JP2001128468A - 半導体電力変換システム - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 電力変換器で負荷駆動させるにあたり、負荷
の始動、停止が頻繁に繰り返される場合に、変換器を切
り離すために備えられた半導体スイッチによる損失を低
減させる。 【解決手段】 半導体スイッチとして、ユニポーラ型半
導体素子を用い、寄生ダイオードの立ち上がり電圧を前
記ユニポーラ型半導体素子のオン電圧より大きくする。
これにより双方向にユニポーラ特性を持たせ、スイッチ
における発生損失を低減でき、このスイッチを電力変換
器の直流側、交流側に設置する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は半導体変換器の直流
回路、あるいは交流回路に接続される半導体スイッチに
関する。

【０００２】

【従来の技術】図９は直流電源で駆動される半導体電力
変換器の代表的な３相インバータシステムの回路構成を
示したものである。図９において、１は直流電源、２は
インバータの入力コンデンサ３の初期充電回路で、イン
バータを始動する時、入力コンデンサ３を初期充電する
回路である。入力コンデンサ３はインバータの入力電流
平滑及びスイッチングサージ電圧抑制用コンデンサであ
る。２１は開閉器、２２は初期充電開閉器、２３は初期
充電抵抗器である。入力コンデンサ初期充電回路とその
動作は公知であるので、ここでは詳述を省略する。

【０００３】４はインバータの半導体スイッチ部で、３
相のスイッチアーム４１ａ、４１ｂ、４１ｃにより構成
される。５はインバータで駆動される負荷で、ここでは
３相電動機の場合を示してある。６は電動機５の負荷で
ある。なお、図９の例では、半導体スイッチがＩＧＢＴ
の場合を示している。図１０は図９のインバータシステ
ムの始動時のタイムチャートの一例を示したものであ
る。同図でインバータの始動を説明する。

【０００４】時刻Ｔ１でスイッチ２２をオンし、初期充
電抵抗２３を介して入力コンデンサ３を充電する。入力
コンデンサ３の電圧が規定値まで上昇したら、スイッチ
２１をオンする（図の時刻Ｔ２）。スイッチ２１をオン
すると、入力コンデンサ３の電圧は直流電源電圧に充電
され、この後時刻Ｔ３でインバータを始動させる。イン
バータを停止する時は、インバータ動作を停止し、スイ
ッチ２１と２２をオフする。すなわち、時刻Ｔ４でイン
バータ作動を停止し、その後時刻Ｔ５でスイッチ２１と
２２をオフする。時刻Ｔ５では、入力コンデンサ電圧は
ほぼ直流電源電圧に保たれているので、時刻Ｔ６で放電
回路により放電する。

【０００５】放電方法については特に図示しないが、イ
ンバータのスイッチ部４をスイッチングさせて電動機の
巻線を介して放電する方法と、抵抗器とスイッチによっ
て放電する方法もある。次に図９の電動機５に、効率が
高い永久磁石型電動機が使用される場合について説明す
る。図１１は永久磁石型回転機のトルク−回転数特性の
一例を示す。この種の回転機は小型・軽量化を図る為、
図１１のように定出力特性の広い特性をもつようにして
いる。

【０００６】この種の電動機では、磁束は永久磁石によ
って作られ、磁束は回転数によらず一定であるので、無
負荷誘起電圧は図１１に示すように回転数に比例した特
性となる。定トルク出力動作域運転では磁束制御は行わ
ないので、インバータ出力電圧の大きさは回転数に比例
した特性となる。基底回転数Ｎｂで、インバータ出力電
圧は最大となり、これより出力電圧は高められない。回
転数Ｎｂから高速回転数域では、インバータ出力電圧は
一定で、電動機の無負荷誘起電圧は回転数に比例して増
加し、インバータ出力電圧以上となるので、磁束を回転
数に反比例して減少させる必要がある。即ち、界磁弱め
制御を行う。

【０００７】図１２は図１１の特性の定トルク特性域運
転のインバータのフェーザ図である。この運転では磁束
制御は行わないので、インバータ電流Ｉｉはトルク電流
Ｉｑと同じとなる。図１３は弱界磁特性域のインバータ
のフェーザ図である。図１２に比べて、無負荷誘起電圧
値はインバータ出力電圧以上となっているので、減磁電
流Ｉｄを流して電動機端子電圧をインバータ最大出力電
圧以下にする。

