KR20080012809A - 스위칭 레귤레이터의 버스트 모드에 대하여 조절 가능한피크 인덕터 전류 및 히스테리시스를 위한 회로 및 방법 - Google Patents

스위칭 레귤레이터의 버스트 모드에 대하여 조절 가능한피크 인덕터 전류 및 히스테리시스를 위한 회로 및 방법 Download PDF

Info

Publication number
KR20080012809A
KR20080012809A KR1020070078478A KR20070078478A KR20080012809A KR 20080012809 A KR20080012809 A KR 20080012809A KR 1020070078478 A KR1020070078478 A KR 1020070078478A KR 20070078478 A KR20070078478 A KR 20070078478A KR 20080012809 A KR20080012809 A KR 20080012809A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
mode
switching regulator
burst
comparator
current
Prior art date
Application number
KR1020070078478A
Other languages
English (en)
Other versions
KR101379627B1 (ko
Inventor
제이슨 레오나드
조이 마틴 에스테브
Original Assignee
리니어 테크놀러지 코포레이션
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 리니어 테크놀러지 코포레이션 filed Critical 리니어 테크놀러지 코포레이션
Publication of KR20080012809A publication Critical patent/KR20080012809A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR101379627B1 publication Critical patent/KR101379627B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
    • G05F1/10—Regulating voltage or current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0032—Control circuits allowing low power mode operation, e.g. in standby mode
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Abstract

스위칭 레귤레이터들의 버스트 모드 동작에 대하여 조절 가능한 버스트 비교기 히스테리시스 및 조절 가능한 최소 피크 인덕터 전류 레벨을 포함하는 출력 전압을 조정하는 스위칭 레귤레이터 회로 및 방법들이 제시된다. 최소 피크 인덕터전류 레벨 및 버스트 비교기 히스테리시스를 통한 제어는 버스트 임계 레벨 및 버스트 비교기 히스테리시스의 외부 사용자 제어를 허용함으로써 달성된다. 단독 사용자 접속 가능 입력 핀(user-accessible input pin), 두 개의 사용자 접속 가능 입력 핀들, 또는 세 개의 사용자 접속 가능 입력 핀들이 강제 계속 동작 및 버스트 모드 동작을 구분하고, 버스트 모드 동작 동안 버스트 비교기 히스테리시스를 설정하고, 버스트 임계 레벨을 설정하는데 이용될 수 있다. 본 발명은, 벅(buck), 부스트(boost), 벅-부스트, 또는 다른 적합한 레귤레이터 회로 구성에 적용될 수 있다. 또한, 본 발명은 동기식 및 비동기식 스위칭 레귤레이터들과 함께 채용될 수 있다.
버스트 모드, 강제 계속 모드, 스위칭 레귤레이터

