JP4319661B2

JP4319661B2 - パルス幅変調モードおよび低ドロップアウト待機モードを備えるデュアルモード電圧調整器

Info

Publication number: JP4319661B2
Application number: JP2006076338A
Authority: JP
Inventors: ジンレイモンド
Original assignee: マイクレル，インコーポレーテッド
Priority date: 2005-03-31
Filing date: 2006-03-20
Publication date: 2009-08-26
Anticipated expiration: 2026-03-20
Also published as: JP2006288191A; EP1708345A3; EP1708345A2; US7064531B1

Description

この発明は電圧調整器に関し、より詳しくいうと、パルス幅変調（ＰＷＭ）モードおよび低ドロップアウト（ＬＤＯ）モードを有しＭＯＳトランジスタを用いる電圧調整器に関する。

電池電圧などの未調整電圧を所望の値の調整ずみのＤＣ電圧に変換する電圧調整器として、スイッチング電圧調整器および線型電圧調整器が周知である。スイッチング電圧調整器の一つの種類として、ＭＯＳスイッチングトランジスタを特定の周波数でオン・オフ切換えするＰＷＭ電圧調整器がある。同期動作の複数のスイッチングトランジスタを用いることもできる。慣用の電圧調整器構成では、電源電圧をインダクタに間欠的に結合し、そのインダクタに三角波形電流を流して出力フィルタキャパシタを充電する。充電を受けたフィルタキャパシタは比較的に一定の電圧を負荷に供給する。出力電圧の分圧出力から成る饋還信号でスイッチングトランジスタの各スイッチングサイクルの期間内における遮断タイミングを定める。スイッチのオン状態の占める百分比を表すデューティサイクルを、負荷電流の変動に関わりなくほぼ一定の出力電圧を生ずるように調整する。スイッチング電圧調整器には多様な種類がある。

低ドロップアウト（ＬＤＯ）電圧調整器とも呼ばれる線型電圧調整器は、未調整電圧の電源と電圧調整器出力端子との間に直列に接続したＭＯＳトランジスタのコンダクタンスを制御する。このトランジスタのコンダクタンスを、出力電圧を所望のレベルに維持するように上記帰還信号の電圧に基づいて制御する。

上記スイッチング電圧調整器におけるＭＯＳトランジスタはオン状態またはオフ状態をとるので、スイッチング電圧調整器のほうが線型電圧調整器よりも効率が高いと一般に考えられている。トランジスタは、飽和状態またはそれに近い状態などほぼ完全にオン状態にある場合は、効率のごく高いスイッチを構成し、そのスイッチの電力損失は最小になる。しかし、そのＭＯＳスイッチングトランジスタのオン・オフ切換えの周波数は高い（例えば２ＭＨｚ）ので、ゲートへのオン・オフ切換え用制御電圧の供給時に制御回路を流れる電流は大きくなる。したがって、負荷電流レベルがごく低い場合は、ＰＷＭ電圧調整器は効率が高くない。

一方、線型電圧調整器は、常時導通状態にある上記直列接続ＭＯＳトランジスタの制御電圧を継続的に調整することによって変動のごく少ない出力を生ずる。直接接続ＭＯＳトランジスタの高周波オン・オフ切換えは行わないので、ＭＯＳトランジスタのゲートの制御のための電流は、同じレベルの負荷電流を供給するＰＷＭ電圧調整器の場合よりもずっと小さい。

ＰＷＭ電圧調整器モードとＬＤＯ電圧調整器モードとを多様な動作条件で最良の効率を得るように切り換える電圧調整器は周知である。その種類の電圧調整器は米国特許第６，２２９，２８９号および同第６，１５０，７９８号に記載してある。しかし、それら従来技術の回路におけるＬＤＯ直列接続トランジスタは、電圧調整器の負荷定格電流最大値をサポートするのに十分な大きさを備える必要がある。したがって、ＬＤＯ制御回路は、トランジスタのコンダクタンス（Ｖｇｓに関連）の高速制御のために、ＭＯＳトランジスタゲートに大量の電荷を供給し除去する必要がある。

ＵＳＰ６２２９２８９ＵＳＰ６１５０７９８

したがって、この発明の目的は、直列接続ＭＯＳトランジスタのコンダクタンスの高速制御のために高レベルの電流を供給する必要のない高効率電圧調整器を提供することである。