【０００８】この種の電動機の大きな特徴は、弱界磁域
の運転では常に減磁電流Ｉｄを流す必要がある事であ
る。即ち、無負荷時（トルク零時）でも減磁電流が流れ
ることである。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】図９、図１０に示した
インバータ回路構成とその動作では、インバータの運転
・停止を頻繁に繰り返すことが要求されるような負荷を
駆動する場合、初期充電が問題となる。すなわち、初期
充電抵抗（図９図示の２３）の所要容量は始動・停止頻
度に比例するので、始動・停止頻度は高くなるほど抵抗
容量は大きくなってしまう。

【００１０】さらに開閉器としては、高い始動・停止頻
度に耐えうる、すなわち許容開閉動作数の高い開閉器が
必要となり、場合によっては、適当な間隔で交換する必
要も生じてくる。図９に示した従来のインバータ駆動シ
ステムを高頻度に始動・停止させようとすると、初期充
電回路の大型化、費用増大、保守費増大等の問題があっ
た。

【００１１】次に、インバータで駆動される電動機が永
久磁石型電動機で、かつ始動・停止を高頻度に作動させ
る場合について説明する。図１４は代表的な負荷パター
ンと電動機出力パターンの一例について示したものであ
る。図１４のからまでの各運転モードに対する電動
機とインバータの動作状態を示したのが

【００１２】

【表１】 である。この運転モードで問題となるのは、モード、
である。これらの運転モードは、弱界磁運転域での出
力トルク零運転である。すなわち、これらの運転モード
では図１３のフェーザ図に示すように、インバータはト
ルク電流零で減磁電流のみを流す動作となる。この結
果、インバータとしては力率零の動作となってしまい、
インバータによる可変速駆動システムとしては効率の悪
い運転となってしまう。

【００１３】この問題点を解決する為、図９に示すイン
バータシステムでは図１５に示すように交流側に交流ス
イッチを挿入し、必要に応じてインバータを電動機から
切り離す方法がとられている。図１５において、図９か
ら図１４までに示した構成要素と同じものは同じ番号で
示してある。図１５において、２００は交流スイッチで
あり、ここでは３相一括の場合で示してある。

【００１４】図１５に示す方法においても、交流スイッ
チは高頻度型とする必要があり、スイッチの価格増の問
題点が発生する。開閉頻度が更に高くなると、交流スイ
ッチは定期的に交換する必要が生じる点も図９の開閉器
と同様である。図９、図１５に図示したいずれのスイッ
チにおいても、接点の磨きが必要になる等、保守上の問
題点も出てくる。

【００１５】この問題点を解決する為、半導体を利用し
た交流スイッチが提案されている。図１６は公知の交流
用半導体スイッチであり、スイッチ素子ＩＧＢＴにダイ
オードを逆並列接続したスイッチ回路を直列接続して交
流スイッチを構成している。図１６において、３００、
３０１はＩＧＢＴで、３００ａ、３０１ａが逆並列ダイ
オードである。

【００１６】図１７は図１６の半導体スイッチの特性例
を示したもので、通電電流とスイッチに発生する電圧と
の関係を示している。ＩＧＢＴはバイポーラ素子である
ので、オン電圧特性として、ダイオードと同じく立ち上
がり電圧（別にえん層電圧とも呼ばれる）を持った特性
を有する。この為、ＩＧＢＴスイッチの場合、両方向の
電圧―電流特性はほぼ同じ立ち上がり電圧を持った図１
７に示すような特性となる。

【００１７】同図からもわかるように、正弦波状の交流
電流を流しても、スイッチ電圧はほぼこの立ち上がり電
圧となる。しかし、この立ち上がり電圧は数Ｖ程度であ
るので、半導体スイッチの発生損失は大きく、半導体電
力変換システムの効率が大きく低下する為、実用されて
いないのが実情である。このようなことから、半導体電
力変換器の直流側又は交流側に接続して使用可能な高効
率な半導体スイッチシステムが求められていた。

【００１８】

【課題を解決するための手段】本発明はＭＯＳＦＥＴ
が、 １）オン電圧値は電流に比例するユニポーラ特性である ２）ゲートオン状態では双方に通流可能である ３）寄生ダイオードを高速化すると、寄生ダイオードの
立ち上がり電圧が高くなるといった特徴を有しているこ
とに着目し、寄生ダイオードを高速化すると共に、寄生
ダイオードの立ち上がり電圧値をＭＯＳＦＥＴのオン電
圧より高くして、双方通流時のスイッチ電圧をユニポー
ラ特性とした半導体スイッチが提案されている。

