WO2001054257A1 - Alimentation electrique et dispositif electronique utilisant cette alimentation - Google Patents

Alimentation electrique et dispositif electronique utilisant cette alimentation Download PDF

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    • H02M1/0003Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0006Arrangements for supplying an adequate voltage to the control circuit of converters

Definitions

  • the first rectifier connected in series to the secondary winding of the transformer. • A choke coil connected in series with the first rectifier.
  • a first smoothing circuit connected in series to a second switching element. • A control circuit to which the output voltage of the first smoothing circuit is input and controls the first switching element.
  • a switching element 21, a smoothing circuit 22, and an output terminal 24 are sequentially connected to a connection point between the choke coil 7 and the switching element 19. Also, It has a division control circuit 23 that controls the conduction period of the switching element 21 (hereinafter referred to as M 0 SFET 21) in accordance with the input voltage of the smoothing circuit 22.
  • M 0 SFET 21 controls the conduction period of the switching element 21 in accordance with the input voltage of the smoothing circuit 22.
  • the division control circuit 23 generates a gate voltage which is a high-level voltage during the t2 period as shown in FIG. 2 (B).
  • the gate voltage is applied to the gate of M 0 S F E T 2 ⁇ , and M O S F E T 2 1 conducts for t 2.
  • a current with the waveform shown in Fig. 2 (F) flows.
  • the smoothing circuit 22 outputs the DC voltage shown in FIG. 2 (G) to the output terminal 24.
  • the output terminal 2 is connected to a control device (not shown) for controlling a load device of the electronic device (for example, a motor or the like).
  • the switching element 19 prevents a current from flowing backward from the smoothing circuit 8 to the MOS FET 21 during the period t2. As shown in FIG. 2 (D), the current of the choke coil 7 other than the period t2 flows through the switching element 19. As a result, the smoothing circuit 8 outputs a DC voltage to the output terminal 9 as shown in FIG.
  • the output terminal 9 is connected to a load device (not shown) of an electronic device.
  • the output voltage of the smoothing circuit 22 decreases.
  • the division control circuit 23 detects this voltage drop and lengthens the gate high-level period (t 2) in the direction of the left arrow. As a result, the conduction time of the MOS FET 21 increases. Then, the current to the smoothing circuit 22 increases and is controlled to a specified voltage.
  • FIG. 9 shows an electric circuit diagram of the power supply device according to the fifth embodiment of the present invention.
  • the division control circuit 23 d, the switching element 40, the switching element 41, and the smoothing circuit 42 are provided. And the output terminals 44 are added in parallel.
  • the switching element 40 connected between the choke coil 7 and the switching element 19 prevents backflow, and the output voltage is highest at the output terminal 9, then at the output terminal 4 4, at the output terminal 2
  • the condition where 4 is the lowest is necessary.
  • the potential difference of each output can be, for example, 0.1 V.
  • the current flowing through the choke coil 7 is time-sequentially divided from the one with the higher output voltage. That is, the split control circuit 23 c and the split control circuit 23 d make the switching element 40 and the switching element 41 conduct after flowing into the switching element 19, and finally, make the switching element 21 conduct. Control.
  • division control section 23 e of the present embodiment description will be given of division control section 23 e of the present embodiment. I do.
  • FIG. 11 shows an electric circuit diagram of a power supply device according to Embodiment 6 of the present invention.
  • the DC power supply 1 is connected to the center tap of the primary winding 52 p of the transformer 52, and the switching element 3 and the switching element 51 are connected to both ends of the primary winding 52 p, respectively. I do.
  • the forward control circuit 50 controls the switching elements 3 and the switching elements 51 so as to alternately conduct.
  • the center tap of the secondary winding 52 2 s of the transformer 52 is grounded, and the anode terminals of the rectifying elements 5 and 6 are connected to both ends of the secondary winding 52 s, respectively.
  • the cathode terminals of the rectifying element 5 and the rectifying element 6 are commonly connected, and are connected to the choke coil 7 and the pulse generating circuit 27a.
  • the other components are the same as in the first embodiment. You.
  • the present invention can reduce the size and weight of a power supply device and an electronic device using the same.

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Description

明 細 電源装置とそれを用いた電子機器 技術分野
本発明は、 各種 O A機器などの電子機器に用いられる電源装置およ びそれを用いた電子機器に関するものである。 背景技術
従来の電源装置の構成を図 1 2に示す。
図 1 2に示す如く、 直流電源 1 にはトランス 2の一次巻線 2 pが接 続されている。 この一次巻線 2 pにはスィツチング素子 3とその制御 用のフ才ヮ一ド制御部 4が接続されている。 このフォワード制御部 4 はフォワード制御回路 4 aと電圧比較部 4 bとを有している。 卜ラン ス 2の二次巻線 2 sには整流素子 5、 チョークコイル 7、 平滑回路 8 を介して、 出力端子 9が接続されている。 整流素子 5とチョークコィ ル 7の接続点に一端がアースされた整流素子 6が接続されている。 以 上の構成は、 所謂フォワード型電源装置の構成例である。 そして、 出 力端子 9からは、 例えば 2 4 Vが得られる。
上記フォワード型電源装置から別の出力を得るには、 チョークコィ ル 7と平滑回路 8の接続点に、 チョークコイル 1 0とコンデンサ 1 1 の平滑手段を介してチョッパー型電源装置 1 2を接続する。 そして出 力端子 1 7から、 例えば 5 Vの電圧を出力する。 このチョッパー型電 源装置はスィツチング素子 1 3、 整流素子 1 4、 チョークコイル 1 5、 平滑回路 1 6、 チョッパー制御回路 1 8で構成される。 すなわち、 フォヮ一ド型電源装置のチョークコイル 7と平滑回路 8 の接続点からチョークコイル 1 0とコンデンサ 1 1 の平滑回路を通し てチョッパー型電源装置〗 2に電力が供給される。 チョッパー型電源 装置 1 2は、 スイッチング素子 1 3によって電流をチヨッビングし、 チョークコイル 1 5に流れる電流を制御することにより、 電圧変換を 行う。 その結果、 出力端子 1 7から、 5 Vで数 A以上の電力を供給す ることが出来る。
以上のように従来の電源装置は、 電圧を変換するためのチョークコ ィル 1 5と、 電圧を平滑するチョークコイル 1 0とコンデンサ 1 1 を 必要とする。 すなわち、 チョッパー型電源装置 1 2は直流電圧を効率 良く電圧電流変換するために、 スイッチング素子の通電時間を制御し て、 チョークコイル 1 5に流す電流を制御し、 出力端子〗 7に変換さ れた電圧を出力する。 このためにチョークコイル 1 5が必要である。 また、 スイッチング素子 1 3のスィッチイング周期がフォワード型 電源と同期しないため、 出力端子 9にリップル電圧が発生する。 それ を防止するためにチョークコイル 1 0とコンデンサ 1 1 も必要である c これらのチョークコイル 1 0, 1 5は、 必要な特性を得るために、 か なり大きなものがいる。 このことが、 電源装置、 それを用いる電子機 器の小型、 軽量化を困難にする一因である。 発明の開示
本発明は、 かかる点に鑑みてなされたもので、 電源装置及び電子機 器の小型化、 軽量化を図ることを目的とするものである。
この目的を達成するために本発明の電源装置は、
•直流電源に一次巻線が直列接続された卜ランス。 -制御端子を有し、 一次巻線に直列に接続さた第 1のスィッチ ング素子。
- 卜ランスの二次巻線に直列接続された第 1 の整流素子。 •第 1 の整流素子と直列接続されたチョークコイル。
,チョークコイルと直列に接続された第 2のスィツチング素子 <
•第 2のスィツチング素子に直列接続された第 1 の平滑回路。 •第 1 の平滑回路の出力電圧が入力され第〗 のスイッチング素 子を制御する制御回路。
-第 1 の整流素子と二次巻線に並列接続された第 2の整流素子 < ·チヨークコイルに直列接続された第 3のスィツチング素子。
•第 3のスィツチング素子に直列接続された第 2の平滑回路。 •第 2の平滑回路の入力電圧あるいは出力電圧が第 1 の入力端 子に入力され、 入力電圧にしたがって第 3のスィツチング素子 の通電期間を制御する分割制御回路。
また、 本発明の電子機器は、 上記電源装置と、 負荷装置 (例えばァ クチユエ一夕) と、 負荷装置の制御装置より構成され、 負荷装置に第 1 の平滑回路よリ電力を供給し、 負荷装置を制御する制御装置に第 2 の平滑回路より電力を供給する。 図面の簡単な説明
図 1 は、 本発明の実施の形態 1 の電源装置の電気回路図
図 2は同動作説明図
図 3は同動作説明図
図 4は、 本発明の実施の形態 2の電源装置の電気回路図
図 5は同動作説明図 図 6は、 本発明の実施の形態 3の電源装置の電気回路図
図 7は同動作説明図
図 8は、 本発明の実施の形態 4の電源装置の電気回路図
図 9は、 本発明の実施の形態 5の電源装置の電気回路図
図 1 0は、 本発明の実施の形態 6の電源装置の電気回路図
図 1 1 は、 本発明の実施の形態 7の電源装置の電気回路図
図 1 2は従来の電源装置の電気回路図 発明を実施するための最良の形態
以下、 本発明の実施の形態を図面を用いて説明する。 なお、 説明に あたっては従来技術と同一部分は同一番号を付してある。
(実施の形態 1 )
図 1 は本発明の実施の形態 1 の電源装置の構成図を示すものであリ 図 2はその動作波形を示すものである。
図 1 において、 直流電源 1 には卜ランス 2の一次巻線 2 pが接続さ れている。 この一次巻線 2 pにはスィツチング素子 3およびフォヮ一 ド制御部 4が接続されている。 前記卜ランス 2の二次巻線 2 sには整 流素子 5、 チョークコイル 7、 平滑回路 8を介して、 出力端子 9が接 続されている。 また整流素子 5とチョークコイル 7の接続点とアース 間には整流素子 6が接続されている。 このように、 フォワード型電源 装置の基本構成は従来例と同様であるが、 チョークコイル 7と平滑回 路 8の間にスイッチング素子 1 9を構成している。
チョークコイル 7とスイッチング素子 1 9の接続点にスイッチング 素子 2 1 、 平滑回路 2 2、 出力端子 2 4が順次接続されている。 また、 平滑回路 2 2の入力電圧に応じてスィツチング素子 2 1 (以下 M 0 S F E T 2 1 とする)の導通期間を制御する分割制御回路 2 3を有する。 具体的な動作を図 1 および図 2を用いて説明する。 スイッチング素 子 3がオンの時、 直流電源 1 から卜ランス 2の一次巻線 2 pに電流が 流れる。 同時に、 トランス 2の二次巻線 2 sから整流素子 5を介して チョークコイル 7に卜ランス 2の巻線数に反比例した電流が流れる。 整流素子 5の力ソード側には、 図 2 ( A) に示す様に、 t 1期間に数 十ボル卜の電圧が発生する。
チョークコイル 7に流れる電流波形を図 2 (C) に示す。 t 3期間 の電流は、 整流素子 6に流れるフライホイル電流である。
ここで、 分割制御回路 2 3は図 2 ( B) 示すように t 2期間ハイレ ベル電圧であるゲー卜電圧を発生する。 ゲー卜電圧が M 0 S F E T 2 Ί のゲー卜に印加され、 M O S F E T 2 1 は t 2期間導通する。 その 結果、 図 2 ( F) に示す波形の電流が流れる。 そして、 平滑回路 2 2 は、 図 2 (G) に示す直流電圧を出力端子 2 4に出力する。 出力端子 2 には、 電子機器の負荷装置 (例えば、 モータ等のァクチユエ一夕) を制御する制御装置 (図示せず) が接続されている。
スィツチング素子 1 9は、 t 2期間に平滑回路 8から M O S F E T 2 1 へ電流が逆流するのを防止する。 スイッチング素子 1 9に、 図 2 (D) に示す様に、 t 2期間以外のチョークコイル 7の電流が流れる。 その結果、平滑回路 8は図 2 ( E) に示すように直流電圧を出力端子 9 に出力する。 出力端子 9には電子機器の負荷装置 (図示せず) が接続 されている。
なお、 出力端子 9は、 例えば〗 2 V〜 2 0 V間のほぼ一定の電圧が 出力され、 出力端子 2 4には例えば 5 V〜 7 V間のほぼ一定の電圧が 出力される。
ここで、 出力端子 2 4から負荷電流が流れると、 平滑回路 2 2の出 力電圧が低下する。分割制御回路 2 3は、この電圧低下を検出してゲー 卜ハイレベル期間 ( t 2 ) を左矢印の方向に長くする。 その結果、 M O S F E T 2 1 の導通時間が長くなる。 そして、 平滑回路 2 2への電 流が増加し、 規定の電圧に制御される。
t 2期間が長くなると、 スイッチング素子 1 9に流れる電流量は減 少し、 平滑回路 8の出力電圧が低下する。 しかし、 フォワード制御部 4の電圧比較器 4 bがその電圧低下を検出し、 スィツチング素子 3の 導通時間を長くする。 その結果、 二次巻線 2 sの電流が増加し、 平滑 回路の出力電圧は一定になるように制御される。
次に、 分割制御部 2 3の構成を説明する。 整流素子 5の力ソード側 の電圧がパルス発生回路 2 7に入力される。 その出力は充放電回路 2 8に入力される。 差動回路 3 2の一方の入力に、 平滑回路 2 2の入力 電圧 (あるいは出力電圧) が入力され、 他方の入力端子には、 基準電 圧 3 3が入力される。 差動回路は、 その入力電圧の差を増幅し出力す る。 充放電回路 2 8には、 一端が接地されたコンデンサ 2 9が接続さ れている。 充放電回路 2 8の出力電圧はコンパレータである波形整形 回路 3 0に入力され、 矩形波に整形される。 波形整形回路 3 0の出力 はドライブ回路 3 1 に入力され、 ドライブ回路 3 1 の出力は M O S F E T 2 1 のゲー卜端子に入力される。
具体的な動作を図 1 および図 3に示し説明する。 なお図 3 (A)、 (C), ( D) は各々、 図 2 (A)、 (C), ( D) と同じものである。 パルス発生回路 2 7は、 整流素子 5のカソ一ド側の電圧を波形整形 することにより、 t 1 期間ハイレベルであるリセッ 卜パルス(図 3 (H) 参照) を出力する。
充放電回路 2 8は、 リセッ トパルスのハイレベル期間に、 コンデン サ 2 9の電荷を放電 (図 3 ( I ) 参照) する。
一方、 差動回路 3 2は平滑回路 2 2の電圧 ( V S ) と基準電圧 (V R ) 3 3の差動電圧 (V R— V S ) を出力する。 充放電回路 2 8は、 差動電圧に対応してコンデンサ 2 9を充電する。 すなわち V Sは V R より低い時、 図 3 ( I ) に示すように t 4の期間、 コンデンサ 2 9を 充電する。 コンデンサ 2 9の電圧が一定値以上になると、 波形整形回 路 3 0の出力が反転する。 その結果、 ドライブ回路 3 1 は図 3 ( B ) に示すゲー卜電圧を出力する。
ここで、 V Sが低い程、 差動回路 3 2の出力電圧は高くなり、 コン デンサ 2 9への充電電流が大きくなり、 t 4期間が短くなる。 その結 果、 ゲ一卜電圧のハイレベルの期間 t 5が長くなるために、 平滑回路 2 2への電流が増し、 出力電圧が上昇する。 この様にして、 出力電圧 は規定電圧 (例えば 5 V ) に保たれる。
以上のように、 卜ランスの二次側巻線に接続された第 1 の整流素子 とチョークコイルに流れる電流の一部を、 スイッチング素子 2 1 を用 いて、 平滑回路 2 2に供給して出力端子 2 4から一定の電圧を出力す ることが可能となる。
更に、 卜ランスの二次側巻線に接続された第 1 の整流素子、 チヨ一 クコイルを流れる電流を、第 1 の平滑回路と第 2の平滑回路に交互に、 同期を取って分流することにより、 安定した出力を第 1 の出力端子と 第 2の出力端子から取り出すことが可能となる。
(実施の形態 2 ) 図 4は、 本発明の実施の形態 2の電源装置の電気回路図を表す。 図 4において、 分割制御回路 2 3 aを構成するパルス発生回路 2 7 aの 機能が図 1 に示すパルス発生回路 2 7と異なるものであり、 他の構成 要素は図 1 と同じである。
以下、 図 4、 図 5を参照して本実施の形態を説明する。
パルス発生回路 2 7 aは、 図 5 ( A) に示す整流素子 5の力ソード 側のパルス電圧(パルス幅 = t 6 )立ち上がリ縁を微分して、図 5 (H) に示すような微少パルス幅 ( t 7、 t 7 < t 6 ) であるリセッ トパル スを出力する。 尚、 このリセッ トパルスは図 5 ( A) に示す信号を積 分した信号との組み合わせにより発生させることも可能である。 この リセッ 卜パルスでコンデンサ 2 9の放電を行うことにより、 短時間で 放電から充電に移行する事が可能となる (図 5 ( I ) 参照)。 すなわち スィツチング素子 3が導通している期間 ( t 6 ) 内にコンデンサー 2 9を充電し始めることが可能となる。
このように構成することにより、 ドライブ回路 3 1 の出力(図 5 ( B) 参照) は、 スイッチング素子 3が導通している期間 ( t 6 ) に、 M O S F E T 2 1 の通電を開始させることが可能となる。 なお図 5 (C) はチョークコイル 7の電流、 ( D)はスイッチング素子 1 9の電流を示 している。
以上のように、 本実施例によれば、 コンデンサの放電期間を短くす ることにより、 実施例 1 より M O S F E T 2 1 を長時間通電すること が可能となる。 よって、 出力端子 9の負荷が軽い場合にも、 出力端子 2 1 より大きな電力を出力することが可能となる。
(実施の形態 3 ) 図 6は、 本発明の実施の形態 2の電源装置の電気回路図を表す。 図 6において、 分割制御回路 2 3 bを構成するパルス遅延回路 2 7 bが 図 1 に示すパルス発生回路 2 7と置き換わったものである。 他の構成 要素は図 1 と同じである。
以下、 図 6と図 7を参照して本実施の形態を説明する。
パルス遅延回路 2 7 aは、 図 6 ( A ) に示す整流素子 5の力ソード 側のパルス電圧 (パルス幅 = t 6 ) の立ち上がり縁を検出する。 そし て、 微少パルス幅のリセッ トパルスを△ t 1 0遅延させて出力 (図 7 ( G ) 参照) する。
このリセッ トパルスでコンデンサ 2 9の放電を行う。 すなわち、 ス イッチング素子 3が導通している期間 ( t 6 ) の途中から、 コンデン サ 2 9の放電が開始される。 その後、 すぐ充電に移行する事が可能と なる (図 7 ( I ) 参照)。
その結果、 M O S F E T 2 1 を、 次にリセッ 卜パルスが発生するま で導通させることができる (図 7 ( F ) 参照)。 すなわち、 チョークコ ィル 7の電流 (図 7 ( C ) 参照) が整流素子 6を介して流れている期 間と、 スィツチング素子 3により 卜ランス 2に電力が供給される期間 内の Δ t 1 0期間に、 M O S F E T 2 1 が導通する。 この様にして、 出力端子 2 4に電流を供給するために、 出力端子 9の負荷が軽く、 す なわちスイッチング素子 1 9に流れる電流 (図 7 ( D ) 参照) が少な い場合でも、 等価的に出力端子 9の負荷があるようにフォヮ一ド制御 部 4が動作し、 出力端子 2 4から大きな出力電流を取り出すことが出 来る。
以上のように、 遅延させた、 短い時間幅のリセッ トパルスを用いて コンデンサの放電を行うことにより、 第 3のスイッチング素子を精度 良く制御することにより、 出力端 9は無負荷の状態であっても、 出力 端子 2 4から大電流を出力することが可能となる。
(実施の形態 4 )
図 8は、 本発明の実施の形態 4の電源装置の電気回路図を表す。 こ こで、 分割制御回路 2 3 cの内部電源用に平滑回路 3 6を含むもので ある。
卜ランス 2の二次巻線 2 sの出力電圧は通常、 数 1 0 Vの正のピー ク電圧と負の電圧が発生する。 そして整流素子 5で整流された二次巻 線 2 sの出力電圧 (図 7 ( A ) 参照) を整流平滑回路 3 6に入力する。 整流平滑回路 3 6は数 1 0 Vの直流電圧を出力する。 この出力電圧を 分割制御回路 2 3 c内の各回路に供給する。 この様に構成することに よりスィツチング素子 2 1 を容易にかつ安価に制御することが可能と なる。
図 8において、 M 0 S F E Tであるスイッチング素子 3 7が、スイツ チング素子 1 9を構成するダイ才ードに、並列接続されている。スイツ チング素子 3 7は分割制御回路 2 3 cのドライブ回路 3 1 aにより制 御される。
このように構成することにより、 出力端子 9に接続される負荷が大 きい時、 スイッチング素子 1 9であるダイオードの発熱を防ぐことが 出来、 放熱板が不要となる。 また、 スイッチング素子 3 7の駆動信号 は、 ドライブ回路 3 1 aがスィツチング素子 2 1 を駆動する信号と逆 極性で良く、 容易に発生することが可能である。
他の構成要素の機能、動作は実施の形態 1 と同じであり説明を省く。 (実施の形態 5 )
図 9は、 本発明の実施の形態 5の電源装置の電気回路図を示し、 図 1 に示す構成に、分割制御回路 2 3 dとスィツチング素子 4 0、スイツ チング素子 4 1 、 平滑回路 4 2および出力端子 4 4を並列に加えたも のである。 その結果、 3種類の電源出力を得ることが可能となる。 ここで、 チョークコイル 7とスイッチング素子 1 9間に接続したス イッチング素子 4 0は逆流防止であり、 出力電圧の高さは出力端子 9 が最も高く、 次に出力端子 4 4で、 出力端子 2 4が最も低い条件は必 要である。 但し、 各出力の電位差は例えば、 0 . 1 Vでも可能である。 図 9において、 チョークコイル 7に流れる電流は、 出力電圧が高い 方から時間的に順番に電流分割される。 すなわち、 分割制御回路 2 3 cおよび分割制御回路 2 3 dは、 スイッチング素子 1 9に流れた後、 スィツチング素子 4 0とスィツチング素子 4 1 を導通し、 最後にス ィツチング素子 2 1 導通するように制御する。
上記の説明から明らかなように、 分割制御回路 2 3 dとスィッチン グ素子 4 0、 スィツチング素子 4 1 、 平滑回路 4 2および出力端子 4 4を多数並列接続すれば、 複数の出力を出力する多出力電源装置が可 能となる。
(実施の形態 6 )
図 1 0は、 本発明の実施の形態 6の電源装置の電気回路図を表す。 図 1 0の構成は図 1 に記載の電源装置から分割制御回路 2 3内のパ ルス発生回路 2 7を除いたものである。
図 1 0を参照して、 本実施の形態の分割制御部 2 3 eについて説明 する。
差動回路 3 2の入力電圧である平滑回路 2 2の電圧が基準電圧 3 3 より高くなると、 差動回路 3 2の出力が下がる。 その結果、 充放電回 路 2 8はコンデンサ 2 9を放電する。
逆に、 平滑回路 2 2の電圧が基準電圧 3 3より低くなると差動回路 3 2の出力が上がる。 その結果、 実施の形態 1 と同様に、 充放電回路 2 8コンデンサ 2 9を充電する。 そのコンデンサ 2 9の電圧を波形整 形回路 3 0からドライブ回路 3 1 の出力は M O S F E T 2 1 を駆動し. 平滑回路 2 2を充電し、 出力電圧を制御する動作は前記の実施の形態 Ί と同じである。
以上のように、 出力端子 2 4の負荷が大きくない場合は、 分割制御 回路のパルス発生回路がなくてもよく、 電源装置を更に小型で、 低コ ス卜が可能となる。 (実施の形態 7 )
図 1 1 は、 本発明の実施の形態 6の電源装置の電気回路図を表す。 図 1 1 において、 直流電源 1 を卜ランス 5 2の一次側巻線 5 2 pの センタ一タップに接続し、 一次巻線 5 2 pの両端にそれぞれスィツチ ング素子 3とスイッチング素子 5 1 を接続する。 フォワード制御回路 5 0はスィツチング素子 3とスィツチング素子 5 1 を交互に導通する ように制御する。 卜ランス 5 2の二次側巻線 5 2 sのセンタータップ は接地され、 二次側巻線 5 2 sの両端に、 それぞれ整流素子 5と整流 素子 6のァノード端子が接続されている。 整流素子 5と整流素子 6の カソード端子は共通に接続され、 チョークコイル 7及びパルス発生回 路 2 7 aに接続される。 他の構成要素は実施の形態 1 と同じ構成であ る。
基本的な動作は、 実施の形態 1 〜 6と略同じである。 電力を供給す る卜ランス 5 2の一次側のスィツチング素子 3, 5 1 が交互にスィッ チング素子を行うため、 大電力の出力を取り出すことが可能となる。 以上のように、 本発明によれば、 電圧を変換するためのチョークコ ィルと、 平滑回路のチョークコイルとコンデンサを削減することが可 能となる。 産業上の利用可能性
以上のように、 本発明は電源装置及びそれを用いた電子機器の小型 ィ匕、 軽量化が可能となる。

Claims

請 求 の 範 囲
1 .
直流電源に一次巻線が直列接続された卜ランスと、
前記一次巻線に直列に接続された第 1のスィツチング素子と、 前記卜ランスの二次巻線に直列接続された第 1の整流素子と、 前記第 1 の整流素子と直列接続されたチョークコイルと、 前記チョークコイルと直列に接続された第 2のスイッチング 素子と、
前記第 2のスィツチング素子に直列接続された第 1 の平滑回 路と、
前記第 1 の整流素子と前記二次巻線に並列接続された第 2の 整流素子と、
前記第 1 の平滑回路の出力電圧に応じて、 前記第 1 のスィツチ ング素子の通電期間を制御する制御回路と、
前記チョークコイルに直列接続された第 3のスイッチング素 子と、
前記第 3のスィツチング素子に直列接続された第 2の平滑回 路と、
前記第 2の平滑回路の入力電圧あるいは出力電圧が第 1 の入 力端子に入力され、 前記第 1 の入力端子の入力電圧にしたがって前記 第 3のスイッチング素子の通電期間を制御する分割制御回路を備えた 電源装置。
2 .
前記分割制御回路は更に第 2の入力端子を具備し、 前記第 2の入力端子が、 前記第 1 の整流素子の一方の端子に接 続された請求項 1 記載の電源装置。
3 .
前記分割制御回路は、
一端が接地されたコンデンサを、 充放電する充放電回路と、 前記第 2の入力端子の入力信号からリセッ トパルスを発生す るパルス発生回路と、
前記コンデンサの出力電圧を所定の電圧と比較し、 前記第 3の スィツチング素子の通電期間を制御するゲー卜信号を出力する波形整 形回路とを具備し、
前記充放電回路は、 前記リセッ トパルスにより、 前記コンデン サの電荷をリセッ トし、 前記第 1 の入力端子の入力電圧に応じて、 前 記コンデンサの充電あるいは放電を行う請求項 2記載の電源装置。
4 .
前記パルス発生回路は、 前記上記第 1 のスィツチング素子の通 電時間よりも短い時間幅のリセッ 卜パルスを発生させる請求項 3記載 の電源装置。
5 .
前記パルス発生回路はパルス遅延回路を含む請求項 4記載の 電源装置。
6 . 前記分割制御回路は、 前記分割制御回路の電源用の平滑回路を 含む請求項 2記載の電源装置。
7 .
前記第 2のスイッチング素子と並列接続される第 4のスイツ チング素子を更に具備し、
前記第 2のスィツチング素子を整流素子で構成し、
前記分割制御回路は、 前記第 4のスィツチング素子の導通期間 を制御する請求項 2に記載の電源装置。
8 .
前記チョークコイルと直列接続されてた第 5のスイッチング 素子と、
前記第 5のスィツチング素子に直列接続された第 3の平滑回 路と、
第 2の分割制御回路を更に具備し、
前記第 2の分割制御回路は、 前記第 3の平滑回路からの電圧に 応じて、 前記第 5のスィツチング素子の導通期間を制御する請求項 2 に記載の電源装置。
9 .
負荷装置と、 前記負荷装置の制御装置と、 前記負荷装置と前記 制御装置の電源装置とを備えた電子機器であって、 前記電源装置は、 直流電源に一次巻線が直列接続された卜ランスと、
前記一次巻線に直列に接続された第 1のスィツチング素子と、 前記トランスの二次巻線に直列接続された第 1 の整流素子と、 前記第 1 の整流素子と直列接続されたチョークコイルと、 前記チョークコイルと直列に接続された第 2のスイッチング 素子と、
前記第 2のスイッチング素子に直列接続された第 1 の平滑回 路と、
前記第 1 の整流素子と前記二次巻線に並列接地された第 2の 整流素子と、
前記第 1 の平滑回路の出力電圧が入力され、 前記第 1 のスイツ チング素子の通電期間を制御する制御回路と、
前記チョークコイルと直列接続された第 3のスィツチング素 子と、
前記第 3のスイッチング素子に直列接続された第 2の平滑回 路と、
前記第 2の平滑回路の入力電圧あるいは出力電圧が第 1 の入 力端子に入力され、 前記第 1 の入力端子の入力電圧に応じて、 前記第 3のスィツチング素子の通電期間を制御する分割制御回路を具備し、 前記第 1 の平滑回路の出力電圧を、 前記第 2の平滑回路の出力電圧よ リ高く し、 前記第 1の平滑回路の出力電圧を前記負荷装置に供給し、 前記第 2の平滑回路の出力電圧を前記制御装置供給する電子機器。
1 0 .
前記分割制御回路は、 更に第 2の入力端子を具備し、 前記第 2の入力端子を、 前記第 1 の整流素子の一方の端子に接 続した請求項 9記載の電源装置。
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