CN1878157B - 一种循环前缀ofdm系统同步方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种循环前缀OFDM系统同步方法，利用循环前缀来实现OFDM系统的同步，包括：在发送端将循环前缀加入OFDM符号的步骤；及在接收端实现相干估计同步参数的步骤；其特征在于，所述将循环前缀加入OFDM符号的步骤进一步包括：步骤A，寻找出具有最大能量的循环前缀；步骤B，将OFDM符号旋转到最大能量循环前缀的对应位置。本发明的最大循环前缀OFDM系统同步方法使OFDM系统的同步性能有了较大增益，同时又简单地实现了对PAPR的有效控制，且对于发送、接收端都没有大的计算支出。

Description

一种循环前缀OFDM系统同步方法

技术领域

本发明涉及一种OFDM系统同步方法，特别是涉及一种OFDM系统的循环前缀同步方法。

背景技术

正交频率分集复用(OFDM，Orthogonal Frequency Division Multiplexing)技术因其抗快速衰减信道性能较好，且实现简单，近年来引起了业界的极大兴趣，在IEEE802.11系列及欧洲的DVB-T中都有应用。然而，OFDM最大的两个弱点，对频偏的敏感性以及较大的PAPR(波峰功率与平均功率的比值)，使得该技术的应用得到了限制。

OFDM同步包括时间同步和频率同步。传统的OFDM同步技术从带宽利用率上来分包括有三种：第一种，在发送端传输训练符号，并在接收端通过接收信号与已知训练符号相干峰值来估计频偏及时偏参数。该方法虽然简单且性能好，但由于其占用带宽，一般只是在帧的起始位发送训练符号(IEEE802.11a)。第二种，是在发送的OFDM符号间穿插导频，该方法虽然解决了上述方法占用带宽的问题，但其精确度较差，一般是结合训练符号进行自适应跟踪同步。第三种方法，也叫做盲同步方法，不发送任何已知符号，最大的节省了带宽，但算法复杂且精确度不高。Van de Beek等人提出了一种利用OFDM自身循环前缀进行盲同步的方法。如IEEE802.11a中所建议的，当FFT大小为64时，OFDM符号包括80个信号采样，其中16个为附加的循环前缀。这16个信号采样的加入，使得OFDM调制后的基带信号不再是平稳高斯随机过程，而呈现周期性的相关性。利用该特点，多篇IEEE上的文献都提出了许多算法来实现OFDM系统频偏、时偏的校正，其中，Jan Jaap van de Beek提出了利用循环前缀进行频偏、时偏的最大似然估计法。传统的系统中加入的循环前缀不需经过处理，直接将N点IFFT调制后的N个采样点的后g个拷贝，然后整段添加到这N个采样点的头部，并将这N+g个采样点送入射频端发送，其中N为IFFT的大小。

传统的同步技术方法中利用OFDM自身循环前缀，基于该部分与OFDM符号中部分相同，在接收端实现相干估计同步参数。本发明利用FFT自身循环正交性，在发送端选择具有最大能量的循环前缀进行发送，该系统可以显著地提高传统的利用OFDM自身循环前缀进行相干同步的系统性能。同时，因为该方法改变了信号的统计特性，通过在发送端加入一个放大偏差控制器，可以有效地控制OFDM符号的PAPR。因为本方法在接收端沿袭已有的Beek在1997年IEEE杂志“Transactions on Communications”上提出的基于循环前缀的最大似然估计时偏、频偏电路。本说明书仅对发送端实现作有关介绍，本发明的实现主要包括发送端部分。

发明内容

本发明所要解决的技术问题在于提供一种最大循环前缀OFDM系统同步方法，以提高利用OFDM利用自身循环前缀进行相干同步的系统性能，降低系统的时偏、频偏估计误差。

为了实现上述目的，本发明提供了一种循环前缀OFDM系统同步方法，利用循环前缀来实现OFDM系统的同步，包括：

在发送端将循环前缀加入OFDM符号的步骤；及在接收端实现相干估计同步参数的步骤；其中，所述将循环前缀加入OFDM符号的步骤进一步包括：步骤A，寻找出具有最大能量的循环前缀；步骤B，将OFDM符号旋转到最大能量循环前缀的对应位置；