Description

스위칭 레귤레이터의 버스트 모드에 대하여 조절 가능한 피크 인덕터 전류 및 히스테리시스를 위한 회로 및 방법{Circuits and methods for adjustable peak inductor current and hysteresis for burst mode in switching regulators}
본 발명은 버스트 모드®(이하, "버스트 모드(Burst Mode)")에서 동작하는 경우, 사용자에게 스위칭 레귤레이터들의 히스테리시스(hysteresis) 및 최소 피크 인덕터 전류 레벨을 조절하는 능력을 제공하는 회로 및 방법들에 관한 것이다.
본 발명은 전압 레귤레이터(voltage regulator)들에 관한 것이다. 더 상세하게는, 본 발명은 전류 모드 DC-DC 레귤레이터들(즉, 출력 전류 또는 출력 전류를 나타내는 신호들의 측정에 응답하는 레귤레이터들)에서의 버스트 모드에 대하여 최소 피크 인덕터 전류 레벨 및 히스테리시스를 조절하는 능력을 제공하는 회로 및 방법들에 관한 것이다.
전압 레귤레이터들은, 불충분하게 규정되거나 변동할 수 있는 입력 전압원(voltage source)을 이용하는 동안에도, 소정의 그리고 실질적으로 일정한 출력 전압을 제공하기 위하여 폐쇄형 루프 설계(closed loop design)를 이용하는 전력 공급 회로(power supply circuit)들이다. 나아가, 많은 전자 제품들이 입력 전압을 상기 입력 전압보다 높거나 낮을 수 있는 조정된 출력 전압으로 변환하기 위하여 전압 레귤레이터들을 이용한다. 따라서, 전압 레귤레이터들은 전압 안정장치(voltage stabilizer) 외에도 전압 변환기(voltage converter)의 기능을 한다.
두 개의 주요한 형태의 레귤레이터들이 있는데, 선형 레귤레이터(linear regulator)와 스위칭 레귤레이터(switching regulator)이다. 전형적인 선형 레귤레이터에서, 출력 전압은 수동 소자(passive element)(예를 들어, 가변 저항(variable resistor))를 조절하여 전압원으로부터 부하(load)로의 전류의 계속적 흐름을 제어함으로써 조정된다.
반면, 스위칭 레귤레이터들은 출력 전압을 제어하기 위하여 전류의 온(on) 및 오프(off)를 스위칭 함으로써 동작하는 본질적으로 DC-DC 변환기들이다. 스위칭 전압 레귤레이터들은 일반적으로 에너지를 저장하고 부하로 이동하기 위하여 인덕터(inductor) 및 커패시터(capacitor)와 함께 하나 이상의 스위칭 장치들을 이용한다. 상기 레귤레이터들은 스위칭 소자(들)을 온/오프 하여 비연속적인(discrete) 전류 펄스들의 형태로 인덕터를 통해 전달되는 전력의 양을 제어함으로써 상기 부하로 공급되는 상기 전압을 조절할 수 있다. 상기 인덕터 및 상기 커패시터는 상기 부하 전압(load voltage)이 조절되도록 상기 공급되는 전류 펄스들을 안정된(steady) 부하 전류(load current)로 변환한다. 결국, 출력 전압의 조정은 출력 전압 및 부하 전류를 나타내는 피드백 신호들에 기초하여 스위치 온-오프 타이밍을 조절함으로써 달성된다.
전류 모드에서 동작하는 스위칭 레귤레이터들은 특히 바람직하다. 상기 스위 칭 레귤레이터들은 고장 상태(fault conditions)(예를 들어, 출력 단락)동안 우수한 라인(line) 및 부하(load) 과도 전류 신호 거부(transient signal rejection)를 제공하며, 고유의 전류 제한 능력들을 가진다. 많은 전류 모두 스위칭 레귤레이터들은 인덕터 전류를 모니터 하고, 언제 메인 스위칭 소자(main switching element)를 오프 시키는 것이 적절한지를 결정하기 위하여 상기 모니터된 전류를 피크 인덕터 전류 레벨과 비교하여, 과도한 전류의 공급을 차단한다.
많은 전류 모드 스위칭 레귤레이터 회로들은 로직부(logic section), 상기 로직부에 의해서 제어되는 하나 이상의 출력 스위치(output switch), 메인 스위치를 온(ON) 시키기 위하여 주기적으로 타이밍 신호들을 제공하는 오실레이터(oscillator), 인덕터 전류에 따라 감지 전압을 중계(relay)하는 전류 증폭기(current amplifier), 부하 조건에 따라 자신의 출력 전압을 조절하는 에러 증폭기(error amplifier), 및 상기 감지 전압이 상기 에러 증폭기로부터의 전압과 소정의 방식으로 비교할 때 상기 로직부가 상기 메인 스위치를 오프 시키는 신호를 생성하는 전류 비교기(current comparator)를 포함한다.
상술한 전류 모드에서 빈번하게 동작하는 특별한 레귤레이터의 형태는 동기식(synchronous) 스위칭 레귤레이터이다. 이러한 레귤레이터들은 조정된 전압에서 부하로 전류를 공급하기 위하여 서로에 대하여 다른 위상(out-of-phase)으로 구동되는 메인 스위칭 소자 및 동기식 스위칭 소자를 구비한다. 다이오드(diode)가 동기식 스위칭 소자로 대체되고 그 결과 보통 스위칭 레귤레이터에서 전력 손실이 감소한다는 점에서 동기식 스위칭 레귤레이터들은 비동기식(non-synchronous) 스위칭 레귤레이터들과는 다르다.
동기식 스위칭 레귤레이터들과 같은 스위칭 레귤레이터들의 주요한 이점은 상기 레귤레이터들이 선형 레귤레이터들에서 얻을 수 있는 것보다 더 큰 효과(여기서, 효과는 상기 레귤레이터로 제공되는 전력에 대한 상기 레귤레이터에 의해서 제공되는 전력의 비로 정의된다)를 보여주고, 이에 따라 불필요한 열 손실을 상당히 감소시킨다는 것이다. 그 결과, 많은 스위칭 레귤레이터들은 동등한 선형 설계가 요구하는 히트 싱크(heat sink)의 이용을 없앨 수 있다.
특히, 금속 산화막 반도체 전계 효과 트랜지스터(MOSFET: metal-oxide semiconductor field-effect transistor) 스위치들을 채용하는 동기식 스위칭 레귤레이터들은 휴대용 배터리 전력식 전자 제품들 및 제한된 열 발생만이 허용될 수 있는 제품들에서 널리 사용되고 있다. 이러한 전압 레귤레이터들은 더 큰 효과를 보여주기 때문에, 적은 열 발생으로 상대적으로 긴 배터리 수명을 제공한다. 이러한 이유로, 상기 레귤레이터들은 셀룰러 폰들, 무선 전화기, 개인 호출기, 랩탑 컴퓨터, 및 무선 모뎀들과 같은 시스템에서 자주 채용된다.
그러나, 스위칭 레귤레이터들의 효율이 항상 극대화되는 것은 아니고, 부하의 크기에 비례하여 변한다. 이것은 출력 전류의 기능이며, 스위칭 레귤레이터가 부하로 적은 양의 전류를 제공하는 경우 보통 감소한다. 상기 부하가 감소하더라도, 고정된 전력량이 상기 부하 크기에 상관없이 구동 회로(drive circuitry)에서 방산되기 때문에 일어난다.
더 가벼운 부하(lighter load)에서 상술한 효율의 손실은 강제 계속 동작 모 드(forced continuous mode of operation)에서 동작하는 스위칭 레귤레이터들에서 흔하다. 강제 계속 모드에서는, 메인 스위치가 동작 조건에 상관없이 주기적으로 온/오프 되기 때문에, 스위칭 레귤레이터들에 대한 더 가벼운 부하에서의 효율 손실은 더 커지게 된다. 따라서, 부하 조건에 상관없이 메인 스위치 및 동기식 스위치를 지속적으로 온/오프 시키기 위하여 요구되는 게이트 전하 형태의 에너지 때문에, 상기 레귤레이터들은 더 작은 부하들에는 비효율적일 수 있다.
강제 계속 모드에서의 동작에 효과적인 대안은 상기 레귤레이터가 버스트 모드 동작에 진입하도록 허용하는 것이다. 버스트 모드에서 동작하는 경우, 상기 레귤레이터는 상기 부하가 가벼울 때는 스위칭 사이클들을 생략하고, 이에 따라 트랜지스터 게이트 전하 손실을 줄일 수 있다. 이것은 버스트 모드에서 동작하는 경우 액티브(active) 스위칭 소자들(예: 스위칭 트랜지스터(들)) 및 레귤레이터 회로의 다른 불필요한 부분들이 부하 전류가 특정 값 아래로 떨어짐에 따라서 선택적으로 오프로 유지되기 때문에 가능하다. 이하, 본 명세서에서 상기 액티브 스위칭 소자들이 오프로 유지 되는 경우의 동작 모드는 슬립(sleep) 모드로 칭한다. 동기식 스위칭 레귤레이터에서, 메인 스위칭 소자 및 동기식 스위칭 소자들 모두 슬립 모드 동안에는 오프로 유지된다. 비동기식 스위칭 레귤레이터에서는, 메인 스위치 소자만이 오프로 유지된다. 당업자라면 알 수 있듯이, 다른 스위칭 레귤레이터들에서의 다른 버스트 모드 동작의 구현들이 가능하다. 예를 들어, 상기 다른 구현들은 1) 언제 스위칭 레귤레이터가 슬립 모드에 진입하는가를 결정, 및/또는 2) 출력 커페시터를 충전시키는 회로 및 방법들을 포함할 수 있다. 버스트 모드 동작은 스위칭 레귤레이터에서의 스위칭 손실들을 줄이고 낮은 출력 전류 레벨들에서 동작 효율을 증가시키는데 이용된다.
버스트 모드에서 동작할 수 있는 이용 가능한(available) 레귤레이터들은 버스트 임계 레벨을 제공하는 회로 및 버스트 비교기의 부가와 함께 전형적인 스위칭 레귤레이터들을 위한 상술한 것과 같은 회로를 이용한다. 상기 부가적인 회로는 전력 소비를 줄이기 위하여 특정 조건하에서 레귤레이터 회로의 일부를 차단(shut down)하는데 사용될 수 있다. 버스트 모드 및 강제 계속 모드를 이용하는 레귤레이터들의 예들은 미국 캘리포니아주 밀피타스에 위치한 리니어 테크놀러지 코퍼레이션(linear technology corporation)에 의해서 출시된, LTC1435 및 LTC1735 계열의 제품들을 포함한다.
일부 버스트 모드형의 레귤레이터들의 단점은 최소 피크 인덕터 전류 레벨(minimum peak inductor current level)을 설정하는 버스트 임계 레벨을 외부적으로 제어할 수 없다는데 있다. 더 높은 버스트 임계 레벨들의 경우, 가벼운 부하들에서의 효율은 더 높은 출력 전압 리플(output voltage ripple)(바람직하지 못한 특징)을 희생해서 더 높다. 더 낮은 버스임계 레벨들의 경우, 상기 출력 전압 리플은 가벼운 부하들에 대하여 약간 감소된 효율을 희생해서 더 낮다. 따라서, 최소 피크 인덕터 전류 레벨을 설정하는 버스트 임계 레벨이 버스트 모드에서 동작하는 전류 레귤레이터들에 내부적으로 고정되어 있기 때문에, 레귤레이터의 효율 및 출력 전압 리플은 다른 어플리케이션(application)들의 요건(requirement)에 적합하도록 맞추어질 수 없다.
상기 다른 어플리케이션들의 요건에 적합하도록 레귤레이터의 효율 및 출력 전압 리플을 조절하는 일 방법은 에스테브(Esteves) 등이 미국특허 제6,724,174에 기재되어 있는 버스트 임계 레벨을 외부적으로 설정하는 것이다. 상기 출원에서는 최소 피크 인덕터 전류 레벨을 설정하여, 출력 전압 리플 및 효율이 다양한 어플리케이션들의 요건에 적합하게 조절되도록 허용한다. 더 높은 버스트 임계 레벨들에서, 가벼운 부하들에서의 효율은 더 높은 출력 전압 리플(어플리케이션에 따라 바람직하지 못한 특징)을 희생해서 더 높을 수 있다. 더 낮은 버스트 임계 레벨들에서, 출력 전압 리플은 낮은 부하들에 대하여 약간 감소된 효율을 희생해서 더 낮을 수 있다. 외부적으로 버스트 임계 레벨을 설정하는 경우, 스위칭 레귤레이터의 출력 전압 리플 및 효율이 특정 어플리케이션의 필요에 맞춰지도록 허용한다.
버스트 임계 레벨의 외부적 설정을 허용하는 이용 가능한 버스트 모드 레귤레이터들은 조절 가능한 버스트 클램프(burst clamp)의 부가와 함께, 버스트 모드 및 강제 계속 모드를 이용하는 레귤레이터들을 위한 상술한 것과 같은 회로를 이용할 수 있다. 상기 회로는 외부적으로 설정되는 버스트 임계 레벨에 따라서 최소 피크 인덕터 전류 레벨을 설정한다. 조절 가능한 버스트 클램프를 사용하는 버스트 모드 레귤레이터들의 예들은 미국 캘리포니아주 밀피타스에 위치한 리니어 테크놀러지 코퍼레이션에 의해서 출시된 LTC3412, LTC 3414, 및 LTC3418 계열의 제품들이다.
조절 가능한 버스트 클램프를 이용하는 버스트 모드 레귤레이터들에서, 버스트 비교기 히스테리시스 (burst comparator hysteresis)는 스위칭 레귤레이터내에 내부적으로 고정되어 있다. 조절 가능한 버스트 클램프를 이용하는 버스트 모드 레귤레이터들에서 출력 전압 리플 진폭(ripple amplitude) 및 주파수를 조절하는 유일한 방법이 최소 피크 인덕터 전류를 바꾸는 것이기 때문에, 사용자는 출력 전압 리플 및 효율을 각각의 어플리케이션의 다른 요건들에 맞추는데 있어서 상기 출력 전압 리플 및 상기 효율에 대하여 일 제어 등급(one degree of control)만을 구비한다.
나아가, 더 높은 버스트 임계 레벨들의 경우, 가벼운 부하들에서의 효율은 조절 가능한 버스트 클램프를 이용하는 버스트 모드 레귤레이터에 대하여 더 높은 출력 전압 리플을 희생해서 일반적으로 더 높다. 그러나, 상기 출력 전압 리플이 특정 크기(magnitude)를 초과하는 경우, 도전 경로(conduction path)에서의 DC 손실 때문에 레귤레이터들에서 효율 손실이 있다.
상기 관점에서, 사용자가 외부적으로 최소 피크 인덕터 전류 레벨을 설정하도록 허용하는 회로 및 방법들을 제공하는 것이 바람직할 것이다.
또한, 레귤레이터의 효율을 증가시키기 위하여 사용자가 스위칭 레귤레이터들에 버스트 모드 비교기의 히스테리시스를 외부적으로 설정하도록 허용하는 회로 및 방법들을 제공하는 것이 바람직할 것이다.
또한, 사용자가 값들의 연속적인 범위에 대하여 레귤레이터의 조정된 출력 전압의 전압 리플을 좀 더 충분히 조절하도록 허용하는 회로 및 방법들을 제공하는 것이 바람직할 것이다.
