WO2002073131A1 - Capteur de vitesse angulaire - Google Patents

Capteur de vitesse angulaire Download PDF

Info

Publication number
WO2002073131A1
WO2002073131A1 PCT/JP2002/002116 JP0202116W WO02073131A1 WO 2002073131 A1 WO2002073131 A1 WO 2002073131A1 JP 0202116 W JP0202116 W JP 0202116W WO 02073131 A1 WO02073131 A1 WO 02073131A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
signal
angular velocity
velocity sensor
drive
sensor element
Prior art date
Application number
PCT/JP2002/002116
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Toshiyuki Nozoe
Keisuke Kuroda
Original Assignee
Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. filed Critical Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.
Priority to EP02702793A priority Critical patent/EP1367367A4/en
Priority to CA002440223A priority patent/CA2440223C/en
Publication of WO2002073131A1 publication Critical patent/WO2002073131A1/ja

Links

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01C—MEASURING DISTANCES, LEVELS OR BEARINGS; SURVEYING; NAVIGATION; GYROSCOPIC INSTRUMENTS; PHOTOGRAMMETRY OR VIDEOGRAMMETRY
    • G01C19/00—Gyroscopes; Turn-sensitive devices using vibrating masses; Turn-sensitive devices without moving masses; Measuring angular rate using gyroscopic effects
    • G01C19/56—Turn-sensitive devices using vibrating masses, e.g. vibratory angular rate sensors based on Coriolis forces
    • G01C19/5607—Turn-sensitive devices using vibrating masses, e.g. vibratory angular rate sensors based on Coriolis forces using vibrating tuning forks
    • G01C19/5614—Signal processing
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01C—MEASURING DISTANCES, LEVELS OR BEARINGS; SURVEYING; NAVIGATION; GYROSCOPIC INSTRUMENTS; PHOTOGRAMMETRY OR VIDEOGRAMMETRY
    • G01C19/00—Gyroscopes; Turn-sensitive devices using vibrating masses; Turn-sensitive devices without moving masses; Measuring angular rate using gyroscopic effects
    • G01C19/56—Turn-sensitive devices using vibrating masses, e.g. vibratory angular rate sensors based on Coriolis forces
    • G01C19/5607—Turn-sensitive devices using vibrating masses, e.g. vibratory angular rate sensors based on Coriolis forces using vibrating tuning forks
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01C—MEASURING DISTANCES, LEVELS OR BEARINGS; SURVEYING; NAVIGATION; GYROSCOPIC INSTRUMENTS; PHOTOGRAMMETRY OR VIDEOGRAMMETRY
    • G01C19/00—Gyroscopes; Turn-sensitive devices using vibrating masses; Turn-sensitive devices without moving masses; Measuring angular rate using gyroscopic effects
    • G01C19/56—Turn-sensitive devices using vibrating masses, e.g. vibratory angular rate sensors based on Coriolis forces
    • G01C19/5642—Turn-sensitive devices using vibrating masses, e.g. vibratory angular rate sensors based on Coriolis forces using vibrating bars or beams
    • G01C19/5649—Signal processing
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01C—MEASURING DISTANCES, LEVELS OR BEARINGS; SURVEYING; NAVIGATION; GYROSCOPIC INSTRUMENTS; PHOTOGRAMMETRY OR VIDEOGRAMMETRY
    • G01C19/00—Gyroscopes; Turn-sensitive devices using vibrating masses; Turn-sensitive devices without moving masses; Measuring angular rate using gyroscopic effects
    • G01C19/56—Turn-sensitive devices using vibrating masses, e.g. vibratory angular rate sensors based on Coriolis forces
    • G01C19/5776—Signal processing not specific to any of the devices covered by groups G01C19/5607 - G01C19/5719