【００１９】そこで、第１の発明では、ユニポーラ型半
導体スイッチ素子に寄生するダイオードの立ち上がり電
圧を、該ユニポーラ型半導体スイッチ素子の規定電流通
流時のオン電圧以上とした第１の半導体スイッチを、半
導体電力変換器の直流入力−直流負荷間の正極側、負極
側のいずれか一方の極側に、逆極性に直列接続して挿入
した。

【００２０】また第２の発明では、半導体電力変換器の
直流入力−直流負荷間の正極側、負極側の両極側に、そ
れぞれ前記第１の半導体スイッチを逆極性に直列接続し
て挿入した。また第３の発明では、半導体電力変換器の
直流入力−直流負荷間の正極側、負極側の両極側に、そ
れぞれ前記第１の半導体スイッチを互いに逆極性にして
挿入した。

【００２１】また第４の発明では、ユニポーラ型半導体
スイッチ素子に寄生するダイオードの立ち上がり電圧
を、該ユニポーラ型半導体スイッチ素子の規定電流通流
時のオン電圧以上とした第２の半導体スイッチを半導体
電力変換器の交流出力−交流負荷間に挿入した。また第
５の発明では、第１〜３のいずれかの発明において、半
導体電力変換器の交流出力−交流負荷間に前記第２の半
導体スイッチを挿入した。

【００２２】また第６の発明では、第１〜第５のいずれ
かの発明において、前記ユニポーラ型半導体スイッチ素
子をＭＯＳＦＥＴとした。また第７の発明では、第１〜
第６のいずれかの発明において、前記ダイオードのスイ
ッチング動作可能周波数範囲は前記ユニポーラ型半導体
のスイッチング動作可能周波数範囲とした。

【００２３】また第８の発明では、第１〜第７のいずれ
かの発明において、前記規定電流値は前記半導体スイッ
チに流れる電流の最大値とした。また第９の発明では、
第４〜第８のいずれかの発明において、前記第２の半導
体スイッチは前記半導体スイッチ素子にゲート電圧を印
加することにより双方向に通流するようにした。

【００２４】また第１０の発明では、第１〜第３、第５
〜第９のいずれかの発明において、半導体電力変換器の
直流側に接続された前記第１の半導体スイッチをオン、
オフして、前記半導体電力変換器の直流側のコンデンサ
（直流負荷）の初期充電を行うようにした。

【００２５】

【発明の実施の形態】図１は本発明の第１の実施形態
で、請求項１、６乃至１０に相当する回路構成である。
図１では、図９と同じ構成要素には同一番号を付してあ
る。図１において、１００、１０１は半導体スイッチ
で、ＭＯＳＦＥＴ１００ａ、１０１ａとダイオード１０
０ｂ、１０１ｂとをそれぞれ逆並列接続して構成したも
のである。ここで、ダイオード１００ｂ、１０１ｂはＭ
ＯＳＦＥＴに内蔵されている寄生ダイオードとすること
も可能である。半導体スイッチ１００と１０１とは図示
のように互いに逆極性に直列接続されている。１０２、
１０３は半導体スイッチ１００、１０１をそれぞれオ
ン、オフするゲート駆動回路である。ＭＯＳＦＥＴのゲ
ート駆動回路は公知であり、本発明の本旨ではないので
説明は省略する。

【００２６】半導体スイッチ１００、１０１のゲートを
オフすることにより、直流電源１とインバータ４とは電
気的に切り離される。図２は図１の半導体スイッチ１０
０の詳細な動作説明図である。図２において、（ａ）は
半導体スイッチ１００の回路構成の再掲である。（ｂ）
は半導体スイッチ１００のＭＯＳＦＥＴ１００ａの素子
単体（寄生ダイオードを削除した）ゲートオン時の電圧
―電流特性と、寄生ダイオード単体の電圧―電流特性と
を各々示したものである。さらに（ｃ）は、（ｂ）に図
示した寄生ダイオードとＭＯＳＦＥＴの各特性に基づ
く、半導体スイッチの特性（寄生ダイオードとＭＯＳＦ
ＥＴの合成の特性）を示した図である。

【００２７】同図において順方向、逆方向の向きは図示
の通りである。図３は図２の半導体スイッチに正弦波状
の電流を通流した場合にスイッチに発生する電圧を示し
たものである。同図では、寄生ダイオードの立ち上がり
電圧ＶoをＭＯＳＦＥＴのオン電圧Ｖｄより高くしてい
るので、正弦波状電流を流すとスイッチ電圧もほぼ正弦
波状の電圧となる。図１７に図示した従来のＩＧＢＴ方
式に比べると、スイッチ電圧が大きく異なっていること
がわかる。