그러므로, 본 발명은 사용자가 버스트 임계 레벨을 바꾸도록 허용하고, 이에 따라 버스트 모드에서 동작하는 스위칭 레귤레이터들에서 원하는 최소 피크 인덕터 전류 레벨의 선택을 허용하는 회로 및 방법들을 제공하는 것을 일 목적으로 한다.
또한, 본 발명은 사용자가 버스트 모드에서 동작하는 스위칭 레귤레이터들에서 버스트 비교기 히스테리시스를 바꾸도록 허용하는 회로 및 방법들을 제공하는 것을 다른 목적으로 한다.
또한, 본 발명은 전압 리플이 다양한 애플리케이션들의 요건에 좀더 적합하게 맞추어 질 수 있도록, 레귤레이터의 조정된 출력 전압의 전압 리플이 값들의 연속적인 범위에 대하여 좀더 충분히 조절 가능하도록 허용하는 회로 및 방법들을 제공하는 것을 또 다른 목적으로 한다.
본 발명의 상기 및 다른 목적에 따라서, 버스트 모드에 대한 외부적으로 조절 가능한 최소 피크 인덕터 전류 레벨 및 히스테리시스를 구비한 스위칭 전압 레귤레이터 회로(switching voltage regulator circuitry)가 기술될 것이다. 상기 회로는 버스트 모드 동작을 이용하는 어떠한 레귤레이터에서든 승압(step-up)(boost), 강압(step-down)(buck), 또는 벅-부스트(buck-boost) 구성들 가운데 어느 하나에서 동작할 수 있다.
본 발명의 일실시예는 레귤레이터 동작 모드(강제 계속 모드 또는 버스트 모 드 가운데 어느 하나)를 선택하고, 버스트 모드 동작 동안 버스트 임계 레벨을 설정하며, 그리고 버스트 모드 동작 동안 버스트 비교기 히스테리시스를 설정하는데 이용되는 하나의 핀을 포함한다.
본 발명의 다른 실시예는 두 개의 핀들을 이용하여 가변적인 최소 피크 인덕터 전류 레벨 및 버스트 비교기 히스테리시스를 구현하는 대안적 방법을 제공한다. 이때, 하나의 핀은 강제 계속 모드 및 버스트 모드 가운데 하나를 선택하는데 이용되고, 다른 핀은 버스트 모드 동작 동안 버스트 임계 레벨 및 버스트 비교기 히스테리시스를 설정하는데 이용된다.
본 발명의 또 다른 실시예는 세 개의 핀들을 이용하여 가변적인 최소 피크 인덕터 전류 레벨 및 버스트 비교기 히스테리시스를 구현하는 다른 대안적 방법을 제공한다. 이때, 제1 핀은 강제 계속 모드 및 버스트 모드 가운데 하나를 선택하는데 이용되고, 제2 핀은 버스트 임계 레벨을 설정하는데 이용되며, 제3 핀은 버스트 모드 동작 동안 버스트 비교기 히스테리시스를 설정하는데 이용된다.
상기 바람직한 실시예들은 고정된 최소 피크 인덕터 전류 레벨 및 버스트 히스테리시스의 이용과 관련된 문제들을 해결한다. 따라서, 본 발명은 스위칭 레귤레이터의 효율 및 출력 전압 리플이 다른 애플리케이션 요건들에 적합하게 좀 더 충분히 조절 가능하도록 허용한다. 나아가, 본 발명은 히스테리시스의 증가가 전류 크기(magnitude of the current)의 해당 증가를 생성하지는 않기 때문에 효율의 손실 없이 큰 출력 전압 리플을 허용한다.
많은 전자 제품들이 입력 전압을 상기 입력 전압보다 높거나 낮을 수 있는 조정된 출력 전압으로 변환하기 위하여 DC-DC 스위칭 레귤레이터(switching regulator)들을 이용한다. 스위칭 레귤레이터들은 에너지를 저장하고 부하로 이동하는데 하나 이상의 액티브 스위칭 기기(active switching device), 인덕터(inductor) 또는 변압기(transformer), 및 커패시터(capacitor)를 이용한다.
도 1은 정주파수(constant-frequency), 전류 모드 제어 구조를 이용한 종래의 강압용(step-down) 스위칭 전압 레귤레이터를 도시하고 있다. 상기 회로는 아래와 같이 동작한다.
도 1의 전압 레귤레이터(voltage regulator)(100)는 제어 회로(control circuitry)(110)를 포함하며, 상기 제어 회로(110)는 (즉, 일정한 주파수에서 좁은 펄스를 생성함으로써) 회로에 스위칭 타이밍을 제공할 수 있는 오실레이터(oscillator)(111) 또는 다른 적합한 장치를 구비한다. 각 사이클의 초기에, 오실레이터 펄스는 로직(112)을 통해 전달되고, 다음 메인 스위치 드라이버(114)가 메인 스위치(120)를 턴 온(turn on) 하도록 지시한다. 로직(112)은 펄스 폭 변조기(PMW: pulse-width modulator) 회로, 또는 스위치 드라이버들(114, 129)을 구동시켜 메인 전력 스위치(120)의 듀티 싸이클(duty cycle)을 제어(즉, 시간 스위치(time switch)(120)의 양은 온/오프 사이클의 주기와 비교하여 온(On) 된다)할 수 있는 다른 적합한 회로를 포함할 수 있다. 이것은 인덕터(125)에 대하여 약VIN VOUT의 전압을 강요한다. 그 결과, 인덕터(125)를 통한 전류는 선형적으로 증가하 고, 더 많은 양의 전류가 커패시터(127) 및 (저항(128)에 의해서 모델화(model)된) 부하로 공급된다. 메인 스위치(120)가 온인 경우, 인덕터 전류는 감지 저항(sense resistor)(124)을 통해 흐르고, 그에 대하여 상기 인덕터 전류의 생성 및 감지 저항 값과 거의 동일한 감지 전압을 개발한다. 다음, 상기 전압은 전류 증폭기(current amplifier)(118)에 의해서 증폭된다. 상기 증폭된 감지 전압은 전류 비교기(current comparator)(115)의 반전 입력(inverting input)(즉, 완충된 ITH 입력)에 대해 상기 전압 이상으로 증가하는 경우, 전류 비교기(115)는 드라이버들(114, 129)이 각각 메인 스위치(120)는 오프(OFF) 시키고 동기식 스위치(synchronous switch)(121)는 온(ON) 시키도록 로직(112)에 트립(trip)하고 신호로 알린다. 이것은 인덕터(125)에 대한 전압을 대략 VOUT으로 바꾸고, 차기 오실레이터 펄스가 다시 메인 스위치(120)를 온 시키고, 동기식 스위치(121)를 오프 시킬 때까지 상기 인덕터 전류가 감소하게 한다. 주목할 것은 비록 MOSFET들이 본 발명에서 스위칭 소자들에 대하여 이용되지만, 어떠한 다른 형태의 적합한 스위칭 소자라도 본 발명의 원칙을 떠나지 않는 범위 내에서 이용될 수 있다.
완충된 ITH 입력에 대한 전압은 전류 비교기(115)가 메인 스위치(120)를 오프 시키는 최소 피크 인덕터 전류를 제어한다. 차동 증폭기(differential amplifier), 트랜스컨덕턴스 증폭기(transconductance amplifier), 또는 어떤 다른 적합한 증폭기를 포함할 수 있는 에러 증폭기(119)는 저항 분할기(resistor divider)(126)로부터의 피드백 신호를 기준 전압(reference voltage)(Vref)과 비교함으로써 ITH에 대한 전압을 조절한다. 다음, ITH 신호는, 바람직하게, 저항 및 커패시터를 포함하는 보상 회로(compensation circuit)(113)에 의해서 안정(stabilize)되고, 전압 버퍼(voltage buffer)(130)를 통해 전류 비교기(115)의 반전 입력에 연결된다. 만약 큰 부하 스텝(load step)이 전압 레귤레이터(100)에 적용된다면, 상기 레귤레이터(100)로부터의 부하 전류는 증가한다. 이것은 Vref에 대하여 피드백 전압 VFB의 감소를 유발한다. 평균 인덕터 전류가 새로운 부하 전류와 매치할 때까지, 에러 증폭기(119)는 ITH 전압을 올린다. 반대로, 만약 부하 전류가 감소한다면, 이것은 Vref에 대하여 피드백 전압 VFB의 증가를 유발한다. 그 결과, 비록 메인 스위치(121)가 같은 주파수(즉, 각 사이클의 초기)에서 계속해서 스위치 온 일지라도, 메인 스위치(121)의 듀티 사이클은 감소하게 된다. 따라서, 부하 전류가 감소함에 따라 더 적은 전류가 전도된다. 이러한 과정은 평균 인덕터 전류가 새로운 부하 전류와 같아질 때까지 계속된다.
도 1의 레귤레이터는 사용자가 외부의 모드 선택 입력 핀(mode selection input pin)(134)을 이용하여 스위칭 레귤레이터의 두 개의 동작 모드 가운데 어느 하나를 선택하도록 허용한다. 제1 동작 모드는 소음, RF 간섭, 및 출력 전압 리플(output voltage ripple)을 감소시키는 강제 계속 동작이다. 상기 강제 계속 동작에서, 인덕터 전류는 음이 되도록 허용된다. 메인 스위치(120)가 오프 상태일 때, 동기식 스위치(121)은 턴 온 된다. 차기 오실레이터 펄스가 메인 스위치(120)를 온 시킬 때까지, 동기식 스위치(121)는 온 상태로 유지된다. 제2 동작 모드는 메인 스위치(120) 및 동기식 스위치(121)가 가벼운 로드에서 간헐적으로 동작하는 버스트 모드이다. 상기 버스트 모드는 가벼운 로드에서 트랜지스터 게이트 전하 손실을 줄임으로써 강제 계속 동작보다 더 큰 효율을 제공한다.
버스트 모드 동작에서, 전류 반전 비교기(current reversal comparator)(116)는 인에이블(enabled)되며, 인덕터 전류는 음이 되는 것이 허용되지 않는다. 상기 전류 반전 비교기는 동기식 스위치(121)를 통해 흐르는 전류를 모니터하고, 인덕터 전류가 전류 반전 조건에 이르는 경우 로직(112)에게 상기 동기식 스위치를 오프 하라는 신호를 보낸다. 도 1의 실시예에서, 상기 전류 반전 조건은 언제 전류가 제로 전류 레벨을 넘는지(cross)를 나타낸다. 그러나, 당업자라면 본 발명의 범위가 다른 전류 반전 조건들, 예를 들어, 전류가 제로 전류 레벨에 이르렀는지, 또는 이미 넘었다는 것을 나타내는 조건들을 포함한다는 것을 이해할 것이다. 예를 들어, 인덕터 또는 스위치 전류가 제로 전류 임계값을 넘기 직전에 비교기(116)가 트립(trip)되도록 전압 오프셋(offset)은 비교기(116)의 반전 입력에 적용될 수 있다.
버스트 모드 동안, 클램프 회로(clamp circuitry)(133)의 트랜지스터들(122, 123)은 버스트 임계 레벨에서의 완충된 ITH 전압의 최소값을 클램프(clamp)하여, 최소 피크 인덕터 전류 레벨 Iburst를 설정한다. 다음, 언제 슬립 모드가 인에이블(enable)되고 디스에이블(disable)되는지 판단하기 위하여 상기 ITH 전압은 버스트 비교기(117)에 의하여 모니터된다. 메인 스위치(120)가 온(On) 되면, 인덕터 전 류는 메인 스위치(120)가 오프(off)되기 전까지 최소 피크 인덕터 전류 레벨 Iburst까지 증가해야 한다. 다음, 출력 부하 전류가 떨어짐에 따라, 피크 인덕터 전류는 출력 전류를 조정 상태에서 유지하도록 감소한다. 요구되는 부하 전류가 Iburst로부터 인덕터내 리플 전류의 1/2을 뺀 값보다 작은 전류(current less than Iburst minus half of the ripple current in the inductor)로 떨어지는 경우, 버스트 임계값은 상기 피크 인덕터 전류가 Iburst와 동일하게 유지되도록 강요한다. 평균 인덕터 전류가 부하 전류보다 크기 때문에, 버스트 비교기(117)가 트립(trip)할 때까지 에러 증폭기(119)는 ITH 전압을 줄인다. 상기 버스트 비교기가 트립하는 경우, 슬립 모드는 인에이블되며, 남은 회로의 소정의 부품(component)들과 함께, 두 개의 스위치들(120, 121)은 전력 소비를 줄이기 위하여 오프 상태가 된다. 이때, 부하 전류는 출력 커패시터(output capacitor)(127)에 의해서 단독으로 공급된다. 상기 출력 전압이 떨어지면, ITH에 대한 전압은 버스트 비교기(117)의 히스테리시스에 의해서 설정되는 레벨 이상으로 증가하며, 버스트 비교기(117)를 언트립(untrip)한다. 슬립 모드는 디어서트(de-assert)되고, 모드 회로는 온 상태가 되며, 보통의 동작이 계속된다.
도 1의 회로의 단점은 버스트 임계 레벨(또는 버스트 클램프 레벨) 및 버스트 비교기 히스테리시스가 스위칭 레귤레이터 내에서 내부적으로 고정된다는 것이다. 매 스위칭 사이클 동안 버스트 클램프가 최소 피크 인덕터 전류를 고정하고, 버스트 비교기 히스테리시스는 레귤레이터가 슬립 모드에서 동작하는 기간을 고정하기 때문에, 출력 전압 리플 또한 고정된다. 더 높은 버스트 클램프 레벨들 및 더 넓은 버스트 히스테리시의 경우, 낮은 부하에서의 효율은 더 높은 출력 전압 리플을 희생해서 더 높다. 더 낮은 버스트 클램프 레벨들 및 더 좁은 히스테리시스의 경우, 출력 전압 리플은 낮은 부하들에 대하여 약간 감소된 효율을 희생해서 더 낮다. 버스트 클램프 레벨 및 버스트 비교기 히스테리시스는 내부적으로 고정되기 때문에, 출력 전압 리플 및 효율은 다른 애플리케이션 요건들에 적합하게 맞추어 질 수 없다.
도 2는 본 발명의 원칙에 따라 조절 가능한 최소 피크 인덕터 전류 레벨 및 조절 가능한 버스트 비교기 히스테리시스를 구비한 강압용 스위칭 전압 레귤레이터의 일시예를 도시하고 있다. 버스트 모드에서 동작하는 종래 레귤레이터들의 상술한 제한은 아래의 방식으로 본 발명에 의하여 극복된다. 도 2의 레귤레이터는 사용자가 버스트 모드 동안 스위칭 레귤레이터(200)의 버스트 히스테리시스 및 버스트 임계 레벨을 설정하는 것뿐만 아니라, (버스트 모드 또는 강제 계속 모드 가운데 어느 하나) 동작 모드를 선택하도록 허용할 목적으로, 바람직하게는, 하나의 외부 핀(external pin)을 포함한다.
