WO2010001522A1

WO2010001522A1 - 帯域阻止フィルタ

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Publication number: WO2010001522A1
Application number: PCT/JP2009/002243
Authority: WO
Inventors: 中橋憲彦; 谷口康政
Original assignee: 株式会社村田製作所
Priority date: 2008-06-30
Filing date: 2009-05-21
Publication date: 2010-01-07
Also published as: CN102077465A; US20110090026A1; EP2299595A1; EP2299595A4; US8773221B2; JP5041063B2; JPWO2010001522A1; CN102077465B

Abstract

　小型かつ廉価で、通過帯域端部におけるフィルタ特性の急峻性が高く、かつ大きな減衰量を有する帯域阻止フィルタを提供する。　帯域阻止フィルタ１では、複数の弾性波共振子のうちの移行帯域の形成に寄与している少なくともひとつの弾性波共振子の伝搬方位が、他の弾性波共振子の伝搬方位よりも大きくされることにより、複数の弾性波共振子のうちの移行帯域の形成に寄与している少なくともひとつの弾性波共振子の電気機械結合係数が、他の弾性波共振子の電気機械結合係数よりも小さくされている。

Description

帯域阻止フィルタ

　本発明は、帯域阻止フィルタに関し、特に、複数の弾性波共振子を有するラダー型の回路構成を有する帯域阻止フィルタに関する。

　近年、地上デジタルテレビ放送のモバイル機器向け放送サービスが、日本などの国々において開始されると共に、多くの国々において実用化が検討されている。このような状況から、地上デジタルテレビ放送のモバイル機器向け放送サービスの受信機能を備えた携帯電話機が実用化されている。モバイル機器向け放送サービスの受信機能を備えた携帯電話機には、モバイル機器向け放送サービス受信用ＴＶチューナーが搭載されている。このような携帯電話機の内部において、携帯電話の送信信号とモバイル機器向け放送サービスの放送信号とが干渉すると、モバイル機器向け放送サービスの受信感度の悪化やモバイル機器向け放送サービス受信用ＴＶチューナーの誤動作が発生するという問題がある。

　そこで、モバイル機器向け放送サービス受信用ＴＶチューナーに対する携帯電話の送信信号の回り込みを防ぐことにより、携帯電話の送信信号とモバイル機器向け放送サービスの放送信号との干渉を防止することを目的として、帯域阻止フィルタが携帯電話機に搭載されている。帯域阻止フィルタは、モバイル機器向け放送サービスの放送信号をモバイル機器向け放送サービス受信用ＴＶチューナー側に通し、携帯電話の送信信号を除去する機能を有しており、携帯電話機において、アンテナとモバイル機器向け放送サービス受信用ＴＶチューナーとの間に配置されている。

　上記の帯域阻止フィルタにおいては、モバイル機器向け放送サービスの放送信号を通過させる通過帯域と、携帯電話の送信信号を除去する減衰帯域とを有するフィルタ特性が求められる。日本における地上デジタルテレビ放送のモバイル機器向け放送サービスでは、放送信号の帯域はＵＨＦ帯（４７０～７７０ＭＨｚ）である一方、携帯電話の送信信号の帯域が約８００～９００ＭＨｚ付近に存在する。よって、日本におけるモバイル機器向け放送サービスの受信機能を備えた携帯電話機に搭載される帯域阻止フィルタは、放送信号の帯域であるＵＨＦ帯（４７０～７７０ＭＨｚ）を通過帯域に含み、携帯電話の送信信号の帯域である約８００～９００ＭＨｚ付近を減衰帯域に含む。

　そして、帯域阻止フィルタにおいては、携帯電話の送信信号を適切に除去するために、モバイル機器向け放送サービスの放送信号を通過させる通過帯域の端部から携帯電話の送信信号を除去する減衰帯域にかけて、フィルタ特性の急峻性が高いことが要求される。

　一般に、通過帯域と減衰帯域とを有するフィルタとして、ラダー型回路構成を有するフィルタ装置が知られている。例えば特許文献１及び特許文献２などにおいて、弾性波を利用したラダー型回路構成を有するフィルタ装置が種々開示されている。図２９に、特許文献１に開示されたラダー型回路構成を有するフィルタ装置１０１を示す。フィルタ装置１０１では、入力端子１０２と出力端子１０３とを結ぶ直列腕において、互いに直列に接続された複数の直列腕共振子１１１～１１３が配置されている。直列腕とグラウンド電位との間には、複数の並列腕が設けられている。複数の並列腕のそれぞれには、並列腕共振子１１４～１１７が配置されている。

　フィルタ装置１０１では、複数の並列腕共振子１１４～１１７のうち、ひとつの並列腕共振子１１４に対してコンデンサ１１８が並列に接続されている。これにより、並列腕共振子１１４の電気機械結合係数が、その他の並列腕共振子１１５～１１７の電気機械結合係数よりも小さくされている。その結果、通過帯域端部におけるフィルタ特性の急峻性が高められている。

　また、特許文献１には、共振子の電気機械結合係数を異ならせる他の方法として、以下の２つの方法が開示されている。

　（１）共振子を構成するＩＤＴ（Interdigital Transducer）の規格化膜厚（ｈ／λ）を異ならせる方法
　（２）共振子を構成するＩＤＴのデューティー比を異ならせる方法
　また、特許文献２には、複数の直列腕共振子と、複数の並列腕共振子とを備え、各並列腕共振子に対してインダクタンス素子を並列に接続したＳＡＷ（Surface Acoustic Wave）帯域阻止フィルタが開示されている。このＳＡＷ帯域阻止フィルタでは、並列腕共振子に並列に接続されたインダクタンス素子の特性を調整することにより並列腕共振子の共振周波数を調整することができる。従って、挿入損失を低くすることができる。

特許第３８２７２３２号公報特開平１０－６５４９０号公報

　上述のように、特許文献１に開示されたフィルタ装置１０１によれば、通過帯域端部におけるフィルタ特性の急峻性を高めることができる。しかしながら、特許文献１に開示されているように、並列腕共振子に対してコンデンサを並列に接続した場合、ラダー型回路の占有面積が増大し、その結果、フィルタ装置の製造に要する費用が増大するという問題があった。

　また、共振子を構成するＩＤＴの規格化膜厚（ｈ／λ）を異ならせることにより共振子の電気機械結合係数を異ならせる場合、各共振子について別個の薄膜形成工程を行う必要があった。従って、フィルタ装置の製造に要する費用が増大していた。

　また、電気機械結合係数は、ウエハ材料によってほぼ決定され、デューティー比に大きく依存しない。このため、共振子を構成するＩＤＴのデューティー比を異ならせることによっては、共振子の電気機械結合係数を大きく異ならせることは困難であった。従って、通過帯域端部におけるフィルタ特性の急峻性を十分に高めることが困難であった。

　特許文献２に開示されているように、並列腕共振子に並列に接続されたインダクタンス素子の特性を調整することにより、共振子のインピーダンス特性を調整することができる。従って、通過帯域端部におけるフィルタ特性の急峻性を高めることが可能となる。しかしながら、並列腕共振子に並列に接続されたインダクタンス素子の特性を調整する場合、電気機械結合係数は実質的に変化しないため、減衰量を維持したまま通過帯域端部におけるフィルタ特性の急峻性を高めることは困難であった。

　本発明の目的は、小型かつ廉価で、通過帯域端部におけるフィルタ特性の急峻性が高く、かつ大きな減衰量を有する帯域阻止フィルタを提供することにある。

　本発明に係る帯域阻止フィルタは、入力端子と出力端子とを結ぶ直列腕と、直列腕とグラウンド電位との間に接続された並列腕と、直列腕及び並列腕のうちの少なくとも一方に設けられた複数の弾性波共振子と、直列腕及び並列腕のうちの少なくとも一方に設けられたインダクタンス素子とを有するラダー型の回路構成を備え、第一の減衰帯域と、第一の減衰帯域に隣接する第一の通過帯域と、第一の通過帯域の中に位置する第二の減衰帯域と、第二の減衰帯域に隣接する移行帯域とを有する帯域阻止フィルタであって、複数の弾性波共振子のうちの移行帯域の形成に寄与している少なくともひとつの弾性波共振子の伝搬方位が、他の弾性波共振子の伝搬方位よりも大きくされている。

　ここで、「弾性波共振子の伝搬方位」とは、圧電基板の結晶方位に対する、圧電基板表面における弾性波の伝搬方向とのなす角度をいう。

　「移行帯域の形成に寄与している共振子」とは、共振周波数や反共振周波数などの共振子の特性が変化した場合に、移行帯域の周波数特性を変化させる共振子をいう。

　本発明に係る帯域阻止フィルタは、入力端子と出力端子とを結ぶ直列腕と、直列腕とグラウンド電位との間に接続された並列腕と、直列腕及び並列腕のうちの少なくとも一方に設けられた複数の弾性波共振子と、直列腕及び並列腕のうちの少なくとも一方に設けられたインダクタンス素子とを有するラダー型の回路構成を備え、第一の減衰帯域と、第一の減衰帯域に隣接する第一の通過帯域と、第一の通過帯域の中に位置する第二の減衰帯域と、第二の減衰帯域に隣接する移行帯域とを有する帯域阻止フィルタであって、複数の弾性波共振子のうちの移行帯域の形成に寄与している少なくともひとつの弾性波共振子の伝搬方位が、他の弾性波共振子の伝搬方位よりも大きくされることにより、複数の弾性波共振子のうちの移行帯域の形成に寄与している少なくともひとつの弾性波共振子の電気機械結合係数が、他の弾性波共振子の電気機械結合係数よりも小さくされている。

　本発明の第１の特定の局面において、直列腕には、複数のインダクタンス素子が配置されており、並列腕が複数設けられており、複数の並列腕には、それぞれ弾性波共振子が配置されている。

　複数の弾性波共振子のうちの少なくともひとつの弾性波共振子は、他の弾性波共振子とは異なる共振周波数を有し、複数の弾性波共振子のうち、共振周波数が最も低い弾性波共振子の伝搬方位が、他の弾性波共振子の伝搬方位よりも大きくされていてもよい。

　本発明の第２の特定の局面において、直列腕には、複数の弾性波共振子が配置されており、並列腕には、インダクタンス素子が配置されている。

　複数の弾性波共振子のうちの少なくともひとつの弾性波共振子は、他の弾性波共振子とは異なる反共振周波数を有し、複数の弾性波共振子のうち、反共振周波数が最も高い弾性波共振子の伝搬方位が、他の弾性波共振子の伝搬方位よりも大きくされていてもよい。

　本発明の第３の特定の局面において、直列腕に弾性波共振子が配置されており、並列腕に弾性波共振子が配置されており、直列腕及び並列腕の少なくとも一方にインダクタンス素子が配置されている。

　直列腕に配置された弾性波共振子の反共振周波数と、並列腕に配置された弾性波共振子の共振周波数のうち、最も低い周波数を有する弾性波共振子の伝搬方位が、他の弾性波共振子の伝搬方位よりも大きくされていてもよい。

　直列腕に配置された弾性波共振子の伝搬方位が、並列腕に配置された弾性波共振子の伝搬方位よりも大きくされていてもよい。

　直列腕に配置された弾性波共振子の反共振周波数と、並列腕に配置された弾性波共振子の共振周波数のうち、最も高い周波数を有する弾性波共振子の伝搬方位が、他の弾性波共振子の伝搬方位よりも大きくされていてもよい。

　並列腕に配置された弾性波共振子の伝搬方位が、直列腕に配置された弾性波共振子の伝搬方位よりも大きくされていてもよい。

　本発明の弾性波共振子は弾性境界波共振子であってもよい。

　本発明によれば、複数の弾性波共振子のうちの移行帯域の形成に寄与している少なくともひとつの弾性波共振子の伝搬方位が、他の弾性波共振子の伝搬方位よりも大きくされているため、小型かつ廉価で、通過帯域端部におけるフィルタ特性の急峻性が高く、かつ大きな減衰量を有する帯域阻止フィルタを提供することができる。

