TWI396953B - 用於對突發模式具有可調整峰値電感電流與磁滯之切換調節器的電路與方法 - Google Patents

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Description

用於對突發模式具有可調整峰值電感電流與磁滯之切換調節器的電路與方法
本發明是有關於用以提供一使用者能夠當在BURST MODE(底下稱為「突發模式」)下操作時，調整最小峰值電感器電流位準以及交換調節器磁滯之能力的電路及方法。
本發明是有關於電壓調節器。更詳細地說，本發明是有關於提供在一電流－模式DC－DC調節器裡(亦即可回應於表示輸出電流之信號的輸出電流測量結果之調節器)，調整最小峰值電感器電流位準以及「突發模式」之磁滯的能力之電路及方法。
電壓調節器係電力供應電路，此者利用一封閉迴路設計以提供一預設且大致固定輸出電壓，即使是在當利用一具有不良額定或波動性的輸入電壓來源時亦然。此外，許多電子產品利用電壓調節器以將一輸入電壓轉換為一比起該輸入電壓為較高或較低的經調節輸出電壓。從而，除一電壓穩定器以外，電壓調節器亦可運作如一電壓轉換器。
有兩種主要的調節器類型：線性調節器及切換調節器。在一典型的線性調節器裡，可藉由調整一被動構件(即如一可變電阻器)以調節該輸出電壓，俾控制一自該電壓來源至該負載的連續電流。
另一方面，切換調節器基本上是DC－DC轉換器，可藉由切換電流「開」及「關」以控制該輸出電壓而運作。切換電壓調節器通常是運用一或更多的切換裝置，且連同一電感器及一電容器，藉以儲存能量並將其傳送至一負載。這些調節器能夠藉由「開」及「關」該(等)切換構件以調節經施加於該負載的電壓，藉此控制按離散電流脈衝之形式而透過該電感器所傳送的電量。該電感器及該電容器將所供應之電流脈衝轉換成一穩定負載電流，如此調節該負載電壓。最終地，依據表示該輸出電壓及負載電流的回饋信號，透過調整該切換開－關計時以完成輸出電壓的調節作業。
而特別是希望在電流－模式下運作的切換調節器。該等可提供良好的線路與負載暫態信號拒絕，並且在錯誤情況的過程中(即如輸出短路)具備固有的電流－限制功能性。許多電流－模式切換調節器可監視該電感器電流，並且將其與一峰值電感器電流位準相比較，藉此決定何時適於關閉該主切換構件以消除供應過度電流。
許多電流－模式切換調節器電路含有下列項目：一邏輯區段；一(多個)輸出切換器，此等是由所該邏輯區段所控制；一震盪器，藉以提供週期性計時信號來開啟該主切換器；一電流放大器，此者中繼傳送一感測電壓，此電壓係依照該電感器電流而定；一錯誤放大器，此者根據負載條件以調整其輸出電壓；以及一電流比較器，此者可在當該感測電壓按一預設方式以與自該錯誤放大器出現的電壓相比較時產生一信號，以令該邏輯區段關閉該主切換器。
一種通常是在如前述之電流－模式下運作的特定類型調節器係同步切換調節器。這些調節器具有一主要切換構件及一同步切換構件，該等相對於彼此係經相位外驅動，藉此將位於一經調節電壓之電流供應至一負載。同步切換構件不同於非同步切換構件，這是在於將一二極體替換為一同步切換構件，而通常結果為在該切換調節器內具有較低的功率損失。
像是同步切換調節器之切換調節器的一項主要好處是在於，比起在線性調節器中所能發現者，該等通常可展現出較高的效率性(其中效率性是被定義為由該調節器所提供之電力對提供給該調節器之電力的比值)，藉此獲致所不欲之熱發散的顯著降低。因此，許多切換調節器可不必利用到等同之線性設計所需要的散熱器。
尤其是，運用MOSFET(氧化金屬半導體場效電晶體)切換器之同步切換調節器被廣泛地使用在可攜式電池供電之電子產品，以及其中僅能容忍有限度熱產生的產品之內。由於這些電壓調節器展現較高的效率性，因此該等可提供相當長的電池壽命而具微少的熱產生。為此原因，這些調節器經常是被運用在像是行動電話、無接線電話、個人呼叫器、膝上型電腦及無線數據機的系統裡。
不過，切換調節器的效率性並非總是被最大化，而且會與負載的大小成比例地改變。此為輸出電流的函數，並且通常在當該切換調節器將少量電流提供給負載時會降低。會發生此一情況的原因在於，即使是當負載減少，在驅動電路裡仍會發散一固定量的電力，而與負載的大小無關。
上述在較低負載處之效率性損失常見於在一強制連續操作模式下運作的切換調節器之內。在強制連續模式下，對於切換調節器為較低負載處之效率性損失變成更高，原因是會無關於操作條件而將該主要切換器週期性地開啟及關閉。從而，由於按閘極電荷形式的能量之故，因此這些調節器對於較小負載會變得無效率，而這會有必要一直地「開」及「關」該主要切換器及同步切換器，且無論負載情況如何皆然。
一種對於在強制連續模式下操作的有效替代方式為讓該調節器能夠進入「突發模式」操作。當在此模式下操作時，當該負載為輕時該調節器可省略切換循環，藉以減少電晶體閘極電荷損失。這是有可能的，原因是當在「突發模式」下操作時，當該負載電流落降至低於一標定值，可將該調節器電路之作用中切換構件(即如切換電晶體)及選擇性地其他的非必要局部令為維持「關閉」。當讓該等作用中切換構件維持為「關閉」時的操作模式在此又稱為休眠模式。在一同步切換調節器裡，在休眠模式過程中是將主要及同步切換構件兩者令為維持「關閉」。而在一非同步切換調節器裡，僅令該主要切換構件維持為「關閉」。熟諳本項技藝之人士將能瞭解，在不同的切換調節器裡可有不同的「突發模式」操作實作方式。例如，不同的實作可包含不同的電路及方法(1)以決定一切換調節器何時進入休眠模式，及/或(2)以對該輸出電容器進行充電。「突發模式」操作是用以降低在一切換調節器內的切換損失，並且提高在低輸出電流位準處的操作效率性。
能夠在「突發模式」下操作的可用調節器基本上是利用與前述對於典型切換調節器的相同電路，而另增一提供一突波門檻值位準的突波比較器及電路。此另增電路可用來在標定情況下關閉部份的調節器電路，藉此減少耗電量。利用「突發模式」及強制連續模式的調節器範例可如美國加州Milpitas市的Linear Technology Corporation公司所銷售者，並且包含LTC1435及LTC1735系列產品。
「突發模式」類型調節器的一項缺點是來自於無法以外部方式控制該突波門檻值位準，而此位準是設定該最小峰值電感器電流位準。對於較高的突波門檻值位準，在輕負載下的效率性會較高，然代價為較高的輸出電壓波紋(一種並不樂見的特徵)。對於較低突波門檻值位準，輸出電壓波紋可為較低，而所犧牲的是對於輕負載為些略降低的效率性。從而，由於設定該最小峰值電感器電流位準之突波門檻值位準在「突發模式」下運作的目前調節器裡係經內部固定，因此無法裁適該輸出電壓波紋及該調節器的效率性以配合於不同應用項目的要求。
