WO2010095641A1 - 電源装置 - Google Patents

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WO2010095641A1
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capacitor
precharge
switching circuit
semiconductor switching
power supply
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泰明 乗松
伸治 今井
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日立化成工業株式会社
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    • Y02E60/10—Energy storage using batteries

Definitions

  • the present invention relates to a power supply device having a hybrid configuration including a capacitor and a battery.
  • Such a hybrid vehicle employs a power supply system that drives a motor or the like by a battery or regenerates energy during deceleration to the battery.
  • Such power supply systems have evolved from sealed lead batteries to Ni-hydrogen batteries and further to Li-ion batteries due to the emergence of new batteries, reduction in size and weight, and increase in power density.
  • the development of battery active materials and the development of high-capacity and high-power battery structures have been carried out, and efforts have been made to realize power sources with high output density and longer usage time. ing.
  • the power supply is directed to a direction that requires a lower-loss power source, that is, a power source having a smaller internal resistance.
  • an electric double layer capacitor (EDLC) is generally known as an example.
  • An electric double layer capacitor exhibits intermediate characteristics between a capacitor and a battery used for smoothing and the like.
  • a hybrid capacitor (HC) doped with lithium ions can be cited as a higher energy density capacitor that exhibits intermediate characteristics between an electric double layer capacitor and a battery.
  • capacitors are known to be applied to an idling stop system that requires instantaneous output because the energy density is small but the output density is higher than that of the battery.
  • a capacitor since a capacitor generally has a large self-discharge, it is used in a hybrid configuration with a battery such as a lead storage battery.
  • a semiconductor switching element such as a mechanical relay or MOSFET (metal-oxide-field-effect-transistor) is used as a switch for connecting the lead storage battery and the capacitor.
  • the capacitor since the capacitor has a large self-discharge, for example, when restarting after long-term storage, a large potential difference is likely to occur between the lead-acid battery and the capacitor.
  • the switch between the lead storage battery and the capacitor is turned on in such a state where there is a potential difference, an excessive current flows from the lead storage battery because the internal resistance of the capacitor is small, leading to deterioration of the life of the lead storage battery.
  • a first aspect of a power supply device includes a capacitor connected in parallel with a battery, two switching circuits connected in series with the capacitor, and precharge switching connected in parallel to one of the two switching circuits. And a control unit that controls the precharge switching circuit and at least one of the two switching circuits to limit the precharge current of the capacitor when the voltage of the capacitor is lower than the voltage of the battery.
  • Each of the two switching circuits and the precharge switching circuit connected in series with the capacitor may include one semiconductor switching element or a plurality of semiconductor switching elements connected in parallel.
  • the semiconductor switching elements constituting the respective switching circuits connected in series with the capacitors are turned off, and the semiconductor switching elements constituting the precharge switching circuit are turned on, whereby the precharge switching circuit And a built-in diode of a semiconductor switching element of a switching circuit in which the precharge switching circuit is not connected in parallel may be energized.
  • the semiconductor switching element constituting the precharge switching circuit is turned on, and the switching circuit connected in parallel to the precharge switching circuit out of the two switching circuits connected in series with the capacitor is controlled.
  • the semiconductor switching element may be PWM (Pulse Width Modulation) controlled, and the semiconductor switching element of the other switching circuit may be off-controlled.
  • the semiconductor switching element constituting the precharge switching circuit may be controlled by PWM (Pulse Width Modulation), or the semiconductor switching element constituting the precharge switching circuit is controlled to control the gate voltage. Adjust the on-resistance. You may do it.
  • the capacitor may be a hybrid capacitor doped with lithium ions. In that case, each semiconductor switching element of the precharge switching circuit may be turned on stepwise so that a pseudo increase in the internal resistance of the hybrid capacitor occurs when the precharge current is limited.
  • a second aspect of the power supply device according to the present invention includes a capacitor connected in parallel with the battery, and two switching circuits including a semiconductor switching element connected in series with the capacitor or a plurality of semiconductor switching elements connected in parallel.
  • the semiconductor switching element of each switching circuit is controlled so as to share the loss at the time of current limitation by the two switching circuits, and the precharge current limitation of the capacitor And a control unit for performing.
  • the semiconductor switching element of one switching circuit is turned off and the semiconductor switching element of the other switching circuit is PWM-controlled so that the built-in diode of the semiconductor switching element of one switching circuit and the other
  • These switching circuits may be used for energization.
  • the semiconductor switching element of one switching circuit When the precharge current is limited, the semiconductor switching element of one switching circuit is turned off, the gate voltage of the semiconductor switching element of the other switching circuit is controlled, the built-in diode of the semiconductor switching element of one switching circuit, and the other These switching circuits may be energized.
  • the present invention it is possible to charge the capacitor in a usable state in a short time while suppressing deterioration of the battery and downsizing the power supply device.
  • FIG. 1 is a schematic block diagram when the power supply device according to the first embodiment of the present invention is used for driving a rotating electrical machine.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a charging current path during precharging.
  • FIG. 3 is a flowchart showing a control procedure.
  • FIG. 4 is a diagram showing a case where the charge cutoff MOSFET 31 and the discharge cutoff MOSFET 32 are each constituted by a plurality of MOSFETs connected in parallel.
  • FIG. 5 is a diagram for explaining a power supply device according to the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 is a diagram for explaining a power supply device according to the third embodiment of the present invention.
  • FIG. 1 is a schematic block diagram when the power supply device according to the first embodiment of the present invention is used for driving a rotating electrical machine.
  • the power supply device 2 is connected to the inverter device 4 via relays 5a and 5b.
  • the rotating electrical machine 3 is rotationally driven by the inverter device 4.
  • the rotating electrical machine 3 constitutes a starter motor and a motor generator for starting an engine in an idling stop system of a vehicle.
  • the power supply device 2 includes a capacitor 10 connected in parallel with a secondary battery 1 such as a lead storage battery, a charge cutoff MOSFET 31, a discharge cutoff MOSFET 32, a precharge MOSFET 33, a gate driver 12, a control unit 14, a voltage detection unit 16, a temperature A detection unit 18 and a current detection unit 20 are provided.
  • an electric double layer capacitor is used as the capacitor 10, but the present invention is applicable to any large-capacity capacitor that requires the same protection control as the electric double layer capacitor.
  • the capacitor 10 is composed of a plurality of cells.
  • an N-channel MOSFET is used for each of the MOSFETs 31 to 33, so that the resistance is lower.
  • a P-channel MOSFET may be used for all or any one of the MOSFETs, Any device that can realize the same function is applicable.
  • a boost gate driver is used as the gate driver 12 for driving the gate of the MOSFET.
  • the boosting gate driver may be any type as long as it can drive the gate of an N-channel MOSFET such as a charge pump type.
  • the control unit 14 controls the entire power supply device, and a dedicated IC or general-purpose microcomputer is used. However, the control unit 14 is not limited to these as long as the same function can be realized. In addition to the control function for controlling the gate driver 12, the control unit 14 includes a function for monitoring each part voltage, a balance switch function for adjusting each cell voltage of the capacitor 10, and a function for communicating to the host.
  • the total voltage of the secondary battery 1 As the respective voltages monitored by the control unit 14, the total voltage of the secondary battery 1, each cell voltage and total voltage of the capacitor 10 detected by the voltage detection unit 16, the output of the current detection unit 20, and the output of the temperature detection unit 18. and so on.
  • the output from each unit is A / D converted by an A / D converter provided in the control unit 14 and taken in.
  • any necessary functions such as CAN (Controller Area Network), I2C (Inter-Integrated Circuit), and SPI (System Packet Interface) may be used.