Definitions

  • the present invention relates to an angular velocity sensor, and more particularly to an angular velocity sensor having a self-diagnosis function.
  • a tuning fork-type angular velocity sensor is provided with a detection plate at the tip of both driving plates of the tuning fork-type driving unit in a direction orthogonal to the detection plate.
  • an angular velocity is applied while the driving plate is always driven by the tuning fork, it responds to it. Then, the angular velocity was detected by the output from the detection plate vibrating in the opposite directions.
  • a sealed space is formed by attaching a resin lid 102 to an opening of a case 101 made of resin and having an open end. I have.
  • a circuit board 103 and a metal weight plate 104 are housed inside the sealed space. That is, support pins 105 are planted at the four inner corners of the case 101, and the weight pins 104 and the circuit board 103 are elastically supported and fixed by the support pins 105. Have been.
  • the weight plate 104 is provided with rubber dampers 106 at the four corners for this elastic support, and a resin material is provided between the damper 106 and the circuit board 103.
  • a support leg 107 is provided, and the support pin 105 passes through the damper 106, the support leg 107, and the circuit board 103 from below, and its tip is crushed to the circuit board 103 side. As a result, the circuit board 103 and the weight plate 104 become It is elastically supported and fixed.
  • a metal support pin 108 is press-fitted and fixed in the vertical direction on the circuit board 103 side of the weight plate 104, and the support pin One end of a metal support pin 109 is press-fitted and fixed horizontally in the upper part.
  • the diameter of the support pin 109 is as thin as about one-fifth of the diameter of the support pin 108, and the material is made of a panel-like metal material such as a piano wire.
  • Substrate 110 is fixed by soldering.
  • metal driving plates 1 1 1 and 1 1 2 is fixed to both sides of the support pins 1 108 and 1 109 of the substrate 110, and plate-like piezoelectric elements are mounted on the surfaces thereof. 11 la and 1 12a are fixed, thereby forming a tuning-fork-shaped drive unit.
  • the other ends of the drive plates 111 and 112 are bent in a direction orthogonal to the piezoelectric elements 111a and 112a, and then the detection elements formed to extend.
  • the plate-like piezoelectric elements 113a and 114a are fixed to the plates 113 and 114, and the detection part is constituted by these.
  • a sensor element is configured by the driving unit and the detection unit.
  • An object of the present invention is to make it possible to externally detect a state in which a normal detection operation cannot be performed due to a part thereof being damaged, thereby enabling use of a highly reliable angular velocity sensor. Is what you do. Disclosure of the invention
  • the angular velocity sensor of the present invention has the following configuration.
  • a driving unit including a sensor element having a vibration unit and a detection unit for detecting an angular velocity; a driver circuit for supplying a driving signal to the vibration unit of the sensor element; and a monitor circuit to which a monitor signal from the sensor element is added.
  • Detection means consisting of a synchronous demodulator that outputs an angular velocity signal by detecting and synchronizing with the drive signal from the drive means, and adding a signal synchronized with the drive signal of the drive means before the synchronous demodulator.
  • self-diagnosis means for outputting a diagnostic signal for detecting an abnormality.
  • FIG. 1 is a circuit block diagram according to a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a sectional view taken along a line WW of the quartz tuning fork resonator according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 3 is an explanatory diagram showing an internal current in the same crystal tuning fork vibrator when Corioliser is applied in the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 is an operation waveform diagram of each part of the angular velocity sensor according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 is a circuit block diagram according to a second embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 is an operation waveform diagram of each part of the angular velocity sensor according to the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 7 is a circuit block diagram according to a third embodiment of the present invention.
  • FIG. 8 is an operation waveform diagram of each part of the angular velocity sensor according to the third embodiment of the present invention.
  • FIG. 9 is a circuit block diagram according to a fourth embodiment of the present invention.
  • FIG. 10 is an explanatory diagram showing a current generated between electrodes in a quartz tuning fork vibrator according to a fourth embodiment of the present invention.
  • FIG. 11 is an operation waveform diagram of each part of an angular velocity sensor according to a fourth embodiment of the present invention.
  • FIG. 12 is a circuit block diagram according to a fifth embodiment of the present invention.
  • FIG. 13 is an explanatory diagram of an electrostatic coupling capacitance between electrodes in a W 1 W cross section of a quartz tuning fork resonator according to a fifth embodiment of the present invention.
  • FIG. 14 (a) is an operation waveform diagram of each unit before adjustment of the angular velocity sensor according to the fifth embodiment of the present invention, (b) is an operation waveform diagram of each unit during adjustment, and (c) is an adjustment waveform diagram It is an operation
  • FIG. 15 is a circuit block diagram according to a sixth embodiment of the present invention.
  • FIG. 16 is an assembled perspective view of a main part of a conventional angular velocity sensor.
  • FIG. 17 is an enlarged perspective view of a main part of a conventional angular velocity sensor.
  • FIG. 1 is a circuit block diagram of an angular velocity sensor according to a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a cross-sectional view of the quartz tuning fork type vibrator 1 according to the same embodiment taken along a line WW.
  • Fig. 3 shows the current distribution of the crystal tuning fork resonator 1 in the cross section cut along the line W-W.
  • the crystal tuning fork resonator 1 has the electric axis (E) of the crystal tuning fork resonator pieces 1a and 1b in the width direction (axis) of the crystal tuning fork resonator pieces 1a and 113.
  • the monitor electrode 3, drive electrodes 4, 5, 6, and sense electrodes 7, 8 made of gold or the like are formed on the surface of the quartz tuning fork resonator pieces 1a, 1b, thus forming the quartz tuning fork resonator 1.
  • drive electrode 6 is positive (indicated as D +)
  • drive electrodes 4 and 5 are negative (D-)
  • sense electrode 7 is negative (S-)
  • sense electrode 8 is positive (S +). It shows the case where it becomes.
  • Monitor electrode 3 is indicated by M.
  • the differential amplifier 11 outputs the difference between the current amplifiers 9 and 10.
  • a 90-degree phase shifter 12 for shifting the phase by 90 degrees shifts the phase of the signal from the differential amplifier 11 by 90 degrees.
  • the balancing capacitor 13 is designed to have almost the same capacitance characteristics as the capacitor 14 as an injector, and is connected between the input terminal of the current amplifier 10 and the reference potential of the circuit so that the capacitor 14 is balanced. Has been arrived at.
  • the reference potential of the circuit fluctuates due to fluctuations in the power supply voltage of the sensor.As a result, even if the charge / discharge current of the capacitor 14 is input to the current amplifier 9, the charge / discharge current of the balancing capacitor 13 is balanced. Therefore, the differential amplifier 11 cancels out. As a result, it becomes possible to provide a sensor having high durability against power supply fluctuation.
  • a digital adjustment circuit 15 for adjusting the sensor output is provided.
  • the crystal tuning fork resonator 1 is driven by the driver circuit 16 and starts to vibrate, and is proportional to the magnitude of the vibration from the monitor electrode 3.
  • a monitor signal is generated, which is fed back to the driver circuit 16 via the monitor circuit, the current amplifier 17 and the AGC circuit 18.
  • the crystal tuning fork vibrator 1 is stably driven by the driving means forming a closed loop.
  • FIG. 3 shows the state of the internal current in the W—W cross section of each arm of the crystal oscillator 1 when the Coriolis Fc is applied to each arm as described above. Since each arm of the crystal tuning fork type vibrator 1 bends in the opposite direction in the Z-axis direction, as shown in FIG.
  • the sense electrodes 7 and 8 are connected via the monitor electrode 3 and the drive electrodes 4, 5, and 6, respectively. As shown below, currents of opposite polarities that are almost equal in magnitude are generated.
  • the current i s ⁇ on the sense electrode 7 side is expressed by the following equation (1).
  • the currents i s -and i s + expressed by the equations (1) and (2) are input to the current amplifiers 9 and 10 as currents d and e, respectively, as shown in FIG. After that, the signal is input to the differential amplifier 11 1, the output of the differential amplifier 11 1 is input to the phase shifter 12, and the phase is shifted 90 degrees by the phase shifter 12, The output is detected by the synchronous detector 19 using the monitor signal at point a.
  • the output of the synchronous detector 19 is input to the low-pass filter 20, and the input signal is processed by the digital adjustment circuit 15 for gain and offset.
  • the output is output from output terminal 21 after adjustments such as
  • FIG. 4 is an operation waveform diagram of each part of the angular velocity sensor shown in FIG.
  • the signal waveform at point a is a monitor signal for monitoring the vibration level of the crystal tuning fork resonator 1 in a steady operation state
  • the signal waveforms at points b and c are for driving the crystal tuning fork resonator 1.
  • the drive signals have phases opposite to each other.
  • the attenuator 22 attenuates the signal like the signal waveform shown at one point by the attenuator 22, it intermittently operates according to the external diagnostic request signal (signal waveform shown at point o) applied from the control terminal 23.
  • a signal waveform as shown at point m is supplied to a capacitor 14 as an injector via a switch 24.
  • the signal supplied to the capacitor 14 generates a displacement current (signal waveform as shown at the point n) as a diagnostic signal having a 90 degree phase shift with respect to the monitor signal.
  • the signal is converted to a voltage and output (signal waveform shown at point f).
  • the outputs of the current amplifiers 9 and 10 are input to the differential amplifier 11 and output from the differential amplifier 11 (signal waveforms shown at point h).
  • the output of the differential amplifier 11 is input to the phase shifter 12, the phase is shifted 90 degrees by the phase shifter 12, and the signal waveform has substantially the same phase as the monitor signal (the signal waveform shown at point a). (Signal waveform shown at point i) or signal waveform of opposite phase.
  • the output signal waveform of the phase shifter 12 (the signal waveform shown by) is detected by the synchronous detector 19 by the monitor signal (the signal waveform shown by the point a).
  • the output of the synchronous detector 19 (the signal waveform shown at the point j) is input to the low-pass filter 20.
  • the input signal (the signal waveform shown at the point j) is processed by the digital adjustment circuit 15 to obtain the gain and the like. After adjustment such as offset, it is output from output terminal 21 (signal waveform shown at point k).
  • the signal shown is the DC fluctuation ⁇ caused by the self-diagnosis using the external diagnosis request signal (signal waveform shown at point o). If the level of the DC fluctuation of ⁇ V is set to a predetermined DC fluctuation value by using, for example, an attenuator 22, the external diagnosis request signal is output when the disconnection abnormality shown at the point z in FIG. 1 occurs. (Signal waveform shown at point o) does not cause the predetermined DC fluctuation that should have shifted. By monitoring the predetermined DC fluctuation value (as a threshold value), it is possible to determine whether the angular velocity sensor is abnormal.
  • FIG. 5 is a circuit block diagram of the angular velocity sensor according to the second embodiment of the present invention. 5, the same components as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, detailed description thereof will be omitted, and only different components will be described in detail.
