WO2012140831A1 - 弾性波素子と、これを用いたアンテナ共用器 - Google Patents

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elastic wave
power flow
angle
frequency
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英仁 清水
中村　弘幸
佐藤　隆裕
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パナソニック株式会社
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    • H03H7/46—Networks for connecting several sources or loads, working on different frequencies or frequency bands, to a common load or source
    • H03H7/463—Duplexers

Definitions

  • the present invention relates to an acoustic wave element and an antenna duplexer using the same.
  • filters using surface acoustic wave elements are widely used mainly in mobile phones.
  • a filter is constituted by a resonator in which an IDT (comb electrode) and a reflector are provided on a piezoelectric substrate.
  • the surface acoustic wave device requires different characteristics depending on the frequency band and the system. Therefore, it is important to use a piezoelectric substrate suitable for the frequency band and the system.
  • the frequency band and the pass band are greatly influenced by the surface acoustic wave velocity and the electromechanical coupling coefficient, and these characteristics greatly depend on the material and the cut angle of the piezoelectric substrate.
  • the traveling direction of the wavefront (the propagation direction of the phase) and the traveling direction of the energy are different.
  • the angle formed by the traveling direction of the wavefront and the traveling direction of energy is called a power flow angle.
  • the power flow angle is large, energy loss occurs, and thus the filter characteristics may deteriorate.
  • FIG. 10 shows a top view of the filter 900.
  • a pair of IDT electrodes 901 and a reflector 902 are formed on a piezoelectric substrate 910.
  • the plurality of electrode fingers 903 of the IDT electrode 901 are arranged in parallel with each other in a direction perpendicular to the X axis that is the traveling direction of the wavefront of the surface acoustic wave.
  • the direction of the arrangement of the electrode fingers 903 is a direction along the X ′ axis inclined by the power flow angle ⁇ with respect to the X axis.
  • reflectors 902 provided on both sides of the IDT are also arranged along the X ′ axis.
  • the plurality of conductor strips 904 constituting the reflector 902 are arranged in parallel with each other with the extending direction orthogonal to the X axis, and the arrangement direction is a direction along the X ′ axis.
  • FIG. 11 schematically shows the configuration of such a filter 950.
  • the filter 950 is a ladder type filter having a series resonator 955 and a parallel resonator 956.
  • the arrangement direction of the electrode finger 953a of the IDT electrode 951a of the series resonator 955 and the conductor strip 954a of the reflector 952a is inclined by the power flow angle ⁇ from the traveling direction of the wavefront of the surface acoustic wave.
  • the arrangement direction of the electrode fingers 953b of the IDT electrode 951b of the parallel resonator 956 and the conductor strip 954b of the reflector 952b is also inclined by the power flow angle ⁇ from the traveling direction of the wavefront of the surface acoustic wave.
  • the inventor has clarified that when a grating such as an IDT electrode or a reflector is disposed on a piezoelectric substrate, the power flow angle varies depending on the frequency of the surface acoustic wave to be excited.
  • the former is referred to as “power flow of the piezoelectric substrate”.
  • the “angle” and the latter are defined as “the power flow angle of the grating”.
  • the angle formed by the direction perpendicular to the extending direction of the electrode finger of the IDT electrode and the arrangement direction of the conductor strips of the electrode finger and the reflector is called a tilt angle.
  • the optimum tilt angle differs depending on the frequency of the excited surface acoustic wave. That is, in a resonator used as a filter, the tilt angle at which the energy is most effectively confined and the loss can be reduced is different between the resonance frequency and the antiresonance frequency.
  • the tilt angle is determined in accordance with the power flow angle of the grating at the resonance frequency, the loss can be reduced at the resonance frequency, but the power flow angle and the tilt angle of the grating at the anti-resonance frequency can be reduced. Since a difference occurs between them, a loss occurs.
  • the characteristics at the resonance frequency are important for one resonator and the characteristics at the anti-resonance frequency are important for the other resonator.
  • the characteristics at the resonance frequency of one resonator, the characteristics at the anti-resonance frequency of the other resonator, or both As a result, the characteristics of the entire filter deteriorate.
  • the present invention aims to reduce the deterioration of the filter characteristics when a surface acoustic wave filter is configured using a piezoelectric substrate having a beam steering in which the traveling direction of the surface wave of the surface acoustic wave differs from the traveling direction of energy. To do.
  • a first aspect of the present invention is an acoustic wave device including first and second acoustic wave resonators, and a direction perpendicular to the extending direction of electrode fingers of the first acoustic wave resonator A first tilt angle that is an angle formed with the arrangement direction of the electrode fingers, and an angle formed between a direction perpendicular to the extending direction of the electrode fingers of the second acoustic wave resonator and the arrangement direction of the electrode fingers.
  • the elastic wave element has a different second tilt angle.
  • the first elastic wave resonator is a series resonator connected to the series arm
  • the second elastic wave resonator is a parallel resonator connected to the parallel arm
  • the first elastic wave resonator is preferably larger than the second tilt angle.
  • the power flow angle at the resonance frequency of the first elastic wave resonator is smaller than the power flow angle at the anti-resonance frequency of the second elastic wave resonator, and the first tilt angle is larger than the second tilt angle. It may be small.
  • the first elastic wave resonator is a series resonator connected to the series arm, and the first tilt angle is within a range of ⁇ 1 ° of the power flow angle at the resonance frequency of the first elastic wave resonator.
  • the second elastic wave resonator is a parallel resonator connected to the parallel arm, and the second tilt angle is ⁇ 1 ° of the power flow angle at the antiresonance frequency of the second elastic wave resonator. It is preferable to be within the range.
  • the first and second elastic wave resonators are series resonators connected to the series arm, and the power flow angle at the resonance frequency of the first elastic wave resonator is the resonance of the second elastic wave resonator. It is preferable that the first tilt angle is larger than the second tilt angle.
  • the first and second elastic wave resonators are series resonators connected to the series arm, and the antiresonance frequency of the first elastic wave resonator is lower than the antiresonance frequency of the second elastic wave resonator.
  • the absolute value of the difference between the power flow angle of the grating at the anti-resonance frequency of the first acoustic wave resonator and the first tilt angle is equal to the power flow angle of the grating at the anti-resonance frequency of the second acoustic wave resonator.
  • the absolute value of the difference from the tilt angle of 2 is preferably smaller.
  • the first and second elastic wave resonators are parallel resonators connected to the parallel arm, and the power flow angle at the antiresonance frequency of the first elastic wave resonator is equal to that of the second elastic wave resonator.
  • the first tilt angle is preferably smaller than the second tilt angle, which is smaller than the power flow angle at the anti-resonance frequency.
  • the first and second elastic wave resonators are parallel resonators connected to the parallel arm, and the resonance frequency of the first elastic wave resonator is higher than the resonance frequency of the second elastic wave resonator,
  • the absolute value of the difference between the power flow angle of the grating and the first tilt angle at the resonance frequency of the first elastic wave resonator is the power flow angle and the second tilt angle of the grating at the resonance frequency of the second elastic wave resonator. Is preferably smaller than the absolute value of the difference.
  • a first elastic wave filter having a first frequency band as a pass band, and a second elastic wave filter having a second frequency band higher than the first frequency band as a pass band.
  • the first elastic wave filter has a first elastic wave resonator connected to the series arm and a second elastic wave resonator connected to the parallel arm.
  • the first tilt angle which is the angle between the direction perpendicular to the extending direction of the electrode fingers of the first elastic wave resonator and the arrangement direction of the electrode fingers, and the antiresonance of the first elastic wave resonator
  • the absolute value of the difference from the power flow angle at the frequency is the second tilt angle, which is the angle formed by the direction perpendicular to the extending direction of the electrode fingers of the second acoustic wave resonator and the arrangement direction of the electrode fingers. Smaller than the absolute value of the difference between the power flow angle at the resonance frequency of the second acoustic wave resonator, It is a Na duplexer.
  • the third aspect of the present invention includes a first elastic wave filter having a first frequency band as a pass band, and a second elastic wave filter having a second frequency band higher than the first frequency band as a pass band.
  • the second elastic wave filter has a first elastic wave resonator connected to the series arm and a second elastic wave resonator connected to the parallel arm.
  • a first tilt angle that is an angle between a direction perpendicular to the extending direction of the electrode fingers of the second elastic wave resonator and the arrangement direction of the electrode fingers, and a resonance frequency of the second elastic wave resonator
  • the absolute value of the difference from the power flow angle at is a second tilt angle, which is an angle formed between the direction perpendicular to the extending direction of the electrode fingers of the first acoustic wave resonator and the arrangement direction of the electrode fingers.
  • a first elastic wave filter having a first frequency band as a pass band and a second elastic wave filter having a second frequency band higher than the first frequency band as a pass band.
  • the first elastic wave filter is a reception filter that receives a signal, and is connected to a plurality of first elastic wave resonators connected to the series arm and to the parallel arm.
  • a second acoustic wave resonator, and among the first series resonators, the direction perpendicular to the extending direction of the electrode fingers of the first-stage input-side series resonator and the arrangement direction of the electrode fingers The absolute value of the difference between the first tilt angle, which is an angle formed, and the power flow angle at the resonance frequency of the input-side first-stage series resonator is one of the first series resonators other than the input-side first stage.
  • Direction of the electrode fingers of the series resonator and the arrangement direction of the electrode fingers A second tilt angle which is the angle between the absolute value is smaller than the difference between the power flow angle at the resonant frequency of the series resonators other than the input stage, an antenna duplexer.
  • a first elastic wave filter having a first frequency band as a pass band and a second elastic wave filter having a second frequency band higher than the first frequency band as a pass band.
  • the second elastic wave filter is a receiving filter that receives a signal, and is connected to a plurality of first elastic wave resonators connected to the series arm and to the parallel arm.
  • a second acoustic wave resonator, and among the first series resonators, the direction perpendicular to the extending direction of the electrode fingers of the first-stage input-side series resonator and the arrangement direction of the electrode fingers The absolute value of the difference between the first tilt angle, which is an angle formed, and the power flow angle at the resonance frequency of the input-side first-stage series resonator is one of the first series resonators other than the input-side first stage.
  • Direction of the electrode fingers of the series resonator and the arrangement direction of the electrode fingers A second tilt angle which is the angle between the absolute value is smaller than the difference between the power flow angle at the resonant frequency of the series resonators other than the input stage, an antenna duplexer.
  • a surface acoustic wave filter is configured using a piezoelectric substrate having a beam steering in which the traveling direction of the surface wave of the surface acoustic wave is different from the traveling direction of energy, it is possible to reduce the deterioration of the filter characteristics. .
  • FIG. 1 is a configuration diagram of a filter according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram showing the relationship between the tilt angle and the Q value at the antiresonance frequency according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 3 is a configuration diagram of a filter according to the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating frequency characteristics of a filter and a resonator according to the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 is a configuration diagram of a filter according to the third embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating frequency characteristics of a filter and a resonator according to the third embodiment of the present invention.
  • FIG. 7 is a configuration diagram of a filter according to the fourth embodiment of the present invention.
  • FIG. 1 is a configuration diagram of a filter according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram showing the relationship between the tilt angle and the Q value at the antiresonance frequency according to the first
  • FIG. 8 is a configuration diagram of a filter according to the fifth embodiment of the present invention.
  • FIG. 9 is a configuration diagram of a filter according to the sixth embodiment of the present invention.
  • FIG. 10 is a configuration diagram of a conventional filter.
  • FIG. 11 is a configuration diagram of a conventional filter.
  • FIG. 1 is a configuration diagram of a ladder filter 100 according to the present embodiment.
  • the ladder type filter 100 includes a series resonator 105 connected in series and a parallel resonator 106 connected in parallel.
  • the electrode fingers 103a and 103b of the IDT electrodes 101a and 101b of these resonators and the conductor strips 104a and 104b of the reflectors 102a and 102b are arranged on the X axis whose extending direction is the traveling direction of the wavefront of the surface acoustic wave. They are orthogonal and lined up parallel to each other.
  • Ladder type filter 100 differs from conventional ladder type filter 950 in that the tilt angle differs for each resonator.
  • the piezoelectric substrate 110 of the ladder type filter 100 for example, a lithium niobate (LiNbO3) type piezoelectric body is used, and Euler angles ( ⁇ , ⁇ , ⁇ ) are (15 °, 85 °, ⁇ 15 °).
  • the IDT electrodes 101a and 101b and the reflectors 102a and 102b for example, a single metal made of aluminum, copper, silver, gold, titanium, tungsten, molybdenum, platinum, or chromium, or an alloy containing these as a main component, Alternatively, an electrode made of a laminate in which these metals are laminated is used.
  • the tilt angles of the series resonator 105 and the parallel resonator 106 are different, the deterioration of the filter characteristics is reduced.
  • the tilt angle ⁇ 1 is set to 1.4 ° which is the power flow angle ⁇ 1 of the grating at the resonance frequency
  • the tilt angle ⁇ 2 is set to be opposite.
  • the grating is set to -2.6 ° which is the power flow angle ⁇ 2 of the grating at the resonance frequency.
  • the tilt angles ⁇ 1 and ⁇ 2 are exaggerated. The same applies to other figures. With this configuration, loss at the resonance frequency of the series resonator 105 and the anti-resonance frequency of the parallel resonator 106 can be reduced, and deterioration of the filter characteristics of the ladder filter 100 can be suppressed.
  • FIG. 2 shows an example of the relationship between the tilt angle and the Qp value that is the Q value at the antiresonance frequency.
  • the Q value can be improved by setting the tilt angle within a certain range of the power flow angle.
  • the extending direction of the electrode fingers of each resonator may be the same direction, or may be formed so as to be different for each resonator.
  • FIG. 3 is a configuration diagram of a ladder filter 200 according to the present embodiment.
  • a series resonator 205 and a parallel resonator 206 are arranged on a piezoelectric substrate 210, and a series resonator 207 and a parallel resonator 208 are continuously arranged on the subsequent stage.
  • This is a two-stage ladder type filter configured as described above. In general, in a two-stage ladder filter, the resonance frequency of the first-stage series resonator is different from the resonance frequency of the second-stage series resonator.
  • the resonance frequencies of the series resonators 205 and 207 are different, and the power flow angle ⁇ 3 of the grating at the resonance frequency of the series resonator 205 and the power flow angle ⁇ 4 of the grating at the resonance frequency of the series resonator 207. Is also different. Therefore, in the ladder filter 200, the tilt angles ⁇ 3 and ⁇ 4 of the series resonator 205 and the series resonator 207 are different. Specifically, as shown in FIG. 3, the tilt angle ⁇ 3 of the series resonator 205 is adjusted to a range within ⁇ 1 ° of the value of the power flow angle ⁇ 3 of the grating at the resonance frequency of the series resonator 205. The tilt angle ⁇ 4 of 207 is set within the range of ⁇ 1 ° of the value of the power flow angle ⁇ 4 of the grating at the resonance frequency of the series resonator 207.
  • the resonance frequency of the series resonator 205 is higher than the resonance frequency of the series resonator 207, and the tilt angle ⁇ 3 of the series resonator 205 is larger than the tilt angle ⁇ 4 of the series resonator 207.
  • loss due to beam steering at the resonance frequencies of the series resonators 205 and 207 can be suppressed, so that deterioration of filter characteristics can be suppressed.
  • the tilt angle of each series resonator is the value of the power flow angle ⁇ of the grating at the respective resonance frequency. The same effect can be obtained by adjusting the angle within a range of 1 °.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating the frequency characteristics of the series resonator 205, the frequency characteristics of the series resonator 207, and the pass characteristics of the ladder filter 200.
  • the line indicating the frequency characteristic of the series resonator 207 exists inside the pass band of the ladder filter 200 from the line indicating the frequency characteristic of the series resonator 205, and the antiresonance frequency of the series resonator 207 is present. Is lower than the anti-resonance frequency of the series resonator 205, the frequency characteristic of the series resonator 207 has a greater influence on the steepness of the passband of the ladder filter 200 on the high frequency side than the frequency characteristic of the series resonator 205.
  • the grating at the antiresonance frequency of the series resonator 207 is reduced. It is desirable to make the absolute value of the difference between the power flow angle and the tilt angle smaller than the absolute value of the difference between the power flow angle and the tilt angle of the grating at the antiresonance frequency of the series resonator 205. Thereby, the steepness on the high frequency side of the pass band of the ladder filter 200 is improved.
  • the tilt angle of the series resonator having the lowest antiresonance frequency is set within a range of ⁇ 1 ° of the power flow angle value of the grating at the antiresonance frequency of the series resonator.
  • the tilt angle of the other series resonators is set to a range within ⁇ 1 ° of the power flow angle value of the grating at each resonance frequency, it is possible to suppress the deterioration of the filter characteristics of the ladder filter 200 and to increase the high frequency side.
  • the steepness can be made compatible.
  • FIG. 5 is a configuration diagram of a ladder filter 300 according to the present embodiment. As shown in FIG. 5, in the ladder filter 300, a series resonator 305 and a parallel resonator 306, and a series resonator 307 and a parallel resonator 308 are continuously arranged on the piezoelectric substrate 310 and the subsequent stage. This is a two-stage ladder type filter configured as described above.
  • the ladder filter 300 is the same as the ladder filter 200 according to the second embodiment, except that the tilt angle of the series resonator is 0 ° and the tilt angle of the parallel resonator is different.
  • the anti-resonance frequency of the first-stage parallel resonator and the anti-resonance frequency of the second-stage parallel resonator are different.
  • the antiresonance frequencies of the parallel resonators 306 and 308 are different, and the power flow angle ⁇ 5 of the grating at the antiresonance frequency of the parallel resonator 306 and the grating at the antiresonance frequency of the parallel resonator 308 are different.
  • the power flow angle ⁇ 6 is also different.
  • the tilt angles ⁇ 5 and ⁇ 6 of the parallel resonator 306 and the parallel resonator 308 are different. Specifically, the tilt angle ⁇ 5 of the parallel resonator 306 is set within the range of the value ⁇ 1 ° of the power flow angle ⁇ 5 of the grating at the antiresonance frequency of the parallel resonator 306, and the tilt angle ⁇ 6 of the parallel resonator 308 is The power flow angle ⁇ 6 of the grating at the antiresonance frequency of the parallel resonator 308 is set within a range of ⁇ 1 °.
  • the antiresonance frequency of the parallel resonator 306 is higher than the antiresonance frequency of the parallel resonator 308, and the tilt angle ⁇ 5 of the parallel resonator 306 is larger than the tilt angle ⁇ 6 of the parallel resonator 308.
  • loss due to beam steering at the antiresonance frequencies of the parallel resonators 306 and 308 can be suppressed, so that deterioration of filter characteristics can be suppressed.
  • the tilt angle of each parallel resonator is the value of the power flow angle of the grating at each anti-resonance frequency even when there are three or more stages. The same effect can be obtained by adjusting to a range within ⁇ 1 °.
  • the ladder type filter 300 not only the parallel resonators 306 and 308 but also the series resonators 305 and 307 have respective tilt angles within a value ⁇ 1 ° of the power flow angle value of the grating at each resonance frequency.
  • the range may be adjusted.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating the frequency characteristics of the parallel resonator 306, the frequency characteristics of the parallel resonator 308, and the pass characteristics of the ladder filter 300.
  • the line indicating the frequency characteristics of the parallel resonator 306 is present inside the pass band of the ladder filter 300 from the line indicating the frequency characteristics of the parallel resonator 308, and the resonance frequency of the parallel resonator 306 is Since it is higher than the resonance frequency of the parallel resonator 308, the frequency characteristic of the parallel resonator 306 has a greater influence on the steepness of the passband of the ladder filter 300 than the frequency characteristic of the parallel resonator 308.
  • FIG. 7 is a configuration diagram of the duplexer 400 according to the present embodiment.
  • the duplexer 400 forms on the piezoelectric substrate 410 a ladder type filter 421 having a first frequency band as a pass band and a ladder type filter 422 having a second frequency band as a pass band. Connected.
  • the first frequency band is on the lower frequency side than the second frequency band. Examples of applications of these frequency bands include setting the first frequency band as a transmission band and the second frequency band as a reception band.
  • the isolation characteristics are important as well as the filter pass characteristics. That is, the high frequency side attenuation characteristics of the first frequency band and the low frequency side attenuation characteristics of the second frequency band are important.
  • the attenuation pole on the low frequency side of the filter characteristic is constituted by the antiresonance frequency of the parallel connected resonator, and the attenuation pole on the high frequency side is constituted by the antiresonance frequency of the series connected resonator. Therefore, as the ladder filter 421 having the first frequency band as the pass band, the Q value at the anti-resonance frequency of the series-connected resonator constituting the high-frequency side attenuation pole is important.
  • the tilt angles ⁇ 7 and ⁇ 8 of the series resonator 405 and the parallel resonator 406 of the ladder filter 421 are made different, and the power flow angle ⁇ 7 and the tilt angle ⁇ 7 of the grating at the antiresonance frequency of the series resonator 405 are used. Is smaller than the absolute value of the difference between the power flow angle ⁇ 8 of the grating and the tilt angle ⁇ 8 at the resonance frequency of the parallel resonator. Thereby, the loss at the antiresonance frequency of the series resonator 405 is preferentially reduced, the Q value is improved, and the high frequency side attenuation characteristics of the ladder filter 401 are improved. As described above, in the filter having the passband on the low band side, the isolation characteristic of the duplexer 400 can be improved by improving the attenuation characteristic on the high frequency side related to the isolation characteristic.
  • the line indicating the frequency characteristics of the series resonator having a relatively low antiresonance frequency is present inside the pass band of the ladder filter 421 from the line indicating the frequency characteristic of the series resonator having a relatively high antiresonance frequency.
  • the steepness on the high frequency side of the pass band of the ladder filter 421 is greatly affected by the relatively high frequency characteristics of the series resonator.
  • the absolute value of the difference between the power flow angle and the tilt angle of the grating at the anti-resonance frequency of the series resonator having a relatively low anti-resonance frequency is the grating at the anti-resonance frequency of the series resonator having a relatively high anti-resonance frequency. It is desirable to make it smaller than the absolute value of the difference between the power flow angle and the tilt angle. Thereby, the steepness on the high frequency side of the pass band of the ladder filter 421 is improved.
  • FIG. 8 is a configuration diagram of the duplexer 500 according to the present embodiment.
  • the duplexer 500 is the duplexer 400 of the fourth embodiment, wherein the tilt angle of each resonator of the ladder filter having the first frequency band as the pass band is set to 0 °, and the second frequency band is defined as the pass band.
  • the tilt angle of each resonator of the ladder filter is different.
  • the tilt angle of the series resonator 505 and the parallel resonator 506 of the ladder filter 521 having the first frequency band formed on the piezoelectric substrate 510 as a pass band is set to 0 °
  • the first The tilt angle of the series resonator 507 and the parallel resonator 508 of the ladder filter 522 having a pass band of 2 is different from ⁇ 9 and ⁇ 10, respectively, and the power flow angle of the grating at the resonance frequency of the parallel resonator 508
  • the absolute value of the difference between ⁇ 10 and the tilt angle ⁇ 10 is made smaller than the absolute value of the difference between the power flow angle ⁇ 9 of the grating and the tilt angle ⁇ 9 at the antiresonance frequency of the series resonator 507.
  • the isolation characteristic of the duplexer 500 can be improved by improving the attenuation characteristic on the low frequency side related to the isolation characteristic.
  • the ladder filter 421 of the fourth embodiment is used as a filter having the first frequency band as a pass band
  • the ladder filter of the fifth embodiment is used as a filter having the second frequency band as a pass band.
  • a duplexer using 522 may be configured. In this case, the isolation characteristics of the duplexer can be further improved.
  • the improvement of the attenuation characteristic on the low frequency side of the filter having the pass band in the first frequency band and the attenuation characteristic on the high frequency side of the filter having the pass band in the second frequency band are due to the isolation characteristic of the duplexer. Although it does not contribute to improvement, it can be carried out as appropriate according to the band characteristics required for each filter.
  • the absolute value of the difference between the power flow angle ⁇ 7 of the grating and the tilt angle ⁇ 7 at the antiresonance frequency of the series resonator 405 Similarly, the absolute value of the difference between the power flow angle ⁇ 8 of the grating and the tilt angle ⁇ 8 at the resonance frequency of the parallel resonator 406 may be reduced. In this case, the attenuation characteristic on the low frequency side of the ladder filter 422 is improved.
  • the absolute value of the difference between the power flow angle ⁇ 10 of the grating and the tilt angle ⁇ 10 at the resonance frequency of the parallel resonator 508 is the same.
  • the absolute value of the difference between the power flow angle ⁇ 9 and the tilt angle ⁇ 9 of the grating at the antiresonance frequency of the series resonator 507 may be reduced. In this case, the attenuation characteristic on the high frequency side of the ladder filter 522 is improved.
  • the line indicating the frequency characteristics of the parallel resonator having a relatively high resonance frequency is the resonance frequency.
  • the frequency characteristic of the parallel resonator having a relatively high resonance frequency is present in parallel with the relatively low resonance frequency, which is present inside the pass band of the ladder filter 522 from the line indicating the frequency characteristics of the relatively low parallel resonator.
  • the steepness of the low pass side of the passband of the ladder filter 522 is greatly affected by the frequency characteristics of the resonator.
  • the absolute value of the difference between the tilt angle and the power flow angle of the grating at the resonance frequency of the parallel resonator having a relatively high resonance frequency is expressed as the power flow angle of the grating at the resonance frequency of the parallel resonator having a relatively low resonance frequency. It is desirable to make it smaller than the absolute value of the difference between the tilt angle and the tilt angle. As a result, the steepness on the high frequency side of the pass band of the ladder filter 522 is improved.
  • FIG. 9 is a configuration diagram of the duplexer 600 according to the present embodiment.
  • the duplexer 600 is configured by connecting a filter 621 whose pass band is the first frequency band and a two-stage ladder filter 622 whose pass band is the second frequency band.
  • the filter 621 is a transmission-side filter
  • the ladder filter 622 is a reception-side filter.
  • the internal configuration of the filter 621 is not illustrated, any of the ladder type filters in the above-described embodiments or any filter can be used.
  • the largest power is applied to the first stage series resonator. Therefore, in order to ensure power durability, the first stage series resonator is required to have particularly low loss.
  • the absolute value of the difference between the power flow angle ⁇ 11 of the grating and the tilt angle ⁇ 11 at the resonance frequency of the first stage series resonator 605 of the ladder filter 622 of the duplexer 600 is determined as the resonance frequency of the second stage series resonator 607. Is smaller than the absolute value of the difference between the power flow angle ⁇ 12 of the grating and the tilt angle ⁇ 12. Thereby, the loss of the first stage series resonator can be preferentially reduced, and the power durability of the ladder filter 622 can be improved.
  • the ladder filter 622 described above is applied to the filter having the first frequency band as the passband. Similar effects can be obtained.
  • ladder type filter 622 can be used not only as a part of the duplexer but also as a single filter.
  • a ladder filter having three or more stages may be used instead of the two-stage ladder filter.
  • the absolute value of the difference between the power flow angle and the tilt angle of the grating at the resonance frequency of the first stage series resonator is expressed as the power flow angle and the tilt angle of the grating at the resonance frequency of any series resonator other than the first stage. It may be smaller than the absolute value of the difference.
  • the present invention is useful for elastic elements used in information communication equipment and the like.
  • the present invention can be applied to a duplexer used in an electronic device such as a mobile phone.
  • Electrode fingers 104a, 104b, 904, 954a, 954b Conductor strips 105, 205, 207, 305, 307, 405, 407, 505, 507, 605, 607, 955 Series resonators 106, 206, 208, 306, 308, 406, 408, 506, 508, 956 Parallel resonator 110, 210, 310, 410, 510, 910 Piezoelectric substrate 400, 500, 600 Duplexer

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Abstract

　本発明は、第１および第２の弾性波共振器を備えた弾性波素子であって、第１の弾性波共振器の電極指の延伸方向に対して垂直の方向と当該電極指の配列方向とのなす角である第１のチルト角と、第２の弾性波共振器の電極指の延伸方向に対して垂直の方向と当該電極指の配列方向とのなす角である第２のチルト角とが異なっている。

Description

弾性波素子と、これを用いたアンテナ共用器
　本発明は、弾性波素子と、これを用いたアンテナ共用器に関するものである。
　現在、弾性表面波素子を用いたフィルタが、携帯電話等を中心に多く利用されている。一般に、このようなフィルタは、圧電基板上にＩＤＴ（櫛形電極）および反射器を設けた共振器によって構成される。このようなフィルタにおいて、弾性表面波デバイスは、周波数帯、システムにより求められる特性が異なるため、周波数帯、システムに適した圧電基板を用いることが重要となる。ここで周波数帯、通過帯域は弾性表面波速度および電気機械結合係数が大きく影響し、これらの特性は圧電基板の材料およびカット角に大きく依存する。
　これで圧電基板においては、弾性表面波の波面の進行方向に対して結晶の対称性が無い場合、波面の進行方向（位相の伝搬方向）とエネルギーの進行方向とが異なるビームステアリングと呼ばれる現象が生じる。この波面の進行方向とエネルギーの進行方向とのなす角はパワーフロー角と呼ばれている。パワーフロー角が大きい場合には、エネルギーの損失が発生するため、フィルタ特性が劣化する場合がある。そのため、パワーフロー角が零となるようなカット角を用いることが考えられるが、このようなカット角で最適な弾性表面波速度および電気機械結合係数が得られるとは限らない。そこで、ビームステアリングがある状態で、如何に損失を低減するかということが重要となる。
　これを実現したフィルタとして、特許文献１が開示するような共振器で構成されたフィルタが提案されている。図１０に、このフィルタ９００の上面図を示す。フィルタ９００では、圧電基板９１０上に１対のＩＤＴ電極９０１および反射器９０２が形成されている。ＩＤＴ電極９０１の複数の電極指９０３は、その延伸方向が弾性表面波の波面の進行方向であるＸ軸に直交して、互いに平行に並ぶ。また、これらの電極指９０３の配列の方向は、Ｘ軸に対してパワーフロー角ξだけ傾斜したＸ’軸に沿った方向となっている。また、ＩＤＴの両側に設けられた反射器９０２も、Ｘ’軸に沿って配置される。さらに、反射器９０２を構成する複数の導体ストリップ９０４は、その延伸方向がＸ軸に直交して、互いに平行に並び、その配列の方向はＸ’軸に沿った方向となっている。これにより、エネルギーの進行方向に沿って、電極指９０３の交差領域と、反射器９０２とを配置することになるため、エネルギーを閉じ込めることができ、損失を低減することができる。
特許第３２１６１３７号公報
　しかしながら、一般的に、パワーフロー角ξは圧電基板の材料およびカット角により一意に決定されるものとされているため、パワーフロー角ξを有するとされる圧電基板を用いて、複数の共振器を有するフィルタを構成した場合には、全てのＩＤＴ電極の電極指および共振器の導体ストリップの配列方向は一律の角度ξだけ、弾性表面波の波面の進行方向から傾斜した構成となる。図１１に、このようなフィルタ９５０の構成を模式的に示す。フィルタ９５０は、直列共振器９５５と並列共振器９５６とを有するラダー型フィルタである。直列共振器９５５のＩＤＴ電極９５１ａの電極指９５３ａおよび反射器９５２ａの導体ストリップ９５４ａの配列方向は、弾性表面波の波面の進行方向からパワーフロー角ξだけ傾斜している。また、並列共振器９５６のＩＤＴ電極９５１ｂの電極指９５３ｂおよび反射器９５２ｂの導体ストリップ９５４ｂの配列方向も、弾性表面波の波面の進行方向からパワーフロー角ξだけ傾斜している。
　発明者は、圧電基板上にＩＤＴ電極や反射器のようなグレーティングを配置した場合には、励起する弾性表面波の周波数によって、パワーフロー角が異なることを明らかにした。ここで、圧電基板のみの場合のパワーフロー角と、圧電基板にグレーティングを配置して弾性波素子を形成した場合の実際のパワーフロー角とを区別するために、前者を「圧電基板のパワーフロー角」、後者を「グレーティングのパワーフロー角」と定義することにする。また、ＩＤＴ電極の電極指の延伸方向に対して垂直の方向と、電極指および反射器の導体ストリップの配列方向とがなす角を、チルト角と呼ぶことにする。
　このようにグレーティングのパワーフロー角が周波数依存性を持つことから、励起される弾性表面波の周波数によって最適なチルト角が異なることになる。すなわち、フィルタとして利用される共振器においては、共振周波数と反共振周波数とで、最もエネルギーを効果的に閉じ込め損失を低減できるチルト角が異なる。
　したがって、共振周波数でのグレーティングのパワーフロー角に合わせてチルト角を決定した場合には、共振周波数においては損失を低減することができるが、反共振周波数においてグレーティングのパワーフロー角とチルト角との間に差が生じるため、損失が発生することとなる。一般に、複数の共振器を用いてフィルタを構成する際には、一方の共振器では共振周波数での特性、他方の共振器では反共振周波数での特性が重要となるため、従来技術のように全ての共振器を圧電基板のパワーフロー角に合わせてチルト角を決定した場合には、一方の共振器の共振周波数での特性、もしくは他方の共振器の反共振周波数での特性、あるいはその双方が劣化し、結果的にフィルタ全体の特性が劣化することとなる。
　そこで本発明は、弾性表面波の波面の進行方向とエネルギーの進行方向が異なるビームステアリングを有する圧電基板を用いて弾性表面波フィルタを構成した場合に、フィルタ特性の劣化を低減することを目的とする。
　本発明の第１の局面は、第１および第２の弾性波共振器を備えた弾性波素子であって、第１の弾性波共振器の電極指の延伸方向に対して垂直の方向と当該電極指の配列方向とのなす角である第１のチルト角と、第２の弾性波共振器の電極指の延伸方向に対して垂直の方向と当該電極指の配列方向とのなす角である第２のチルト角とを異ならせた弾性波素子である。
　ここで、第１の弾性波共振器は直列腕に接続された直列共振器であり、第２の弾性波共振器は並列腕に接続された並列共振器であり、第１の弾性波共振器の共振周波数におけるパワーフロー角は、第２の弾性波共振器の反共振周波数におけるパワーフロー角よりも大きく、第１のチルト角は第２のチルト角よりも大きいことが好ましい。あるいは、第１の弾性波共振器の共振周波数におけるパワーフロー角は、第２の弾性波共振器の反共振周波数におけるパワーフロー角よりも小さく、第１のチルト角は第２のチルト角よりも小さくてもよい。
　あるいは、第１の弾性波共振器は直列腕に接続された直列共振器であり、第１のチルト角は、第１の弾性波共振器の共振周波数におけるパワーフロー角の±１°の範囲内であることが好ましい。あるいはまた、第２の弾性波共振器は並列腕に接続された並列共振器であり、第２のチルト角は、第２の弾性波共振器の反共振周波数におけるパワーフロー角の±１°の範囲内であることが好ましい。
　あるいは、第１および第２の弾性波共振器は直列腕に接続された直列共振器であり、第１の弾性波共振器の共振周波数におけるパワーフロー角は、第２の弾性波共振器の共振周波数におけるパワーフロー角よりも大きく、第１のチルト角は、第２のチルト角よりも大きいことが好ましい。
　あるいは、第１および第２の弾性波共振器は直列腕に接続された直列共振器であり、第１の弾性波共振器の反共振周波数は第２の弾性波共振器の反共振周波数より低く、第１の弾性波共振器の反共振周波数におけるグレーティングのパワーフロー角と第１のチルト角との差の絶対値は第２の弾性波共振器の反共振周波数におけるグレーティングのパワーフロー角と第２のチルト角との差の絶対値より小さいことが好ましい。
　あるいは、第１および第２の弾性波共振器は並列腕に接続された並列共振器であり、第１の弾性波共振器の反共振周波数におけるパワーフロー角は、第２の弾性波共振器の反共振周波数におけるパワーフロー角よりも小さく、第１のチルト角は、第２のチルト角よりも小さいことが好ましい。
　あるいは、第１および第２の弾性波共振器は並列腕に接続された並列共振器であり、第１の弾性波共振器の共振周波数は第２の弾性波共振器の共振周波数より高く、第１の弾性波共振器の共振周波数におけるグレーティングのパワーフロー角と第１のチルト角との差の絶対値は第２の弾性波共振器の共振周波数におけるグレーティングのパワーフロー角と第２のチルト角との差の絶対値より小さいことが好ましい。
　本発明の第２の局面は、第１の周波数帯を通過帯域とする第１の弾性波フィルタと、第１の周波数帯より高い第２の周波数帯を通過帯域とする第２の弾性波フィルタとを備えたアンテナ共用器であって、第１の弾性波フィルタは、直列腕に接続された第１の弾性波共振器と並列腕に接続された第２の弾性波共振器とを有し、第１の弾性波共振器の電極指の延伸方向に対して垂直の方向と当該電極指の配列方向とのなす角である第１のチルト角と、第１の弾性波共振器の反共振周波数におけるパワーフロー角との差の絶対値は、第２の弾性波共振器の電極指の延伸方向に対して垂直の方向と当該電極指の配列方向とのなす角である第２のチルト角と、第２の弾性波共振器の共振周波数におけるパワーフロー角との差の絶対値より小さい、アンテナ共用器である。
　本発明の第３の局面は、第１の周波数帯を通過帯域とする第１の弾性波フィルタと、第１の周波数帯より高い第２の周波数帯を通過帯域とする第２の弾性波フィルタとを備えたアンテナ共用器であって、第２の弾性波フィルタは、直列腕に接続された第１の弾性波共振器と並列腕に接続された第２の弾性波共振器とを有し、第２の弾性波共振器の電極指の延伸方向に対して垂直の方向と当該電極指の配列方向とのなす角である第１のチルト角と、第２の弾性波共振器の共振周波数におけるパワーフロー角との差の絶対値は、第１の弾性波共振器の電極指の延伸方向に対して垂直の方向と当該電極指の配列方向とのなす角である第２のチルト角と、第１の弾性波共振器の反共振周波数におけるパワーフロー角との差の絶対値より小さい、アンテナ共用器である。
　本発明の第４の局面は、第１の周波数帯を通過帯域とする第１の弾性波フィルタと、第１の周波数帯より高い第２の周波数帯を通過帯域とする第２の弾性波フィルタとを備えたアンテナ共用器であって、第１の弾性波フィルタは、信号を受信する受信フィルタであって、直列腕に接続された複数の第１の弾性波共振器と並列腕に接続された第２の弾性波共振器とを有し、第１の直列共振器のうち、入力側初段の直列共振器の電極指の延伸方向に対して垂直の方向と当該電極指の配列方向とのなす角である第１のチルト角と、当該入力側初段の直列共振器の共振周波数におけるパワーフロー角との差の絶対値は、第１の直列共振器のうち、入力側初段以外のいずれかの直列共振器の電極指の延伸方向に対して垂直の方向と当該電極指の配列方向とのなす角である第２のチルト角と、当該入力側初段以外の直列共振器の共振周波数におけるパワーフロー角との差の絶対値より小さい、アンテナ共用器である。
　本発明の第５の局面は、第１の周波数帯を通過帯域とする第１の弾性波フィルタと、第１の周波数帯より高い第２の周波数帯を通過帯域とする第２の弾性波フィルタとを備えたアンテナ共用器であって、第２の弾性波フィルタは、信号を受信する受信フィルタであって、直列腕に接続された複数の第１の弾性波共振器と並列腕に接続された第２の弾性波共振器とを有し、第１の直列共振器のうち、入力側初段の直列共振器の電極指の延伸方向に対して垂直の方向と当該電極指の配列方向とのなす角である第１のチルト角と、当該入力側初段の直列共振器の共振周波数におけるパワーフロー角との差の絶対値は、第１の直列共振器のうち、入力側初段以外のいずれかの直列共振器の電極指の延伸方向に対して垂直の方向と当該電極指の配列方向とのなす角である第２のチルト角と、当該入力側初段以外の直列共振器の共振周波数におけるパワーフロー角との差の絶対値より小さい、アンテナ共用器である。
　本発明によれば、弾性表面波の波面の進行方向とエネルギーの進行方向が異なるビームステアリングを有する圧電基板を用いて弾性表面波フィルタを構成した場合に、フィルタ特性の劣化を低減することができる。
図１は、本発明の第１の実施形態に係るフィルタの構成図である。 図２は、本発明の第１の実施形態に係るチルト角と反共振周波数におけるＱ値との関係を示す図である。 図３は、本発明の第２の実施形態に係るフィルタの構成図である。 図４は、本発明の第２の実施形態に係るフィルタおよび共振器の周波数特性を示す図である。 図５は、本発明の第３の実施形態に係るフィルタの構成図である。 図６は、本発明の第３の実施形態に係るフィルタおよび共振器の周波数特性を示す図である。 図７は、本発明の第４の実施形態に係るフィルタの構成図である。 図８は、本発明の第５の実施形態に係るフィルタの構成図である。 図９は、本発明の第６の実施形態に係るフィルタの構成図である。 図１０は、従来のフィルタの構成図である。 図１１は、従来のフィルタの構成図である。
　（第１の実施形態）
　図１は、本実施形態に係るラダー型フィルタ１００の構成図である。ラダー型フィルタ１００は、直列接続された直列共振器１０５および並列接続された並列共振器１０６により構成されている。これらの共振器の各ＩＤＴ電極１０１ａ、１０１ｂの電極指１０３ａ、１０３ｂおよび、各反射器１０２ａ、１０２ｂの導体ストリップ１０４ａ、１０４ｂは、その延伸方向が弾性表面波の波面の進行方向であるＸ軸に直交して、互いに平行に並んでいる。また、これらの配列方向は、直列共振器１０５と並列共振器１０６とで異なり、それぞれチルト角τ１およびτ２の方向に沿っている。共振器ごとにチルト角が異なる点で、ラダー型フィルタ１００は、従来のラダー型フィルタ９５０と異なる。
　ラダー型フィルタ１００の圧電基板１１０としては、例えばニオブ酸リチウム（ＬｉＮｂＯ３）系の圧電体が用いられ、オイラー角（φ，θ，ψ）は、（１５°，８５°，－１５°）である。また、ＩＤＴ電極１０１ａ、１０１ｂおよび反射器１０２ａ、１０２ｂとしては、例えば、アルミニウム、銅、銀、金、チタン、タングステン、モリブデン、白金、またはクロムからなる単体金属、もしくはこれらを主成分とする合金、またはこれらの金属を積層させた積層体からなる電極が用いられる。
　一般に、このようなトリプルローテーションのカット角の圧電基板においては、弾性表面波の波面の進行方向に対して結晶の対称性が無いため、位相の伝搬方向とエネルギーの進行方向とが異なるビームステアリングが生じる。さらに、このような圧電基板を用いて、圧電基板上にグレーティングを配置した場合には、周波数依存性を持つグレーティングのパワーフロー角を有することになる。本実施形態においては、共振周波数で１．４°、反共振周波数で－２．６°である。
　そこで、直列共振器１０５と並列共振器１０６のチルト角を異ならせることで、フィルタ特性の劣化を低減する。例えば、図１に示すように直列共振器１０５については、チルト角τ１を共振周波数でのグレーティングのパワーフロー角ξ１である１．４°に合わせ、並列共振器１０６については、チルト角τ２を反共振周波数でのグレーティングのパワーフロー角ξ２である－２．６°に合わせる構成とする。なお、図１ではチルト角τ１、τ２を誇張して示している。他の図も同様とする。この構成により、直列共振器１０５の共振周波数および並列共振器１０６の反共振周波数での損失を低減することができ、ラダー型フィルタ１００のフィルタ特性の劣化を抑えることができる。
　なお、上記ではチルト角をグレーティングのパワーフロー角に一致させたが、厳密に一致させなくてもよい。図２に、チルト角と反共振周波数でのＱ値であるＱｐ値との関係の一例を示す。図２に示すようにチルト角がグレーティングパワーフロー角－２．６°から±１°以内の範囲であっても、Ｑ値の最大値からの劣化を２０％以内に抑えられる。また、このような角度範囲でなくとも、チルト角をパワーフロー角の一定範囲内に設定することでＱ値を改善することができる。また、ここではチルト角をグレーティングのパワーフロー角に一致させた共振器をラダー型フィルタに適用する場合について説明したが、他のフィルタに適用しても同様の効果が得られる。
　また、各共振器を圧電基板に形成する際、各共振器の電極指の延伸方向が同一方向となるよう形成してもよく、共振器ごとに異なる方向となるよう形成してもよい。
　（第２の実施形態）
　以下、本発明の第２の実施形態について、図面を用いて説明する。なお、特に説明しない構成については、第１の実施形態と同様である。図３は本実施形態に係るラダー型フィルタ２００の構成図である。ラダー型フィルタ２００は、図３に示すように、圧電基板２１０上に、直列共振器２０５および並列共振器２０６と、その後段に、さらに直列共振器２０７および並列共振器２０８とを連続して配置することにより構成された、２段のラダー型フィルタである。一般に、２段のラダー型フィルタにおいて、初段の直列共振器の共振周波数と２段目の直列共振器の共振周波数は異なっている。
　ラダー型フィルタ２００においても、直列共振器２０５および２０７の共振周波数は異なり、直列共振器２０５の共振周波数でのグレーティングのパワーフロー角ξ３と直列共振器２０７の共振周波数でのグレーティングのパワーフロー角ξ４も異なる。そこで、ラダー型フィルタ２００では、直列共振器２０５と直列共振器２０７のチルト角τ３およびτ４を異ならせている。具体的には、図３に示すように、直列共振器２０５のチルト角τ３は直列共振器２０５の共振周波数でのグレーティングのパワーフロー角ξ３の値±１°以内の範囲に合わせ、直列共振器２０７のチルト角τ４は直列共振器２０７の共振周波数でのグレーティングのパワーフロー角ξ４の値±１°以内の範囲に合わせる。
　ラダー型フィルタ２００では、直列共振器２０５の共振周波数が直列共振器２０７の共振周波数よりも高く、直列共振器２０５のチルト角τ３は、直列共振器２０７のチルト角τ４よりも大きくなる。これにより、直列共振器２０５および２０７のそれぞれの共振周波数でのビームステアリングによる損失を抑えることができるため、フィルタ特性の劣化を抑えることができる。なお、ここではラダーの段数が２段の場合を例に挙げて説明したが、３段以上の場合でも、各直列共振器のチルト角をそれぞれの共振周波数でのグレーティングのパワーフロー角の値±１°以内の範囲に合わせることで、同様の効果が得られる。
　また、図４は、直列共振器２０５の周波数特性と直列共振器２０７の周波数特性とラダー型フィルタ２００の通過特性を示す図である。図４に示すように、直列共振器２０７の周波数特性を示す線は直列共振器２０５の周波数特性を示す線よりラダー型フィルタ２００の通過帯域の内側に存在し、直列共振器２０７の反共振周波数は直列共振器２０５の反共振周波数より低いため、直列共振器２０７の周波数特性は直列共振器２０５の周波数特性よりラダー型フィルタ２００の通過帯域の高域側の急峻性に大きく影響を及ぼす。よって、直列共振器２０７の反共振周波数でのＱ値の劣化量を直列共振器２０５の反共振周波数でのＱ値の劣化量より抑制するために、直列共振器２０７の反共振周波数におけるグレーティングのパワーフロー角とチルト角との差の絶対値を直列共振器２０５の反共振周波数におけるグレーティングのパワーフロー角とチルト角との差の絶対値より小さくすることが望ましい。これにより、ラダー型フィルタ２００の通過帯域の高域側の急峻性が向上する。
　即ち、例えば、複数の直列共振器のうち、最も反共振周波数の低い直列共振器のチルト角をこの直列共振器の反共振周波数でのグレーティングのパワーフロー角の値±１°以内の範囲に合わせると共に、その他の直列共振器のチルト角をそれぞれの共振周波数でのグレーティングのパワーフロー角の値±１°以内の範囲に合わせることで、ラダー型フィルタ２００のフィルタ特性の劣化の抑制と高域側の急峻性を両立させることができる。
　（第３の実施形態）
　以下、本発明の第３の実施形態について、図面を用いて説明する。なお、特に説明しない構成については、第１の実施形態と同様である。図５は本実施形態に係るラダー型フィルタ３００の構成図である。ラダー型フィルタ３００は、図５に示すように、圧電基板３１０上に、直列共振器３０５および並列共振器３０６と、その後段に、さらに直列共振器３０７および並列共振器３０８とを連続して配置することにより構成された、２段のラダー型フィルタである。
　ラダー型フィルタ３００は、第２の実施形態におけるラダー型フィルタ２００において、直列共振器のチルト角を０°とし、並列共振器のチルト角を異ならせたものである。一般に、２段のラダー型フィルタにおいて、初段の並列共振器の反共振周波数と２段目の並列共振器の反共振周波数は異なっている。ラダー型フィルタ３００においても、並列共振器３０６および３０８の反共振周波数は異なっており、並列共振器３０６の反共振周波数でのグレーティングのパワーフロー角ξ５と並列共振器３０８の反共振周波数でのグレーティングのパワーフロー角ξ６も異なる。そこで、図５に示すように並列共振器３０６と並列共振器３０８のチルト角τ５およびτ６を異ならせている。具体的には、並列共振器３０６のチルト角τ５は並列共振器３０６の反共振周波数でのグレーティングのパワーフロー角ξ５の値±１°以内の範囲に合わせ、並列共振器３０８のチルト角τ６は並列共振器３０８の反共振周波数でのグレーティングのパワーフロー角τ６の値±１°以内の範囲に合わせる。
　ラダー型フィルタ３００では、並列共振器３０６の反共振周波数が並列共振器３０８の反共振周波数よりも高く、並列共振器３０６のチルト角τ５は、並列共振器３０８のチルト角τ６よりも大きくなる。これにより、並列共振器３０６および３０８のそれぞれの反共振周波数でのビームステアリングによる損失を抑えることができるため、フィルタ特性の劣化を抑えることができる。なお、ここではラダーの段数が２段の場合を例に挙げて説明したが、３段以上の場合でも、各並列共振器のチルト角をそれぞれの反共振周波数でのグレーティングのパワーフロー角の値±１°以内の範囲に合わせることで、同様の効果が得られる。
　なお、ラダー型フィルタ３００において、並列共振器３０６および３０８だけでなく、直列共振器３０５および３０７についても、各チルト角を、それぞれの共振周波数でのグレーティングのパワーフロー角の値±１°以内の範囲に合わせてもよい。
　また、図６は、並列共振器３０６の周波数特性と並列共振器３０８の周波数特性とラダー型フィルタ３００の通過特性を示す図である。図６に示すように、並列共振器３０６の周波数特性を示す線は並列共振器３０８の周波数特性を示す線よりラダー型フィルタ３００の通過帯域の内側に存在し、並列共振器３０６の共振周波数は並列共振器３０８の共振周波数より高いため、並列共振器３０６の周波数特性は並列共振器３０８の周波数特性よりラダー型フィルタ３００の通過帯域の低域側の急峻性に大きく影響を及ぼす。よって、並列共振器３０６の共振周波数でのＱ値の劣化量を並列共振器３０５の共振周波数でのＱ値の劣化量より抑制するために、並列共振器３０６の共振周波数におけるグレーティングのパワーフロー角とチルト角との差の絶対値を並列共振器３０８の共振周波数におけるグレーティングのパワーフロー角とチルト角との差の絶対値より小さくすることが望ましい。これにより、ラダー型フィルタ３００の通過帯域の低域側の急峻性が向上する。
　（第４の実施形態）
　以下、本発明の第４の実施形態について、図面を用いて説明する。なお、特に説明しない構成は、第１の実施形態１と同様である。図７は、本実施形態に係る共用器４００の構成図である。図７に示すように、共用器４００は、圧電基板４１０上に、第１の周波数帯を通過帯域とするラダー型フィルタ４２１および第２の周波数帯を通過帯域とするラダー型フィルタ４２２を形成して接続することで構成される。以下、第１の周波数帯は、第２の周波数帯より低周波数側にあるとする。これらの周波数帯の用途としては、例えば、第１の周波数帯を送信帯域、第２の周波数帯を受信帯域とすることが挙げられる。
　一般に、共用器においては、フィルタの通過特性とともに、アイソレーション特性が重要となる。すなわち第１の周波数帯の高周波側の減衰特性、および第２の周波数帯の低周波側の減衰特性が重要となる。ここで、ラダー型フィルタにおいては、フィルタ特性の低周波側の減衰極は並列接続共振器の反共振周波数によって、また高周波側の減衰極は直列接続共振器の反共振周波数によって構成される。したがって、第１の周波数帯を通過帯域とするラダー型フィルタ４２１としては、高周波数側の減衰極を構成する直列接続共振器の反共振周波数でのＱ値が重要となる。
　共用器４００では、ラダー型フィルタ４２１の直列共振器４０５と並列共振器４０６のチルト角τ７、τ８を異ならせ、かつ、直列共振器４０５の反共振周波数におけるグレーティングのパワーフロー角ξ７とチルト角τ７との差の絶対値を、並列共振器の共振周波数におけるグレーティングのパワーフロー角ξ８とチルト角τ８との差の絶対値より小さくしている。これにより、直列共振器４０５の反共振周波数における損失が優先的に低減されてＱ値が改善され、ラダー型フィルタ４０１の高周波数側の減衰特性が向上する。このように、低帯域側の通過帯域を有するフィルタにおいて、アイソレーション特性に関わる高周波数側の減衰特性を改善することにより、共用器４００のアイソレーション特性を改善することができる。
　なお、第１の周波数帯の通過帯域を形成するラダー型フィルタ４２１において、複数の直列共振器の反共振周波数が異なる場合、反共振周波数の相対的に低い直列共振器の周波数特性を示す線は反共振周波数の相対的に高い直列共振器の周波数特性を示す線よりラダー型フィルタ４２１の通過帯域の内側に存在し、反共振周波数の相対的に低い直列共振器の周波数特性は反共振周波数の相対的に高い直列共振器の周波数特性よりラダー型フィルタ４２１の通過帯域の高域側の急峻性に大きく影響を及ぼす。よって、反共振周波数の相対的に低い直列共振器の反共振周波数におけるグレーティングのパワーフロー角とチルト角との差の絶対値を反共振周波数の相対的に高い直列共振器の反共振周波数におけるグレーティングのパワーフロー角とチルト角との差の絶対値より小さくすることが望ましい。これにより、ラダー型フィルタ４２１の通過帯域の高域側の急峻性が向上する。
（第５の実施形態）
　以下、本発明の第５の実施形態について、図面を用いて説明する。なお、特に説明しない構成は、第１の実施形態と同様である。上述したように、共用器においては、第１の周波数帯の高周波側の減衰特性だけでなく第２の周波数帯の低周波数側の減衰特性が重要となる。したがって、第２の周波数帯を通過帯域とするフィルタとしては、低周波側の減衰極を構成する並列接続共振器の共振周波数でのＱ値が重要となる。
　図８は、本実施形態に係る共用器５００の構成図である。共用器５００は、第４の実施形態の共用器４００において、第１の周波数帯を通過帯域とするラダー型フィルタの各共振器のチルト角を０°とし、第２の周波数帯を通過帯域とするラダー型フィルタの各共振器のチルト角を異ならせたものである。
　すなわち、図８に示すように、圧電基板５１０上に形成された第１の周波数帯を通過帯域とするラダー型フィルタ５２１の直列共振器５０５および並列共振器５０６のチルト角を０°とし、第２の周波数帯を通過帯域とするラダー型フィルタ５２２の直列共振器５０７と並列共振器５０８のチルト角をそれぞれτ９、τ１０と異ならせ、かつ、並列共振器５０８の共振周波数におけるグレーティングのパワーフロー角ξ１０とチルト角τ１０との差の絶対値を、直列共振器５０７の反共振周波数におけるグレーティングのパワーフロー角ξ９とチルト角τ９との差の絶対値より小さくしている。これにより、並列共振器５０８の共振周波数における損失が優先的に低減されてＱ値が改善され、ラダー型フィルタ５２２の低周波数側の減衰特性が向上する。このように、高帯域側の通過帯域を有するフィルタにおいて、アイソレーション特性に関わる低周波数側の減衰特性を改善することにより、共用器５００のアイソレーション特性を改善することができる。
　なお、第１の周波数帯を通過帯域とするフィルタとして、第４の実施形態のラダー型フィルタ４２１を用い、第２の周波数帯を通過帯域とするフィルタとして、第５の実施形態のラダー型フィルタ５２２を用いた共用器を構成してもよい。この場合、共用器のアイソレーション特性をさらに改善することができる
　また、第１の周波数帯を通過帯域とするフィルタの低周波数側の減衰特性および第２の周波数帯を通過帯域とするフィルタの高周波数側の減衰特性の向上は、共用器のアイソレーション特性の改善に寄与しないものの、各フィルタに要求される帯域特性に応じて適宜実施することができる。例えば、第４の実施形態の第１の周波数帯を通過帯域とするラダー型フィルタ４２１において、直列共振器４０５の反共振周波数におけるグレーティングのパワーフロー角ξ７とチルト角τ７との差の絶対値と同程度に、並列共振器４０６の共振周波数におけるグレーティングのパワーフロー角ξ８とチルト角τ８との差の絶対値を小さくしてもよい。この場合、ラダー型フィルタ４２２の低周波数側の減衰特性が改善される。また、第５の実施形態の第２の周波数帯を通過帯域とするラダー型フィルタ５２２において、並列共振器５０８の共振周波数におけるグレーティングのパワーフロー角ξ１０とチルト角τ１０との差の絶対値と同程度に、直列共振器５０７の反共振周波数におけるグレーティングのパワーフロー角ξ９とチルト角τ９との差の絶対値を小さくしてもよい。この場合、ラダー型フィルタ５２２の高周波数側の減衰特性が改善される。
　なお、第２の周波数帯の通過帯域を形成するラダー型フィルタ５２２において、複数の並列共振器の共振周波数が異なる場合、共振周波数の相対的に高い並列共振器の周波数特性を示す線は共振周波数の相対的に低い並列共振器の周波数特性を示す線よりラダー型フィルタ５２２の通過帯域の内側に存在し、共振周波数の相対的に高い並列共振器の周波数特性は共振周波数の相対的に低い並列共振器の周波数特性よりラダー型フィルタ５２２の通過帯域の低域側の急峻性に大きく影響を及ぼす。よって、共振周波数の相対的に高い並列共振器の共振周波数におけるグレーティングのパワーフロー角とチルト角との差の絶対値を共振周波数の相対的に低い並列共振器の共振周波数におけるグレーティングのパワーフロー角とチルト角との差の絶対値より小さくすることが望ましい。これにより、ラダー型フィルタ５２２の通過帯域の高域側の急峻性が向上する。
（第６の実施形態）
　以下、本発明の第６の実施形態について、図面を用いて説明する。なお、特に説明しない構成は、第１の実施形態と同様である。図９は、本実施形態に係る共用器６００の構成図である。共用器６００は、第１の周波数帯を通過帯域とするフィルタ６２１および第２の周波数帯を通過帯域とする２段のラダー型フィルタ６２２を接続することで構成される。フィルタ６２１は送信側のフィルタであり、ラダー型フィルタ６２２は受信側のフィルタである。フィルタ６２１は内部構成を図示しないが、上述した各実施形態におけるラダー型フィルタのいずれか、または、任意のフィルタを用いることができる。
　一般に、受信側のフィルタとして用いられる複数段のラダー型フィルタにおいては、初段の直列共振器に最も大きな電力が印加されることになる。したがって、耐電力性を確保するため、初段の直列共振器は、特に低損失であることが求められる。
　そのため、共用器６００のラダー型フィルタ６２２の初段の直列共振器６０５の共振周波数におけるグレーティングのパワーフロー角ξ１１とチルト角τ１１との差の絶対値を、２段目の直列共振器６０７の共振周波数におけるグレーティングのパワーフロー角ξ１２とチルト角τ１２との差の絶対値よりも小さくしている。これにより、初段の直列共振器の損失を優先的に低減し、ラダー型フィルタ６２２の耐電力性を向上することができる。
　なお、第１の通過帯域を受信帯域、第２の通過帯域を送信帯域とする場合であっても、第１の周波数帯を通過帯域とするフィルタに、上述のラダー型フィルタ６２２を適用すれば同様の効果が得られる。
　また、ラダー型フィルタ６２２は、共用器の一部として利用するだけでなく、単体のフィルタとして利用することもできる。
　また、２段のラダー型フィルタの代わりに、３以上の段数のラダー型フィルタを用いてもよい。この場合、初段の直列共振器の共振周波数におけるグレーティングのパワーフロー角とチルト角との差の絶対値を、初段以外のいずれかの直列共振器の共振周波数におけるグレーティングのパワーフロー角とチルト角との差の絶対値よりも小さくすればよい。
　本発明は、情報通信機器等に用いられる弾性素子において有用である。特に携帯電話等の電子機器に用いられる共用器に適用可能である。
　１００、２００、３００、４２１、４２２、５２１、５２２、６２１、６２２、９００、９５０　　フィルタ
　１０１ａ、１０１ｂ、９０１、９５１ａ、９５１ｂ　　ＩＤＴ電極
　１０２ａ、１０２ｂ、９０２、９５２ａ、９５２ｂ　　反射器
　１０３ａ、１０３ｂ、９０３、９５３ａ、９５３ｂ　　電極指
　１０４ａ、１０４ｂ、９０４、９５４ａ、９５４ｂ　　導体ストリップ
　１０５、２０５、２０７、３０５、３０７、４０５、４０７、５０５、５０７、６０５、６０７、９５５　　直列共振器
　１０６、２０６、２０８、３０６、３０８、４０６、４０８、５０６、５０８、９５６　　並列共振器
　１１０、２１０、３１０、４１０、５１０、９１０　　圧電基板
　４００、５００、６００　　共用器

Claims (13)

  1. 　第１および第２の弾性波共振器を備えた弾性波素子であって、
    　前記第１の弾性波共振器の電極指の延伸方向に対して垂直の方向と当該電極指の配列方向とのなす角である第１のチルト角と、前記第２の弾性波共振器の電極指の延伸方向に対して垂直の方向と当該電極指の配列方向とのなす角である第２のチルト角とを異ならせた弾性波素子。
  2. 　前記第１の弾性波共振器は直列腕に接続された直列共振器であり、
    　前記第２の弾性波共振器は並列腕に接続された並列共振器であり、
    　前記第１の弾性波共振器の共振周波数におけるパワーフロー角は、前記第２の弾性波共振器の反共振周波数におけるパワーフロー角よりも大きく、
    　前記第１のチルト角は前記第２のチルト角よりも大きい、請求項１に記載の弾性波素子。
  3. 　前記第１の弾性波共振器は直列腕に接続された直列共振器であり、
    　前記第２の弾性波共振器は並列腕に接続された並列共振器であり、
    　前記第１の弾性波共振器の共振周波数におけるパワーフロー角は、前記第２の弾性波共振器の反共振周波数におけるパワーフロー角よりも小さく、
    　前記第１のチルト角は前記第２のチルト角よりも小さい、請求項１に記載の弾性波素子。
  4. 　前記第１の弾性波共振器は直列腕に接続された直列共振器であり、
    　前記第１のチルト角は、前記第１の弾性波共振器の共振周波数におけるパワーフロー角の±１°の範囲内である、請求項１に記載の弾性波素子。
  5. 　前記第２の弾性波共振器は並列腕に接続された並列共振器であり、
    　前記第２のチルト角は、前記第２の弾性波共振器の反共振周波数におけるパワーフロー角の±１°の範囲内である、請求項１に記載の弾性波素子。
  6. 　前記第１および第２の弾性波共振器は直列腕に接続された直列共振器であり、
    　前記第１の弾性波共振器の共振周波数におけるパワーフロー角は、前記第２の弾性波共振器の共振周波数におけるパワーフロー角よりも大きく、
    　前記第１のチルト角は、前記第２のチルト角よりも大きい、請求項１に記載の弾性波素子。
  7. 　前記第１および第２の弾性波共振器は直列腕に接続された直列共振器であり、
    前記第１の弾性波共振器の反共振周波数は前記第２の弾性波共振器の反共振周波数より低く、
    　前記第１の弾性波共振器の反共振周波数におけるグレーティングのパワーフロー角と前記第１のチルト角との差の絶対値は前記第２の弾性波共振器の反共振周波数におけるグレーティングのパワーフロー角と前記第２のチルト角との差の絶対値より小さい、請求項１に記載の弾性波素子。
  8. 　前記第１および第２の弾性波共振器は並列腕に接続された並列共振器であり、
    　前記第１の弾性波共振器の反共振周波数におけるパワーフロー角は、前記第２の弾性波共振器の反共振周波数におけるパワーフロー角よりも小さく、
    　前記第１のチルト角は、前記第２のチルト角よりも小さい、請求項１に記載の弾性波素子。
  9. 　前記第１および第２の弾性波共振器は並列腕に接続された並列共振器であり、
    　前記第１の弾性波共振器の共振周波数は前記第２の弾性波共振器の共振周波数より高く、
    　前記第１の弾性波共振器の共振周波数におけるグレーティングのパワーフロー角と前記第１のチルト角との差の絶対値は前記第２の弾性波共振器の共振周波数におけるグレーティングのパワーフロー角と前記第２のチルト角との差の絶対値より小さい、請求項１に記載の弾性波素子。
  10. 　第１の周波数帯を通過帯域とする第１の弾性波フィルタと、前記第１の周波数帯より高い第２の周波数帯を通過帯域とする第２の弾性波フィルタとを備えたアンテナ共用器であって、
    　前記第１の弾性波フィルタは、直列腕に接続された第１の弾性波共振器と並列腕に接続された第２の弾性波共振器とを有し、
    　前記第１の弾性波共振器の電極指の延伸方向に対して垂直の方向と当該電極指の配列方向とのなす角である第１のチルト角と、前記第１の弾性波共振器の反共振周波数におけるパワーフロー角との差の絶対値は、前記第２の弾性波共振器の電極指の延伸方向に対して垂直の方向と当該電極指の配列方向とのなす角である第２のチルト角と、前記第２の弾性波共振器の共振周波数におけるパワーフロー角との差の絶対値より小さい、アンテナ共用器。
  11. 　第１の周波数帯を通過帯域とする第１の弾性波フィルタと、前記第１の周波数帯より高い第２の周波数帯を通過帯域とする第２の弾性波フィルタとを備えたアンテナ共用器であって、
    　前記第２の弾性波フィルタは、直列腕に接続された第１の弾性波共振器と並列腕に接続された第２の弾性波共振器とを有し、
    　前記第２の弾性波共振器の電極指の延伸方向に対して垂直の方向と当該電極指の配列方向とのなす角である第１のチルト角と、前記第２の弾性波共振器の共振周波数におけるパワーフロー角との差の絶対値は、前記第１の弾性波共振器の電極指の延伸方向に対して垂直の方向と当該電極指の配列方向とのなす角である第２のチルト角と、前記第１の弾性波共振器の反共振周波数におけるパワーフロー角の差の絶対値より小さい、アンテナ共用器。
  12. 　第１の周波数帯を通過帯域とする第１の弾性波フィルタと、前記第１の周波数帯より高い第２の周波数帯を通過帯域とする第２の弾性波フィルタとを備えたアンテナ共用器であって、
    　前記第１の弾性波フィルタは、信号を受信する受信フィルタであって、直列腕に接続された複数の第１の弾性波共振器と並列腕に接続された第２の弾性波共振器とを有し、
    　前記第１の直列共振器のうち、入力側初段の直列共振器の電極指の延伸方向に対して垂直の方向と当該電極指の配列方向とのなす角である第１のチルト角と、当該入力側初段の直列共振器の共振周波数におけるパワーフロー角との差の絶対値は、前記第１の直列共振器のうち、入力側初段以外のいずれかの直列共振器の電極指の延伸方向に対して垂直の方向と当該電極指の配列方向とのなす角である第２のチルト角と、当該入力側初段以外の直列共振器の共振周波数におけるパワーフロー角との差の絶対値より小さい、アンテナ共用器。
  13. 　第１の周波数帯を通過帯域とする第１の弾性波フィルタと、前記第１の周波数帯より高い第２の周波数帯を通過帯域とする第２の弾性波フィルタとを備えたアンテナ共用器であって、
    　前記第２の弾性波フィルタは、信号を受信する受信フィルタであって、直列腕に接続された複数の第１の弾性波共振器と並列腕に接続された第２の弾性波共振器とを有し、
    　前記第１の直列共振器のうち、入力側初段の直列共振器の電極指の延伸方向に対して垂直の方向と当該電極指の配列方向とのなす角である第１のチルト角と、当該入力側初段の直列共振器の共振周波数におけるパワーフロー角との差の絶対値は、前記第１の直列共振器のうち、入力側初段以外のいずれかの直列共振器の電極指の延伸方向に対して垂直の方向と当該電極指の配列方向とのなす角である第２のチルト角と、当該入力側初段以外の直列共振器の共振周波数におけるパワーフロー角との差の絶対値より小さい、アンテナ共用器。
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