一種調整輸出電壓波紋及調節器效率性以配合不同應用項目之要求的方式是藉由外部方式設定該突波門檻值位準，即如Esteves等人之美國專利第6,724,174號案文所述者。這可設定該最小峰值電感器位準，藉以能夠調整輸出電壓波紋及效率性，俾符合於各種應用項目的要求。在較高的突波門檻值位準處，在輕負載下的效率性可為較高，然代價為較高的輸出電壓波紋(此者根據應用項目而定，係一並不樂見的特徵)。而在較低突波門檻值位準處，輸出電壓波紋可為較低，而所犧牲的是對於輕負載為些略降低的效率性。按外部方式設定該突波門檻值位準可供將該切換調節器的輸出電壓波紋及效率性裁適於一特定應用項目的需要。
能夠進行外部設定該突波門檻值位準的可用「突發模式」調節器基本上是利用與前文中對於利用「突發模式」及強制連續模式之調節器所敘述的相同電路，而另增以一可調整突波鉗夾。此電路可根據按外部方式所設定之突波門檻值位準，以設定該最小峰值電感器電流位準。利用一可調整突波鉗夾之「突發模式」調節器的範例為由美國加州Milpitas市的Linear Technology Corporation公司所銷售的LTC3412、LTC3414及LTC3418系列產品。
在該等利用一可調整突波鉗夾之「突發模式」調節器裡，該突波比較器磁滯是在該切換調節器裡以內部方式所固定。由於在利用一可調整突波鉗夾之「突發模式」調節器裡，調整該輸出電壓波紋振幅及頻率的唯一方式是藉由改變該最小峰值電感器電流，因此在裁適於各種應用項目之不同要求方面，使用者對於該輸出電壓波紋及效率性僅擁有一個控制度。
此外，對於較高的突波門檻值位準，在輕負載下的效率性概為較高，而代價則是對於該等利用一可調整突波鉗夾的「突發模式」調節器為較高的輸出電壓波紋。然而，當該輸出電壓波紋超過某一規模時，會由於導體路徑內的DC損失而在該等調節器裡會出現效率損失。
有鑑於前文，會希望提供用以讓一使用者能夠以外部方式設定該最小峰值電感器電流位準的電路及方法。
亦希望提供用以讓使用者能夠外部方式設定在切換調節器內之「突發模式」比較器之磁滯，藉以提高一調節器之效率性的電路及方法。
進一步希望提供用以讓一使用者能夠在一連續數值範圍上更完整地調整一調節器之經調節輸出電壓的電壓波紋之電路及方法。
因此，本發明之一目的在於提供讓一使用者能夠改變該突波門檻值位準，藉此供以選擇在「突發模式」下操作之切換調節器內的所欲最小峰值電感器電流位準之電路及方法。
本發明之一目的亦為提供讓一使用者能夠改變在「突發模式」下操作之切換調節器內的突波比較器磁滯之電路及方法。
本發明之一進一步目的為提供能夠在一連續數值範圍上更完整地調整一調節器之經調節輸出電壓的電壓波紋的電路及方法，因而能夠更細緻地裁適該電壓波紋，俾符合於各種應用項目的要求。
根據本發明之該等及其他目的，說明一種具有可外部調整之最小峰值電感器電流位準以及「突發模式」磁滯的切換電壓調節器電路。該電路可在任何運用「突發模式」操作的調節器裡，按步階向上(升壓)、步階向下(降壓)或升壓－降壓之一組態而運作。
本發明之一具體實施例併有一單一腳針，此者是用以選擇一調節器操作模式(強制連續模式或「突發模式」)，在「突發模式」操作過程中設定該突波門檻值位準，以及在「突發模式」操作過程中設定該突波比較器磁滯。
本發明之另一具體實施例提供一種透過利用兩支腳針，以實作出可變最小峰值電感器電流位準及突波比較器磁滯的替代方法。一支腳針是用於於強制連續模式與「突發模式」之間進行選擇，而另一支腳針則是用於在「突發模式」操作過程中設定突波門檻值位準及突波比較器磁滯。
本發明之另一具體實施例提供一種透過利用三支腳針，以實作出可變最小峰值電感器電流位準及突波比較器磁滯的另一替代方法。一支腳針是用於於強制連續模式與「突發模式」之間進行選擇，一第二腳針則是用於設定突波門檻值位準，而一第三腳針則是用於在「突發模式」操作過程中設定突波比較器磁滯。
上述較佳具體實施例可減輕與利用一固定最小峰值電感器電流位準及突波磁滯相關聯的問題。從而，本發明可供更完整地調整一切換調節器的輸出電壓波紋及效率性，藉以適配於不同的應用項目要求。此外，本發明可提供大型輸出電壓波紋而不致損失效率性，因為磁滯的增加並不會相對應地提高電流的規模。
當併同於各隨附圖式考量下列詳細說明時，本發明之上述與其他優點即可更為顯見，而其中在全篇裡類似參考字元參指於相仿部分，且其中：許多電子產品利用DC－DC切換調節器以將一輸入電壓轉換為一比起該輸入電壓可為較高或較低的經調節輸出電壓。切換調節器利用一或更多的作用中切換裝置、一電感器或變壓器及一電容器，藉以儲存能量並予傳送至該負載。
第1圖顯示一傳統步階向下切換電壓調節器，此者是運用一固定頻率、電流模式控制架構。該電路按如下方式運作。
第1圖的電壓調節器100包含控制電路110，此者併入有震盪器111，或是任何其他能夠對該電路提供以切換計時(即如藉由按一固定頻率產生一狹窄脈衝)的適當裝置。在該震盪器之各週期的起點處脈衝傳播通過該邏輯112，然後此者導引該主要切換器驅動器114以「開啟」該主要切換器120。該邏輯112可包含一脈衝寬度調變器(PWM)電路，或是任何其他能夠驅動該等切換器驅動器114及129，藉以控制該主要電力切換器120之工作週期(亦即相較於一開/關週期之時段該切換器120為「開啟」的時間量)的適當電路。這可跨於該電感器125強施一約Vin －Vout 的電壓。因此，通過該電感器125的電流會線性地增加，並且將一較大量的電流供應給該電容器127及該負載(此係由該電阻器128所模型化)。當該主要切換器120為「開」時，該電感器電流行流通過感測電阻器124，並且跨於其上發展出一感測電壓，此電壓約等於該電感器電流與該感測電阻器數值的乘積。然後由該電流放大器118將此電壓放大。當經放大之感測電壓增加而高於在該電流比較器115之反置輸入(亦即在緩衝ITH 輸入上)上的電壓時，該電流比較器115送出AND信號邏輯112，藉以令該等驅動器114及129分別地「關閉」該主要切換器120並「開啟」該同步切換器121。這會將跨於該電感器125上的電壓改變成約－VOUT ，而使得該電感器電流降低，直到次一震盪器脈衝再度地「開啟」該切換器120且「關閉」該同步切換器121為止。應瞭解在本發明裡對於該等切換構件雖為利用MOSFET，然確可利用任何類型的適當切換構件而不致悖離本發明之原理。