図１は、第１の実施形態に係る帯域阻止フィルタの回路図である。図２は、第１の実施形態における帯域阻止フィルタの模式的平面図である。但し、ラミネート樹脂層の描画は省略している。図３は、第１の実施形態における帯域阻止フィルタの模式的断面図である。図４は、第１の実施形態における弾性波素子の模式的断面図である。図５は、第１の実施形態における弾性波素子の模式的平面図である。図６は、第１の実施例における各並列腕共振子のインピーダンス特性を表すグラフである。図７は、第１の実施例の帯域阻止フィルタと第１の比較例の帯域阻止フィルタとの挿入損失を表すグラフである。図８は、第２の実施形態に係る帯域阻止フィルタの回路図である。図９は、第２の実施形態における弾性波素子の模式的平面図である。図１０は、第２の実施例における各並列腕共振子及び各直列腕共振子のインピーダンス特性を表すグラフである。図１１は、第２の実施例の帯域阻止フィルタと第２の比較例の帯域阻止フィルタとの挿入損失を表すグラフである。図１２は、第３の実施形態における弾性波素子の模式的平面図である。図１３は、第３の実施例における各並列腕共振子及び各直列腕共振子のインピーダンス特性を表すグラフである。図１４は、第３の実施例の帯域阻止フィルタと第３の比較例の帯域阻止フィルタとの挿入損失を表すグラフである。図１５は、第３の実施例の帯域阻止フィルタと、第３の比較例の帯域阻止フィルタと、第３の実施例から直列腕共振子の伝搬方位（ψ）を変化させた帯域阻止フィルタの挿入損失を表すグラフである。図１６は、伝搬方位（ψ）が、それぞれ３０°、０°である弾性波共振子のインピーダンス特性を表すグラフである。図１７は、第４の実施形態に係る帯域阻止フィルタの回路図である。図１８は、第４の実施形態における弾性波素子の模式的平面図である。図１９は、第４の実施例における各直列腕共振子のインピーダンス特性を表すグラフである。図２０は、第４の実施例の帯域阻止フィルタと第４の比較例の帯域阻止フィルタとの挿入損失を表すグラフである。図２１は、第５の実施形態における弾性波素子の模式的平面図である。図２２は、第５の実施例における各直列腕共振子及び各並列腕共振子のインピーダンス特性を表すグラフである。図２３は、第５の実施例の帯域阻止フィルタと第５の比較例の帯域阻止フィルタとの挿入損失を表すグラフである。図２４は、第６の実施形態における弾性波素子の模式的平面図である。図２５は、第６の実施例における各直列腕共振子及び各並列腕共振子のインピーダンス特性を表すグラフである。図２６は、第６の実施例の帯域阻止フィルタと第６の比較例の帯域阻止フィルタとの挿入損失を表すグラフである。図２７は、第６の実施例の帯域阻止フィルタと第６の比較例の帯域阻止フィルタとの挿入損失を表すグラフである。図２８は、第６の実施例の帯域阻止フィルタと、第６の比較例の帯域阻止フィルタと、第６の実施例から並列腕共振子の伝搬方位（ψ）を変化させた帯域阻止フィルタの挿入損失を表すグラフである。図２９は、特許文献１に開示されたフィルタ装置の回路図である。

　以下、図面を参照しつつ、本発明の具体的な実施形態を説明することにより、本発明を明らかにする。

　（第１の実施形態）
　図１は、第１の実施形態に係る帯域阻止フィルタ１の回路図である。図２は、帯域阻止フィルタ１の模式的平面図である。図３は、帯域阻止フィルタ１の模式的断面図である。なお、図２では、後述するラミネート樹脂層５の描画を省略している。

　図１に示すように、帯域阻止フィルタ１は、入力端子６と出力端子７とを結ぶ直列腕１０と、直列腕１０とグラウンド電位との間に接続された第１～第３の並列腕１３ａ，１３ｂ，１３ｃとを有するラダー型回路を備えている。

　直列腕１０には、第１及び第２のインダクタンス素子１１，１２が配置されている。第１の並列腕１３ａは、直列腕１０における入力端子６と第１のインダクタンス素子１１との接続点と、グラウンド電位との間に接続されている。第１の並列腕１３ａには、第１の並列腕共振子Ｐ１が配置されている。第２の並列腕１３ｂは、直列腕１０における第１のインダクタンス素子１１と第２のインダクタンス素子１２との接続点と、グラウンド電位との間に接続されている。第２の並列腕１３ｂには、第２の並列腕共振子Ｐ２が配置されている。第３の並列腕１３ｃは、直列腕１０における第２のインダクタンス素子１２と出力端子７との接続点と、グラウンド電位との間に接続されている。第３の並列腕１３ｃには、第３の並列腕共振子Ｐ３が配置されている。

　このように、本実施形態では、直列腕１０に配置された第１及び第２のインダクタンス素子１１，１２と、第１～第３の並列腕１３ａ，１３ｂ，１３ｃにそれぞれ配置された第１～第３の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３とによってラダー型回路が形成されている。

　帯域阻止フィルタ１は、挿入損失の大きい帯域である、第一の減衰帯域を有する。第一の減衰帯域は、主に、第１及び第２のインダクタンス素子１１，１２のインダクタンス（誘導成分）と第１～第３の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３のキャパシタンス（容量成分）とにより形成される。

　帯域阻止フィルタ１は、第一の減衰帯域より低域側に位置し、挿入損失の小さい帯域である、第一の通過帯域を有する。第一の通過帯域は、主に、第１及び第２のインダクタンス素子１１，１２のインダクタンスにより形成される。

　帯域阻止フィルタ１は、第一の通過帯域の中に位置し、挿入損失の大きい帯域である、第二の減衰帯域を有する。第二の減衰帯域は、主に、第１～第３の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３の共振による減衰極により形成される。

　帯域阻止フィルタ１は、第一の通過帯域の中であって、第二の減衰帯域より低域側に位置し、挿入損失の小さい帯域である、第二の通過帯域を有する。第二の通過帯域は、主に、第１及び第２のインダクタンス素子１１，１２のインダクタンスにより形成される。

　そして、帯域阻止フィルタ１は、第二の減衰帯域と第二の通過帯域との間に、挿入損失が大きく変化する帯域を有する。本明細書では、この第二の減衰帯域と第二の通過帯域との間に形成される帯域を「移行帯域」ということとする。また、「移行帯域におけるフィルタ特性の急峻性」とは、移行帯域における周波数に対する挿入損失の変化の度合いを意味し、「移行帯域におけるフィルタ特性の急峻性が高い」とは、移行帯域において、周波数に対する挿入損失の変化の度合いが大きいことを意味する。

　本実施形態では、第１～第３の並列腕共振子Ｐ１～Ｐ３は、図２に示すひとつの弾性波素子３として一体に形成されている。図３に示すように、弾性波素子３は、基板２の主面２ａ上に実装されている。具体的には、弾性波素子３は、基板２の主面２ａ上にフリップチップ実装されている。また、基板２の主面２ａ上には、第１及び第２のインダクタンス素子１１，１２が形成されている。弾性波素子３に形成された第１～第３の並列腕共振子Ｐ１～Ｐ３と、基板２の主面２ａ上に形成された第１及び第２のインダクタンス素子１１，１２とは、基板２に形成された図示しない線路によって電気的に接続されている。

　基板２の主面２ａ上には、弾性波素子３と第１及び第２のインダクタンス素子１１，１２とを覆うようにラミネート樹脂層５が形成されている。このラミネート樹脂層５によって、弾性波素子３と第１及び第２のインダクタンス素子１１，１２とが封止されている。

　なお、基板２は、特に限定されない。基板２は、例えば、低温同時焼成セラミック（ＬＴＣＣ：Low Temperature Co-fired Ceramics）基板や、プリント基板（ＰＣＢ：Print Circuit Board）などであってもよい。

　弾性波素子３は、弾性表面波（ＳＡＷ：Surface Acoustic Wave）を利用した弾性表面波素子であってもよいし、弾性境界波（ＢＥＷ：Boundary
Elastic Wave）を利用した弾性境界波素子であってもよい。言い換えれば、「弾性波」には、弾性境界波と弾性表面波とが含まれる。

　本実施形態では、弾性波素子３が弾性境界波を利用した弾性境界波素子である例について説明する。

　図４に弾性波素子３の模式的断面図を示す。図４に示すように、弾性波素子３は、圧電基板３０を備えている。圧電基板３０の主面３０ａの上には、誘電体層３１が形成されている。圧電基板３０と誘電体層３１との間の界面には、上述の第１～第３の並列腕共振子Ｐ１～Ｐ３を含む電極構造３２が形成されている。

　誘電体層３１には、電極構造３２に開口する開口３１ａが形成されている。誘電体層３１の上には、開口３１ａを覆うように形成され、電極構造３２と電気的に接続された接続導体３３が形成されている。この接続導体３３によって、誘電体層３１の上に形成された外部電極３４と電極構造３２とが電気的に接続されている。電極構造３２に含まれる第１～第３の並列腕共振子Ｐ１～Ｐ３は、この外部電極３４を介して、第１及び第２のインダクタンス素子１１，１２と電気的に接続されている。

　なお、圧電基板３０、誘電体層３１及び電極構造３２のそれぞれの材質は、弾性波素子３において弾性境界波が生じる組み合わせである限りにおいて特に限定されない。具体的には、圧電基板３０は、例えば、ＬｉＮｂＯ_３などにより形成することができる。誘電体層３１は、例えば、ＳｉＯ_２などにより形成することができる。電極構造３２は、例えば、Ａｕなどにより形成することができる。

　次に、図５を参照しつつ、第１～第３の並列腕共振子Ｐ１～Ｐ３の構造について説明する。図５に示すように、第１～第３の並列腕共振子Ｐ１～Ｐ３のそれぞれは、ＩＤＴ（Interdigital Transducer）と、弾性波の伝搬方向におけるＩＤＴの両側に配置された一対のグレーティング反射器とを備えている。

　具体的には、第１の並列腕共振子Ｐ１は、ＩＤＴ１４を備えている。ＩＤＴ１４は、一対のくし歯電極１４ａ，１４ｂを備えている。くし歯電極１４ａ，１４ｂは、バスバーと、バスバーに接続され、相互に平行に延びる複数の電極指を備えている。くし歯電極１４ａ，１４ｂは、各々の複数の電極指が互いに間挿し合うように対向して配置されている。弾性波の伝搬方向におけるＩＤＴ１４の両側には、グレーティング反射器１５，１６が配置されている。

　同様に、第２の並列腕共振子Ｐ２は、ＩＤＴ１７と、弾性波の伝搬方向におけるＩＤＴ１７の両側に配置された一対のグレーティング反射器１８，１９とを備えている。第３の並列腕共振子Ｐ３は、ＩＤＴ２０と、弾性波の伝搬方向におけるＩＤＴ２０の両側に配置された一対のグレーティング反射器２１，２２とを備えている。

　本実施形態では、第１～第３の並列腕共振子Ｐ１～Ｐ３のうちの少なくともひとつの並列腕共振子における伝搬方位（ψ）が、他の並列腕共振子における伝搬方位（ψ）よりも大きくされている。具体的には、第１～第３の並列腕共振子Ｐ１～Ｐ３のうちの移行帯域の形成に寄与している少なくともひとつの並列腕共振子における伝搬方位（ψ）が、他の並列腕共振子における伝搬方位（ψ）よりも大きくされている。これにより、移行帯域の形成に寄与している少なくともひとつの並列腕共振子の電気機械結合係数（ｋ^２）が、他の並列腕共振子の電気機械結合係数（ｋ^２）よりも小さくされている。

　なお、弾性波共振子における伝搬方位（ψ）を大きくすることによって弾性波共振子の電気機械結合係数（ｋ^２）を小さくできることは、例えば、ＷＯ２００４／０７０９４６Ａ１号公報に記載されている。

　本実施形態のように、第１～第３の並列腕共振子Ｐ１～Ｐ３のうち、移行帯域の形成に寄与している少なくともひとつの並列腕共振子における伝搬方位（ψ）が、他の並列腕共振子における伝搬方位（ψ）よりも大きくされていることで、第１～第３の並列腕共振子Ｐ１～Ｐ３のうちの移行帯域の形成に寄与している少なくともひとつの並列腕共振子の電気機械結合係数（ｋ^２）を他の並列腕共振子の電気機械結合係数（ｋ^２）よりも小さくすることによって、以下に詳述するように、減衰量を確保したまま、通過帯域端部におけるフィルタ特性の急峻性を高めることができる。さらに、通過帯域内における挿入損失を小さくすることができる。

　例えば、特許文献１に記載のように、並列腕共振子にコンデンサを並列に接続することによって並列腕共振子の電気機械結合係数（ｋ^２）を小さくすることも考えられる。しかしながら、並列腕共振子にコンデンサを並列に接続した場合、ラダー型回路の占有面積がコンデンサの占有面積分増大することとなる。それに対して本実施形態では、並列腕共振子における伝搬方位（ψ）を異ならせることにより並列腕共振子の電気機械結合係数（ｋ^２）が小さくされている。従って、本実施形態では、ラダー型回路に電気機械結合係数（ｋ^２）調整用の他の素子を追加する必要がなく、ラダー型回路の占有面積を小さくすることができる。従って、帯域阻止フィルタ１を小型化することができ、その結果、帯域阻止フィルタ１を廉価にすることができる。

　また、並列腕共振子の電気機械結合係数（ｋ^２）を小さくする他の方法として、共振子を構成するＩＤＴの規格化膜厚（ｈ／λ）を異ならせる方法が挙げられる。しかしながら、共振子を構成するＩＤＴの規格化膜厚（ｈ／λ）を異ならせるためには、電気機械結合係数（ｋ^２）を小さくする並列腕共振子を、他の並列腕共振子と異なる薄膜形成工程により形成する必要がある。それに対して本実施形態では、全ての並列腕共振子Ｐ１～Ｐ３において、ＩＤＴの規格化膜厚（ｈ／λ）を同じにすることができ、全ての並列腕共振子Ｐ１～Ｐ３を同じ薄膜形成工程により形成することができる。従って、本実施形態の帯域阻止フィルタ１は、簡単な製造工程で、廉価に製造することができる。