  • the starting signal (IGN signal) at the time of starting the rotary electric machine 3 is input from a high-order via a communication function.
  • a current detection unit 20 that detects current using a Hall element is used.
  • differential amplifier detection of both-end voltages from the discharge cutoff MOSFET 32 to the charge cutoff MOSFET 31 and voltage measurement of the shunt resistor are used.
  • the current may be detected by measuring the voltage of the current transformer.
  • the detected current value is acquired by an A / D converter built in the control unit 14, but any value may be used as long as the same function can be realized.
  • the temperature detection unit 18 may be detected by dividing a NTC thermistor or a PTC thermistor and a resistor in series, detection by a temperature IC, or the like, as long as the same function can be realized.
  • a capacitor cell, a substrate on which a MOSFET is mounted, a housing, and the like are conceivable, but they may be added as necessary.
  • the temperature detector 18 in FIG. 1 detects the temperature of the substrate on which the MOSFET is mounted.
  • the temperature detection value is obtained by an A / D converter built in the control unit 14, any value may be used as long as the same function can be realized.
  • a discharge cutoff MOSFET 32 and a charge cutoff MOSFET 31 are provided in series with the capacitor 10 in the + side supply path from the capacitor 10 to the secondary battery 1.
  • a precharge MOSFET 33 is connected in parallel to the charge cutoff MOSFET 31. If necessary, either the discharge cutoff MOSFET 32, the charge cutoff MOSFET 31 or the precharge MOSFET 33 may be moved to the ground side, or an additional MOSFET may be added to the + side or the ground side. good.
  • the discharge cutoff MOSFET 32 is configured such that the forward direction of the body diode 321 is opposite to the discharge current direction of the capacitor 10.
  • the charge cutoff MOSFET 31 and the precharge MOSFET 33 are configured such that the forward direction of the body diodes 311 and 333 and the direction of the charge current to the capacitor 10 are opposite to each other.
  • the charge cutoff MOSFET 31 Since the charge cutoff MOSFET 31 has the body diode 311 connected in the reverse direction, even if the charge cutoff MOSFET 31 is turned off, the discharge current from the capacitor 10 can flow through the body diode 311 in the forward direction. The discharge current is not interrupted. As a switch for cutting off the discharge current, a discharge cut-off MOSFET 32 is provided in series. When the discharge cutoff MOSFET 32 is turned off, the discharge current is cut off. However, since the forward direction of the body diode 321 is the same as the direction of the charging current, the charging current can flow through the body diode 321 even if the discharge cutoff MOSFET 32 is turned off. As described above, by connecting the two MOSFETs 31 and 32 in series in opposite directions, it is possible to perform a blocking / non-blocking operation on both the charging current and the discharging current.
  • the charge cutoff MOSFET 31 is disposed on the power supply line side (+ side) and the discharge cutoff MOSFET 32 is disposed on the capacitor 1 side.
  • the charge cutoff MOSFET 31, the discharge cutoff MOSFET 32 and the precharge MOSFET 33 are all turned on. ing. Since a large current flows through the rotating electrical machine 3 at the time of IGN startup, MOSFETs corresponding to the large current are used for the charge cutoff MOSFET 31 and the discharge cutoff MOSFET 32.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a charging current path during precharging.
  • FIG. 2 shows the capacitor 10, the secondary battery 1, and the MOSFETs 31 to 33 necessary for explaining the control method.
  • FIG. 3 is a flowchart showing a control procedure, and the control program is executed by the control unit 14.
  • step S100 the control unit 14 compares the total voltage of the secondary battery 1 with the total voltage of the capacitor 10, and determines whether or not the potential difference is equal to or greater than a preset potential difference threshold. That is, it is determined whether the voltage of the capacitor 10 is lower than the voltage of the secondary battery 1 and precharge is necessary.
  • a forward voltage for example, 0.5 V
  • the body diode 321 of the discharge cutoff MOSFET 32 can be considered, but is not necessarily limited thereto.
  • step S100 If it is determined in step S100 that the potential difference between the secondary battery 1 and the capacitor 10 is smaller than the potential difference threshold value, the process proceeds to step S120, and the MOSFETs 31 to 33 are turned on, that is, the capacitor 1 is freely charged and discharged. Set to the normal use state that can be used. Then, it progresses to step S130 and the normal operation
  • step S100 determines whether the potential difference is equal to or greater than the threshold value. If it is determined in step S100 that the potential difference is equal to or greater than the threshold value, the process proceeds to step S115 to execute a process for the precharge operation.
  • step S115 in order to perform the precharge operation, the control unit 14 instructs the gate driver 12 to turn off the charge cutoff MOSFET 31 and the discharge cutoff MOSFET 32 and turn on the precharge MOSFET 33. At this time, the charging current flows into the capacitor 10 through a path indicated by a broken line.
  • the charging current passes only through the body diode 321.
  • the charging current cannot pass through the off-state charge cutoff MOSFET 31 and flows into the capacitor 10 via the on-state precharge MOSFET 33. In this way, the capacitor 10 is charged.
  • the precharge MOSFET 33 is normally controlled so as to maintain the on state at a necessary gate voltage, but by adjusting the gate voltage to adjust the on resistance of the precharge MOSFET 33, the charge current value can be further increased. You may make it adjust to an optimal value.
  • a PWM (Pulse Width Modulation) pulse may be applied to the gate of the precharge MOSFET 33 to adjust the amount of charge current by PWM control.
  • the loss in the current limitation at the time of precharging is shared by the loss due to the body diode 321 of the discharge cutoff MOSFET 32 and the loss due to the on-resistance of the precharge MOSFET 33, so that heat dissipation is 2
  • the heat dissipation performance can be improved by being distributed to the two MOSFETs 31 and 32.
  • the capacitor 10 since the capacitor 10 has an internal resistance, it is shared by the loss due to the internal resistance.
  • the magnitudes of the losses W (32), W (33), and W (10) of the MOSFETs 32 and 33 and the capacitor 10 when a large current is passed by precharging is W (32). > W (33) ⁇ W (10) in that order, and is characterized in that the loss is dispersed in the discharge cutoff MOSFET 32 which is originally designed for large current application and excellent in heat dissipation.
  • the case where the electric double layer capacitor is applied to the capacitor 10 has been described as an example.
  • a hybrid capacitor in which lithium ions are doped in the negative electrode is applied to the capacitor 10
  • pre-charging is performed.
  • the voltage application to the gate of the charging MOSFET 33 is abruptly performed stepwise.
  • a phenomenon in which the terminal voltage greatly decreases with respect to the open circuit voltage is observed. That is, the internal resistance can be increased in a pseudo manner by increasing the current stepwise.
  • one MOSFET is used as the charge cutoff MOSFET 31, the discharge cutoff MOSFET 32, and the precharge MOSFET 33.
  • the charge cutoff MOSFET 31 and the discharge cutoff MOSFET 32 that are assumed to flow a large current during normal use may each be composed of a plurality of MOSFETs connected in parallel.
  • the precharge MOSFET 33 may also be constituted by a plurality of MOSFETs connected in parallel.
  • the charge cutoff MOSFET 31 and the precharge MOSFET 33 that are connected in parallel may be integrated, and a one-chip product that can drive the gates separately may be used.
  • the capacitor 10 is charged in a usable state in a short time while limiting the precharge current value to a value that does not become a burden on the secondary battery 1 and suppressing the temperature rise and deterioration of the secondary battery 1. It becomes possible.
  • the MOSFETs 31 and 32 have a function of a switching circuit that opens and closes the power path of the capacitor 10, and the MOSFET 32 shares a loss by causing a current during precharging to flow only through the body diode 321 of the MOSFET 32. It also functions as an element.