강제 계속 모드에서 동작하며, 도 2는 아래와 같이 구성된다. 오실레이터(211)는 각 사이클의 초기에 메인 스위치(220)을 온 시키고 동기식 스위치(221)를 오프 시키는 스위치 타이밍 메커니즘(switch timing mechanism)을 제공한다. 저항(resistor)(224)을 통해 흐르는 인덕터 전류로부터 얻어지는 감지 전압(sense voltage)은 전류 증폭기(218)에 의해서 증폭되며, 그 출력은 전류 비교기(215)로의 입력들 중의 하나로 이용된다. 에러 증폭기(219)는 필요할 때마다 ITH 전압을 올리거나 낮추기 위하여 피드백 전압을 기준 전압과 비교한다. 완충된 ITH 전압은 제2 입력을 전류 비교기(215)에 제공하는데, 상기 전류 비교기는 인덕터 전류가 완충된 ITH 신호에 의해서 설정되는 전류 레벨이상의 레벨로 증가하는 경우, 메인 스위치(220)에게 오프 되도록 신호를 보내는 역할을 한다. 도 2의 제어 회로(210)가 에러 증폭기(219)의 출력 ITH이 전류 비교기(215)로 전송되기 전 버퍼(buffer)(230)에 의해서 완충되는 것을 나타내는 하지만, 당업자라면 버퍼(230)가 선택적(도 5의 제어 회로(510) 참조)이라는 것을 이해할 것이다. 본 명세서에서 이용된, 신호 ITH 및 완충된 신호 ITH는 모두 상기 에러 증폭기의 출력 신호로 간주된다.
도 2에서, 스위칭 레귤레이터가 강제 계속 모드 또는 버스트 모드에서 동작하는지를 로직(212)에게 알리기 위하여 FCONT 신호가 이용된다. FCONT가 로직 하이(logic HIGH)일 때, 동작 모드는 강제 계속 모드이다. FCONT가 로직 로우(logic LOW)일 때, 동작 모드는 버스트 모드이다. 전압 VBurst가 버스트 클램프(233)의 버스트 임계 레벨 및 버스트 비교기(217)의 버스트 비교기 히스테리시스를 설정하는데 이용된다. VBurst가 제로 볼트로 설정되는 경우, 최소 피크 인덕터 전류 레벨 및 버스트 히스테리시스는 자신들의 최소값들로 설정될 것이다. VBurst의 값이 올려짐에 따라, 최소 피크 인덕터 전류 레벨 및 버스트 히스테리시스는 VBurst의 기능으로 선형적으로 증가하게 된다. 당업자라면, 도 2의 실시예에 따른 최소 피크 인덕터 전류 레벨 및 버스트 히스테리시스가 VBurst의 기능으로서 선형적으로 증가하기는 하지만, 그 중 어느 하나 또는 둘 모두 VBurst의 기능으로서 비선형적으로 증가하는 것 또한 본 발명의 범위 내에 있다는 것을 이해할 것이다. 어떻게 히스테리시스가 버스트 비교기에서 조절되는 가는 도 3을 참조하여 상세히 설명하겠다.
모드 비교기(231), 트랜지스터들(234, 235)을 포함하는 전송 게이트, 트랜지스터(236), 및 인버터(inverter)들(232, 239)은 모드 선택 회로(237)를 구성한다. 모드 선택 입력 핀(238)에서의 전압이 임계 전압 VTH보다 큰 경우, 모드 비교기(231)의 출력은 로우(LOW)이다. 이것은 인버터(239)의 출력이 FCONT에서의 신호를 로직 하이(logic HIGH)로 만들게 한다. 또한, 모드 비교기(231)의 출력에서 로우 로직 신호(LOW logic signal)는 NMOS 트랜지스터(234) 및 PMOS 트랜지스터(235)를 오프 시킨다. 또한, NMOS 트랜지스터(236)의 게이트는 버스트 임계 레벨을 제로 볼트로 하기 위하여 하이(HIGH)로 구동된다.
모드 선택 입력 핀(238)에서의 전압이 임계 전압 VTH보다 미만인 경우, 모드 비교기(231)의 출력은 하이(HIGH)이다. 이것은 인버터(239)의 출력이 FCONT에서의 신호를 로직 로우(logic LOW)로 만들게 한다. 이 상태에서, NMOS 트랜지스터(234) 및 PMOS 트랜지스터(235)는 턴 온(turn on) 되고, NMOS 트랜지스터(236)는 턴 오 프(turn off) 된다. 전송 게이트가 턴 온 되기 때문에, 전압 VBurst는 모드 선택 입력 핀(238)에서의 전압과 실질적으로 동일하게 될 것이다. 버스트 모드 동안, 모드 선택 입력 핀(238)에서의 전압은 버스트 임계 레벨 및 버스트 비교기 히스테리시스를 원하는 레벨로 조절하기 위하여 바뀔 수 있다. 이것은 다른 요건을 구비한 다른 애플리케이션들을 만족시키기 위하여 가벼운 부하 동안 효율뿐만 아니라 출력 전압 리플의 진폭 및 주파수를 설정하는 능력을 사용자에게 부여한다. 이것은, 스위칭 주파수가 가청 대역(audible band)을 벗어나게 유지하는 것이 중요한 애플리케이션들, 또는 전형적인 버스트 모드 컨버터들의 전압 리플이 허용(tolerate)될 수 없는 애플리케이션들에게 있어서 중요할 수 있다. 나아가, 전류가 히스테리시스의 변화에 영향을 받지 않기 때문에, 상기 사용자는 출력 전압 리플을 효율손실 없이 크도록 설정할 수 있으며, 이에 따라 도전 손실(conduction loss)로 인한 효율손실이 줄어든다.
또한, 저출력 전압 리플 및 효율 사이의 타협(compromise)을 달성하기 위하여, 버스트 모드에서의 동작 동안 펄스 도약 행동(pulse skipping behavior)을 생성할 수 있다. 이것은 상기 모드 선택 입력 핀을 접지시킴으로써 달성될 수 있다. 이것은 버스트 임계 레벨을 제로 볼트로 설정하고, Iburst를 제로 Amps로 설정한다. 이러한 조건에서, 피크 인덕터 전류는 전류 비교기의 최소 온타임(on-time)에 의해서 제한된다. 만약 부하 요구가 상기 최소 온타임 인덕터 전류의 평균보다 미만이라면, 스위칭 사이클들은 출력 전압이 조정상태에서 유지되도록 스킵될 것이다.
도 3은 어떻게 히스테리시스가 도 2의 버스트 비교기(217)에 추가되고 조절되는가를 더 상세히 도시하고 있다. 특히, 에러 증폭기(219)에 의해서 출력되는 ITH 신호는 비교기(301)의 반전 입력과 결합된다. 이 전압은 (후술되는, 저항(304)이 제로 볼트보다 큰 경우) 저항(304)에 대한 전압 및 임계 전압 VTH2의 합을 포함하는, 비교기(301)의 비반전 입력(non-inverting input)에서의 버스트 비교기 임계 레벨과 비교된다. 저항(304)에 대한 전압은 히스테리시스 레벨을 설정하고, 전압 제어 전류원(voltage-controlled current source)(303)에 의해서 제어된다. 모드 선택 회로(237)로부터의 VBurst 신호는 전압 제어 전류원(303)의 전류 진폭을 제어하고, 히스테리시스가 VBurst의 전압 레벨에 비례해서 바뀌는 것을 허용한다.
정상적인 레귤레이터 동작 동안, ITH의 전압이 VTH2보다 이상인 경우, 비교기(301)의 출력은 로우(LOW)이다. 인버터(307)는 로우 신호(LOW signal)를 반전시켜, 스위치(305)가 저항(304)을 쇼트(short)시키게 한다. 바람직한 실시예에서, 스위치(305)는 트랜지스터를 포함한다. 저항(304)이 쇼트(short)되면, 비교기(301)의 비반전 입력에서의 기준 전압 또는 버스트 비교기 임계 레벨은 전압원(voltage source)(302)에 의해서만 공급된다. ITH에서의 전압이 VTH2 아래로 떨어지는 경우, 슬립 모드를 인에이블시키면서, 비교기(301)의 출력은 하이(HIGH)로 바뀌고, 스위치(305)는 오프 된다. 이것은 비교기(301)의 비반전 입력에서의 전압이 VTH2에 저항(304)에 대한 전압을 더한 값(VTH2 plus the voltage across resistor(304))으로 증가하도록 한다. 다시 말해, 히스테리시스가 부가된다. 저항(304)에 대한 전압이 교대로 사용자에 의해서 설정되는 VBurst의 기능이기 때문에, 사용자는 상기 버스트 비교기의 히스테리시스를 효과적으로 조절한다. ITH 전압이 새로운 버스트 비교기 임계 레벨의 전압(즉, VTH2에 저항(304)에 대한 전압을 더한 값) 이상으로 증가하는 경우, 비교기(301)는 로우 신호를 출력하여, 슬립 모드가 디어서트되고, 저항(304)이 쇼트되게 한다.
당업자라면 도 3에 도시된 회로가 비교기에 히스테리시스를 부가하고 조절하는 유일한 방법을 도시하고 있다는 것을 알 것이다. 또한, 당업계에 알려진 다른 히스테리 비교기(hysteretic comparator)들이 이용될 수 있다. 나아가, 도 3의 버스트 비교기가 도2의 제어 회로(210)에 대하여 설명되었지만, 도 4 내지 8의 히스테리 비교기들 역시 유사하게 동작할 것이다.
본 발명의 다른 실시예가 도 4에 도시되어 있다. 도 4에서, 버스트 모드에 대하여 가변 버스트 임계 레벨 및 버스트 비교기 히스테리시스를 구현하는데 두 개의 핀들이 이용된다. 상기 회로의 일부가 버스트 모드 동작 동안 상기 버스트 임계 레벨 및 버스트 비교기 히스테리시스의 설정뿐만 아니라, 레귤레이터가 강제 계속 모드 또는 버스트 모드에서 동작하고 있는가의 제어를 담당한다는 점을 제외하고는, 도 4에 도시된 레귤레이터는 도 2에 도시된 레귤레이터와 유사하게 동작한다.
임계 전압 VTH 이상의 전압이 모드 선택 입력 핀(434)에서 모드 선택 회로(437)의 모드 비교기(431)로 적용되는 경우, 모드 비교기(431)의 출력은 로 우(LOW)이다. 상기 신호는 로직(412)으로 이동하고, 상기 레귤레이터가 강제 계속 모드에서 동작하도록 한다. 대안적으로, 만약 모드 선택 입력 핀(434)에서 적용되는 전압이 VTH보다 미만이라면, 모드 비교기(431)의 출력은 하이(HIGH)이고, 상기 레귤레이터는 버스트 모드에서 동작한다.
도 4에서 핀(435)(즉, VBURST 선택 입력)은 도 2 및 3에서 상술한 바와 같이 사용자가 버스트 임계 레벨 및 버스트 비교기 히스테리시스를 (각각) 설정하도록 버스트 클램프 회로(433) 및 버스트 비교기(417)에 외부의 사용자 접속 가능 연결(external user-accessible connection)을 제공한다. 이러한 방식으로, 모드 선택 입력 핀(434)에서 적용되는 신호가 레귤레이터가 버스트 모드에서 동작하도록 하였을 때, 최소 피크 인덕터 전류 레벨 및 버스트 비교기 히스테리시스를 조작하기 위하여 상기 버스트 임계 레벨 및 상기 버스트 비교기 히스테리시스는 모드 선택 입력 핀(434)에서 적용되는 신호와는 독립적으로 조절될 수 있다. 또한, 본 발명에 따르면, 사용자가 특정 애플리케이션의 요건에 맞도록 출력 전압 리플 및 레귤레이터(400)의 효율을 조절하도록 허용하면서, 종래 기술에 비하여 실질적인 향상을 제공한다. 나아가, 본 발명에 따르면, 출력 전류의 진폭이 히스테리시스의 변화에는 영향을 받지 않기 때문에 효율손실 없이 더 큰 출력 전압 리플들이 허용된다.
도 4의 나머지 소자들은 도 2를 참조하여 상술한 해당 소자들과 실질적으로 같은 목적을 수행한다.
본 발명의 또 다른 실시예가 도 5에 도시되어 있다. 도 5에서, 버스트 모드에 대하여 가변 버스트 임계 레벨 및 가변 버스트 비교기 히스테리시스를 구현하는데 세 개의 핀들이 이용된다. 상기 회로의 일부가 버스트 모드 동작 동안 상기 버스트 임계 레벨 및 버스트 비교기 히스테리시스의 설정뿐만 아니라, 상기 레귤레이터가 강제 계속 모드 또는 버스트 모드에서 동작하고 있는가의 제어를 담당한다는 점을 제외하고는, 도 5에 도시된 레귤레이터는 도 2에 도시된 레귤레이터와 유사하게 동작한다.
임계 전압 VTH 이상의 전압이 모드 선택 입력 핀(534)에서 모드 선택 입력 회로(532)의 모드 비교기(531)로 적용되는 경우, 모드 비교기(531)의 출력은 로우(LOW)이다. 상기 신호는 로직(512)으로 이동하고, 상기 레귤레이터가 강제 계속 모드에서 동작하도록 한다. 대안적으로, 만약 모드 선택 입력 핀(534)에서 적용되는 전압이 VTH보다 미만이라면, 모드 비교기(531)의 출력은 하이(HIGH)이고, 상기 레귤레이터는 버스트 모드에서 동작한다.
도 5에서 핀(535)(즉, VBURST 선택 입력)은 사용자가 버스트 임계 레벨을 설정하도록 버스트 클램프 회로(533)에 외부의 사용자 접속 가능 연결을 제공한다. 이러한 방식으로, 모드 선택 입력 핀(534)에서 적용되는 신호가 레귤레이터가 버스트 모드에서 동작하도록 하였을 때, 도 2 및 3을 참조하여 상술한 바와 같이 버스트 모드에 대해 최소 피크 인덕터 전류 레벨을 조작하기 위하여 상기 버스트 임계 레벨은 핀(535)을 통해 사용자에 의하여 조절될 수 있다. 또한, 본 발명에 따르면, 사용자가 특정 애플리케이션의 요건에 맞도록 출력 전압 리플 및 레귤레이터(500)의 효율을 조절하도록 허용하면서, 종래 기술에 비하여 실질적인 향상을 제공한다. 나아가, 본 발명에 따르면, 출력 전류의 진폭이 히스테리시스의 변화에는 영향을 받지 않기 때문에 효율손실 없이 더 큰 출력 전압 리플들이 허용된다.
도 5의 핀(536)(즉, VHYSTERESIS 선택 입력)은 사용자가 버스트 비교기 히스테리시스를 설정하도록 외부 사용자 접속 가능 연결을 제공한다. 이러한 방식으로, 모드 선택 입력 핀(534)에서 적용되는 신호가 레귤레이터가 버스트 모드에서 동작하도록 하였을 때, 도 2 및 3을 참조하여 상술한 바와 같이 버스트 모드에 대해 히스테리시스를 조작하기 위하여 상기 버스트 비교기 히스테리시스는 핀(536)을 통해 사용자에 의하여 조절될 수 있다. 또한, 본 발명에 따르면, 사용자가 특정 애플리케이션의 요건에 맞도록 출력 전압 리플 및 레귤레이터(500)의 효율을 조절하도록 허용하면서, 종래 기술에 비하여 실질적인 향상을 제공한다. 나아가, 본 발명에 따르면, 출력 전류의 진폭이 히스테리시스의 변화에는 영향을 받지 않기 때문에 효율손실 없이 더 큰 출력 전압 리플들이 허용된다.
도 5의 나머지 소자들은 도 2를 참조하여 상술한 해당 소자들과 실질적으로 같은 목적을 수행한다.
비록 도 2, 4, 및 5가 강압용 동기식 스위칭 레귤레이터 실시예들을 각각 도시하고 있지만, 본 발명이 이에 한정되지 않는다는 것은 주목해야 할 것이다. 본 발명의 이점은 승압용 동기식 스위칭 레귤레이터들, 승압 및 강압용 비동기식 스위 칭 레귤레이터들, 또는 다른 적합한 형태의 레귤레이터와 같은 다른 형태의 레귤레이터들에도 똑같이 적용 가능하다.