该方法还包括一设置PAPR控制实现电路的步骤，用于控制所述OFDM系统的PAPR值。

所述的循环前缀OFDM系统同步方法，其中，所述步骤A进一步包括：

步骤A1，计算信号模值平方|x(i)|²，i的取值为0至N+g-1，其中，当i大于等于N时，x(i)＝x(i-N)；

步骤A2，累加循环连续的g位信号模值平方，根据公式

$u=\arg \underset{0\≤i\≤N-1}{\max }\left[\underset{i=n}{\overset{n+g-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|x\left(i\right)\right|}^2\right]$

取计算出的u为最大循环前缀的起始点，其中，N为OFDM系统FFT的大小，x(i)为第i个采样点时的信号值，g为循环前缀的长度。

所述的循环前缀OFDM系统同步方法，其中，所述PAPR控制实现电路进一步包括一设置在所述发送端射频放大器前的放大器偏差控制器，所述放大器偏差控制器用于控制所述射频放大器的偏差点。

所述的循环前缀OFDM系统同步方法，其中，所述PAPR控制实现电路进一步包括一偏差控制信号产生器，用于产生所述放大器偏差控制器工作所需的控制信号；其中，所述偏差控制信号产生器设置在所述放大器偏差控制器前。所述的循环前缀OFDM系统同步方法，其中，还包括一设置PAPR控制实现电路的步骤，用于控制所述OFDM系统的PAPR值。

所述的循环前缀OFDM系统同步方法，其中，所述偏差控制信号产生器用于产生一周期性矩形波。

所述的循环前缀OFDM系统同步方法，其中，所述周期性矩形波的波形幅值大小由FFT的长度和循环前缀的长度确定。

所述的循环前缀OFDM系统同步方法，其中，在接收端采用最大似然估计法来实现相干估计同步参数。

所述的循环前缀OFDM系统同步方法，其中，在接收端采用最大似然估计法来实现相干估计同步参数的步骤进一步包括：

步骤d，计算时偏估计值，具体为计算并缓存接收信号在两个距离为N个采样点的滑动窗中相关值，波峰值所对应的位置即为估计的OFDM符号起始位，其中N为OFDM系统FFT的大小；

步骤e，计算频偏估计值，具体为通过计算估计函数的幅值相位来得出；

其中，所述时偏估计是在假定所述OFDM系统粗略时同步的前提下进行估计的；所述估计函数为所述两个滑动窗的相关值减去两个滑动窗中所包括的信号能量与接受信噪比的加权值。

所述的循环前缀OFDM系统同步方法，其中，所述最大似然估计法进一步包括：

步骤a，计算时偏θ的估计值

$\widehat{\mathrm{\θ}}=\arg \underset{\mathrm{\θ}}{\max }\[f\left(\mathrm{\θ}\right)\];$

步骤b，计算频偏估计值

$\widehat{\mathrm{\ϵ}}=-\frac{1}{2\mathrm{\π}}\∠\[\mathrm{\γ}\left(\widehat{\mathrm{\θ}}\right)\]:$

其中，代价函数f(θ)＝|γ(θ)|-ρφ(θ)；

其中， $\mathrm{\γ}\left(m\right)=\underset{n=m}{\overset{m+g-1}{\mathrm{\Σ}}}r\left(n\right)r^{*}(n+N),$ m∈[0...N+g-1]，为两个滑动窗中的互相关值：

其中， $\mathrm{\φ}\left(m\right)=\frac{1}{2}\underset{n-m}{\overset{m+g-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|r\left(n\right)\right|}^2+{\left|r(n+N)\right|}^2,$ m∈[0...N+g-1]为两个滑动窗所包含信号的能量的平均值：

其中，加权因子 $\mathrm{\ρ}=\frac{{{\mathrm{\σ}}_s}^2}{2({{\mathrm{\σ}}_s}^2+{{\mathrm{\σ}}_w}^2)},$ σ_s ²和σ_w ²分别为发送信号和接收端噪音的均方值，N为OFDM系统FFT的大小，g为循环前缀的长度。