  • each of the MOSFETs 31 and 32 as the switching circuit with a plurality of MOSFETs connected in parallel, it is possible to easily cope with a large current and to distribute the loss in the MOSFET 32 to a larger number of elements. be able to.
  • the precharge MOSFET 33 is also composed of a plurality of MOSFETs connected in parallel, whereby the loss can be further dispersed and a MOSFET with a small rated capacity can be used. Further, instead of simply turning on the precharge MOSFET 33, it is possible to adjust the precharge current value to a desired value by adjusting the gate voltage or PWM control.
  • FIG. 5 is a diagram for explaining a power supply device according to the second embodiment of the present invention, and corresponds to FIG. 2 in the first embodiment. Other configurations are the same as those of the first embodiment, and the description thereof is omitted.
  • a discharge cutoff MOSFET 32 and a charge cutoff MOSFET 31 are provided in series with the capacitor 10 in the + side supply path from the capacitor 10 to the secondary battery 1.
  • one of the MOSFETs 31 and 32 may be moved to the ground side as necessary, or an additional MOSFET may be added to the + side or the ground side.
  • both MOSFETs 31 and 32 are turned on.
  • the discharge cutoff MOSFET 32 is turned off and the gate of the charge cutoff MOSFET 31 is PWM-controlled.
  • the charging current flows into the capacitor 10 through the body diode 321 of the discharge cutoff MOSFET 32 and the charge cutoff MOSFET 31 as indicated by a broken line.
  • the PWM control in the charge cutoff MOSFET 31 is adjusted according to the potential difference between the secondary battery 1 and the capacitor 10.
  • the loss is shared by the internal resistances of the MOSFETs 31 and 32 and the capacitor 10 corresponding to a large current, and the heat dissipation performance can be improved.
  • the losses W (31), W (32), and W (10) of the MOSFETs 31 and 32 and the capacitor 10 when a large current is flowed by precharging are W (32) ⁇ W (31)>
  • the loss is distributed to the discharge cutoff MOSFET 32 and the charge cutoff MOSFET 31 which are designed in the order of W (10) and originally designed to handle a large current and have excellent heat dissipation.
  • the charge cutoff MOSFET 31 and the discharge cutoff MOSFET 32 connected in series with the capacitor 10 are switched.
  • the charge cutoff MOSFET 31 and the discharge cutoff MOSFET 32 share the loss at the time of current limitation.
  • the capacitor 10 is charged in a usable state in a short time while limiting the precharge current value to a value that does not become a burden on the secondary battery 1 and suppressing the temperature rise and deterioration of the secondary battery 1. It becomes possible. Further, when compared with the first embodiment, the precharge MOSFET 33 is omitted, so that the cost and size can be further reduced.
  • the precharge MOSFET 33 may be connected in parallel to the charge cutoff MOSFET 31 so that the loss is shared by the three MOSFETs. In that case, the precharge MOSFET 33 may be controlled not only to be turned on, but also to control the gate voltage, or to perform PWM control. Further, as described in the first embodiment, the MOSFETs 31 to 33 may be composed of a plurality of MOSFETs connected in parallel.
  • FIG. 6 is a diagram for explaining a power supply device according to the third embodiment of the present invention, and corresponds to FIG. 2 in the first embodiment.
  • a MOSFET is used as the semiconductor switching element.
  • a high-voltage capacitor module is used as the capacitor 10
  • an IGBT (insulated gate bipolar transistor) module is used instead of the MOSFET. To use.
  • a discharge cutoff IGBT 42 and a charge cutoff IGBT 41 are provided in series with the capacitor 10 in the + side supply path from the capacitor 10 to the secondary battery 1.
  • a precharge IGBT 43 is connected in parallel to the charge cutoff IGBT 41. That is, MOSFETs 31 to 33 shown in FIG. 2 are replaced with IGBTs 41 to 43.
  • either the discharge blocking IGBT 42, the charge blocking IGBT 41, or the precharge IGBT 43 may be moved to the ground side, or an IGBT may be additionally added to the + side or the ground side. good.
  • a hybrid capacitor is applied to the high voltage capacitor 10. By applying a hybrid capacitor having a maximum cell voltage higher than that of the electric double layer capacitor, the number of series cells can be reduced.
  • the discharge blocking IGBT 42 is configured such that the body diode is connected in the direction opposite to the discharge current direction of the capacitor 10.
  • the charge blocking IGBT 41 and the precharging IGBT 43 are configured such that the body diode is connected in the direction opposite to the charging current direction to the capacitor 10.
  • a precharge relay may be used instead of the precharge IGBT 43.
  • the control method in the third embodiment will be described.
  • the charge blocking IGBT 41, the discharge blocking IGBT 42, and the precharge IGBT 43 are all in the on state.
  • the total voltage of the capacitor 10 and the voltage of the secondary battery 1 are compared.
  • the potential difference threshold which is a determination criterion at this time, is set to be equal to or higher than the forward voltage (for example, 0.5 V) of the body diode of the discharge cutoff IGBT 42, but may be changed as necessary.
  • the charging current path to the capacitor 10 at the time of precharging is as shown by a broken line in FIG. 6, and the charging current passes through the body diode of the discharge cutoff IGBT 42 and then flows into the capacitor 10 through the precharging IGBT 43.
  • the hybrid capacitor can increase the internal resistance in a pseudo manner by controlling the current stepwise. Therefore, by driving the precharge IGBT 43 in a stepwise manner, the loss borne by the capacitor 10 can be increased due to a pseudo increase in internal resistance. As a result, even when the potential difference between the secondary battery 1 and the capacitor 10 is large, it is possible to cope with it sufficiently.
  • a gate voltage that is normally required is applied stepwise to the precharge IGBT 43, but the on-resistance of the precharge IGBT 43 can be adjusted by adjusting the gate voltage, or the gate of the precharge IGBT 43 can be adjusted.
  • the precharge current may be adjusted by PWM control by applying a PWM pulse.
  • the loss in order to limit the current during precharging, the loss must be borne only by the limiting resistor or the semiconductor switching element (MOSFET). Furthermore, since the allowable loss of the limiting resistor and the switching element is small, there is a drawback that it is difficult to flow a large current of several tens to several hundreds of A. However, in the present embodiment, the loss is shared by the discharge cutoff IGBT 42, the precharge IGBT 43, and the internal resistance of the capacitor 10 corresponding to the large current discharge, so that the heat radiation performance can be improved.
  • MOSFET semiconductor switching element
  • loss W (10), W (42), and W (43) of capacitor 10 (hybrid capacitor) and IGBTs 42 and 43 when a large current is passed by precharging is W (10)> W (42)> W (43) in order, and the characteristic is that the loss is dispersed in the discharge interrupting IGBT 42 which is originally designed to have excellent heat dissipation for large current discharge.
  • the capacitor 10 can be used in a short time.
  • a semiconductor switching element is used in place of the conventionally used relay and limiting resistor, it is possible to reduce the size and cost.
  • precharge relay is used instead of the precharge IGBT 43, the relay is closed during precharge. The loss is shared by the discharge cutoff IGBT 42 and the internal resistance of the capacitor 10.
  • the present invention is not limited to this, and can be applied to a power supply apparatus having a hybrid configuration that supplies electric power to various loads.
  • the above description is an example to the last, and this invention is not limited to the said embodiment at all unless the characteristic of this invention is impaired. Further, it is possible to combine one or a plurality of embodiments and modification examples.