도 6은 본 발명의 원칙에 따라 버스트 모드에 대하여 조절 가능한 최소 피크 인덕터 전류 레벨 및 조절 가능한 버스트 히스테리시스를 구비한 승압용 스위칭 전압 레귤레이터의 바람직한 일실시예를 도시한 회로도이다. 도 6에서는 도 2에 도시된 강압용 레귤레이터에 포함된 것과 같은 소자들을 채용한다. 또한, 커패시터(627)가 대지(ground)로 방전되는 것을 막기 위하여 다이오드(diode)(616)가 이용된다. 도 6에 도시된 승압용 레귤레이터(600)의 제어 회로는 아래와 같은 동작한다.
회로 조건들이 메인 스위치(621)를 클로우즈(close)시키는 경우, 입력 전압이 인덕터(625)에 대하여 적용된다. 상기 충전 단계 동안, 전류는 인덕터(625)를 통해 흐리기 시작하고, 다이오드(616)는 커패시터(627)가 대지로 방전되는 것을 막으며, 상기 커패시터(627)는 부하에 전류를 공급하는 역할을 한다.
일단 스위치(621)가 오픈(open)되면, 커패시터(627)는 인덕터(625)에 저장되는 에너지에 의해서 충전된다. 이때, 추가 전류가 부하를 통해서 흐리기 시작하고, 이에 따라 출력 전압이 상승하게 된다(에너지는 다이오드(616)가 정바이어스(forward-bias)되어 있는 한 입력원(input source)으로부터 직접적으로 공급된다). 일정 시간 경과 후, 스위치(621)는 다시 클로우즈된다. 요구되는 출력 전압 레벨을 유지하고 요구되는 전류를 필요할 때마다 부하로 공급하면서, 이러한 사이클이 반복된다.
도 6의 나머지 회로 부품들은 도 2에서 발견되는 비교할만한 회로 부품들에 대해 설명한 것처럼 행동(behave)한다. 전류 비교기(615)는 언제 메인 스위치(621)가 오프 되어야 하는지를 결정하기 위하여 전류 증폭기(618) 및 에러 증폭기(619)로부터의 출력들을 비교한다.
나아가, 모드 선택 입력(638)으로의 입력 신호는 레귤레이터(600)가 강제 계속 모드 또는 버스트 모드에서 동작하는가를 결정하고, 또한, 버스트 모드가 선택되는 경우, 버스트 임계 레벨 및 버스트 히스테리시스를 설정한다. 모드 비교기(631), 트랜지스터들(634, 635)을 포함하는 전송 게이트, 트랜지스터(636), 및 인버터들(632, 633)은 모드 선택 회로(637)을 구성한다. 모드 선택 회로(637)는 FCONT 및 VBURST에서 신호들을 제공하는데, 상기 신호들은 각각 레귤레이터(600)의 동작 모드, 그리고 (적절한 때) 버스트 임계 레벨 및 버스트 비교기 히스테리시스를 결정한다. 도 6에 도시된 바와 같이, 모드 비교기(631)는 모드 선택 입력(638) 상의 신호를 임계 전압 VTH와 비교한다. 모드 선택 입력 핀(638)에서의 전압이 VTH 이상인 경우, 모드 비교기(631)의 출력은 로우(LOW)이다. 이것은 상기 레귤레이터가 강제 계속 모드에서 동작하도록 하면서, 인버터(633)의 출력이 FCONT에서의 신호를 로직 하이로 만들게 한다. 또한, 모드 비교기(631)의 로우 출력은 n-채널 트랜지스터(634) 및 p-채널 트랜지스터(365)를 셧 오프 시키고, 버스트 임계 레벨을 제로 볼트로 하기 위하여 n-채널 트랜지스터(636)를 하이로 구동한다.
대안적으로, 모드 선택 입력에서의 전압이 VTH보다 미만인 경우, 모드 비교 기(631)의 출력은 하이(HIGH)이다. 이 경우, 인버터(633)의 출력은 FCONT에서의 신호를 로직 로우로 만들며, 이에 따라 상기 레귤레이터는 버스트 모드에 진입하게 된다. 이 상태에서, n-채널 트랜지스터(634) 및 p-채널 트랜지스터(635)를 포함하는 전송 게이트는 턴 온(모든 트랜지스터들이 온 상태가 된다) 되고, n-채널 트랜지스터(636)는 턴 오프 된다. 그 결과, VBURST는 모드 선택 입력에서 적용되는 전압과 실질적으로 동등하게 된다. 모드 선택 입력 핀(638)에서의 전압은, 도 2 및 3에서 상술한 바와 같이, 버스트 임계 레벨 및 버스트 비교기 히스테리시스를 조절하기 위하여 버스트 모드 동안 바뀔 수 있다. 이러한 방식으로, 레귤레이터(600)의 효율 및 출력 전압 리플을 원하는 대로 맞추기 위하여, 필요할 때마다 최소 피크 인덕터 전류 레벨 및 버스트 비교기 히스테리시스를 조절하는 것이 가능하다. 나아가, 전류가 히스테리시스의 변화에 영향 받지 않기 때문에, 종래의 레귤레이터들보다 더 큰 출력 전압 리플이 효율손실 없이 이용될 수 있다.
조절 가능한 최소 피크 인덕터 전류 레벨 및 버스트 비교기 히스테리시스를 구비한 승압용 스위칭 전압 레귤레이터의 또 다른 실시예가 도 7에 도시되어 있다. 도 7에 도시된 회로의 대부분이 상술한 도 6의 회로와 유사하게 동작한다. 본 발명의 원칙에 따라, 도 7에서는 1) 레귤레이터 동작 모드의 선택, 및 2) 버스트 임계 레벨 및 버스트 비교기 히스테리시스의 설정에 각각 이용되는 두 개의 핀들을 도시하고 있다.
레귤레이터(700)의 동작은 모드 선택 입력(734)에서 전압을 공급함으로써 강 제 계속 모드 및 버스트 모드 가운데 어느 하나가 선택된다. 만약 임계 전압 VTH보다 큰 전압이 모드 선택 입력(734)에서 적용되는 경우, 모드 비교기(731)의 출력은 로우(LOW)이다. 따라서, 인버터(733)의 출력(즉, FCONT에서의 신호)은 하이(HIGH)이다. 이것은 레귤레이터(700)가 강제 계속 모드에서 동작하게 한다. 대안적으로, 만약 모드 선택 입력에서 적용되는 전압이 VTH보다 미만인 경우, FCONT에서의 신호는 로우(LOW)이며, 상기 레귤레이터는 버스트 모드에서 동작한다.
도 7의 핀(735)(즉, VBURST 선택 입력)은 버스트 임계 레벨 및 버스트 비교기 히스테리시스를 설정하는 능력을 사용자에게 제공한다. 모드 선택 입력(734)에서 적용되는 신호가 상기 레귤레이터가 버스트 모드에서 동작하도록 하는 경우, 버스트 임계 레벨 및 버스트 히스테리시스는 도 2 내지 6에서 상술한 바와 같이 VBURST 선택 입력을 이용하여 조절될 수 있다. 이러한 방식으로, 레귤레이터가 슬립 모드에서 동작하는 기간 및 최소 피크 인덕터 전류 레벨을 제어하는 것이 가능하다.
도 7의 나머지 소자들은 도 6을 참조하여 상술한 해당 소자들과 실질적으로 같은 목적을 수행한다.
조절 가능한 최소 피크 인덕터 전류 레벨 및 버스트 비교기 히스테리시스를 구비한 승압용 스위칭 전압 레귤레이터의 또 다른 실시예가 도 8에 도시되어 있다. 도 8에 도시된 회로의 대부분이 상술한 도 6의 회로와 유사하게 동작한다. 본 발명의 원칙에 따라, 도 8에서는 1) 레귤레이터 동작 모드의 선택, 2) 버스트 임계 레벨의 설정, 및 3) 버스트 비교기 히스테리시스의 설정에 각각 이용되는 세 개의 핀 들을 도시하고 있다.
레귤레이터(800)의 동작은 모드 선택 입력(834)에서 전압을 공급함으로써 강제 계속 모드 및 버스트 모드 가운데 어느 하나가 선택된다. 만약 임계 전압 VTH보다 큰 전압이 모드 선택 입력(834)에서 적용되는 경우, 모드 비교기(831)의 출력은 로우(LOW)이다. 따라서, 인버터(833)의 출력(즉, FCONT에서의 신호)은 하이(HIGH)이다. 이것은 레귤레이터(800)가 강제 계속 모드에서 동작하게 한다. 대안적으로, 만약 모드 선택 입력에서 적용되는 전압이 VTH보다 미만인 경우, FCONT에서의 신호는 로우(LOW)이며, 상기 레귤레이터는 버스트 모드에서 동작한다.
핀(835)(즉, VBURST 선택 입력)은 사용자에게 버스트 임계 레벨을 설정하는 능력을 제공한다. 모드 선택 입력에서 적용되는 신호가 상기 레귤레이터가 버스트 모드에서 동작하도록 하는 경우, 상기 버스트 임계 레벨은 도 2 내지 6에서 상술한 바와 같이 VBURST 선택 입력을 이용하여 조절될 수 있다. 이러한 방식으로, 최소 피크 인덕터 전류 레벨을 제어하는 것이 가능하다.
핀(836)(즉, VHYSTERESIS 선택 입력)은 사용자에게 버스트 비교기 히스테리시스를 설정하는 능력을 제공한다. 모드 선택 입력에서 적용되는 신호가 상기 레귤레이터가 버스트 모드에서 동작하도록 하는 경우, 버스트 히스테리시스는 도 2 내지 6에서 상술한 바와 같이 VHYSTERESIS 선택 입력을 이용하여 조절될 수 있다. 이러한 방식으로, 버스트 사이클들간의 주기를 제어할 수 있다.
도 8의 나머지 소자들은 도 6을 참조하여 상술한 해당 소자들과 실질적으로 같은 목적을 수행한다.
도 2 및 6을 참조하여 상술한 모드 선택 회로의 또 다른 실시예가 도 9에 도시되어 있다. 전압 비교기(931), 트랜지스터들(934, 935, 936, 940) 및 저항들(942, 943, 944)은 모드 선택 회로(937)의 일 실시예를 구성한다.
도 9에 도시된 실시예에서, 모드 선택 입력 핀(938)에서 전압은 전류 변환 회로(current conversion circuitry)(941)로의 전압에 의해서 전류로 변환된다. 이때, 상기 전류 변환 회로(941)는 전압 비교기(931), 트랜지스터(936), 및 저항(942)을 포함한다. 트랜지스터들(934, 935)은, 트랜지스터들(934, 936) 및 저항(942)을 통해 흐르는 전류와 비례하는 전류가 저항(943) 및 트랜지스터(935)를 통해 흐르게 하는, 전류 미러(current mirror)의 역할을 한다. 결과로 얻어지는 출력 전압 VCLAMP는 레귤레이터의 버스트 클램프로 전송되어, 버스트 임계 레벨의 역할을 하고 이에 따라 상술한 최소 피크 인덕터 전류를 제어한다. 유사하게, 트랜지스터들(934, 940)은, 트랜지스터들(934, 936) 및 저항(942)을 통해 흐르는 전류와 비례하는 전류가 저항(944) 및 트랜지스터(940)를 통해 흐르게 하는, 전류 미러(current mirror)의 역할을 한다. 결과로 얻어지는 출력 전압 VHYSTERESIS는 레귤레이터의 버스트 클램프로 전송되어, 도 3에서 상술한 전압 제어 전류원(volgage-controlled current source)을 제어한다. 본 실시예는 저항들(942, 943, 944)의 저항값들 및/또는 트랜지스터들(934, 935, 940)의 크기들을 바꿈으로써 버스트 모드 동안 상기 전압들을 버스트 클램프 및 버스트 비교기로 각각 스케일(scale)할 수 있다는 장점이 있다. 이것은, 다른 요건을 지닌 다른 애플리케이션들을 만족시키기 위하여, VCLAMP 및 VHYSTERESIS 각각에 의해서 제어되는, 버스트 임계 레벨 및 버스트 비교기 히스테리시스를 설정하는데 있어서 더 큰 사용자 유연성(user flexibility)을 허용한다. 비록 도 9에서 MOSFET들을 이용하여 동작하는 전류 미러들을 도시하고 있지만, 당업자라면 양극(bipolar) 트랜지스터들 등과 같은 관련 업계에서 알려진 어떠한 다른 형태의 전류 미러들이 본 발명의 원칙에 따라 대체될 수 있다는 것을 이해할 것이다.
비록 도 2 내지 9 각각에서 본 발명의 원칙에 따른 레귤레이터의 특정 실시예를 도시하고 있지만, 본 발명이 이에 한정되지 않는다는 것은 주목되어야 한다. 본 발명의 원칙들은 어떠한 형태의 레귤레이터(예를 들어, 승압용 동기식 스위칭 전압 레귤레이터)에도 적용될 수 있으며, 그러한 이점들은 당업자라면 이해할 수 있어야 한다. 더욱이, 상술한 바와 같은, 본 발명의 원칙에 따른 버스트 임계 레벨 및 버스트 히스테리시스를 설정하는데 이용되는 회로는 실시예일뿐이며, 본 발명은 이에 한정되지 않는다는 것을 당업자라면 알아야 한다. 또한, 비록 도 2 및 도 4 내지 9에서 설명된 실시예들이 버스트 임계 레벨 및 버스트 히스테리시스 모두가 사용자에 의해서 조절되는 것을 허용하고 있지만, (고정 버스트 클램프를 유지하면서) 사용자가 버스트 히스테리시스만을 조절하도록 허용하는 레귤레이터가 본 발명에 따른 전압 리플 및 효과를 번갈아 사용(trade off)할 수 있는 많은 같은 장점들 을 가지고 있다는 것을 당업자라면 알아야 한다.
본 발명의 상기 및 다른 이점들은 각 도면에 제시된 동일한 부재 번호가 동일한 부재를 나타내는 첨부된 도면과 연관하여 하기의 상세한 기재를 고려하였을 때 분명해질 것 이다.
도 1은 종래의 강압용(step-down) 스위칭 전압 레귤레이터를 도시한 회로도이다.
도 2는 본 발명의 원칙에 따라 조절 가능한 최소 피크 인덕터 전류 레벨 및 조절 가능한 버스트 비교기 히스테리시스를 구비한 강압용 스위칭 전압 레귤레이터의 일시예를 도시한 회로도이다.
도 3은 도 2 및 도 4 내지 8에 도시된 버스트 비교기의 일시예를 도시한 회로도이다.
도 4는 본 발명의 원칙에 따라 조절 가능한 최소 피크 인덕터 전류 레벨 및 조절 가능한 버스트 비교기 히스테리시스를 구비한 강압용 스위칭 전압 레귤레이터의 대안적 일실시예를 도시한 회로도이다.
도 5는 본 발명의 원칙에 따라 조절 가능한 최소 피크 인덕터 전류 레벨 및 조절 가능한 버스트 비교기 히스테리시스를 구비한 강압용 스위칭 전압 레귤레이터의 다른 대안적 실시예를 도시한 회로도이다.
도 6은 본 발명의 원칙에 따라 조절 가능한 최소 피크 인덕터 전류 레벨 및 조절 가능한 버스트 비교기 히스테리시스를 구비한 승압용(step-up) 스위칭 전압 레귤레이터의 일실시예를 도시한 회로도이다.
도 7은 본 발명의 원칙에 따라 조절 가능한 최소 피크 인덕터 전류 레벨 및 조절 가능한 버스트 비교기 히스테리시스를 구비한 승압용 스위칭 전압 레귤레이터의 대안적 일실시예를 도시한 회로도이다.
도 8은 본 발명의 원칙에 따라 조절 가능한 최소 피크 인덕터 전류 레벨 및 조절 가능한 버스트 비교기 히스테리시스를 구비한 승압용 스위칭 전압 레귤레이터의 다른 대안적 일실시예를 도시한 회로도이다.
도 9는 도 2 및 도 4 내지 8에 도시된 모드 선택 회로의 대안적 실시예를 도시한 회로도이다.