在該經緩衝ITH 輸入上的電壓控制該最小峰值電感器電流，而在此該電流比較器115會將該主要切換器120「關閉」。錯誤放大器119可含有一微分放大器、一傳導放大器或是任何其他的適當放大器，並藉由自該電阻器除法器126至一參考電壓VREF 之回饋信號以調整在該ITH 上的電壓。然後由一補償電路113以穩定該ITH 信號，此電路最好是含有一電阻器及一電容器，並且透過一電壓緩衝器130而耦接於該電流比較器115的反置輸入。若將一大型負載步階施加於該電壓調節器100，則自該調節器100所汲取的負載電流會增加。這會使得該回饋電壓VFB 相對於VREF 而降低。該錯誤放大器119揚昇該ITH 電壓，直到平均電感器電流匹配於新的負載電流為止。相反地，若負載電流減少，則會使得該回饋電壓VFB 相對於VREF 而增加。這會使得該錯誤放大器119將該ITH 電壓降低。因此，該主要切換器120雖繼續按相同頻率(亦即在各週期的起點處)而「開啟」，然其工作週期縮短，並因此當該負載電流減低時，此者會導通較少的電流。此項處理繼續進行，直到該平均電感器電流等於新的負載電流為止。
第1圖的調節器可透過使用外部「模式」選擇輸入腳針134，讓一使用者能夠對於該切換調節器而在兩種操作模式間選擇。第一操作模式為強制連續操作，這可降低雜訊、RF干擾及輸出電壓波紋。在強制連續情況下，可讓該電感器電流成為負性。當該主要切換器120「關閉」時，該同步切換器121「開啟」。該同步切換器維持「開」，直到下一個震盪器脈衝觸發該主要切換器「開啟」為止。第二操作模式為「突發模式」，其中該主要切換器120及該同步切換器121在輕負載下間歇地運作。這可藉由降低在輕負載下的電晶體閘極電荷損失，提供較該強制連續操作為高的效率性。
在「突發模式」操作下會啟動該電流逆反比較器116，並且不允許該電感器電流成為負性。該電流逆反比較器監視流經該同步切換器121及該信號邏輯112的電流，藉以在當該電感器電流遭到一電流逆反情況時，可「關閉」該同步切換器121。在第1圖的具體實施例裡，該電流逆反條件是表示當電流跨越零電流位準時。然而，熟諳本項技藝之人士將能瞭解本發明之範圍包含其他的電流逆反條件，即如表示該電流即將或既已跨越該零電流位準。例如，可對該比較器116的逆反輸入施加一電壓位移，因此在該電感器或切換器電流跨越該零電流門檻值之前，該比較器116會先向右行移。
在「突發模式」操作過程中，鉗夾電路133的電晶體122及123將該緩衝ITH 電壓的最小值夾定在該突波門檻值位準處，藉以設定該最小峰值電感器電流位準Iburst 。然後由該突波比較器117監視該ITH 電壓，藉以決定何時啟動和關閉休眠模式。當該主要切換器120「開啟」時，該電感器電流必須在可關閉之前先提高至最小峰值電感器電流位準Iburst 。然後，當該輸出負載電流落降時，該峰值電感器電流即告減少，藉以保持調節該輸出電壓。當所需要的負載電流落降至一低於Iburst 減去該電感器內之波紋電流的一半之電流時，該突波門檻值即強制該峰值電感器電流維持在等於Iburst 。由於該平均電感器電流大於該負載電流，因此錯誤放大器119減少該ITH 電壓，直到突波比較器117啟行為止。當該突波比較器啟行時，即啟動休眠模式，並且「關閉」該等切換器120及121兩者，連同其餘電路的預設元件，藉以減少耗電量。此刻，僅由該輸出電容器127供應該負載電流。當該輸出電壓落降時，在ITH 上的電壓增加至高於一由該突波比較器117磁滯所設定的位準，並且停佇該突波比較器117。解除休眠模式，「開啟」所有電路，並且恢復正常操作。
第1圖之電路的一項缺點在於該突波門檻值位準(或突波鉗夾位準)及該突波比較器磁滯為在該切換調節器裡內部固定。由於在每一切換週期的過程中該突波鉗夾固定該最小峰值電感器電流，並且該突波比較器磁滯固定其中該調節器在休眠模式下運作的時段，因此該輸出電壓波紋亦被固定。對於較高的突波鉗夾位準以及較寬的突波磁滯，在輕負載下的效率性會較高，然代價為較高的輸出電壓波紋。對於較低突波鉗夾位準及較窄的磁滯，輸出電壓波紋可為較低，而所犧牲的是對於輕負載為些略降低的效率性。由於該突波鉗夾位準及突波比較器磁滯為按內部方式固定，因此無法對輸出電壓波紋及效率性進行裁整以配合於不同應用項目要求。
第2圖顯示一步階向下切換電壓調節器之具體實施例，此者具有一根據本發明原理的可調整最小峰值電感器電流位準及可調整突波比較器磁滯。可按照下列方式藉由本發明以克服在「突發模式」下運作之傳統調節器的前述限制。第2圖內的調節器最好是併入一單一外部腳針，其目的係為以讓一使用者能夠選擇操作模式(即「突發模式」或是強制連續模式)，並且在「突發模式」過程中設定該切換調節器200的突波門檻值位準及突波磁滯。
而在強制連續模式下的操作，第2圖是按如下方式運作。該震盪器211提供該切換計時機制，藉以在各週期的起點處「開啟」該主要切換器220並且「關閉」該同步切換器221。一獲自於流經該電阻器224之電感器電流的感測電壓被該電流放大器218放大，而利用其輸出以作為該電流比較器215的輸入。該錯誤放大器219將一回饋電壓比較於一參考電壓，藉以視需要揚昇或降低該ITH 電壓。經緩衝之ITH 電壓提供對於該電流比較器215的第二輸入，這是用以在當該電感器電流增加至一較由該經緩衝ITH 信號所設定之電流位準為高的位準時，信號通知「關閉」該主要切換器220。第2圖之控制電路210雖表示在將該錯誤放大器219的輸出ITH 傳送至該電流比較器215之前先由緩衝器230予以緩衝，然熟諳本項技藝之人士將瞭解該緩衝器230係一選擇性項目(參見即如第5圖的控制電路510)。即如在此所此所用者，可將信號ITH 及經緩衝ITH 兩者被視為是該錯誤放大器之一輸出信號。
在第2圖裡，利用該FCONT信號以告知該邏輯212該切換調節器究應在強制連續模式或「突發模式」下運作。當FCONT為邏輯「高」值時，操作模式為強制連續。當FCONT為邏輯「低」值時，操作模式為「突發模式」。利用該電壓Vburst 來設定該突波鉗夾233的突波門檻值位準以及該突波比較器217的突波比較器磁滯。當將該Vburst 設定為零伏特時，會將該最小峰值電感器電流位準及突波磁滯設定在其最小值處。而由於該Vburst 揚昇的結果，該最小峰值電感器電流位準及該突波磁滯將按如Vburst 的函數而線性地提高。熟諳本項技藝之人士將瞭解第2圖具體實施例的最小峰值電感器電流位準及該突波磁滯雖按如Vburst 的函數而線性地提高，然其一或兩者按該VBurst 之函數而非線性方式提高確仍在本發明的範圍內。對於如何在該突波比較器中調整磁滯的詳細解釋，請參見第3圖的討論。