  • the circuit according to the present embodiment has the charge amplifiers 25 and 26 whose input-output voltage has a phase characteristic of 90 degrees or 270 degrees. According to this configuration, the circuit shown in FIG. The phaser 12 can be omitted.
  • FIG. 6 is an operation waveform diagram of each part of the angular velocity sensor shown in FIG.
  • the signal waveform of each part shown in FIG. 6 is basically the same as the signal waveform shown in FIG. The differences are that the phases of the signal waveforms at point f are shifted 90 degrees from each other, and the signal waveforms at point i are shifted 180 degrees from each other (inverted).
  • FIG. 7 is a circuit block diagram of an angular velocity sensor according to a third embodiment of the present invention. 7, the same components as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, detailed description thereof will be omitted, and only different portions will be described in detail.
  • a timer circuit 27 is activated by an external diagnosis request signal applied from a control terminal 23.
  • Various functions such as temporally delaying, intermittently, or extending the external diagnostic request signal applied from the control terminal 23 can be realized by the timer circuit 27.
  • FIG. 8 is an operation waveform diagram of each part of the angular velocity sensor shown in FIG.
  • the signal waveform of each part shown in FIG. 8 is basically the same as the signal waveform shown in FIG. The difference is that the pulse width of the signal waveform shown at point o is shorter and the output of the timer circuit 27 (the signal waveform shown at point Q) is newly added.
  • a signal (signal waveform shown at point Q) that can turn on the switch 24 for a long time can be obtained from an external diagnosis request signal having a short pulse width such as the signal waveform shown at point o.
  • the degree of freedom in designing the interface of the controller connected to the angular velocity sensor can be improved.
  • FIG. 9 is a circuit block diagram of an angular velocity sensor according to a fourth embodiment of the present invention. 9, the same components as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, detailed description thereof will be omitted, and only different components will be described in detail.
  • FIG. 11 is an operation waveform diagram of each part of the present angular velocity sensor shown in FIG.
  • the signal waveform of each part shown in FIG. 11 is basically the same as the signal waveform shown in FIG. The difference is that the currents d and e output from the sense electrodes 8 and 7, respectively. This is the point where the signal waveform at point s, the signal waveform at point s, and the signal waveform at points u and w are newly added.
  • the crystal tuning fork type vibrator 1 is vibrating at the speed V in the X-axis direction at the speed V, and the current generated between the electrodes at this time is as shown in FIG. Accordingly, the current i s- on the sense electrode 7 side is expressed by the following equation (3).
  • V (-i s-) V (i 5 -i 7 ) ⁇ 0 (8)
  • the signal waveform at point s obtained by rectifying the voltage v shown in equation (8) with the rectifier 31a If the threshold value is controlled by the comparator 32 in the OR circuit block 29 (the threshold value shown in FIG. 11), the signal waveform at the point s exceeds the threshold value (th).
  • a high signal (signal waveform shown at point u) is output from 2 and even when there is no external diagnosis request signal (signal waveform shown at point o) from control terminal 23, the OR circuit block 29
  • a high signal (signal waveform shown at point w) is output from the OR circuit 33, and a fault such as a disconnection of the connection can be instantaneously and constantly detected at the diagnostic signal output terminal 30.
  • the signal at the point r ie, the signal obtained by rectifying the signal at the point a with the rectifier 31b
  • the threshold value set by the comparator 34 in the normal state, so that the signal at the point t It is specified that the signal be a mouth-watering signal. Therefore, if the monitor signal at the point a is normal, the output of the OR circuit 33 (that is, the signal of the diag signal output terminal 30) is inconsequential. However, if an abnormality occurs in the monitor signal at the point a and the signal at the point t falls below the threshold value set by the comparator 34 and becomes a high signal, the output of the OR circuit 33 (that is, the diagnostic signal output terminal) 30 signal) becomes high, and a failure can be detected.
  • the OR circuit block 29 it is possible to cope with either abnormality on the drive side or abnormality on the detection side of the angular velocity signal.
  • FIG. 12 is a circuit block diagram of a fifth embodiment of the angular velocity sensor according to the present invention.
  • FIG. 13 is an explanatory diagram of the electrostatic coupling capacitance between the electrodes in the W-W section of the quartz tuning fork resonator 1 according to the same embodiment. 12 and 13, the same components as those in FIGS. 1 and 2 are denoted by the same reference numerals, detailed description thereof will be omitted, and only different portions will be described in detail.
  • the electrostatic coupling capacitance shown in FIG. 13 may modulate the original output signal of the crystal tuning fork type vibrator 1 to generate an undesirable offset voltage in the angular velocity signal.
  • the present embodiment relates to a circuit for adjusting so as not to be affected by the electrostatic coupling capacitance.
  • a signal generator 35 generates a signal for adjustment.
  • the frequency of the signal generated from the signal generator 35 is set to a frequency that does not match the vibration mode frequency so as not to cause the vibration of the crystal tuning fork resonator 1.
  • the signal of the signal generator 35 is supplied to the positive drive electrode 6 through the terminal to the positive drive electrode 6, while a signal inverted by the driver circuit 16 is generated by the driver circuit 16, and the negative drive is generated.
  • Electrodes 4 and 5 are supplied with a pseudo drive negative voltage.
  • the simulated drive is to supply a test signal for adjustment work without causing the sensor to vibrate.
  • the switches 37 and 38 for selecting the polarity of the drive signal supplied to the adjuster 36 based on the switching signal from the digital adjustment circuit 15 allow the drive electrodes 4 and 4 to be detected from the crystal tuning fork vibrator 1.
  • Drive according to the polarity of the coupling signal caused by the electrostatic coupling capacitance 39, 39b, 39c, 39d, 39e, 39 ⁇ between 5, 6 and the sense electrodes 7, 8 Switches the voltage polarity for the pseudo drive added to electrodes 4, 5, and 6 for correction.
  • the switch 40 is for opening the self-excited drive loop at the time of adjustment and stopping the drive of the crystal tuning fork resonator 1. Supply to regulator 3 6 It has switches 41 and 42 for canceling the signals due to the capacitive coupling capacitances 39 a, 39 b, 39 c, 39 d, 39 e, and 39 f depending on the signal. Close and use.
  • the terminal 43 is a takeout unit for monitoring a pseudo drive signal applied to the crystal tuning fork resonator 1 in the adjustment process. This prevents the soldered part from being damaged by, for example, setting the probe on the soldered part during adjustment, and the drive signal superimposed on the probe itself becomes a new signal source, and the crystal tuning fork resonator 1 It is possible to avoid coupling to the sense electrodes 7 and 8.
  • the output terminal 21 can be adjusted, and the output of the angular velocity sensor obtained can be adjusted.
  • the adjustment amount is stored and the selection of the adjustment signal to be used is performed digitally by controlling the switches 37, 38, 41, and 42.
  • FIGS. 14 (a), (b), and (c) are operation waveform diagrams of the respective portions of the angular velocity sensor shown in FIG. 12 before, during, and after adjustment.
  • the signal waveforms of each part shown in FIGS. 14 (a), (b) and (c) are basically the same as the signal waveforms shown in FIG. The only difference is that the operating signal waveform of each part changes due to the open / close signal of the switch 40 (displayed as sw; high level when closed) and the signal of the signal generator 35 (displayed as sg; active high level).
  • the coupling by the capacitive couplings 39a, 39b, 39c, 39d, 39e, 39f caused by the drive voltage shown in Fig. 13
  • the generated current signals d and e are generated.
  • Capacitance C of 39 a, 39 b, 39 c, 39 d, 39 e, 39 f is the difference in electrode shape, difference in facing distance, displacement, crystal tuning fork resonator 1
  • the coupling capacitance difference ⁇ C is likely to occur due to variations in the shape of the differential amplifier 11, and as a result, the coupling current difference ⁇ -Vd ( ⁇ : drive voltage frequency, Vd: The magnitude of the drive voltage) (the signal waveform at point h) is sent to the synchronous detector 19 as an in-phase signal such as a monitor signal (signal waveform at point a) via the 90-degree phase shifter 12. It is input and finally output from the output terminal 21 as an AV offset.
  • the drive signal voltage which is a factor that causes this, is automatically determined in the closed drive loop including the crystal tuning fork resonator 1, so that the temperature characteristics of the piezoelectric properties of the material forming the crystal tuning fork resonator 1, etc. Quartz tends to increase exponentially with temperature.
  • the sensor has a non-linear offset change characteristic on the high-temperature side, and the configuration of the correction means and the like is complicated. In addition to this, the change over time appears as an offset change of the sensor as it is, resulting in a sensor with low reliability.
  • the current signals d and e are monitored while monitoring the signal level at terminals 46 to monitor the voltage generated by the pseudo drive voltage at terminal 43 and the current signals d and e using an oscilloscope or the like. If the digital signal is sent sequentially to the ladder network resistor as described above so that the difference voltage caused by the above becomes zero, and the digital signal data when it can be adjusted to zero is stored in a memory such as a ROM, In normal operation, It is possible to provide a highly accurate sensor in which the amount component is suppressed.
  • the offset amount ⁇ from the output terminal 21 is made to approach zero as much as possible by adjusting the distance, but the offset amount ⁇ from the output terminal 21 is adjusted by adjusting ⁇ . It is possible to increase it positively.
  • quartz is used as the quartz crystal vibrator.
  • FIG. 15 is a circuit block diagram of a sixth embodiment of the angular velocity sensor according to the present invention.
  • the same components as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, detailed description thereof will be omitted, and only different portions will be described in detail.
  • the synchronous demodulator 47 shifts the difference signal between the output signals of the current amplifiers 9 and 10 by 90 degrees, samples and holds the signal after the 90 degrees phase shift, and Synchronous detection of the sampled and held signal. Since the synchronous demodulator 47 has a sample-and-hold function, the circuit can be used for excessive unnecessary signals generated from the crystal tuning fork resonator 1. Saturation can be prevented.
  • the signal of the difference between the output signals of the current amplifiers 9 and 10 is phase-shifted by 90 degrees, and the signal after the phase shift of 90 degrees is sampled and held.
  • An example of synchronous detection of a sampled and held signal has been described, but the present invention is not limited to this, and it is only necessary to achieve the same purpose.
  • a sensor element having a vibrating section and a detecting section for detecting an angular velocity, a driver circuit for supplying a drive signal to the vibrating section of the sensor element, and a monitor signal from the sensor element are added.
  • a driving means including a monitor circuit; a pair of charge amplifiers or current amplifiers to which the output from the detection unit of the sensor element is added; and a differential amplifier and a differential amplifier for amplifying the output difference between the pair of charge amplifiers or current amplifiers.
  • Detecting means consisting of a synchronous demodulator that outputs an angular velocity signal by synchronizing and detecting the output with the driving signal from the driving means, and adding a signal synchronized with the driving signal of the driving means to a stage before the synchronous demodulator.
  • Self-diagnosis means for outputting a diagnostic signal for detecting abnormalities.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Radar, Positioning & Navigation (AREA)
  • Remote Sensing (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Gyroscopes (AREA)