Claims (26)

  1. 조정된 전압에서 부하로 출력 전류를 공급하며, 버스트 모드에서 동작할 수 있는 스위칭 레귤레이터에 있어서,
    입력 단자;
    상기 부하에 연결되는 출력 단자;
    상기 입력 단자 및 상기 출력 단자에 연결되며, 상기 부하로 공급되는 상기 전류를 조정하는 제어회로; 및
    상기 제어 회로에 연결되며, 상기 스위칭 레귤레이터가 버스트 모드에서 동작하는 경우, 사용자가 상기 스위칭 레귤레이터의 히스테리시스 및 버스트 임계 레벨을 설정하도록 허용하는 조절 회로
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭 레귤레이터.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 스위칭 레귤레이터는 강압용 레귤레이터인 것을 특징으로 하는 스위칭 레귤레이터.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 스위칭 레귤레이터는 비동기식 스위칭 레귤레이터인 것을 특징으로 하는 스위칭 레귤레이터.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 스위칭 레귤레이터는 동기식 스위칭 레귤레이터인 것을 특징으로 하는 스위칭 레귤레이터.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 제어 회로는
    논리부;
    인덕터; 및
    상기 논리부에 연결되며, 상기 논리부에 의하여 제어되는 메인 스위치
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭 레귤레이터.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 제어 회로는 상기 논리부에 연결되는 오실레이터를 더 포함하고,
    상기 오실레이터는 상기 논리부로 진동 신호(oscillatory signal)를 제공하는
    것을 특징으로 하는 스위칭 레귤레이터.
  7. 제5항에 있어서,
    상기 제어 회로는 상기 출력 단자에 연결되는 에러 증폭기를 더 포함하고,
    상기 에러 증폭기는 에러 증폭기 출력 신호를 구비하고, 부하 조건에 따라서 상기 에러 증폭기 출력 신호를 조정하는 것
    을 특징으로 하는 스위칭 레귤레이터.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 제어 회로는
    상기 논리부에 연결되며, 감지 신호를 상기 에러 증폭기 출력 신호와 소정의 방식으로 비교할 때, 상기 논리부에게 상기 메인 스위치를 오프 하도록 지시하는 전류 비교기 신호를 생성하는 전류 비교기; 및
    상기 전류 비교기에 연결되며, 상기 전류 비교기에 상기 인덕터를 통하여 흐르는 전류를 나타내는 상기 감지 신호를 제공하는 전류 증폭기
    를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭 레귤레이터.
  9. 제7항에 있어서,
    상기 제어 회로는 상기 논리부에 연결되는 버스트 비교기를 더 포함하고,
    상기 버스트 비교기는 상기 에러 증폭기 출력 신호가 상기 버스트 비교기를 트립시키는 레벨을 넘는 경우, 상기 스위칭 레귤레이터가 슬립 모드에 진입하게 하는 버스트 비교기 신호를 생성하는 것
    을 특징으로 하는 스위칭 레귤레이터.
  10. 제5항에 있어서,
    상기 제어 회로는 상기 논리부 및 상기 메인 스위치에 연결되는 동기식 스위치를 더 포함하고,
    상기 동기식 스위치는 상기 메인 스위치와 반대로 스위칭 하는 것
    을 특징으로 하는 스위칭 레귤레이터.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 제어 회로는 상기 논리부에 연결되는 전류 반전 비교기를 더 포함하고,
    상기 전류 반전 비교기는 상기 동기식 스위치를 통한 전류가 전류 반전 조건에 이르면 상기 논리부가 상기 동기식 스위치를 오프 시키는 버스트 모드에서 상기 스위칭 레귤레이터가 동작하는 경우, 전류 반전 비교기 신호를 생성하는 것
    을 특징으로 하는 스위칭 레귤레이터.
  12. 제5항에 있어서,
    상기 조절 회로는
    상기 사용자가 상기 스위칭 레귤레이터의 동작 모드를 선택하고 상기 버스트 임계 레벨을 설정할 수 있는 모드 선택 입력 핀;
    상기 모드 선택 입력 핀으로부터 모드 선택 신호를 수신하고, 상기 모드 선택 신호를 나타내는 모드 비교기 출력 신호를 생성하는 모드 비교기로서, 상기 모드 비교 출력 신호는 상기 논리부로 공급되는 모드 비교기; 및
    트랜지스터들을 포함하며, 상기 모드 선택 입력 핀 및 클램핑 회로에 연결되며, 상기 모드 비교기 출력 신호에 따라서 신호들을 수신하며, 상기 스위칭 레귤레이터가 버스트 모드에서 동작하고 있는 경우 상기 클램핑 회로에 상기 버스트 임계 레벨을 제공하는 전송 게이트
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭 레귤레이터.
  13. 제12항에 있어서,
    상기 전송 게이트는 버스트 비교기에 연결되고,
    상기 전송 게이트는 상기 스위칭 레귤레이터가 버스트 모드에서 동작하고 있는 경우, 상기 히스테리시스를 설정하기 위하여 상기 모드 선택 신호와 관련되는 신호를 상기 모드 선택 입력 핀으로부터 상기 버스트 비교기에 제공하는 것을 특징으로 하는 스위칭 레귤레이터.
  14. 제5항에 있어서,
    상기 조절 회로는
    상기 사용자가 상기 스위칭 레귤레이터의 동작 모드를 선택할 수 있도록 하고, 모드 선택 신호를 제공하는 모드 선택 입력 핀;
    상기 모드 선택 신호를 수신하고, 상기 모드 선택 신호를 나타내며 상기 논리부로 공급되는 모드 비교 출력 신호를 제공하는 모드 비교기; 및
    상기 스위칭 레귤레이터가 버스트 모드에서 동작하는 경우, 사용자가 클램핑 회로에 연결되는 상기 스위칭 레귤레이터의 상기 히스테리시스 및 상기 버스트 임계 레벨을 설정할 수 있도록 하고, 클램핑 회로에 연결되는 버스트 임계 레벨 및 히스테리시스 선택 핀
    을 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭 레귤레이터.
  15. 제5항에 있어서,
    상기 조절 회로는
    상기 사용자가 상기 스위칭 레귤레이터의 동작 모드를 선택할 수 있도록 하고, 모드 선택 신호를 제공하는 모드 선택 입력 핀;
    상기 모드 선택 신호를 수신하고, 상기 모드 선택 신호를 나타내며 상기 논리부로 공급되는 모드 비교 출력 신호를 제공하는 모드 비교기;
    상기 스위칭 레귤레이터가 버스트 모드에서 동작하는 경우, 상기 사용자가 상기 스위칭 레귤레이터의 상기 버스트 임계 레벨을 설정할 수 있도록 하는 버스트 임계 레벨 선택 핀; 및
    상기 스위칭 레귤레이터가 버스트 모드에서 동작하는 경우, 상기 사용자가 상기 스위칭 레귤레이터의 상기 히스테리시스를 설정할 수 있도록 하는 버스트 히스테리시스 선택 핀
    을 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭 레귤레이터.
  16. 제1항에 있어서,
    상기 스위칭 레귤레이터는 승압용 레귤레이터인 것을 특징으로 하는 스위칭 레귤레이터.
  17. 제5항에 있어서,
    상기 제어 회로는 상기 인덕터 및 상기 출력 단자 사이에 배치되는 다이오드를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭 레귤레이터.
  18. 조정된 전압에서 부하로 출력 전류를 제공하는 스위칭 레귤레이터에서, 상기 스위칭 레귤레이터를 버스트 모드로 동작시키는 방법에 있어서,
    입력 단자를 입력 전압원에 연결하는 단계;
    출력 단자를 상기 부하에 연결하는 단계;
    상기 스위칭 레귤레이터의 최소 피크 인덕터 전류 레벨을 제어하는 조절 가능한 버스트 임계 레벨을 제공하는 단계;
    상기 스위칭 레귤레이터가 버스트 모드에서 동작하는 경우, 조절 가능한 히스테리시스를 제공하는 단계;
    상기 부하에 대한 출력 전류를 조정하는 단계;
    버스트 비교기를 트립함으로써 슬립 모드를 인에이블시키는 단계; 및
    상기 버스트 비교기를 언트립함으로써 슬립 모드를 디어서트하는 단계로서, 상기 히스테리시스는 상기 버스트 비교기가 언제 언트립할지를 제어하는 단계
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭 레귤레이터 동작 방법.
  19. 제18항에 있어서,
    단일 입력 핀으로부터의 입력 신호에 기초하여 상기 스위칭 레귤레이터의 동작 모드를 설정하는 단계; 및
    상기 입력 신호에 기초하여 상기 스위칭 레귤레이터의 상기 히스테리시스 및 상기 버스트 임계 레벨을 설정하는 단계
    를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭 레귤레이터 동작 방법.
  20. 제18항에 있어서,
    모드 선택 입력 핀으로부터의 모드 선택 신호에 기초하여 상기 스위칭 레귤레이터의 동작 모드를 설정하는 단계; 및
    버스트 임계 레벨 및 히스테리시스 선택 입력 핀으로부터의 입력 신호에 기초하여 상기 스위칭 레귤레이터의 상기 히스테리시스 및 상기 버스트 임계 레벨을 설정하는 단계
    를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭 레귤레이터 동작 방법.
  21. 제18항에 있어서,
    모드 선택 입력 핀으로부터의 모드 선택 신호에 기초하여 상기 스위칭 레귤레이터의 동작 모드를 설정하는 단계;
    버스트 임계 레벨 선택 입력 핀으로부터의 신호에 기초하여 상기 버스트 임 계 레벨을 설정하는 단계; 및
    히스테리시스 선택 입력 핀으로부터의 신호에 기초하여 상기 스위칭 레귤레이터의 상기 히스테리시스를 설정하는 단계
    를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭 레귤레이터 동작 방법.
  22. 조정된 전압에서 부하로 출력 전류를 공급하며, 버스트 모드에서 동작할 수 있는 스위칭 레귤레이터에 있어서,
    입력 단자;
    상기 부하에 연결되는 출력 단자;
    상기 입력 단자 및 상기 출력 단자에 연결되며, 상기 출력 전류를 조정하는 제어 회로; 및
    상기 제어 회로에 연결되며, 상기 스위칭 레귤레이터가 버스트 모드에서 동작하는 경우, 사용자가 적어도 상기 스위칭 레귤레이터의 히스테리시스를 설정하도록 허용하는 조절 회로
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭 레귤레이터.
  23. 제22항에 있어서,
    상기 스위칭 레귤레이터가 버스트 모드에서 동작하는 경우, 상기 조절 회로는 상기 사용자가 상기 스위칭 레귤레이터의 버스트 임계 레벨을 설정하도록 더 허용하는 것을 특징으로 하는 스위칭 레귤레이터.
  24. 제23항에 있어서,
    상기 조절 회로는 상기 사용자가 상기 스위칭 레귤레이터의 동작 모드를 선택하도록 더 허용하고, 상기 동작 모드는 강제 계속 모드 또는 버스트 모드 중 어느 하나인 것을 특징으로 하는 스위칭 레귤레이터.
  25. 조정된 전압에서 부하로 출력 전류를 공급하며, 액티브 스위칭 소자들이 오프로 유지되도록 하는 부하 조건들에 따라 적어도 하나의 시간 구간을 가진 제1 동작 모드에서 동작할 수 있는 스위칭 레귤레이터에 있어서,
    입력 단자;
    상기 부하에 연결되는 출력단자;
    상기 입력 단자 및 상기 출력 단자에 연결되며, 상기 부하로 공급되는 전류를 조정하는 제어 회로; 및
    상기 제어 회로에 연결되며, 상기 스위칭 레귤레이터가 상기 제1 동작 모드에서 동작하는 경우, 사용자가 상기 스위칭 레귤레이터의 히스테리시스 및 버스트 임계 레벨을 설정하도록 허용하는 조절 회로
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭 레귤레이터.
  26. 제25항에 있어서,
    상기 액티브 스위칭 소자들이 오프로 유지되는 동안, 상기 제어 회로는 상기 스위칭 레귤레이터의 부가적 부품들을 오프 시키도록 구성되는 것을 특징으로 하는 스위칭 레귤레이터.
KR1020070078478A 2006-08-04 2007-08-06 스위칭 레귤레이터의 버스트 모드에 대하여 조절 가능한피크 인덕터 전류 및 히스테리시스를 위한 회로 및 방법 KR101379627B1 (ko)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US11/499,005 US7990120B2 (en) 2006-08-04 2006-08-04 Circuits and methods for adjustable peak inductor current and hysteresis for burst mode in switching regulators
US11/499,005 2006-08-04