所述的循环前缀OFDM系统同步方法，其中，进一步包括一校正在接收信号中引入的循环相位因子的步骤。

所述的循环前缀OFDM系统同步方法，其中，进一步包括一通过导频信号来校正非差分OFDM系统在所述接收信号中引入的循环相位因子的步骤；或一通过结合信道的估计来校正差分OFDM系统中引入的循环相位因子的步骤。

所述的循环前缀OFDM系统同步方法，其中，所述通过导频信号来校正非差分OFDM系统循环相位因子的步骤进一步包括：在接收信号经过频偏、时偏校正后，将同步校正后的导频信号输入到FFT的步骤；其中，输出的波峰所在点u即对应需校正的相位因子。

所述的循环前缀OFDM系统同步方法，其中，所述通过导频信号来校正非差分OFDM系统循环相位因子的步骤进一步包括一在发送端各OFDM符号中实现二重差分信号的步骤。

所述的循环前缀OFDM系统同步方法，其中，所述差分的基准信号为插入的导频信号。

本发明还提供了一种OFDM系统，包括发送端及接收端，所述发送端包括一IFFT运算模块及一循环前缀加入模块；所述接收端包括一同步参数相干估计模块；其中，所述循环前缀加入模块进一步包括一最大能量循环前缀选择模块，用于寻找具有最大能量的循环前缀并将OFDM符号旋转到所述最大循环前缀的对应位置；所述发送端还包括一PAPR控制实现电路，用于控制所述OFDM系统的PAPR值。

所述的OFDM系统，其中，所述寻找最大循环前缀模块进一步包括：

一模平方计算单元，用于计算信号模平方；

一峰值检测器，用于在累加完循环连续的g位信号模平方值后检测累加结果中的峰值，并由此确定最大循环前缀的起始点，其中g为循环前缀的长度。

一移位寄存器，用于缓冲所输入的经过IFFT运算的数据和/或缓存计算出的信号模平方数据。

一移位寄存器，用于缓冲所输入的经过IFFT运算的数据和/或缓存计算出的信号模平方数据。

所述的OFDM系统，其中，所述PAPR控制实现电路进一步包括一设置在所述发送端射频放大器前的放大器偏差控制器，所述放大器偏差控制器用于控制所述射频放大器的偏差点。

所述的OFDM系统，其中，进一步包括一循环相位因子校正装置，用于校正系统接收信号中引入的循环相位因子。

所述的OFDM系统，其中，所述循环相位因子校正装置包括一设置在接收端的FFT芯片，用于通过导频信号来校正非差分OFDM系统接收信号中引入的循环相位因子。

本发明的OFDM时偏、频偏估计方法，不同于诸如IEEE多种文献中所讨论的循环前缀方法，仅仅在接收端通过OFDM符号自身的自相干特性进行频偏、时偏估计，本方法在发送端对OFDM符号本身进行了“优化性设计”，即寻找具有最大能量的循环前缀。根据IFFT(FFT)的运算特性，IFFT运算处理在输入信号采样循环放置时，所得信号输出的正交性并没有受到影响。基于以上各点，该发明在OFDM系统发送端信号经过IFFT运算后加入寻找最大循环前缀模块，将OFDM符号旋转到最大循环前缀对应位置，然后才将处理过后的信号加入前缀，滤波，调制载波。因为该方法实际上改变了信号的统计特性，虽然整个OFDM符号的PAPR并未发生改变，但分段后的各部分的PAPR较之于整体PAPR来说均有一定的降低。具体当FFT大小为64时，一个OFDM符号包括80个信号采样，可分为如下两段：32位循环前缀和循环前缀对应数据段；及48位剩余的数据段。基于此，本发明在发送端射频放大器前插入了放大器偏差控制器，通过输入一个周期矩形波来控制放大器的偏差点，从而实现了PAPR的控制。

在接收端，本发明采用的是Beek所建议的频偏、时偏最大似然估计架构即Beek的经典ML相干算法，不同之处是对于普通OFDM系统，如IEEE802.11a中所示系统，本发明在发送端引入对循环前缀的预处理，选择具有最大能量的循环前缀进行发送。本发明发送端对于信号的处理相当于在接收信号中引入一个随着载波序数递增的相位因子。该相位因子理论上可以通过一个导频信号进行校正。对于非差分OFDM系统，本发明给出了通过导频信号校正的实现方法。对于差分OFDM系统，该相位因子相当于引入的额外的相位噪音，可以结合信道的估计而矫正，而对于双差分OFDM系统，因为其系统自身具有抗相位干扰特性，该发明在接收端并不需要矫正引入的循环相位因子。

