「Ｓ」、「電力閾値」、「ｎ」、「α」は、予め設定された値となる。

　図７に示すように、ステップＢ１において、サンプリングデータ要求信号が入力されると、サンプリング制御部１２３は、ステップＢ２において、サンプリング処理成功回数ｉとサンプリング処理失敗回数ｘを、それぞれ０にクリアする。

　続いて、サンプリング処理部１２１は、ステップＢ３において、ベースバンド信号１１のＩ、Ｑを、それぞれＳ個連続でサンプリングするサンプリング処理を行う。

　次に、判定部１２２は、ステップＢ４において、Ｓ個のサンプリングデータの平均電力（＝Σ（Ｉ＾２+Ｑ＾２）／Ｓ）を計算し、ステップＢ５において、平均電力値を予め設定された電力閾値と比較し、平均電力値が電力閾値以上であればサンプリング処理が成功と、平均電力値が電力閾値よりも小さければサンプリング処理が失敗と判定する。

　ステップＢ５において、サンプリング処理の判定結果が成功の場合、サンプリング制御部１２３は、ステップＢ６において、サンプリング処理成功回数ｉを１つ増加させ、サンプリング処理失敗回数ｘを０にクリアする。次に、サンプリング制御部１２３は、ステップＢ７において、サンプリング処理成功回数ｉがｎ以上であるか否かを判定し、ｉがｎ以上であれば、サンプリング処理部１２１によるサンプリング処理を終了させ、ｉがｎよりも小さければ、ステップＢ８において、サンプリング処理成功の場合のサンプリング取得間隔Ｗａｉｔ１をサンプリング処理部１２１に設定する。その後、サンプリング処理部１２１は、サンプリング取得間隔Ｗａｉｔ１の経過後に、再度ステップＢ３に戻って、次のサンプリング処理を行う。

　一方、ステップＢ５において、サンプリング処理の判定結果が失敗の場合、サンプリング制御部１２３は、ステップＢ９において、サンプリング処理失敗回数ｘを１つ増加させ、ステップＢ１０において、サンプリング処理がα回連続して失敗しているか否か、すなわち、サンプリング処理失敗回数ｘがα以上であるか否かを判定する。サンプリング制御部１２３は、ｘがα以上であれば、サンプリング処理部１２１によるサンプリング処理を強制的に終了させ、ｘがαよりも小さければ、ステップＢ１１において、サンプリング処理失敗の場合のサンプリング取得間隔Ｗａｉｔ２をサンプリング処理部１２１に設定する。その後、サンプリング処理部１２１は、サンプリング取得間隔Ｗａｉｔ２の経過後に、再度ステップＢ３に戻って、次のサンプリング処理を行う。

　次に、サンプリング処理の判定結果に応じたサンプリング取得間隔（上記のＷａｉｔ１およびＷａｔｉ２）の具体例を説明する。

　ここでは、ベースバンド信号１１に含まれるリファレンスシグナルの送信パターンが、図３に示したような送信パターンである場合を例に挙げて説明する。すなわち、この例では、ＯＦＤＭＡの１サブフレーム（１［ｍｓｅｃ］）が２つのスロット（１スロットは０．５［ｍｓｅｃ］）から構成され、各スロットには７つのシンボルがあり、このうち１シンボル目と５シンボル目に、リファレンスシグナルがマッピングされている。

　本実施形態は、リファレンスシグナルの送信パターンが、規則性をもつ送信パターンであることを利用したものであり、サンプリング処理の判定結果に応じて、特定のサンプリング取得間隔を設定することで、次にサンプリング処理を行うまでの間隔を調整して、必ずリファレンスシグナルが存在する区間をサンプリングできるようにするものである。

　図３の例では、サンプリング処理の判定結果が成功の場合は、サンプリング処理を行ってから次にサンプリング処理を行うまでのサンプリング取得間隔Ｗａｉｔ１を７シンボル分の間隔とする。また、サンプリング処理の判定結果が失敗の場合は、サンプリング処理を行ってから次にサンプリング処理を行うまでのサンプリング取得間隔Ｗａｉｔ２を６シンボル分の間隔とする。これにより、多くても４回目には必ずリファレンスシグナルのシンボル位置でサンプリングできるようになる。以下、このようにサンプリング取得間隔Ｗａｉｔ１，Ｗａｉｔ２を設定する理由について説明する。

　例えば、図３の「１」のシンボル位置でサンプリングした場合、リファレンスシグナルがサンプリングできているため、サンプリング処理の判定結果は成功となる。この場合は、次のサンプリング処理を行うタイミングを、７シンボル後の「１’」のシンボル位置にすることで、再度リファレンスシグナルがサンプリングできる。そこで、サンプリング処理を行ってからサンプリング処理の判定結果が出るまでの時間を加味した上で、次にサンプリング処理を行うタイミングを７シンボル後になるように調整する（図７におけるステップＢ８のＷａｉｔ１で調整）。

　また、図３の「２」のシンボル位置でサンプリングした場合は、信号が存在していない区間をサンプリングしているため、サンプリング処理の判定結果は失敗となる。この場合、次のサンプリング処理を６シンボル後の「１’」のシンボル位置で行うことができれば、リファレンスシグナルをサンプリングすることができる。そこで、サンプリング処理を行ってからサンプリング処理の判定結果が出るまでの時間を加味した上で、次にサンプリング処理を行うタイミングを６シンボル後になるように調整する（図７におけるステップＢ１１のＷａｉｔ２で調整）。

　さらに、図３の「３」のシンボル位置でサンプリングした場合は、信号が存在していない区間をサンプリングしているため、サンプリング処理の判定結果は失敗となる。この場合、次のサンプリング処理を５シンボル後の「１’」のシンボル位置で行うことができれば、リファレンスシグナルをサンプリングすることができる。しかし、サンプリング回路１２では、何シンボル目でサンプリング処理の判定結果が失敗となっているかまではわからないため、シンボル位置に対応したサンプリング取得間隔を考慮することができない。そこで、上述の「２」のシンボル位置でサンプリングした場合と同様に、６シンボル後にサンプリング処理を行うよう調整すると、次にサンプリング処理を行うのは「２’」のシンボル位置になるため、再度、サンプリング処理の判定結果は失敗となる。ただし、次にまた６シンボル後にサンプリング処理を行うよう調整すると、今度は次のサブフレームの「１」のシンボル位置でリファレンスシグナルをサンプリングすることができる。

　このような理由により、図３の例では、サンプリング処理の判定結果が成功の場合は、サンプリング取得間隔Ｗａｉｔ１を７シンボル分の間隔に、サンプリング処理の判定結果が失敗の場合は、サンプリング取得間隔Ｗａｉｔ２を６シンボル分の間隔に設定する。これにより、多くても４回目には必ずリファレンスシグナルのシンボル位置でサンプリングできるようになる。

　なお、図３の例では、サンプリング処理の判定結果が失敗の場合、サンプリング取得間隔Ｗａｉｔ２は、６シンボル分に限らず、シンボル単位の間隔（１，２，３，４，５，６、および、それらの倍数）であれば他の値（７の倍数を除く）でもよい。ただし、その場合は、最大で６回目までリファレンスシグナルのシンボル位置に照準が合わないことがある。また、サンプリング処理を行ってから次にサンプリング処理を行うまでに要する時間が１シンボルよりも短ければ、サンプリング取得間隔Ｗａｉｔ２を１シンボル分とすることで、多くても４回目にはリファレンスシグナルのシンボル位置に照準を合わせることができ、６シンボル分としたときよりも短い時間でリファレンスシグナルのシンボル位置でサンプリングできるようになる。

　上述したように本実施形態においては、サンプリング回路１２は、サンプリング処理が成功した場合と失敗した場合とで異なるサンプリング取得間隔を設定し、設定したサンプリング取得間隔の経過後に次のサンプリング処理を行う。

　したがって、次のサンプリング処理において、ＯＦＤＭＡのリソース無し期間にも必ず含まれるリファレンスシグナルが存在する区間をサンプリングできるようにサンプリング取得間隔を設定することで、送信信号を最適な処理時間で確実にサンプリングすることができるという効果が得られる。

　具体的には、サンプリング回路１２は、サンプリング処理が成功した場合、リファレンスシグナルが規則的にマッピングされている周期をサンプリング取得間隔に設定することで、次のサンプリング処理でも、リファレンスシグナルがマッピングされている区間をサンプリングすることができる。また、サンプリング回路１２は、サンプリング処理が失敗した場合、サンプリング処理が成功した場合とはサンプリング取得間隔を異ならせることで、何回目かのサンプリング処理において、リファレンスシグナルがマッピングされている区間をサンプリングできるようになる。

　また、本実施形態においては、サンプリング回路１２は、サンプリング処理が、予め設定された回数分、連続して失敗した場合、サンプリング処理を強制的に終了する。

　したがって、送信信号の送信が停止された場合等、何度繰り返してもサンプリング処理が終わらない場合には、サンプリング処理を強制終了して、無駄なサンプリング処理が行われるのを回避することができるという効果が得られる。

　ここで、図５に示した本実施形態の通信装置を、ディジタルプリディストーション方式の歪補償回路を備えた無線送信装置に適用した場合の構成について図８を参照して説明する。

　図８に示すように、この無線送信装置は、歪補償回路２０と、送信データ生成部２１と、ＤＡＣ（Ｄｉｇｉｔａｌ－Ａｎａｌｏｇ　Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）２５と、直交変調器２６と、基準信号生成部２７と、電力増幅器２８とを備えている。歪補償回路２０は、振幅制限回路２２と、電力計算部２３と、非線形歪補償演算部２４と、方向性結合器２９と、直交復調器３０と、ＡＤＣ（Ａｎａｌｏｇ－Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）３１と、サンプリング回路１２と、エンベロープ検出回路１３と、誤差算出及び歪補償係数更新部３２とから構成されている。なお、図５中の構成要素と同一の構成要素には同一の符号を付しており、また、図５の信号処理回路１４は、図８の電力計算部２３と、非線形歪補償演算部２４と、誤差算出及び歪補償係数更新部３２に相当する。

　送信データ生成部２１は、ディジタル直交ベースバンド信号Ｉ、Ｑを生成する。

　振幅制限回路２２は、送信データ生成部２１からのディジタル直交ベースバンド信号Ｉ、Ｑに対し、ある電力閾値Ｐｔｈ以下になるような振幅制限を行う。振幅制限方法としては、一般に、円形クリッピングによる振幅制限方法と、窓関数を用いた振幅制限方法がよく用いられるが、ここではどちらの方法を用いてもよい。

　非線形歪補償演算部２４は、振幅制限回路２２により振幅制限されたディジタル直交ベースバンド信号Ｉ’、Ｑ’に対して、予め算出された歪補償係数に基づいた複素乗算による歪補償演算を行う。

　ＤＡＣ２５は、非線形歪補償演算部２４により歪補償演算が行われた後のディジタル直交ベースバンド信号Ｉ”、Ｑ”をアナログ信号に変換し、アナログ直交ベースバンド信号として出力する。

　基準信号生成部２７は、基準信号を生成する。

　直交変調器２６は、ＤＡＣ２５により変換されたアナログ直交ベースバンド信号を、基準信号生成部２７からの基準信号によって直交変調信号に変換する。

　電力増幅器２８は、直交変調器２６により変換された直交変調信号を電力増幅してＲＦ（Ｒａｄｉｏ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号として出力する。

　方向性結合器２９は、電力増幅器２８の出力の一部を直交復調器３０に帰還させる。

　直交復調器３０は、方向性結合器２９により帰還された電力増幅器２８の出力の一部を、基準信号生成部２７からの基準信号によってアナログ直交ベースバンド信号に復調する。

　ＡＤＣ３１は、直交復調器３０により復調されたアナログ直交ベースバンド信号をディジタル信号に変換し、ディジタル直交ベースバンド帰還信号Ｉｂ、Ｑｂとして出力する。

　サンプリング回路１２は、ＡＤＣ３１からのディジタル直交ベースバンド帰還信号Ｉｂ、Ｑｂと、振幅制限回路２２からのディジタル直交ベースバンド送信信号Ｉ’、Ｑ’と、をサンプリングする。

　エンベロープ検出回路１３は、サンプリング回路１２によりサンプリングされたサンプリングデータを基に、ディジタル直交ベースバンド帰還信号Ｉｂ、Ｑｂとディジタル直交ベースバンド送信信号Ｉ’、Ｑ’の各々のエンベロープを検出する。

　電力計算部２３は、振幅制限回路２２からのディジタル直交ベースバンド信号Ｉ’、Ｑ’の電力を計算する。

　誤差算出及び歪補償係数更新部３３は、エンベロープ検出回路１３により検出されたディジタル直交ベースバンド帰還信号Ｉｂ、Ｑｂとディジタル直交ベースバンド送信信号Ｉ'、Ｑ'のエンベロープを比較し、比較結果に基づいて歪補償係数を更新する。

　非線形歪補償演算部２４は、電力計算部２３からの電力値をアドレスとして、誤差算出及び歪補償係数更新部３３により更新された歪補償係数を参照し、その歪補償係数に基づいた複素乗算による歪補償演算を行うことにより、適応歪補償を実現している。

　ここで、サンプリング回路１２は前述したとおりの動作をすることで、送信信号が間欠的な送信パターンとなることがあっても、最適な処理時間で確実にサンプリングすることができるため、最適な適応歪補償を実現することができる。

　上記で説明した構成は一例を示すもので、直交変調、直交復調にディジタル方式を採用する構成や、直接変調ではなく周波数変換器を用いた構成とすることも可能である。また、電力計算部２３による電力値をアドレスとする替わりに、振幅計算部による電力値の平方根である振幅値をアドレスとして歪補償演算を行うような構成とすることも可能である。

　以上、実施形態を参照して本発明を説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。本発明の構成や詳細には、本発明の範囲内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。

　例えば、本実施形態においては、リファレンスシグナルを含むベースバンド信号をサンプリングする例について説明したが、本発明はこれに限らず、規則性をもつ間欠的な送信パターンで送信される信号を含む送信信号があれば、その送信信号のサンプリングに広く適用することができる。特に、ＯＦＤＭＡ変調方式を用いた通信技術（例えば、ＬＴＥやＷｉＭＡＸなど）に好適である。この場合も、その規則性に応じたサンプリング取得間隔を設定することで、同様の効果を得ることができる。

　また、本実施形態においては、サンプリング処理の判定において、サンプリングデータの平均電力値を計算し、平均電力値を電力閾値と比較することで判定を行う例について説明したが、本発明はこれに限らず、サンプリングデータの平均振幅値を計算し、平均振幅値を振幅閾値と比較することで判定を行ってもよい。

　また、本発明の通信装置内のサンプリング回路１２にて行われる方法は、コンピュータに実行させるためのプログラムに適用してもよい。また、そのプログラムを記憶媒体に格納することも可能であり、ネットワークを介して外部に提供することも可能である。

　本出願は、２００９年９月１０日に出願された日本出願特願２００９－２０９２１６を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。

Claims

　通信装置において、規則性をもつ間欠的な送信パターンで送信される特定送信信号を含む送信信号をサンプリングするサンプリング回路であって、
　前記送信信号をサンプリングするサンプリング処理を行うサンプリング処理部と、
　前記サンプリング処理が成功または失敗のどちらであるかを判定する判定部と、
　前記サンプリング処理が成功した場合と失敗した場合とで異なるサンプリング取得間隔を前記サンプリング処理部に設定するサンプリング制御部と、を有し、
　前記サンプリング処理部は、前記サンプリング制御部により設定されたサンプリング取得間隔に基づいてサンプリング処理を行う、サンプリング回路。
　前記サンプリング制御部は、前記サンプリング処理が成功した場合には、前記送信パターンにおいて、前記特定送信信号が規則的にマッピングされている周期を、前記サンプリング取得間隔に設定する、請求項１に記載のサンプリング回路。
　前記通信装置は、変調方式にＯＦＤＭＡ（Orthogonal　Frequency　Division　Multiple　Access）を採用し、
　ＯＦＤＭＡのサブフレームを構成する各スロット同士は、同一のシンボル位置に前記特定送信信号がマッピングされ、
　前記サンプリング制御部は、前記サンプリング処理が成功した場合には、１スロットのシンボル数分の間隔を、前記サンプリング取得間隔に設定する、請求項２に記載のサンプリング回路。
　前記通信装置は、変調方式にＯＦＤＭＡを採用し、
　ＯＦＤＭＡのサブフレームを構成する偶数番目の各スロット同士は、同一のシンボル位置に前記特定送信信号がマッピングされ、
　ＯＦＤＭＡのサブフレームを構成する奇数番目の各スロット同士は、同一のシンボル位置に前記特定送信信号がマッピングされ、
　前記サンプリング制御部は、前記サンプリング処理が成功した場合には、２スロットのシンボル数分の間隔を、前記サンプリング取得間隔に設定する、請求項２に記載のサンプリング回路。
　前記判定部は、前記サンプリング処理によりサンプリングされたサンプリングデータの平均電力値が予め設定された閾値以上である場合には、前記サンプリング処理が成功と判定し、前記平均電力値が前記閾値よりも小さい場合には、前記サンプリング処理が失敗と判定する、請求項１から４のいずれか１項に記載のサンプリング回路。
　前記判定部は、前記サンプリング処理によりサンプリングされたサンプリングデータの平均振幅値が予め設定された閾値以上である場合には、前記サンプリング処理が成功と判定し、前記平均振幅値が前記閾値よりも小さい場合には、前記サンプリング処理が失敗と判定する、請求項１から４のいずれか１項に記載のサンプリング回路。
　前記サンプリング制御部は、前記サンプリング処理が、予め設定された回数分、連続して失敗した場合、前記サンプリング処理部による前記サンプリング処理を強制的に終了させる、請求項１から６のいずれか１項に記載のサンプリング回路。
　請求項１から７のいずれか１項に記載のサンプリング回路と、
　前記サンプリング回路によりサンプリングされたサンプリングデータを基に前記送信信号のエンベロープを検出するエンベロープ検出回路と、
　前記エンベロープ検出回路により検出されたエンベロープを用いて特定の信号処理を行う信号処理回路と、を有する通信装置。
　電力増幅器で発生する歪を補償するための、歪補償回路であって、
　入力される送信信号に対し、所定の電力閾値以下になるような振幅制限を行う振幅制限回路と、
　前記振幅制限回路により振幅制限された送信信号に対して、予め算出された歪補償係数に基づいて歪補償を行う信号処理回路と、
　前記振幅制限回路により振幅制限された送信信号と、電力増幅器により電力増幅され出力された送信信号の一部が帰還された帰還信号とをサンプリングする、請求項１から７のいずれか１項に記載のサンプリング回路と、
　前記サンプリング回路によりサンプリングされたサンプリングデータを基に送信信号と帰還信号のエンベロープを検出するエンベロープ検出回路と、
を有し、
　前記信号処理回路は、前記エンベロープ検出回路により検出された送信信号と帰還信号の各々のエンベロープを基に、前記歪補償係数を更新し、前記更新された歪補償係数に基づいて歪補償を行う、歪補償回路。
　前記信号処理回路は、
　前記振幅制限回路により振幅制限された送信信号の電力を計算する電力計算部と、
　前記エンベロープ検出回路により検出された送信信号と帰還信号の各々のエンベロープを基に、前記歪補償係数を更新する誤差算出及び歪補償係数更新部と、
　前記振幅制限回路により振幅制限された送信信号に対して、前記電力計算部からの電力値をアドレスとして、前記誤差算出及び歪補償係数更新部により更新された歪補償係数を参照し、その歪補償係数に基づいた複素乗算による歪補償演算を行う非線形歪補償演算部と、を有する請求項９に記載の歪補償回路。
　前記電力増幅器により電力増幅され出力された送信信号の一部を帰還させる方向性結合器と、
　前記方向性結合器により帰還された送信信号の一部を直交復調する直交復調器と、
　前記直交復調器により復調された送信信号をディジタル信号に変換し、帰還信号として前記サンプリング回路に入力するＡＤＣと、をさらに有し、
　前記サンプリング回路は、
　前記ＡＤＣからの帰還信号と前記振幅制限回路からの送信信号とをサンプリングし、
　前記エンベロープ検出回路は、
　前記サンプリング回路によりサンプリングされたサンプリングデータを基に、前記帰還信号と前記送信信号の各々のエンベロープを検出し、
　前記信号処理回路は、
　前記エンベロープ検出回路により検出された前記帰還信号と前記送信信号の各々のエンベロープを比較し、比較結果に基づいて前記歪補償係数を更新する、請求項９または１０に記載の歪補償回路。
　請求項９に記載の歪補償回路と、
　送信信号を生成し前記歪補償回路の前記振幅制限回路に入力する送信データ生成部と、
　基準信号を生成する基準信号生成部と、
　前記歪補償回路の前記信号処理回路により歪補償演算が行われ、アナログ信号に変換された後の送信信号を、前記基準信号生成部からの基準信号によって直交変調する直交変調器と、
　前記直交変調器により直交変調された送信信号を、電力増幅してＲＦ信号として出力する電力増幅器と、を有する、通信装置。
　請求項１０に記載の歪補償回路と、
　送信信号を生成し前記歪補償回路の前記振幅制限回路に入力する送信データ生成部と、
　基準信号を生成する基準信号生成部と、
　前記歪補償回路の前記非線形歪補償演算部により歪補償演算が行われ、アナログ信号に変換された後の送信信号を、前記基準信号生成部からの基準信号によって直交変調する直交変調器と、
　前記直交変調器により直交変調された送信信号を、電力増幅してＲＦ信号として出力する電力増幅器と、を有し、
　前記サンプリング回路は、
　前記電力増幅器の出力の一部が帰還され、直交復調が行われ、ディジタル信号に変換された後の帰還信号をサンプリングし、
　前記エンベロープ検出回路は、
　前記サンプリング回路によりサンプリングされたサンプリングデータを基に、前記帰還信号のエンベロープを検出し、
　前記誤差算出及び歪補償係数更新部は、
　前記エンベロープ検出回路により検出された前記帰還信号と前記送信信号の各々のエンベロープを比較し、比較結果に基づいて前記歪補償係数を更新する、通信装置。
　通信装置において、規則性をもつ間欠的な送信パターンで送信される特定送信信号を含む送信信号をサンプリングする信号サンプリング方法であって、
　前記送信信号をサンプリングするサンプリング処理を行う第１の処理ステップと、
　前記サンプリング処理が成功または失敗のどちらであるかを判定する判定ステップと、
　前記サンプリング処理が成功した場合と失敗した場合とで異なるサンプリング取得間隔を設定する設定ステップと、
　前記設定されたサンプリング取得間隔に基づいてサンプリング処理を行う第２の処理ステップと、を有する信号サンプリング方法。
　前記設定ステップでは、前記サンプリング処理が成功した場合には、前記送信パターンにおいて、前記特定送信信号が規則的にマッピングされている周期を、前記サンプリング取得間隔に設定する、請求項１４に記載の信号サンプリング方法。
　前記通信装置は、変調方式にＯＦＤＭＡを採用し、
　ＯＦＤＭＡのサブフレームを構成する各スロット同士は、同一のシンボル位置に前記特定送信信号がマッピングされ、
　前記設定ステップでは、前記サンプリング処理が成功した場合には、１スロットのシンボル数分の間隔を、前記サンプリング取得間隔に設定する、請求項１５に記載の信号サンプリング方法。
　前記通信装置は、変調方式にＯＦＤＭＡを採用し、
　ＯＦＤＭＡのサブフレームを構成する偶数番目の各スロット同士は、同一のシンボル位置に前記特定送信信号がマッピングされ、
　ＯＦＤＭＡのサブフレームを構成する奇数番目の各スロット同士は、同一のシンボル位置に前記特定送信信号がマッピングされ、
　前記設定ステップでは、前記サンプリング処理が成功した場合には、２スロットのシンボル数分の間隔を、前記サンプリング取得間隔に設定する、請求項１５に記載の信号サンプリング方法。
　前記判定ステップでは、前記サンプリング処理によりサンプリングされたサンプリングデータの平均電力値が予め設定された閾値以上である場合には、前記サンプリング処理が成功と判定し、前記平均電力値が前記閾値よりも小さい場合には、前記サンプリング処理が失敗と判定する、請求項１４から１７のいずれか１項に記載の信号サンプリング方法。
　前記判定ステップでは、前記サンプリング処理によりサンプリングされたサンプリングデータの平均振幅値が予め設定された閾値以上である場合には、前記サンプリング処理が成功と判定し、前記平均振幅値が前記閾値よりも小さい場合には、前記サンプリング処理が失敗と判定する、請求項１４から１７のいずれか１項に記載の信号サンプリング方法。
　前記サンプリング処理が、予め設定された回数分、連続して失敗した場合、前記サンプリング処理を強制的に終了させる終了ステップをさらに有する、請求項１４から１９のいずれか１項に記載の信号サンプリング方法。
　規則性をもつ間欠的な送信パターンで送信される特定送信信号を含む送信信号をサンプリングする通信装置に、
　前記送信信号をサンプリングするサンプリング処理を行う第１の処理手順と、
　前記サンプリング処理が成功または失敗のどちらであるかを判定する判定手順と、
　前記サンプリング処理が成功した場合と失敗した場合とで異なるサンプリング取得間隔を設定する設定手順と、
　前記設定されたサンプリング取得間隔に基づいてサンプリング処理を行う第２の処理手順と、を実行させるプログラム。