JP2012060758A

JP2012060758A - スイッチング電源装置及び電源システム

Info

Publication number: JP2012060758A
Application number: JP2010200888A
Authority: JP
Inventors: Masaru Nakamura; 勝中村
Original assignee: Sanken Electric Co Ltd
Current assignee: Sanken Electric Co Ltd
Priority date: 2010-09-08
Filing date: 2010-09-08
Publication date: 2012-03-22
Also published as: KR20120025979A; KR101292590B1

Abstract

【課題】入力電圧のリップルを抑え、ＥＳＲの小さな出力コンデンサを利用した場合においても安定動作が可能であり、且つロードレギュレーション特性の良好なスイッチング電源装置及び電源システムを提供する。
【解決手段】入力電圧Ｖｉｎに接続されたハイサイドＭＯＳＦＥＴ１１と、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ１１のスイッチング周波数に同期したランプ信号を生成するランプジェネレータ１８と、基準信号とハイサイドＭＯＳＦＥＴ１１を駆動する駆動信号との位相差を検知するとともに、検知した位相差に基づいてオン幅制御信号を生成する位相電圧変換回路２４と、ランプ信号とフィードバック信号ＦＢと第１基準電圧ＲＥＦとに基づいてハイサイドＭＯＳＦＥＴ１１のオンタイミングを制御するとともに、オン幅制御信号に基づいてハイサイドＭＯＳＦＥＴ１１のオン幅を制御する第１フィードバック制御回路１とを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、直流安定化電圧を供給するスイッチング電源装置及び電源システムに関する。

画像エンジンやＣＰＵ等のデジタル信号処理ＬＳＩの電源電圧を供給するＤＣ・ＤＣコンバーターには、ダイナミックに変動するデジタル負荷に対して、出力電圧の変動幅を極力抑え込む高い負荷応答性能が求められるが、出力電圧と基準電圧との比較のためにエラーアンプを搭載したＤＣ・ＤＣコンバーターは、当該エラーアンプが遅れ要素の主要因となり、負荷応答性能が悪化するという問題点を有する。そこで、遅れ要素の主要因であるエラーアンプを搭載しないことにより、デジタル負荷の要求に対する負荷応答性能を向上させたＰＦＭ（周波数変調）制御のリップルコンバーターが提案され広く用いられている。

古典的なＰＦＭリップルコンバーターは、出力電圧のリップル電圧を検出して制御を行う方式であるために、十分なリップル信号を得るために出力コンデンサにはＥＳＲ（ＥｑｕｉｖａｌｅｎｔＳｅｒｉｅｓＲｅｓｉｓｔａｎｃｅ：等価直列抵抗）の大きい電解コンデンサ等が必要であり、システムの小型化の妨げになっていた。

近年に至っては、先行技術の一例と示した特許文献１，２のように、ＥＳＲによるリップルを想定したＲａｍｐ信号を、フィードバック電圧あるいは基準電圧側に重畳することで、ＥＳＲの小さなセラミックコンデンサを出力コンデンサとして用いた場合でも安定動作できる製品が多く提案され、製品化されつつある。

図１３は、特許文献１，２に記載の内容を含む従来のスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。また、図１４は、従来のスイッチング電源装置の動作を示すタイミングチャートである。これらの図を参照して、一般的なオン幅固定型のリップル制御方式を採用したスイッチング電源装置の動作について説明する。なお、特許文献１，２には、共にＲａｍｐ信号をフィードバック信号に重畳する方式が開示されているが、この方式はＲａｍｐ信号を基準電圧に重畳する方式と動作的に等価であるため、後々の説明を簡略化するために、Ｒａｍｐ信号を基準電圧に重畳する方式に変更して説明する。

図１３において、Ｒａｍｐジェネレータ１８は、ＥＳＲのリップル信号を想定したＲａｍｐ信号を生成し、重畳回路３に出力する。重畳回路３は、第１基準電圧ＲＥＦに対して、正の傾斜を持つＲａｍｐ信号を重畳した第２基準電圧ＲＥＦ２を生成し、フィードバックコンパレータ４の正入力に対して出力する。

一方、フィードバック電圧ＦＢは、フィードバックコンパレータ４の負入力に対して出力される。このフィードバック電圧ＦＢは、出力電圧Ｖｏｕｔをフィードバック分圧抵抗１６と１７とによって分圧した電圧である。フィードバック電圧ＦＢが第２基準電圧ＲＥＦ２を下回ると、フィードバックコンパレータ４は、即座にＦＢ_ＴＲＧ信号を１Ｓｈｏｔ回路５ａに対して出力する。

１Ｓｈｏｔ回路５ａは、フィードバックコンパレータ４により出力されたＦＢ_ＴＲＧ信号を受けて、一定時間幅のＯＮ_ＴＲＧ信号を生成し、オンタイマー７ｂのＳｅｔ端子に対して出力する。

一方、フィードフォワード回路６ｂは、入力電圧Ｖｉｎや出力電圧Ｖｏｕｔの設定が変わっても、一定のスイッチング周波数を維持するために、入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔとを検出し、Ｖｉｎに比例してＶｏｕｔに反比例するフィードフォワード信号Ｉｔｏｎを生成し、オンタイマー７ｂのＡｄｊ端子に出力する。

オンタイマー７ｂは、１Ｓｈｏｔ回路５ａにより出力されたＯＮ_ＴＲＧ信号をトリガーとして、フィードフォワード信号Ｉｔｏｎに応じたＴｏｎ信号をドライブロジック８に対して出力する。フィードフォワード信号Ｉｔｏｎが大きくなるほど、Ｔｏｎ信号の時間幅は狭くなる。

ドライブロジック８は、オンタイマー８により出力されたＴｏｎ信号に基づいて、ハイサイドドライバ９の駆動信号Ｈｏｎとローサイドドライバ１０の駆動信号Ｌｏｎとを出力すると同時に、回生期間が終了してインダクタ１３に流れる電流ＩＬの極性が反転したことをＳＷ信号で検出し、駆動信号ＬｏｎをＨｉｇｈからＬｏｗへ切り替えることで、ローサイドＭＯＳＦＥＴ１２をオフさせて、インダクタ電流ＩＬの過大な逆流を防止することで、無用な損失の発生を防ぐ機能を備えている。

ハイサイドドライバ９は、ドライブロジック８により出力されたＨｏｎ信号に基づいて、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ１１のゲートを駆動することで、インダクタ１３を介して出力コンデンサ１４と出力負荷１５とに対してエネルギーを供給する。

ローサイドドライバ１０は、ドライブロジック８により出力されたＬｏｎ信号に基づいて、ローサイドＭＯＳＦＥＴ１２のゲートを駆動し、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ１１がオフした後のインダクタ電流ＩＬの回生期間に、ローサイドＭＯＳＦＥＴ１２をオンさせることで、導通損失を低減させる。

このように、図１３に示す従来のスイッチング電源装置は、上述した一連の動作によって、出力負荷電流Ｉｏｕｔが軽負荷から重負荷へ急変して出力電圧Ｖｏｕｔが低下した際に、即座にハイサイドＭＯＳＦＥＴをオンさせることで高い負荷応答性を実現し、さらに、古典的なリップル制御方式では不可能だった出力コンデンサのセラコン化を実現することができる。

米国特許第６５８３６１０号明細書特開２００８−７２８９１２号公報

しかしながら、特許文献１，２に示すような一定傾斜のＲａｍｐ信号をフィードバック電圧ＦＢあるいは基準電圧ＲＥＦに重畳する方式は、出力負荷電流Ｉｏｕｔが変化してスイッチング周波数が変化した際に、Ｒａｍｐ信号の振幅が変化することに伴って、出力電圧Ｖｏｕｔも変動し、ＤＣ・ＤＣコンバーターの重要特性であるロードレギュレーションが悪化してしまうという欠点を有する。具体的には図１４に示すタイミングチャートを用いて説明する。

出力負荷電流Ｉｏｕｔが重負荷から軽負荷に急変すると、出力電圧Ｖｏｕｔは瞬間的に跳ね上がる。その後、時間の経過とともに出力電圧Ｖｏｕｔが低下し、Ｒａｍｐ信号が重畳された第２基準電圧ＲＥＦ２の頂点電位をフィードバック信号ＦＢが下回った時に、１Ｓｈｏｔ回路５ａは、オントリガー信号ＯＮ_ＴＲＧを出力する。これによってハイサイドＭＯＳＦＥＴ１１はオンするものの、出力負荷電流Ｉｏｕｔが少ないほど、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ１１のオンタイミングは遅くなる。すなわち、出力負荷電流Ｉｏｕｔが少ないほど、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ１１のスイッチング周波数は低くなる。