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20080012809A true KR20080012809A (ko) 2008-02-12
KR101379627B1 KR101379627B1 (ko) 2014-04-10

Family

ID=39028502

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020070078478A KR101379627B1 (ko) 2006-08-04 2007-08-06 스위칭 레귤레이터의 버스트 모드에 대하여 조절 가능한피크 인덕터 전류 및 히스테리시스를 위한 회로 및 방법

Country Status (5)

Country Link
US (1) US7990120B2 (ko)
JP (1) JP5240983B2 (ko)
KR (1) KR101379627B1 (ko)
CN (1) CN101123395B (ko)
TW (1) TWI396953B (ko)

Families Citing this family (89)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7787262B2 (en) * 2005-05-09 2010-08-31 Allegro Microsystems, Inc. Capacitor charging methods and apparatus
US7646616B2 (en) * 2005-05-09 2010-01-12 Allegro Microsystems, Inc. Capacitor charging methods and apparatus
KR101280556B1 (ko) * 2005-11-01 2013-07-02 알레그로 마이크로시스템스, 엘엘씨 독립적인 출력들을 제공하는 직류-직류 변환기 및 직류-직류 변환기 제공 방법
US7649325B2 (en) * 2006-04-03 2010-01-19 Allegro Microsystems, Inc. Methods and apparatus for switching regulator control
JP4997891B2 (ja) * 2006-09-15 2012-08-08 富士通セミコンダクター株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバータ及びｄｃ−ｄｃコンバータの制御方法
US9197132B2 (en) * 2006-12-01 2015-11-24 Flextronics International Usa, Inc. Power converter with an adaptive controller and method of operating the same
TW200841569A (en) * 2007-04-04 2008-10-16 Richtek Techohnology Corp Circuit for controlling sleeping voltage of DC-to-DC converter and method thereof
US7868599B2 (en) * 2007-11-26 2011-01-11 Texas Instruments Incorporated Method of optimum current blanking time implementation in current sense circuit
US8143870B2 (en) * 2007-12-11 2012-03-27 Ng Timothy M Methods and apparatus for current sensing
US7746038B2 (en) * 2008-01-02 2010-06-29 Hamilton Sundstrand Corporation System and method for suppressing DC link voltage buildup due to generator armature reaction
US7834603B2 (en) * 2008-05-21 2010-11-16 Allegro Microsystems, Inc. Circuit combining a switching regulator and an overvoltage detection circuit
US8587268B1 (en) 2008-06-18 2013-11-19 National Semiconductor Corporation System and method for providing an active current assist with analog bypass for a switcher circuit
US8008902B2 (en) * 2008-06-25 2011-08-30 Cirrus Logic, Inc. Hysteretic buck converter having dynamic thresholds
JP5091028B2 (ja) * 2008-06-26 2012-12-05 株式会社リコー スイッチングレギュレータ及びそのスイッチングレギュレータを備えた半導体装置
WO2010002906A2 (en) * 2008-06-30 2010-01-07 Monolithic Power Systems, Inc. Voltage converters
US8269474B2 (en) * 2008-07-23 2012-09-18 Intersil Americas Inc System and method for reducing voltage overshoot during load release within a buck regulator
CN101552560B (zh) * 2009-01-13 2011-06-22 成都芯源系统有限公司 一种开关稳压电路及其控制方法
US9088216B2 (en) 2009-01-19 2015-07-21 Power Systems Technologies, Ltd. Controller for a synchronous rectifier switch
US8552957B2 (en) * 2009-02-02 2013-10-08 Apple Inc. Liquid crystal display reordered inversion
JP2010200450A (ja) * 2009-02-24 2010-09-09 Fujitsu Semiconductor Ltd 半導体集積回路および電源装置
JP2010226833A (ja) * 2009-03-23 2010-10-07 Mitsumi Electric Co Ltd コンパレータおよびｄｃ−ｄｃコンバータ
US8058812B2 (en) * 2009-04-09 2011-11-15 Linear Technology Corporation Buck-mode boost converter with regulated output current
JP5350074B2 (ja) * 2009-05-22 2013-11-27 旭化成エレクトロニクス株式会社 同期整流型ｄｃ−ｄｃコンバータ
US9077248B2 (en) 2009-06-17 2015-07-07 Power Systems Technologies Ltd Start-up circuit for a power adapter
GB0912745D0 (en) * 2009-07-22 2009-08-26 Wolfson Microelectronics Plc Improvements relating to DC-DC converters
US8330435B2 (en) 2009-10-15 2012-12-11 Intersil Americas Inc. Hysteretic controlled buck-boost converter
JP5586211B2 (ja) * 2009-11-17 2014-09-10 株式会社東芝 Ｄｃ−ｄｃコンバータおよび半導体集積回路
US8976549B2 (en) 2009-12-03 2015-03-10 Power Systems Technologies, Ltd. Startup circuit including first and second Schmitt triggers and power converter employing the same
US9246391B2 (en) 2010-01-22 2016-01-26 Power Systems Technologies Ltd. Controller for providing a corrected signal to a sensed peak current through a circuit element of a power converter
US20110193539A1 (en) * 2010-02-10 2011-08-11 Texas Instruments Incorporated Switching Regulator with Offset Correction
US8558523B2 (en) * 2010-04-01 2013-10-15 Intersil Americas Inc. System and method of intermittent diode braking for multiple phase voltage regulator
US8334683B2 (en) * 2010-08-24 2012-12-18 Intersil Americas Inc. System and method for current limiting a DC-DC converter
FR2964510B1 (fr) * 2010-09-07 2013-06-14 Renault Sa Dispositif de recharge pour batterie automobile et procede de gestion du dispositif.
JP2012060758A (ja) 2010-09-08 2012-03-22 Sanken Electric Co Ltd スイッチング電源装置及び電源システム
JP5703671B2 (ja) * 2010-10-05 2015-04-22 富士通セミコンダクター株式会社 電源コントローラ、および電子機器
US9143033B2 (en) 2010-11-30 2015-09-22 Taiwan Semiconductor Manufacturing Company, Ltd. Hysteretic power converter with calibration circuit
US9306460B2 (en) * 2011-02-23 2016-04-05 Vkr Holding A/S Power supply comprising a standby feature
TW201240341A (en) * 2011-03-17 2012-10-01 Anpec Electronics Corp Zero current detecting circuit and related synchronous switching power converter
US8552706B2 (en) * 2011-03-29 2013-10-08 Analog Devices, Inc. Stability methods and structures for current-mode DC-DC voltage converters
CN102204072B (zh) * 2011-04-13 2013-06-12 华为技术有限公司 迟滞控制转换电路和供电系统
US9166028B2 (en) * 2011-05-31 2015-10-20 Infineon Technologies Austria Ag Circuit configured to adjust the activation state of transistors based on load conditions
US9219411B2 (en) * 2011-09-13 2015-12-22 Intel Deutschland Gmbh DC/DC converter, method for providing an output voltage on the basis of an input voltage and computer program
US8957657B2 (en) * 2011-09-16 2015-02-17 Fairchild Semiconductor Corporation Startup of DC-DC converters utilizing multiple power segments
US8988054B2 (en) * 2011-12-27 2015-03-24 St-Ericsson Sa Single feedback loop for parallel architecture buck converter—LDO regulator
BE1020014A5 (nl) * 2012-01-27 2013-03-05 Mindcet Bvba Werkwijzen en systeem voor het berekenen van modelparameters voor een te modelleren spoel.
US9190898B2 (en) * 2012-07-06 2015-11-17 Power Systems Technologies, Ltd Controller for a power converter and method of operating the same
ITMI20121231A1 (it) 2012-07-16 2014-01-17 St Microelectronics Srl Metodo di controllo burst-mode per basso consumo in ingresso in convertitori risonanti e relativo dispositivo di controllo
KR20140041108A (ko) * 2012-09-27 2014-04-04 삼성전자주식회사 전원 공급 장치 및 히스테리시스 벅 컨버터
TW201415780A (zh) * 2012-10-03 2014-04-16 Inno Tech Co Ltd 同步整流升降壓轉換器
US9246383B2 (en) 2012-10-05 2016-01-26 Linear Technology Corporation System and method for input voltage regulation of switch mode supplies implementing burst mode operation
CN102946130B (zh) * 2012-11-30 2015-01-07 成都芯源系统有限公司 一种电池充电电路及其控制电路和控制方法
TWI451225B (zh) * 2012-12-10 2014-09-01 Richtek Technology Corp 低待機電流的電源轉換器控制電路及控制方法
US9240712B2 (en) 2012-12-13 2016-01-19 Power Systems Technologies Ltd. Controller including a common current-sense device for power switches of a power converter
CN103929062B (zh) 2013-01-11 2017-04-12 登丰微电子股份有限公司 直流转直流电源转换电路
US10404165B2 (en) * 2013-01-29 2019-09-03 Semtech Corporation Adaptive switching frequency adjustment for a power supply
US20140253080A1 (en) * 2013-03-11 2014-09-11 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for advanced pulse skipping control in buck regulators
CN103326574A (zh) * 2013-05-27 2013-09-25 苏州贝克微电子有限公司 电压反馈突发模式电路
CN103441749B (zh) * 2013-07-24 2016-09-21 国家电网公司 一种迟滞可控的同步比较器
US10320290B2 (en) * 2013-08-09 2019-06-11 Microsemi Corporation Voltage regulator with switching and low dropout modes
JP6209022B2 (ja) * 2013-08-27 2017-10-04 リコー電子デバイス株式会社 スイッチングレギュレータ
US9300206B2 (en) 2013-11-15 2016-03-29 Power Systems Technologies Ltd. Method for estimating power of a power converter
US9621036B2 (en) 2014-01-09 2017-04-11 Allegro Microsystems, Llc Circuits and techniques for improving regulation in a regulator having more than one mode of operation
CN103944385B (zh) * 2014-03-24 2016-06-01 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 一种超低静态功耗的控制电路、控制方法及开关型调节器
TWI560984B (en) 2015-04-16 2016-12-01 Anpec Electronics Corp Zero current detecting circuit and related synchronous switching power converter and method
JP6592978B2 (ja) * 2015-06-12 2019-10-23 富士電機株式会社 スイッチング電源用制御ｉｃにおける入力前置回路および該入力前置回路を有するスイッチング電源制御装置
GB2553799A (en) * 2016-09-14 2018-03-21 Nordic Semiconductor Asa DC-DC Converters
KR20180065271A (ko) 2016-12-07 2018-06-18 이주호 스위칭 레귤레이터의 dc/dc 컨버터회로
EP3551943B1 (en) * 2016-12-08 2021-04-14 Belimo Holding AG Hvac actuator
WO2018184015A1 (en) * 2017-03-31 2018-10-04 Case Western Reserve University Power management for wireless nodes
CN111033999B (zh) * 2018-03-30 2023-04-28 富士电机株式会社 功率因数改善电路及半导体装置
US10250118B1 (en) * 2018-04-16 2019-04-02 Nxp B.V. PWM mode boost switching regulator with programmable pulse skip mode
TWI657651B (zh) * 2018-05-23 2019-04-21 茂達電子股份有限公司 用於直流電壓轉換器之頻率補償電路
TWI668550B (zh) * 2018-06-14 2019-08-11 華邦電子股份有限公司 電流調整電路和方法
US10615694B2 (en) * 2018-09-07 2020-04-07 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Circuit and method for suppressing audio noise in DC-DC converters
US10666139B1 (en) 2019-02-27 2020-05-26 Analog Devices International Unlimited Company Switching regulator with proportional-integral (PI) control compensation network clamp
CN113892229A (zh) 2019-05-29 2022-01-04 微芯片技术股份有限公司 用于无线功率传输的转换器以及相关的系统、方法和设备
US10720838B1 (en) * 2019-06-05 2020-07-21 Nxp B.V. Forced-burst voltage regulation for burst-mode DC-DC converters
WO2021134745A1 (en) * 2020-01-02 2021-07-08 Texas Instruments Incorporated Adjustable power save mode threshold for switching converter
US10784783B1 (en) 2020-01-06 2020-09-22 Nxp B.V. Charge-cycle control for burst-mode DC-DC converters
US11038427B1 (en) 2020-01-06 2021-06-15 Nxp B.V. Charge-cycle control for burst-mode DC-DC converters
IT202000000877A1 (it) * 2020-01-17 2021-07-17 St Microelectronics Srl Circuito di controllo pfc per un convertitore boost, relativo circuito integrato, convertitore boost, alimentatore e procedimento
JP7385491B2 (ja) * 2020-02-17 2023-11-22 株式会社豊田中央研究所 スイッチング電源の制御回路
US11218074B2 (en) * 2020-05-03 2022-01-04 Dongguan Changgong Microelectronics Ltd Error amplifier with accurate output clamp function
US11804779B2 (en) 2020-09-22 2023-10-31 Semiconductor Components Industries, Llc Power converter with voltage-selective skip mode entry load compensation
CN112953180B (zh) * 2021-04-26 2023-06-23 江苏应能微电子有限公司 开关电源开通时间控制方法、装置及开关电源
US11545901B1 (en) * 2021-07-08 2023-01-03 University Of Macau Control system for buck converter
WO2023001315A1 (zh) * 2021-07-22 2023-01-26 圣邦微电子（北京）股份有限公司 开关变换器
US20230103263A1 (en) * 2021-09-30 2023-03-30 Texas Instruments Incorporated Dc-dc converter circuit
TWI817911B (zh) * 2023-03-14 2023-10-01 能創半導體股份有限公司 可調整過零參考電流的電壓轉換器以及方法