この発明の電圧調整器は単一のチップの上にＰＷＭ電圧調整器部分とＬＤＯ電圧調整器部分とを有する高効率電圧調整器である。ＰＷＭ電圧調整器部分は大きいＭＯＳトランジスタ（または同期動作の複数のＭＯＳトランジスタ）を高い繰返し周波数で切り換えて、負荷（この発明の電圧調整器を利用した応用装置）に中程度または高いレベルの電流を供給する。この応用装置が待機モードにある場合は、負荷電流はごく小さい値（例えば６０ｍＡ以下）に低下する。その待機モードの期間中は、この電圧調整器はＬＤＯモードに切り替わってＰＷＭ部をディスエーブルする。ＬＤＯモード電圧調整器部分は、その待機モード電流の供給のためにごく小さい直列接続ＭＯＳトランジスタを制御する。そのモードでの直列接続ＭＯＳトランジスタのゲートはごく小さいので、ごく小さいゲート電荷変動でそのトランジスタのコンダクタンスを十分に制御できる。したがって、上述の従来技術の場合に比べてこの発明の電圧調整器におけるＬＤＯ電圧調整器部分の制御電流はごく小さく、したがって上記応用装置の電池の寿命を格段に延ばすことができる。

この発明によると、応用装置の待機モードに対応するＬＤＯモードの動作の効率を著しく高めた単一チップ搭載の電圧調整器が得られる。

図１はＰＷＭ電圧調整器１２と、低ドロップアウト（ＬＤＯ）電圧調整器とも呼ばれる線型電圧調整器１４とを含む電圧調整器１０を示す。

ＰＷＭ電圧調整器１２は、電源電圧Ｖｉｎをインダクタ２０の入力に間欠的に供給する大容量ＭＯＳトランジスタ１６および１８を同期的にオン・オフ制御する。二つの電源は電池で構成し得る。キャパシタ２２は、インダクタを流れる三角波形を平滑化して出力ノード２４にＤＣ電圧Ｖｏｕｔを生ずる。トランジスタ１６がオン状態にある時間の長さと全時間長との比をデューティサイクルと呼び、このデューティサイクルの値で出力ノード２４における電圧が定まる。

ＰＷＭコントローラ２６は抵抗分圧器２８からの帰還信号を受けてトランジスタ１６および１８のデューティサイクルを調整し、帰還電圧を所定レベルに維持するようにする。論理回路／駆動回路３０は制御信号をＰＭＯＳトランジスタ１６およびＮＭＯＳトランジスタ１８に供給し、これらトランジスタを交互に導通状態にする。

これらＭＯＳトランジスタ１６および１８は、定格電流最大値（例えば０．５Ａ乃至５Ａ）に対処できるように、比較的大容量のもので構成する。ゲート長は所要降伏電圧値で定まる。

ＬＤＯ電圧調整部１４は、帰還信号電圧および基準電圧３３を受けてＭＯＳトランジスタ３４コンダクタンス制御用の誤差電圧を生ずる誤差増幅器３２を備える。この誤差増幅器３２には接地電位点に接続したキャパシタを備え、差動増幅器から上記誤差電圧を増加させるようにそのキャパシタに電流を供給するか、その誤差電圧を減少させるようにそのキャパシタからの電流を受けるようにする。上記帰還信号電圧が基準電圧と一致した場合は、誤差電圧は一定のままに留まる。

直列接続ＭＯＳトランジスタ３４は、入力電圧Ｖと出力ノード２４との間の可変抵抗器を構成するように、そのゲートを誤差電圧出力端子に接続する。誤差電圧を増加させるとゲート電荷が増加してトランジスタのコンダクタンスを大きくし、電圧Ｖｏｕｔを上昇させる。誤差電圧を減少させるとゲート電荷が減少してトランジスタのコンダクタンスを小さくし、電圧Ｖｏｕｔを低下させる。

この発明の電圧調整器においてはＬＤＯ電圧調整器１４は低電流待機モードの場合だけイネーブルされるので、ＭＯＳトランジスタ３４の大きさはスイッチングトランジスタ１６および１８の大きさの５分の１以下になる。一つの実施例では、この比が１０分の１以下になる。直列接続トランジスタが待機モードにおいて負荷電流を十分に供給できるかぎり、その直列接続トランジスタが小さいほどＬＤＯ電圧調整器１４の効率は高くなる。一つの実施例では、ＬＤＯモードの負荷電流最大値は６０ｍＡである。

上述のとおり、ＰＷＭ電圧調整器１２かＬＤＯ電圧調整器１４かのいずれかがイネーブルされて出力電圧調整を行う。

ＰＷＭモードかＬＤＯモードかの選択はモードコントローラ３６，すなわちＰＷＭ電圧調整器またはＬＤＯ電圧調整器の部品への電圧供給を遮断するモードコントローラ３６で制御する。一つの実施例では、ＬＤＯ誤差増幅器３２への電圧供給を止めることによってＬＤＯ電圧調整器をモードコントローラ３６でディスエーブルし、上記直列接続トランジスタ３４がオープン回路になるようにする。また、ＰＷＭ電圧調整器をその内部の部品の全部または一部への電圧供給を止めることによってモードコントローラ３６でディスエーブルし、ＭＯＳトランジスタ１６および１８がオープン回路になるようにする。

モードコントローラ３６はモード選択信号３８に応答して状態を変える。一つの実施例では、図２Ａに示すとおり、応用装置（例えばセルラー携帯電話ハンドセット）の中のマイクロプロセッサ４０から一定の不使用期間の経過のあと待機信号を出してその応用装置の中の種々の構成部品（例えば表示スクリーン）への電源電圧供給を止め、低負荷状態にする。この待機信号をモードコントローラ３６に送って、ＰＷＭ電圧調整をディスエーブルするとともにＬＤＯ電圧調整器をイネーブルする（誤差増幅器３２への電圧供給を再開する）ようにする。

もう一つの実施例では、図２Ｂに示すとおり、実際の負荷電流の検出により低負荷状態を検出する。図２Ｂでは小さい抵抗値の抵抗器４２を電圧調整器の出力ノード２４（図１）に直列に挿入して、その抵抗器４２の端子電圧から負荷電流を検出する。すなわち、抵抗器４２の端子電圧を差動増幅器４４で検出し、その検出出力をヒステレシス比較器４６で基準電圧、すなわち電圧調整器の上記モード間の遷移の電流閾値を設定する基準電圧と比較する。この比較器４６の出力がモード選択信号である。

図３はこの発明の一つの実施例による単一チップデュアルモード電圧調整器のより詳細なブロック図である。大きい長方形の内側に示した回路素子はすべてチップ内に収容してあり、ピンが名称で表示してある。図１のブロック図と共通の回路は説明を省略する。

論理回路／駆動回路３０は、同時導通防止のためのアンチシュートスルー回路５３に接続したハイ側ドライバ５０およびロウ側ドライバ５１として示してある。ｐチャネル電流制御回路５４およびｎチャネル電流制限回路５６で関連のトランジスタのノードの電圧を検出して電流を算定し、その電流が閾値を超えた場合はトランジスタを遮断する。

ＰＷＭ誤差増幅器５８は帰還信号電圧および基準電圧を受けて誤差信号を出力する。ソフトスタート回路６０がスタートアップ時に誤差信号を制限し、デューティサイクルを一時的に制限する。

比較器６２により、発振器６４からの鋸歯状波を誤差信号と比較する。ＰＷＭ制御回路６３はサイクルの始点でＰＭＯＳトランジスタ１６をオン状態にし、鋸歯状波が誤差信号以上になったときＰＭＯＳトランジスタ１６をオフ状態にする。ＮＭＯＳトランジスタ１８の導通／非導通状態はＰＭＯＳトランジスタ１６の導通／非導通状態と逆になる。

ＬＤＯ電流制限回路６５は直列接続トランジスタ３４を流れる電流を検出し、その電流が閾値を超えた場合（応用装置内の故障を表示する）はＬＤＯ誤差増幅器３２をオフ状態にする。直列接続トランジスタ３４は入力電圧ＡＶＩＮ、すなわちＰＷＭ部で生じた高周波雑音成分の除去のための外付けキャパシタ６５でフィルタ処理した電源電圧ＶＩＮであるＡＶＩＮを受ける。直列接続トランジスタ３４はこの電圧調整器のＤＣ出力ノード２４に直接に接続でき、インダクタ２０（直流電流には低抵抗として作用する）経由でＤＣ出力ノードに接続することもできる。

イネーブルおよび制御論理回路６６はモード選択信号ＬＯＷＱバー（反転）を受け、その信号ＬＯＷＱバー（反転）の状態に基づき、ＰＷＭ電圧調整器またはＬＤＯ電圧調整器をイネーブルする。上記回路６６にはこれら電圧調整器の両方の動作を止めるイネーブル信号ＥＮも供給する。