【００２８】図４は本発明の第２の実施形態であり、請
求項３、６乃至１０に相当する回路構成図である。図４
において、図１、図９と同じ構成要素には同一番号を付
してある。図１と異なる点は、図１では半導体スイッチ
１００と１０１とを逆向きに直列接続したのに対し、図
４の方式では、半導体スイッチを各々直流回路の正極側
と負極側に別々に挿入したことである。図４において、
１１０はゲート駆動回路である。

【００２９】図５は本発明の第３の実施形態であり、請
求項４、６乃至９に相当する回路構成図である。図５の
実施形態は図１に示した半導体スイッチをインバータの
交流側の各相に同一極性にして挿入したものである。図
５において図１、３及び４と同じ構成要素には同一番号
を付してある。図５では、半導体スイッチのゲート駆動
回路の図示は省略してある。各相に挿入された半導体ス
イッチを一斉にオン又オフすることによって、インバー
タの交流側と負荷とは電気的にオン又はオフされる。

【００３０】図６は本発明の第４の実施形態であり、請
求項５、６乃至１０に相当する回路構成図であり、これ
は第１の実施形態と第３の実施形態とを組み合わせた実
施形態である。図７は本発明の第５の実施形態であり、
請求項５、６乃至１０に相当する回路構成図であり、こ
れは第２の実施形態と第３の実施形態とを組み合わせた
実施形態である。

【００３１】請求項１０は、図１、図4、図６及び図７
において、インバータ始動時は、半導体スイッチ１００
をスイッチングして、インバータコンデンサ３を初期充
電する。図１、図4、図６及び図７に示したスイッチン
グサージ抑制コンデンサ４００は半導体スイッチ１００
のスイッチングによって発生するサージ電圧を抑制する
ために挿入する。

【００３２】

【発明の効果】以上のように、本発明は半導体スイッチ
素子として、モノポーラ型であるＭＯＳＦＥＴを用い、
且つＭＯＳＥＴ内蔵の寄生ダイオードを高速化すると共
に、ダイオードの立ち上がり電圧をＭＯＳＦＥＴの規定
電流通流時のオン電圧以上としたので、半導体スイッチ
に発生する損失を大幅に減少することができる。

【００３３】図８はこの効果を説明する図で、（ａ）は
半導体スイッチに流れる電流波形であり、ほぼ正弦波状
の場合で示してある。（ｂ）は半導体スイッチに発生す
る電圧であり、細線は従来のＩＧＢＴスイッチの場合、
太線は本発明の場合、をそれぞれ示している。共に図３
と図１７において説明した内容である。（ｃ）は半導体
スイッチに発生する損失の瞬時値を示しており、細線が
従来のＩＧＢＴスイッチの場合、太線は本発明の場合、
を示している。（ｃ）において斜線を施した部分が本発
明によって損失が減少する部分であり、従来方式に比べ
大きく減少することを示している。

【００３４】図８では簡単のため交流波形で損失を示し
たが、直流側に本発明の半導体スイッチを設置する場合
においても、実際は負荷変動により直流電流は零から最
大値まで変化するので、損失低減は可能である。ところ
で、本発明では半導体スイッチにより構成した電力変換
器のスイッチ方式を示したが、半導体スイッチは完全に
電位を遮断する事は不可能である。電力変換回路の点検
等の際に、完全に回路を機械的に切り離す必要がある場
合は、断路器に相当する機械的スイッチを挿入すること
は勿論である。

【００３５】また、本発明では、半導体電力変換器はイ
ンバータを例に説明したが、他の半導体電力変換器、例
えばチョッパ、整流器、サイクロコンバータ等の変換器
にも同様に適用できる事は勿論である。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例を示す回路構成図であ
る。