Abstract

　電源装置２は、電池と並列に接続されるキャパシタ１０と、キャパシタ１０と直列に接続された２つのスイッチング回路３１，３２と、２つのスイッチング回路３１，３２の一方に並列に接続されたプリチャージスイッチング回路３３と、キャパシタ１０の電圧が電池１の電圧よりも低いときに、プリチャージスイッチング回路３３とスイッチング回路３２とを制御してキャパシタ１０のプリチャージ電流制限を行う制御部１４と、を備える。

Description

電源装置
　本発明は、キャパシタと電池とを備えるハイブリッド構成の電源装置に関する。
　近年の電池技術の進歩によって、ハイブリッド車の普及が急速に進んでいる。このようなハイブリッド車は電池によってモータ等を駆動したり、減速時のエネルギーを電池に回生したりする電源システムを採用している。このような電源システムにおいては、新型電池の出現，小型軽量化および高出力密度化によってシール鉛バッテリーからＮｉ水素電池、さらにはＬｉイオン電池へと発展してきた。いずれの電池においてもエネルギー密度を高めるため、電池活物質の開発や、高容量かつ高出力の電池構造の開発が行われ、出力密度が高く、より使用時間の長い電源を実現する努力が払われている。
　しかしながら、自動車分野において、より一層の燃費改善への努力がなされているが、今後も二酸化炭素などの排出物削減のために既存の自動車にも新しい燃費改善機能を追加する傾向が予想される。そのため、より低損失の電源、すなわち、内部抵抗の小さい電源を必要とする方向に向かうことになる。
　前記のような低抵抗の電源を二次電池において実現する場合は、その最大出力電流の小ささが問題になる。そのため、出力電流の制限を必要としない大容量電気化学キャパシタの必要性が高まっていて、その一例として、電気二重層キャパシタ（ＥＤＬＣ）が一般的に知られている。電気二重層キャパシタは、平滑用などに使用されるようなコンデンサと電池との中間的な特性を示す。また、電気二重層キャパシタと電池の中間的な特性を示すより高エネルギー密度のキャパシタとして、リチウムイオンをドープしたハイブリッドキャパシタ(ＨＣ)があげられる。
　これらキャパシタに関しては、エネルギー密度は小さいが出力密度が電池よりも高いことから、瞬間的な出力が要求されるアイドリングストップシステムに適用した例が知られる。ただし、一般的にキャパシタは自己放電が大きいため、鉛蓄電池等の電池とのハイブリッド構成で使用される。鉛蓄電池とキャパシタとを接続するスイッチには、機械式のリレーやＭＯＳＦＥＴ（metal oxide field-effect transistor）等の半導体スイッチング素子が使用される。
　ところで、キャパシタは自己放電が大きいため、例えば長期保管後の再スタート時には、鉛蓄電池とキャパシタとの間に大きな電位差が生じやすい。このように電位差がある状態で鉛蓄電池とキャパシタとの間のスイッチをオンにすると、キャパシタの内部抵抗が小さいため、鉛蓄電池から過大な電流が流れることになり、鉛蓄電池の寿命劣化につながる。
　このような過大な電流が流れるのを防止する方法として、スイッチと並列に制限抵抗とスイッチとを設けて、制限抵抗を介してキャパシタへ電流を流すことにより充電電流を制限する方法（プリチャージ）が知られている（例えば、特許文献１参照）。
　また、制限抵抗の代わりに半導体スイッチング素子をスイッチと並列に設けて、その半導体スイッチング素子を用いてプリチャージ機能を実現する構成も知られている（例えば、特許文献２参照）。
日本国特開２００５－３１２１５６号公報 日本国特開２００７－１４３２２１号公報
　しかしながら、数百～数千Ｆの大容量キャパシタを、制限抵抗を介してプリチャージすると、ＣＲの時定数によって充電時間が長くなり過ぎるという問題が生じる。なお、この充電時間を短くするためには制限抵抗の抵抗値を小さくする必要があるが、制限抵抗値を小さくしてより大きな電流を流す場合には、電流値に合わせて制限抵抗の定格電力値を大きくせざるを得ない。そのため、制限抵抗の大型化および高コスト化を招き、さらには、制限抵抗の発熱を処理する冷却構造も追加する必要が生じる。
　一方、制限抵抗の代わりに半導体スイッチング素子のみでプリチャージを行う構成の場合には、半導体スイッチング素子の定格容量を超えないように、半導体スイッチング素子の制御電圧を制御する必要があった。そのため、数十から数百Ａの大電流を流すことは難しく、プリチャージ時間が長くなってしまう。また、半導体スイッチング素子の温度を監視するなどの冷却関係を、検討する必要が生じる。
　本発明による電源装置の第１の態様は、電池と並列に接続されるキャパシタと、キャパシタと直列に接続された２つのスイッチング回路と、２つのスイッチング回路の一方に並列に接続されたプリチャージスイッチング回路と、キャパシタの電圧が前記電池の電圧よりも低いときに、プリチャージスイッチング回路と２つのスイッチング回路の少なくとも１つとを制御してキャパシタのプリチャージ電流制限を行う制御部と、を備える。
　なお、キャパシタと直列に接続された２つのスイッチング回路およびプリチャージスイッチング回路の各々が、１つの半導体スイッチング素子または並列接続された複数の半導体スイッチング素子を備えるようにしても良い。
　さらに、プリチャージ電流制限時に、キャパシタと直列に接続された各スイッチング回路を構成する半導体スイッチング素子をオフ制御すると共に、プリチャージスイッチング回路を構成する半導体スイッチング素子をオン制御して、プリチャージスイッチング回路と、該プリチャージスイッチング回路が並列接続されていないスイッチング回路の半導体スイッチング素子の内蔵ダイオードとを通電状態とするようにしても良い。
　また、プリチャージ電流制限時に、プリチャージスイッチング回路を構成する半導体スイッチング素子をオン制御すると共に、キャパシタと直列に接続された２つのスイッチング回路の内、プリチャージスイッチング回路に並列接続されたスイッチング回路の半導体スイッチング素子をＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御し、他方のスイッチング回路の半導体スイッチング素子をオフ制御するようにしても良い。
　さらに、プリチャージスイッチング回路を構成する半導体スイッチング素子をＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御するようにしても良いし、プリチャージスイッチング回路を構成する半導体スイッチング素子のゲート電圧を制御して、該半導体スイッチング素子のオン抵抗を調整する。ようにしても良い。
　また、キャパシタを、リチウムイオンをドープさせたハイブリッドキャパシタしても良い。その場合に、プリチャージ電流制限時に、ハイブリッドキャパシタの内部抵抗に擬似的増加が生じるように、プリチャージスイッチング回路の各半導体スイッチング素子をステップ的にオン制御するようにしても良い。
