WO1993024989A1

WO1993024989A1 - Power converter

Info

Publication number: WO1993024989A1
Application number: PCT/JP1993/000749
Authority: WO
Inventors: Kiyoshi Nakata; Tokunosuke Tanamachi; Kiyoshi Nakamura; Mutsuhiro Terunuma; Masato Suzuki; Yoshio Tsutsui; Eiichi Toyota; Kouji Yasuda
Original assignee: Hitachi, Ltd.
Priority date: 1992-06-04
Filing date: 1993-06-03
Publication date: 1993-12-09
Also published as: AU4354393A; EP0597132A4; ZA933944B; KR940006328A; AU664466B2; EP0597132A1; EP0597132B1; DE69316711D1; JPH05344739A; DE69316711T2; CN1040383C; US5467262A; US5587891A; CN1083985A; JP2814837B2

Description

明細書電力変換装置技術分野

本発明は直流を交流または交流を直流に変換する電力変換装置の改良に関し、特に、電力変換装置の出力電圧の制御に関する。

背景技術

3 レベルインバー夕は、直流電源電圧（架線電圧）を直列接続されたコンデンザで 2 つの直流電圧に分圧することにより、高電位、中間電位及び低電位の 3 つの電圧レベルを作り、主回路スイッチング素子のオン · オフ動作により、これら 3 レベルの電圧をインバー夕出力端子に選択的に導出するものであり、次のような特長を備えい o。

すなわち、出力電パルスのステップ数が増加することにより、見かけ上のスイッチング周波数が高められ、歪の少ない出力を得られる。素子に印加される電圧が 2 レベルに比べて約半減するため、比較的低耐圧のスイツチング素子を使える。素子印加電圧の減少に伴い、素子まわりの発生損失を低減できる等である。

ところで、上記 3 レベルインバー夕の出力電圧パルスの発生制御法として、以下のような方式がある。

( 1 ニューデベロップメンッォブ 3 レベルピーダブリユエ厶ストラテジーズ「 New Developments of 3 - Level PW Strategies] ( E P E ' 8 9 Record. 1 9 8 9 ) の 4 1 2 頁、図 1 にはダイポーラ変調（出力電圧の半周期内にパルスをゼロ電圧を介して正負交互に出力することにより出力電圧を表現）と呼ばれる変調方式、ュニポーラ変調（出力電圧の半周期中に単一極性のパルスを出力することにより出力電圧を表現）と呼ばれる変調方式及び上記ダイポーラ変調とュニポーラ変調を切換える方式が提案されている。 C2) ピーダブリユエムシステムインパワーコンノく一夕ーズ：アンエクステンションォブザサブハーモニックメソッド「 P WM Systems in Power Converters: An Extension of the

" Subharmonic" method j (IEEE Trasact i on on

Industrial Electoroni cs and control Instrumen- tat i on. Vol. IECI - 2 8 , No. 4 , November 1 9 8 1 ) の 3 1 6 頁、図 2 ( b ) には出力電圧の半周期が複数の単一極性のパルスで構成され、この中央部分力、らパルス間のスリットを埋めるようにパルス数を減少させることにより出力電圧を表現する変調方式（以下、本明細書では過変調と称する）が提案されている。 (3 ^s) スタディォブ 2 アンド 3 レベルプリカノレキュレイティドモデュレーションズ「 Study of 2 and 3 - Level Precalculated Modulations」 ( E P E ' 9 1 ecord, 1 9 9 1 ) の 4 1 1 頁、図 1 6 には、 0 から 1 0 0 %まで出力電圧をカバ一するための出力電圧パルス発生制御方法が提案されている発明の開示

鉄道車両のような用途に 3 レベルィンバータを用いる場合、広範囲にわたる速度制御を実現するため、ゼロ電圧から電圧利用率が 1 0 0 %に達する最大電圧（出力電圧の半周期内に単一のパルスしか存在しない電圧領域であり、以下、 1 パルスと呼ぶ）まで、インバー夕出力電圧の基本波を連続に、かつ、インバー夕出力電 Eの高調波をスムーズに制御できることが要求される。

ところで、上記従来技術（ 1 ) は、ゼロを含む微小電圧が制御可能なダイポーラ変調、中速領域（中電圧）をカバーするュニボーラ変調手段、最大電圧をカバーする 1 パルスまでを切り換えているので、ゼロ電圧から最大電圧を出力することができ、基本波の連続性も保ちうる力ュニポーラ変調と 1 パルスとの切換え時に出力電圧の高調波が不連続になり、周波数の急激で大きな変化による騒音が発生するという問題があった。

また、上記従来技術（ 2 ) に示された技術では、ゼロ電圧から最大電圧を表現することができないという問題があった。

ところで、上記従来技術（ 1 ) は、出力電圧の基本波を連続制御させるため、基本波の位相及び電圧に対応したパルスデータをメモリに記憶させ、このデータに基づいて各変調に対応したパルス列を出力するものであるので制御が複雑である。さらに、上記従来技術（ 3 ) は、ュニポーラ変調において、基本波の半周期に存在するパルスの数を切換える変調方式であるので、制御の複雑化を招くという問題がある。

さらに、上記従来技術は、変調方式やパルス数を切換えるときに不快な不連続音が発生するという問題があつた。

本発明の目的は、 3 レベルインバー夕の出力電圧をゼ口から最大まで制御可能で、インバー夕出力電圧を連続かつスムーズに行える 3 レベルのパルス発生制御を実現することにある。

本発明の他の目的は、インバー夕の制御を簡略化することにめる。

本発明の他の目的は、インバー夕を搭載した電気車において、不連続音を防止することにある。

上記目的は、直流を 3 レベルの電位を有する交流相電圧に変換する電力変換器と、この電力変換器により駆動される電動機を備えた電力変換装置において、

この電力変換器の出力相電圧の基本波の半周期が正負のパルス間に零電位を有するパルス列によって表現された出力パルスの列を前記電力変換器の相に発生させるダィポーラ変調モードと、前記電力変換器の出力相電圧の基本波の半周期が複数の単一極性のパルス列によって表現された出力パルスの列を前記電力変換器の相に発生させるュニポーラ変調モードと、前記電力変換器の出力相電圧の基本波の半周期が、複数の単一極性のパルス列の中央部からルス間のスリットを埋めるようにパルス数を減少させることによって表現された出力パルスの列を前記電力変換器の相に発生させる過変調モードと、前記電力変換器の出力相電圧の基本波の半周期が同一極性の 1 つのパルスによって表現された出力パルスを前記電力変換器の相に発生させる 1 パルスモードとを有し、これらモード間を移行させる手段を備えたことにより達成される。

また、上記他の目的は、直流を 2 レベル以上の電位を有する交流相電圧に変換する電力変換器と、この電力変換器により駆動される電動機を備えた電力変換装置において、前記電力変換器が出力する電圧の基本波と非同期でパルスを作成することによって出力相電圧の半周期に複数のパルスを前記電力変換器に出力させる第 1 のパルス発生手段と、前記電力変換器が出力する電圧の基本波と同期して出力相電圧の半周期中に基本波と同一極性の 1 つのパルスを前記電力変換器に発生させる第 2 のパルス発生手段を備えたことにより達成される。

さらに、上記他の目的は、可変電圧可変周波数の交流を出力するインバー夕と、このインバー夕により駆動される誘導電動機とを備えた電気車の制御装置において、前記インバー夕の出力電圧の基本波の半周期内のパルス数が複数である全ての領域で、前記インバー夕のスイツチング周波数を連続的に変化させる制御手段を備えたことにより達成される。

3 レベルインノく一夕において、インバー夕周波数指合や出力電圧指令等の出力電圧関連情報に応じて、主に低電圧制御用としてダイポーラ変調、中間的な出力電圧の制御用にュニポーラ変調、ュニポーラ変調と 1 パルスの間をカバーする高い出力電圧の制御用に過変調を用いたため、出力電圧がゼロから最大まで連続的に移行することができるようになる。

また、上記第 1 の変調手段は、出力パルスをインバー夕周波数とは無関係に独立して生成することができるので、パルスを作るための第 1 の変調手段の構成を簡略化することができる。

さらに、基本波の半周期内のパルス数が複数である全ての領域で、前記ィンバ一夕のスィツチング周波数を連続的に変化させる制御手段を備えたため、出力電圧の高調波がほぼ連続的に変化するので、不連続な音質の変化が減少する。

図面の簡単な説明

図 1 は本発明の一実施例を示す構成図である。

図 2 は出力電圧特性と P W Mモードの関係を説明する図である。

図 3 は多パルス領域での P W Mモード連続移行のための変調波の説明図である。

図 4 は図 1 の構成の詳細説明図である。

図 5 はダイポーラ Zュニポーラ移行制御手段の一例を示す図である。

図 6 は多パルス発生手段におけるパルス発生手段の一例を示す図である。

図 7 はオン · オフパルス幅の関係を示す波形図である図 8 はオン · オフパルス幅の特性を示す図である。図 9 は過変調波形の一例を示す図である。

図 1 0 はソフトウエアによるノ、。ルスタイミング設定手段のフローチヤ一トを示す'図である。

図 1 1 は振幅設定手段の一構成例を示す図である。図 1 2 は多パルス / 1 パルス切換制御手段の一例を示す図である。

図 1 3 は 1 パルス発生手段の一例を示す図である。図 1 4 は他の実施例の一構成例を示す図である。

図 1 5 は移行制御手段の一例を示す図である。

図 1 6 は他の P W Mモードを含む場合の出力電圧特性と P W Mモードの関係図である。

図 1 7 は他の P W Mモードの変調波を説明する図であ 0

図 1 8 は他の P W Mモードを実現する移行制御手段の構成図である。

図 1 9 は移行制御手段の一例を示す図である。

図 2 0 はインバー夕周波数とスイッチング周波数の関係を説明する図である。

図 2 1 はソフトウエアによるパルス幅変調手段のフロ一チャートを示す図である。図 2 2 は過変調 / 1 パルス間移行制御の動作説明図であ。

図 2 3 A - 2 3 F は過変調 / 1 パルス間移行制御を実行した波形図である。

図 2 4 は U相のスイッチングュニッ卜の基本的な動作を説明するに有用な図である。

発明を実施するための最良の形態

以下、本発明の概要を図 1 から図 3 及び図 2 4 を用いて説明した後、一実施例を図 1 及び図 4 から図 1 3 を用いて説明する。

3 レベルインバー夕（ N P C インノく一夕ともレ、う）は、直流電源電圧（電気車の場合は架線電圧）を直列接続されたコンデンザで 2 つの直流電圧に分圧することにより、高電位、中間電位及び低電位の 3 つの電圧レベルを作り、主回路スイッチング素子のオン · オフ動作により、これら 3 レベルの電圧をィンバ一夕出力端子に選択的に導出するものである。

この主回路構成の一例として、鉄道用電気車に適用した場合の基本構成（ 3 相の場合）を図 1 に示す。

図 1 において、 4 は直流電圧源である直流架線（電車線）、 5 0 は直流リアクトル、 5 1 及び 5 2 は直流電圧源 4 の電圧から中間電位点 0 (以下、中性点と呼ぶ）を作り出すため分割配置したクランプコンデンサである。 7 a , 7 b 及び 7 c は自己消弧可能なスイッチング素子より構成され、このスイッチング素子に与えるゲート信号に応じて高電位点電圧（ P点電圧）、中性点電圧（ 0 点電圧）及び低電位点電圧（ N点電圧）を選択的に出力するスイッチングュニットである。この例では、スイツチングュニット 7 a は 7 0 から 7 3 の自己消弧可能なスイッチング素子（ここでは I G B T としたが、 G T 0、トランジスタ等でも良い）、 7 4 から 7 7 の還流用整流素子、 7 8 及び 7 9 の補助整流素子より構成する。また負荷は誘導電動機 6 の場合を示した。スイッチングュニット 7 b 及び 7 c も、 7 a と同様の構成である。

ここではまず、 U相のスイッチングュニット 7 a を例にとり、その基本的な動作を図 2 4 を用いて説明する。

なお、以下では、クランプコンデンサ 5 1 および 5 2 の電圧 λ' cp， v cnは完全平滑で E d Z 2 に分圧された直流電圧とし、中性点（ 0 点）は仮想的に接地されているものとする。また、ことわりのない限り、出力電圧はィンバ一夕出力相電圧を指すものとする。

スィツチングュニット 7 a を構成するスィツチング素子 7 0 力、ら 7 3 は、図 2 4 に示すように 3 通りの導通パターンに従いオン ' オフ動作する。すなわち、直流側の P点電位を出力する出力モード Pでは、 7 0 , 7 1 がォン、 7 2 , 7 3 がオフで、出力電圧は E d / 2 となり、中性点鼋位を出力する出力モード〇では、 7 1 , 7 2 がオン、 7 0 , 7 3 がオフで、出力電圧としてゼロ電位が出力され、 N点電位を出力する出力モード Nでは、 7 0 _: 7 1 がオフ、 7 2 ， 7 3 がオンで、出力電 Eは— E d Z 2 となる

図 2 4 中に各出力モードにおける主回路 1 相分（スィッチングュニットとクランプコンデンサ）の等価回路を示した。スイッチングュニットは、等価的に 3 方向の切り換えスイッチと見なせる。ここで、素子の導通状態を 1 ， 0 の 2 値で表わすスィッチング関数 S p， S n を用いると、

出力モード Pのとき S p = 1 ， S n = 0

出力モード 0のとき S p = 0 , S n = 0

出力モード Nのとき S p = 0 , S η = 1

と表現できる。このとき、スィツチング関数 S p， S n と、スィツチング素子 7 0 , 7 1 , 7 2 , 7 3 に与えるゲート信 ^ υ pu, G px, G nx, G nu (オフ信号を 0 、ォン 1目 1 とする）の関係は、次式で表せる。

(数 1 )

従って、各相毎に 2 つのスイッチング関数 S p， S n を用意することにより、スイッチング素子の導通状態を決定することができる。このスイッチング関数 S p , S n は、パルス幅変調（ P W M ) 制御により、出力電圧 e u が正弦波状になるように決定される。

なお、 3 レベルインバー夕の主回路の詳細は、特開昭 5 1 - 4 7 8 4 8 号公報、特開昭 5 6 - 7 4 0 8 8 号公報などに記載されている。

ところで、電気車のような限られた電源電圧で、可変電圧可変周波数（ V V V F ) 領域から定電圧可変周波数 ( C V V F ) 領域に亘る広範囲の速度制御を行う場合、図 2 の実線で示すような出力電圧特性が要求される。すなわち、低速度領域ではィンバータ周波数にほぼ比例して出力電圧を調整（この領域を V V V F制御領域と呼ぶ）することにより、電動機内の磁束をほぼ一定に保ち、所定のトルクを確保し、また、高速度領域ではインバー夕の最大出力電圧を維持したまま引き続きィンバ一夕周波数を上昇（この領域を C V V F制御領域と呼ぶ）させることにより、限られた電圧で電圧利用率を最大として高速運転を実現するものである。

し力、しな力ら、従来から知られているュニボーラ変調方式では、インバー夕周波数が低く、微小な出力電圧の制御が要求される領域（ V V V F制御領域の起点付近）では、スイッチング素子の最小オン時間によって定まる最小出力パルス幅よりも小さな電圧パルスを実現することができず、図 2 の破線で示すように、指令より大きな電圧を出力してしまうことになる。

例えば、ィンバ一夕出力電圧の電圧パルスが全てスィツチング素子の最小オン時間 T o nにより定まる最小パルス幅である場合を考えると、このときの出力電圧実効値 E は E - 2 F c T on E max

ここに、 F c ：キャリア周波数 … （数 2 ) で与えられ、これよりも小さな電圧は制御できない。ここで、 E max は 1 8 0 ° 通流の方形波電圧の実効値であ D、

E max = (72 / 7Γ ) E d … （数 3 ) で与えられ、 3 レベルインバー夕の最大出力電圧もほぼこの E max に一致する。

上記（数 2 ) によれば、 F c = 5 0 0 Hz、 T on= 1 0 0 〃 s のとき、 E = 0 . I E max であり、この場合、最大出力電圧 E max の 1 0 %以下の電圧は制御できないことになる。そのため、ュニポーラ変調だけでは制御可能な出力電圧の下限値が制限され、連続的な電圧制御が困難であるという問題があった。

これを解決するためにはダイポーラ変調（ダイポーラモ一ド）が有効であるが、従来技術では、このダイポーラ変調からュニポーラ変調（ュニポーラモード）に移行する際に注意が必要があった。

一方、ュニポーラ変調で出力し得る最大電圧 E は、理想的な正弦波変調の限界点（変調率 A = 1 ) で

E = ( π / 4 ) E max - 0 . 7 8 5 E max

… （数 4 ) であり、スイッチング素子の最小オフ時間 Τ οίί を考慮した場合には、

E ^ ( π / 4 ) ( 1 - F c T of f ) E max

ここに、 F c : キャリア周波数 … （数 5 ) となる。例えば、 F c = 5 0 0 Hz、 T off = 2 0 0 〃 s のとき、 E = 0 . 7 0 7 E max であり、この場合には、最大出力電圧 E max の約 7 0 %までしかカバーできないことになる。この時、 1 パルスモードのパルス幅を調整できないとすると、基本波が不連続となり、また、 1 パルスモ一ドのパルス幅が調整可能とすると、パルスの幅を小さくして連続性を保とうとするため、今度は、高調波の連続性が失われてしまう。

この電圧範囲をカバーする変調方式は種々考えられるが、パルス発生制御の容易さ、ュニポーラ変調との整合性、出力電圧に含まれる高調波の連続性等の観点から過変調（過変調モード）が最も効果的であるといえる。過変調領域では、出力電圧半周期の電圧パルス列の中央部分（基本波瞬時値のピーク付近）におけるパルス間の狭幅スリットを徐々に埋めることにより、出力電圧を 1 パルス付近まで拡大することを可能としている。

過変調制御の極限、すなわち、変調率が極めて大きい領域では、出力電圧の半周期に 1 つのパルスしか存在しない。いわゆる 1 パルスモードに移行し、このときの出力電圧はほぼ E max に達する。し力、しながら、このままでは過変調から 1 パルス、あるいは 1 パルスから過変調への移行タイミングは、変調率やキャリア周波数に依存するため、このタイミングを任意に設定できず、この間にヒステリシスを設けると、基本波電圧の連続性が損なわれる。

そこで、過変調制御から、過変調の延長ではないパルス幅制御（つまり、変調率を無限大としない 1 パルスモ一ドの作りかた）による電圧制御が可能な 1 パルス制御に移行させる。これにより、過変調と 1 パルス制御の間で、所定のタイミングでの移行を可能とし、基本波電圧の連続的な移行が実現される。

これら一連の移行制御（ダイポーラ変調、ュニポーラ変調、過変調、 1 パルス）を連続的に行うことにより、要求される出力電圧に対応したパルスモード（変調モード）を選択しながら、ゼロ電圧から最大電圧まで連続的にしかも高精度で安定した出力電圧を得る。

すなわち、図 2 に示すように、誘導電動機 6 を図示のように V 7 F =—定で制御すると、起動時から F 1 までダイポーラ変調を用い、インバー夕周波数が F 1 に達した時点でュニボーラ変調領域に移行し、 F 2 で過変調領域、さらに F 3 で 1 パルス領域に順次移行させる。

以上の考えを、統一した電圧指令に基づいて実現を可能とした変調波の一例を図 3 に示す。

出力電圧の基本波成分に比例した基本変調波 a は、上位の電流制御手段からのインバータ周波数指合 F i * と出力電圧指令 E * に基づいて、次式より作成する。 a = A s i n Θ

ここに、 A ：変調率、 t ：時間、

0 ：位相（ = 2 71 F i * t ) … （数 6 ) ここで、正弦波変調領域における変調率 A ( 0 ≤ A · ≤ 1 ) は次式で与えられる。

A = 2^2 E * E max / E d • (数 7)

この基本変調波 a は、ダイポーラ変調、ュニポーラ変調とも全く同一であり、過変調では後で説明するように変調率 Aの算出方法が異なる以外は、やはり同じであるダイポーラ変調とュニポーラ変調の間を連続的に移行できるようにするため、ここでは、次式に示す正負バイァス変調波 a bp, a bnを設ける。 a bp= a / 2 + B

(数 8 ) a bn二 a / 2 - B ダイボ一ラ変調制御では、上記 a bp, a bnがそのまま正側変調波 a と負側変調波 a n となる。 a p = a bp

(数 9 ) a n = - a bn なお、ここではスイッチング関数 S p， S nの作成を簡便化するため、 a p， a n とも正となるように設定している。最終的に、出力電圧のパルス幅は、 a ρ , a n の大きさに比例して設定され、ダイポーラ変調の場合には、正負パルスをほぼ 1 8 0 ° づっずらして制御する。

8 式において、 B = 0 とすることによりュニポーラ変調となる。このとき、正バイアス変調波 a b pと負バイァス変調波 a bnは、図 3 ( i i ) の如く重なる。これにより生成された正負変調波 a p , a n は

(数 1 0 )

( a ≥ 0 ) a n =

一 ( a b p + a bn ; = - A s i n Θ ( a < 0 ) … （数 1 1 ) で与えら " ιる。スィツチング素子の最小オフ時間が無視できるほど小い場合には、 a p , a n の瞬時値が 1 以上のとき最大のノくルスを出力する（後述の過変調）。

で、バイアス B の設定は移行制御において極めて重要であることがわかる。 B の値によりダイポーラ変調領域とュニポーラ変調領域との移行制御が実現され、 ( a ) A / 2 ≤ B < 0 . 5 のときダイポーラ変調 ( b ) B = 0 のときュニポーラ変調と o

¾なみに、 B = 0 . 5 では、上側アームの 2 素子が同時に、下側アームの 2 素子が同時に、スイッチングするモードとなり、いわゆる 2 レベルインノく一夕（中性点電位を出力する期間がない）となる。また、 B > 0 . 5 では、 4 直列された素子全てが 0 N してしまう期間が存在し、これは電源短絡となるので禁止しなければならない。一方、過変調制御では、変調率 Aを 1 以上まで高め、出力電圧の半周期の中央部分のパルス間のスリット（ゼ口電圧出力期間）を抑制して、出力電圧を向上させる。

さらに電圧指令を高めた場合には、過変調モードから 1 パルスモードに移行する。この動作については、以下の実施例の中で説明する。

このように、ダイポーラ変調、ュニポーラ変調及び過変調を統一した電圧指令に基づいて実現し、最大出力となる 1 パルスまでの連続移行制御が可能となる。

以下、上記考え方を実現する一実施例の構成を説明す。

図 1 は、前述のスイッチングユニットを制御して、 3 レベルの電位を有する交流電圧を出力するパルス幅変調装置の例である。

図 1 において、 1 は出力電圧関連情報及び移行制御情報に従ってダイポーラ変調波形、あるいはュニポーラ変調波形、あるいは過変調波形を出力する多パルス発生手段、 2 は出力電圧関連情報に従って 1 パルス波形を出力 ( 1 パルスモード）する 1 パルス発生手段、 3 は各 P W Mモードを連続的に移行させる移行制御手段である。移行制御手段 3 の出力であるゲート信号は、図示しないゲ一トアンプを介して各相のスィツチングュニット内のスイッチング素子に与えられ、オン · オフ制御される。これら多パルス発生手段、 1 パルス発生手段 2 、及び移行制御手段 3 から構成されるパルス幅変調手段が本発明の特徴部分である。

なお、この例では、パルス幅変調手段に取り込まれる出力電圧関連情報は、上位の電流制御手段 8 から与えられる。この電流制御手段 8 は、電流指令から電流調節手段 8 1 によって誘導電動機 6 のすベり周波数指令 F s * を作成（電流指令値と実電動機電流との偏差による）し、誘導電動機 6 に取り付けられた回転周波数検出手段 6 1 によって検出された誘導電動機の回転周波数 F r と前記 F s t とを加えてインバー夕周波数指令 F i *を作成す

Ό

さらに、この F i * と 3 レベルインバー夕の直流電圧 E d ( P N間電圧で、クランプコンデンサ電圧の和 V cp + V cnに等しい）に基づいて、出力電圧設定手段 8 2 は出力電圧指令 E *を作成する。

この出力電圧設定手段 8 2 は、 E dが低い場合（ E d 二 E dl) には傾きを大きく、 E dが高い場合（ E d = E d3) には傾きを小さく設定し、常に出力電圧が要求通りとなるようにして、図 2 に示した出力電圧特性を実現するものである。これら電流制御手段は、出力電圧の瞬時値を出力するものであっても良い。

上記パルス幅変調手段の構成と動作について、図 4 力、ら図 1 1 を用いて詳細に説明する。

図 4 にパルス幅変調手段の全体構成例を示す。ここで、多パルス発生手段 i は、基本変調波発生手段 1 1 、バイァス重畳手段 1 2 、正負分配手段 1 3 、基準信号発生手段 1 4 、及びパルス発生手段 1 5 から構成される。

基本変調波発生手段 1 1 .は、出力電圧関連情報として受け取ったインバー夕周波数指令 F i *を位相演算手段 1 1 2 によって時間積分することにより位相 0 を求め、この 0 における正弦値 sin 0 を求める。一方、出力電圧関連情報の 1 つである電圧指令 E *から振幅設定手段 1

1 1 により基本変調波の振幅 A (変調率 A = E * )

π

を演算出力し、 1 Z 2 したのち sine と掛け合わせて振幅が 1 Ζ 2 の瞬時の基本変調波 a / 2 を作成して出力する。バイアス重畳手段 1 2 は、この a ノ 2 に移行制御手段 3 の多パルス移行制御手段 3 1 力、らのバイアス Bを加算及び減算し、 2 本の正負バイァス変調波 a bp及び a bn を作成して出力する。

ここで、ダイポーラ変調とュ二ポーラ変調との間の連続的移行はバィ了ス Β の設定による。図 5 に、このバイァス Βを設定することにより行うダイポーラ /ュニポーラ移行制御手段 3 1 1 の構成例を示す。ダイポーラ Zュ二ポーラ移行制御手段 3 1 1 は、出力電圧指令を 3 1 1 a で 4 Ζ ττ倍することにより変調率 Aに変換し、バィ了ス発生手段 3 1 1 bでこの変調率 Aに応じたバイ了ス Bを決定する。すなわち、変調率 Aが小さぐ微小な出力電圧が要求されるところでは B = B 0 (ただし、 B o ≥ A / 2 ) に設定し、 A = A 1 に達したところで B = 0 とする。 A = A 1 のときの出力電圧が式（ 2 ) に示される電圧よりも大きくなるように A 1 をあらかじめ決めておけば、ゼロを含む微小電圧からの電圧制御が可能となさらに、上記正負バイアス変調波 a bp, a bnを、正負分配手段 1 3 によって、 a bp, a bnのうち正の部分は a p に、 a bp， a bnのうち負の部分は a n に分配 ' 合成することにより、ダイポーラ変調からュニポーラ変調にかけての出力電圧基本波成分の連続性を維持した正負変調波 a p， a n力作成される。

すなわち、ダイポーラ変調では、負バイアス変調波 a bnのみが反転されて負側変調波 a n となり、ュニポーラ変調では、両バイアス変調波の正側同志及び負側同志が加算されて夫々正側変調波 a p、負側変調波 a n となる。

この正負変調波 a p， a n に基づいて、パルス発生手段 1 5 は、パルス発生周期が 2 T 0 のスイッチング関数 S p , S n を生成する。基準信号発生手段 1 4力スィツチング周波数指令 F sw* に従い、パルス発生周期 T 0 を定める。ここで、 F sw* と T o の関係は次式で表せる。

T o = l / ( 2 F sw* ) … （数 12) パルス発生手段 1 5 のパルス発生動作を図 6 を用いて説明する。図 6 において、、。ルスタイミング設定手段 1 5 1 は、 a p , a n , a off. T o ( a n , a off については後述する）に基づいて、 S p の立上がりタイミング T pup 及び S n の立下りタイミング T ndn を次式より求める (処理 1 ) 丄 ' o ( a p < a on) 丁 pup = ( 1 - a p ) T o ( a on≤ a p ≤ a off ) 〇 ( a p > a off)

··· (数 13)

〇 ( a n < a on)

T ndn = a n T o ( a on≤ a n ≤ a off )

T o ( a n > a off)

… （数 14) 次の周期では、 S p の立下がりのタイミング T pdn 及び S n の立上がりのタイミング T n u p を処理 1 と同様に求める（処理 2 )

〇 ( a p < a on) pdn = a p T o ( a on≤ a p ≤ a off )

T o ( a p > a off )

… （数 15) T nup = a of f )

… （数 16) 上記の処理 1 と処理 2 を交互に行うことにより、スィツチング関数 S p , S n が作成される。ここで、 a on, a off は、スイッチング素子の最小ォン時間 T on及び最小オフ時間 T of f から定まる値であり a on= T on/ ( 2 T o )

(数 17) a off = 1 - T of f / ( 2 T o ) で与えられる。すなわち、図 7 ( S p の例）に示すように、オンパルス幅 T won 、及びオフノ、⁰ルス幅 T wo f fは

■ T won = Τ ο — ( Τ pup — T pdi

(数 18) ^ Τ wof f = Τ ο + ( Τ pup - T pdn) となり、図 8 の破線で示す特性を持つ。ここで、オンパルス幅 T won がスィツチング素子によって定められた最小オン時間 T on以下とならないように、また、オフパルス幅 T wo f fがスィッチング素子によつて定められた最小オフ時間 T of f 以下とならないように、図 8 の実線で示す特性とする。これを実現するため、図 6 のパルスタイミング設定手段 1 5 1 の機能を付加した。これによつて発生する出力電圧基本波成分の不連続は極めて小さいため、無視しても差し支えない。なお、 a off は出力電圧基本波成分の不連続が無視できる範囲内においては可変可能であり、ュニポーラ変調から過変調への移行タイミングとして、ュニポーラ過変調移行制御手段 3 1 2 から与えている。もし、 a of f を一定に設定した場合には、パルス発生をより簡略化できる。

すなわち、パルスタイミング設定手段 1 5 1 が自動的にュニポーラから過変調に移行させるので _a of f を出力するュニポーラ /過変調移行制御手段 3 1 2 を設ける必要がない。

スイッチング関数発生手段 1 5 2 は、周期 T o の基準信号を発生し、 .これに同期して上記 T pup, T ndn または T pdn. T nup を基に、 S p , S n をセッ卜する。

過変調時のスィツチング関数の一例を図 9 に示す。 a p の瞬時値 A p が a of ί を越えるとスイッチング関数 S ρ のパルス間のスリット（図 9 ( c ) のハツチング部分）を埋める。この埋められたスリツト幅はスィッチング素子の最小オフ時間丁 οί ί よりも小さく、 1 〜 2 個程度ずっ徐々になくなるため、出力電圧の基本波にはほとんど影響を与えない。

ノくルスタイミング設定手段 1 5 1 をソフトウヱァで実現する場合のフローチャートを図 1 0 に示す。

ところで、過変調制御では、出力電圧半周期の中央部分のパルス間のスリッ卜を埋めることにより最大電圧状態を維持し、変調波のゼロクロス近傍のみで P W Μ制御を行っている。そのため、この領域では変調率 A と実際に出力される出力電圧が非線形となり、変調率 Aを直線的に増加させても、出力電圧はこれに追従して直線的に増加しない。

そこで、変調率 Aの設定を非線形化することにより、過変調時の出力電圧の線形化を図る。すなわち、 P W M 制御部分でのスィツチング周波数が十分に高いものとすれば、出力電圧の基本波実効値 E と変調率 Aの関係は次式で表せる。

従って、上式の関係からあらかじめ E * と Aの関係を算出しておき、図 1 1 に示す振幅設定手段 1 1 1 を構成することにより、出力電圧を E * に対して直線的に調整できる。その結果、特に 1 パルスに近い高電圧域での電圧制御性を向上できる。

さらに電圧指令を高めた場合には、移行制御手段 3 の切り換えスイッチング 3 2 の働きにより、過変調モードカヽら 1 パルスモードに移行する。切り換えスイッチング 3 2 は、多パルス移行制御手段 3 1 の出力の 1 つである S _{P M}が

S _{P M} = 0 のとき多パルス側

S 1 のとき 1 パルス側に切り換えられる。図 1 2 に、 1 パルス Z多パルス切り換え制御手段 3 1 3 の一例を示す。この例では、電圧指合 E *が E 1 Pを越えたとき多パルスモードから 1 ノ、'ルスモードへ移行させ、 E *が E MPより小さくなつとき 1 パルスモードカ、ら多ノ、。ルスモードへ移行させるようにヒステリシスを設けている。これにより、不用意な P W M乇ードの移行を抑制し、過渡変動の少ない安定した出力電圧が得られるようにしている。

本実施例における過変調から 1 パルスへの移行は、過変調モードでパルス数が 1 パルスになるまで変調率を大きくするものではない。

このようにして 1 パルスに移行させると、側帯波成分が基本波を緩衝してしまい、出力電流の連続性をなくし、ト儿ク変動を招く。

そこで、本実施例では、過変調において、基本波の半サイクル中に含まれるパルスの数がまだ複数存在している段階で 1 パルスモードに移行させてしまう。

詳細は、後述する。

1 パルス発生手段 2 は、位相演算手段 2 1 、及びパルス発生手段 2 2 から構成される。位相演算手段 2 1 の動作は 1 1 1 と全く同じでよく、 2 1 を省略して 1 1 の出力を利用してもよい。

パルス発生手段 2 2 の構成例を図 1 3 に示す。 3 レべル P W Mでは 2 レベル P W M と異なり、 1 パルス制御時にパルス幅の制御により出力電圧の調整が行える。そこで、電圧指令 E *から、パルスの立ち上がりのタイミング位相ひ、及び立ち下がりのタイミング位相 S を

, a = c o s— ¹ E * '

… （数 20 )

、 β = π — c o s " ¹ Ε * で求める。このひ， S を位相 0 を基準にしてセットし、

S p , S n を作成、出力することにより、 1 パルス波形を実現する。

本実施例では、出力電圧をゼロ電圧から最大電圧まで連続的かつスムーズに調整することが可能となり、さらに、高精度で安定した出力電圧を提供できる効果があるところで、図 4 に示した第 1 の実施例では、上記多パルス発生手段の出力パルス列をィンバ一夕周波数と非同期で発生させ、 1 パルス発生手段の出力パルスをインバ一夕周波数と同期させて制御している。

この理由は、多パルス領域において同期式を採用している前述した従来技術では、第 1 に位相の管理のための制御が複雑、第 2 に何らかの制御の要請から出力電圧指令を正弦波から歪ませる必要がある場合（図 1 においてインバー夕周波数 F I * や出力電圧指令 E *が電気車制御上の要請により調整されている場合等）出力電圧指令を忠実に再現できないという問題がある。つまり、第 1 の問題は、同期式はインバー夕周波数の整数倍のパルスを出力させるため、各パルスモード毎に位相と発生パルスの関係を有するテーブルを備え、パルスモードとィンノく一夕周波数から得られる位相と力、らパルス発生位相を読み出して出力するようにしている。この、位相の管理に要する計算量やパルスモードごとのメモリは膨大なものとなり、制御の複雑化を招いてしまラ

また、第 2 の問題は、従来技術に示された同期式は、 9 0 ° 分のパルスデータをもっているが、データは出力電圧が正弦波になるよう作成されているので、出力電圧を指令通りに正確に表現しえないという問題がある。

そこで、本実施例では、多パルスモードにおけるパルスの発生をィンバ一夕周波数とは非同期にすることによりこれらの解決を図った。

すなわち、第 1 の問題に対しては、パルスの発生のためにィンバ一夕周波数に拘束されずに独立してパルスを発生させることができる。つまり、図 4 において、スィツチング周波数指令 F s w * をインバー夕周波数指合 F i * とは独立に設定することができる（図 4 、基準発生 1 4 はイン一夕周波数に独立してレ、る）このため、ルス発生のための複雑な制御手続きを要しなく制御を簡略化することができる。

また、第 2 の問題に対しては、非同期式であると、位相毎にデータを持つ必要がなくなり、瞬時の電圧指令に相当するパルスを出力することができるようになつたので、歪正弦波であっても忠実に表現することができる。また、上記したように位相演算等に関する制御が簡略した分、逐次電圧指令に相当したパルスを出力するための演算を行うことができるようになり、演算周期を短かくすることができるのでさらに、忠実度を増すことができる。

また、非同期式にすると、スイッチング周波数がインバー夕周波数に依存しないため、スイッチング周波数の変化を最小限にすることができ、同期式にみられるパルスモード切換え前後における、音質の変化（異音、不快音）を最小限にすることができるという効果もある。

また、上記実施例は 3 レべルィンバ一夕を例にとって説明したが、 2 レベルィンノ一夕や 3 レベル以上の多レベルインバー夕においても同様である。

ところで、比較的低い周波数でスイッチングを行う G T 〇サイリス夕のようなスィツチング素子の場合は、出力電圧高調波の内、スイッチング周波数に依存して発生する側帯波成分とィンバ一夕周波数の基本波成分との干渉が発生することがある。これを避けるため、多パルス発生手段の P W Mモードの内、ダイポーラ変調モードとュニポーラ変調モードをィンバ一夕周波数に対して非同期とし、過変調モード， 1 パルスモードを同期とする (図 1 4 ) 。

このような構成とすることにより、過変調時においてもより安定した電圧を供給可能となる。

図 1 5 に多パルス移行制御の他の実施例を示す。図 1 5 には多パルス移行制御手段 3 1 のみを示した。これは、 4 種の P WMモードをインバー夕周波数指令 F i * と電圧指令 E *の両方に依存して移行させるものである。すなわち、 F i * < F l かっ E * < E l のときダィポ一ラ変調、 1 * ≥ ? 1 かっ £ 1 ≤ 5 * く £ 2のときュニポーラ変調、 E 2 ≤ E * < E 3 のとき過変調、 E * ≥ E 3 のとき 1 パルスとする。これにより、例えば回生起動時や再カ行時のように、周波数が高い高速域で出力電圧をソフトスタートする場合においても、ダイポーラ変調→ ュニポーラ変調→過変調— 1 パルスという移行条件が満足され、安定した電圧立ち上げが可能となる。また、低周波領域で常にダイポーラ変調制御となるため、ュニポーラ変調の場合のような特定スイッチング素子への電流集中を回避できる。

次に第 2 の実施例について説明する。

第 1 の実施例を拡張して、図 1 6 に示すように、ダイポーラ変調とュニポーラ変調の間に、両変調波形が混在する部分ダイポーラ変調を導入すれば、さらに、出力電圧とスィツチング周波数のスムーズさを増すことができる o

出力電圧指令波形の一例を図 1 7 に示す。図 1 7 において、（ ii) 以外は図 3 と全く同じである。以下、この部分ダイポーラ変調について説明する。ノくィァス重畳と正負分配の効果により、バイアス Bがダイポーラ変調でもュニポーラ変調でもない範囲（ 0 < B < A / 2 ) に設定されたとしても、基本変調波の要求通りの電圧を過不足なく再現することが可能である。この場合、出力電圧のピーク付近はュニポーラ変調で、すそ野はダイポーラ変調である部分ダイポーラ変調となるこのときの正側変調波 a p 及び負側変調波 a n は

a bp ( a bp > 0 , a bn < 0 ) a p = a bp+ a bn ( a bp> 0 , a bn > 0 )

0 ( a bp≤ 0 )

(数 21)

- a bn ( a bp > 0 , a bn < 0 ) a n - a bp+ a bn) ( a bp < 0 , a bn < 0 ) 〇 ( a bp≥ 0 )

… (数 22) となる。（ a p — a n ) が常に基本変調波 a に一致し、出力電圧基本波の瞬時値の連続性も維持されることがわ力、る。

上記性質を利用して、変調率 Aの増加に従ってバイァス B を徐々に減少させれば、ダイポーラ変調からュニポーラ変調まで部分ダイポーラ変調を介して連続的に移行できる。当然ながら、その逆も可能である。

ダイポーラ Zュニポーラ移行制御手段の一例を図 1 8 に示す。図 1 8 の実線で示したようにバイアス Bを設定すれば、 0 ≤ A≤ A 1 の領域ではダイポーラ変調、 A 1 < A < A 2 の領域では部分ダイボーラ変調、 A≥ A 2 の領域ではュニポーラ変調となる。この場合、ダイポーラ変調とュニポーラ変調の切り換え時に電動機からの異音が生じないため、装置の低騒音化に有効である。

図 1 8 を応用すると、図 1 9 に示すように領域毎に P W Mモードを管理できる。図 1 9 は、多パルス移行制御手段 3 1 のみを示した。これは、 5種の P W Mモードをインバー夕周波数指令 F i * と電圧指令 E *の両方に依存して移行させるものである。すなわち、

F i * く F oかつ E * く E oのときダイポーラ変調、 F 0 ≤ F i * < F 1 かつ E o ≤ E * く E 1 のとき部分ダイポーラ変調、 1 * ≥ 1 かっ £ 1 ^ £ * < £ 2のときュニボーラ変調、 E 2 ≤ E * E 3 のとき過変調、 E * ≥ E 3 のとき 1 ルスとする。これにより、例えば回生起動時や再カ行時のように、周波数が高い高速域で出力電圧をソフトスタートする場合においても、ダイポーラ変調→部分ダイポーラ変調—ュニポーラ変調→過変調— 1 パルスという移行条件が満足され、安定した電圧立ち上げが可能となる。また、空転再粘着時においても回生起動時と同様の効果が挙げられる。さらに、いかなる運転状態においてもパルスモード切換え時の電動機からの異音の発生を最小限に止められる効果がある。

ところで、鉄道車両用電気車制御装置に用いられるィンバ一夕では、インバー夕周波数 F i * の可変範囲は 0 〜 3 0 0 Hz程度である。出力電圧が最大となるインバー夕周波数 F c vは、インバー夕周波数可変上限の 1 5 〜 1 3 で、 F c vの上限は約 1 0 0 Hz程度である。非同期でパルスを発生する際に、スイッチング周波数周りに発生する高調波と、インバータ周波数の基本波との干渉による出力電流の変動を避けるには、 F c vの 1 0 倍程度のスイッチング周波数、つまり 1 kHz 以上のスイッチング周波数が必要となる。

さらに、騒音（前述の異音等）低減には、スィッチング周波数の変動を最小限に押さえることが効果的であり、過変調の導入により、多パルス領域でのスィツチング周波数の変動を 1 〜 2 F i 以内にすることができる。

図 2 0 は、多パルス領域を非同期、同期とした場合のスイッチング周波数の変化を比較したものである。

多パルズ領域を同期形とした方は、スィッチング周波数が不連続に変化するのに対し、非同期形は連続的に変化する。

従って、音色の変化が小さくなる。

次に、図 4 、図 1 2 、図 2 2 及び図 2 3 を用いて過変調モードと 1 パルスモードとの移行制御について説明す σ

図 4 において 1 パルス多パルス切換制御手段（ 1 Ρ / Μ Ρ切換制御） 3 1 3 は、移行制御情報である電圧指令 Ε *及び出力電圧の位相 0 を入力して、過変調モードカヽら 1 パルスモードあるいは 1 ノ、。ルスモードから過変調変調モードに切り換えるための信号 S P Mを決定する。

図 1 2 に 1 パルス /多パルス切換制御手段 3 1 3 の構成例を示す。切換え電圧検出器 3 1 3 a は出力電圧指令 E * を入力して、出力電圧指令 E *が基準値 E 1 P に達したとき S P M' = 1 を出力し、基準値 E M P まで低下したとき S P M' = 0 を出力する。

一方、切換えタイミング発生器 3 1 3 b は、位相演算手段 2 1 の出力である位相 0が P W Mモード移行位相ひ c , a c + 6 0 ° , a c + 1 2 0 ° , a c + 1 8 0 ° , ひ c + 2 4 0 ° ，ひ c + 3 0 0 ° のとき 1 を出力し、それ以外の時は 0 を出力する。

さらに、ラッチ手段 3 1 3 c は、切換え電圧検出機 3 1 3 a の出力信号 S P M ' の内容を切換えタイミング発生器 3 1 3 b の出力タイミングでラッチする。

この 1 パルス Z多パルス切換制御手段 3 1 3 の動作を図 2 2 を用いて説明する。

( a ) は電圧指合で、 E * ≥ E 1 P となると

( b ) に示すように S P M' = 1 を出力する。（ c ) は出力電圧の基準となる位相である。（ d ) は切換えタイミング発生器 3 1 3 b の出力で、 0 = ひ c 及びこれと 6 0 。間隔の位相で 1 となる。（ e ) はラッチ手段 3 1 3 c の出力であり、切換え電圧検出器 3 1 3 a の出力力あった後、切換えタイミング発生器 3 1 3 b から 1 が出力された時点で、実際の切換えタイミング信号 S P Mを出力する。

P W Mモードをスムーズに移行させるためには、移行電圧 E 1 P， E M P及び P WMモード移行位相 a c ，ひ c + 6 0 ° , ひ c + 1 2 0 ^b ， a c + 1 8 0 ° , a c + 2 4 0 ° ，ひ c + 3 0 0 ° が重要な要素である。

インバー夕の 3 相のうち 1 相でも中性点電圧を出力しているときに P WMモードを切り換えると基本波や電流が不連続になり、トルク脈動を起こすことが実験の結果判明した。そこで、過変調モードで、変調停止期間（基本波のピーク付近で広幅のパルスを出力している期間）が全ての相で重なる位相領域ができる出力電圧指令となるまでは切り変えなレ、ようにし、さらに、その重なっている位相で切り換えるようにした。

変調停止期間が全ての相で重なるようになる出力電圧指合 E * は、変調停止期間の開始位相ひ 1 が 3 0 。以下になる電圧であるので、この時の電圧指令を求めると E * = 0 . 9 5 7 となる。従って、この値を移行電圧の基準値 E 1 P , E M P ( ≥ 0 . 9 5 7 ( 1 9 式において A = 2 の時））の下限とする。

また上限は、スイッチング周波数により決まる値で、少なくとも、基本波の半サイクル中に含まれるパルスが複数ある状態で 1 パルスモードに切換えなければならない。これは、前述したように、パルス幅制御のできない 1 パルス（過変調モードで変調率を大きくして得られる 1 パルス）力、ら、パルス幅制御可能な 1 パルスに切り換えると基本波の連続性が得られないためである。

次に、変調停止期間が全ての相で重なる期間が存在するようになったとしても、重なっている状態で切換えなければならない。

そこで、切り換える位相を管理する。図 2 2 の（ f ) ( g ) ( h ) には各相の電圧が示されており、 0 = 0 を基準としてから 0 = ひ 1 (図示なし、前記した 3 0 ° 以下の位相）で全相が重なり、以降 6 0 ° 毎に重なるボイントが存在することがわかる。

切換え位相ひ c を、ひ 1 ≤ ひ c ≤ 6 0 ° — ひ 1 と設定する。これにより基本波の連続性が維持される。

図 2 3 A — 2 .3 C と図 2 3 D — 2 3 F は、負荷が誘導電動機の場合における、 1 パルスモードから過変調モードへの移行時のシミュレ一ション波形を示した一例である。図 2 3 A - 2 3 C は切換え電圧や位相を何等配慮もしない場合であり、図 2 3 D —図 2 3 F は本実施例を適用した場合である。

本実施例を適用しないと、移行時に、出力電流ピーク値が跳上り、発生トルクが変動する。これが、本実施例を適用するとこれら変動が充分低減されていることがわ力、る。

当然ながら、マイクロプロセッサ等を用いれば、上記パルス幅変調手段の一部または全てをプログラム化して、ソフトゥヱァ的に実現することも可能である。図 2 1 に、図 4 のパルス幅変調手段におけるパルスの立ち上げ、立ち下げタイミングの演算までをソフトウヱァで実現するためのフローチヤ一トの一例を示す。

以上は全て誘導電動機負荷の場合を例にとって説明したが、これに限らず他の交流電動機においても同様の効果が期待できる。また、以上は全てインバー夕を対象とした説明であつたが、これらのインバー夕の出力端子をリアクタンス要素を介して交流電源と接続し、交流を直流に変換する自励式コンバー夕として動作させることも可能である。この場合も、インバー夕の場合と同様の効果が期待できる。

なお、以上は 3 レベルインノく一夕の場合について述べたが、本発明の考え方は 3 レベル以上の多レベルインバ一夕においても対応可能である。

本発明によれば、インバー夕出力電圧を、ゼロ電圧から最大電圧まで連続的かつスムーズに調整することが可能となる。また、パルス発生制御系を簡略化するという効果がある。

さらに、電気車に適用すると低騒音な電気車を提供することができる。

Claims

請求の範囲

1 . 直流を 3 レベルの電位を有する交流相電圧に変換する電力変換器と、この電力変換器により駆動される電動機を備えた電力変換装置において、

この電力変換器の出力相電圧の基本波の半周期が正負のパルス間に零電位を有するパルス列によって表現された出力パルスの列を前記電力変換器の相に発生させるダィポーラ変調モードと、前記電力変換器の出力相電圧の基本波の半周期が複数の単一極性のパルス列によって表現された出力パルスの列を前記電力変換器の相に発生させるュニポーラ変調モードと、前記電力変換器の出力相電圧の基本波の半周期が、複数の単一極性のパルス列の中央部からパルス間のスリットを埋めるようにパルス数を減少させることによって表現された出力パルスの列を前記電力変換器の相に発生させる過変調モードと、前記電力変換器の出力相電圧の基本波の半周期が同一極性の 1 つのパルスによって表現された出力パルスを前記電力変換器の相に発生させる 1 パルスモードとを有し、これらモード間を移行させる手段を備えた電力変換装置。

2. 請求項 1 において、前記モード間の移行は、ダィポーラ変調モード、ュニポーラ変調モード、過変調モ一ド、 1 パルスモードの順に可逆的に行う電力変換装置

3. 請求項 2 記載の装置において、前記ダイポーラ変調モードとュニポーラ変調モード間の移行を前記電力変換器出力相電圧の正側パルス列および負側パルス列に含まれる直流分を制御することによって行い、前記ュニポーラ変調モードと過変調モード間の移行を前記電力変換器出力相電圧の正側パルス列と負側パルス列に含まれる基本波交流分の大きさに応じて行う電力変換装置。

4 . 直流を 2 レベル以上の電位を有する交流相電圧に変換する電力変換器と、この電力変換器により駆動される電動機を備えた電力変換装置において、

前記電力変換器が出力する電圧の基本波と非同期でパルスを作成することによって出力相電圧の半周期に複数のパルスを前記電力変換器に出力させる第 1 のパルス発生手段と、前記電力変換器が出力する電圧の基本波と同期して出力相電圧の半周期中に基本波と同一極性の 1 つのパルスを前記電力変換器に発生させる第 2 のパルス発生手段を備えた電力変換装置。

5 . 請求項 4 において、前記第 1 のパルス発生手段は、インバー夕周波数とは独立したスイッチング周波数のパルス列を発生する電力変換装置。

6 . 請求項 4 において、前記第 1 のパルス発生手段は、この電力変換器の出力相電圧の基本波の半周期が正負のパルス間に零電位を有するパルス列によって表現された出力パルスの列を前記電力変換器の相に発生させるダイポーラ変調モードと、前記電力変換器の出力相電圧の基本波の半周期が複数の単一極性のパルス列によって表現された出力パルスの列を前記電力変換器の相に発生させるュニポーラ変調モードと、前記電力変換器の出力相電圧の基本波の半周期が、複数の単一極性のパルス列の中央部からパルス間のスリットを埋めるようにパルス数を減少させることによって表現された出力パルスの列を前記電力変換器の相に発生させる過変調モードのパルスを前記ィンバ一夕の相に出力させるものである電力変換装置。

7. 直流を 3 レベルの電位を有する交流相電圧に変換する電力変換器と、この電力変換器により駆動される電動機を備えた電力変換装置において、

この電力変換器の出力相電圧の基本波の半周期が正負のパルス間に零電位を有するパルス列によって表現された出力パルスの列を前記電力変換器の相に発生させる第 1 のモード、前記電力変換器の出力相電圧の基本波の半周期が複数の単一極性のパルス列によって表現された出力パルスの列を前記電力変換器の相に発生させる第 2 のモード、及び、前記電力変換器の出力相電圧の基本波の半周期力複数の単一極性のパルス列の中央部からパルス間のスリットを埋めるようにパルス数を減少させることによって表現された出力パルスの列を前記電力変換器の相に発生させる第 3 のモードのうち少なくとも 2 つのモードのパルス列を前記電力変換器の相に出力させる第 1 の変調手段と、前記電力変換器の出力相電圧の基本波の半周期が同一極性の 1 つのパルスによって表現された出力パルスを前記電力変換器の相に発生させる第 2 の変調手段とを有し、前記第 1 の変調手段における複数のモ一ド間を相互に移行させる移行制御手段と、前記第 1 の変調手段の出力と前記第 2 の変調手段の出力とを切り換える切り換え制御手段を備えた電力変換装置。

8. 直流を 3 レベルの電位を有する交流相電圧に変換する電力変換器と、この電力変換器により駆動される電動機を備えた電力変換装置において、

この電力変換器が出力する電圧の基本波と非同期で、この電力変換器の出力相電圧の基本波の半周期が正負のパルス間に零電位を有するパルス列によって表現された出力パルスの列を前記電力変換器の相に発生させる第 1 のモードと、前記電力変換器が出力する電圧の基本波と非同期で、前記電力変換器の出力相電圧の基本波の半周期が複数の単一極性のパルス列によって表現された出力パルスの列を前記電力変換器の相に発生させる第 2 のモ一ドと、前記電力変換器が出力する電圧の基本波と同期して、前記電力変換器の出力相電 Eの基本波の半周期が、複数の単一極性のパルス列の中央部からパルス間のスリットを埋めるようにパルス数を減少させることによって表現された出力パルスの列を前記電力変換器の相に発生させる第 3 のモードと、前記電力変換器の出力相電圧の基本波の半周期が同一極性の 1 つのパルスによって表現された出力パルスを前記電力変換器の相に発生させる第 4 のモードとを有し、これらモード間を移行させる手段を備えた電力変換装置。

9 . 直流を 3 レベルの電位を有する交流相電圧に変換する電力変換器と、この電力変換器により駆動される電動機を備えた電力変換装置において、

この電力変換器の出力相電圧の基本波の半周期が正負のパルス間に零電位を有するパルス列によって表現された出力パルスの列を前記電力変換器の相に発生させる第 1 のモードと、前記電力変換器の出力相電圧の基本波の半周期が複数の単一極性のパルス列によって表現された出力パルスの列を前記電力変換器の相に発生させる第 2 のモードと、前記電力変換器の出力相電圧の基本波の半周期が、複数の単一極性のパルス列の中央部からパルス間のスリットを埋めるようにパルス数を減少させることによって表現された出力パルスの列を前記電力変換器の相に発生させる第 3 のモードと、前記電力変換器の出力相電圧の基本波の半周期が同一極性の 1 つのパルスによつて表現された出力パルスを前記電力変換器の相に発生させる第 4 のモードとを有し、前記第 1 と第 2 のモード間の移行を出力周波数と出力電圧に応じて、前記第 2 と第 3 のモード間の移行を出力電圧に応じて行う移行制御手段を備えた電力変換装置。

1 0 . 可変電圧可変周波数の交流を出力するインバー夕と、このインバー夕により駆動される誘導電動機とを備えた電気車の制御装置において、前記インバー夕の出力電圧の基本波の半周期内のパルス数が複数である全ての領域で、前記インバー夕のスイッチング周波数を連続的に変化させるィンバ一夕制御手段を備えた電気車の制御装置。

1 1 . 請求項 8 において、前記スイッチング周波数は 1 k H z 以上で、かつ、変動幅がインバー夕出力周波数の 2 倍以内である電気車の制御装置。

1 2. 直流を 3 レベルの電位を有する交流相電圧に変換する電力変換器と、この電力変換器により駆動される電動機を備えた電力変換装置において、

この電力変換器の出力相電圧の基本波の半周期が正負のパルス間に零電位を有するパルス列によって表現された出力パルスの列を前記電力変換器の相に発生させるダィポーラ変調モードと、前記電力変換器の出力相電圧の基本波の半周期が複数の単一極性のパルス列によって表現された出力パルスの列を前記電力変換器の相に発生させるュニボーラ変調モードと、前記電力変換器の出力電圧の基本波の半周期が、複数の単一極性のパルス列の中央部からパルス間のスリットを埋めるようにパルス数を減少させることによって表現された出力パルスの列を前記電力変換器の相に発生させる過変調モードと、前記電力変換器の出力相電圧の基本波の半周期が同一極性の一つのパルスによって表現された出力パルスを前記電力変換器の相に発生させる 1 パルスモードとを有し、これらモード間を移行させる移行手段を設け、この移行手段は、前記基本波の半周期に含まれるパルスの数が複数存在する状態から 1 パルスモードに可逆的に移行させる過変調 • 1 パルス移行手段を有する電力変換装置。

1 3 . 請求項 1 において、前記モード間の移行は、ダィポーラ変調モード、ュニポーラ変調モード、過変調モード、 1 パルスモードの順に可逆的に行う電力変換装置。

1 4 . 請求項 2記載の装置において、前記ダイボーラ変調モードとュ二ポーラ変調モード間の移行を前記電力変換器出力相電圧の正側パルス列及び負側パルス列に含まれる直流分を制御するとによって行い、前記ュニポーラ変調モードと過変調モード間の移行を前記電力変換器出力相電圧の正側パルス列と負側パルス列に含まれる基本波交流分の大きさに応じて行う電力変換装置。

1 5 . 直流を 3 レベルの電位を有する交流相電圧に変換する電力変換器と、この電力変換器により駆動される電動機を備えた電力変換装置において、

この電力変換器の出力相電圧の基本波の半周期が正負のパルス間に零電位を有するパルス列によって表現された出力パルスの列を前記電力変換器の相に発生させるダィポーラ変調モードと、前記電力変換器の出力相電圧の基本波の半周期が複数の単一極性のパルス列によって表現された出力パルスの列を前記電力変換器の相に発生させるュニポーラ変調モードと、前記電力変換器の出力電圧の基本波の半周期が、複数の単一極性のパルス列の中央部からパルス間のスリットを埋めるようにパルス数を減少させることによって表現された出力パルスの列を前記電力変換器の相に発生させる過変調モードと、前記電力変換器の出力相電圧の基本波の半周期が同一極性の一つの ⁰ルスによって表現された出力パルスを前記電力変換器の相に発生させる 1 ⁰ルスモードとを有し、これらモード間を移行させる移行手段を設け、この移行手段は前記過変調モードと 1 パルスモードとの間の移行を前記電力変換器に対する出力電圧指令が 0 . 9 5 以上で移行させる手段を有する電力変換装置。

1 6. 請求項 1 5 において、前記モード間の移行は、ダイポーラ変調モード、ュニポーラ変調モード、過変調モード、 1 ⁰ルスモードの順に可逆的に行う電力変換装。

1 7. 請求項 1 6 記載の装置において、前記ダイポーラ変調モードとュニポ一ラ変調モード間の移行を前記電力変換器出力相電圧の正側パルス列及び負側パルス列に含まれる直流分を制御することによって行レ、、前記ュニポーラ変調モードと過変調モード間の移行を前記電力変換器出力相電圧の正側パルス列と負側パルス列に含まれる基本波交流分の大きさに応じて行う電力変換装置。

1 8. 請求項 1 5 において、前記過変調モードと 1 パルスモードとの間の移行は、前記電力変換器の全ての相が零電位以外の電圧を出力している位相で行うようにした電力変換装置。