【図２】図１の半導体スイッチの動作説明図である。

【図３】図１の半導体スイッチの他の動作説明図であ
る。

【図４】本発明の第２の実施例を示す回路構成図であ
る。

【図５】本発明の第３の実施例を示す回路構成図であ
る。

【図６】本発明の第４の実施例を示す回路構成図であ
る。

【図７】本発明の第５の実施例を示す回路構成図であ
る。

【図８】本発明の効果を説明する図である。

【図９】公知の半導体電力変換システム構成図である。

【図１０】図９の動作説明図である。

【図１１】公知の電動機運転特性図である。

【図１２】公知の永久磁石型電動機のフェーザ図（定ト
ルク運転域）である。

【図１３】公知の永久磁石型電動機のフェーザ図（弱界
磁運転域）である。

【図１４】従来の半導体電力変換器で駆動される電動機
運転例を示す図である。

【図１５】公知の半導体電力変換システムの他の構成図
である。

【図１６】従来の半導体スイッチの回路構成図である。

【図１７】図１６の動作説明図である。

【符号の説明】

１…直流電源、２…初期充電回路、３…インバータ入力
コンデンサ、４…インバータ半導体スイッチ部、５…電
動機、６…負荷、２１…開閉器、２２…初期充電開閉
器、２３…充電抵抗器、４１ａ，４１ｂ，４１ｃ…スイ
ッチアーム、１００，１０１…半導体スイッチ、１０１
ａ，１０１ａ…ＭＯＳＦＥＴ、１００ｂ，１０１ｂ…寄
生ダイオード、１０２，１０３，１１０…ゲート駆動回
路、２００…交流スイッチ、２００ａ，２００ｂ，２０
０ｃ…半導体スイッチ、３００，３０１…ＩＧＢＴ、３
００ａ，３０１ａ…逆並列ダイオード、４００…スイッ
チングサージ抑制コンデンサ

Claims (10)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】ユニポーラ型半導体スイッチ素子に寄生す
   るダイオードの立ち上がり電圧を、該ユニポーラ型半導
   体スイッチ素子の規定電流通流時のオン電圧以上とした
   第１の半導体スイッチを、半導体電力変換器の直流入力
   −直流負荷間の正極側、負極側のいずれか一方の極側
   に、逆極性に直列接続して挿入したことを特徴とする半
   導体電力変換システム。
2. 【請求項２】ユニポーラ型半導体スイッチ素子に寄生す
   るダイオードの立ち上がり電圧を、該ユニポーラ型半導
   体スイッチ素子の規定電流通流時のオン電圧以上とした
   第１の半導体スイッチを、半導体電力変換器の直流入力
   −直流負荷間の正極側、負極側の両極側に、それぞれ逆
   極性に直列接続して挿入したことを特徴とする半導体電
   力変換システム。
3. 【請求項３】ユニポーラ型半導体スイッチ素子に寄生す
   るダイオードの立ち上がり電圧を、該ユニポーラ型半導
   体スイッチ素子の規定電流通流時のオン電圧以上とした
   第１の半導体スイッチを、半導体電力変換器の直流入力
   −直流負荷間の正極側、負極側の両極側に、それぞれ互
   いに逆極性にして挿入したことを特徴とする半導体電力
   変換システム。
4. 【請求項４】ユニポーラ型半導体スイッチ素子に寄生す
   るダイオードの立ち上がり電圧を、該ユニポーラ型半導
   体スイッチ素子の規定電流通流時のオン電圧以上とした
   第２の半導体スイッチを、半導体電力変換器の交流出力
   −交流負荷間に挿入したことを特徴とする半導体電力変
   換システム。
5. 【請求項５】半導体電力変換器の交流出力−交流負荷間
   に前記第２の半導体スイッチを挿入したことを特徴とす
   る、請求項１乃至３のいずれかに記載の半導体電力変換
   システム。
6. 【請求項６】前記ユニポーラ型半導体スイッチ素子はＭ
   ＯＳＦＥＴとしたことを特徴とする、請求項１乃至５の
   いずれかに記載の半導体電力変換システム。
7. 【請求項７】前記ダイオードのスイッチング動作可能周
   波数範囲は前記ユニポーラ型半導体のスイッチング動作
   可能周波数範囲としたことを特徴とする、請求項１乃至
   ６のいずれかに記載の半導体電力変換システム。
8. 【請求項８】前記規定電流値は前記半導体スイッチに流
   れる電流の最大値としたことを特徴とする、請求項１乃
   至７のいすれかに記載の半導体電力変換システム。
9. 【請求項９】前記第２の半導体スイッチは前記半導体ス
   イッチ素子にゲート電圧を印加することにより双方向に
   通流するようにしたことを特徴とする、請求項４乃至８
   のいずれかに記載の半導体電力変換システム。
10. 【請求項１０】半導体電力変換器の直流側に接続された
    前記第１の半導体スイッチをオン、オフして、前記半導
    体電力変換器の直流側のコンデンサ（直流負荷）の初期
    充電を行うようにしたことを特徴とする、請求項１、
    ２、３、５乃至９のいずれかに記載の半導体電力変換シ
    ステム。