Description

明 細 書 角速度センサ 技術分野
本発明は、 角速度センサに関し、 特に自己診断機能を有する角速度セ ンサに関する。 背景技術
例えば音叉形の角速度センサは、音叉形の駆動部の両駆動板の先端に、 それとは直交する方向に検知板を設け、 前記駆動板を常時音叉駆動させ た状態で角速度が加わると、 それに呼応して互いに逆方向に振動する前 記検知板からの出力で角速度を検出するものであった。
従来の角速度センサは、 図 1 6に示すように、 樹脂製よりなる一端が 開口したケース 1 0 1の開口部に樹脂製の蓋 1 0 2が装着されることに より密封空間が形成されている。
この密封空間の内部には、 回路基板 1 0 3と、 金属製のウェイ ト板 1 0 4が収納されている。 すなわち、 ケース 1 0 1の内部四隅には支持ピ ン 1 0 5が植設されており、 この支持ピン 1 0 5によりウェイ ト板 1 0 4と回路基板 1 0 3が弾性的に支持、 固定されている。 ウェイ ト板 1 0 4にはこの弾性支持のために、 四隅にゴム製のダンパー 1 0 6が装着さ れており、 またこのダンパー 1 0 6と回路基板 1 0 3の間には樹脂製の 支持脚 1 0 7が設けられ、 支持ピン 1 0 5は下方よりダンパー 1 0 6、 支持脚 1 0 7、 回路基板 1 0 3を貫通後、 その先端が回路基板 1 0 3側 に押し潰されており、 これにより回路基板 1 0 3、 ウェイト板 1 0 4は 弾性的に支持、 固定されている。 また、 ウェイ ト板 1 04の回路基板 1 0 3側には図 1 7に示す如く、 金属製の支持ピン 1 0 8が垂直方向に圧 入、 固定されており、 この支持ピン 1 0 8の上部には水平方向に金属製 の支持ピン 1 0 9の一端が圧入、 固定されている。 この支持ピン 1 0 9 の径は支持ピン 1 0 8の径の約 5分の 1と細く、 しかも材質はピアノ線 などの様にパネ性を持つ金属材料で形成されており、 その他端に金属製 の基板 1 1 0がはんだにより固定されている。
この基板 1 1 0の支持ピン 1 0 8， 1 0 9を挟む両側には金属製の駆 動板 1 1 1 , 1 1 2の一端が固定され、 さらにそれらの表面には板状の 圧電素子 1 1 l a, 1 1 2 aが固定され、 これにより音叉形の駆動部が 形成されている。 また、 駆動板 1 1 1， 1 1 2の他端は図 1 7に示す如 く、 圧電素子 1 1 1 a， 1 1 2 a部とは直交する方向に折り曲げられ、 その後延長形成された検知板 1 1 3， 1 1 4に板状の圧電素子 1 1 3 a, 1 1 4 aが固定され、 これにより検知部が構成されている。 ここで、 駆 動部と検知部とによりセンサ素子が構成される。
しかしながら、 従来の角速度センサにおいて問題となるのは、 センサ 起動後、 構成する部品の故障発生に対してその故障を外部へ知らせる、 または外部から故障と判断するための目安となる情報を持たす為の機能 を備えていない事であった。
本発明は、 その一部が損傷して正常な検知動作ができなくなつている 状態を外部から検出することができるようにし、 信頼性の高い角速度セ ンサの使用を可能にする事を目的とするものである。 発明の開示
本発明の角速度センサは、 以下の構成を有する。 振動部と角速度を検知する検知部とを有するセンサ素子と、 センサ素 子の振動部に駆動信号を供給するドライバ回路とセンサ素子からのモニ 夕信号が加えられるモニタ回路とを含む駆動手段と、 センサ素子の検知 部からの出力が加えられる一対のチャージアンプおよびカレントアンプ のいずれか一方と一対のチヤ一ジアンプおよびカレントアンプのいずれ か一方の出力差を増幅する差動増幅器と差動増幅器の出力を駆動手段か らの駆動信号に同期し検波することにより角速度信号を出力する同期復 調器とからなる検出手段と、 駆動手段の駆動信号に同期した信号を同期 復調器よりも前段に加えることにより異常を検出するための診断信号を 出力する自己診断手段とを備えている。
この構成により、 本センサの一部が損傷して正常な検知動作ができな くなっている状態も外部から検出できるようにし、 使用時の信頼性を一 段と向上させた角速度センサが得られる。 図面の簡単な説明
【図 1】 は本発明の第 1の実施の形態における回路プロック図である。 【図 2】 は本発明の第 1の実施の形態における水晶音叉型振動子の W— W断面矢視図である。
【図 3】 は本発明の第 1の実施の形態におけるコリオリカ印加時の同水 晶音叉型振動子内の内部電流を示す説明図である。
【図 4】 は本発明の第 1の実施の形態における角速度センサの各部の動 作波形図である。
【図 5】 は本発明の第 2の実施の形態における回路ブロック図である。 【図 6】 は本発明の第 2の実施の形態における角速度センサの各部の動 作波形図である。 【図 7】 は本発明の第 3の実施の形態における回路プロック図である。 【図 8】 は本発明の第 3の実施の形態における角速度センサの各部の動 作波形図である。
【図 9】 は本発明の第 4の実施の形態における回路ブロック図である。 【図 1 0】 は本発明の第 4の実施の形態における水晶音叉型振動子内の 各電極間に発生している電流を示す説明図である。
【図 1 1】 は本発明の第 4の実施の形態における角速度センサの各部の 動作波形図である。
【図 1 2】は本発明の第 5の実施の形態における回路ブロック図である。 【図 1 3】 は本発明の第 5の実施の形態における水晶音叉型振動子の W 一 W断面における各電極間の静電結合容量の説明図である。
【図 1 4】 （ a )は本発明の第 5の実施の形態における角速度センサの調 整前の各部の動作波形図、 （b ) は調整中の各部の動作波形図、 （c ) は 調整後の各部の動作波形図である。
【図 1 5】は本発明の第 6の実施の形態における回路ブロック図である。 【図 1 6】 は従来の角速度センサの要部組立斜視図である。
【図 1 7】 は従来の角速度センサの要部拡大斜視図である。 発明を実施するための最良の形態
以下、 本発明の実施の形態について図面を用いて説明する。
(実施形態 1 )
図 1は本発明の角速度センサの第 1の実施の形態における回路プロッ ク図である。 図 2は同実施の形態における水晶音叉型振動子 1の W— W 断面矢視図である。 図 3は W— Wで切断した断面における水晶音叉型振 動子 1の電流分布を示したものである。 図 1、 図 2、 図 3において、 水晶音叉型振動子 1は水晶音叉振動子片 1 a , 1 bの電気軸 （E ) が水晶音又振動子片 1 a， 1 13の幅方向 （ 軸 方向） に互いに逆方向になるように接合界面 2で直接接合されたバイモ ルフ構造の水晶音叉型振動子である。 水晶音叉振動子片 1 a， 1 bの表 面には金などからなるモニタ電極 3、 ドライブ電極 4， 5 , 6、 センス 電極 7， 8が形成され、 水晶音叉型振動子 1が構成される。 図 2、 図 3 において、 ドライブ電極 6が正極 （D +と表示）、 ドライブ電極 4， 5が 負極 （D―)、 センス電極 7が負極 （S―)、 センス電極 8が正極 （S +) となる場合を示す。 モニタ電極 3は Mで表示している。 入力電流一出力 電圧の位相特性が 0度または 1 8 0度のカレントアンプ 9 , 1 0が、 セ ンス電極 7 , 8からの信号を増幅する。 差動増幅器 1 1がカレントアン プ 9， 1 0の差を出力する。 位相を 9 0度シフトさせるための 9 0度移 相器 1 2で、 差動増幅器 1 1からの信号の位相が 9 0度シフトされる。 平衡用コンデンサ 1 3は、 注入器としてのコンデンサ 1 4とほぼ同じ容 量特性を持たせるようにしてあり、 コンデンサ 1 4とバランスさせるよ うにカレントアンプ 1 0の入力端子と回路の基準電位の間に揷着されて いる。 これにより、 センサの電源電圧の変動により回路の基準電位が変 動した結果、 コンデンサ 1 4による充放電電流がカレントアンプ 9に入 力されても、 平衡用コンデンサ 1 3の充放電電流とバランスするので差 動増幅器 1 1で相殺される。 この結果、 電源変動に対して耐久性の高い センサとすることが可能となる。 センサ出力を調整するためのデジタル 調整回路 1 5を備えている。
次に、 図 1に示す本角速度センサの基本動作の概略を説明する。 図 1に示すように、 水晶音叉型振動子 1はドライバ回路 1 6で駆動され て振動を開始するとともに、 モニタ電極 3から振動の大きさに比例した モニタ信号を発生し、 それはモニタ回路であるカレントアンプ 1 7 、 A G C回路 1 8を介してドライバ回路 1 6にフィードバックされる。 この ように水晶音叉型振動子 1は閉ループを構成する駆動手段によって安定 に駆動される。
水晶音叉型振動子 1は、 図 1に示すように X軸方向に速度 Vで音叉振動 をしており、 Y軸回りの角速度 Ωが印加されると、 水晶音叉振動子片 1 a , 1 bの各アームに各々コリオリカ F c = m x V χ Ω ( m： アームの質量） が Z軸方向に発生する。 図 3は、 前述のように各アーム に各々コリオリカ F cが加わった場合の水晶音 ¾型振動子 1の各アーム の W— W断面における内部電流の状態を示したものである。 水晶音叉型 振動子 1の各アームは Z軸方向において互いに逆方向に撓むため、 図 3 に示すようにセンス電極 7 、 8にはモニタ電極 3、 ドライブ電極 4、 5 、 6を介して、 以下のように互いに大きさがほぼ等しい逆極性の電流が発 生する。 センス電極 7側の電流 i s- は、 （ 1 ) 式で表される。
is - =-(is_— D-+iM— s-+iD十一 s—+is D -） （ 1ノ また、 センス電極 4 5側の電流 i s+は、 （2 ) 式で表される。
is += (is +-D-+ i M-s++i D+-S++ is+-D") ( 2 )
( 1 ) 式、 （ 2 ) 式で表される電流 i s- 、 i s+が、 図 1に示すように 電流 d , eとしてカレントアンプ 9 、 1 0に入力され、 それぞれ電圧出 力に変換された後、 差動増幅器 1 1に入力され差動増幅器 1 1の出力が 移相器 1 2に入力され、移相器 1 2により位相が 9 0度シフトされた後、 移相器 1 2の出力が同期検波器 1 9で a点のモニタ信号により検波され る。
最後に、 同期検波器 1 9の出力がローパスフィルタ 2 0に入力され、 この入力された信号がデジタル調整回路 1 5により、 ゲインやオフセッ トなどの調整が施された後、 出力端子 2 1から出力される。
図 4は、 図 1に示す本角速度センサの各部の動作波形図である。
図 4において、 a点の信号波形は定常動作状態における水晶音叉型振動 子 1の振動レベルをモニタしたモニタ信号、 b点、 c点の信号波形は水 晶音叉型振動子 1を駆動するための互いに逆位相の駆動信号である。 モ 二夕信号は、減衰器 2 2にて 1点に示す信号波形のように減衰された後、 制御端子 2 3から加えられた外部診断要求信号 （o点に示す信号波形） により断続動作する開閉器 2 4を介して注入器としてのコンデンサ 1 4 に m点に示すような信号波形が供給される。
コンデンサ 1 4に供給された信号により、 モニタ信号に対して 9 0度 位相のシフトした診断信号としての変位電流 （n点に示すような信号波 形） が発生し、 この変位電流がカレントアンプ 9に入力され、 電圧変換 され出力される （ f 点に示す信号波形）。
次に、 カレントアンプ 9、 1 0の各出カ （ 点、 g点に示す信号波形） が差動増幅器 1 1に入力され、 差動増幅器 1 1より出力される （h点に 示す信号波形）。差動増幅器 1 1の出力が移相器 1 2に入力され、移相器 1 2により位相が 9 0度シフトされ、 実質的にモニタ信号 （a点に示す 信号波形） と同位相の信号波形 （ i点に示す信号波形） あるいは逆位相 の信号波形となる。 移相器 1 2の出力信号波形 （し に示す信号波形） が同期検波器 1 9でモニタ信号 （a点に示す信号波形） により検波され る。
最後に、 同期検波器 1 9の出力 （ j点に示す信号波形） がローパスフ ィルタ 2 0に入力され、 この入力された信号 （ j点に示す信号波形） が デジタル調整回路 1 5により、 ゲインやオフセットなどの調整が施され た後、 出力端子 2 1から出力される （k点に示す信号波形）。 この k点に 示す信号が、 外部診断要求信号 （o点に示す信号波形） による自己診断 により生じた Δ νなる D C変動分である。 この△ Vなる D C変動分のレ ベルを、 例えば減衰器 2 2を用いて所定の D C変動値になるように設定 しておけば、 図 1の z点に示す断線異常時に、 外部診断要求信号 （o点 に示す信号波形） が加えられても本来シフトするはずの所定の D C変動 が生じなくなる。 この所定の D C変動値を （しきい値として） 監視すれ ば、 本角速度センサの異常が判別できる。
本実施の形態においては、 注入器としてのコンデンサを用いた例につ いて説明したが、 抵抗器を用いることも可能である。
(実施の形態 2 )
図 5は本発明の角速度センサの第 2の実施の形態における回路プロッ ク図である。 図 5において、 図 1と同一構成部分に関しては同一番号を 付し詳細な説明は省略し、 異なる部分についてのみ詳述する。
本実施の形態の回路は、 入力一出力電圧の位相特性が 9 0度または 2 7 0度のチヤ一ジアンプ 2 5、 2 6を有しており、 この構成によれば、 図 1に示す移相器 1 2を省略することができる。
図 6は、 図 5に示す本角速度センサの各部の動作波形図である。 図 6 に示す各部の信号波形は、 基本的に図 4に示す信号波形と同一である。 異なるのは、 f 点に示す信号波形の位相が互いに 9 0度ずれていること 及び i点に示す信号波形が互いに 1 8 0度ずれている （反転している） 点にある。
(実施の形態 3 )
図 7は本発明の角速度センサの第 3の実施の形態における回路ブロッ ク図である。 図 7において、 図 1と同一構成部分に関しては同一番号を 付し詳細な説明は省略し、 異なる部分についてのみ詳述する。 図 7において、 制御端子 2 3から加えられた外部診断要求信号により 作動するタイマー回路 2 7を有している。 夕イマ一回路 2 7により、 制 御端子 2 3から加えられた外部診断要求信号を時間的に遅延、 断続また は延長させる等さまざまな機能を実現することができる。
図 8は、 図 7に示す本角速度センサの各部の動作波形図である。 図 8 に示す各部の信号波形は、 基本的に図 4に示す信号波形と同一である。 異なるのは、 o点に示す信号波形のパルス幅の長さが短くなつているこ と及びタイマー回路 2 7の出力 （Q点に示す信号波形） が新たに追加さ れている点にある。 このように、 o点に示す信号波形のようなパルス幅 の短い外部診断要求信号から開閉器 2 4を長時間オンさせることができ る信号 （Q点に示す信号波形） が得られるため、 本角速度センサに接続 されるコントローラのィンタ一フェイスの設計自由度を向上させること ができる。
(実施の形態 4 )
図 9は本発明の角速度センサの第 4の実施の形態における回路プロッ ク図である。 図 9において、 図 1と同一構成部分に関しては同一番号を 付し詳細な説明は省略し、 異なる部分についてのみ詳述する。
図 9において、 ドライブ電極 2 8は、 図 1に示すドライブ電極 4に比 ベて幅が狭くなつている。 論理和回路ブロック 2 9は、 制御端子 2 3か ら外部診断要求信号が加えられない場合でも、 センス電極 8、 7からそ れぞれ出力された電流 d， eのレベルを常時モニタし、 故障時にはダイ ァグ信号出力端子 3 0から自己診断信号を出力させるためのものである, 図 1 1は、 図 9に示す本角速度センサの各部の動作波形図である。 図 1 1に示す各部の信号波形は、 基本的に図 4に示す信号波形と同一であ る。 異なるのは、 センス電極 8、 7からそれぞれ出力された電流 d、 e の信号波形、 s点に示す信号波形及び u点、 w点に示す信号波形が新た に追加されている点にある。
図 9に示すように、 水晶音叉型振動子 1は X軸方向に速度 Vで音叉振 動しており、 この時に各電極間に発生している電流は図 1 0に示すよう になる。 従って、 センス電極 7側の電流 i s-は、 （3) 式で表される。
1 S" = 1 2 _ ί 4 "~ ェ5 + 1 7 、 3 )
また、 センス電極 8側の電流 i s+は、 （4) 式で表される。
i s+ = i！ - i 3 - i 6 + i 8 ( 4 )
( 3) 式、 （4) 式において、 i i〜 i 4は大きさがほぼ等しいため、 i 2 と i 4とは互いにキャンセルし合い、 また、 i i と i 3 とは互いにキャン セルし合う。 また、 ドライブ電極 2 8の幅とドライブ電極 6の幅とが異 なるため、 i 5 (= i 6) ≠ i 7 (= i 8) となり、 最終的に電流 i s -、 電流 i s+は、 それぞれ （ 5) 式、 （6) 式に示すようになる。
i s- = - i 5 + i 7 ( 5 )
i s+ = _ i 6 + i 8 ( 6 )
従って、 通常時の差動増幅器 1 1の出力は （ 7) 式に示すように
V = V ( i s+ - i s-) = 0 ( 7 )
となる。
しかし、 y点の部分で図 1 1の Yのタイミングで断線が生じる （断線 以外の異常も考えられる） と、 電流 dの信号波形はゼロになり電流 eの 信号波形のみとなる。 従って、 （7) 式は、 もはやゼロとはならず、 差動 増幅器 1 1の出力は （8) 式に示すように非平衡状態となる （h点に示 す信号波形）。
v = V ( - i s-) =V ( i 5 - i 7) ≠ 0 ( 8 )
(8) 式に示す電圧 vを整流器 3 1 aで整流した s点に示す信号波形 を論理和回路ブロック 2 9内の比較器 3 2でしきい値管理 （図 1 1に示 すしきい値） すれば、 s点に示す信号波形はしきい値 （ t h ) を超える ため比較器 3 2からハイの信号 （u点に示す信号波形） が出力され、 制 御端子 2 3からの外部診断要求信号 （o点に示す信号波形） がない場合 においても、 論理和回路ブロック 2 9内の論理和回路 3 3からハイの信 号 （w点に示す信号波形） が出力され、 ダイァグ信号出力端子 3 0で接 続の断線などの故障が瞬時かつ常時検出できる。 また、 r点の信号 （す なわち a点の信号を整流器 3 1 bで整流した後の信号） は、 正常時は比 較器 3 4で設定するしきい値を超えることにより、 t点の信号が口一の 信号になるように指定してある。 したがって、 a点のモニタ信号が正常 であれば、 論理和回路 3 3の出力 （すなわちダイァグ信号出力端子 3 0 の信号） は、 口一となる。 しかし、 a点のモニタ信号に異常が発生し、 比較器 3 4で設定するしきい値を下回り t点の信号がハイの信号となる と、論理和回路 3 3の出力 （すなわちダイァグ信号出力端子 3 0の信号） がハイとなり故障を検出することができる。 以上のような論理和回路ブ ロック 2 9を設けることにより、 駆動側の異常または角速度信号の検出 側の異常のいずれにも対応できる。
以上のような構成によれば、 水晶音叉型振動子上に擬似駆動用の専用 電極を設けるなど専用の手段を設ける必要が無く、 水晶音又型振動子が 小型化した場合における駆動効率改善のための電極設計に有利となるば かりか、高い故障検出性能を有するセンサを実現することが可能である。 なお、 図 1 1には参考のため外部診断要求信号が入力されたとき （o 点の波形）の回路各部の波形を各点の名前に添字 oをつけて示してある。 これらの波形は基本的に図 4と同じである。
(実施の形態 5 ) 図 1 2は本発明の角速度センサの第 5の実施の形態における回路プロ ック図である。 図 1 3は同実施の形態における水晶音叉型振動子 1の W —W断面における各電極間の静電結合容量の説明図である。 図 1 2、 図 1 3において、 図 1、 図 2と同一構成部分に関しては同一番号を付し詳 細な説明は省略し、 異なる部分についてのみ詳述する。
図 1 3に示した静電結合容量は、 水晶音叉型振動子 1の本来の出力信 号を変調して角速度信号に好ましくないオフセッ卜電圧を発生させるこ とがある。 本実施の形態は、 この静電結合容量の影響を受けないように 調整する回路に関するものである。
図 1 2、 図 1 3において、 信号発生器 3 5が調整のための信号を生成 する。 調整精度を向上するために信号発生器 3 5から生成される信号の 周波数は水晶音叉型振動子 1の振動を生じさせないように振動モード周 波数に合致しない周波数に設定する。 信号発生器 3 5の信号は端子を通 じて正極のドライブ電極 6へ擬似のドライブ用の正電圧が供給される一 方、 ドライバ回路 1 6により反転された信号が生成され、 負極のドライ ブ電極 4、 5へ擬似のドライブ用の負電圧が供給される。 ここで擬似の ドライブとは、 センサを振動させることなく調整作業のための試験信号 を供給することである。 デジタル調整回路 1 5からの切り替え信号によ り調整器 3 6へ供給する駆動信号の極性を選択するためのスィッチ 3 7 , 3 8により、 水晶音叉型振動子 1から検出されるドライブ電極 4、 5 , 6とセンス電極 7， 8間の静電結合容量 3 9 a、 3 9 b、 3 9 c、 3 9 d、 3 9 e、 3 9 ίに起因した結合信号の極性に応じて、 ドライブ電極 4、 5、 6へ補正のために加える擬似のドライブ用の電圧極性を切り替 える。 スィッチ 4 0は調整時において自励駆動のループを開き、 水晶音 叉型振動子 1の駆動を止めるためのものである。 調整器 3 6に供給する 信号により静電結合容量 3 9 a、 3 9 b、 3 9 c、 3 9 d、 3 9 e、 3 9 f による信号をキャンセルするためのスィツチ 4 1、 42を有し、 専 らスィッチ 42を閉じて使用する。
また、 静電結合容量 3 9 a、 3 9 b、 3 9 c、 3 9 d、 3 9 e、 3 9 f が小さく、 無視できる場合は、 スィッチ 42を閉じる代わりにスイツ チ 4 1を閉じて、 安定なモニタ信号 （ a点の信号） を選択することで、 水晶音叉型振動子 1から発生する静電結合容量 3 9 a、 3 9 b、 3 9 c、 3 9 d、 3 9 e、 3 9 f に起因した不要信号の初期値を調整することが できる。
端子 43は水晶音叉型振動子 1にかかる擬似駆動信号を調整工程にお いてモニタするための取出し部である。 これにより、 調整時にハンダ付 け部にプローブを立てるなどによりハンダ付け部を損傷しないようにす るのと、 プローブ自身に重畳した駆動信号が新たな信号源となって水晶 音叉型振動子 1のセンス電極 7、 8へ結合してしまうのを避けることが できる。 デジタル調整回路 1 5からの信号により口 パスフィルタ 2 0 のゲインまたはオフセットの調整をすることで、 出力端子 2 1力、ら得ら れる本角速度センサの出力の調整を行うとともに、 調整器 3 6の調整量 の記憶およびスィッチ 3 7、 3 8、 4 1、 42のコントロールにより用 いる調整用信号の選択をデジタル的に行う。
図 14 (a), (b), ( c ) は、 それぞれ図 1 2に示す本角速度センサ の調整前、調整中、調整後の各部の動作波形図である。図 14 (a)， (b), (c ) に示す各部の信号波形は、 基本的に図 4に示す信号波形と同一で ある。 異なるのは、 スィッチ 40の開閉信号 （ s wと表示。 閉のときハ ィレベル） 及び信号発生器 3 5の信号 （ s gと表示。 動作時八ィレベル） に起因して各部の動作信号波形が変化する点にある。 図 14 (a) に示すように、 図 1 3に示す駆動電圧に起因した静電結 合容量 3 9 a、 3 9 b、 3 9 c、 3 9 d、 3 9 e、 3 9 f による結合し た電流信号 d， eが生じる。
静電結合容量 3 9 a、 3 9 b、 3 9 c、 3 9 d、 3 9 e、 3 9 f の容 量 Cは電極形状の差、 対向距離差、 位置ずれ、 水晶音叉型振動子 1の形 状などのバラツキにより結合容量差 Δ Cが生じやすく、 結果として差動 増幅器 1 1で減殺され残った電流信号 d, eによる結合電流差 ω·Δ〇 - Vd (ω :駆動電圧周波数、 V d :駆動電圧の大きさ） なる信号 （h点 の信号波形）が 9 0度移相器 1 2を介してモニタ信号（a点の信号波形） ど同相な信号として同期検波器 1 9に入力され、 最終的に出力端子 2 1 から AVなるオフセットとなって出力される。 この を発生させる要 因である駆動信号電圧は水晶音叉型振動子 1を含んだ駆動閉ループにお いて自動的に決まるので、 水晶音叉型振動子 1を構成する材料の圧電特 性の温度特性などの影響を受けやすく、 水晶では温度に対して指数関数 的な増加傾向を示す。 このように、 無視できないレベルの結合が存在す る水晶音叉型振動子を用いた場合、 センサの特性として、 高温側で非直 線なオフセット変化特性を持つものとなり、 補正手段などの構成を複雑 にするばかりでなく、 経時的な変化分がそのままセンサのオフセット変 動となって現れるので、 信頼性の低いセンサとなってしまう。 これを防 止するため、 積極的に水晶音叉型振動子 1を振動させない状況を作り、 信号発生器 3 5により擬似の駆動電圧 b， cを水晶音叉型振動子 1へ印 加することによって水晶音叉型振動子 1から出力された信号 （h点、 i 点に現れる静電結合容量 3 9 a、 3 9 b、 3 9 c、 3 9 d、 3 9 e、 3 9 f に起因する電流信号 d, e ) の差を低減する調整器 3 6を設けるこ とにより、 センサの高精度化が可能となる。 なお、 信号発生器 3 5から 発せられる擬似の駆動電圧の周波数は、 水晶音叉型振動子 1の固有振動 周波数以外の値に設定することも可能である。
例えば、 図 1 4 (b) に示すように信号発生器 3 5を動作状態にした 時、 台形状の擬似の駆動電圧 b, cが発生し、 かつ、 調整器 3 6として ラダーネットワーク抵抗、 補正用注入器としてのコンデンサ 4 5を用い て Δνを低減させていく過程を説明する。 コンデンサ 4 5の容量を C、 △ Vを低減させるために調整するラダ一ネッ卜ワーク抵抗の定数を aと すると、 補正項は （9) 式のように表される。
C · α · V d ( 9 )
従って、 結合容量差 Δ Cとコンデンサ 4 5の容量 Cが温度的に安定と すると、 下記 （ 1 0) 式がゼロになるように《を調整することにより、
△ C · V d— C · a · V d = (Δ C— C · «) · V d ( 1 0) 図 1 4 (b) に示す h点、 i点の信号波形が限りなくゼロに近づく。 その結果、 調整が終了したあとは図 1 4 (c ) に示すように、 h点、 i 点、 j点の信号波形が限りなくゼロに近づき、 最終的に出力端子 2 1か ら駆動電圧 V dの影響が抑えられたオフセット量△ Vが出力される。 なお、 コンデンサ 4 5は、 他の回路部とともに半導体集積回路内に構 成することにより、 接続用のはんだ付け部が不要になり、 信頼性が一層 向上する。
実際上ひは、 調整段階においてオシロスコープなどで端子 43の擬似 駆動電圧と電流信号 d， eとにより生じた電圧をモニタするための端子 4 6の信号レベルをモニタしながら、 電流信号 d, eとにより生じた差 の電圧がゼロになるように前述したようなラダーネットワーク抵抗にデ ジタル信号を順次送り、 ゼロに調整できた時のデジタル信号のデータを ROMなどのメモリに格納しておけば、 通常動作において、 静電結合容 量成分の抑制された高精度なセンサとする事ができる。
なお、 本実施の形態においては、 ひの調整により出力端子 2 1からの オフセット量 Δ νを限りなくゼロに近づける例について説明したが、 α の調整により出力端子 2 1からのオフセット量 Δ νを積極的に大きくす ることも可能である。
また、 ラダーネットワーク抵抗、 コンデンサ 4 5に感温特性を示す素 子を用いれば、 温度補償も含めて調整することが可能である。
なお、 本実施の形態においては、 水晶音 ¾型振動子として水晶を用い た例について説明したが、 圧電セラミックス、 シリコン、 シリコンと圧 電膜を組み合せた構成からなる振動子を用いることも当然可能である。 また、 振動子の形状も音叉型に特定されるものではない。
また、 実施の形態 1〜実施の形態 5においては、 カレントアンプ、 差 動増幅器、 移相器、 同期検波器の構成を用いた例について説明したが、 必ずしもこれに限定されるものではなく、 少なくとも差動増幅器からの 出力を同期し、 検波することにより角速度信号を出力するための同期復 調器であればよい。
(実施の形態 6 )
図 1 5は本発明の角速度センサの第 6の実施の形態における回路プロ ック図である。 図 1 5において、 図 1と同一構成部分に関しては同一番 号を付し詳細な説明は省略し、 異なる部分についてのみ詳述する。 図 1 5において、 同期復調器 4 7はカレントアンプ 9、 1 0の各出力 信号の差の信号を 9 0度位相シフトし、 この 9 0度位相シフトさせた後 の信号をサンプルホールドし、 このサンプルホールドした信号を同期検 波する。 同期復調器 4 7には、 サンプルホールド機能が備えられている ため、 水晶音叉型振動子 1から発生する過大な不要信号に対して回路の 飽和を防ぐことができる。 本実施の形態においては、 同期復調器として カレントアンプ 9、 1 0の各出力信号の差の信号を 9 0度位相シフトし、 この 9 0度位相シフトさせた後の信号をサンプルホールドし、 このサン プルホールドした信号を同期検波する例について説明したが、 必ずしも これに限定されるものではなく、 同一目的の機能を達成するものであれ ばよい。 産業上の利用可能性
以上のように本発明によれば、 振動部と角速度を検知する検知部とを 有するセンサ素子と、 センサ素子の振動部に駆動信号を供給するドライ パ回路とセンサ素子からのモニタ信号が加えられるモニタ回路とを含む 駆動手段と、 センサ素子の検知部からの出力が加えられる一対のチヤ一 ジアンプまたはカレントアンプと一対のチャージアンプまたはカレント アンプの出力差を増幅する差動増幅器と差動増幅器の出力を駆動手段か らの駆動信号に同期し検波することにより角速度信号を出力する同期復 調器とからなる検出手段と、 駆動手段の駆動信号に同期した信号を同期 復調器よりも前段に加えることにより異常を検出するための診断信号を 出力する自己診断手段とを備えている。
その結果、 本センサの一部が損傷して正常な検知動作ができなくなつ ている状態も外部から検出できるようにし、 使用時の信頼性を一段と向 上させた角速度センサを提供できる。

Claims

請 求 の 範 囲
【請求項 1】 振動部と角速度を検知する検知部とを有するセンサ素 子と、
前記センサ素子の振動部に駆動信号を供給する ドライバ回路 と前記センサ素子からのモニタ信号が加えられるモニタ回路と よりなる駆動手段と、
前記センサ素子の検知部からの出力が加えられる一対のチヤ ージアンプおよびカレントアンプのいずれか一方と、 前記一対のチヤ一 ジアンプおよびカレントアンプのいずれか一方の出力差を増幅する差動 増幅器と、 前記差動増幅器の出力を前記駆動手段からの駆動信号に同期 し検波することにより角速度信号を出力する同期復調器とよりなる 検出手段と、
前記駆動手段の前記駆動信号に同期した信号を前記同期復調器よりも 前段に加えて異常検出の診断信号を出力する自己診断手段と
を備えた角速度センサ。
【請求項 2】 振動部と角速度を検知する検知部とを有するセンサ素 子と、
前記センサ素子の振動部に駆動信号を供給する ドライバ回路 と前記センサ素子からのモニタ信号が加えられるモニタ回路と よりなる駆動手段と、
前記センサ素子の検知部からの出力が加えられる一対のチヤ ージアンプおよびカレントアンプのいずれか一方と、 前記駆動手段から の駆動信号に同期して前記一対のチャージアンプおよびカレントアンプ のいずれか一方の出力をサンプルホールドし角速度信号を出力する同期 復調器とよりなる検出手段と、 前記駆動手段の前記駆動信号に同期した信号を前記同期復調器よりも 前段に加えて異常検出の診断信号を出力する自己診断手段と
を備えた角速度センサ。
【請求項 3】 振動部と角速度を検知する検知部とを有するセンサ素 子と、
前記センサ素子の駆動部に駆動信号を供給するドライバ回路と前記セ ンサ素子からのモニタ信号が加えられるモニタ回路とよりなる駆動手段 と、
前記センサ素子の検知部からの出力が加えられる一対のカレントアン プと、 前記一対のカレントアンプの出力差を検出する差動増幅器と、 前 記差動増幅器の出力の位相を 90 ° シフトさせる移相器と、 前期移相器の 出力を前期駆動手段からの駆動信号で同期検波し角速度信号を出力する 同期検波器とよりなる検出手段と、
前記駆動手段の前記駆動信号に同期した信号を前記同期検波器よりも 前段に加えて異常検出の診断信号を出力する自己診断手段と
を備えた角速度センサ。
【請求項 4】 自己診断のための駆動信号に同期した信号は、 一対の チャージアンプおよび力レントアンプのいずれか一方の入力端子に加え ることを特徴とする請求項 1に記載の角速度センサ。
【請求項 5】 自己診断のための駆動信号に同期した信号は、 モニタ 回路の出力信号であることを特徴とする請求項 1に記載の角速度センサ,
【請求項 6】 自己診断手段は、 駆動信号に同期した信号を減衰させ るための減衰器と、 減衰器からの信号を同期復調器より前段に加えるた めの注入器とよりなることを特徴とする請求項 1に記載の角速度センサ <
【請求項 7】 注入器はコンデンサであることを特徴とする請求項 6 に記載の角速度センサ。
【請求項 8】 注入器は抵抗器であることを特徴とする請求項 6に記 載の角速度センサ。
【請求項 9】 減衰器はラダーネッ トワーク抵抗を有していることを 特徴とする請求項 6に記載の角速度センサ。
【請求項 1 0】 自己診断手段が動作状態および非動作状態のいずれ か一方であるように切り替える切替手段を有することを特徴とする請求 項 1に記載の角速度センサ。
【請求項 1 1】 切替手段は外部からの操作に応動して同期復調器よ り前段に加える駆動信号に同期した信号を断続する開閉器であることを 特徴とする請求項 1 0に記載の角速度センサ。
【請求項 1 2】 切替手段は外部からの操作に応動して同期復調器よ り前段に加える駆動信号に同期した信号を一定時間断続するタイマー回 路を備えた開閉器であることを特徴とする請求項 1 0に記載の角速度セ ンサ。
【請求項 1 3】 自己診断手段が非動作中には前記検出手段の出カレ ベルを検出し、 前記センサ素子の異常を常時判定する判定手段を備える ことを特徴とする請求項 2に記載の角速度センサ。
【請求項 1 4】 自己診断手段は、 駆動信号に同期した信号を減衰す る減衰器と、 前記減衰器からの信号を同期復調器より前段に加えるため の注入器と、 前記減衰器と前記注入器との間に設けられた切替手段と をよりなることを特徵とする請求項 1 3に記載の角速度センサ。
【請求項 1 5】 切替手段は、 外部からの操作に応動して同期復調器 より前段に加える駆動信号に同期した信号を断続する開閉器であること を特徴とする請求項 1 4に記載の角速度センサ。 【請求項 1 6】 切替手段は、 外部からの操作に応動して同期復調器 より前段に加える駆動信号に同期した信号を一定時間断続するタイマー 回路を備えた開閉器であることを特徴とする請求項 1 4に記載の角速度 センサ。
【請求項 1 7】 センサ素子は、 水晶， 圧電膜が表面に設けられたシ リコンまたは圧電セラミックスからなる振動子であることを特徴とする 請求項 1に記載の角速度センサ。
【請求項 1 8】 振動部と角速度を検知する検知部とを有するセンサ 素子と、
前記センサ素子の振動部に駆動信号を供給する ドライバ回路と と前記センサ素子からのモニタ信号が加えられるモニタ回路と よりなる駆動手段と、
前記センサ素子の検知部からの出力が加えられる一対のチャージアン プおよびカレントアンプのいずれか一方と、 前記一対のチャージアンプ およびカレントアンプのいずれか一方の出力差を増幅する差動増幅器と， 前記差動増幅器の出力を前記駆動手段からの駆動信号に同期し検波する ことにより角速度信号を出力する同期復調器とよりなる検出手段と、 前記駆動手段の駆動信号に同期した信号を前記同期復調器よ り も前段に加える ことによ り前記検知部からの信号を調整する 調整手段と
を備え、
前記調整手段は前記駆動信号に同期した信号を可変するための調整器 と前記調整器からの信号を前記同期復調器より前段に加える注入器から なる角速度センサ。
【請求項 1 9】 注入器はコンデンサである請求項 1 8に記載の角速 度センサ。
【請求項 2 0】 注入器は抵抗器である請求項 1 8に記載の角速度セ ンサ。
【請求項 2 1】 調整器は、 デジタル的に調整が可能なラダーネット ワーク抵抗を有していることを特徴とする請求項 1 8に記載の角速度セ ンサ。
【請求項 2 2】 調整器は、 可変抵抗器であることを特徴とする請求 1 8に記載の角速度センサ。
【請求項 2 3】 調整器および注入器のいずれか一方に駆動信号に同 期した信号の温度補償のための感温素子が設けられていることを特徴と する請求項 1 8に記載の角速度センサ。
【請求項 2 4】 振動部から検知部にかけて生じる静電結合信号を、 擬似駆動信号を用いて回路部上で電気的に補正する補正手段を備えるこ とを特徴とする請求項 1 8に記載の角速度センサ。
【請求項 2 5】 駆動信号とセンサ素子の検知部からの出力信号をそ れぞれモニタする端子を備えることを特徵とする請求項 1 8に記載の角 速度センサ。
【請求項 2 6】 補正する時に、 センサ素子の駆動回路を切断する開 閉器を備えることを特徴とする請求項 2 4に記載の角速度センサ。
【請求項 2 7】 振動部と角速度を検知する検知部とを有するセンサ 素子と、
前記センサ素子の振動部に駆動信号を供給するドライバ回路と、 前記センサ素子からのモニタ信号が加えられるモニタ回路と、 前記センサ素子の振動部を安定に自励振動させる駆動手段と、 前記自励振動を止める制御手段と、 前記制御手段の作動時に前記センサ素子の振動部に調整用の信号を印 加するための信号発生器と、
前記検知部からの出力が加えられる一対のチヤ一ジアンプおよび力レ ントアンプのいずれか一方と、
前記駆動手段からの駆動信号に同期して復調し角速度信号を出力する 同期復調器を含む検出手段と、
前記駆動手段の駆動信号を前記同期復調器よりも前段に加えることに より振動部から検知部にかけて生ずる静電結合信号を調整する調整手段 と
を備える角速度センサ。
【請求項 2 8】 調整手段は、 駆動信号に同期した信号を調整する減 衰器と前記減衰器からの信号を同期復調器より前段に加えるためのコン デンサとからなることを特徴とする請求項 2 7に記載の角速度センサ。
【請求項 2 9】 制御手段は、 駆動手段のループ内に設けられた開閉 器であることを特徴とする請求項 2 7に記載の角速度センサ。
【請求項 3 0】 信号発生器から印加される調整用信号の周波数は、 センサ素子固有の振動モ一ド周波数と異なる周波数であることを特徴と する請求項 2 7に記載の角速度センサ。
【請求項 3 1】 コンデンサが駆動手段と検出手段を構成する半導体 集積回路上に形成されていることを特徴とする請求項 2 8に記載の角速 度センサ。
【請求項 3 2】 減衰器は、 レベル調整が可能な減衰器であることを 特徴とする請求項 2 8に記載の角速度センサ。
【請求項 3 3】 減衰器は、 利得調整が可能な増幅器であることを特 徵とする請求項 2 8に記載の角速度センサ。 【請求項 3 4】 減衰器は、 位相調整が可能な移相器であることを特 徴とする請求項 2 8に記載の角速度センサ。
【請求項 3 5】 減衰器は、 あらかじめ設定されたデジタルデータを 基に段階的に調整が可能なデジタル調整手段を備えることを特徴とする 請求項 2 8に記載の角速度センサ。
【請求項 3 6】 一対のチャージアンプ間およびカレントアンプ間の いずれか一方の入力特性のバランスを取るために、 前記一対のチャージ アンプおよびカレントアンプのいずれか一方の注入器が接続されていな い側の入力端子に平衡手段を備えることを特徴とする請求項 6に記載の 角速度センサ。
【請求項 3 7】 ドライバ回路には互いに逆位相の信号をセンサ素子 の駆動信号として生成する手段が設けられ、 これらの逆位相の信号のい ずれかを選択して調整手段に供給する切替器を備えることを特徴とする 請求項 2 7に記載の角速度センサ。
【請求項 3 8】 調整手段に供給される信号は、 切替器により選択さ れた駆動信号またはモニタ信号であることを特徴とする請求項 2 7に記 載の角速度センサ。
PCT/JP2002/002116 2001-03-09 2002-03-07 Capteur de vitesse angulaire WO2002073131A1 (fr)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
EP02702793A EP1367367A4 (en) 2001-03-09 2002-03-07 ANGLE SPEED SENSOR
CA002440223A CA2440223C (en) 2001-03-09 2002-03-07 Angular velocity sensor

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2001066341A JP4843855B2 (ja) 2001-03-09 2001-03-09 角速度センサ
JP2001-66341 2001-03-09

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2002073131A1 true WO2002073131A1 (fr) 2002-09-19

Family

ID=18924841

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2002/002116 WO2002073131A1 (fr) 2001-03-09 2002-03-07 Capteur de vitesse angulaire

Country Status (4)

Country Link
EP (1) EP1367367A4 (ja)
JP (1) JP4843855B2 (ja)
CA (1) CA2440223C (ja)
WO (1) WO2002073131A1 (ja)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP1512976A1 (en) * 2003-09-08 2005-03-09 Murata Manufacturing Co., Ltd. Dynamic-quantity sensor
US8250917B2 (en) 2008-02-06 2012-08-28 Seiko Epson Corporation Physical quantity sensor

Families Citing this family (17)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4645013B2 (ja) * 2003-10-03 2011-03-09 パナソニック株式会社 加速度センサ及びそれを用いた複合センサ
US7134336B2 (en) * 2004-03-19 2006-11-14 Denso Corporation Vibration type angular velocity sensor
JP4411529B2 (ja) * 2004-08-05 2010-02-10 株式会社デンソー 振動型角速度センサ
JP5458462B2 (ja) 2005-10-11 2014-04-02 パナソニック株式会社 振動型慣性力検知センサ
JP4935069B2 (ja) * 2005-12-28 2012-05-23 パナソニック株式会社 角速度センサ
JP5034624B2 (ja) * 2007-04-10 2012-09-26 パナソニック株式会社 角速度センサ
JP5262164B2 (ja) * 2008-02-18 2013-08-14 パナソニック株式会社 デジタルａｇｃ回路およびそれを用いた角速度センサ
JP5262165B2 (ja) * 2008-02-18 2013-08-14 パナソニック株式会社 デジタルａｇｃ回路およびそれを用いた角速度センサ
US8397569B2 (en) 2008-04-10 2013-03-19 Panasonic Corporation Inertial force sensor
CN102057249B (zh) * 2008-06-10 2013-02-20 株式会社村田制作所 外力检测装置和布线断裂检测方法
JP2010085301A (ja) * 2008-10-01 2010-04-15 Panasonic Corp 角速度センサ
JP5369954B2 (ja) * 2009-07-14 2013-12-18 パナソニック株式会社 角速度センサ
WO2011030541A1 (ja) 2009-09-14 2011-03-17 パナソニック株式会社 角速度センサ
CN102510996B (zh) 2009-10-01 2015-02-25 松下电器产业株式会社 惯性传感器
KR101218991B1 (ko) 2010-08-06 2013-01-07 삼성전기주식회사 자이로 센서 구동 장치
JP5686022B2 (ja) * 2011-03-31 2015-03-18 株式会社デンソー センサ装置
JP6828544B2 (ja) 2017-03-23 2021-02-10 セイコーエプソン株式会社 センサー素子制御装置、物理量センサー、電子機器、移動体及び物理量センサーの故障診断方法

Citations (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS6415911U (ja) * 1987-07-13 1989-01-26
EP0462580A1 (en) * 1990-06-21 1991-12-27 Japan Aviation Electronics Industry, Limited Fiber optic gyro with self-diagnostic function
JPH04295716A (ja) * 1991-03-25 1992-10-20 Matsushita Electric Ind Co Ltd 角速度センサ装置
JPH04297874A (ja) * 1991-01-22 1992-10-21 Matsushita Electric Ind Co Ltd 角速度センサ駆動装置
EP0638782A1 (en) 1993-08-02 1995-02-15 New Sd, Inc. Rotation rate sensor with built in test circuit
JPH09105637A (ja) * 1995-10-12 1997-04-22 Murata Mfg Co Ltd 振動ジャイロ
EP0773430A1 (en) 1995-05-30 1997-05-14 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Angular velocity sensor
JPH1073437A (ja) * 1996-08-30 1998-03-17 Fujitsu Ltd 振動ジャイロの検出回路及びこれを用いた振動ジャイロ装置
EP1031814A1 (en) * 1998-09-10 2000-08-30 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Angular speed sensor

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2552672B2 (ja) * 1987-07-09 1996-11-13 株式会社リコー 酸化物垂直磁化膜の作製方法
JP3399221B2 (ja) * 1996-04-09 2003-04-21 松下電器産業株式会社 角速度センサ
JP3430711B2 (ja) * 1995-05-30 2003-07-28 松下電器産業株式会社 角速度センサ
JP3191742B2 (ja) * 1997-09-25 2001-07-23 株式会社村田製作所 振動ジャイロ

Patent Citations (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS6415911U (ja) * 1987-07-13 1989-01-26
EP0462580A1 (en) * 1990-06-21 1991-12-27 Japan Aviation Electronics Industry, Limited Fiber optic gyro with self-diagnostic function
JPH04297874A (ja) * 1991-01-22 1992-10-21 Matsushita Electric Ind Co Ltd 角速度センサ駆動装置
JPH04295716A (ja) * 1991-03-25 1992-10-20 Matsushita Electric Ind Co Ltd 角速度センサ装置
EP0638782A1 (en) 1993-08-02 1995-02-15 New Sd, Inc. Rotation rate sensor with built in test circuit
EP0773430A1 (en) 1995-05-30 1997-05-14 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Angular velocity sensor
JPH09105637A (ja) * 1995-10-12 1997-04-22 Murata Mfg Co Ltd 振動ジャイロ
JPH1073437A (ja) * 1996-08-30 1998-03-17 Fujitsu Ltd 振動ジャイロの検出回路及びこれを用いた振動ジャイロ装置
EP1031814A1 (en) * 1998-09-10 2000-08-30 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Angular speed sensor

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
See also references of EP1367367A4 *

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP1512976A1 (en) * 2003-09-08 2005-03-09 Murata Manufacturing Co., Ltd. Dynamic-quantity sensor
US7109636B2 (en) 2003-09-08 2006-09-19 Murata Manufacturing Co., Ltd. Dynamic-quantity sensor
US8250917B2 (en) 2008-02-06 2012-08-28 Seiko Epson Corporation Physical quantity sensor

Also Published As

Publication number Publication date
CA2440223C (en) 2008-09-16
EP1367367A1 (en) 2003-12-03
JP2002267448A (ja) 2002-09-18
JP4843855B2 (ja) 2011-12-21
EP1367367A4 (en) 2011-11-30
CA2440223A1 (en) 2002-09-19

Similar Documents

Publication Publication Date Title
WO2002073131A1 (fr) Capteur de vitesse angulaire
US7043988B2 (en) Angular velocity sensor
JP4101490B2 (ja) 改良型音叉ドライブを備える慣性速度センサー及び方法
JP5552976B2 (ja) 角速度検出装置及び電子機器
WO2010143615A1 (ja) 物理量検出装置並びに物理量検出装置の制御方法、異常診断システム及び異常診断方法
US8618890B2 (en) Angular velocity detection apparatus
JP4310571B2 (ja) 静電容量検出型振動ジャイロ、および静電容量変化検出方法
JP5348408B2 (ja) 物理量検出装置、物理量検出装置の異常診断システム及び物理量検出装置の異常診断方法
US6732586B2 (en) Angular velocity sensor
JP2000009475A (ja) 角速度検出装置
JPH07270166A (ja) 振動ジャイロ検出方式
JP2014197010A (ja) 角速度検出装置及び電子機器
US6912901B1 (en) Angular velocity sensor
US6608425B2 (en) Vibrating gyroscope, electronic device using the same, and self-diagnosis method for vibrating gyroscope
JP2001153659A (ja) 角速度センサ
KR100415076B1 (ko) 각속도 검출 방법 및 진동 자이로스코프
US5696322A (en) Vibrating gyroscope
JP2010054404A (ja) 振動型ジャイロセンサ
JP5589171B2 (ja) 物理量検出装置用回路
US11855653B2 (en) Physical quantity detection circuit, physical quantity sensor, and method of operation of physical quantity detection circuit
JP2002213961A (ja) 振動ジャイロおよび振動ジャイロの自己診断方法
JPH06147901A (ja) 圧電振動ジャイロ
JP2000146594A (ja) 振動型センサの断線検出装置
JP2000131070A (ja) 角速度検出装置およびその駆動方法
JP3227975B2 (ja) 振動検出回路

Legal Events

Date Code Title Description
AK Designated states

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): CA US

AL Designated countries for regional patents

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): AT BE CH CY DE DK ES FI FR GB GR IE IT LU MC NL PT SE TR

121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application
WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2440223

Country of ref document: CA

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2002702793

Country of ref document: EP

WWP Wipo information: published in national office

Ref document number: 2002702793

Country of ref document: EP