CN110278173B - Ofdm系统中低信噪比环境下的定时同步方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种OFDM系统中低信噪比环境下的定时同步方法，主要解决现有技术中在低信噪比环境下定时准确率低的问题。其方案是：将发送端产生的数据帧序列进行预处理，得到发送端信号；接收端在接收到的信号中取出设定长度的采样点，作为滑动窗口；将本地信号与滑动窗口的前后两部分进行互相关，并计算该时刻位置的定时测度函数值；将前后两个时刻的定时测度函数值之比与设定门限进行比较，若该比值大于门限值，则记录下该定时时刻与定时测度函数值，否则，窗口继续后移一位，重复上述操作；最后，在记录下的定时测度函数值中找到最大定时测度函数值，将其对应的定时时刻作为最终的定时时刻位置。本发明定时准确率较好，可用于OFDM系统。

Description

OFDM系统中低信噪比环境下的定时同步方法

技术领域

本发明属于通信技术领域，特别涉及一种定时同步方法，可用于OFDM同步系统的信号恢复。

背景技术

正交频分复用OFDM技术是属于多载波调制MCM的一种，同时是一种无线环境下的高速传输技术。目前OFDM在通信系统的快速发展主要得益于其关键技术：OFDM同步技术、降低峰均功率比技术、空时编码技术和信道估计技术等，其中定时同步技术是影响系统性能的关键技术之一。

定时同步的作用在于在接收端通过同步算法估计出OFDM数据符号帧的起始时刻，找到精确的FFT窗口的位置。该算法性能的好坏直接影响到接收端是否能够正确的解调并恢复出原始数据。定时同步算法可以分为非数据辅助型同步和数据辅助型同步。其中非数据辅助型同步占用带宽小，但复杂度高，精度低。数据辅助型同步需增加一定的冗余，插入特殊数据，造成传输速率低但精度高，复杂度低。

在OFDM系统中，为了快速获得系统的定时同步位置，一般采用数据辅助型同步，该系列同步算法是基于训练序列的同步算法，其在传输数据前加入一定长度的已知数据作为训练序列，并在接收端利用滑动窗口技术和自相关技术来获得定时同步位置。虽然加入训练序列，降低了系统的传输效率，但定时同步速度得到了提高。1997年，Schmidl和Cox 提出了一种基于训练序列的OFDM定时同步算法，但出现了一个“峰值平台”，准确性不高；Minn等人针对此缺点提出了改进的Minn定时同步算法，提高了定时同步的精度，但又造成了其定时测度函数曲线上的多峰值现象；Park等人在S&C算法和Minn算法的基础上，又提出了改进的Park定时同步算法，提高了定时同步的性能，但是仍有副峰出现。

在本文当中，主要是在前面经典的定时同步技术的基础上，基于共轭反对称的序列结构提出一种能够适用于低信噪比环境下的改进的定时测度函数，设计定时测度函数，并加入新的门限判决，有效解决定时模糊的问题。

发明内容

本发明的目的在于针对以上现有技术存在的问题，同时针对于现阶段最热门的基于共轭反对称序列结构的定时同步算法，提出一种OFDM系统中低信噪比环境下的定时同步方法，以提高定时同步的定时准确率。

本发明的技术方案是：构造一种共轭反对称的训练序列，然后在定时同步算法当中引入一种新的归一化因子来对定时测度函数进行改进，确定OFDM数据帧的开始位置，其实现步骤如下：

(1)在OFDM系统的发送端随机生成一个m比特长度的数据帧，并将该数据帧依次经过星座映射、调制、添加循环前缀，得到调制后的信号数据s₁(n)；

(2)选择共轭反对称PN序列，并将该PN序列添加在信号数据s₁(n)之前，组成发送端的发送信号s(n)；

(3)将发送端信号s(n)经过AWGN信道，叠加加性高斯白噪声，得到接收端信号r(n)；

(4)令初始定时位置d＝1，判决门限T＝T₀，定时测度函数M_sc(0)＝3×10^(-3)；

(5)从接收端信号r(n)中取出N个采样点，设定为r(d)，r(d+1)，r(d+2)，...，r(d+j)， ...，r(d+N-1)，其中，(d+j)在n的数值范围内变化，j＝0，1，2，3，......，N-1；