模式比較器231、一含有電晶體234和235之傳輸閘極、電晶體236及反置器232和239包含模式選擇電路237。當在「模式(MODE)」選擇輸入腳針238處之電壓高於門檻值電壓VTH 時，該模式比較器231的輸出為「低」。這使得該反置器239的輸出會令在該FCONT處之信號為一邏輯「高」。在該模式比較器231處之輸出處的「低」邏輯信號也會關閉該NMOS電晶體234及該PMOS電晶體235。該NMOS電晶體236的閘極也會被驅動為「高」，而將該突波門檻值位準帶至0伏特。
當在該「模式」選擇輸入腳針238處的電壓時低於門檻值電壓VTH 時，該模式比較器231的輸出為「高」。這使得該反置器239的輸出會令在該FCONT處之信號為一邏輯「低」。在此狀態下，會「開啟」該NMOS電晶體234及該PMOS電晶體235，而「關閉」該NMOS電晶體236。由於傳輸閘極為「開啟」，因此電壓Vburst 將大致等於在該「模式」選擇輸入腳針238處的電壓。在「突發模式」的過程中，可改變在該「模式」選擇輸入腳針238處的電壓，藉以將該突波門檻值位準及該突波比較器磁滯調整至一所欲位準。這可讓使用者能夠在輕負載的過程中設定該輸出電壓波紋的振幅與頻率以及效率性，藉此滿足具不同要求的不同應用項目，而這在重點是要保持該切換頻率在可聽頻帶之外或是無法容忍傳統「突發模式」轉換器之電壓波紋的應用項目裡可能會具有關鍵性。此外，使用者可將該輸出電壓波紋設定為高值而又不致損失效率性，這是由於電流不會被磁滯內的變化所影響，從而降低因導電損失所造成的效率損失。
為獲得低輸出電壓波紋與效率性之間的妥協結果，當在「突發模式」下時產生脈衝跳略行為也很重要。這可藉由將該「模式」選擇腳針連接至接地而達成。這可將該突波門檻值位準設定為0伏特，並且將Iburst 設定為0安培。在此情況下，該峰值電感器電流是受限於該電流比較器的最小啟動時間。若該負載需求低於該最小啟動時間電感器電流的平均值，則將跳略切換週期以保持調節該輸出電壓。
第3圖進一步詳細說明如何在第2圖之突波比較器217內增入並且調整磁滯。尤其是，該錯誤比較器219的ITH 信號輸出係耦接於該比較器301的反置輸入。將該電壓與在該比較器301之非反置輸入處的突波比較器門檻值位準相比較，此位準包含門檻值電壓VTH2 及跨於電阻器304上之電壓的總和(當後者大於零伏特時，即如後文中進一步詳述)。跨於該電阻器304上之電壓可設定磁滯位準，並且是由經電壓控制之電流來源303所控制。來自該模式選擇電路237的VBurst 信號控制該經電壓控制之電流來源303的電流振幅，並可讓磁滯能夠按正比於該VBurst 的電壓位準而改變。
在正常的調節器操作過程中，當ITH 的電壓高於VTH2 時，該比較器301的輸出為「低」。該反置器307將該「低」信號反置，使得切換器305將該電阻器304短路。在一較佳具體實施例裡，該切換器305含有一電晶體。當該電阻器304為短路時，是僅由該電壓來源302供應在該比較器301之非反置輸入處的參考電壓或是該突波比較器門檻值位準。而當在ITH 處的電壓降至低於VTH2 時，該比較器301的輸出轉移為「高」，使得休眠模式啟動並且該切換器305「關閉」。這可使得在該比較器301之非反置輸入處的電壓提高至VTH2 加上跨於該電阻器304的電壓。換言之，增加磁滯。由於跨於該電阻器304的電壓為VBurst 的函數，而此者又是由一使用者所設定，因此使用者可有效地控制該突波比較器的磁滯。當該ITH 電壓增加至高於新的突波比較器門檻值位準時(亦即，VTH2 加上跨於該電阻器304的電壓)，該比較器301輸出一「低」信號，從而能夠解除休眠模式並且該電阻器304為短路。
熟諳本項技藝之人士將會瞭解第3圖中所顯示的電路僅為說明一種在一比較器中增入及調整磁滯的方式。亦可運用業界已知或另外的其他磁滯比較器。此外，第3圖的突波比較器雖係對於第2圖的控制電路210所描述，然第4－8圖之磁滯突波比較器亦可按類似方式運作。
第4圖中顯示本發明之另一具體實施例，其中使用兩支腳針以實作一可變突波門檻值位準以及對於「突發模式」的突波比較器磁滯。第4圖所顯示之調節器是按照類似於第2圖所示的方式運作，除了對於在該電路裡負責控制該調節器究應按強制連續模式或「突發模式」運作，以及在「突發模式」操作過程中設定該突波門檻值位準和該突波比較器磁滯的局部之外。
當將一高於門檻值電壓VTH 之電壓在「模式」選擇輸入腳針434處施加於該模式選擇電路437的模式比較器431時，該模式比較器431的輸出為「低」。此信號行旅至邏輯412，並且令該調節器在強制連續模式下運作。或另者，若經施加於該「模式」選擇輸入腳針434處的電壓低於VTH ，則該模式比較器431的輸出為「高」，並且該調節器是在「突發模式」下運作。
第4圖內的腳針435(亦即VBurst 選擇輸入)提供一對於該突波鉗夾電路433及突波比較器417的外部使用者可存取連接，讓使用者能夠如前對於第2－3圖所述般(分別地)設定該突波門檻值位準及突波比較器磁滯。按此方式，當經施加於「模式」選擇輸入腳針的信號令該調節器在「突發模式」下運作時，可無關於經施加於該「模式」選擇輸入腳針434處之信號，而按獨立方式調整該突波門檻值位準及該突波比較器磁滯，藉此操縱該最小峰值電感器電流位準和該突波比較器磁滯。再次地，這可提供一優於先前技藝的顯著改善結果，讓使用者能夠更佳地諧調該調節器400的輸出電壓波紋及效率性，藉以滿足一特定應用項目的要求。此外，本發明可提供更大的輸出電壓波紋而不致損失效率性，因為輸出電流的振幅不受磁滯內的變化所影響。
第4圖的其餘構件則執行與前文參照於第2圖所述之相對應構件大致相同的目的。
第5圖中顯示本發明之另一具體實施例，其中使用三支腳針以實作一可變突波門檻值位準以及對於「突發模式」的突波比較器磁滯。第5圖所顯示之調節器是按照類似於第2圖所示的方式運作，除了對於在該電路裡負責控制該調節器究應按強制連續模式或「突發模式」運作，以及在「突發模式」操作過程中設定該突波門檻值位準和該突波比較器磁滯的局部之外。
當將一高於門檻值電壓VTH 之電壓在「模式」選擇輸入腳針534處施加於該模式選擇電路532的模式比較器531時，該模式比較器531的輸出為「低」。此信號行旅至邏輯512，並且令該調節器在強制連續模式下運作。或另者，若經施加於該「模式」選擇輸入腳針534處的電壓低於VTH ，則該模式比較器531的輸出為「高」，並且該調節器是在「突發模式」下運作。
第5圖內的腳針535(亦即VBurst 選擇輸入)提供一對於突波鉗夾電路533的外部使用者可存取連接，以供使用者設定該突波門檻值位準。按此方式，當經施加於「模式」選擇輸入腳針534處的信號令該調節器在「突發模式」下運作時，可由一使用者透過腳針535來調整該突波門檻值位準，藉此操縱該「突發模式」的最小峰值電感器電流位準，即如前文對於第2－3圖所述者。再次地，這可提供一優於先前技藝的顯著改善結果，讓使用者能夠更佳地諧調該調節器500的輸出電壓波紋及效率性，藉以滿足一特定應用項目的要求。此外，本發明可提供更大的輸出電壓波紋而不致損失效率性，因為輸出電流的振幅不受磁滯內的變化所影響。
第5圖內的腳針536(亦即VHYSTERESlS 選擇輸入)提供一對於突波比較器517的外部使用者可存取連接，以供使用者設定該突波比較器磁滯。按此方式，當經施加於「模式」選擇輸入腳針534處的信號令該調節器在「突發模式」下運作時，可由一使用者透過腳針536來調整該突波比較器磁滯，藉此操縱該「突發模式」的磁滯，即如前文對於第2－3圖所述者。再次地，這可提供一優於先前技藝的顯著改善結果，讓使用者能夠更佳地諧調該調節器500的輸出電壓波紋及效率性，藉以滿足一特定應用項目的要求。此外，本發明可提供更大的輸出電壓波紋而不致損失效率性，因為輸出電流的振幅不受磁滯內的變化所影響。
第5圖的其餘構件則執行與前文參照於第2圖所述之相對應構件大致相同的目的。
應注意到第2、4及5圖各者雖顯示步階向下同步切換調節器具體實施例，然本發明並不受限於此一方面。本發明之益處等同地適用於其他類型的調節器，像是步階向上同步切換調節器、步階向上與步階向下非同步切換調節器，或是任何其他適當類型的調節器。
第6圖係一步階向上切換電壓調節器之示範性具體實施例的電路圖，此者具有一根據本發明原理之可調整最小峰值電感器電流位準及一對於「突發模式」的可調整突波磁滯。第6圖運用許多與出現在第2圖中所示之步階向下調節器內相同的構件。此者亦運用二極體616以防止電容器627放電至接地。第6圖中所示之步階向上切換電壓調節器600的控制電路610按如後文所述方式運作。
當電路條件使得該主要切換器621關閉時，即跨於該電感器625上施加輸入電壓。在此充電階段過程中，電流開始流經該電感器625，而該二極體616防止電容器627放電至接地，並且該電容器627負責對該負載供應電流。
一旦該切換器621開啟，該電容器627即被經儲存在該電感器625內的能量充電。此刻，一額外電流開始流經該負載以令該輸出電壓揚昇(也會由該輸入來源直接地供應能量，只要該二極體616係經前向偏壓即可)。在某一時段之後，該切換器621再度地關閉。此週期重複進行，維持必要的輸出電壓位準，並且視需要將必要的電流供應至該負載。
第6圖內其餘電路元件的行為則可按如前文對於第2圖裡發現到的可比較電路元件所解釋者。電流比較器615比較來自電流放大器618與錯誤放大器619的輸出，藉以決定何時應「關閉」該主要切換器621。
再者，對「模式」選擇輸入638的輸入信號決定該調節器600究應在強制連續模式或是「突發模式」下運作，並且在當選擇「突發模式」時亦可設定突波門檻值位準及突波磁滯。該模式比較器631、一含有電晶體634及635的傳輸閘極、電晶體636以及反置器632和633含有模式選擇電路637。該模式選擇電路637在FCONT及VBurst 處提供信號，該等可分別地決定該調節器600的操作模式，以及(當適當時)該突波門檻值位準與該突波比較器磁滯。即如第6圖所示，該模式比較器631比較在該「模式」選擇輸入638上的信號與門檻值電壓VTH 。當在該「模式」選擇輸入腳針638處的電壓時高於該VTH 時，該模式比較器631的輸出為「低」。這又會使得該反置器633的輸出令在FCONT處的信號為一邏輯「高」，使得該調節器在強制連續模式下運作。此外，該模式比較器631的「低」輸出也會「關閉」該n－通道電晶體634及該p－通道電晶體635，並且驅動該n－通道電晶體636的閘極以將該突波門檻值位準帶至0伏特。
或另者，當在該「模式」選擇輸入處之電壓低於VTH 時，該模式比較器631的輸出變成「高」。在此情況下，該反置器633的輸出使得在FCONT處的信號為邏輯「低」，藉以將該調節器帶至「突發模式」下。在此情況下，「開啟」該含有n－通道電晶體634及p－通道電晶體635的傳輸閘極(兩者電晶體為「開啟」)，而「關閉」該n－通道電晶體636。因此，該VBurst 成為大致等於被施加於該「模式」選擇輸入處的電壓。在「突發模式」的過程中，或可改變「模式」選擇輸入腳針638處的電壓，藉以調整該突波門檻值位準及突波比較器磁滯，即如前文對於第2－3圖所述者。按此方式，可視情況調整該最小峰值電感器電流位準及突波比較器磁滯，藉以依需要裁適該調節器600的輸出電壓波紋和效率性。此外，可使用比起先前調節器為較大的輸出電壓波紋而不致損失效率性，因為電流不會受到磁滯內的變化所影響。
第7圖中顯示另一具一可調整最小峰值電感器電流位準及突波比較器磁滯之步階向上切換電壓調節器的具體實施例。第7圖顯示之電路的大部分是按類似於如前第6圖所示之電路的方式運作。根據本發明之原理，第7圖顯示兩支腳針分別地用於(1)選擇調節器運作模式，以及(2)設定突波門檻值位準及突波比較器磁滯。
該調節器700在強制連續模式下或「突發模式」下操作是藉由在「模式」選擇輸入734處供應一電壓所選擇。若在該「模式」選擇輸入734處供應一高於該門檻值電壓VTH 之電壓，則模式比較器731的輸出為「低」，並因此該反置器733的輸出(亦即在FCONT處的信號)為「高」。這使得該調節器700在強制連續模式下運作。而另者，若在該「模式」選擇輸入處施加一低於該VTH 的電壓，則在FCONT處的信號為「低」，並且該調節器在「突發模式」下運作。
第7圖中所顯示的腳針735(亦即該VBURST 選擇輸入)提供使用者設定突波門檻值位準及突波比較器磁滯的能力。當施加於該「模式」選擇輸入734處的信號令該調節器在「突發模式」下運作時，可透過利用該VBURST 選擇輸入來調整突波門檻值位準及突波磁滯，即如前文對於第2－6圖所述者。按此方式，即可控制最小峰值電感器電流位準，以及其中一調節器是按休眠模式而運作的時段。
第7圖的其餘構件則執行與前文參照於第6圖所述之相對應構件大致相同的目的。
第8圖中顯示另一具一可調整最小峰值電感器電流位準及突波比較器磁滯之步階向上切換電壓調節器的具體實施例。第8圖顯示之電路的大部分是按類似於如前第6圖所示之電路的方式運作。根據本發明之原理，第8圖顯示三支腳針而分別地用於(1)選擇調節器運作模式，(2)設定突波門檻值位準，以及(3)設定突波比較器磁滯。
該調節器800在強制連續模式下或「突發模式」下操作是藉由在「模式」選擇輸入834處供應一電壓所選擇。若在該「模式」選擇輸入834處供應一高於該門檻值電壓VTH 之電壓，則模式比較器831的輸出為「低」，並因此該反置器833的輸出(亦即在FCONT處的信號)為「高」。這使得該調節器800在強制連續模式下運作。而另者，若在該「模式」選擇輸入處施加一低於該VTH 的電壓，則在FCONT處的信號為「低」，並且該調節器在「突發模式」下運作。
腳針835(亦即VBURST 選擇輸入)提供使用者設定該突波門檻值位準的能力。當施加於該「模式」選擇輸入處的信號令該調節器在「突發模式」下運作時，可透過利用該VBURST 選擇輸入來調整突波門檻值位準，即如前文對於第2－6圖所述者。按此方式，即可控制該最小峰值電感器電流位準。
腳針836(亦即VBURST 選擇輸入)提供使用者設定該突波比較器磁滯的能力。當施加於該「模式」選擇輸入處的信號令該調節器在「突發模式」下運作時，可透過利用該VHYSTERESIS 選擇輸入來調整突波磁滯，即如前文對於第2－6圖所述者。按此方式，即可控制於突波週期之間的時段。
第8圖的其餘構件則執行與前文參照於第6圖所述之相對應構件大致相同的目的。
第9圖顯示另一如前對於第2及6圖所述之模式選擇電路的具體實施例。該等電壓比較器931、電晶體934、935、936和940及電阻器942、943和944包含一模式選擇電路937的具體實施例。
在第9圖所示之具體實施例裡，在該「模式」選擇輸入腳針938處的電壓被對該電流轉換電路941之電壓轉換成一電流，此電路包含電壓比較器931、電晶體936及電阻器942。該等電晶體934及935作為一電流對映器，使得一正比於該流經該等電晶體934和935以及電阻器942的電流流經該等電阻器943及電晶體935。所獲輸出電壓VCLAMP 被傳送至該調節器的突波鉗夾以作為該突波門檻值位準，並藉此如前述般控制該最小峰值電感器電流。類似地，電晶體934及940亦作為一電流對映器，令一正比於該流經電晶體934和936以及電阻器942的電流流經電阻器944及電晶體940。所獲輸出電壓VHYSTERESIS 被傳送至該調節器的突波比較器，藉此如前文參照於第3圖所述般控制經電壓控制的電流來源303。此具體實施例具有能夠藉由更改該等電阻器942、943及944的電阻值及/或電阻器934、935及940的大小，以在「突發模式」過程中個別地比例調整經發送至該突波鉗夾及該突波比較器之電壓的優點。這可在設定該突波門檻值位準及該突波比較器磁滯，這些是分別地由VCLAMP 及VHYSTERESIS 所控制，方面提供較大的使用者彈性，藉以滿足具不同要求的不同應用項目。第9圖雖說明利用MOSFET而運作之電流對映器，然熟諳本項技藝之人士將能認知根據本發明原理確可另為運用任何業界已知之其他類型的電流對映器，像是利用雙極電晶體的電流對映器，或是其他者。
應注意到第2－9圖各者雖顯示一根據本發明原理之調節器的一特定具體實施例，然本發明並不受限於此一方面。本發明原理可適用於任何類型的調節器(即如步階向上同步切換電壓調節器)，並且熟諳本項技藝之人士應能如此進行的益處。此外，熟諳本項技藝之人士應知悉用以根據本發明原理設定突波門檻值位準及突波磁滯的電路，即如前述般，僅為示範性者，同時本發明並不受限於此一方式。熟諳本項技藝之人士亦應瞭解在第2及4－9圖中所描述的具體實施例雖可讓由一使用者能夠調整該突波門檻值位準及該突波磁滯兩者，然一讓使用者僅能調整該突波磁滯(而同時保持一固定突波鉗夾)的調節器具有多項能夠根據本發明原理在電壓波紋及效率性進行妥協取捨的相同益處。
100．．．電壓調節器
110．．．控制電路
111．．．震盪器
112．．．邏輯
113．．．補償電路
114．．．切換器驅動器
115．．．電流比較器
116．．．電流逆反比較器
117．．．突波比較器
118．．．電流放大器
119．．．錯誤放大器
120．．．主要切換器
121．．．同步切換器
122．．．電晶體
123．．．電晶體
124．．．感測電阻器
125．．．電感器
126．．．電阻器除法器
127．．．電容器
128．．．電阻器
129．．．切換器驅動器
130．．．電壓緩衝器
133．．．突波鉗夾電路
134．．．模式選擇輸入腳針
200．．．切換調節器
210．．．控制電路
211．．．震盪器
212．．．邏輯
213．．．補償電路
214．．．切換器驅動器
215．．．電流比較器
216．．．電流逆反比較器
217．．．突波比較器
218．．．電流放大器
219．．．錯誤放大器
220．．．主要切換器
221．．．同步切換器
222．．．電晶體
223．．．電晶體
224．．．電阻器
225．．．電感器
226．．．電阻器除法器
227．．．電容器
228．．．電阻器
229．．．切換器驅動器
230．．．緩衝器
231．．．模式比較器
232．．．反置器
233．．．突波鉗夾電路
234．．．電晶體
235．．．電晶體
236．．．電晶體
237．．．模式選擇電路
238．．．模式選擇輸入腳針
239．．．反置器
301．．．比較器
302．．．電壓來源
303．．．電流來源
304．．．電阻器
305．．．切換器
307．．．反置器
400．．．切換調節器
410．．．控制電路
411．．．震盪器
412．．．邏輯
413．．．補償電路
414．．．切換器驅動器
415．．．電流比較器
416．．．電流逆反比較器
417．．．突波比較器
418．．．電流放大器
419．．．錯誤放大器
420．．．主要切換器
421．．．同步切換器
422．．．電晶體
423．．．電晶體
424．．．電阻器
425．．．電感器
426．．．電阻器除法器
427．．．電容器
428．．．電阻器
429．．．切換器驅動器
430．．．緩衝器
431．．．模式比較器
433．．．突波鉗夾電路
434．．．電晶體
435．．．電晶體
437．．．模式選擇電路
500．．．切換調節器
510．．．控制電路
511．．．震盪器
512．．．邏輯
513．．．補償電路
514．．．切換器驅動器
515．．．電流比較器
516．．．電流逆反比較器
517．．．突波比較器
518．．．電流放大器
519．．．錯誤放大器
520．．．主要切換器
521．．．同步切換器
522．．．電晶體
523．．．電晶體
524．．．電阻器
525．．．電感器
526．．．電阻器除法器
527．．．電容器
528．．．電阻器
529．．．切換器驅動器
531．．．模式比較器
532．．．模式選擇電路
533．．．突波鉗夾電路
534．．．模式選擇腳針
535．．．腳針
536．．．腳針
600．．．切換調節器
610．．．控制電路
611．．．震盪器
612．．．邏輯
613．．．補償電路
614．．．切換器驅動器
615．．．電流比較器
616．．．二極體
617．．．突波比較器
618．．．電流放大器
619．．．錯誤放大器
621．．．同步切換器
622．．．電晶體
623．．．電晶體
624．．．電阻器
625．．．電感器
626．．．電阻器除法器
627．．．電容器
628．．．電阻器
630．．．緩衝器
631．．．模式比較器
632．．．反置器
633．．．反置器
634．．．電晶體
635．．．電晶體
636．．．電晶體
637．．．模式選擇電路
638．．．模式選擇輸入腳針
640．．．突波鉗夾電路
700．．．切換調節器
710．．．控制電路
711．．．震盪器
712．．．邏輯
713．．．補償電路
714．．．切換器驅動器
715．．．電流比較器
716．．．二極體
717．．．突波比較器
718．．．電流放大器
719．．．錯誤放大器
721．．．同步切換器
722．．．電晶體
723．．．電晶體
724．．．電阻器
725．．．電感器
726．．．電阻器除法器
727．．．電容器
728．．．電阻器
730．．．緩衝器
731．．．模式比較器
733．．．反置器
734．．．模式選擇輸入腳針
735．．．腳針
736．．．突波鉗夾電路
737．．．模式選擇電路
800．．．切換調節器
810．．．控制電路
811．．．震盪器
812．．．邏輯
813．．．補償電路
814．．．切換器驅動器
815．．．電流比較器
816．．．二極體
817．．．突波比較器
818．．．電流放大器
819．．．錯誤放大器
821．．．同步切換器
822．．．電晶體
823．．．電晶體
824．．．電阻器
825．．．電感器
826．．．電阻器除法器
827．．．電容器
828．．．電阻器
830．．．緩衝器
831．．．模式比較器
833．．．反置器
834．．．模式選擇輸入腳針
835．．．腳針
836．．．腳針
837．．．模式選擇電路
838．．．突波鉗夾電路
931．．．電壓比較器
934．．．電晶體
935．．．電晶體
936．．．電晶體
937．．．模式選擇電路
938．．．模式選擇輸入腳針
940．．．電晶體
941．．．電流轉換電路
942．．．電阻器
943．．．電阻器
944．．．電阻器
第1圖係一傳統步階向下切換電壓調節器的示範性電路圖。
第2圖係一步階向下切換電壓調節器之具體實施例的示範性電路圖，此者具有一根據本發明原理的可調整最小峰值電感器電流位準及可調整突波比較器磁滯。
第3圖係一如第2及4－8圖中所示之突波比較器的具體實施例之示範性電路圖。
第4圖係一步階向下切換電壓調節器之替代性具體實施例的示範性電路圖，此者具有一根據本發明原理的可調整最小峰值電感器電流位準及可調整突波比較器磁滯。
第5圖係一步階向下切換電壓調節器之另一替代性具體實施例的示範性電路圖，此者具有一根據本發明原理的可調整最小峰值電感器電流位準及可調整突波比較器磁滯。
第6圖係一步階向上切換電壓調節器之具體實施例的示範性電路圖，此者具有一根據本發明原理的可調整最小峰值電感器電流位準及可調整突波比較器磁滯。
第7圖係一步階向上切換電壓調節器之替代性具體實施例的示範性電路圖，此者具有一根據本發明原理的可調整最小峰值電感器電流位準及可調整突波比較器磁滯。
第8圖係一步階向上切換電壓調節器之另一替代性具體實施例的示範性電路圖，此者具有一根據本發明原理的可調整最小峰值電感器電流位準及可調整突波比較器磁滯。
第9圖係一如第2及4－8圖中所示之模式選擇電路的替代性具體實施例之示範性電路圖。
200．．．切換調節器
210．．．控制電路
211．．．震盪器
212．．．邏輯
213．．．補償電路
214．．．切換器驅動器
215．．．電流比較器
216．．．電流逆反比較器
217．．．突波比較器
218．．．電流放大器
219．．．錯誤放大器
220．．．主要切換器
221．．．同步切換器
222．．．電晶體
223．．．電晶體
224．．．電阻器
225．．．電感器
226．．．電阻器除法器
227．．．電容器
228．．．電阻器
229．．．切換器驅動器
230．．．緩衝器
231．．．模式比較器
232．．．反置器
233．．．突波鉗夾電路
234．．．電晶體
235．．．電晶體
236．．．電晶體
237．．．模式選擇電路
238．．．模式選擇輸入腳針
239．．．反置器

Claims (26)

  1. 一種切換調節器，該切換調節器將按一經調節電壓之輸出電流供應至一負載，該切換調節器能夠在「突發模式(Burst Mode)」下運作，該切換調節器包含：一輸入終端；一輸出終端，該輸出終端耦接於該負載；一控制電路，該控制電路耦接於該等輸入及輸出終端，該控制電路調節所供應至該負載的電流；以及一調整電路，該調整電路耦接於該控制電路，以讓一使用者能夠在當該切換調節器在「突發模式」下運作時，設定該切換調節器的一突波門檻值位準及一磁滯(hysteresis)。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之切換調節器，其中該切換調節器係一步階向下調節器。
  3. 如申請專利範圍第1項所述之切換調節器，其中該切換調節器係一非同步切換調節器。
  4. 如申請專利範圍第1項所述之切換調節器，其中該切換調節器係一同步切換調節器。
  5. 如申請專利範圍第1項所述之切換調節器，其中該控 制電路包含：一邏輯區段；一電感器；以及一主要切換器，該主要切換器耦接於該邏輯區段，該主要切換器是由該邏輯區段所控制。
  6. 如申請專利範圍第5項所述之切換調節器，其中該控制電路進一步包含一震盪器，該震盪器耦接於該邏輯區段，該震盪器將一震盪信號提供至該邏輯區段。
  7. 如申請專利範圍第5項所述之切換調節器，其中該控制電路進一步包含一錯誤放大器，該錯誤放大器耦接於該輸出終端，而該錯誤放大器具有一錯誤放大器輸出信號，並且該錯誤放大器按照負載條件來調整該錯誤放大器輸出信號。
  8. 如申請專利範圍第7項所述之切換調節器，其中該控制電路進一步包含：一電流比較器，該電流比較器耦接於該邏輯區段，該電流比較器產生一電流比較器信號，而當一感測信號按一方式比較於該錯誤放大器輸出信號時，該電流比較器信號指示該邏輯區段「關閉」該主要切換器；以及一電流放大器，該電流放大器耦接於該電流比較器， 該電流放大器對該電流比較器提供以該感測信號，該感測信號表示流經該電感器的電流。
  9. 如申請專利範圍第7項所述之切換調節器，其中該控制電路進一步包含一突波比較器，該突波比較器耦接於該邏輯區段，該突波比較器產生一突波比較器信號，而當該錯誤放大器輸出信號跨越一啟行該突波比較器之位準時，該突波比較器信號令該切換調節器進入休眠模式。
  10. 如申請專利範圍第5項所述之切換調節器，其中該控制電路進一步包含一同步切換器，該同步切換器耦接於該邏輯區段並耦接於該主要切換器，該同步切換器對該主要切換器相反地切換。
  11. 如申請專利範圍第10項所述之切換調節器，其中該控制電路進一步包含一電流逆反比較器，該電流逆反比較器耦接於該邏輯區段，該電流逆反比較器在當該切換調節器在「突發模式」下運作時產生一電流逆反比較器信號，在當通過該同步切換器的電流滿足一電流逆反條件時，該電流逆反比較器信號令該邏輯區段「關閉」該同步切換器。
  12. 如申請專利範圍第5項所述之切換調節器，其中該調整電路包含： 一模式選擇輸入腳針，該使用者可經由該模式選擇輸入腳針對該切換調節器選擇一操作模式並且設定該突波門檻值位準；一模式比較器，該模式比較器自該模式選擇輸入腳針接收一模式選擇信號，該模式比較器提供一模式比較器輸出信號，該模式比較器輸出信號表示該模式選擇信號，其中是將該模式比較器輸出信號供應至該邏輯區段；以及一傳輸閘極，該傳輸閘極含有電晶體，該傳輸閘極耦接於該模式選擇輸入腳針並且耦接於一鉗夾電路，該傳輸閘極按照該模式比較器輸出信號接收信號，而當該切換調節器在「突發模式」下運作時，該傳輸閘極對該鉗夾電路提供以該突波門檻值位準。
  13. 如申請專利範圍第12項所述之切換調節器，其中該傳輸閘極進一步耦接於一突波比較器，該傳輸閘極對該突波比較器提供以一關聯於來自該模式選擇輸入腳針之該模式選擇信號的信號，藉以在當該切換調節器在「突發模式」下運作時設定該磁滯。
  14. 如申請專利範圍第5項所述之切換調節器，其中該調整電路包含：一模式選擇輸入腳針，該使用者可經由該模式選擇輸入腳針對該切換調節器選擇一操作模式，而該模式輸入腳 針提供一模式選擇信號；一模式比較器，該模式比較器接收該模式選擇信號，該模式比較器提供一模式比較器輸出信號，該模式比較器輸出信號表示該模式選擇信號，並將該模式比較器輸出信號供應至該邏輯區段；以及一突波門檻值位準及磁滯選擇腳針，當該切換調節器是在「突發模式」下運作時，使用者可經由該突波門檻值位準及磁滯選擇腳針設定該切換調節器的突波門檻值位準及磁滯，該突波門檻值位準及磁滯選擇腳針係耦接於一鉗夾電路。
  15. 如申請專利範圍第5項所述之切換調節器，其中該調整電路包含：一模式選擇輸入腳針，該使用者可經由該模式選擇輸入腳針對該切換調節器選擇一操作模式，而該模式輸入腳針提供一模式選擇信號；一模式比較器，該模式比較器接收該模式選擇信號，該模式比較器提供一模式比較器輸出信號，該模式比較器輸出信號表示該模式選擇信號，而將該模式比較器輸出信號供應至該邏輯區段；一突波門檻值位準選擇腳針，當該切換調節器是在「突發模式」下運作時，使用者可經由該突波門檻值位準選擇腳針設定該切換調節器的突波門檻值位準；以及 一突波磁滯選擇腳針，當該切換調節器是在「突發模式」下運作時，使用者可經由該突波磁滯選擇腳針設定該切換調節器的磁滯。
  16. 如申請專利範圍第1項所述之切換調節器，其中該切換調節器係一步階向上調節器。
  17. 如申請專利範圍第5項所述之切換調節器，其中該控制電路進一步包含一二極體，該二極體係設置於該電感器與該輸出終端之間。
  18. 一種在一按一經調節電壓提供輸出電流至一負載之切換調節器裡，用以在「突發模式」下操作該切換調節器的方法，該方法包含以下步驟：將一輸入終端耦接至一輸入電壓的來源；將一輸出終端耦接於該負載；提供一可調整突波門檻值位準，該突波門檻值位準控制該切換調節器的一最小峰值電感器電流位準；當該切換調節器在「突發模式」下運作時，讓一使用者能夠設定一可調整磁滯；調節至該負載之該輸出電流；藉由啟行一突波比較器以啟動休眠模式；以及藉由停止該突波比較器以解除休眠模式，而該磁滯控 制何時停止該突波比較器。
  19. 如申請專利範圍第18項所述之方法，其中該方法進一步包含以下步驟：根據一來自一單一輸入腳針之輸入信號設定該切換調節器的一操作模式；以及根據該輸入信號設定該切換調節器的該突波門檻值位準及該磁滯。
  20. 如申請專利範圍第18項所述之方法，其中該方法進一步包含以下步驟：根據一來自一模式選擇輸入腳針之模式選擇信號設定該切換調節器的一操作模式；以及根據一來自一突波門檻值位準及磁滯選擇輸入腳針之輸入信號設定該切換調節器的該突波門檻值位準及該磁滯。
  21. 如申請專利範圍第18項所述之方法，其中該方法進一步包含以下步驟：根據一來自一模式選擇輸入腳針之模式選擇信號設定該切換調節器的操作模式；根據一來自一突波門檻值位準選擇輸入腳針之信號設定該突波門檻值位準；以及 根據一來自一磁滯選擇輸入腳針的信號設定該切換調節器的該磁滯。
  22. 一種切換調節器，該切換調節器將按一經調節電壓之輸出電流供應至一負載，該切換調節器能夠在「突發模式」下運作，該切換調節器包含：一輸入終端；一輸出終端，該輸出終端耦接於該負載；一控制電路，該控制電路耦接於該等輸入及輸出終端，該控制電路調節該輸出電流；以及一調整電路，該調整電路耦接於該控制電路，以讓一使用者能夠在當該切換調節器在「突發模式」下運作時，設定該切換調節器的至少一磁滯。
  23. 如申請專利範圍第22項所述之切換調節器，其中該調整電路進一步讓該使用者能夠在當該切換調節器在「突發模式」下運作時，設定該切換調節器的一突波門檻值位準。
  24. 如申請專利範圍第23項所述之切換調節器，其中該調整電路進一步讓該使用者能夠選擇該切換調節器的一操作模式，該操作模式為強制連續或「突發模式」。
  25. 一種切換調節器，該切換調節器按一經調節電壓將輸 出電流供應至一負載，該切換調節器能夠在一第一操作模式下運作，該第一操作模式具有至少一根據負載條件而定的時間長度，其中作用中的切換構件被令為維持「關閉」，該切換調節器包含：一輸入終端；一輸出終端，該輸出終端耦接於該負載；一控制電路，該控制電路耦接於該等輸入及輸出終端，該控制電路調節經施加於該負載的電流；以及一調整電路，該調整電路耦接於該控制電路，以讓一使用者能夠在當該切換調節器在該第一操作模式下運作時，設定該切換調節器的一突波門檻值位準及一磁滯。
  26. 如申請專利範圍第25項所述之切換調節器，其中該控制電路係經組態以在當該等作用中的切換構件被令為維持「關閉」的過程中，「關閉」該切換調節器的額外元件。
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