　本発明による電源装置の第２の態様は、電池と並列に接続されるキャパシタと、キャパシタと直列に接続され、１つの半導体スイッチング素子または並列接続された複数の半導体スイッチング素子から成る２つのスイッチング回路と、キャパシタの電圧が前記電池の電圧よりも低いときに、２つのスイッチング回路で電流制限時の損失を分担するように各スイッチング回路の半導体スイッチング素子を制御して、前記キャパシタのプリチャージ電流制限を行う制御部と、を備える。
　なお、プリチャージ電流制限時に、一方のスイッチング回路の半導体スイッチング素子をオフ制御すると共に、他方のスイッチング回路の半導体スイッチング素子をＰＷＭ制御して、一方のスイッチング回路の半導体スイッチング素子の内蔵ダイオードと、他方のスイッチング回路とを通電状態とする用にしても良い。
　プリチャージ電流制限時に、一方のスイッチング回路の半導体スイッチング素子をオフ制御すると共に、他方のスイッチング回路の半導体スイッチング素子のゲート電圧を制御して、一方のスイッチング回路の半導体スイッチング素子の内蔵ダイオードと、他方のスイッチング回路とを通電状態としても良い。
　本発明によれば、電池の劣化抑制や電源装置の小型化を図りつつ、キャパシタを短時間で使用可能な状態に充電することが可能となる。
図１は、本発明の第１の実施の形態による電源装置を、回転電機の駆動に用いた場合の概略ブロック図である。 図２は、プリチャージ時の充電電流経路を示す図である。 図３は、制御手順を示すフローチャートである。 図４は、充電遮断用ＭＯＳＦＥＴ３１および放電遮断用ＭＯＳＦＥＴ３２を、それぞれ、並列接続された複数のＭＯＳＦＥＴで構成した場合を示す図である。 図５は、本発明の第２の実施の形態による電源装置を説明する図である。 図６は、本発明の第３の実施の形態による電源装置を説明する図である。
　以下、図を参照して本発明を実施するための形態について説明する。
―第１の実施の形態―
　図１は、本発明の第１の実施の形態による電源装置を、回転電機の駆動に用いた場合の概略ブロック図である。図１において、電源装置２は、リレー５ａ，５ｂを介してインバータ装置４に接続される。回転電機３は、インバータ装置４により回転駆動される。回転電機３は、車両のアイドリングストップシステムにおけるエンジン起動用のスタータモータやモータジェネレータを構成している。
　電源装置２は、鉛蓄電池などの二次電池１と並列接続されるキャパシタ１０、充電遮断用ＭＯＳＦＥＴ３１、放電遮断用ＭＯＳＦＥＴ３２、プリチャージ用ＭＯＳＦＥＴ３３、ゲートドライバ１２、制御部１４、電圧検出部１６、温度検出部１８、電流検出部２０を備えている。
　本実施の形態では、キャパシタ１０として電気二重層キャパシタを用いているが、電気二重層キャパシタと同様の保護制御が必要とされる大容量キャパシタであれば、本発明は適用可能である。キャパシタ１０は、複数のセルから成る。本実施の形態では、各ＭＯＳＦＥＴ３１～３３にＮチャネルＭＯＳＦＥＴを使用することでより低抵抗な構成としているが、もちろん各ＭＯＳＦＥＴの全てもしくはいずれか１つにＰチャネルＭＯＳＦＥＴを使用しても構わないし、同様の機能を実現できるものであれば適用可能である。
　また、放電遮断用ＭＯＳＦＥＴ３２，充電遮断用ＭＯＳＦＥＴ３１およびプリチャージ用ＭＯＳＦＥＴ３３にＮチャネルＭＯＳＦＥＴを使用する場合、ＭＯＳＦＥＴのゲートを駆動するゲートドライバ１２には、昇圧型ゲートドライバが用いられる。昇圧型ゲートドライバは、チャージポンプ型等ＮチャネルＭＯＳＦＥＴのゲート駆動が可能なものであればどのようなものでも構わない。
　制御部１４は電源装置全体の制御を行うものであり、専用のＩＣや汎用マイコンが用いられるが、同様の機能が実現できるものであればこれらに限らない。制御部１４は、ゲートドライバ１２を制御する制御機能の他に、各部電圧の監視機能、キャパシタ１０の各セル電圧を調整するバランススイッチ機能、上位への通信機能等を備える。
　制御部１４が監視する各部電圧としては、二次電池１の総電圧、電圧検出部１６によって検出されるキャパシタ１０の各セル電圧や総電圧、電流検出部２０の出力，温度検出部１８の出力などがある。各部からの出力は、制御部１４に設けられたＡ／ＤコンバータによりＡ／Ｄ変換され取り込まれる。また、上位への通信機能としては、ＣＡＮ(Controller Area Network)、Ｉ２Ｃ(Inter-Integrated Circuit)、ＳＰＩ(System Packet Interface)など、必要なものであればどのようなものでも構わない。本実施の形態では、回転電機３を起動する際の起動信号（ＩＧＮ信号）が、通信機能を介して上位から入力される。
　本実施の形態では、電流検出部２０として、ホール素子により電流検出を行うものが用いられるが、放電遮断用ＭＯＳＦＥＴ３２から充電遮断用ＭＯＳＦＥＴ３１までの両端電圧の差動アンプ検出や、シャント抵抗の電圧測定や、カレントトランスの電圧測定などによって電流検出するものでも良い。また、検出した電流値は、制御部１４に内蔵されたＡ／Ｄコンバータにより取得することを想定しているが、同様の機能が実現できるものであればどのようなものでも構わない。
　温度検出部１８は、ＮＴＣサーミスタもしくはＰＴＣサーミスタと抵抗を直列とした分圧による検出や、温度ＩＣによる検出などが考えられるが、これも同様の機能が実現できるものであれば構わない。温度検出の対象としては、キャパシタセル、ＭＯＳＦＥＴが実装されている基板、筐体などが考えられるが、必要に応じて追加しても構わない。なお、図１の温度検出部１８は、ＭＯＳＦＥＴが実装されている基板の温度を検出するものである。温度検出値は、制御部１４に内蔵されたＡ／Ｄコンバータにより取得することを想定しているが、同様の機能が実現できるものであればどのようなものでも構わない。
　電力経路においては、キャパシタ１０から二次電池１への＋側の供給経路において、キャパシタ１０と直列に放電遮断用ＭＯＳＦＥＴ３２と充電遮断用ＭＯＳＦＥＴ３１が設けられている。充電遮断用ＭＯＳＦＥＴ３１には、プリチャージ用ＭＯＳＦＥＴ３３が並列に接続されている。なお、必要に応じて、放電遮断用ＭＯＳＦＥＴ３２と充電遮断用ＭＯＳＦＥＴ３１およびプリチャージ用ＭＯＳＦＥＴ３３との、どちらかをグランド側に移動させても良いし、＋側やグランド側にＭＯＳＦＥＴを追加で加えても良い。
　放電遮断用ＭＯＳＦＥＴ３２は、ボディダイオード３２１の順方向がキャパシタ１０の放電電流方向と逆向きとなるように構成されている。充電遮断用ＭＯＳＦＥＴ３１とプリチャージ用ＭＯＳＦＥＴ３３は、ボディダイオード３１１，３３３の順方向とキャパシタ１０への充電電流方向とが逆向きとなるように構成されている。
　充電遮断用ＭＯＳＦＥＴ３１は逆向きに接続されたボディダイオード３１１を有しているため、充電遮断用ＭＯＳＦＥＴ３１をオフしても、キャパシタ１０からの放電電流はボディダイオード３１１を順方向に流れることができ、放電電流は遮断されない。放電電流を遮断するスイッチとしては、放電遮断用ＭＯＳＦＥＴ３２が直列に設けられている。放電遮断用ＭＯＳＦＥＴ３２をオフすると、放電電流が遮断されることになる。ただし、ボディダイオード３２１の順方向は充電電流方向と同方向であるため、放電遮断用ＭＯＳＦＥＴ３２をオフしても充電電流はボディダイオード３２１を流れることができる。このように、２つのＭＯＳＦＥＴ３１，３２を逆向きに直列接続することで、充電電流および放電電流の両方に対して遮断・非遮断動作を行なうことができる。
　なお、図１に示す例では、充電遮断用ＭＯＳＦＥＴ３１を電源ライン側（＋側）に配置し、放電遮断用ＭＯＳＦＥＴ３２をキャパシタ１側に配置したが、逆に配置しても構わない。
　通常使用状態、すなわち二次電池１とキャパシタ１０との間に電位差がなくプリチャージが行なわれない状態においては、充電遮断用ＭＯＳＦＥＴ３１、放電遮断用ＭＯＳＦＥＴ３２およびプリチャージ用ＭＯＳＦＥＴ３３は、全てオン状態とされている。ＩＧＮ起動時には回転電機３に大電流が流れるため、充電遮断用ＭＯＳＦＥＴ３１および放電遮断用ＭＯＳＦＥＴ３２には大電流に対応したＭＯＳＦＥＴが用いられる。
　次に、本実施形態における制御方法について述べる。図２はプリチャージ時の充電電流経路を示す図である。図２では、制御方法の説明に必要なキャパシタ１０、二次電池１およびＭＯＳＦＥＴ３１～３３を示した。図３は制御手順を示すフローチャートであり、制御プログラムは制御部１４において実行される。
　制御部１４に上位から起動信号ＩＧＮが入力されると、ステップＳ１００に進む。ステップＳ１００では、制御部１４は二次電池１の総電圧とキャパシタ１０の総電圧とを比較し、それらの電位差が予め設定された電位差閾値以上か否かを判定する。すなわち、キャパシタ１０の電圧が二次電池１の電圧よりも低く、プリチャージが必要か否かを判定する。電位差閾値としては、放電遮断用ＭＯＳＦＥＴ３２のボディダイオード３２１の順方向電圧（例えば、０．５Ｖ）が考えられるが、必ずしもこれに限らない。
　ステップＳ１００で二次電池１とキャパシタ１０との電位差が電位差閾値よりも小さいと判定されると、ステップＳ１２０へ進み、各ＭＯＳＦＥＴ３１～３３をオン状態、すなわち、キャパシタ１の充放電を自由に行なうことができる通常使用状態に設定する。その後、ステップＳ１３０へ進んで、電源装置としての通常の動作がスタートする。
　一方、ステップＳ１００で電位差閾値以上と判定されると、ステップＳ１１５へ進んでプリチャージ動作のための処理が実行される。ステップＳ１１５では、プリチャージ動作を行なうために、制御部１４はゲートドライバ１２に指令して、充電遮断用ＭＯＳＦＥＴ３１と放電遮断用ＭＯＳＦＥＴ３２をオフ状態とし、プリチャージ用ＭＯＳＦＥＴ３３についてはオン状態とする。このとき、充電電流は破線で示すような経路でキャパシタ１０に流れ込む。
　オフ状態の放電遮断用ＭＯＳＦＥＴ３２においては、充電電流はボディダイオード３２１のみを通過する。一方、オフ状態の充電遮断用ＭＯＳＦＥＴ３１については、充電電流は通過することができず、オン状態のプリチャージ用ＭＯＳＦＥＴ３３を経由してキャパシタ１０に流れ込む。このようにして、キャパシタ１０の充電が行なわれる。なお、プリチャージ用ＭＯＳＦＥＴ３３は、通常必要なゲート電圧でオン状態を保持するように制御されるが、ゲート電圧を調整してプリチャージ用ＭＯＳＦＥＴ３３のオン抵抗を調整することにより、充電電流値をより最適な値に調整するようにしても良い。
　例えば、プリチャージ時の素子温度が高くなり過ぎる場合には、ゲート電圧を下げて充電電流値を下げるようにする。また、プリチャージ用ＭＯＳＦＥＴ３３のゲートにＰＷＭ（Pulse Width Modulation）パルスを印加して、ＰＷＭ制御により充電電流量を調整しても良い。
　従来は、プリチャージ時の電流制限のために、制限抵抗またはプリチャージ用の半導体スイッチング素子（プリチャージ用ＭＯＳＦＥＴ３３に相当する）のみで損失を負担しなければならなかった。また、制限抵抗やプリチャージ用半導体スイッチング素子の許容損失が小さいことから、数十から数百Ａの大電流を流すことは難しかった。
　しかし、本実施の形態では、プリチャージ時の電流制限における損失を、放電遮断用ＭＯＳＦＥＴ３２のボディダイオード３２１による損失と、プリチャージ用ＭＯＳＦＥＴ３３のオン抵抗による損失とで分担することになり、放熱が２つのＭＯＳＦＥＴ３１，３２に分散され放熱性能の向上を図ることができる。さらに、キャパシタ１０には内部抵抗があるため、この内部抵抗による損失によっても分担されることになる。
　図２に示した構成では、プリチャージで大電流を流した場合の各ＭＯＳＦＥＴ３２，３３およびキャパシタ１０の損失Ｗ(32)、Ｗ(33)、Ｗ(10)の大きさは、Ｗ(32)＞Ｗ(33) ≧Ｗ(10)の順となり、もともと大電流通電用として放熱性に優れた設計となっている放電遮断用ＭＯＳＦＥＴ３２に損失を分散していることに特長がある。
　なお、上述した実施の形態では、キャパシタ１０に電気二重層キャパシタを適用した場合を例に説明したが、キャパシタ１０にリチウムイオンを負極にドープしたハイブリッドキャパシタを適用した場合には、プリチャージ時にプリチャージ用ＭＯＳＦＥＴ３３のゲートへの電圧印加をステップ的に急激に行うようにする。ハイブリッドキャパシタの場合、充電開始の際の電流をステップ的に急激に立ち上げると、端子電圧が開放電圧に対して大きく低下する現象が見られる。すなわち、電流をステップ的に立ち上げることで、内部抵抗を擬似的に増加させることができる。
　この擬似的な内部抵抗の増加は、プリチャージ動作時間程度であれば継続されることが分かっている。そこで、キャパシタ１０にハイブリッドキャパシタを用いる場合には、プリチャージ用ＭＯＳＦＥＴ３３のゲートへの電圧印加をステップ的に急激に行って内部抵抗を擬似的に増加させ、キャパシタ１０の負担する損失を大きくすることができる。その結果、損失に関する放電遮断用ＭＯＳＦＥＴ３２とプリチャージ用ＭＯＳＦＥＴ３３の負担分が小さくなり、二次電池１とキャパシタ１０との間の電位差がより大きくなってプリチャージ電流がより大きい場合にも、容易に対応することが可能となる。
　図１，２に示す例では、充電遮断用ＭＯＳＦＥＴ３１、放電遮断用ＭＯＳＦＥＴ３２、プリチャージ用ＭＯＳＦＥＴ３３に１個のＭＯＳＦＥＴを用いた。しかし、図４に示すように、通常使用時に大電流を流すことを想定している充電遮断用ＭＯＳＦＥＴ３１および放電遮断用ＭＯＳＦＥＴ３２を、それぞれ、並列接続された複数のＭＯＳＦＥＴで構成するようにしても良い。もちろん、プリチャージ用ＭＯＳＦＥＴ３３についても、並列接続された複数のＭＯＳＦＥＴで構成するようにしても良い。また、並列接続となっている充電遮断用ＭＯＳＦＥＴ３１とプリチャージ用ＭＯＳＦＥＴ３３を一体化し、その一体化したものとして、ゲートを別々に駆動できるワンチップ品を使用しても構わない。
　上述したように、本実施の形態では、二次電池１と並列に接続されるキャパシタ１０を備える電源装置において、キャパシタ１０と直列に接続された充電遮断用ＭＯＳＦＥＴ３１および放電遮断用ＭＯＳＦＥＴ３２と、充電遮断用ＭＯＳＦＥＴ３１に並列接続されるプリチャージ用ＭＯＳＦＥＴ３３とを備え、キャパシタ１０の電圧が二次電池１の電圧よりも低いときに、プリチャージ用ＭＯＳＦＥＴ３３と放電遮断用ＭＯＳＦＥＴ３２とで電流制限時の損失を分担するようにした。
　このように、個々のＭＯＳＦＥＴの負担を減少させることができるため、放熱性が向上するとともに、プリチャージ時に大電流を継続して流すことが可能となる。その結果、プリチャージ電流値を二次電池１にとって負担とならない値に制限して二次電池１の温度上昇の抑制や劣化抑制を図りつつ、キャパシタ１０を短時間で使用可能な状態に充電することが可能となる。
　なお、ＭＯＳＦＥＴ３１，３２はキャパシタ１０の電力経路の開閉を行うスイッチング回路の機能を有するものであり、そのＭＯＳＦＥＴ３２のボディダイオード３２１にのみにプリチャージ時の電流を流すことで、ＭＯＳＦＥＴ３２は損失を分担する素子としても機能している。
　また、スイッチング回路としてのＭＯＳＦＥＴ３１，３２のそれぞれを、並列接続された複数のＭＯＳＦＥＴで構成することで、大電流に容易に対応することができ、かつ、ＭＯＳＦＥＴ３２における損失をより多数の素子に分散させることができる。なお、プリチャージ用ＭＯＳＦＥＴ３３についても並列接続された複数のＭＯＳＦＥＴで構成することにより、損失をより分散させることができ、定格容量の小さなＭＯＳＦＥＴを利用することができる。また、プリチャージ用ＭＯＳＦＥＴ３３を単にオン制御するかわりに、ゲート電圧を調整したり、ＰＷＭ制御したりしてプリチャージ電流値を所望の値に調整することも可能となる。
―第２の実施の形態―
　図５は、本発明の第２の実施の形態による電源装置を説明する図であり、第１の実施の形態における図２に対応するものである。なお、その他の構成は第１の実施の形態と同様であり、説明を省略する。第２の実施の形態では、図５に示すようにキャパシタ１０から二次電池１への＋側の供給経路において、キャパシタ１０と直列に放電遮断用ＭＯＳＦＥＴ３２と充電遮断用ＭＯＳＦＥＴ３１が設けられている。なお、第１の実施の形態の場合と同様に、必要に応じてＭＯＳＦＥＴ３１，３２のどちらかをグランド側に移動させても良いし、＋側やグランド側にＭＯＳＦＥＴを追加で加えても良い。
　通常使用時は、ＭＯＳＦＥＴ３１，３２の両方をオン状態とする。プリチャージ時には、図５に示すように放電遮断用ＭＯＳＦＥＴ３２をオフするとともに、充電遮断用ＭＯＳＦＥＴ３１のゲートをＰＷＭ制御する。その結果、充電電流は、破線で示すように、放電遮断用ＭＯＳＦＥＴ３２のボディダイオード３２１および充電遮断用ＭＯＳＦＥＴ３１を通って、キャパシタ１０に流れ込む。充電遮断用ＭＯＳＦＥＴ３１におけるＰＷＭ制御は、二次電池１とキャパシタ１０との電位差に応じて調整される。
　第２の実施の形態では、大電流に対応したＭＯＳＦＥＴ３１，３２およびキャパシタ１０の内部抵抗で損失を分担することになり、放熱性能の向上が実現できる。また、プリチャージで大電流を流した場合の各ＭＯＳＦＥＴ３１，３２およびキャパシタ１０の損失Ｗ(31)、Ｗ(32)、Ｗ(10)の大きさは、Ｗ(32)≧Ｗ(31) ＞Ｗ(10)の順となり、もともと大電流対応で放熱性に優れた設計となっている放電遮断用ＭＯＳＦＥＴ３２および充電遮断用ＭＯＳＦＥＴ３１に、損失を分散するようにしていることも特長である。
　上述したように、第２の実施の形態では、二次電池１と並列に接続されるキャパシタ１０を備える電源装置において、キャパシタ１０と直列に接続された充電遮断用ＭＯＳＦＥＴ３１および放電遮断用ＭＯＳＦＥＴ３２をスイッチング回路として備え、キャパシタ１０の電圧が二次電池１の電圧よりも低いときに、充電遮断用ＭＯＳＦＥＴ３１および放電遮断用ＭＯＳＦＥＴ３２で電流制限時の損失を分担するようにした。
　このように、個々のＭＯＳＦＥＴの負担を減少させることができるため、放熱性が向上するとともに、プリチャージ時に大電流を継続して流すことが可能となる。その結果、プリチャージ電流値を二次電池１にとって負担とならない値に制限して二次電池１の温度上昇の抑制や劣化抑制を図りつつ、キャパシタ１０を短時間で使用可能な状態に充電することが可能となる。さらに、第１の実施の形態と比較した場合、プリチャージ用ＭＯＳＦＥＴ３３が省略されるため、低コスト化および小型化をより図ることができる。
　なお、充電遮断用ＭＯＳＦＥＴ３１にプリチャージ用ＭＯＳＦＥＴ３３を並列接続させて、３つのＭＯＳＦＥＴで損失を分担するようにしても良い。その場合、プリチャージ用ＭＯＳＦＥＴ３３を単にオン制御するだけでなく、ゲート電圧を調整するような制御を行っても良いし、ＰＷＭ制御を行っても良い。また、第１の実施の形態で記載したように、ＭＯＳＦＥＴ３１～３３を、並列接続された複数のＭＯＳＦＥＴで構成しても良い。
―第３の実施の形態―
　図６は、本発明の第３の実施の形態による電源装置を説明する図であり、第１の実施の形態における図２に対応するものである。上述した第１の実施の形態では、半導体スイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴを使用したが、本実施の形態では、キャパシタ１０として高電圧のキャパシタモジュールを使用し、ＭＯＳＦＥＴに代えてＩＧＢＴ（insulated gate bipolar transistor）モジュールを使用するようにした。
　図６に示すように、キャパシタ１０から二次電池１への＋側の供給経路において、キャパシタ１０と直列に放電遮断用ＩＧＢＴ４２および充電遮断用ＩＧＢＴ４１が設けられる。充電遮断用ＩＧＢＴ４１には、プリチャージ用ＩＧＢＴ４３が並列に接続されている。すなわち、図２示すＭＯＳＦＥＴ３１～３３を、ＩＧＢＴ４１～４３に置き換えたものである。
　なお、必要に応じて、放電遮断用ＩＧＢＴ４２と充電遮断用ＩＧＢＴ４１およびプリチャージ用ＩＧＢＴ４３との、どちらかをグランド側に移動させても良いし、＋側やグランド側にＩＧＢＴを追加で加えても良い。また、高電圧のキャパシタ１０には、ハイブリッドキャパシタが適用される。電気二重層キャパシタよりも最大セル電圧の高いハイブリッドキャパシタを適用することで、直列セル数を低下させることが可能となる。
　放電遮断用ＩＧＢＴ４２は、ボディダイオードがキャパシタ１０の放電電流方向と逆向きに接続される構成となっている。一方、充電遮断用ＩＧＢＴ４１およびプリチャージ用ＩＧＢＴ４３は、ボディダイオードがキャパシタ１０への充電電流方向と逆向きに接続される構成となっている。なお、本実施の形態においては高電圧であるため、プリチャージ用ＩＧＢＴ４３の代わりにプリチャージ用リレーを用いても構わない。
　次に、第３の実施の形態における制御方法について説明する。通常使用状態においては、充電遮断用ＩＧＢＴ４１，放電遮断用ＩＧＢＴ４２およびプリチャージ用ＩＧＢＴ４３の３つともオン状態となっている。外部からの起動信号ＩＮＧが入力された後、キャパシタ１０の総電圧と二次電池１の電圧を比較し、キャパシタ１０の電圧が二次電池１の電圧よりも低い場合にはプリチャージ動作を行う。この際の判定基準である電位差閾値は、放電遮断用ＩＧＢＴ４２のボディダイオードの順方向電圧（例えば、０．５Ｖ）以上と設定するが、必要に応じて変更しても構わない。
　プリチャージ時のキャパシタ１０への充電電流経路は図６の破線で示す通りであり、充電電流は放電遮断用ＩＧＢＴ４２のボディダイオードを通過した後、プリチャージ用ＩＧＢＴ４３を通過してキャパシタ１０に流れ込む。前述したように、ハイブリッドキャパシタは、ステップ的に電流を制御することで内部抵抗を擬似的に増加させることができる。したがって、プリチャージ用ＩＧＢＴ４３をステップ的に駆動させることで、内部抵抗の擬似的な増加によりキャパシタ１０の負担する損失分を大きくすることができる。その結果、二次電池１とキャパシタ１０との間の電位差が大きい場合でも、十分対応することが可能となる。