バイアス、ＵＶＬＯ、温度シャットダウン回路６８は、電池電圧低下、過熱状態、ＥＮ信号レベル低下などの状態になければ、所要の電力を所定の回路素子に供給する。

この発明を上に詳述してきたが、この発明の上述の考え方を逸脱することなくこの発明に変形が可能であることは当業者には理解されよう。したがって、この発明の技術的範囲を上述の特定の実施例に限定することをこの明細書は意図するものではない。

携帯電話など電池駆動式の諸応用装置の性能を維持したまま消費電力を節約し、使用電池の寿命を改善するのに有効である。

この発明の一つの実施例のブロック図。応用装置内のマイクロプロセッサで制御するモード選択の説明図。負荷電流センサで制御するモード選択の説明図。この発明の一つの実施例のより詳しいブロック図。

符号の説明

１０電圧調整器
１２ＰＷＭ電圧調整器
１４線型（ＬＤＯ）電圧調整器
１６，１８大容量ＭＯＳトランジスタ（スイッチング用）
３２誤差増幅器
４４差動増幅器
４６比較器

Claims

電圧調整器であって、
パルス幅変調（ＰＷＭ）制御部と、第１の大きさの少なくとも一つのＭＯＳスイッチングトランジスタ、すなわち入力電圧源に接続した第１の端子および負荷に出力電流を供給する第２の端子を有する少なくとも一つのＭＯＳスイッチングトランジスタとを有するＰＷＭ電圧調整器部分であって、前記ＰＷＭ制御部が前記電圧調整器の出力電圧対応の饋還電圧を受け前記電圧調整器の調整ずみ出力電圧の維持のためのデューティサイクルで前記少なくとも一つのＭＯＳスイッチングトランジスタをスイッチング動作させ、前記少なくとも一つのＭＯＳスイッチングトランジスタが前記負荷に第１の最大電流以下の電流を供給するＰＷＭ電圧調整器部分と、
前記電圧調整器の出力電圧対応の饋還電圧を受け前記饋還電圧と基準電圧との差に基づく誤差信号を生ずる誤差増幅器と、この誤差増幅器の出力に制御されるコンダクタンスを有する直列接続ＭＯＳトランジスタであって、入力電圧源に接続した第１の端子および前記負荷への調整ずみ出力電圧を供給する第２の端子を有し、前記第１の大きさの５分の１以下の第２の大きさを備え、前記第１の最大電流の５分の１以下の第２の最大電流以下の電流を前記負荷に供給する直列接続ＭＯＳトランジスタ部分とを有する低ドロップアウト（ＬＤＯ）電圧調整器部分と、
低電流モードの立上りを表すモード選択信号を第１の状態で受け、それに応答して前記ＰＷＭ電圧調整器部分をディスエーブルするとともに前記ＬＤＯ電圧調整器部分をイネーブルし、前記低電流モード以外のモードの立上りを表すモード選択信号を第２の状態で受け、それに応答して前記ＰＷＭ電圧調整器部分をイネーブルするとともに前記ＬＤＯ電圧調整器部分をディスエーブルするモード選択回路と
を含み、前記ＰＷＭ電圧調整器部分、前記ＬＤＯ電圧調整器部分および前記モード選択回路を単一のチップの上に形成してある電圧調整器において、
前記電圧調整器のＤＣ出力端子に接続した出力端子を備えるインダクタを有するフィルタ回路をさらに含み、前記少なくとも一つのＭＯＳスイッチングトランジスタの前記第２の端子を前記フィルタ回路の入力に接続し、前記直列接続ＭＯＳトランジスタの前記第２の端子を前記電圧調整器の前記ＤＣ出力端子に接続した
電圧調整器。
前記第１の最大電流が０．５Ａ以上であり、前記第２の最大電流が０．１Ａ以下である請求項１記載の電圧調整器。
前記少なくとも一つのＭＯＳスイッチングトランジスタがＰＭＯＳトランジスタと、同期スイッチング動作のＮＭＯＳトランジスタとを含む請求項１記載の電圧調整器。
低電流待機モードを指定するように前記モード選択信号を生ずる第１の回路をさらに含む請求項１記載の電圧調整器。
前記第１の回路がマイクロプロセッサである請求項４記載の電圧調整器。
前記第１の回路が、負荷電流を検出しその負荷電流が閾値電流以下に低下したとき前記モード選択信号を生ずる電流検出回路である請求項４記載の電圧調整器。