Family Cites Families (40)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3581186A (en) * 1969-03-19 1971-05-25 Motorola Inc Reduced forward voltage drop rectifying circuit
US3579091A (en) * 1969-05-16 1971-05-18 Bell Telephone Labor Inc Switching regulator with random noise generator
US3772588A (en) * 1971-10-01 1973-11-13 Cogar Corp Dual control loop switching regulator
US3863128A (en) * 1973-07-30 1975-01-28 Honeywell Inc Voltage monitoring controlling and protecting apparatus employing programmable unijunction transistor
US3978393A (en) * 1975-04-21 1976-08-31 Burroughs Corporation High efficiency switching regulator
US4071884A (en) * 1976-06-14 1978-01-31 Micro Components Corporation Integrated circuit high voltage DC converter
US4578630A (en) * 1984-11-23 1986-03-25 At&T Bell Laboratories Buck boost switching regulator with duty cycle limiting
US4634956A (en) * 1985-01-10 1987-01-06 Motorola, Inc. DC to DC converter
US4672303A (en) * 1986-08-28 1987-06-09 International Business Machines Corporation Inductor current control circuit
US4929882A (en) * 1987-06-23 1990-05-29 National Semiconductor Corporation Apparatus for converting DC to DC having non-feed back variable hysteretic current-mode control for maintaining approximately constant frequency
JPH03113986A (ja) 1989-09-27 1991-05-15 Toshiba Corp カメラエンコーダシステム
JPH0442771A (ja) 1990-06-06 1992-02-13 Fujitsu Ltd 高効率型ｄｃ／ｄｃコンバータ
JP3113986B2 (ja) 1991-03-07 2000-12-04 三菱樹脂株式会社 防食管継手の製造方法
GB9116616D0 (en) * 1991-08-01 1991-09-18 Thomson Consumer Electronics Switched mode power supply with startup precharge
US5481178A (en) * 1993-03-23 1996-01-02 Linear Technology Corporation Control circuit and method for maintaining high efficiency over broad current ranges in a switching regulator circuit
IT1268472B1 (it) * 1993-10-22 1997-03-04 St Microelectronics Srl Convertitore buck a modalita' di funzionamento automaticamente determinata dal livello di carico
US5745352A (en) * 1994-10-27 1998-04-28 Sgs-Thomson Microelectronics S.R.L. DC-to-DC converter functioning in a pulse-skipping mode with low power consumption and PWM inhibit
US6177678B1 (en) * 1995-04-05 2001-01-23 Brasscorp Ltd. Method and apparatus for leak detection and non-destructive testing
US5528125A (en) * 1995-04-05 1996-06-18 Texas Instruments Incorporated Buck-boost switch mode power supply with burst topology
JPH09140126A (ja) * 1995-05-30 1997-05-27 Linear Technol Corp 適応スイッチ回路、適応出力回路、制御回路およびスイッチング電圧レギュレータを動作させる方法
US5773966A (en) * 1995-11-06 1998-06-30 General Electric Company Dual-mode, high-efficiency dc-dc converter useful for portable battery-operated equipment
US5705919A (en) * 1996-09-30 1998-01-06 Linear Technology Corporation Low drop-out switching regulator architecture
US5929620A (en) * 1996-11-07 1999-07-27 Linear Technology Corporation Switching regulators having a synchronizable oscillator frequency with constant ramp amplitude
DE19826152A1 (de) * 1998-06-12 1999-12-16 Thomson Brandt Gmbh Anordnung mit einem Schaltnetzteil und einem Mikroprozessor
US6307356B1 (en) * 1998-06-18 2001-10-23 Linear Technology Corporation Voltage mode feedback burst mode circuit
US6127815A (en) * 1999-03-01 2000-10-03 Linear Technology Corp. Circuit and method for reducing quiescent current in a switching regulator
US6304088B1 (en) * 1999-05-21 2001-10-16 Micrel Incorporated Voltage monitor circuit with adjustable hysteresis using a single comparator
US6803752B1 (en) * 2000-02-14 2004-10-12 Linear Technology Corporation Polyphase PWM regulator with high efficiency at light loads
US6268764B1 (en) * 2000-02-18 2001-07-31 Microchip Technology Incorporated Bandgap voltage comparator used as a low voltage detection circuit
US6215288B1 (en) * 2000-02-25 2001-04-10 Cadence Design Systems, Inc. Ultra-low power switching regulator method and apparatus
US6348780B1 (en) * 2000-09-22 2002-02-19 Texas Instruments Incorporated Frequency control of hysteretic power converter by adjusting hystersis levels
US6674274B2 (en) * 2001-02-08 2004-01-06 Linear Technology Corporation Multiple phase switching regulators with stage shedding
EP1367703A1 (en) * 2002-05-31 2003-12-03 STMicroelectronics S.r.l. Method of regulation of the supply voltage of a load and relative voltage regulator
CN1302596C (zh) * 2002-07-26 2007-02-28 联想(北京)有限公司 突发负载的电源供电方法
US6724174B1 (en) * 2002-09-12 2004-04-20 Linear Technology Corp. Adjustable minimum peak inductor current level for burst mode in current-mode DC-DC regulators
DE10393361T5 (de) * 2002-09-30 2005-09-08 Infineon Technologies Ag Schaltnetzteile
US6801026B2 (en) * 2002-12-20 2004-10-05 Intel Corporation Hysteretic DC-DC converters
US7030596B1 (en) * 2003-12-03 2006-04-18 Linear Technology Corporation Methods and circuits for programmable automatic burst mode control using average output current
US7213057B2 (en) * 2004-03-31 2007-05-01 Intel Corporation Method for configuration of notebook computer based on location
US7535786B1 (en) * 2006-04-19 2009-05-19 Darryl Walker Semiconductor device having variable parameter selection based on temperature and test method

Also Published As

Publication number Publication date
TWI396953B (zh) 2013-05-21
US20080030178A1 (en) 2008-02-07
US7990120B2 (en) 2011-08-02
JP5240983B2 (ja) 2013-07-17
CN101123395A (zh) 2008-02-13
JP2008043195A (ja) 2008-02-21
CN101123395B (zh) 2012-06-20
KR101379627B1 (ko) 2014-04-10
TW200827969A (en) 2008-07-01

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR101379627B1 (ko) 스위칭 레귤레이터의 버스트 모드에 대하여 조절 가능한피크 인덕터 전류 및 히스테리시스를 위한 회로 및 방법
USRE41037E1 (en) Adjustable minimum peak inductor current level for burst mode in current-mode DC-DC regulators
KR100794773B1 (ko) 부하에 응답하는 스위칭 주파수를 갖는 ｄｃ-ｄｃ 조정기
Huang et al. Hybrid buck–boost feedforward and reduced average inductor current techniques in fast line transient and high-efficiency buck–boost converter
US7276886B2 (en) Dual buck-boost converter with single inductor
US7116085B2 (en) DC-DC converter
US9184659B2 (en) Self-adaptive current-mode-control circuit for a switching regulator
US11563378B2 (en) Seamless DCM-PFM transition for single pulse operation in DC-DC converters
KR101443583B1 (ko) 출력 전압을 조절하는 방법
CN106716806B (zh) 切换式功率级及用于控制切换式功率级的方法
KR20080023648A (ko) 임의의 ｅｓｒ을 갖는 출력 캐패시터를 사용할 수 있도록고정된 온-타임을 이용하여 버크 조정기에서 리플을발생하는 방법
WO2017014931A1 (en) Circuits and methods for controlling a boost switching regulator based on inductor current
EP3384588B1 (en) Boost dc-dc converter having digital control and reference pwm generators
US11271479B2 (en) Automatic frequency oscillator for pulse-regulated switch-mode power supply
US20060279268A1 (en) Method for Operational Amplifier Output Clamping for Switching Regulators
US10243464B2 (en) Power regulator with prevention of inductor current reversal
US11394287B2 (en) Adjustable power save mode threshold for switching converter
US20240006992A1 (en) Dc-dc converter control circuit
JP2005124269A (ja) 高効率な電源システム
KR102614796B1 (ko) 하이브리드 벅-부스트 컨버터
US20240113621A1 (en) Boost converter with wide average current limiting range
TW202320467A (zh) 擴展用於直直流轉換器之操作電壓範圍之適應性最小工作週期設計

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E90F Notification of reason for final refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant