WO1998016929A1 - Procede d'enregistrement numerique, disque numerique, dispositif d'enregistrement de disque numerique et dispositif de reproduction de disque numerique - Google Patents

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Yoshihiro Hori
Hisashi Matsuyama
Akiomi Kunisa
Nobuo Itoh
Seiichiro Takahashi
Toshiaki Hioki
Kenji Asano
Noboru Mamiya
Yoshiharu Uchihara
Kenji Nakao
Satoshi Sumi
Kenji Torazawa
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Sanyo Electric Co., Ltd.
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    • G11B7/2407—Tracks or pits; Shape, structure or physical properties thereof
    • G11B7/24073—Tracks
    • G11B7/24082—Meandering

Definitions

  • the present invention relates to a digital recording method, a digital disk, a digital disk recording device, and a digital disk reproducing device. More specifically, the present invention relates to a digital recording method for efficiently recording digital data on a medium, a digital disk, a digital disk recording device, and the like. The present invention relates to a digital disk reproducing device. Background art
  • Digital discs include media such as magneto-optical discs, optical discs, and phase-change discs, and the recording / reproducing portion of this disc exchanges data by AC coupling.
  • the recorded data sequence naturally includes the clock frequency component at the time of recording. Then, at the time of reproduction, a self-clocking control for extracting the clock frequency component from the signal of the reproduction data string and reproducing the reference clock of the reproduction apparatus by the clock frequency component is performed.
  • modulation of digital data requires easy self-clock control and low DC and low frequency components.
  • EFM EFM
  • 1-7 RLL modulation 2-7 RLL modulation
  • the data subjected to the RLL modulation in this manner is recorded on a medium by performing the NR ⁇ I modulation or the NRZ modulation.
  • a main object of the present invention is to provide a digital recording method, a digital disk, a digital disk recording device, and a digital disk reproducing device with high data recording efficiency.
  • Still another object of the present invention is to propose an example of an adaptive modulation method for suppressing DC and low frequency components.
  • the present invention is a digital recording method for selecting and recording, from a group of modulation recording data candidates, modulation recording data in which a DC component at the time of recording is suppressed, wherein a plurality of types of predetermined multi-bit data are initially stored. It is added to the input data as data, and the exclusive OR of the current code modulation unit to be converted and the code modulation unit immediately before the current code modulation unit is calculated in a predetermined order in units of a plurality of bits, By performing convolution processing that replaces the current code modulation unit, multiple types of modulation record data candidates I are generated from the input data, and the DC components at the time of recording each of the multiple types of modulation record data are compared with each other. The modulation recording data is selected and recorded according to the comparison result.
  • the DC component in the recording / reproducing system can be suppressed by a slight increase in the data length.
  • the data length n of the initial data added to the input data is 2 ⁇ n ⁇ 32, and more preferably, the data length n of the initial data is selected to be 4 ⁇ n ⁇ 8.
  • the data length m of the input data is selected to be L times the initial data (L is an integer of 2 or more).
  • Another aspect of the present invention is a digital disk on which a wobble is formed, wherein a data string is formed in synchronization with the wobble shape.
  • Still another aspect of the present invention is a digital disk recording apparatus for writing data in synchronism with a wobble formed on a digital disk, wherein a wobble signal is extracted from the digital disc and synchronized with the wobble signal. A reference cook signal is created, and data is written by the reference cook signal.
  • Still another aspect of the present invention is a digital disk reproducing apparatus for reading data written in synchronism with a wobble formed on a digital disk, wherein a wobble signal is extracted from the digital disk, and A reference clip signal synchronized with the reference clip signal is created, and the reproduction signal is digitized by the reference clip signal.
  • FIG. 1 is a diagram showing a magneto-optical disk according to a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a partially cutaway view of the magneto-optical disk shown in FIG.
  • FIG. 3 is a diagram showing a reproduced waveform of a wobble signal.
  • FIG. 4 is a block diagram showing an example of the recording apparatus.
  • FIG. 5 is a block diagram showing an example of the playback device.
  • FIG. 6 is a block diagram showing an example of the modulation circuit shown in FIG.
  • FIG. 7 is a diagram for explaining the operation of the modulation circuit shown in FIG.
  • FIG. 8A and FIG. 8B are diagrams for explaining the most optimal adaptive modulation method.
  • FIG. 9 is a block diagram of the adaptive modulation circuit.
  • FIG. 10 is a specific block diagram of the adaptive modulation circuit.
  • FIGS. 11A and 11B are diagrams for explaining the operation of the adaptive modulation circuit shown in FIG.
  • FIGS. 12A and 12B are diagrams for explaining the demodulation operation.
  • FIG. 13 is a diagram showing the data length relationship between the initial data (T j) and the base data (input data).
  • FIG. 14 is a waveform diagram showing a frequency spectrum.
  • FIG. 16 is a diagram showing the frequency spectrum of FIG.
  • FIGS. 17A to 17E are block diagrams showing examples of combinations of modulation circuits.
  • FIG. 18A and FIG. 18B are diagrams showing examples in which T j are arranged collectively.
  • FIG. 19 is a diagram showing an example in which a clock mark is provided on a straight track.
  • FIG. 20 is a diagram showing an example in which clock marks are provided on a meandering track.
  • FIG. 21 is a diagram showing an example in which one side of the track is straight and the other side is meandering.
  • FIG. 22 is a diagram showing an example in which the meandering shape of the truck is in phase on both walls of the globe and the land.
  • FIG. 23 is a diagram showing an example in which the meandering shape of the truck is in opposite phase on both sides of the groove and the land.
  • FIG. 24 is a diagram showing an example in which the shape of the track meanders only on one wall of the globe and the land.
  • FIG. 1 is a diagram showing a magneto-optical disk according to a first embodiment of the present invention
  • FIG. 2 is a diagram in which a part of the magneto-optical disk is broken
  • FIG. 3 is a diagram showing a reproduction waveform of a cobble signal. It is.
  • a digital disk 10 is a magneto-optical disk and employs a zone CLV method (ZCLV method). Since the ZCVL system is well known, its detailed description is omitted.
  • the magneto-optical disk 10 is formed with groups (grooves) formed on the disk surface, and the groups are provided in a spiral shape from the inner circumference to the outer circumference of the disk. The walls on both sides of this group meander, as shown in Figure 2.
  • the master glass is used in the mastering process to make this disc. Basically, it is a single-frequency clip that serves as a reference when generating bit clips for controlling disk rotation and recording and reproducing data.
  • a meandering group is formed by the wobble signal that has been moved. This is referred to as a mouthpiece.
  • the clocking frequency is recorded so that it can be synchronized with the data to be recorded.
  • the clock The king wobble frequency is set to 1.1 MHz, which is 1/8 of the clock frequency 8.8 MHz (during normal rotation control) during data recording.
  • the amplitude of this group is approximately 10 nm to 50 nm in the radial direction of the disk.
  • Each track of the group on the disk is composed of 60 zones for ZCLV control in the radial direction, and CLV control is performed for each zone.
  • the rotation speed is controlled to be large in the inner zone and small in the outer zone so that the difference in linear velocity between the different zones is small.
  • the group has a data area for writing data and an address area in which absolute address information on the disk is multiplexed, as in the conventional case.
  • address information is preliminarily modulated in the address area by using a biphase encoding method or the like with respect to the address signal, and is incorporated as a group error.
  • FIG. 3 shows a wobble signal near the boundary of the address area. If the information that replaces the function of the address mark is recorded as address information in the address segment portion, as is clear from FIG. 3, the resulting clocking portion also has 0 as the value of the bi-phase data. Is recorded. Therefore, in FIG. 1, a signal obtained by bi-directionally modulating the data of the address information is imprinted in the address area in a portion of the address area. In the data area portion, signals obtained by bi-phase modulation of data having a value of 0 are individually engraved. The reproduction signal from this wobble can be used for disc rotation control.
  • this pebble is used as a reference for generating a clock for writing data to be recorded / reproduced. Further, a feature of the present invention resides in that this page is used as a reference for generating a readout cache for data to be recorded / reproduced. That is, data is recorded and reproduced in synchronization with the page.
  • FIG. 4 is a schematic block diagram of the recording apparatus. Although FIG. 4 shows a magneto-optical disk recording / reproducing apparatus, a reproducing system circuit is omitted here to explain an operation at the time of recording.
  • Data to be recorded (hereinafter referred to as basic data) is input from an input terminal 14.
  • the base data is modulated by the modulation circuit 16, output to the magnetic head 20 via the amplifier 18, and recorded on the magneto-optical disk 10.
  • the processing in the modulation circuit 16 includes error correction coding for error correction during reproduction, adaptive modulation for reducing the DSV value, and NRZ modulation (or NRZI modulation).
  • Data to be recorded on the magneto-optical disk 10 is recorded in the data area in a synchronous manner.
  • the write timing signal for this is supplied from the timing controller 22 to the modulation circuit 16, and the write clock signal is supplied from the PLL oscillation circuit 24 to the modulation circuit 16.
  • the wobble signal from the wobble engraved on the magneto-optical disk 10 is read by the optical head 26, and the read output is given to the matrix circuit 28.
  • the matrix circuit 28 outputs a tracking error signal, a focus error signal, an RF signal, and a wobble signal based on the output of the optical head 26.
  • the tracking error signal is input to the tracking control circuit 30, the focus error signal is input to the focus control circuit 32, and the tracking control signal and the focus control signal are returned to the optical head 26.
  • the RF signal output from the matrix circuit 28 is supplied to a reproduction system and demodulated. Further, the wobble signal output from the matrix circuit 28 is supplied to the PLL circuit 24, the address detection circuit 40, and the spindle dollar servo circuit 34.
  • the spindle servo circuit 34 compares the cobble signal with the signal from the 1.1 MHz reference oscillator 36 and controls the rotation of the motor 38 to synchronize the cobble signal with the 1.1 MHz reference signal. Let it.
  • the address detection circuit 40 detects an address signal multiplexed in a bi-phase with the wobble signal. The value of the detected address and the detection timing signal are supplied to the timing controller 22. Also, ? Lion oscillation circuit 2 4 outputs 1. 1 MH Z 8 and position phase synchronization with Woburu signal. The clock signal of 8 MH z.
  • data is recorded on the magneto-optical disk 10 by the clock signal synchronized with the reproduction wobble signal. That is, the data recorded on the magneto-optical disk 10 is written in synchronism with the wobble shape.
  • FIG. 5 is a block diagram showing a reproducing apparatus according to one embodiment of the present invention. This Figure 5 is Only the live system is shown, and only the parts that differ from Fig. 4 will be described.
  • the RF signal output from the matrix circuit 28 is supplied to the AZD conversion circuit 42.
  • the A / D conversion circuit 42 is supplied with a reproduction clock signal from the PLL circuit 24, and the RF signal is binarized based on the reproduction clock signal.
  • the digital data from the AZD conversion circuit 42 is supplied to the demodulation circuit 44.
  • the demodulation circuit 44 is also supplied with a reproduction clock signal from the PLL circuit 24, and the digital data is demodulated and restored to the original data based on the reproduction clock signal.
  • the processing of the demodulation circuit 44 is the reverse of the processing of the modulation circuit 16 shown in FIG.
  • a quick signal synchronized with the reproduction wobble signal is created, and the data is reproduced by the clock signal.
  • a clock signal synchronized with the reproduced data can be obtained without creating a clock signal from the clock component in the RF signal. That is, sufficient recording and reproduction can be performed without considering the self-clock signal which has been considered essential for digital recording and reproduction. That is, according to this embodiment, since the modulation method takes into account both the “self-clock” and the “DSV value suppression”, the conventional RLL modulation is not essential for digital disk recording and reproduction. Can be said.
  • Conventional RLL modulation has the disadvantage of increasing the amount of data. For example, 117 modulation [(1,7,2,3) modulation] is a technique that can suppress the DSV value, and as a result, 2 The bits increase to 3 bits. That is, this modulation increases the data amount by 50%.
  • an adaptive modulation method of the device of this embodiment for example, only the adaptive modulation introduced in the above-mentioned Japanese Patent Application Laid-Open No. 2-96982, and unless general RLL modulation is adopted, Data recording efficiency can be improved.
  • the information (information code) is also recorded in order to transmit information indicating a pseudo random sequence to a reproducing side for demodulation.
  • the information code is erroneous, error propagation may occur in the entire scrambled data packet.
  • FIG. 6 is a block diagram of the modulation circuit shown in FIG. 4,
  • FIG. 7 is a diagram for explaining the operation of the modulation circuit shown in FIG. 6, and
  • FIGS. 8A and 8B show adaptive modulation. It is a diagram for explaining.
  • the demodulation circuit is the inverse processing of the modulation circuit 16, no particular block diagram is shown.
  • the base data of about 2 Kbytes (2048 bytes) is recorded in one data area of the magneto-optical disk 10.
  • the input base data is input to the error correction coding circuit 46.
  • the error correction coding circuit 46 divides the base data shown in FIG. 7 (a) into units of 2048 bytes, and performs error correction coding processing on the data of 2048 bytes shown in FIG. 7 (b).
  • FIG. 7 (c) an error correction code is added and converted to 2400 bytes of data.
  • This data is input to an adaptive modulation circuit 48 based on a DSV value or the like.
  • the adaptive modulation circuit 48 divides the data shown in FIG. 7 (c) into units of 40 bits, and adds 4-bit initial data to the data in units of 40 bits shown in FIG. 7 (d). Then, the data is divided into 4 bits, and the 4-bit data and the initial data are convoluted with an exclusive OR and modulated. By selecting the value of the 4-bit data to be added, the DSV value and the like are suppressed. This description will be described later.
  • FIG. 7 (f) the data of 2640 bytes is input to the Sync ⁇ Resync addition circuit 50.
  • the Sync'Resync signal is added by the carrot circuit 50 with Sync ⁇ Resync as shown in FIG. This data is recorded on the magneto-optical disk 10 via the NRZ modulation circuit 52 and the amplifier 18.
  • initial data of multiple bits is added to the beginning of each block data. If this initial data is 2 bits, there are four possible values: [00] [0 1] [10] [1 1]. If this initial data is 4 bits, the possible values are [000 0] [0001] [001 0] [001 1] [01 00] [0 1 0 1] [Oil 0] [01 1 1] [1 000] [1 001] [1 0 1 0] [1 01 1] [1 1 0 0] [1 1 01] [1 1 1 0] [1 1 1 1] [1 1 1 1] [1 1 1 1] [1 1 1 1] [1 1 1 1] [1 1 1 1]
  • the above-mentioned converted data D ′ 0 of the code conversion unit and the mod d 2 of the next code conversion unit D 1 are operated to generate the next converted data D ′ 1 in the same manner, which is D 1 Will be replaced.
  • the processing up to the last code conversion unit of the block is repeated.
  • the current conversion unit to be inversely converted and the conversion unit immediately before the active conversion unit initial data or inverse data
  • the exclusive OR with the demodulated code unit before conversion is calculated and replaced with the current demodulated code unit. As a result, data after inverse conversion is generated.
  • the inversely transformed data DO is generated by the operation of the first demodulation code unit D '0 and the mod d 2 of the initial data T j, and this is replaced with D' 0.
  • the following inversely transformed data D 1 is similarly generated by the above-described mod 2 operation of 0 (the demodulated code unit before the inverse transform) and the next demodulated code unit 1, and this is replaced with 1. .
  • the processing up to the last demodulated code unit of the data is repeated.
  • one demodulation code unit before the immediately preceding inverse conversion is used for the inverse conversion of the current demodulation code unit.
  • the effect remains in the demodulated code unit and does not propagate to subsequent demodulated code units. For example, if an error occurs in the demodulated code unit D ′ i before the inverse transform, the error affects only the demodulated code units D i and D i +1 after the inverse transform.
  • FIG. 9 is a schematic block diagram of the adaptive modulation circuit
  • FIG. 10 is a more specific block diagram
  • FIGS. 11A and 11B are diagrams showing processing steps of the adaptive modulation circuit. You.
  • the data length of the initial data is 2 bits, and the data length of the base data is 8 bits.
  • the 8-bit base data input here is [10001101].
  • the initial data to be added is 2 bits, Tl : [00], T2:
  • Basic data [100 1 101] is input to the input terminal 14 of FIG. 10 and input to the adaptive modulation circuit 48. This basic data is input to and converted by the T j addition conversion circuits 54 a to 54 d. The conversion shown in FIG. 11A is performed in the Tj additional conversion circuit 54a of T1, and the conversion shown in FIG. 11B is performed in the Tj additional conversion circuit 54b of T2.
  • the outputs of the T j addition conversion circuits 54 a to 54 d are supplied to the data string conversion circuits 56 a to 56 d during recording. These recording-time data string conversion circuits 56a to 56d convert the outputs of the Tj addition conversion circuits 54a to 54d into data strings that are actually output to the recording / reproducing system.
  • the output of the T j addition conversion circuit 54 is given to the NRZ modulation circuit 52, where it is modulated and output to the recording / reproducing system. That is, in this example, it may be considered that the output of the T j addition conversion circuit 54 is directly output to the recording / reproducing system, and the conversion process is stopped by the data sequence conversion circuit 56 a to 56 d during recording.
  • the input is output as is.
  • the output of the data string conversion circuit during recording 56 a to 56 d is the DSV value measurement circuit 58 a to 5
  • the DSV value measurement circuits 58a to 58d calculate the DSV of 10-bit (base data 8 bits + initial data 2 bits) data actually output to the recording / reproducing system.
  • the peak value measuring circuits 60a to 60d are 10 bits (base data 8 bits + initial data) output to the actual recording / reproducing system. (2 bits)
  • the DC fluctuation peak value is detected and held. That is, in the case shown in FIG. 11A, the DSV value measuring circuit 58a outputs “1-4”, and the peak value measuring circuit 60a outputs “1-4”. In the case shown in FIG. 11B, the DSV value measurement circuit 58b outputs “2”, and the peak value measurement circuit 60b outputs “4”. DSV value measurement circuit 58 a to 58 d and peak value measurement circuit 60 a
  • Each output of 60 d is provided to the selection circuit 62.
  • the selection circuit 62 selects T j having a small absolute value of the peak value based on the output of the peak value measurement circuits 60 a to 60 d. If the absolute values of the peak values are the same, Tj having a small absolute value of DSV is selected. If the absolute value of this D SV is also the same, either one is selected.
  • the value of j is output to the selection circuit 62 and the T j addition conversion circuit 54, and the T j addition conversion circuit 54 performs T j addition conversion based on the j value. As a result, adaptive modulation is performed, and the DC component in the recording / reproducing system can be suppressed.
  • the selection circuit 62 selects T j with a value of DSV of “0”. In this case, the value of DSV is the initial setting value of the DC hold of the next 10 bits (8 bits of basic data + 2 bits of initial data) of the peak hold of the DC fluctuation and the DSV measurement.
  • the output of the DSV value measurement circuit 58a to 58d corresponding to this Tj is the peak hold circuit 60a to 60d and the DSV value. It is output to the measurement circuits 58a to 58d, and is used as the initial setting value for the DC fluctuation peak hold and DSV measurement of the next 10 bits (base data 8 bits + initial data 2 bits).
  • FIG. 12A and FIG. 12B are diagrams showing a process when demodulating data modulated by the adaptive modulation circuit. For example, when the signal shown in Fig. 11 (1) is returned to the original data after passing through the recording / reproducing system, it is processed as shown in Fig. 12A. In this case, even if an error occurs in the recording / reproducing system, the error due to the error does not propagate to the entire block as shown in Fig. 12B. Next, the relationship between the data length of the base data and the data length as the initial data added to this is considered.
  • FIG. 13 is a diagram showing the data length relationship between the initial data T j and the base data (input data), and FIG. 14 is a diagram showing a frequency spectrum.
  • simulation was performed for a case where the initial data of various data lengths were added and the adaptive modulation was performed with the ratio of the data length of the base data to the data length of the initial data being fixed.
  • Figure 14 shows the resulting frequency spectrum.
  • the horizontal axis is the normalized frequency
  • ⁇ is the frequency component when the data string is subjected to frequency analysis by Fourier transform or the like
  • fc is the highest frequency component among them. That is, fc is equivalent to the data sequence of (1 0 1 0 1 1 1)
  • the vertical axis is the gain.
  • the initial data is preferably 2 bits or more. This is presumably because the DSV control in one block is not performed with one bit. In other words, in the case of one bit, two types are selected, but these two are data whose polarity is only inverted, and adaptive control based on the actual DSV value is not performed in only one block.
  • the data length n of the initial data needs to be 2 bits or more. Particularly, when the data length is 4 bits or more, the effect of suppressing the DC component is remarkable. However, there is no significant change in the DC component suppression effect when the data length of the initial data is 4 bits or 8 bits. Based on the trend of the simulation results, the improvement of the DC component suppression effect can be expected when the data length n of the initial data is up to 32 bits at most, and when it exceeds this, the block data length increases. No improvement in the DC component suppression effect can be expected. Therefore, the circuit size for the adaptive modulation described above is reduced. Considering this, the data length n of the initial data is preferably 8 bits or less.
  • the initial data has a data length n of 4 bits, and this is added to the base data of various data lengths m to perform adaptive modulation.
  • Figure 16 shows the resulting frequency spectrum.
  • the data length of the base data is desirably 100 bytes (800 bits) or less.
  • the ratio of the data length of the initial data to the data length of the base data increases, and the data amount as a whole increases. Therefore, considering the redundancy of the initial data, when the data length of the initial data is 4 bits, the data length of the base data should be suppressed to at most about 10 bytes.
  • the data length n of the initial data and the data length m of the base data are generally set so as to satisfy the following relationship.
  • the data length m of the initial data preferably satisfies the following equation, since the data length n of the initial data is preferably 4 ⁇ n ⁇ 8 (bits).
  • this adaptive modulation may be used together with other RLL modulation and the like.
  • FIGS. 17E to 17E are diagrams showing examples of combinations of modulation circuits.
  • Fig. 17A shows the example shown in Fig. 9, and Fig. 17B shows an example in which an RLL modulation circuit 60 is arranged in front of the adaptive modulation circuit 48 in Fig. 17A.
  • the NRZ I modulation circuit 70 is arranged in place of the NRZ modulation circuit 52 in FIG. 17A.
  • Figure 170 shows the RLL modulation circuit 60 placed before the adaptive modulation circuit 48 in Figure 17C
  • Figure 17E shows the arrangement of the adaptive modulation circuit 48 and RLL modulation circuit 60 in Figure 17D swapped. With is there.
  • the arrangement example shown in FIG. 17E is preferable.
  • the DSV value when selecting T j in the adaptive modulation circuit 48, the DSV value must be measured in consideration of the RLL modulation circuit 60 and the NRZI modulation circuit 70.
  • the self-clock component generated by the RLL modulation circuit 60 is output to the recording / reproducing system without being destroyed, it is possible to accurately perform both the self-clock recording and the suppression of the DC component.
  • the convolution processing is performed in the order of the data length n of the initial data from the beginning. This may be a predetermined order.
  • FIG. 18A and FIG. 18B are examples in which T j is arranged collectively.
  • FIGS. 19 to 21 show examples in which low-period clock marks are provided in place of the continuous wobble shown in FIGS.
  • FIG. 19 shows an example in which the track is a straight line, and a clock mark having a period w1 and a width w2 is inserted.
  • FIG. 20 shows an example in which the truck is meandering
  • FIG. 21 shows an example in which the other side of the truck is straight and the other side is meandering.
  • Fig. 22 shows an example where the meandering shape of the truck is in phase on both walls of the group and land
  • Fig. 23 shows an example where the meandering shape of the truck is in opposite phase on both walls of the group and land
  • Fig. 24 shows an example in which the shape of the track meanders only on one wall of the group and the land.
  • the DC component in the recording / reproducing system can be suppressed with a slight increase in the data length.
  • the reference clock signal is obtained from the cobbled signal, There is no need to consider data modulation for the clock.

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Description

明細書 ディジタル記録方法， ディジタルデイスク， ディジタルデイスク記録装置およ びディジタルディスク再生装置 技術分野
この発明はディジタル記録方法， ディジタルディスク， ディジタルデイスク記 録装置およびディジタルディスク再生装置に関し、 より特定的には、 ディジタル データを媒体に効率よく記録するディジタル記録方法， ディジタルデイスク， デ ィジタルディスク記録装置およびディジタルディスク再生装置に関する。 背景技術
ディジタルディスクとしては、 光磁気ディスク， 光ディスク， 相変化ディスク などの媒体があるが、 このディスクでの記録 ·再生部分は、 すべて交流結合でデ ータの授受を行なっている。 つまり、 ディジタルディスクに高密度にデータを記 録する場合、 低周波領域の信号成分を高効率で記録 Ρί生することが困難である。 そこで、 直流および低周波成分を抑圧する変調を行なって、 データを記録する 必要がある。 また、 記録されたデータ列には、 当然、 記録時のクロック周波数成 分が含まれている。 そして、 再生時に、 再生データ列の信号からのこのクロック 周波数成分を抽出し、 このクロック周波数成分により再生装置の基準クロックを 再生するセルフク口ック制御が行なわれる。 このように、 ディジタルデータの変 調は、 セルフクロック制御が容易で、 かつ直流および低周波成分の少ないことが 要求される。 このような変調方式としては、 E F M, 1— 7 R L L変調， 2— 7 R L L変調などが知られている。 このようにして R L L変調したデータは、 N R Ζ I変調または N R Z変調して媒体に記録される。
一方、 特開平 2— 9 6 9 8 2号公報には、 スクランブルするための擬似ランダ ムデータ列を複数用意し、 記録時の D S V (Digital Sum Variation ) が最も小 さくなる擬似ランダムデータで、 データ列をスクランブルすることが提案されて いる。 このように D S Vの値を小さくする適応型の変調方法も提案されている。 ところで、 ディスク媒体には、 溝 （グループ） の壁部を所定の周期と振幅を持 つ正弦波形状 （ゥォブル形状） に形成することが知られている。 このゥォブルは、 たとえば特開平 7— 3 1 1 9 6 2号公報にその一例が示されているように、 当業 者において極めてよく知られている。 このゥォブルには、 アドレス情報などが多 重して記録される。 発明の開示
この発明の主たる目的は、 データ記録効率のよいディジタル記録方法， デイジ タルディスク， ディジタルデイスク記録装置およびディジタルデイスク再生装置 を提供することである。
さらに、 この発明の他の目的は、 直流および低周波成分を抑圧する適応型の変 調方法の一例を提案することである。
この発明は、 変調記録データ候補群の中から、 記録時の直流成分が抑圧される 変調記録データを選択して記録するディジタル記録方法であって、 複数種類の所 定の複数ビットのデータが初期データとして入力データに付加され、 所定の複数 ビッ 卜の単位で所定の順に、 変換対象のカレント符号変調単位とそのカレント符 号変調単位の直前の符号変調単位との排他的論理和が演算され、 そのカレント符 号変調単位と置換する畳み込み処理を施すことにより、 入力データから複数種類 の変調記録データの候補 I が生成され、 複数種類の各変調記録データの記録時の 直流成分が相互に比較され、この比較結果に応じて変調記録データが選択されて 記録される。 それによつて、 本願発明によれば、 記録再生系での直流成分をわず かなデータ長の増加で抑圧することができる。
この発明の好ましい実施例では、 入力データに付加される初期データのデータ 長 nは 2≤n≤3 2であり、 より好ましくは初期データのデータ長 nは 4≤ n≤ 8に選ばれる。
さらに、 より好ましくは、 入力データのデータ長 mは初期データの L倍 （Lは 2以上の整数） に選ばれる。
この発明の他の局面は、 ゥォブルが形成されているディジタルディスクであつ て、 このゥォブル形状に相同期してデータ列が形成される。 この発明のさらに他の局面は、 ディジタルデイスクに形成されているゥォブル に同期してデータを書込むデジタルディスク記録装置であって、 ディジタルディ スクからゥォブル信号が抽出され、 このゥォブル信号に同期して基準ク口ック信 号が作成され、 この基準ク口ック信号によりデータの書込みが行なわれる。 さらに、 この発明の他の局面はディジタルディスクに形成されているゥォブル に同期して書込まれたデータを読出すディジタルディスク再生装置であって、 デ ィジタルディスクからゥォブル信号が抽出され、 このゥォブル信号に同期した基 準ク口ック信号が作成され、 基準ク口ック信号により再生信号のディジタル化が 行なわれる。 図面の簡単な説明
図 1はこの発明の第 1の実施例である光磁気ディスクを示す図である。
図 2は図 1に示した光磁気ディスクの一部を破断した図である。
図 3はゥォブル信号の再生波形を示す図である。
図 4は記録装置の一例を示すプロック図である。
図 5は再生装置の一例を示すプロック図である。
図 6は図 4に示した変調回路の一例を示すブロック図である。
図 7は図 6に示した変調回路の動作を説明するための図である。
図 8 Aおよび図 8 Bは最も最適な適応型変調方法を説明するための図である。 図 9は適応型変調回路のプロック図である。
図 1 0は適応型変調回路の具体的なプロック図である。
図 1 1 Aおよび図 1 1 Bは図 1 0に示した適応型変調回路の動作を説明するた めの図である。
図 1 2 Aおよび図 1 2 Bは復調の動作を説明するための図である。
図 1 3は初期データ （T j ) と基データ （入力データ） とのデータ長関係を示 す図である。
図 1 4は周波数スぺク トラムを示す波形図である。
図 1 5は初期データ （T j ) と基データ （入力データ） とのデータ長関係を示 す図である。 図 1 6は図 1 5の周波数スぺク トラムを示す図である。
図 1 7 A〜図 1 7 Eは変調回路の組合せ例を示すプロック図である。
図 1 8 Aおよび図 1 8 Bは T jをまとめて配置した例を示す図である。
図 1 9は直線のトラックにクロックマークを設けた例を示す図である。
図 2 0は蛇行しているトラックにクロックマークを設けた例を示す図である。 図 2 1はトラックの一方側は直線で他方側が蛇行している例を示す図である。 図 2 2はトラックの蛇行形状がグローブおよびランドの両壁で同相になった例 を示す図である。
図 2 3はトラックの蛇行形状がグ口ーブぉよびランドの両壁で逆相になってい る例を示す図である。
図 2 4はトラックの形状がグローブおよびランドの一方の壁のみで蛇行してい る例を示す図である。 発明を実施するための最良の形態
以下、 この発明の実施の形態を図面を参照して詳細に説明する。
図 1はこの発明の第 1の実施例である光磁気ディスクを示す図であり、 図 2は この光磁気ディスクの一部を破断した図であり、 図 3はゥォブル信号の再生波形 を示す図である。
図 1において、 ディジタルディスク 1 0は光磁気ディスクであり、 ゾーン C L V方式 （Z C L V方式） が採用されている。 なお、 この Z C V L方式はよく知ら れているのでその詳細な説明は省略する。 光磁気ディスク 1 0には、 ディスク表 面に刻まれたグループ （溝部） が形成されており、 グループはディスクの内周か ら外周に向かってスパイラル状に設けられている。 このグループの両側の壁は、 図 2に示すように蛇行している。 このディスクを作るためのガラス原板にはマス タリング工程で、 基本として、 ディスクの回転制御およびデータの記録再生時の ビットク口ックを生成するときの基準となる単一周波数のク口ックによってゥォ ブリングさせたゥォブル信号で蛇行したグループが形成される。 これをク口ツキ ングゥォブルと称する。 この場合のクロッキングゥォブルの周波数は、 記録する データにも同期することができるように記録される。 第 1の実施例では、 クロッ キングゥォブルの周波数がデータ記録時のクロック周波数 8 . 8 MH z (定常回 転制御時） の 8分の 1の 1 . 1 MH zに設定される。
このグループの振幅はディスク半径方向に概ね 1 0 n mから 5 0 n mである。 ディスク上のグループの各トラックは、 半径方向に Z C L V制御のための 6 0の ゾーンからなっており、 そのゾーンごとに C L V制御がなされる。 この Z C L V では、 異なるゾーン間における線速度の異なりが小さくなるように内周部ゾーン では大きな回転数、 また外周部のゾーンでは小さな回転数となるよう制御される。 グループには、 図 1に示すように、 データを書込むためのデータ領域と従来と同 様に、 ディスク上の絶対番地情報は多重されたァドレス領域が形成されている。 当然、 ア ドレス領域のゥォブルには、 予めア ドレス情報がゥォブル信号に対して、 バイフェーズ符号化方式などを用いて変調されてグループのゥォブルとして組込 まれている。
図 3はァドレス領域境界付近のゥォブル信号を示している。 ァドレスマークの 機能に変わる情報をァドレスセグメントの部分にァドレス情報としてゥォブルで 記録した場合、 この図 3から明らかなように、 結果的にクロッキングゥォブルの 部分についてもバイフェーズデータの値として 0が記録されている。 したがって、 図 1においてァドレス領域の部分には、 ァドレス情報のデータをバイフエ一ズ変 調した信号がゥォブルで刻み込まれている。 また、 データ領域部分には、 値とし ては 0となるデータをバイフヱーズ変調した信号がそれぞれゥォプルに刻み込ま れている。 このゥォブルからの再生信号は、 ディスクの回転制御に用いることが できる。
この発明の特徴の 1つは、 このゥォブルを記録再生を行なうデータに対する書 込用のクロック生成の基準として用いることにある。 さらに、 この発明の特徴は、 このゥォブルを記録再生を行なうデータに対する読出用のク口ック生成の基準と して用いることにある。 つまり、 このゥォブルに同期してデータが記録再生され る。
図 4は記録装置の概略プロック図である。 なお、 図 4は光磁気ディスク記録再 生装置であるが、 ここでは記録時の動作を説明するために再生系の回路を省略し ている。 記録されるべきデータ （以下、 基データと称する） は入力端子 1 4から入力さ れる。 この基データは、 変調回路 1 6で変調されてアンプ 1 8を介して磁気へッ ド 2 0に出力され、 光磁気ディスク 1 0に記録される。 なお、 変調回路 1 6での 処理は、 再生時の誤り訂正のための誤り訂正符号化処理， D S V値を小さくする ための適応型変調および N R Z変調 （または N R Z I変調） などである。
光磁気ディスク 1 0に記録されるデータは、 データ領域にゥォブルに同期して 記録される。 このための書込タイ ミング信号はタイミングコントローラ 2 2から 変調回路 1 6に与えられ、 書込クロック信号は P L L発振回路 2 4から変調回路 1 6に供給される。 光磁気ディスク 1 0に刻まれているゥォブルからのゥォブル 信号は光ヘッド 2 6によって読取られ、 その読取出力はマトリックス回路 2 8に 与えられる。
マトリックス回路 2 8は光へッド 2 6の出力に基づいて、 トラッキングエラー 信号とフォーカスエラ一信号と R F信号とゥォブル信号を出力する。 トラツキン グエラ一信号はトラッキング制御回路 3 0に入力され、 フォーカスエラー信号は フォーカス制御回路 3 2に入力され、 トラッキング制御信号とフォーカス制御信 号が光へッド 2 6に返される。 マトリ ックス回路 2 8から出力された R F信号は 再生系に与えられて復調される。 さらに、 マトリ ックス回路 2 8から出力された ゥォブル信号は、 P L L回路 2 4とアドレス検出回路 4 0とスピンドルドルサー ボ回路 3 4とに与えられる。 スピンドルサーボ回路 3 4はゥォブル信号と 1 · 1 MH zの基準発振器 3 6からの信号とを比較し、 モータ 3 8の回転制御を行ない、 ゥォブル信号と 1 . 1 MH zの基準信号とを同期させる。 アドレス検出回路 4 0 はゥォブル信号にバイフェーズで多重されているァドレス信号を検出する。 この 検出されたァドレスの値および検出タイミング信号はタイミングコントローラ 2 2に与えられる。 また、 ？しし発振回路2 4は1 . 1 MH Zのゥォブル信号に位 相同期した 8 . 8 MH zのクロック信号を出力する。
このように、 図 4に示した例では、 再生ゥォブル信号に同期したクロック信号 でデータが光磁気ディスク 1 0に記録される。 つまり、 光磁気ディスク 1 0に記 録されたデ一タは、 ゥォブル形状に同期して書込まれる。
図 5はこの発明の一実施例の再生装置を示すプロック図である。 この図 5は再 生系のみを示しており、 図 4と異なる部分についてのみ説明する。 マトリックス 回路 2 8から出力された R F信号は AZD変換回路 4 2に与えられる。 A/D変 換回路 4 2には P L L回路 2 4から再生用クロック信号が与えられており、 この 再生用クロック信号に基づいて R F信号が 2値化される。 AZD変換回路 4 2か らのディジタルデータは復調回路 4 4に与えられる。 復調回路 4 4にも P L L回 路 2 4から再生用クロック信号が与えられており、 この再生用クロック信号に基 づいてディジタルデータが復調されて基のデータに復元される。 この復調回路 4 4の処理は、 図 4に示した変調回路 1 6とは逆の処理が行なわれる。
このように、 図 5に示した例では、 再生ゥォブル信号に同期したク口ック信号 を作成し、 このクロック信号によってデータの再生処理が行なわれる。 このよう に、 この実施例によれば、 R F信号中のクロック成分からクロック信号を作成し なくても、 再生データに同期したクロック信号を得ることができる。 つまり、 従 来ディジタル記録再生に必須と考えられていたセルフクロック信号を考慮しなく ても、 十分な記録再生を行なうことができる。 つまり、 この実施例によれば、 「セルフクロック」 と 「D S V値の抑圧」 との両者を考慮した変調方式であるの で、 従来からの R L L変調はディジタルディスク記録再生に必須のものではなく なったということができる。 従来からの R L L変調は、 データ量が多くなる欠点 を持ち、 たとえば 1 一 7変調 [ ( 1， 7， 2 , 3 ) 変調] は、 D S V値を抑圧で きるカ、 そのために基のデータの 2ビットが 3ビットに増加してしまう。 つまり、 この変調によりデータ量は 5 0 %増しとなる。
この実施例の装置の適応型変調方式として、 たとえば前述の特開平 2— 9 6 9 8 2号公報に紹介された適応型の変調のみを採用し、 一般的な R L L変調を採用 しなければ、 データの記録効率を上げることができる。
前述した特開平 2— 9 6 9 8 2号公報の適応型の変調は、 復調のために擬似ラ ンダム系列を示す情報を再生側に伝えるために、 この情報 （情報コード） も記録 している。 しかし、 データ再生時において誤りが発生し、 情報コードを誤ってし まうと、 このスクランブルされたデ一タブ口ック全体に誤り伝播が生じてしまう 可能性がある。
また、 従来の 1— 7 R L L変調では、 D S V値の抑圧が不十分であるので、 さ らに DSV値の抑圧ができる変調方式が求められている。 し力 し、 このためには、 データ量のさらなる増加が発生する。 このため、 次に示す第 2の実施例では、 少 ないデータ量の増加で DSV値に応じた適応変調が行なえるとともに、 誤り伝播 の少ない変調を行なう。
図 6は図 4に示した変調回路のブロック図であり、 図 7は図 6に示した変調回 路の動作を説明するための図であり、 図 8 Aおよび図 8 Bは適応型変調を説明す るための図である。
なお、 復調回路は変調回路 1 6の逆処理であるため、 特にブロック図は記載し ていない。 この例では、 光磁気ディスク 1 0の 1つのデータ領域に約 2 Kバイ ト (2048バイ ト） の基データが記録される。 入力された基データは、 誤り訂正 符号化回路 46に入力される。 誤り訂正符号化回路 46は図 7 (a) に示す基デ ータを 2048バイ ト単位で分割し、 図 7 (b) に示す 2048バイ トのデータ に対して誤り訂正符号化処理を行なう。 この例では、 図 7 (c) に示すように、 誤り訂正符号が付加されて 2400バイ トのデータに変換される。
このデータは DSV値などによる適応型変調回路 48に入力される。 適応型変 調回路 48は図 7 (c) に示すデータを 40ビット単位で分割し、 図 7 (d) に 示す 40ビット単位のデータに対して、 4ビットの初期データが付加される。 そ して、 データが 4ビットごとに区分され、 この 4ビットデータと初期データとが 排他的論理和の畳込み処理されて変調される。 この付加する 4ビットデータの値 を選択することにより、 DSVの値などが抑圧される。 この説明は後述する。 こ れにより、 図 7 ( f ) に示すように、 2640バイ トになったデータは、 S y n c · R e s y n c付加回路 50に入力される。 この S y n c · R e s y n c付カロ 回路 50によって図 7 (e ) に示すように、 S y n c ' Re s y n c信号が付加 される。 このデータは、 NRZ変調回路 52およびアンプ 1 8を介して光磁気デ イスク 10に記録される。
ここで、 この実施例の適応型変調に関して詳細に説明する。 データ変換時には、 各 1ブロックデータの先頭に、 複数ビットの初期デ一タが付加される。 この初期 データが 2ビットであれば、 取り得る値は、 [00] [0 1] [10] [1 1] の 4種類である。 この初期データが 4ビットであれば、 取り得る値は、 [000 0] [0001] [001 0] [001 1 ] [01 00] [0 1 0 1] [O i l 0] [01 1 1 ] [1 000] [1 001] [1 0 1 0] [1 01 1] [1 1 0 0] [ 1 1 01] [1 1 1 0] [ 1 1 1 1 ] の 1 6種類である。
このように j種類 （ jは 2の累乗） の初期データ （変換番号 j ) が付加されて、 j種類の変換前ブロックデータが生成される。
次に、 図 8 Aおよび図 8 Bを参照してこの変換の原理について説明する。 この j種類の変換前データの各々について、 初期データを除く先頭の変換単位から順 に、 変換対象のカレント符号変換単位と、 そのカレント符号変換単位の直前の変 換単位 （初期データまたは変換済の符号変調単位） との排他的論理和 （mo d 2) が演算されて、 当該カレント符号変調単位と置換される （畳込み処理） 。 こ れにより、 j種類の変換後データが生成される。 つまり、 j種類の変換前データ の各々について、 まず先頭の符号変換単位 D 0と初期データ T jの m o d 2の演 算により、 初期データを除く先頭の符号変換単位の変換後データ D' 0が生成さ れ、 これが DOと置換される。
次に、 上述の変換済の符号変換単位のデータ D' 0と次の符号変換単位 D 1の mo d 2の演算により、 次の変換後データ D' 1が同様に生成されてこれが D 1 と置換される。 以下、 同様にして当該ブロックの最終の符号変換単位までの処理 が繰返される。 データ復調時には、 逆変換前データの先頭の復調符号単位 （初期 データ T j ) を除く変換単位から順に、 逆変換対象のカレント変換単位とその力 レント変換単位の直前の変換単位 （初期データまたは逆変換前の復調符号単位） との排他的論理和が演算されて、 当該カレント復調符号単位と置換される。 これ により、 逆変換後データが生成される。 つまり、 まず先頭の復調符号単位 D' 0 と初期データ T jの mo d 2の演算により逆変換後データ DOが生成され、 これ が D' 0と置換される。 次に、 上述の 0 (逆変換前の復調符号単位） と次の 復調符号単位 1との m o d 2の演算により、 次の逆変換後データ D 1が同様 に生成され、 これが 1と置換される。
以下同様にして、 当該データの最終の復調符号単位までの処理が繰返される。 このように、 データ逆変換時には、 直前の逆変換前の復調符号単位 1個を、 カレ ント復調符号単位の逆変換に利用しているため、 エラーが発生したとしてもその 影響は当該復調符号単位に留まり、 後の復調符号単位に伝播しない。 たとえば、 仮に逆変換前の復調符号単位 D' iにエラーが発生した場合には、 逆変換後の復 調符号単位 D i と D i + 1のみにエラーが影響する。
次に、上述の処理の動作原理を説明するために具体的なデータ変換の様子につ いて説明する。
図 9は適応型変調回路の概略プロック図であり、 図 1 0はより具体的なプロッ ク図であり、 図 1 1 Aおよび図 1 1 Bは適応型変調回路の処理過程を示す図であ る。
まず、 初期データのデータ長を 2ビットとし、 基データのデータ長を 8ビット として説明する。 ここで入力される 8ビッ トの基データを、 [ 1 000 1 1 0 1 ] とする。 付加される初期デ一タは 2ビッ トとし、 T l : [00] , T 2 ：
[01] , T 3 ： [1 0] ， T4 ： [ 1 1 ] の 4種類である。 図 1 0の入力端子 14には、 基データ [100 1 1 0 1] が入力され、 適応型変調回路 48に入力 される。 この基データは、 T j付加変換回路 54 a〜54 dに入力されて変換さ れる。 T 1の T j付加変換回路 54 aでは図 1 1 Aに示す変換が行なわれ、 T 2 の T j付加変換回路 54 bでは図 1 1 Bに示す変換が行なわれる。
T j付加変換回路 54 a〜 54 dの出力は記録時データ列変換回路 56 a〜 5 6 dに与えられる。 これらの記録時データ列変換回路 56 a〜 56 dは、 T j付 加変換回路 54 a〜 54 dの出力を実際に記録再生系に出力される場合のデータ 列に変換する。 この例では、 T j付加変換回路 54の出力は NRZ変調回路 52 に与えられて変調されて記録再生系に出力される。 つまり、 この例においては、 T j付加変換回路 54の出力が、 直接に記録再生系に出力されると考えてもよく、 記録時データ列変換回路 56 a〜56 dで変換処理が停止され、 入力はそのまま 出力される。
記録時データ列変換回路 56 a〜 56 dの出力は D S V値測定回路 58 a〜 5
8 dとピーク値測定回路 60 a〜60 dに与えられる。 DS V値測定回路 58 a 〜 58 dは、 実際に記録再生系に出力される 10ビット （基データ 8ビット +初 期データ 2ビット） のデータの DSVを求める。 ピーク値測定回路 60 a〜60 dは、 実際の記録再生系に出力される 10ビット （基データ 8ビット +初期デ一 タ 2ビット） の直流変動のピーク値を検出して保持する。 すなわち、 図 1 1 Aに 示した場合であれば、 D S V値測定回路 5 8 aは、 「一 4」 を出力し、 ピーク値 測定回路 6 0 aは、 「一 4」 を出力する。 また、 図 1 1 Bに示した場合であれば、 D S V値測定回路 5 8 bは、 「2」 を出力し、 ピーク値測定回路 6 0 bは、 「4」 を出力する。 D S V値測定回路 5 8 a〜5 8 dとピーク値測定回路 6 0 a
〜6 0 dのそれぞれの出力は選択回路 6 2に与えられる。
選択回路 6 2は、 ピーク値測定回路 6 0 a〜 6 0 dの出力により、 このピーク 値の絶対値が小さな T j を選択する。 このピーク値の絶対値が同じであれば、 D S Vの絶対値が小さな T jが選択される。 この D S Vの絶対値も同じであれば、 いずれかが選択される。 選択回路 6 2にはこの j の値を T j付加変換回路 5 4に 出力し、 T j付加変換回路 5 4はこの j の値に基づく T j付加変換を行なう。 そ れによって、 適応型変調が行なわれ、 記録再生系での直流分を抑圧できる。 この 選択回路 6 2で D S Vの値が 「0」 の T j を選択することもある。 この場合、 D S Vの値は、 次の 1 0ビット （基データ 8ビット +初期デ一タ 2ビット） の直流 変動のピークホールドおよび D S V測定の初期設定値とされる。
選択回路 6 2は T jを決定して出力する時に、 この T jに対応する D S V値測 定回路 5 8 a〜 5 8 dの出力は、 ピークホールド回路 6 0 a〜6 0 dと D S V値 測定回路 5 8 a〜5 8 dとに出力され、 次の 1 0ビット （基データ 8ビット +初 期データ 2ビット） の直流変動のピークホールドおよび D S V測定の初期設定値 とされる。
次に、 記録再生系のエラー伝搬の防止について簡単に説明する。
図 1 2 Aおよび図 1 2 Bは適応型変調回路で変調されたデータを復調する場合 の過程を示す図である。 たとえば、 前述の図 1 1 Λに示した信号を記録再生系を 介した後に、 元のデータに戻す場合には、 図 1 2 Aに示すごとく処理される。 こ の場合に、 記録再生系でエラーが生じても、 図 1 2 Bに示すように、 エラーによ る誤りはブロック全体には伝播しない。 次に、 基データのデータ長と、 これに付 加される初期データとしてのデータ長との関連について考察する。
図 1 3は初期データ T j と基データ （入力データ） とのデータ長関係を示す図 であり、 図 1 4は周波数スぺク トラムを示す図である。 図 1 3に示すように、 基データのデータ長と初期データのデータ長の割合を一 定として、 さまざまなデータ長の初期データを付加して、 適応型変調を行なった 場合についてシミュレーションを行なった結果の周波数スぺク トラムが図 1 4で ある。 図 1 4において横軸は規格化周波数であり、 ίはデータ列をフーリエ変換 などで周波数解析した場合の周波数成分であり、 f cはそのうちで最も周波数の 高い周波数成分である。 すなわち、 f cは （1 0 1 0 1 0 · ' ') のデータ列に相当 するものであり、 縦軸はゲインである。
したがって、 図 1 4においては、 規格化周波数が低い領域におけるゲインが小 さいほど、 上述の適応型変調後のデータ列中において、 低周波領域の信号成分が 抑制される。 すなわち、 この発明の課題である直流成分の抑制効果が大きくなる。 この図 1 4により、 考察できるように初期データのデータとしては 2ビット以上 が好ましい。 これは、 1 ビットでは 1ブロック内での D S V制御を行なっていな いからと考えられる。 つまり、 1 ビッ トの場合は 2種類から選択されるが、 この 2つは極性が反転しただけのデータであり、 1ブロックだけでは実質的な D S V 値による適応制御が行なわれていない。 1 ビッ トの場合は前ブロックから繰返さ れた D S Vをキャンセルするように現ブロックの初期データを設定するだけであ り、 複数ブロックにより始めて D S V値制御が行なわれる。 そして、 2ビッ トの 場合は、 4種類から選択されるが、 極性が反転しただけのデータを 1種類と考え ると、 2種類あり、 1ブロックだけでも実質的な D S V値による適応制御を行な うことができる。 さらに、 4ビットの場合は 1 6種類から選択されるが、 極性が 反転しただけのデータを 1種類と考えると 8種類あり、 1ブロックだけでも実質 的な D S V値による適応制御を十分行なうことができる。
この図 1 4からわかるように、 初期データのデータ長 nとしては、 2 ビット以 上が必要であるが、 特に 4ビット以上の場合に直流成分の抑制効果が顕著である。 ただし、 初期データのデータ長が 4ビットと 8ビットとでは直流成分の抑制効果 に大きな変化はない。 係るシミュレーション結果の傾向からして、 直流成分の抑 圧効果の向上が望めるのは、 初期データのデータ長 nがせいぜい 3 2ビットまで であり、 これを超えるようになると、 ブロックデータ長は増加する力 直流成分 抑制効果の向上は望めない。したがって、 上述の適応型変調のための回路規模を 考慮すると、 初期データのデータ長 nは 8ビット以下が望ましい。
さらに、 図 1 5に示すように、 初期データのデータ長 nを 4ビットとし、 これ をさまざまなデータ長 mの基データに付加して、 適応型変調を行なった場合につ いて、 シミュレ一ションを行なった。この結果の周波数スぺク トラムを図 1 6に 示す。
図 1 6から考察できるように、 初期データ nが 4ビットの場合、基データのデ 一タ長は 1 00バイ ト （800ビッ ト） 以下が望ましレ、。ここで、 図 1 6カゝらは、 基データのデータ長をあまり小さくすると、基データのデータ長に対する初期デ ータのデータ長の比率が大きくなり、全体としてのデータ量が大きくなる。したが つて、 係る初期データの冗長度を考慮すると、 初期データのデータ長が 4ビット の場合、基データのデータ長はせいぜい 1 0バイ ト程度に抑える方がよい。
以上の説明により、 初期データのデータ長 nと基データのデータ長 mとは、 概 ね、 次式の関係を満たすように設定するのが好ましい。
(4ビッ ト/ 800ビッ ト） ≤ (n/m) ≤ (4ビッ ト Z80ビッ ト） すなわち、
0. 005≤ (n/m) ≤ 0. 05
また、 図 14のシミュレーション結果によれば、 初期データのデータ長 nは、 4≤n≤ 8 (ビット） が好ましいことからすると、 基データのデータ長 mは次式 を満たしていることが好ましい。
80≤m≤ 1 600 (ビッ ト）
また、 基データのデータ長 mは、 初期データのデータ長 nの整数倍に設定する 方が、 mo d 2の処理が完結し、 効率的でよい。 前述したように、 この適応型変 調を、 他の RL L変調などとともに用いるようにしてもよレ、。
図 1 7八〜図1 7 Eは変調回路の組合わせ例を示す図である。 図 1 7 Aは図 9 に示した例であり、 図 1 7 Bは図 1 7 Aの適応型変調回路 48の前段に RL L変 調回路 60を配置したものであり、 図 1 7じは図1 7AのNRZ変調回路52に 替えて NRZ I変調回路 70を配置したものである。 図 1 70は図1 7Cの適応 型変調回路 48の前段に RLL変調回路 60を配置したものであり、 図 1 7Eは 図 1 7 Dの適応型変調回路 48と RLL変調回路 60の配置を入れ替えたもので ある。
たとえば、 従来からのディスクにこの発明を採用する場合は、 図 1 7 Eに示し た配置例が好ましい。この図 1 7 Eに示した例であれば、 適応型変調回路 4 8で の T j選択時には、 R L L変調回路 6 0および N R Z I変調回路 7 0も考慮して、 D S V値を測定しなくてはならないが、 R L L変調回路 6 0で作成されたセルフ クロック成分が壊されることなく、 記録再生系に出力されるので、 セルフクロッ クの記録および直流成分の抑圧の両方を的確に行なうことができる。
また、 前述の実施例では、 畳込みの処理は初期データのデータ長 n単位で前か ら順番に行なっている力 これは所定の順番であってもよレ、。
図 1 8 Aおよび図 1 8 Bは、 T j をまとめて配置した例である。
図 1 9〜図 2 1は図 1〜図 3に示した連続ゥォブルに替えて低周期のクロック マークを設けた例を示す図である。 特に、 図 1 9はトラックが直線の例であって、 周期 w 1で幅 w 2のクロックマークが揷入されている。 図 2 0はトラックが蛇行 している例を示し、 図 2 1はトラックの- 方側が直線で他方側が蛇行している例 を示す。
図 2 2はトラックの蛇行形状がグループおよびランドの両壁で同相になってい る例であり、 図 2 3はトラックの蛇行形状がグループおよびランドの両壁で逆相 になっている例であり、 図 2 4はトラックの形状がグループおよびランドの一方 の壁のみで蛇行している例を示す。上述のレ、ずれの形態であっても、 この発明の 各実施例を適用することができる。
以上のように、 この発明によれば、 記録再生系での直流成分をわずかなデータ 長の増加で抑圧することができ、 また、 ゥォブル信号から基準クロック信号を得 るようにしているので、 セルフクロックのためのデータ変調を考慮しなくても済 む。 さらに、 データを高能率にディジタルディスクに記録および/再生すること ができ、 エラ一伝播が少なく、直流成分の抑圧が細かに行なうことができるディ ジタル記録装置を提供できる。

Claims

請求の範囲
1 . 変調記録データ候補群の中から、 記録時の直流成分が抑圧される変調記録デ ータを選択して記録するディジタル記録方法であって、
複数種類の所定の複数ビットのデータを初期データとして、 入力データに付加 するステップ、
前記所定の複数ビットの単位で所定の順に変換対象のカレント符号変調単位と 該カレント符号変調単位の直前の符号変調単位との排他的論理和を演算し、 当該 力レント符号変調単位と置換する畳込み処理を施すことにより、 前記入力データ から前記複数種類の変調記録データの候補群を生成するステップ、 および 前記複数種類の各変調記録データの記録時の直流成分を相互に比較し、その比 較結果に応じて変調記録データを選択して記録するステップを含む。
2 . 前記入力データに付加される前記初期データのデータ長 nは、 2≤n≤3 2 である、 請求の範囲第 1項に記載のディジタル記録方法。
3 . 前記初期データのデータ長 nは、 4≤n≤8である、 請求の範囲第 2項に記 載のディジタル記録方法。
4 . 前記入力データのデータ長を mビット （mは整数） とし、 この入力データに 付加される前記初期デ一タのデータ長を ηビッ ト （ ηは整数） としたとき、 mと nとは 0 . 0 0 5 n /m≤0 . 0 5の関係を満たす、 請求の範囲第 1項に記載 のディジタル記録方法。
5 . 前記入力データのデータ長は、 8 0≤m≤ 1 6 0 0である、 請求の範囲第 1 項に記載のディジタル記録方法。
6 . 前記入力データのデータ長 mは、 前記初期データの L倍 （Lは 2以上の整 数） である、 請求の範囲第 1項に記載のディジタル記録方法。
7 . ゥォブルが形成されているディジタルディスクであって、
前記ゥォブル形状に位相同期してデータ列を形成する。
8 . 前記ディジタルディスクは、 光ディスク、 追記型光ディスク、 光磁気デイス クおよび相変化型ディスクのいずれかである、 請求の範囲第 7項に記載のディジ
9. 変調記録データ候補群の中から、 記録時の直流成分が抑圧される変調記録デ ータを選択して記録されたデイジタルディスクであって、
複数種類の所定の複数ビットのデ一タを初期データとして入力データに付加し、 前記所定の複数ビットの単位で、 所定の順に変換対象のカレント符号変調単位と 該カレント符号変調単位の直前の符号変調単位との排他的論理和を演算して、 当 該カレント符号変調単位と置換する畳込み処理を施すことにより、 入力データか ら前記複数種類の延長記録データの候補群を生成し、 前記複数種類の各変調記録 データの記録時の直流成分を相互に比較し、 その比較結果に応じて変調記録デ一 タが選択されて記録される。
1 0. 前記入力データに付加される前記初期データのデータ長 nは、 2 n≤ 3 2である、 請求の範囲第 9項に記載のディジタルディスク。
1 1. 前記初期データのデータ長 nは、 4≤ n≤ 8である、 請求の範囲第 1 0項 に記載のデイジタルディスク。
1 2. 前記入力データのデータ長を mビッ ト （mは整数） とし、 前記入力データ に付加される前記初期データのデータ長を nビット （nは整数） としたとき、 m と nとは 0. 005≤ (n/m) ≤ 0. 05の関係を満たす、 請求の範囲 9項に 記載のディジタルディスク。
1 3. 前記入力データのデータ長 nは、 80≤ n≤ 1 600である、 請求の範囲 第 9項に記載のディジタルディスク。
14. 前記入力データのデータ長 mは、 前記初期データの L倍 （Lは 2以上の整 数） である、 請求の範囲第 9項に記載のディジタルディスク。
1 5. ディジタルディスク記録装置であって、
ディスクに形成されているゥォブルから生成されたゥォブル信号から記録用の 基準クロックを作成する、 ディジタルディスク記録装置。
1 6. ディジタルディスクに形成されているゥォブルに同期してデータを書込む ディジタルディスク記録装置であって、
前記ディジタルディスク （10) からゥォブル信号を抽出する抽出手段 （26， 28) 、
前記ゥォブル信号に同期した基準クロック信号を作成する位相同期発振手段 (24) 、 および
前記位相同期発振手段からの基準クロックによりデータの書込みを行なう記録 手段 （1 6， 1 8， 20) を備えた、 ディジタルディスク記録装置。
1 7. ディジタルディスク再生装置であって、
ディスクに形成されているゥォブルから再生されたゥォブル信号から再生用の 基準クロック信号を作成する、 ディジタルディスク再生装置。
1 8. ディジタルディスクに形成されているゥォブルに同期して書込まれたデー タを読出すディジタルディスク再生装置であって、
前記ディジタルディスク （1 0) からゥォブル信号を抽出する抽出手段 （26， 28) 、
前記抽出手段によって抽出されたゥォブル信号に同期した基準クロック信号を 作成する位相同期発信手段 （24) 、 および
前記位相同期発信手段からの基準クロックにより再生信号のディジタル化を行 なう 2値化手段 （42) とを備えた、 ディジタルディスク再生装置。
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