　また、特許文献２に記載のように、並列腕共振子に対してインダクタンス素子を並列に接続することにより並列腕共振子のインピーダンス特性を変化させることも考えられるが、その場合、減衰量を維持したまま移行帯域におけるフィルタ特性の急峻性を高めることが困難となる。それに対して本実施形態では、電気機械結合係数（ｋ^２）を変化させることにより並列腕共振子のインピーダンス特性を変化させているため、減衰量を維持したまま移行帯域におけるフィルタ特性の急峻性を高めることができる。すなわち、大きな減衰量と移行帯域におけるフィルタ特性の高い急峻性とを同時に実現することができる。

　なお、本実施形態のように、直列腕１０に第１及び第２のインダクタンス素子１１，１２が配置され、第１～第３の並列腕１３ａ～１３ｃに第１～第３の並列腕共振子Ｐ１～Ｐ３が配置された帯域阻止フィルタ１では、共振周波数が最も低い並列腕共振子が移行帯域の形成に寄与する。

　本実施形態では、第１～第３の並列腕共振子Ｐ１～Ｐ３のうち、第３の並列腕共振子Ｐ３の共振周波数が最も低く設定されているため、第３の並列腕共振子Ｐ３が移行帯域の形成に寄与している。第３の並列腕共振子Ｐ３以外の並列腕共振子、すなわち第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２は、主として第二の減衰帯域の形成に寄与しており、移行帯域の周波数特性にはそれほど影響しない。従って、図５に示すように、第３の並列腕共振子Ｐ３の伝搬方位（ψ＝３０°）が、第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２の伝搬方位（ψ＝２０°）よりも大きく設定されている。これにより、第３の並列腕共振子Ｐ３の電気機械結合係数（ｋ^２）が第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２の電気機械結合係数（ｋ^２）よりも小さくされている。その結果、第３の並列腕共振子Ｐ３のインピーダンス特性の急峻性が高められ、移行帯域におけるフィルタ特性の急峻性が高められている。

　ところで、伝搬方位（ψ）が４５°以下である場合、伝搬方位（ψ）が大きくなるにつれて弾性波共振子のインピーダンス特性の周波数温度係数（ＴＣＦ：Temperature Coefficient of Frequency）が小さくなる。ここで、本実施形態では、第３の並列腕共振子Ｐ３の伝搬方位（ψ）が４５°以下の範囲で大きく設定されているため、移行帯域のフィルタ特性に影響を及ぼす第３の並列腕共振子Ｐ３のインピーダンス特性のＴＣＦが小さくなる。よって、移行帯域におけるフィルタ特性のＴＣＦも小さくなる。従って、帯域阻止フィルタ１では、周波数に関する製造公差が大きくなり、高い製造歩留まりを実現することができる。

　なお、本実施形態では、直列腕１０に配置されるインダクタンス素子の数量が２で、第１～第３の並列腕１３ａ～１３ｃに配置される並列腕共振子の数量が３である例について説明した。但し、本発明において、直列腕に配置されるインダクタンス素子の数量及び並列腕に配置される並列腕共振子の数量は限定されない。

　（第１の実施例及び第１の比較例）
　上記第１の実施形態に対応する第１の実施例の帯域阻止フィルタ１を以下の要領で作製した。

　ＬｉＮｂＯ_３からなる圧電基板３０の上に、Ａｕからなる厚み０．０５λ（λ：帯域阻止フィルタ１の第二の減衰帯域における弾性境界波の波長）の電極構造３２を形成した。なお、圧電基板３０のオイラー角は、φ＝０°、θ＝１０５°とした。

　その後、圧電基板３０の上に、電極構造３２を覆うように、ＳｉＯ_２からなる厚み１０μｍの誘電体層３１を形成し、弾性波素子３を完成させた。この弾性波素子３を用いて、図１に示す回路構成の帯域阻止フィルタ１を作製し、第１の実施例とした。

　なお、第１～第３の並列腕共振子Ｐ１～Ｐ３の詳細は下記の表１に示す通りとした。

　第１の比較例として、第１～第３の並列腕共振子Ｐ１～Ｐ３の伝搬方位（ψ）をすべて１０°としたことを除いては上記の第１の実施例と同様にして帯域阻止フィルタを作製した。

　得られた第１の実施例の帯域阻止フィルタ１の第１～第３の並列腕共振子Ｐ１～Ｐ３のそれぞれのインピーダンス特性を測定すると共に、第１の実施例の帯域阻止フィルタ１と第１の比較例の帯域阻止フィルタとの挿入損失を測定した。

　図６に、第１の実施例の帯域阻止フィルタ１における第１～第３の並列腕共振子Ｐ１～Ｐ３のそれぞれのインピーダンス特性を示す。図６において、符号Ｐ１が付された実線が第１の並列腕共振子Ｐ１のインピーダンス特性を表す。符号Ｐ２が付された一点破線が第２の並列腕共振子Ｐ２のインピーダンス特性を表す。符号Ｐ３が付された点線が第３の並列腕共振子Ｐ３のインピーダンス特性を表す。

　図６に示すように、第１～第３の並列腕共振子Ｐ１～Ｐ３の共振周波数のうち、第３の並列腕共振子Ｐ３の共振周波数が最も低かった。この結果から、移行帯域におけるフィルタ特性は、第３の並列腕共振子Ｐ３によって決まることがわかる。

　図７に、第１の実施例の帯域阻止フィルタ１と第１の比較例の帯域阻止フィルタとの挿入損失を示す。図７に実線で示されるグラフが第１の実施例の帯域阻止フィルタ１の挿入損失を表し、図７に一点破線で示されるグラフが第１の比較例の帯域阻止フィルタの挿入損失を表す。

　第１の実施例の帯域阻止フィルタ１は、日本における地上デジタルテレビ放送のモバイル機器向け放送サービスの受信機能を備えた携帯電話機に搭載される、帯域阻止フィルタである。そのため、第１の実施例の帯域阻止フィルタ１は、携帯電話機において、アンテナ（図示せず）とモバイル機器向け放送サービス受信用ＴＶチューナー（図示せず）との間に配置される。

　日本におけるモバイル機器向け放送サービスの放送信号の帯域はＵＨＦ帯（４７０～７７０ＭＨｚ）であるため、第１の実施例の帯域阻止フィルタ１の第二の通過帯域は、約４７０～７８０ＭＨｚである。また、約８００～９００ＭＨｚ付近に携帯電話の送信信号の帯域が存在するため、第１の実施例の帯域阻止フィルタ１の第二の減衰帯域は、約８３０～８４５ＭＨｚである。

　よって、第１の実施例の帯域阻止フィルタ１は、モバイル機器向け放送サービスの放送信号をモバイル機器向け放送サービス受信用ＴＶチューナー側に通し、携帯電話の送信信号を除去する機能を有する。

　図７に示す結果から、第１の実施例の帯域阻止フィルタ１の方が、第１の比較例の帯域阻止フィルタよりも、第二の減衰帯域よりも低域側に位置する移行帯域におけるフィルタ特性の急峻性が高いことがわかる。具体的には、第二の通過帯域の高域側において挿入損失が３ｄＢとなる周波数と、第二の減衰帯域の低域側において挿入損失が５０ｄＢとなる周波数との差（ΔＦ）は、第１の比較例（ΔＦ２）では、３８．１ＭＨｚであったのに対し、第１の実施例（ΔＦ１）では、３６．３ＭＨｚであり、第１の実施例における周波数差（ΔＦ１）の方が第１の比較例における周波数差（ΔＦ２）よりも１．８ＭＨｚ小さかった。この結果から、共振周波数が最も低い第３の並列腕共振子Ｐ３の伝搬方位（ψ）を第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２の伝搬方位（ψ）よりも大きくすることにより、第二の減衰帯域よりも低域側に位置する移行帯域におけるフィルタ特性の急峻性を高めることができることが確認された。

　なお、約１．５ＧＨｚ、約１．７ＧＨｚ、約２．０ＧＨｚ付近にも携帯電話の送信信号の帯域が存在することがある。これら携帯電話の送信信号の帯域は、第１の実施例の帯域阻止フィルタ１における第一の減衰帯域に位置するため、帯域阻止フィルタ１によりこれら携帯電話の送信信号が除去される。よって、帯域阻止フィルタ１の後段に位置するモバイル機器向け放送サービス受信用ＴＶチューナーに対する、これら携帯電話の送信信号の回り込みを防ぐことが出来る。このように、第１の実施例の帯域阻止フィルタ１は、約８００～９００ＭＨｚ付近の携帯電話の送信信号だけではなく、約１．５ＧＨｚ、約１．７ＧＨｚ、約２．０ＧＨｚ付近の携帯電話の送信信号も除去することが可能であり、携帯電話の送信信号とモバイル機器向け放送サービスの放送信号との干渉をより確実に防止することが出来る。

　第１の実施形態の帯域阻止フィルタ１は、第１～第３の並列腕共振子Ｐ１～Ｐ３のうち、共振周波数が最も低く、移行帯域の形成に寄与している第３の並列腕共振子Ｐ３の伝搬方位（ψ＝３０°）が、第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２の伝搬方位（ψ＝２０°）よりも大きく設定されており、第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２の伝搬方位（ψ）は同じ大きさである構成であったが、本発明はこのような構成に限定されるものではない。すなわち、第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２の伝搬方位（ψ）が異なる大きさであってもよく、第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２の一方の伝搬方位（ψ）が第３の並列腕共振子Ｐ３の伝搬方位（ψ）と同じ大きさであってもよい。

　複数の並列腕共振子の伝搬方位（ψ）が互いに異なる大きさの構成であっても、一部の並列腕共振子の伝搬方位（ψ）が他の並列腕共振子の伝搬方位（ψ）と異なる大きさの構成であっても、共振周波数が最も低く、移行帯域の形成に寄与している並列腕共振子の伝搬方位（ψ）が、他の並列腕共振子の伝搬方位（ψ）よりも大きく設定されている構成とすることにより、共振周波数が最も低く、移行帯域の形成に寄与している並列腕共振子の電気機械結合係数（ｋ^２）が他の並列腕共振子の電気機械結合係数（ｋ^２）よりも小さくされることとなり、第１の実施形態と同様に、共振周波数が最も低く、移行帯域の形成に寄与している並列腕共振子のインピーダンス特性の急峻性が高められ、移行帯域におけるフィルタ特性の急峻性が高められる。

　更に、複数の並列腕共振子の伝搬方位（ψ）が互いに異なる大きさの構成であっても、一部の並列腕共振子の伝搬方位（ψ）が他の並列腕共振子の伝搬方位（ψ）と異なる大きさの構成であっても、共振周波数が最も低く、移行帯域の形成に寄与している並列腕共振子の伝搬方位（ψ）が、他の並列腕共振子のいずれかの伝搬方位（ψ）よりも大きく設定されている構成とすることにより、共振周波数が最も低く、移行帯域の形成に寄与している並列腕共振子の電気機械結合係数（ｋ^２）が他の並列腕共振子のいずれかの電気機械結合係数（ｋ^２）よりも小さくされることとなり、第１の実施形態と同様に、共振周波数が最も低く、移行帯域の形成に寄与している並列腕共振子のインピーダンス特性の急峻性が高められ、移行帯域におけるフィルタ特性の急峻性が高められる。

　以下、本発明を実施した好ましい形態の他の例について説明する。以下の説明において、上記第１の実施形態と実質的に共通の機能を有する部材を共通の符号で参照し、説明を省略する。また、図２～図４を上記第１の実施形態と共通に参照する。

　（第２の実施形態）
　図８は、第２の実施形態に係る帯域阻止フィルタの回路図である。図８に示すように、第２の実施形態に係る帯域阻止フィルタは、入力端子６と出力端子７とを結ぶ直列腕１０と、直列腕１０とグラウンド電位との間に接続された第１及び第２の並列腕１３ａ，１３ｂとを有するラダー型回路を備えている。第２の実施形態に係る帯域阻止フィルタでは、直列腕１０に第１～第３のインダクタンス素子４０～４２と、第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２とが配置されている。具体的には、第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２は、直列腕１０において、互いに直列に接続されている。直列腕１０において、入力端子６と第１の直列腕共振子Ｓ１との間には、第１のインダクタンス素子４０が接続されている。第１の直列腕共振子Ｓ１と第２の直列腕共振子Ｓ２との間には、第２のインダクタンス素子４１が接続されている。第２の直列腕共振子Ｓ２と出力端子７との間には、第３のインダクタンス素子４２が接続されている。

　直列腕１０とグラウンド電位との間には、第１及び第２の並列腕１３ａ，１３ｂが接続されている。具体的には、第１の並列腕１３ａは、直列腕１０における第１の直列腕共振子Ｓ１と第２のインダクタンス素子４１との接続点と、グラウンド電位との間に接続されている。第２の並列腕１３ｂは、直列腕１０における第２のインダクタンス素子４１と第２の直列腕共振子Ｓ２との接続点と、グラウンド電位との間に接続されている。第１の並列腕１３ａには、第１の並列腕共振子Ｐ１が配置されている。第２の並列腕１３ｂには、第２の並列腕共振子Ｐ２が配置されている。