实施本发明提供的最大循环前缀方法，不但可以比以往的循环前缀估计具有更好的性能(具体在IEEE802.11a中所建议的情况下，FFT大小为64时，仿真结果表示频偏错误估计均方值减少约2dB，而时偏错误估计在SNR为15dB时，可降低大约6dB)，而且可以同时实现OFDM系统中PAPR的控制。本方法的另一优点是实现很简单，并不需要很多的运算开支。

以下结合附图和具体实施例对本发明进行详细描述，但不作为对本发明的限定。

附图说明

图1为按照IEEE802.11a标准的OFDM发送端和接收端原理框图；

图2为本发明的最大循环前缀方法的实现框图；

图3为本发明的PAPR控制电路的实现框图；

图4为本发明接收端频偏、时偏以及引入的相位因子的校正实现框图；

图5A1至图5E2为理想状况下实现本发明时，信号在各阶段的波形图；

图6为PAPR控制模块中放大器偏差控制信号的波形；

图7A为Monte Carlo仿真所示的本方法与Beek的方法的时偏估计比较图；

图7B为Monte Carlo仿真所示的本方法与Beek的方法的频偏估计比较图；

图8为采样本发明的方法分段后各段的PAPR与原始的PAPR的比较图。

具体实施方式

图1为IEEE802.11a建议的OFDM实现的框图。由图所示，OFDM系统发送端包括：信源编码器1，交织绕码器2，QAM/QPSK/BPSK信号产生器3，导频嵌入模块4，串并转换器5，IFFT6，并串转换器7，循环前缀加入及加窗模块8、数模转换器9、射频放大器10及发射天线11，输入信息经过编码、交织、QAM/QPSK/BPSK映射、零插入、串并转换、IFFT运算、并串转换、加入循环前缀、加窗处理后，形成信号波形，再经过滤波，上调载波及射频放大从发射天线11发送出。OFDM的接收端包括：接收天线12、接收信号放大器13，模数转换器14、时偏频偏校正模块15、循环前缀去除模块16、串并转换器17、FFT18、并串转换器19、信道均衡模块20、QAM/QPSK/BPSK信号解调器21、解交织绕码器22、解码器23。接收信息经过放大后、下调载波、同步校正、除去循环前缀，FFT，零插入去除，QAM/QPSK/BPSK信号解调、解交织、解码后输出。

本发明适用于所有具有循环前缀的OFDM系统，具体在IEEE802.11a的建议中，其实现是这样的：

在发送端，经过64位IFFT处理过后的OFDM符号经并串转换电路后被输入到查找最大循环前缀模块，该模块负责找出具有最大能量的连续16个信号采样段，然后将所输入的原始符号进行旋转，使得该段正好对应于信号采样的48～63位，也就是循环前缀所对应的位置，经过该处理的OFDM符号即被加入前缀，AD变换，滤波，并调制载波。在射频放大时，本发明建议放大器前加入放大器偏差控制器，通过一个周期矩形波来控制放大器的偏差，借此来控制OFDM符号的PAPR，提高射频放大器的利用效率。

在接收端，接收信号通过Beek所提出的最大似然法估计频偏、时偏。在假定粗略时同步的情况下(即接受OFDM符号的起始位与实际发送的起始位相差在一个符号之内，也就是所要进行时偏估计的范围为0～79)，计算并缓存接收信号在两个距离为64采样点的滑动窗中相关值，波峰值所对应的位置即为估计的OFDM符号起始位；频偏估计是在时偏估计值得到后，通过计算估计函数的幅值相位来得出的。该估计函数实际上是如上所述的两个滑动窗的相关值减去两个滑动窗中所包括信号能量与接受信噪比的加权值。该最大似然估计的步骤详细给出如下：

第一步，时偏θ的估计值

由(1)给出，

$\widehat{\mathrm{\θ}}=\arg \underset{\mathrm{\θ}}{\max }\[f\left(\mathrm{\θ}\right)]---\left(1\right)$