　上述した例では、プリチャージ用ＩＧＢＴ４３には通常必要なゲート電圧がステップ的に印加されるが、ゲート電圧を調整することでプリチャージ用ＩＧＢＴ４３のオン抵抗を調整したり、プリチャージ用ＩＧＢＴ４３のゲートにＰＷＭパルスを印加したりすることで、プリチャージ電流をＰＷＭ制御により調整するようにしても良い。
　従来は、プリチャージ時の電流制限のために、制限抵抗か、半導体スイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）のみで損失を負担しなければならなかった。さらに、制限抵抗やスイッチング素子の許容損失が小さいことから、数十から数百Aの大電流を流すことは難しいという欠点があった。しかし、本実施の形態では、大電流放電に対応した放電遮断用ＩＧＢＴ４２とプリチャージ用ＩＧＢＴ４３とキャパシタ１０の内部抵抗とで損失を分担することになり、放熱性能の向上が実現できる。
　本実施の形態では、プリチャージで大電流を流した場合のキャパシタ１０（ハイブリッドキャパシタ）、ＩＧＢＴ４２，４３の損失Ｗ(10)、Ｗ(42)、Ｗ(43)は、Ｗ(10)＞Ｗ(42)＞Ｗ(43)の順の大きさとなり、もともと大電流放電のために放熱性に優れた設計となっている放電遮断用ＩＧＢＴ４２に損失を分散していることに特長がある。また、プリチャージ時に大電流を流すことが可能であるため、キャパシタ１０を短時間で使用可能な状態にすることが実現できる。さらに、従来用いていたリレーや制限抵抗の代わりに半導体スイッチング素子を用いているので、小型化、低コスト化を図ることができる。
　なお、プリチャージ用ＩＧＢＴ４３の代わりにプリチャージ用リレーを用いた場合、プリチャージ時にリレーを閉じる。損失は、放電遮断用ＩＧＢＴ４２とキャパシタ１０の内部抵抗とにより分担される。
　上述した実施の形態では、車両のアイドリングストップシステムに適用した場合を例に説明したが、これに限らず、種々の負荷への電力を供給するハイブリッド構成の電源装置に適用することができる。なお、以上の説明はあくまでも一例であり、本発明の特徴を損なわない限り、本発明は上記実施の形態に何ら限定されるものではない。また、実施の形態と変形例の一つ、もしくは複数を組み合わせることも可能である。
　次の優先権基礎出願の開示内容は引用文としてここに組み込まれる。　
　日本国特許出願２００９年第３４０１９号（２００９年２月１７日出願）

Claims (11)

  1. 　電池と並列に接続されるキャパシタと、
    　前記キャパシタと直列に接続された２つのスイッチング回路と、
    　前記２つのスイッチング回路の一方に並列に接続されたプリチャージスイッチング回路と、
    　前記キャパシタの電圧が前記電池の電圧よりも低いときに、前記プリチャージスイッチング回路と前記２つのスイッチング回路の少なくとも１つとを制御して前記キャパシタのプリチャージ電流制限を行う制御部と、を備えた電源装置。
  2. 　請求項１に記載の電源装置において、
    　前記キャパシタと直列に接続された２つのスイッチング回路および前記プリチャージスイッチング回路の各々は、１つの半導体スイッチング素子または並列接続された複数の半導体スイッチング素子を備える。
  3. 　請求項２に記載の電源装置において、
    　前記制御部は、
    　前記プリチャージ電流制限時に、前記キャパシタと直列に接続された各スイッチング回路を構成する半導体スイッチング素子をオフ制御すると共に、前記プリチャージスイッチング回路を構成する半導体スイッチング素子をオン制御して、前記プリチャージスイッチング回路と、該プリチャージスイッチング回路が並列接続されていないスイッチング回路の半導体スイッチング素子の内蔵ダイオードとを通電状態とする。
  4. 　請求項２に記載の電源装置において、
    　前記制御部は、
    　前記プリチャージ電流制限時に、前記プリチャージスイッチング回路を構成する半導体スイッチング素子をオン制御すると共に、前記キャパシタと直列に接続された２つのスイッチング回路の内、前記プリチャージスイッチング回路に並列接続されたスイッチング回路の半導体スイッチング素子をＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御し、他方のスイッチング回路の半導体スイッチング素子をオフ制御する。
  5. 　請求項３または４に記載の電源装置において、
    　前記プリチャージスイッチング回路を構成する半導体スイッチング素子はＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御される。
  6. 　請求項３または４に記載の電源装置において、
    　前記制御部は、前記プリチャージスイッチング回路を構成する半導体スイッチング素子のゲート電圧を制御して、該半導体スイッチング素子のオン抵抗を調整する。
  7. 　請求項２に記載の電源装置において、
    　前記キャパシタは、リチウムイオンをドープさせたハイブリッドキャパシタである。
  8. 　請求項７に記載の電源装置において、
    　前記制御部は、
    　プリチャージ電流制限時に、前記ハイブリッドキャパシタの内部抵抗に擬似的増加が生じるように、前記プリチャージスイッチング回路の各半導体スイッチング素子をステップ的にオン制御する。
  9. 　電池と並列に接続されるキャパシタと、
    　前記キャパシタと直列に接続され、１つの半導体スイッチング素子または並列接続された複数の半導体スイッチング素子から成る２つのスイッチング回路と、
    　前記キャパシタの電圧が前記電池の電圧よりも低いときに、前記２つのスイッチング回路で電流制限時の損失を分担するように各スイッチング回路の半導体スイッチング素子を制御して、前記キャパシタのプリチャージ電流制限を行う制御部と、を備えた電源装置。
  10. 　請求項９に記載の電源装置において、
    　前記制御部は、
    　前記プリチャージ電流制限時に、一方のスイッチング回路の半導体スイッチング素子をオフ制御すると共に、他方のスイッチング回路の半導体スイッチング素子をＰＷＭ制御して、前記一方のスイッチング回路の半導体スイッチング素子の内蔵ダイオードと、前記他方のスイッチング回路とを通電状態とする。
  11. 　請求項９に記載の電源装置において、
    　前記制御部は、
    　前記プリチャージ電流制限時に、一方のスイッチング回路の半導体スイッチング素子をオフ制御すると共に、他方のスイッチング回路の半導体スイッチング素子のゲート電圧を制御して、前記一方のスイッチング回路の半導体スイッチング素子の内蔵ダイオードと、前記他方のスイッチング回路とを通電状態とする。
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