　このように、本実施形態では、直列腕１０に配置された第１～第３のインダクタンス素子４０～４２並びに第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２と、第１及び第２の並列腕１３ａ，１３ｂにそれぞれ配置された第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２とによってラダー型回路が形成されている。なお、本実施形態では、第一の実施形態と同様に、第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２並びに第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２は、ひとつの弾性波素子として一体に形成されている。

　第２の実施形態に係る帯域阻止フィルタは、挿入損失の大きい帯域である、第一の減衰帯域を有する。第一の減衰帯域は、低域側と高域側とにそれぞれ形成されており、低域側の第一の減衰帯域は、主に、第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２のキャパシタンスにより形成される。高域側の第一の減衰帯域は、主に、第１～第３のインダクタンス素子４０～４２のインダクタンスと第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２のキャパシタンスとにより形成される。

　第２の実施形態に係る帯域阻止フィルタは、低域側の第一の減衰帯域と高域側の第一の減衰帯域との間に位置し、挿入損失の小さい帯域である、第一の通過帯域を有する。第一の通過帯域は、主に、第１～第３のインダクタンス素子４０～４２のインダクタンスにより形成される。

　第２の実施形態に係る帯域阻止フィルタは、第一の通過帯域の中に位置し、挿入損失の大きい帯域である、第二の減衰帯域を有する。第二の減衰帯域は、主に、第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２の反共振による減衰極と第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２の共振による減衰極とにより形成される。

　第２の実施形態に係る帯域阻止フィルタは、第一の通過帯域の中であって、第二の減衰帯域より低域側に位置し、挿入損失の小さい帯域である、第二の通過帯域を有する。第二の通過帯域は、主に、第１～第３のインダクタンス素子４０～４２のインダクタンスにより形成される。

　そして、第２の実施形態に係る帯域阻止フィルタは、第二の減衰帯域と第二の通過帯域との間に、移行帯域を有する。

　本実施形態では、第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２並びに第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２のうち、少なくともひとつの弾性波共振子における伝搬方位（ψ）が、他の弾性波共振子における伝搬方位（ψ）よりも大きくされている。具体的には、第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２並びに第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２のうち、移行帯域の形成に寄与している少なくともひとつの弾性波共振子における伝搬方位（ψ）が、他の弾性波共振子における伝搬方位（ψ）よりも大きくされている。これにより、移行帯域の形成に寄与している少なくともひとつの弾性波共振子の電気機械結合係数（ｋ^２）が、他の弾性波共振子の電気機械結合係数（ｋ^２）よりも小さくされている。

　本実施形態のように、第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２並びに第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２のうち、移行帯域の形成に寄与している少なくともひとつの弾性波共振子における伝搬方位（ψ）が、他の弾性波共振子における伝搬方位（ψ）よりも大きくされていることで、移行帯域の形成に寄与している少なくともひとつの弾性波共振子の電気機械結合係数（ｋ^２）を他の弾性波共振子の電気機械結合係数（ｋ^２）よりも小さくすることによって、減衰量を確保したまま、通過帯域端部におけるフィルタ特性の急峻性を高めることができる。さらに、通過帯域内における挿入損失を小さくすることができる。

　本実施形態では、第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２の反共振周波数と、第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２の共振周波数とのうち、最も低い周波数を有する弾性波共振子における伝搬方位（ψ）が、他の弾性波共振子における伝搬方位（ψ）よりも大きくされることにより、最も低い周波数を有する弾性波共振子の電気機械結合係数（ｋ^２）が他の弾性波共振子の電気機械結合係数（ｋ^２）よりも小さくされている。従って、第二の減衰帯域よりも低域側に位置する移行帯域におけるフィルタ特性の急峻性が高められている。

　具体的には、直列腕１０に第１～第３のインダクタンス素子４０～４２並びに第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２が配置され、第１及び第２の並列腕１３ａ，１３ｂにそれぞれ第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２が配置された構成である本実施形態の帯域阻止フィルタでは、第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２の反共振周波数と、第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２の共振周波数とのうち、最も低い周波数を有する弾性波共振子が移行帯域の形成に寄与する。本実施形態では、第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２の反共振周波数と、第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２の共振周波数とのうち、最も低い周波数であるのは、第１の直列腕共振子Ｓ１の反共振周波数である。このため、第二の減衰帯域よりも低域側に位置する移行帯域の形成には、第１の直列腕共振子Ｓ１が寄与している。

　図９は、第２の実施形態における弾性波素子の模式的平面図である。図９に示すように、第二の減衰帯域よりも低域側に位置する移行帯域の形成に寄与している第１の直列腕共振子Ｓ１の伝搬方位（ψ＝３０°）が、第２の直列腕共振子Ｓ２並びに第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２の伝搬方位（ψ＝２０°）よりも大きくされている。これにより、第１の直列腕共振子Ｓ１の電気機械結合係数（ｋ^２）が、第２の直列腕共振子Ｓ２並びに第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２の電気機械結合係数（ｋ^２）よりも小さくされている。その結果、第１の直列腕共振子Ｓ１のインピーダンス特性の急峻性が高められ、第二の減衰帯域よりも低域側に位置する移行帯域におけるフィルタ特性の高い急峻性が実現されている。

　また、本実施形態においても、移行帯域の形成に寄与している第１の直列腕共振子Ｓ１の伝搬方位（ψ）が、４５°以下の範囲で、他の弾性波共振子、すなわち第２の直列腕共振子Ｓ２並びに第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２の伝搬方位（ψ）よりも大きくされている。よって、移行帯域におけるフィルタ特性のＴＣＦが小さくされている。従って、第２の実施形態に係る帯域阻止フィルタでは、周波数に関する製造公差が大きくなり、高い製造歩留まりを実現することができる。

　なお、本実施形態では、直列腕１０に配置されるインダクタンス素子の数量が３で、直列腕１０に配置される直列腕共振子の数量が２で、第１及び第２の並列腕１３ａ，１３ｂに配置される並列腕共振子の数量が２である例について説明した。但し、本発明において、直列腕に配置されるインダクタンス素子及び直列腕共振子のそれぞれの数量並びに並列腕に配置される並列腕共振子の数量は限定されない。例えば、並列腕に配置される並列腕共振子の数量と、直列腕に配置される直列腕共振子の数量とは、同じであってもよく、異なっていてもよい。また、第１及び第２の並列腕１３ａ，１３ｂに加えて、複数の並列腕を更に接続し、該複数の並列腕にインダクタンス素子を配置してもよい。

　（第２の実施例及び第２の比較例）
　上記第２の実施形態に対応する第２の実施例の帯域阻止フィルタを、上記第１の実施例と同じ要領で作製した。なお、第２の実施例において、第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２並びに第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２の詳細は下記の表２に示す通りとした。

　第２の比較例として、第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２並びに第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２の伝搬方位（ψ）をすべて１０°としたことを除いては上記の第２の実施例と同様にして帯域阻止フィルタを作製した。

　得られた第２の実施例の帯域阻止フィルタの第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２並びに第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２のそれぞれのインピーダンス特性を測定すると共に、第２の実施例の帯域阻止フィルタと第２の比較例の帯域阻止フィルタとの挿入損失を測定した。

　図１０に、第２の実施例の帯域阻止フィルタにおける第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２並びに第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２のそれぞれのインピーダンス特性を示す。図１０において、符号Ｓ１が付された実線が第１の直列腕共振子Ｓ１のインピーダンス特性を表す。符号Ｓ２が付された二点破線が第２の直列腕共振子Ｓ２のインピーダンス特性を表す。符号Ｐ１が付された点線が第１の並列腕共振子Ｐ１のインピーダンス特性を表す。符号Ｐ２が付された一点破線が第２の並列腕共振子Ｐ２のインピーダンス特性を表す。

　図１０に示すように、第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２の反共振周波数と、第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２の共振周波数とを比較すると、第１の直列腕共振子Ｓ１の反共振周波数が最も低い周波数であり、（第１の直列腕共振子Ｓ１の反共振周波数）＜（第１の並列腕共振子Ｐ１の共振周波数）＜（第２の並列腕共振子Ｐ２の共振周波数）＜（第２の直列腕共振子Ｓ２の反共振周波数）となった。この結果から、第２の実施例の帯域阻止フィルタでは、移行帯域におけるフィルタ特性は、第１の直列腕共振子Ｓ１によって決まることがわかる。

　図１１に、第２の実施例の帯域阻止フィルタと第２の比較例の帯域阻止フィルタとの挿入損失を示す。図１１に実線で示されるグラフが第２の実施例の帯域阻止フィルタの挿入損失を表し、図１１に一点破線で示されるグラフが第２の比較例の帯域阻止フィルタの挿入損失を表す。

　第２の実施例の帯域阻止フィルタは、第１の実施例と同様に、日本における地上デジタルテレビ放送のモバイル機器向け放送サービスの受信機能を備えた携帯電話機に搭載される、帯域阻止フィルタである。日本におけるモバイル機器向け放送サービスの放送信号の帯域はＵＨＦ帯（４７０～７７０ＭＨｚ）であるため、第２の実施例の帯域阻止フィルタの第二の通過帯域は、約４７０～８００ＭＨｚである。また、約８００～９００ＭＨｚ付近に携帯電話の送信信号の帯域が存在するため、第２の実施例の帯域阻止フィルタの第二の減衰帯域は、約８９８～９２５ＭＨｚである。

　よって、第２の実施例の帯域阻止フィルタは、モバイル機器向け放送サービスの放送信号をモバイル機器向け放送サービス受信用ＴＶチューナー側に通し、携帯電話の送信信号を除去する機能を有する。

　図１１に示すように、第２の実施例の帯域阻止フィルタの方が、第２の比較例の帯域阻止フィルタよりも、第二の減衰帯域よりも低域側に位置する移行帯域におけるフィルタ特性の急峻性が高いことがわかる。具体的には、第二の通過帯域の高域側において挿入損失が３ｄＢとなる周波数と、第二の減衰帯域の低域側において挿入損失が５０ｄＢとなる周波数との差（ΔＦ）は、第２の比較例（ΔＦ４）では、６６．７ＭＨｚであったのに対し、第２の実施例（ΔＦ３）では、６３．６ＭＨｚであり、第２の実施例における周波数差（ΔＦ３）の方が第２の比較例における周波数差（ΔＦ４）よりも３．１ＭＨｚ小さかった。この結果から、第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２の反共振周波数と第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２の共振周波数のうちで、最も低い周波数を有する弾性波共振子における伝搬方位（ψ）を、他の弾性波共振子における伝搬方位（ψ）よりも大きくすることにより、第二の減衰帯域よりも低域側に位置する移行帯域におけるフィルタ特性の急峻性を高めることができることが確認された。

　また、第１の実施例と同様に、約１．５ＧＨｚ、約１．７ＧＨｚ、約２．０ＧＨｚ付近にも携帯電話の送信信号の帯域が存在する場合においても、これらの帯域は、第２の実施例の帯域阻止フィルタにおける高域側の第一の減衰帯域に位置するため、第２の実施例の帯域阻止フィルタにより、これら携帯電話の送信信号が除去される。よって、第２の実施例の帯域阻止フィルタの後段に位置するモバイル機器向け放送サービス受信用ＴＶチューナーに対する、これら携帯電話の送信信号の回り込みを防ぐことが出来る。このように、第２の実施例の帯域阻止フィルタは、約８００～９００ＭＨｚ付近の携帯電話の送信信号だけではなく、約１．５ＧＨｚ、約１．７ＧＨｚ、約２．０ＧＨｚ付近の携帯電話の送信信号も除去することが可能であり、携帯電話の送信信号とモバイル機器向け放送サービスの放送信号との干渉をより確実に防止することが出来る。

　第２の実施形態の帯域阻止フィルタは、第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２の反共振周波数と、第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２の共振周波数とのうち、最も低い周波数を有し、移行帯域の形成に寄与している第１の直列腕共振子Ｓ１の伝搬方位（ψ＝３０°）が、第２の直列腕共振子Ｓ２並びに第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２の伝搬方位（ψ＝２０°）よりも大きくされており、第２の直列腕共振子Ｓ２並びに第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２の伝搬方位（ψ）は同じ大きさである構成であったが、本発明はこのような構成に限定されるものではない。

　すなわち、第２の直列腕共振子Ｓ２並びに第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２の伝搬方位（ψ）が異なる大きさであってもよく、第２の直列腕共振子Ｓ２並びに第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２のいずれかの伝搬方位（ψ）が第１の直列腕共振子Ｓ１の伝搬方位（ψ）と同じ大きさであってもよい。

　第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２並びに第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２の伝搬方位（ψ）が互いに異なる大きさの構成であっても、第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２並びに第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２のうちの一部の弾性波共振子の伝搬方位（ψ）が他の弾性波共振子の伝搬方位（ψ）と異なる大きさの構成であっても、第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２の反共振周波数と、第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２の共振周波数とのうち、最も低い周波数を有し、移行帯域の形成に寄与している弾性波共振子の伝搬方位（ψ）が、他の弾性波共振子の伝搬方位（ψ）よりも大きく設定されている構成とすることにより、最も低い周波数を有し、移行帯域の形成に寄与している弾性波共振子の電気機械結合係数（ｋ^２）が他の弾性波共振子の電気機械結合係数（ｋ^２）よりも小さくされることとなり、第２の実施形態と同様に、最も低い周波数を有し、移行帯域の形成に寄与している弾性波共振子のインピーダンス特性の急峻性が高められ、移行帯域におけるフィルタ特性の急峻性が高められる。

　更に、第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２並びに第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２の伝搬方位（ψ）が互いに異なる大きさの構成であっても、一部の弾性波共振子の伝搬方位（ψ）が他の弾性波共振子の伝搬方位（ψ）と異なる大きさの構成であっても、第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２の反共振周波数と、第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２の共振周波数とのうち、最も低い周波数を有し、移行帯域の形成に寄与している弾性波共振子の伝搬方位（ψ）が、他の弾性波共振子のいずれかひとつの伝搬方位（ψ）よりも大きく設定されている構成とすることにより、最も低い周波数を有し、移行帯域の形成に寄与している弾性波共振子の電気機械結合係数（ｋ^２）が他の弾性波共振子のいずれかひとつの電気機械結合係数（ｋ^２）よりも小さくされることとなり、第２の実施形態と同様に、最も低い周波数を有し、移行帯域の形成に寄与している弾性波共振子のインピーダンス特性の急峻性が高められ、移行帯域におけるフィルタ特性の急峻性が高められる。

　（第３の実施形態）
　図１２は、第３の実施形態における弾性波素子の模式的平面図である。図１２に示すように、第３の実施形態に係る帯域阻止フィルタは、第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２並びに第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２の伝搬方位（ψ）以外は、図８に示す上記第２の実施形態に係る帯域阻止フィルタと同様の構成を有する。

　よって、第３の実施形態に係る帯域阻止フィルタは、挿入損失の大きい帯域である、第一の減衰帯域を有する。第一の減衰帯域は、低域側と高域側とにそれぞれ形成されており、低域側の第一の減衰帯域は、主に、第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２のキャパシタンスにより形成される。高域側の第一の減衰帯域は、主に、第１～第３のインダクタンス素子４０～４２のインダクタンスと第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２のキャパシタンスとにより形成される。

　第３の実施形態に係る帯域阻止フィルタは、低域側の第一の減衰帯域と高域側の第一の減衰帯域との間に位置し、挿入損失の小さい帯域である、第一の通過帯域を有する。第一の通過帯域は、主に、第１～第３のインダクタンス素子４０～４２のインダクタンスにより形成される。

　第３の実施形態に係る帯域阻止フィルタは、第一の通過帯域の中に位置し、挿入損失の大きい帯域である、第二の減衰帯域を有する。第二の減衰帯域は、主に、第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２の反共振による減衰極と第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２の共振による減衰極とにより形成される。

　第３の実施形態に係る帯域阻止フィルタは、第一の通過帯域の中であって、第二の減衰帯域より低域側に位置し、挿入損失の小さい帯域である、第二の通過帯域を有する。第二の通過帯域は、主に、第１～第３のインダクタンス素子４０～４２のインダクタンスにより形成される。

　そして、第３の実施形態に係る帯域阻止フィルタは、第二の減衰帯域と第二の通過帯域との間に低域側の移行帯域を、第二の減衰帯域の高域側に高域側の移行帯域を、それぞれ有する。

　図１２に示すように、本実施形態では、第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２のそれぞれの伝搬方位（ψ＝３０°）が、第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２のそれぞれの伝搬方位（ψ＝１０°）よりも大きくされている。これにより、第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２のそれぞれの電気機械結合係数（ｋ^２）が、第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２のそれぞれの電気機械結合係数（ｋ^２）よりも小さくされている。その結果、第二の通過帯域と第二の減衰帯域との間に位置する低域側の移行帯域におけるフィルタ特性の高い急峻性が実現されている。

　また、本実施形態においても、第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２のそれぞれの伝搬方位（ψ）が、４５°以下の範囲で、第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２のそれぞれの伝搬方位（ψ）よりも大きくされている。よって、第二の通過帯域と第二の減衰帯域との間に位置する、低域側の移行帯域におけるフィルタ特性のＴＣＦが小さくされている。従って、本実施形態に係る帯域阻止フィルタでも、周波数に関する製造公差が大きくなり、高い製造歩留まりを実現することができる。

　（第３の実施例及び第３の比較例）
　上記第３の実施形態に対応する第３の実施例の帯域阻止フィルタを、上記第１の実施例と同じ要領で作製した。なお、第３の実施例において、第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２並びに第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２の詳細は下記の表３に示す通りとした。

　第３の比較例として、第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２並びに第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２の伝搬方位（ψ）をすべて１０°としたことを除いては上記の第３の実施例と同様にして帯域阻止フィルタを作製した。

　次に、得られた第３の実施例の帯域阻止フィルタにおける第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２並びに第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２のそれぞれのインピーダンス特性（共振周波数及び反共振周波数）を測定した。

　直列腕１０に第１～第３のインダクタンス素子４０～４２並びに第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２が配置され、第１及び第２の並列腕１３ａ，１３ｂにそれぞれ第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２が配置された本実施形態の帯域阻止フィルタでは、第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２の反共振周波数と、第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２の共振周波数とのうち、最も低い周波数を有する弾性波共振子が、第二の通過帯域と第二の減衰帯域との間に位置する低域側の移行帯域の形成に寄与する。第二の通過帯域と第二の減衰帯域との間に位置する低域側の移行帯域におけるフィルタ特性の急峻性は、直列腕共振子の周波数特性、具体的には、直列腕共振子の共振周波数及び反共振周波数によって決まる。

　図１３は、第３の実施例の帯域阻止フィルタにおける第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２並びに第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２のインピーダンス特性を表すグラフである。図１３において、符号Ｓ１が付された実線が第１の直列腕共振子Ｓ１のインピーダンス特性を表す。符号Ｓ２が付された二点破線が第２の直列腕共振子Ｓ２のインピーダンス特性を表す。符号Ｐ１が付された点線が第１の並列腕共振子Ｐ１のインピーダンス特性を表す。符号Ｐ２が付された一点破線が第２の並列腕共振子Ｐ２のインピーダンス特性を表す。

　第３の実施例では、図１３に示すように、第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２の反共振周波数と、第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２の共振周波数とを比較すると、第１の直列腕共振子Ｓ１の反共振周波数が最も低い周波数である。よって、第１の直列腕共振子Ｓ１の反共振周波数と、第２の直列腕共振子Ｓ２の反共振周波数とを比較すると、第１の直列腕共振子Ｓ１の反共振周波数の方が、周波数が低い。この結果から、第二の通過帯域と第二の減衰帯域との間に位置する、低域側の移行帯域におけるフィルタ特性には、第１の直列腕共振子Ｓ１の周波数特性が最も大きく寄与し、次に、第２の直列腕共振子Ｓ２の周波数特性が寄与することがわかる。

　得られた第３の実施例の帯域阻止フィルタと第３の比較例の帯域阻止フィルタとの挿入損失を測定した。測定結果を図１４に示す。なお、図１４に実線で示すグラフが第３の実施例の帯域阻止フィルタの挿入損失を表し、一点破線で示すグラフが第３の比較例の帯域阻止フィルタの挿入損失を表している。

　第３の実施例の帯域阻止フィルタは、第１の実施例と同様に、地上デジタルテレビ放送のモバイル機器向け放送サービスの受信機能を備えた携帯電話機に搭載される、帯域阻止フィルタである。第３の実施例の帯域阻止フィルタにおける第二の通過帯域は、約４７０～７６０ＭＨｚである。また、約８００～９００ＭＨｚ付近に携帯電話の送信信号の帯域が存在するため、第３の実施例の帯域阻止フィルタの第二の減衰帯域は、約８２０～８５０ＭＨｚである。

　よって、第３の実施例の帯域阻止フィルタは、モバイル機器向け放送サービスの放送信号をモバイル機器向け放送サービス受信用ＴＶチューナー側に通し、携帯電話の送信信号を除去する機能を有する。

　図１４に示すように、第３の実施例の帯域阻止フィルタの方が、第３の比較例の帯域阻止フィルタよりも、第二の通過帯域と第二の減衰帯域との間に位置する、低域側の移行帯域におけるフィルタ特性の急峻性が高いことがわかる。具体的には、第二の通過帯域の高域側において挿入損失が２ｄＢとなる周波数と、第二の減衰帯域の低域側において挿入損失が５０ｄＢとなる周波数との差（ΔＦ）は、第３の比較例（ΔＦ６）では、４２．７ＭＨｚであったのに対し、第３の実施例（ΔＦ５）では、３７．６ＭＨｚであった。このように、第３の実施例における周波数差（ΔＦ５）の方が第３の比較例における周波数差（ΔＦ６）よりも５．１ＭＨｚ小さかった。この結果から、第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２の伝搬方位（ψ）を第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２の伝搬方位（ψ）よりも大きくすることにより、第二の通過帯域と第二の減衰帯域との間に位置する、低域側の移行帯域におけるフィルタ特性の急峻性を高めることができることが確認された。

　図１５に、第３の実施例の帯域阻止フィルタ及び第３の比較例の帯域阻止フィルタのそれぞれの挿入損失と共に、第３の実施例の帯域阻止フィルタから直列腕共振子の伝搬方位（ψ）を変化させた帯域阻止フィルタの挿入損失を示す。具体的には、図１５に一点破線で示すグラフは、第２の直列腕共振子Ｓ２の伝搬方位（ψ）を第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２と同じ１０°とした帯域阻止フィルタの挿入損失を表す。なお、図１５に実線で示すグラフが第３の実施例の帯域阻止フィルタの挿入損失を表す。図１５に二点破線で示すグラフが第３の比較例の帯域阻止フィルタの挿入損失を表す。

　図１５に示す結果から、第二の通過帯域と第二の減衰帯域との間に位置する、低域側の移行帯域におけるフィルタ特性には、第１の直列腕共振子Ｓ１の周波数特性のみならず、第２の直列腕共振子Ｓ２の周波数特性も寄与していることがわかる。第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２の伝搬方位（ψ）を第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２の伝搬方位（ψ）よりも大きくすることにより、第二の通過帯域と第二の減衰帯域との間に位置する、低域側の移行帯域におけるフィルタ特性の急峻性を特に高めることができることが確認された。

　なお、第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２の伝搬方位（ψ）を第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２の伝搬方位（ψ）よりも大きくすることにより、第二の通過帯域と第二の減衰帯域との間に位置する、低域側の移行帯域におけるフィルタ特性の急峻性を高めることができるのは、以下の理由によるものである。

　図１６は、伝搬方位（ψ）が、それぞれ３０°、０°である弾性波共振子のインピーダンス特性を表すグラフである。図１６に実線で示すグラフが、伝搬方位（ψ）が３０°である弾性波共振子のインピーダンス特性を表し、一点破線で示すグラフが、伝搬方位（ψ）が０°である弾性波共振子のインピーダンス特性を表している。

　図１６からわかるように、弾性波共振子における伝搬方位（ψ）を大きくし、弾性波共振子の電気機械結合係数（ｋ^２）を小さくすることによって、弾性波共振子の共振周波数と反共振周波数とが近い値となる。よって、インピーダンス特性の急峻性が高くなる。従って、移行帯域の形成に寄与する第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２の伝搬方位（ψ）を第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２の伝搬方位（ψ）よりも大きくすることにより、移行帯域におけるフィルタ特性の急峻性を高めることができる。

　また、第１の実施例と同様に、約１．５ＧＨｚ、約１．７ＧＨｚ、約２．０ＧＨｚ付近にも携帯電話の送信信号の帯域が存在する場合においても、これらの帯域は、第３の実施例の帯域阻止フィルタにおける高域側の第一の減衰帯域に位置するため、第３の実施例の帯域阻止フィルタにより、これら携帯電話の送信信号が除去される。よって、第３の実施例の帯域阻止フィルタの後段に位置するモバイル機器向け放送サービス受信用ＴＶチューナーに対する、これら携帯電話の送信信号の回り込みを防ぐことが出来る。このように、第３の実施例の帯域阻止フィルタは、約８００～９００ＭＨｚ付近の携帯電話の送信信号だけではなく、約１．５ＧＨｚ、約１．７ＧＨｚ、約２．０ＧＨｚ付近の携帯電話の送信信号も除去することが可能であり、携帯電話の送信信号とモバイル機器向け放送サービスの放送信号との干渉をより確実に防止することが出来る。

　第３の実施形態の帯域阻止フィルタは、第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２の反共振周波数と、第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２の共振周波数とのうち、最も低い周波数を有し、移行帯域の形成に寄与している第１の直列腕共振子Ｓ１の伝搬方位（ψ＝３０°）と、第２の直列腕共振子Ｓ２の伝搬方位（ψ＝３０°）とが、第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２の伝搬方位（ψ＝１０°）よりも大きくされており、第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２の伝搬方位（ψ）は同じ大きさである構成であったが、本発明はこのような構成に限定されるものではない。

　すなわち、第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２の伝搬方位（ψ）が異なる大きさであってもよく、第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２のいずれかの伝搬方位（ψ）が第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２の伝搬方位（ψ）と同じ大きさであってもよい。

　（第４の実施形態）
　図１７は、第４の実施形態に係る帯域阻止フィルタの回路図である。図１７に示すように、第４の実施形態に係る帯域阻止フィルタは、入力端子６と出力端子７とを結ぶ直列腕１０と、直列腕１０とグラウンド電位との間に接続された第１及び第２の並列腕１３ａ，１３ｂとを有するラダー型回路を備えている。

　第４の実施形態に係る帯域阻止フィルタでは、直列腕１０に第１～第３の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３が配置されている。直列腕１０とグラウンド電位との間には、第１及び第２の並列腕１３ａ，１３ｂが接続されている。具体的には、直列腕１０における、第１の直列腕共振子Ｓ１と第２の直列腕共振子Ｓ２との接続点と、グラウンド電位との間には、第１の並列腕１３ａが接続されている。第１の並列腕１３ａには、第１のインダクタンス素子５０が配置されている。一方、直列腕１０における、第２の直列腕共振子Ｓ２と第３の直列腕共振子Ｓ３との接続点と、グラウンド電位との間には、第２の並列腕１３ｂが接続されている。第２の並列腕１３ｂには、第２のインダクタンス素子５１が配置されている。

　このように、本実施形態では、直列腕１０に配置された第１～第３の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３と、第１及び第２の並列腕１３ａ，１３ｂにそれぞれ配置された第１及び第２のインダクタンス素子５０，５１とによってラダー型回路が形成されている。なお、本実施形態では、第一の実施形態と同様に、第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２並びに第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２は、ひとつの弾性波素子として一体に形成されている。

　第４の実施形態に係る帯域阻止フィルタは、挿入損失の大きい帯域である、第一の減衰帯域を有する。第一の減衰帯域は、主に、第１及び第２のインダクタンス素子５０，５１のインダクタンスと第１～第３の直列腕共振子Ｓ１～Ｓ３のキャパシタンスとにより形成される。

　第４の実施形態に係る帯域阻止フィルタは、第一の減衰帯域より高域側に位置し、挿入損失の小さい帯域である、第一の通過帯域を有する。第一の通過帯域は、主に、第１及び第２のインダクタンス素子５０，５１のインダクタンスにより形成される。

　第４の実施形態に係る帯域阻止フィルタは、第一の通過帯域の中に位置し、挿入損失の大きい帯域である、第二の減衰帯域を有する。第二の減衰帯域は、主に、第１～第３の直列腕共振子Ｓ１～Ｓ３の反共振による減衰極により形成される。

　第４の実施形態に係る帯域阻止フィルタは、第一の通過帯域の中であって、第二の減衰帯域より低域側に位置し、挿入損失の小さい帯域である、第二の通過帯域を有する。第二の通過帯域は、主に、第１及び第２のインダクタンス素子５０，５１のインダクタンスにより形成される。

　そして、第４の実施形態に係る帯域阻止フィルタは、第二の減衰帯域と第二の通過帯域との間に低域側の移行帯域を、第二の減衰帯域の高域側に高域側の移行帯域を、それぞれ有する。

　本実施形態では、第１～第３の直列腕共振子Ｓ１～Ｓ３のうち、少なくともひとつの直列腕共振子における伝搬方位（ψ）が、他の直列腕共振子における伝搬方位（ψ）よりも大きくされている。具体的には、第１～第３の直列腕共振子Ｓ１～Ｓ３のうち、移行帯域の形成に寄与している少なくともひとつの直列腕共振子における伝搬方位（ψ）が、他の直列腕共振子における伝搬方位（ψ）よりも大きくされている。これにより、移行帯域の形成に寄与している少なくともひとつの直列腕共振子の電気機械結合係数（ｋ^２）が、他の直列腕共振子の電気機械結合係数（ｋ^２）よりも小さくされている。

　本実施形態のように、第１～第３の直列腕共振子Ｓ１～Ｓ３のうち、移行帯域の形成に寄与している少なくともひとつの直列腕共振子における伝搬方位（ψ）が、他の直列腕共振子における伝搬方位（ψ）よりも大きくされていることで、移行帯域の形成に寄与している少なくともひとつの直列腕共振子の電気機械結合係数（ｋ^２）を他の直列腕共振子の電気機械結合係数（ｋ^２）よりも小さくすることによって、減衰量を確保したまま、通過帯域端部におけるフィルタ特性の急峻性を高めることができる。さらに、通過帯域内における挿入損失を小さくすることができる。

　本実施形態のように、直列腕１０に第１～第３の直列腕共振子Ｓ１～Ｓ３が配置され、第１及び第２の並列腕１３ａ，１３ｂに第１及び第２のインダクタンス素子５０，５１が配置された帯域阻止フィルタでは、最も高い反共振周波数を有する直列腕共振子が移行帯域の形成に寄与する。

　よって、本実施形態では、第１～第３の直列腕共振子Ｓ１～Ｓ３の反共振周波数のうち、最も高い反共振周波数を有する直列腕共振子における伝搬方位（ψ）が、他の直列腕共振子における伝搬方位（ψ）よりも大きくされることにより、最も高い反共振周波数を有する直列腕共振子の電気機械結合係数（ｋ^２）が、他の直列腕共振子の電気機械結合係数（ｋ^２）よりも小さくされている。従って、第二の減衰帯域の高域側に位置する、高域側の移行帯域におけるフィルタ特性の高い急峻性が実現されている。

　具体的には、本実施形態では、第１～第３の直列腕共振子Ｓ１～Ｓ３の反共振周波数のうちで、第３の直列腕共振子Ｓ３の反共振周波数が最も高い。このため、第二の減衰帯域よりも高域側に位置する、高域側の移行帯域の形成には、第３の直列腕共振子Ｓ３が寄与している。

　図１８は、第４の実施形態における弾性波素子の模式的平面図である。図１８に示すように、第二の減衰帯域よりも高域側に位置する、高域側の移行帯域の形成に寄与している第３の直列腕共振子Ｓ３の伝搬方位（ψ＝３０°）が、第３の直列腕共振子Ｓ３以外の直列腕共振子、すなわち第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２の伝搬方位（ψ＝２０°）よりも大きくされている。これにより、第３の直列腕共振子Ｓ３の電気機械結合係数（ｋ^２）が第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２の電気機械結合係数（ｋ^２）よりも小さくされている。その結果、第二の減衰帯域よりも高域側に位置する、高域側の移行帯域におけるフィルタ特性の高い急峻性が実現される。

　また、本実施形態においても、第二の減衰帯域よりも高域側に位置する、高域側の移行帯域の形成に寄与する第３の直列腕共振子Ｓ３の伝搬方位（ψ）が４５°以下の範囲で、第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２のそれぞれの伝搬方位（ψ）よりも大きくされているため、第二の減衰帯域よりも高域側に位置する、高域側の移行帯域におけるフィルタ特性のＴＣＦが小さくされている。従って、本実施形態に係る帯域阻止フィルタでも、周波数に関する製造公差が大きくなり、高い製造歩留まりを実現することができる。

　なお、本実施形態では、直列腕１０に配置される直列腕共振子の数量が３で、第１及び第２の並列腕１３ａ，１３ｂに配置されるインダクタンス素子の数量が２である例について説明した。但し、本発明において、直列腕に配置される直列腕共振子の数量並びに並列腕に配置されるインダクタンス素子の数量は限定されない。

　（第４の実施例及び第４の比較例）
　上記第４の実施形態に対応する第４の実施例の帯域阻止フィルタを、上記第１の実施例と同じ要領で作製した。なお、第４の実施例において、第１～第３の直列腕共振子Ｓ１～Ｓ３の詳細は下記の表４に示す通りとした。

　第４の比較例として、第１～第３の直列腕共振子Ｓ１～Ｓ３の伝搬方位（ψ）をすべて１０°としたことを除いては上記の第４の実施例と同様にして帯域阻止フィルタを作製した。

　得られた第４の実施例の帯域阻止フィルタの第１～第３の直列腕共振子Ｓ１～Ｓ３のそれぞれのインピーダンス特性を測定すると共に、第４の実施例の帯域阻止フィルタと第４の比較例の帯域阻止フィルタとの挿入損失を測定した。

　図１９に、第４の実施例の帯域阻止フィルタにおける第１～第３の直列腕共振子Ｓ１～Ｓ３のそれぞれのインピーダンス特性を示す。図１９において、符号Ｓ１が付された実線が第１の直列腕共振子Ｓ１のインピーダンス特性を表す。符号Ｓ２が付された一点破線が第２の直列腕共振子Ｓ２のインピーダンス特性を表す。符号Ｓ３が付された点線が第３の直列腕共振子Ｓ３のインピーダンス特性を表す。

　図１９に示すように、第１～第３の直列腕共振子Ｓ１～Ｓ３の反共振周波数を比較すると、（第２の直列腕共振子Ｓ２の反共振周波数）＜（第１の直列腕共振子Ｓ１の反共振周波数）＜（第３の直列腕共振子Ｓ３の反共振周波数）という関係となった。この結果から、第４の実施例の帯域阻止フィルタでは、第二の減衰帯域よりも高域側に位置する、高域側の移行帯域におけるフィルタ特性は、反共振周波数が最も高い第３の直列腕共振子Ｓ３によって決まることがわかる。

　図２０に第４の実施例の帯域阻止フィルタと第４の比較例の帯域阻止フィルタとの挿入損失の測定結果を示す。なお、図２０に実線で示すグラフが第４の実施例に係る帯域阻止フィルタの挿入損失を表し、図２０に一点破線で示すグラフが第４の比較例に係る帯域阻止フィルタの挿入損失を表している。

　図２０に示すように、第４の実施例の帯域阻止フィルタの方が、第４の比較例の帯域阻止フィルタよりも、第二の減衰帯域よりも高域側に位置する、高域側の移行帯域におけるフィルタ特性の急峻性が高いことがわかる。具体的には、第一の通過帯域における第二の減衰帯域の高域側において挿入損失が３ｄＢとなる周波数と、第二の減衰帯域の高域側において挿入損失が４０ｄＢとなる周波数との差（ΔＦ）は、第４の比較例（ΔＦ８）では、１９７．４ＭＨｚであったのに対し、第４の実施例（ΔＦ７）では、１８５．７ＭＨｚであり、第４の実施例における周波数差（ΔＦ７）の方が第４の比較例における周波数差（ΔＦ８）よりも１１．７ＭＨｚ小さかった。この結果から、反共振周波数が最も高い第３の直列腕共振子Ｓ３の伝搬方位（ψ）を第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２の伝搬方位（ψ）よりも大きくすることにより、第二の減衰帯域よりも高域側に位置する、高域側の移行帯域におけるフィルタ特性の急峻性を高めることができることが確認された。

　第４の実施形態の帯域阻止フィルタは、第１～第３の直列腕共振子Ｓ１～Ｓ３のうち、反共振周波数が最も高く、高域側の移行帯域の形成に寄与している第３の直列腕共振子Ｓ３の伝搬方位（ψ＝３０°）が、第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２の伝搬方位（ψ＝２０°）よりも大きく設定されており、第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２の伝搬方位（ψ）は同じ大きさである構成であったが、本発明はこのような構成に限定されるものではない。すなわち、第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２の伝搬方位（ψ）が異なる大きさであってもよく、第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２のうち一方の伝搬方位（ψ）が第３の直列腕共振子Ｓ３の伝搬方位（ψ）と同じ大きさであってもよい。

　複数の直列腕共振子の伝搬方位（ψ）が互いに異なる大きさの構成であっても、一部の直列腕共振子の伝搬方位（ψ）が他の直列腕共振子の伝搬方位（ψ）と異なる大きさの構成であっても、反共振周波数が最も高く、高域側の移行帯域の形成に寄与している直列腕共振子の伝搬方位（ψ）が、他の直列腕共振子の伝搬方位（ψ）よりも大きく設定されている構成とすることにより、反共振周波数が最も高く、高域側の移行帯域の形成に寄与している直列腕共振子の電気機械結合係数（ｋ^２）が他の直列腕共振子の電気機械結合係数（ｋ^２）よりも小さくされることとなり、第４の実施形態と同様に、反共振周波数が最も高く、高域側の移行帯域の形成に寄与している直列腕共振子のインピーダンス特性の急峻性が高められ、移行帯域におけるフィルタ特性の急峻性が高められる。

　更に、複数の直列腕共振子の伝搬方位（ψ）が互いに異なる大きさの構成であっても、一部の直列腕共振子の伝搬方位（ψ）が他の直列腕共振子の伝搬方位（ψ）と異なる大きさの構成であっても、反共振周波数が最も高く、高域側の移行帯域の形成に寄与している直列腕共振子の伝搬方位（ψ）が、他の直列腕共振子のいずれかの伝搬方位（ψ）よりも大きく設定されている構成とすることにより、反共振周波数が最も高く、高域側の移行帯域の形成に寄与している直列腕共振子の電気機械結合係数（ｋ^２）が他の直列腕共振子のいずれかの電気機械結合係数（ｋ^２）よりも小さくされることとなり、第４の実施形態と同様に、反共振周波数が最も高く、移行帯域の形成に寄与している直列腕共振子のインピーダンス特性の急峻性が高められ、移行帯域におけるフィルタ特性の急峻性が高められる。

　（第５の実施形態）
　図２１は、第５の実施形態における弾性波素子の模式的平面図である。図２１に示すように、第５の実施形態に係る帯域阻止フィルタは、第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２並びに第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２の伝搬方位（ψ）以外は、図８に示す上記第２の実施形態に係る帯域阻止フィルタと同様の構成を有する。

　よって、第５の実施形態に係る帯域阻止フィルタは、挿入損失の大きい帯域である、第一の減衰帯域を有する。第一の減衰帯域は、低域側と高域側とにそれぞれ形成されており、低域側の第一の減衰帯域は、主に、第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２のキャパシタンスにより形成される。高域側の第一の減衰帯域は、主に、第１～第３のインダクタンス素子４０～４２のインダクタンスと第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２のキャパシタンスとにより形成される。

　第５の実施形態に係る帯域阻止フィルタは、低域側の第一の減衰帯域と高域側の第一の減衰帯域との間に位置し、挿入損失の小さい帯域である、第一の通過帯域を有する。第一の通過帯域は、主に、第１～第３のインダクタンス素子４０～４２のインダクタンスにより形成される。

　第５の実施形態に係る帯域阻止フィルタは、第一の通過帯域の中に位置し、挿入損失の大きい帯域である、第二の減衰帯域を有する。第二の減衰帯域は、主に、第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２の反共振による減衰極と第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２の共振による減衰極とにより形成される。

　第５の実施形態に係る帯域阻止フィルタは、第一の通過帯域の中であって、第二の減衰帯域より低域側に位置し、挿入損失の小さい帯域である、第二の通過帯域を有する。第二の通過帯域は、主に、第１～第３のインダクタンス素子４０～４２のインダクタンスにより形成される。

　そして、第５の実施形態に係る帯域阻止フィルタは、第二の減衰帯域と第二の通過帯域との間に低域側の移行帯域を、第二の減衰帯域の高域側に高域側の移行帯域を、それぞれ有する。

　本実施形態では、第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２の反共振周波数と、第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２の共振周波数とのうち、最も高い周波数を有する弾性波共振子における伝搬方位（ψ）が、他の弾性波共振子における伝搬方位（ψ）よりも大きくされることにより、最も高い周波数を有する弾性波共振子の電気機械結合係数（ｋ^２）が他の弾性波共振子の電気機械結合係数（ｋ^２）よりも小さくされている。従って、第二の減衰帯域よりも高域側に位置する、高域側の移行帯域におけるフィルタ特性の急峻性が高められている。

　具体的には、直列腕１０に第１～第３のインダクタンス素子４０～４２並びに第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２が配置され、第１及び第２の並列腕１３ａ，１３ｂにそれぞれ第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２が配置された構成である本実施形態の帯域阻止フィルタでは、第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２の反共振周波数と、第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２の共振周波数とのうち、最も高い周波数を有する弾性波共振子が、第二の減衰帯域よりも高域側に位置する、高域側の移行帯域の形成に寄与する。

　本実施形態では、第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２の反共振周波数と、第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２の共振周波数とのうち、最も高い周波数であるのは、第２の直列腕共振子Ｓ２の反共振周波数である。このため、第二の減衰帯域よりも高域側に位置する、高域側の移行帯域の形成には、第２の直列腕共振子Ｓ２が寄与している。

　図２１に示すように、第二の減衰帯域よりも高域側に位置する、高域側の移行帯域の形成に寄与している第２の直列腕共振子Ｓ２の伝搬方位（ψ＝３０°）が、第１の直列腕共振子Ｓ１並びに第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２の伝搬方位（ψ＝２０°）よりも大きくされている。これにより、第２の直列腕共振子Ｓ２の電気機械結合係数（ｋ^２）が、第１の直列腕共振子Ｓ１並びに第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２の電気機械結合係数（ｋ^２）よりも小さくされている。その結果、第２の直列腕共振子Ｓ２のインピーダンス特性の急峻性が高められ、第二の減衰帯域よりも高域側に位置する、高域側の移行帯域におけるフィルタ特性の高い急峻性が実現されている。

　また、本実施形態においても、第二の減衰帯域よりも高域側に位置する、高域側の移行帯域の形成に寄与している第２の直列腕共振子Ｓ２の伝搬方位（ψ）が、４５°以下の範囲で、他の弾性波共振子、すなわち第１の直列腕共振子Ｓ１並びに第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２の伝搬方位（ψ）よりも大きくされている。よって、第二の減衰帯域よりも高域側に位置する、高域側の移行帯域におけるフィルタ特性のＴＣＦが小さくされている。従って、第５の実施形態に係る帯域阻止フィルタでは、周波数に関する製造公差が大きくなり、高い製造歩留まりを実現することができる。

　（第５の実施例及び第５の比較例）
　上記第５の実施形態に対応する第５の実施例の帯域阻止フィルタを、上記第１の実施例と同じ要領で作製した。なお、第５の実施例において、第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２並びに第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２の詳細は下記の表５に示す通りとした。

　第５の比較例として、第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２並びに第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２の伝搬方位（ψ）をすべて２０°としたことを除いては上記の第５の実施例と同様にして帯域阻止フィルタを作製した。

　得られた第５の実施例の帯域阻止フィルタの第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２並びに第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２のそれぞれのインピーダンス特性を測定すると共に、第５の実施例の帯域阻止フィルタと第５の比較例の帯域阻止フィルタとの挿入損失を測定した。

　図２２に、第５の実施例の帯域阻止フィルタにおける第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２並びに第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２のそれぞれのインピーダンス特性を示す。図２２において、符号Ｐ１が付された実線が第１の並列腕共振子Ｐ１のインピーダンス特性を表す。符号Ｐ２が付された二点破線が第２の並列腕共振子Ｐ２のインピーダンス特性を表す。符号Ｓ１が付された点線が第１の直列腕共振子Ｓ１のインピーダンス特性を表す。符号Ｓ２が付された一点破線が第２の直列腕共振子Ｓ２のインピーダンス特性を表す。

　図２２に示すように、第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２の反共振周波数と、第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２の共振周波数とを比較すると、第２の直列腕共振子Ｓ２の反共振周波数が最も高い周波数であり、（第１の並列腕共振子Ｐ１の共振周波数）＜（第２の並列腕共振子Ｐ２の共振周波数）＜（第１の直列腕共振子Ｓ１の反共振周波数）＜（第２の直列腕共振子Ｓ２の反共振周波数）という関係となった。この結果から、第５の実施例の帯域阻止フィルタでは、第二の減衰帯域よりも高域側に位置する、高域側の移行帯域におけるフィルタ特性は、第２の直列腕共振子Ｓ２によって決まることがわかる。

　図２３に、第５の実施例の帯域阻止フィルタと第５の比較例の帯域阻止フィルタとの挿入損失の測定結果を示す。なお、図２３に実線で示すグラフが第５の実施例に係る帯域阻止フィルタの挿入損失を表し、一点破線で示すグラフが第５の比較例に係る帯域阻止フィルタの挿入損失を表している。

　図２３に示すように、第５の実施例の帯域阻止フィルタの方が、第５の比較例の帯域阻止フィルタよりも、第二の減衰帯域よりも高域側に位置する、高域側の移行帯域におけるフィルタ特性の急峻性が高いことがわかる。具体的には、図２３に示すように、第一の通過帯域における第二の減衰帯域の高域側において挿入損失が６ｄＢとなる周波数と、第二の減衰帯域の高域側において挿入損失が５０ｄＢとなる周波数との差（ΔＦ）は、第５の比較例（ΔＦ１０）では、５７．５ＭＨｚであったのに対し、第５の実施例（ΔＦ９）では、４６．０ＭＨｚであり、第５の実施例における周波数差（ΔＦ９）の方が第５の比較例における周波数差（ΔＦ１０）よりも１１．５ＭＨｚ小さかった。

　この結果から、第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２の反共振周波数と第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２の共振周波数のうち、最も高い周波数を有する弾性波共振子における伝搬方位（ψ）を、他の弾性波共振子の伝搬方位（ψ）よりも大きくすることにより、第二の減衰帯域よりも高域側に位置する、高域側の移行帯域におけるフィルタ特性の急峻性を高めることができることが確認された。

　第５の実施形態の帯域阻止フィルタは、第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２の反共振周波数と、第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２の共振周波数とのうち、最も高い周波数を有し、第二の減衰帯域よりも高域側に位置する、高域側の移行帯域の形成に寄与している第２の直列腕共振子Ｓ２の伝搬方位（ψ＝３０°）が、第１の直列腕共振子Ｓ１並びに第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２の伝搬方位（ψ＝２０°）よりも大きくされており、第１の直列腕共振子Ｓ１並びに第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２の伝搬方位（ψ）は同じ大きさである構成であったが、本発明はこのような構成に限定されるものではない。

　すなわち、第１の直列腕共振子Ｓ１並びに第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２の伝搬方位（ψ）が異なる大きさであってもよく、第１の直列腕共振子Ｓ１並びに第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２のいずれかの伝搬方位（ψ）が第２の直列腕共振子Ｓ２の伝搬方位（ψ）と同じ大きさであってもよい。

　第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２並びに第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２の伝搬方位（ψ）が互いに異なる大きさの構成であっても、第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２並びに第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２のうちの一部の弾性波共振子の伝搬方位（ψ）が他の弾性波共振子の伝搬方位（ψ）と異なる大きさの構成であっても、第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２の反共振周波数と、第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２の共振周波数とのうち、最も高い周波数を有し、移行帯域の形成に寄与している弾性波共振子の伝搬方位（ψ）が、他の弾性波共振子の伝搬方位（ψ）よりも大きく設定されている構成とすることにより、最も高い周波数を有し、移行帯域の形成に寄与している弾性波共振子の電気機械結合係数（ｋ^２）が他の弾性波共振子の電気機械結合係数（ｋ^２）よりも小さくされることとなり、第５の実施形態と同様に、最も高い周波数を有し、移行帯域の形成に寄与している弾性波共振子のインピーダンス特性の急峻性が高められ、第二の減衰帯域よりも高域側に位置する、高域側の移行帯域におけるフィルタ特性の急峻性が高められる。

　更に、第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２並びに第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２の伝搬方位（ψ）が互いに異なる大きさの構成であっても、一部の弾性波共振子の伝搬方位（ψ）が他の弾性波共振子の伝搬方位（ψ）と異なる大きさの構成であっても、第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２の反共振周波数と、第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２の共振周波数とのうち、最も高い周波数を有し、移行帯域の形成に寄与している弾性波共振子の伝搬方位（ψ）が、他の弾性波共振子のいずれかひとつの伝搬方位（ψ）よりも大きく設定されている構成とすることにより、最も高い周波数を有し、移行帯域の形成に寄与している弾性波共振子の電気機械結合係数（ｋ^２）が他の弾性波共振子のいずれかひとつの電気機械結合係数（ｋ^２）よりも小さくされることとなり、第５の実施形態と同様に、最も高い周波数を有し、移行帯域の形成に寄与している弾性波共振子のインピーダンス特性の急峻性が高められ、第二の減衰帯域よりも高域側に位置する、高域側の移行帯域におけるフィルタ特性の急峻性が高められる。

　（第６の実施形態）
　図２４は、第６の実施形態における弾性波素子の模式的平面図である。図２４に示すように、第６の実施形態に係る帯域阻止フィルタは、第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２並びに第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２の伝搬方位（ψ）以外は、図８に示す上記第２の実施形態に係る帯域阻止フィルタと同様の構成を有する。

　よって、第６の実施形態に係る帯域阻止フィルタは、挿入損失の大きい帯域である、第一の減衰帯域を有する。第一の減衰帯域は、低域側と高域側とにそれぞれ形成されており、低域側の第一の減衰帯域は、主に、第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２のキャパシタンスにより形成される。高域側の第一の減衰帯域は、主に、第１～第３のインダクタンス素子４０～４２のインダクタンスと第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２のキャパシタンスとにより形成される。

　第６の実施形態に係る帯域阻止フィルタは、低域側の第一の減衰帯域と高域側の第一の減衰帯域との間に位置し、挿入損失の小さい帯域である、第一の通過帯域を有する。第一の通過帯域は、主に、第１～第３のインダクタンス素子４０～４２のインダクタンスにより形成される。

　第６の実施形態に係る帯域阻止フィルタは、第一の通過帯域の中に位置し、挿入損失の大きい帯域である、第二の減衰帯域を有する。第二の減衰帯域は、主に、第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２の反共振による減衰極と第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２の共振による減衰極とにより形成される。

　第６の実施形態に係る帯域阻止フィルタは、第一の通過帯域の中であって、第二の減衰帯域より低域側に位置し、挿入損失の小さい帯域である、第二の通過帯域を有する。第二の通過帯域は、主に、第１～第３のインダクタンス素子４０～４２のインダクタンスにより形成される。

　そして、第６の実施形態に係る帯域阻止フィルタは、第二の減衰帯域と第二の通過帯域との間に低域側の移行帯域を、第二の減衰帯域の高域側に高域側の移行帯域を、それぞれ有する。

　図２４に示すように、本実施形態では、第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２のそれぞれの伝搬方位（ψ＝３０°）が、第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２のそれぞれの伝搬方位（ψ＝１０°）よりも大きくされている。これにより、第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２のそれぞれの電気機械結合係数（ｋ^２）が、第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２の電気機械結合係数（ｋ^２）よりも小さくされている。その結果、第二の減衰帯域の高域側に位置する、高域側の移行帯域におけるフィルタ特性の高い急峻性が実現されている。

　また、本実施形態においても、第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２のそれぞれの伝搬方位（ψ）が、４５°以下の範囲で、第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２のそれぞれの伝搬方位（ψ）よりも大きくされている。よって、第二の減衰帯域の高域側に位置する、高域側の移行帯域におけるフィルタ特性のＴＣＦが小さくされている。従って、本実施形態に係る帯域阻止フィルタでも、周波数に関する製造公差が大きくなり、高い製造歩留まりを実現することができる。

　（第６の実施例及び第６の比較例）
　上記第６の実施形態に対応する第６の実施例の帯域阻止フィルタを、上記第１の実施例と同じ要領で作製した。なお、第６の実施例において、第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２並びに第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２の詳細は下記の表６に示す通りとした。

　第６の比較例として、第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２並びに第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２の伝搬方位（ψ）をすべて１０°としたことを除いては上記の第６の実施例と同様にして帯域阻止フィルタを作製した。

　次に、得られた第６の実施例の帯域阻止フィルタにおける第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２並びに第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２のそれぞれのインピーダンス特性（共振周波数及び反共振周波数）を測定した。

　直列腕１０に第１～第３のインダクタンス素子４０～４２並びに第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２が配置され、第１及び第２の並列腕１３ａ，１３ｂにそれぞれ第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２が配置された本実施形態の帯域阻止フィルタでは、第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２の反共振周波数と、第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２の共振周波数とのうち、最も高い周波数を有する弾性波共振子が、第二の減衰帯域の高域側に位置する、高域側の移行帯域の形成に寄与する。第二の減衰帯域の高域側に位置する、高域側の移行帯域におけるフィルタ特性の急峻性は、並列腕共振子の周波数特性、具体的には、並列腕共振子の共振周波数及び反共振周波数によって決まる。

　図２５は、第６の実施例の帯域阻止フィルタにおける第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２並びに第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２のインピーダンス特性を表すグラフである。図２５において、符号Ｓ１が付された実線が第１の直列腕共振子Ｓ１のインピーダンス特性を表す。符号Ｓ２が付された二点破線が第２の直列腕共振子Ｓ２のインピーダンス特性を表す。符号Ｐ１が付された点線が第１の並列腕共振子Ｐ１のインピーダンス特性を表す。符号Ｐ２が付された一点破線が第２の並列腕共振子Ｐ２のインピーダンス特性を表す。

　第６の実施例では、図２５に示すように、第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２の反共振周波数と、第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２の共振周波数とを比較すると、第２の並列腕共振子Ｐ２の共振周波数が最も高い周波数である。よって、第１の並列腕共振子Ｐ１の共振周波数と、第２の並列腕共振子Ｐ２の共振周波数とを比較すると、第２の並列腕共振子Ｐ２の共振周波数の方が、周波数が高い。この結果から、第二の減衰帯域の高域側に位置する、高域側の移行帯域におけるフィルタ特性には、第２の並列腕共振子Ｐ２の周波数特性が最も大きく寄与し、次に、第１の並列腕共振子Ｐ１の周波数特性が寄与することがわかる。

　得られた第６の実施例の帯域阻止フィルタと第６の比較例の帯域阻止フィルタとの挿入損失を測定した。測定結果を図２６及び図２７に示す。図２７は、図２６に示すグラフの一部を拡大したものである。なお、図２６及び図２７に実線で示すグラフが第６の実施例に係る帯域阻止フィルタの挿入損失を表し、一点破線で示すグラフが第６の比較例に係る帯域阻止フィルタの挿入損失を表している。

　図２６及び図２７に示すように、第６の実施例の帯域阻止フィルタの方が、第６の比較例の帯域阻止フィルタよりも、第二の減衰帯域の高域側に位置する、高域側の移行帯域におけるフィルタ特性の急峻性が高いことがわかる。この結果から、第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２の伝搬方位（ψ）を第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２の伝搬方位（ψ）よりも大きくすることにより、第二の減衰帯域の高域側に位置する、高域側の移行帯域の急峻性が高められることが確認された。

　図２８に、第６の実施例の帯域阻止フィルタ及び第６の比較例の帯域阻止フィルタのそれぞれの挿入損失と共に、第６の実施例の帯域阻止フィルタから並列腕共振子の伝搬方位（ψ）を変化させた帯域阻止フィルタの挿入損失を示す。具体的には、図２８に一点破線で示すグラフは、第１の並列腕共振子Ｐ１の伝搬方位（ψ）を第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２と同じ１０°とした帯域阻止フィルタの挿入損失を表す。なお、図２８に実線で示すグラフが第６の実施例の帯域阻止フィルタの挿入損失を表す。図２８に二点破線で示すグラフが第６の比較例の帯域阻止フィルタの挿入損失を表す。

　図２８に示す結果から、第二の減衰帯域の高域側に位置する、高域側の移行帯域におけるフィルタ特性には、第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２の両方の周波数特性が寄与していることがわかる。第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２の伝搬方位（ψ）を第１及び第２の直列共振子Ｓ１，Ｓ２の伝搬方位（ψ）よりも大きくすることにより、第二の減衰帯域の高域側に位置する、高域側の移行帯域におけるフィルタ特性の急峻性を特に高めることができることが確認された。

　具体的には、図２８に示すように、高域側の通過帯域の低域側において挿入損失が４ｄＢとなる周波数と、減衰帯域の高域側において挿入損失が４０ｄＢとなる周波数との差（ΔＦ）は、第６の実施例（ΔＦ１１）では２４．５ＭＨｚであり、第６の比較例（ΔＦ１２）では２５．７ＭＨｚＭＨｚであり、第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２のうちの第１の並列腕共振子Ｐ１の伝搬方位（ψ）のみを第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２と同じ１０°とした帯域阻止フィルタではΔＦ１３＝２５．０ＭＨｚであった。

　なお、第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２の伝搬方位（ψ）を第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２の伝搬方位（ψ）よりも大きくすることにより、第二の減衰帯域の高域側に位置する、高域側の移行帯域におけるフィルタ特性の急峻性を高めることができるのは、第３の実施例と同様の理由によるものである。

　すなわち、図１６からわかるように、弾性波共振子における伝搬方位（ψ）を大きくし、弾性波共振子の電気機械結合係数（ｋ^２）を小さくすることによって、弾性波共振子の共振周波数と反共振周波数とが近い値となる。よって、インピーダンス特性の急峻性が高くなる。従って、第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２の伝搬方位（ψ）を第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２の伝搬方位（ψ）よりも大きくすることにより、第二の減衰帯域の高域側に位置する、高域側の移行帯域におけるフィルタ特性の急峻性を高めることができる。

　第６の実施形態の帯域阻止フィルタは、第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２の反共振周波数と、第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２の共振周波数とのうち、最も高い周波数を有し、第二の減衰帯域の高域側に位置する、高域側の移行帯域の形成に寄与している第１の並列腕共振子Ｐ１の伝搬方位（ψ＝３０°）と、第２の並列腕共振子Ｐ２の伝搬方位（ψ＝３０°）とが、第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２の伝搬方位（ψ＝１０°）よりも大きくされており、第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２の伝搬方位（ψ）は同じ大きさである構成であったが、本発明はこのような構成に限定されるものではない。

　すなわち、第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２の伝搬方位（ψ）が異なる大きさであってもよく、第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２のいずれかの伝搬方位（ψ）が第１及び第２の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２の伝搬方位（ψ）と同じ大きさであってもよい。

　１……帯域阻止フィルタ
　２……基板
　２ａ……主面
　３……弾性波素子
　５……ラミネート樹脂層
　６……入力端子
　７……出力端子
１０……直列腕
１１……第１のインダクタンス素子
１２……第２のインダクタンス素子
１３ａ……第１の並列腕
１３ｂ……第２の並列腕
１３ｃ……第３の並列腕
１４，１７，２０……ＩＤＴ
１４ａ，１４ｂ……くし歯電極
１５，１６，１８，１９，２１，２２……グレーティング反射器
３０……圧電基板
３０ａ……主面
３１……誘電体層
３１ａ……開口
３２……電極構造
３３……接続導体
３４……外部電極
４０……第１のインダクタンス素子
４１……第２のインダクタンス素子
４２……第３のインダクタンス素子
５０……第１のインダクタンス素子
５１……第２のインダクタンス素子
Ｐ１……第１の並列腕共振子
Ｐ２……第２の並列腕共振子
Ｐ３……第３の並列腕共振子
Ｓ１……第１の直列腕共振子
Ｓ２……第２の直列腕共振子
Ｓ３……第３の直列腕共振子

Claims

　入力端子と出力端子とを結ぶ直列腕と、
　前記直列腕とグラウンド電位との間に接続された並列腕と、
　前記直列腕及び前記並列腕のうちの少なくとも一方に設けられた複数の弾性波共振子と、
　前記直列腕及び前記並列腕のうちの少なくとも一方に設けられたインダクタンス素子とを有するラダー型の回路構成を備え、
　第一の減衰帯域と、前記第一の減衰帯域に隣接する第一の通過帯域と、前記第一の通過帯域の中に位置する第二の減衰帯域と、前記第二の減衰帯域に隣接する移行帯域とを有する帯域阻止フィルタであって、
　前記複数の弾性波共振子のうちの前記移行帯域の形成に寄与している少なくともひとつの弾性波共振子の伝搬方位が、他の弾性波共振子の伝搬方位よりも大きくされている、帯域阻止フィルタ。
　入力端子と出力端子とを結ぶ直列腕と、
　前記直列腕とグラウンド電位との間に接続された並列腕と、
　前記直列腕及び前記並列腕のうちの少なくとも一方に設けられた複数の弾性波共振子と、
　前記直列腕及び前記並列腕のうちの少なくとも一方に設けられたインダクタンス素子とを有するラダー型の回路構成を備え、
　第一の減衰帯域と、前記第一の減衰帯域に隣接する第一の通過帯域と、前記第一の通過帯域の中に位置する第二の減衰帯域と、前記第二の減衰帯域に隣接する移行帯域とを有する帯域阻止フィルタであって、
　前記複数の弾性波共振子のうちの前記移行帯域の形成に寄与している少なくともひとつの弾性波共振子の伝搬方位が、他の弾性波共振子の伝搬方位よりも大きくされることにより、前記複数の弾性波共振子のうちの前記移行帯域の形成に寄与している少なくともひとつの弾性波共振子の電気機械結合係数が、他の弾性波共振子の電気機械結合係数よりも小さくされている、帯域阻止フィルタ。
　前記直列腕には、複数の前記インダクタンス素子が配置されており、前記並列腕が複数設けられており、前記複数の並列腕には、それぞれ前記弾性波共振子が配置されている、請求項１または２に記載の帯域阻止フィルタ。
　前記複数の弾性波共振子のうちの少なくともひとつの弾性波共振子は、他の弾性波共振子とは異なる共振周波数を有し、前記複数の弾性波共振子のうち、共振周波数が最も低い弾性波共振子の伝搬方位が、他の弾性波共振子の伝搬方位よりも大きくされている、請求項３に記載の帯域阻止フィルタ。
　前記直列腕には、前記複数の弾性波共振子が配置されており、前記並列腕には、前記インダクタンス素子が配置されている、請求項１または２に記載の帯域阻止フィルタ。
　前記複数の弾性波共振子のうちの少なくともひとつの弾性波共振子は、他の弾性波共振子とは異なる反共振周波数を有し、前記複数の弾性波共振子のうち、反共振周波数が最も高い弾性波共振子の伝搬方位が、他の弾性波共振子の伝搬方位よりも大きくされている、請求項５に記載の帯域阻止フィルタ。
　前記直列腕に前記弾性波共振子が配置されており、前記並列腕に前記弾性波共振子が配置されており、前記直列腕及び前記並列腕の少なくとも一方に前記インダクタンス素子が配置されている、請求項１または２に記載の帯域阻止フィルタ。
　前記直列腕に配置された前記弾性波共振子の反共振周波数と、前記並列腕に配置された前記弾性波共振子の共振周波数のうち、最も低い周波数を有する弾性波共振子の伝搬方位が、他の弾性波共振子の伝搬方位よりも大きくされている、請求項７に記載の帯域阻止フィルタ。
　前記直列腕に配置された前記弾性波共振子の伝搬方位が、前記並列腕に配置された前記弾性波共振子の伝搬方位よりも大きくされている、請求項７に記載の帯域阻止フィルタ。
　前記直列腕に配置された前記弾性波共振子の反共振周波数と、前記並列腕に配置された前記弾性波共振子の共振周波数のうち、最も高い周波数を有する弾性波共振子の伝搬方位が、他の弾性波共振子の伝搬方位よりも大きくされている、請求項７に記載の帯域阻止フィルタ。
　前記並列腕に配置された前記弾性波共振子の伝搬方位が、前記直列腕に配置された前記弾性波共振子の伝搬方位よりも大きくされている、請求項７に記載の帯域阻止フィルタ。
　前記弾性波共振子は弾性境界波共振子である、請求項１～１１のいずれか一項に記載の帯域阻止フィルタ。