前記直列接続ＭＯＳトランジスタが前記第１の大きさの１０分の１の第２の大きさを備える請求項１記載の電圧調整器。
前記少なくとも一つのＭＯＳスイッチングトランジスタの前記第１の端子を電圧源に接続し、前記直列接続ＭＯＳトランジスタの前記第１の端子を、前記ＰＷＭ電圧調整器部分の動作に起因する前記電圧源の電圧の高周波雑音の除去のためにフィルタずみ電圧源電圧出力に接続する請求項１記載の電圧調整器。
前記ＰＷＭ制御部への前記饋還電圧と前記ＬＤＯ電圧調整器部分の中の前記誤差増幅器への前記饋還電圧とが同じである請求項１記載の電圧調整器。
電圧調整の方法であって、
第１の大きさの少なくとも一つのＭＯＳスイッチングトランジスタ、すなわち第１の入力電圧の電圧源に接続した第１の端子および負荷に出力電流を供給する第２の端子を備え前記負荷に第１の最大電流以下の電流を供給する少なくとも一つのＭＯＳスイッチングトランジスタを、電圧調整器の調整ずみの出力電圧を維持するように、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御部を有するＰＷＭ電圧調整器部分により一つのデューティサイクルでスイッチング動作させる過程と、
前記少なくとも一つのＭＯＳスイッチングトランジスタの前記デューティサイクルを制御するように前記電圧調整器の出力電圧対応の饋還電圧を前記ＰＷＭ制御部で受ける過程と、
前記電圧調整器の低ドロップアウト（ＬＤＯ）電圧調整器部分の中の誤差増幅器の出力により直列接続ＭＯＳトランジスタ、すなわち第１の入力電圧源に接続した第１の端子および前記負荷に調整ずみの電圧を供給する第２の端子を備えるとともに前記第１の大きさの５分の１以下の第２の大きさを備え、前記第１の最大電流の５分の１の第２の最大電流以下の電流を供給する直列接続ＭＯＳトランジスタのコンダクタンスを制御する過程と、
前記電圧調整器の出力電圧対応の饋還電圧を前記誤差増幅器により受け、前記饋還電圧と基準電圧との差に基づく誤差信号を生ずる過程と、
低電流モードの立上りを表すモード選択信号を第１の状態でモード選択回路で受け、それに応答して前記ＰＷＭ電圧調整器部分をイネーブルするとともに前記ＬＤＯ電圧調整器部分をディスエーブルする過程と
を含み、前記ＰＷＭ電圧調整部分、前記ＬＤＯ電圧調整器部分および前記モード選択回路が単一のチップ上にあり、前記電圧調整器が前記電圧調整器のＤＣ出力端子に接続した出力端子を備えるインダクタを有するフィルタ回路をさらに含み、前記少なくとも一つのＭＯＳスイッチングトランジスタの前記第２の端子を前記フィルタ回路の入力に接続し、前記直列接続ＭＯＳトランジスタの前記第２の端子を前記電圧調整器の前記ＤＣ出力端子に接続した電圧調整器である
電圧調整の方法。
前記第１の最大電流が０．５Ａ以上であり、前記第２の最大電流が０．１Ａ以下である請求項１０記載の電圧調整の方法。
前記少なくとも一つのＭＯＳスイッチングトランジスタがＰＭＯＳトランジスタと、同期スイッチング動作のＮＭＯＳトランジスタとを含む請求項１０記載の電圧調整の方法。
前記直列接続ＭＯＳトランジスタが前記第１の大きさの１０分の１の第２の大きさを備える請求項１０記載の電圧調整の方法。
前記少なくとも一つのＭＯＳスイッチングトランジスタの前記第１の端子を電圧源に接続してあり、前記ＰＷＭ電圧調整器部分の動作に起因する前記電圧源からの電圧の高周波雑音を除去してフィルタ処理ずみ電源電圧を生ずる過程をさらに含み、前記直接接続ＭＯＳトランジスタの前記第１の端子を前記フィルタ処理ずみ電源電圧出力に接続してある請求項１０記載の電圧調整の方法。
前記電圧調整器のＤＣ出力電圧を生ずるように前記少なくとも一つのＭＯＳスイッチングトランジスタの電流出力をフィルタ処理する過程をさらに含む請求項１０記載の電圧調整の方法。