第二步，频偏

的估计由(2)给出，

$\widehat{\mathrm{\ϵ}}=-\frac{1}{2\mathrm{\π}}\∠\left[\mathrm{\γ}\left(\widehat{\mathrm{\θ}}\right)\right],---\left(2\right)$

其中代价函数为

f(θ)＝|γ(θ)|-ρφ(θ)，(3)

上式中第一项为两个滑动窗中的互相关值

$\mathrm{\γ}\left(m\right)=\underset{n=m}{\overset{m+g-1}{\mathrm{\Σ}}}r\left(n\right)r^{*}(n+N),$         m∈[0...N+g-1](4)

第二项为两个滑动窗所包含信号的能量的平均值，

$\mathrm{\φ}\left(m\right)=\frac{1}{2}\underset{n=m}{\overset{m+g-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|r\left(n\right)\right|}^2+{\left|r(n+N)\right|}^2,$      m∈[0...N+g-1](5)

其中加权因子ρ与接收信号的SNR有关，具体为

$\mathrm{\ρ}=\frac{{{\mathrm{\σ}}_s}^2}{2({{\mathrm{\σ}}_s}^2+{{\mathrm{\σ}}_w}^2)},---\left(6\right)$

注意其中的σ_s ²和σ_w ²分别为发送信号和接收端噪音的均方值。

在本发明中，因为发送端对于信号的预处理，接收信号中会引入一个随着载波序数递增的相位因子e^j2πuk/N，k为对应的IFFT所对应的相应的子载波数，u为发送端旋转时对应的子载波点。

在非差分的OFDM系统中，需通过导频来校正该相位因子。该递增的相位因子只有一个未知参数，理论上只需要一个导频信号便可校正。本发明中给出两种可能的校正方法。因为需校正的相位因子是整数倍的OFDM系统中子载波间隔，在接受信号经过频偏、时偏校正后，先将同步校正后的导频信号输入到FFT，输出的波峰所在点u即对应需校正的相位因子。第二种方法，是在发送端在各OFDM符号中实现二重差分信号。一重差分时，每个OFDM符号中需空出一个基准信号，其余子载波上所带的信息是对应于基准信号的相位变化，而非信号本身。当FFT大小为64时，有63个子载波传送信息。该差分信号调制可以将如上的随子载波数递增的相位因子变为符号内各子载波上恒定的相位噪音。如果使用二重差分概念，则本发明在发送端引入的相位因子可以自动校正。本发明建议使用二重差分OFDM符号，因为当FFT较大时，该差分信号基准占有的带宽非常低(2/N)，况且，还可以利用插入的导频信号作为差分的基准信号。以下给出详细的各模块的说明：

所述寻找最大循环前缀模块包含有一个移位寄存器，用以缓冲所输入的经过IFFT转换过后的数据；一个信号模平方计算单元；一个峰值检测器；其具体流程框图在附图2中给出。图2虚线框中所示为本发明在发送端最大循环前缀实现的实现框图。如图2所示，输入信号经串并转换后，步骤201；64个信号采样点先进行传统的OFDM系统中的IFFT运算，进行并串转换，步骤202，经过此步骤后的信号为x＝[x(0)，Λ，x(63)]；循环重复符号后16位，步骤203，经此步骤后信号变为x_e＝[x(0)，Λ，x(63)，x(0)，A，x(16)]，根据实现方式的不同本步骤不一定必须有；然后在本发明的建议中，该信号先经过模值平方计算，结果被输入到一个移位寄存器，缓存大小为80个数据，然后加法器实现循环连续的16位数据累加。接着，顺序排放加法器的输出结果，64个结果中最大值所对应的位置即为最大循环前缀对应位置，即为u，由此找出了最大循环前缀的起始点，即x(u)...x(16+u-1)为能量最大的16个采样点窗，步骤204；调整该OFDM符号的起始位置为最大循环前缀对应的位置，即调整起始位为u，步骤205；此时处理过的信号为x′＝[x(u)，Λ，x(63+u-1)]；然后将处理过的信号加上循环前缀、上调载波及射频放大，步骤206；将信号发送天线，步骤207。假设u＝6，则对应加入循环前缀的80个采样点的OFDM符号为[x(6)..x(21)，x(22)..x(63)，x(1)..x(20)]。

图3为本发明的PAPR控制实现电路框图。在图3中，PAPR控制实现电路包括一个射频放大器10，一个放大器偏差控制器25，一个偏差控制信号产生器24和一个动态范围控制信号。偏差控制信号产生器24产生一个周期性矩形波，该控制信号被馈入放大器偏差控制器25，进而实现对射频信号放大器10的偏差控制。偏差控制信号及动态范围控制信号均为周期性矩形波，其波形在附图6中给出。因为波形幅值大小的数学推导十分繁琐且不很精确，在实际中，波形幅值大小由FFT的大小和循环前缀的大小确定。动态范围控制信号用于控制偏差控制信号产生器24产生对应的放大器放大偏差中点。本发明通过仿真给出了几种常见的FFT大小和前缀长度所对应的偏差控制信号幅值比，如表1中所示。表1给出了FFT和循环前缀几种不同长度情况下(其中FFT的大小为N，循环前缀的大小为g)，通过仿真得到的建议的偏差控制信号幅值组合。每个单元格上面的数值为循环前缀及其对应段偏差控制信号幅值，下面的数值为OFDM符号中其余部分偏差控制信号幅值。例如，第一个单元格中1.4146为FFT大小为64，循环前缀为16时循环前缀对应段的偏差控制信号的幅值，0.9017为OFDM符号中其余部分偏差控制信号的幅值由于在IEEE802.11a以及实际中，循环前缀的长度一般不超过OFDM符号数据部分的四分之一，该表中下半部分用NA标注。

表1.不同FFT和循环前缀长度情况下，偏差控制信号幅值组合(倍乘单位信号采样点能量)

图4为本发明接收端频偏、时偏以及引入的相位因子校正实现框图。其中虚线框中的为非差分OFDM的相位校正的第一种方法，其中p为一个OFDM符号中导频信号个数。该图中频偏、时偏估计采用Beek所建议的最大似然估计方法。该实现电路较为简单，只加入一块FFT芯片。如图4所示，频偏、时偏联合最大似然估计的代价函数在上述等式(1)～(6)给出。频偏、时偏校正之后，删除循环前缀，(步骤401至步骤404)；确定p个导频信号，虚线框中该p个导频信号被输入到FFT，步骤405；FFT输出信号最大波峰所对应的位置即为u，步骤406；根据该值，进行相位校正，信号旋转至IFFT调制的初始位置，步骤407；校正完后的信号再输入FFT，步骤408，最后进行信号解调。第二种校正方法需要在发送端完成，由于传统的差分编码可直接应用在符号内OFDM各子载波间，本发明中不再提供其编码映射表。

图5A1至图5E2是无噪声、信道影响情况下实现该发明时对应各阶段信号的波形图，其中，FFT大小N＝64，循环前缀长度g＝16，信号调制模式为QPSK，按照IEEE802.11a中所示，每个OFDM符号中插入有12个零信号。图5A1、图5A2示出了IFFT处理前的一个OFDM符号的波形图，其中图5A1为频域信号实部，图5A2为频域信号虚部；图5B1、图5B2示出了IFFT处理后的OFDM符号波形图，其中图5B1为时域信号实部，图5B2为时域信号虚部，图中加粗的部分对应循环前缀部分；图5C1、图5C2为经过最大循环前缀处理后的OFDM符号的波形图，其中图5C1为时域信号实部，图5C2为时域信号虚部，可见图中加粗的部分信号的幅值明显较图5B1、图5B2有所增大；图5D1、图5D2为接收端未进行相位因子校正的信号经过FFT处理过后的OFDM符号波形图，其中图5D1为频域信号实部，其中图5D2为频域信号虚部，由图可见，该信号幅度上起伏表示相位因子的影响；图5E1、图5E2为接收端进行相位因子校正后的信号经过FFT处理过后的OFDM符号波形图，其中图5E1为频域信号实部，其中图5E2为频域信号虚部。

图6是PAPR控制模块中放大器偏差控制信号的波形。如图所示，该信号周期为一个OFDM符号长度，具体在IEEE802.11a中，为80个信号采样长度。该信号的前16个信号采样点与最后16个信号采样点对应OFDM符号中的循环前缀，幅值较大，具体在FFT为64，循环前缀为16时，经过仿真得到这部分控制信号所对应幅值为1.42倍信号能量，而OFDM符号中剩余部分所对应的幅值为0.9倍的信号能量；

图7A是Monte Carlo仿真所示的本方法与Beek的方法的时偏估计性能比较图。图7B是Monte Carlo仿真所示的本方法与Beek的方法的频偏估计性能比较图。图7A、图7B上的曲线7a1、曲线7b1示出了Beek的方法(OriginalBeek’s scheme)时偏、频偏估计的性能；曲线7a2示出了信号能量增加1.6dB时的Beek的方法(Beek’s scheme with 1.6dB gain)时偏估计的性能；曲线7b2示出了信号能量增加2dB时的Beek的方法(Beek’s scheme with 2dB gain)频偏估计的性能曲线；曲线7a3、曲线7b3示出了本发明的循环前缀同步方法(New data rotation scheme)的时偏、频偏估计的性能。可见具体在FFT为64，循环前缀为16时，如图7A所示，本发明中时偏估计性能的提高随信号SNR改变，SNR越大，该增益越明显，具体在SNR为15dB时，时偏错误估计(时偏错误采样位置的绝对值)可降低大约6dB。图7B中频偏估计差错(频偏错误的均方值)比Beek的方法几乎平行下降了大约2dB，其中当SNR降低时，Beek的方法由于时偏估计差错较大，频偏的错误也明显较大。为了更进一步说明本方法所带来的等效的SNR增益，在仿真中为Beek的方法中信号相应增加信号能量2dB(频偏估计比较图中)及1.6dB(时偏估计比较图中)，由仿真结果可见频偏估计在SNR值较高时与等效增益后的Beek的估计结果吻合得很好。

图8给出了采用本发明的同步方法，经过最大循环前缀法之后及加入了放大器偏差控制器后，OFDM符号两段(一段为循环前缀段，包括循环前缀与循环前缀对应数据段；另一段为剩余数据段)分别的PAPR与原始的总的PAPR的比较图。其中的未加PAPR控制是指没有采用本同步方法传统的OFDM系统的PAPR。因为采用本同步方法，实际传输符号能量有所增加，所以此处是和传统的未进行任何处理的OFDM系统比较的。在图8中同时还示出了本发明分别的PAPR与现有PTS(部分传输序列)方法的比较。该图横坐标为基准PAPR(图中用PAPRO表示，横轴为各个PAPRO值)，图中纵坐标为信号PAPR超过PAPRO的概率。可见本发明明显改善了第一段，即循环前缀段的PAPR性能，第二段的PAPR也比原始的总的PAPR有了一些降低。

通过将本发明的方法和实现应用在一种实验性的仿真平台中，使OFDM的同步性能有了较大增益，同时又简单的实现了PAPR的有效控制，对于发送、接收端都没有大的计算支出。

当然，本发明还可有其他多种实施例，在不背离本发明精神及其实质的情况下，熟悉本领域的技术人员当可根据本发明作出各种相应的改变和变形，但这些相应的改变和变形都应属于本发明所附的权利要求的保护范围。

Claims (6)

1.一种循环前缀OFDM系统同步方法，利用循环前缀来实现OFDM系统的同步，包括：

在发送端将循环前缀加入OFDM符号的步骤；及

在接收端实现相干估计同步参数的步骤；

其特征在于，所述将循环前缀加入OFDM符号的步骤进一步包括：

经过N位IFFT处理的OFDM符号的采样信号经并串转换电路后被输入到最大能量循环前缀模块，所述最大能量循环前缀模块负责找出所述OFDM符号的采样信号中具有最大能量的连续g位信号采样段，从而计算出u为最大能量循环前缀的起始点，然后将所输入的原始OFDM符号的采样信号进行循环移位，使得x(u).....x(u+g-1)正好对应于OFDM采样信号的第N-g+1～N位，也就是要作为循环前缀的采样信号所对应的位置，然后将x(u).....x(u+g-1)作为循环前缀加到循环移位后的OFDM符号的采样信号的头部；其中，具体寻找最大能量的连续g位信号采样段的方法包括步骤A1-A2：