(6)根据(5)中的N个采样点，计算定时测度函数：

其中，P(d)为相关函数，

R(d)为归一化因子：

D为PN序列的前半部分的序列，

(7)求解该定时时刻d位置的定时测度函数值M_sc(d)与前一定时时刻(d-1)位置的定时测度函数值M_sc(d-1)的比值，并将其与门限值T₀＝3进行比较：

若

则记录下该定时时刻的位置d以及该时刻的定时测度函数值 M_sc(d)，执行(8)；

否则，直接执行(8)；

(8)令d＝d+1，并判断(d+N-1)是否超过接收信号的数据范围：若超过，则执行(9)，否则，返回(5)；

(9)根据(7)得到一系列的超过门限值的定时测度函数值M_sc，在所有的超过门限的定时位置中，找出最大定时测度函数值M_sc所对应的定时同步位置，即为最佳定时位置。

本发明与现有技术相比具有以下优点：

第一：由于本发明中PN序列采用特殊的共轭反对称结构，使PN序列中前半部分序列与后半部分序列的相关性减弱，从而避免了“峰值平台”效应。

第二：本发明中采用Chu序列作为训练序列，由于其良好的自相关特性，避免了副峰的出现，使定时测度函数能够在正确的同步位置形成唯一的峰值。

第三：由于本发明中设计了归一化因子R(d)，能够减少噪声因素的影响，增大尖峰脉冲的峰值，更易于系统检测到峰值，从而可准确确定出定时同步位置。

附图说明

图1本发明使用的OFDM系统场景图；

图2本发明的实现流程图；

图3为本发明中所用的帧结构；

图4为在信噪比为-20dB，-15dB，-10dB时，仿真本发明和现有技术的定时准确率的对比图；

图5为在信噪比为-15dB，-10dB时，仿真本发明和现有技术的定时测度函数值对比图；

图6为在OFDM系统的发送端加入噪声之后的信号矢量图；

图7为在发送端信号中加入0.01的归一化频偏后，用本发明方法得到的定时准确率的性能图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明实施例和效果做进一步的描述。

参照图1，本实例的应用场景是OFDM系统模型，该系统包括发送端和接收端，信道采用的是高斯白噪声信道。其中，发送端将二进制的数据帧序列依次进行QPSK调制，IFFT变换，并加入循环前缀，得到要发送的数据信号，并利用一种共轭反对称结构的帧结构作为训练序列，将训练序列与数据信号进行级联得到发送端信号；接收端，将接收的信号进行滑动自相关，得到滑动窗口的定时测度函数的最大值时，即为定时时刻。

参照图2，本实例的具体实现步骤如下：

步骤1，获取发送的调制信号。

(1a)在发送端构建一个随机生成的二进制数据比特帧D₁，该比特帧D₁的长度m＝512 比特；

(1b)对(1a)构建的数据帧D₁进行预处理，得到发送端的发送信号s₁(n)：

(1b1)对(0，1)随机序列进行QPSK星座映射：

映射规则为：(0，0)→(-1，-1)，(0，1)→(-1，1)，(1，0)→(1，-1)，(1，1)→(1，1)得到信号数据 X(k)；

(1b2)对信号数据X(k)进行512点的IFFT快速傅里叶反变换调制，得到调制信号 x(n)：

其中，

j为虚数单位；

(1b3)在x(n)的尾部取64个样点复制到x(n)的头部作为循环前缀CP，得到离散复基带信号s₁(n)。

步骤2，获得发送端的数据信号s(n)。

现有的PN序列有S&C算法中反对称结构的PN序列，有Park算法中共轭相乘结构的PN序列，以及最常应用的共轭反对称结构的PN序列，本实例取但不限于共轭反对称结构，其实现如下：

(2a)选择共轭反对称结构的PN序列，该PN序列的内部帧结构为[CP A A B B]，其中：

CP为循环前缀；

A为良好自相关特性的Chu序列，长度为128，其中Chu序列的函数y(n)表示为：y(n)＝exp(jπn²/N)，N为OFDM系统的子载波数，N＝512，1≤n≤128；

B＝C.*C，C为序列A共轭反对称后的序列；

(2b)将(2a)所选的PN序列添加在信号数据s₁(n)之前，组成发送端的发送信号 s(n)，该信号的帧结构如图3所示。

步骤3，接收端获得接收信号并进行定时同步。

(3a)将发送端的发送信号s(n)送入加性高斯白噪声信道，加入噪声后的发送信号矢量如图6所示，在接收端得到接收信号r(n)；

(3b)令初始定时位置d＝1；

(3c)对接收信号r(n)进行N点采样，得到采样点：r(d)，r(d+1)，r(d+2)，...，r(d+j)， ...，r(d+N-1)，其中，(d+j)在n的数值范围内变化，j＝0，1，2，3，......，N-1；

(3d)根据(3c)的结果，分别计算相关函数P(d)和归一化因子R(d)：

其中，D为PN序列的前半部分的序列；

(3e)根据相关函数P(d)和归一化因子R(d)，得到定时测度函数：

步骤4，设定初始化参数及判决门限值。

(4a)求解该定时时刻d位置的定时测度函数值M_sc(d)与前一定时时刻(d-1)位置的定时测度函数值M_sc(d-1)的比值；

(4b)将(4a)的结果与门限值T₀＝3进行比较；

若

则先记录下该定时时刻的位置d以及该时刻的定时测度函数值M_sc(d)，再执行步骤(5a)；

否则，则直接执行步骤(5a)。

步骤5，确定最佳定时时刻位置

(5a)令d＝d+1，并判断(d+N-1)是否超过接收信号的数据范围：若超过，则执行(5b)，否则，返回步骤(3c)；

(5b)根据(4b)得到一系列的超过门限值的定时测度函数值M_sc，在所有的超过门限的定时位置中，找出最大定时测度函数值M_sc所对应的定时同步位置，即为最佳定时位置。

本发明的效果可以通过以下仿真进一步说明：

一.仿真系统参数设置

使用MATLAB R2013b仿真软件，设OFDM系统发送端初始的二进制比特数据长度为512比特；共轭反对称结构的PN序列长度为512；初始定时时刻位置d＝1，判决门限值T₀＝3以及初始的定时测度函数M_sc(0)＝3×10^(-3)。

仿真方法：本发明和现有定时同步算法，该同步算法将PN序列前后两部分序列的能量作为归一化因子，其他参数设置和PN序列的结构设置与本发明相同。

二.仿真内容

仿真1，在信噪比为[-20dB，-15dB，-12dB，-10dB]的情况下，对本发明和现有同步算法的定时准确率进行仿真，结果如图4，从图4可见，在-10dB情况下，本发明的定时准确率较现有方法的准确率提高了0.0054。

仿真2，在信噪比为[-15dB，-10dB]的情况下，对本发明和现有同步算法的定时测度函数进行仿真，结果如图5，其中，图5(a)为信噪比为-15dB情况下，对现有同步算法的定时测度函数进行仿真，图5(b)为信噪比为-15dB情况下，对本发明的定时测度函数进行仿真，图5(c)为信噪比为-10dB情况下，对现有同步算法的定时测度函数进行仿真，图5(d) 为信噪比为-10dB情况下，对本发明的定时测度函数进行仿真。从图5可见，本发明的定时测度函数值更大，更易进行定时。

仿真3，在信噪比为[-20dB，-15dB，-12dB，-10dB]的情况下，对发送信号不加入频偏与加入0.01的归一化频偏值两种情况下的定时准确率进行仿真，结果如图7，从图7可见，加入频偏的定时准确率与不加入频偏的定时准确率差别不大，即在加入频偏情况下，本发明也能具有良好的定时准确性，进而表明本发明在OFDM系统下具有良好的健壮性。

三.对本发明中的归一化因子进行理论分析

现有算法中，是将整个PN序列能量的一半作为定时测度函数中的归一化因子，其表示如下：

本发明中，对定时测度函数中的归一化因子进行改进，其设定如下：

由<1>和<2>对比可以看出，本发明将r(d+m)更换为D(m)，用于去除信道噪声的影响。其分析如下：

在发送端加入噪声之后的信号矢量图6可以看出，接收端信号的幅度r(d+m)主要依赖于大幅度值的一侧。由于本发明的工作环境为低信噪比环境，噪声的幅度是信号幅度的 2～3倍，为大幅度值的一侧。因而缩小归一化因子的值，可使其得到的定时测度函数的值更大，自相关性更加的突出，能更为方便的确定出定时的时刻。

Claims (5)

1.一种OFDM系统中低信噪比环境下的定时同步方法，其特征在于，包括如下：

(1)在OFDM系统的发送端随机生成一个m比特长度的数据帧，并将该数据帧依次经过星座映射、调制、添加循环前缀，得到调制后的信号数据s₁(n)；

(2)选择共轭反对称PN序列，并将该PN序列添加在信号数据s₁(n)之前，组成发送端的发送信号s(n)；

(3)将发送端信号s(n)经过AWGN信道，叠加加性高斯白噪声，得到接收端信号r(n)；

(4)令初始定时位置d＝1，判决门限T＝T₀，定时测度函数M_sc(0)＝3×10^(-3)；

(5)从接收端信号r(n)中取出N个采样点，设定为r(d),r(d+1),r(d+2),...,r(d+j),...,r(d+N-1)，其中，(d+j)在n的数值范围内变化，j＝0,1,2,3,......,N-1；

(6)根据(5)中的N个采样点，计算定时测度函数：

其中，P(d)为相关函数，

R(d)为归一化因子：

D为PN序列的前半部分的序列，

(7)求解该定时时刻d位置的定时测度函数值M_sc(d)与前一定时时刻(d-1)位置的定时测度函数值M_sc(d-1)的比值，并将其与门限值T₀＝3进行比较：

若

则记录下该定时时刻的位置d以及该时刻的定时测度函数值M_sc(d)，执行(8)；

否则，直接执行(8)；

(8)令d＝d+1，并判断(d+N-1)是否超过接收信号的数据范围：若超过，则执行(9)，否则，返回(5)；

(9)根据(7)得到一系列的超过门限值的定时测度函数值M_sc，在所有的超过门限的定时位置中，找出最大定时测度函数值M_sc所对应的定时同步位置，即为最佳定时位置。

2.根据权利要求1所述的方法，其中(1)中随机生成一个m＝512比特长度的数据帧，是一个(0,1)的随机序列。

3.根据权利要求1所述的方法，其中(1)对该数据帧依次经过星座映射、调制、添加循环前缀，实现如下：

首先，按如下规则对(0,1)随机序列进行QPSK星座映射：

(0,0)→(-1,-1),(0,1)→(-1,1),(1,0)→(1,-1),(1,1)→(1,1)，得到信号数据X(k)；

接着,对信号数据X(k)进行512点的IFFT快速傅里叶反变换调制，得到调制信号x(n)：

其中，

j为虚数单位；

最后，在x(n)的尾部取64个样点复制到x(n)的头部作为循环前缀CP，得到离散复基带信号s₁(n)。

4.根据权利要求1所述的方法，其中(2)中选择的共轭反对称PN序列，其内部帧结构为[CP A A B B]，其中：CP为循环前缀；A为良好自相关特性的Chu序列，长度为

N为OFDM符号的子载波数，N＝512；B＝C.*C，C为序列A共轭反对称后的序列。

5.根据权利要求4所述的方法，其中良好自相关特性的Chu序列A的内部模型函数y(n)表示如下：

y(n)＝exp(jπn²/N)，

其中，N为OFDM系统的子载波数，1≤n≤128。

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