步骤A1，计算信号模值平方|x(i)|²，i的取值为0至N+g-1，其中，当i大于等于N时，x(i)＝x(i-N)；

步骤A2，累加循环连续的g位信号模值平方，根据以下公式取计算出的u为最大能量循环前缀的起始点；

$u=\arg \underset{0\≤i\≤N-1}{\max }\left[\underset{i=n}{\overset{n+g-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|x\left(i\right)\right|}^2\right]$

其中，N为OFDM系统FFT的大小，x(i)为所述OFDM符号的第i位采样点的采样信号，g为循环前缀的长度；

该方法还包括设置PAPR控制实现电路的步骤，用于控制所述OFDM系统的PAPR值，设置PAPR控制实现电路的步骤包括：

在发射端的射频放大器前设置放大器偏差控制器，所述放大器偏差控制器用于控制所述射频放大器的偏差点，在所述放大器偏差控制器前设置偏差控制信号产生器，用于产生所述放大器偏差控制器工作所需的控制信号。

2.根据权利要求1所述的循环前缀OFDM系统同步方法，其特征在于，在接收端采用最大似然估计法来实现相干估计同步参数。

3.根据权利要求2所述的循环前缀OFDM系统同步方法，其特征在于，进一步包括一校正在接收信号中引入的循环相位因子的步骤。

4.根据权利要求3所述的循环前缀OFDM系统同步方法，其特征在于，通过导频信号来校正非差分OFDM系统在所述接收信号中引入的循环相位因子；或，通过结合信道的估计来校正差分OFDM系统中引入的循环相位因子；其中，所述通过导频信号来校正非差分OFDM系统循环相位因子的步骤又进一步包括在接收信号经过频偏、时偏校正后，将同步校正后的导频信号输入到FFT的步骤，其中，输出的波峰所在点u对应需校正的循环相位因子。

5.一种采用权利要求1所述OFDM系统同步方法的OFDM系统，包括发送端及接收端，所述发送端包括一IFFT运算模块及一循环前缀加入模块；所述接收端包括一同步参数相干估计模块；其特征在于，所述循环前缀加入模块进一步包括一最大能量循环前缀模块，用于找出经过N位IFFT处理的OFDM符号的采样信号经并串转换电路后被输入的OFDM符号的采样信号中具有最大能量的连续g位信号采样段，从而计算出u为最大能量循环前缀的起始点，然后将所输入的原始OFDM符号的采样信号进行循环移位，使得x(u).....x(u+g-1)正好对应于OFDM采样信号的第N-g+1～N位，也就是要作为循环前缀的采样信号所对应的位置，然后将x(u).....x(u+g-1)作为循环前缀加到循环移位后的OFDM符号的采样信号的头部；

其中，所述最大能量循环前缀模块进一步包括模平方计算单元、峰值检测器及移位寄存器，其中：

所述模平方计算单元，用于计算信号模值平方|x(i)|²，i的取值为0至N+g-1，其中，当i大于等于N时，x(i)＝x(i-N)；

所述峰值检测器，用于累加循环连续的g位信号模值平方，根据以下公式取计算出的u为最大能量循环前缀的起始点；

$u=\arg \underset{0\≤i\≤N-1}{\max }\left[\underset{i=n}{\overset{n+g-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|x\left(i\right)\right|}^2\right]$

其中，N为OFDM系统FFT的大小，x(i)为所述OFDM符号的第i位采样点的采样信号，g为循环前缀的长度；

所述移位寄存器，用于缓冲所输入的经过IFFT运算的数据和/或缓存计算出的信号模平方数据；

该系统还包括一设置在所述发送端的用于控制所述OFDM系统PAPR值的PAPR控制实现电路，所述PAPR控制实现电路包括：在发射端的射频放大器、放大器偏差控制器及偏差控制信号产生器，其中，

在所述射频放大器前设置所述放大器偏差控制器，所述放大器偏差控制器用于控制所述射频放大器的偏差点；在所述放大器偏差控制器前设置所述偏差控制信号产生器，所述偏差控制信号产生器用于产生所述放大器偏差控制器工作所需的控制信号。

6.根据权利要求5所述的OFDM系统，其特征在于，进一步包括一用于校正系统接收信号中引入的循环相位因子的循环相位因子校正装置；其中，所述循环相位因子校正装置又包括一设置在所述接收端的FFT芯片。

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