スイッチング周波数が低くなると、第１基準電圧ＲＥＦに重畳されるＲａｍｐ信号の振幅が相対的に増加するため、第２基準電圧ＲＥＦ２は、重負荷時と比べて大きな値となる。この結果、ロードレギュレーション特性は悪化することになる。図１４に示すように、出力電圧Ｖｏｕｔは、軽負荷から重負荷に変化した場合においても急落し、その後においても回復しないため、軽負荷時と重負荷時とで大きな電圧差を有していると言うことができ、ロードレギュレーション特性が良いとは言い難い。

ロードレギュレーションを改善するためには第２基準電圧ＲＥＦ２に重畳されるＲａｍｐ振幅量を減らす必要があるが、この場合におけるスイッチング電源装置は、セラミックコンデンサなどの低ＥＳＲのコンデンサを出力コンデンサとして用いた結果、動作が不安定になってしまうという問題点が再浮上する。

また、１つの制御基板上には、複数の異なるデジタル信号処理ＬＳＩが搭載されているのが普通であり、それぞれのＬＳＩに対して最適な電源電圧を供給する必要があるために、例えば１２Ｖのような１つの入力電圧から、複数個のＤＣ・ＤＣコンバーターを用いて、３．３Ｖ、１．８Ｖ、１．０５Ｖ等の電圧を生成するのが通常である。

この際に、それぞれのＤＣ・ＤＣコンバーターのインダクタ電流のピーク値が重なってしまうと、総合入力電流のピーク値が大きくなり過ぎて、１２Ｖの入力電圧が想定外に大きくドロップし、最悪は誤動作に至るという問題がある。また、入力コンデンサに電解コンデンサを用いた場合に、許容範囲を超えるリップル電流は発熱の原因となり、電源システムとしての寿命を縮めてしまう。

本発明は上述した従来技術の問題点を解決するもので、入力電圧のリップルを抑え、ＥＳＲの小さな出力コンデンサを利用した場合においても安定動作が可能であり、且つロードレギュレーション特性の良好なスイッチング電源装置及び電源システムを提供することを課題とする。

本発明に係るスイッチング電源装置は、上記課題を解決するために、入力電圧に接続されたハイサイドスイッチと、前記ハイサイドスイッチのスイッチング周波数に同期したランプ信号を生成するランプ信号生成部と、基準信号と前記ハイサイドスイッチを駆動する駆動信号との位相差を検知するとともに、検知した位相差に基づいてオン幅制御信号を生成するオン幅制御信号生成部と、前記ランプ信号生成部により生成されたランプ信号と出力電圧に応じた大きさのフィードバック信号と第１基準電圧とに基づいて前記ハイサイドスイッチのオンタイミングを制御するとともに、前記オン幅制御信号生成部により生成されたオン幅制御信号に基づいて前記ハイサイドスイッチのオン幅を制御する制御部とを備えることを特徴とする。

本発明に係る電源システムは、前記入力電圧に接続されたハイサイドスイッチを含む基準用スイッチング電源装置と、請求項１乃至請求項９のいずれか１項記載の１以上のスイッチング電源装置とを備え、前記１以上のスイッチング電源装置の各々が有するオン幅制御信号生成部は、前記基準用スイッチング電源装置と前記１以上のスイッチング電源装置との中から自己のスイッチング電源装置を除くいずれか１つのスイッチング電源装置が有するハイサイドスイッチを駆動する駆動信号を前記基準信号として使用することを特徴とする。

本発明によれば、入力電圧のリップルを抑え、ＥＳＲの小さな出力コンデンサを利用した場合においても安定動作が可能であり、且つロードレギュレーション特性の良好なスイッチング電源装置及び電源システムを提供することができる。

本発明の実施例１の形態のスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。本発明の実施例１の形態のスイッチング電源装置におけるランプジェネレータの詳細な構成を示す回路図である。本発明の実施例１の形態のスイッチング電源装置における重畳回路の詳細な構成を示す回路図である。本発明の実施例１の形態のスイッチング電源装置におけるサンプルホールド回路の詳細な構成を示す回路図である。本発明の実施例１の形態のスイッチング電源装置におけるフィードフォワード回路の詳細な構成を示す回路図である。本発明の実施例１の形態のスイッチング電源装置におけるオンタイマーの詳細な構成を示す回路図である。本発明の実施例１の形態のスイッチング電源装置において、位相電圧変換回路が存在しないと仮定した場合の構成を示す回路図である。本発明の実施例１の形態のスイッチング電源装置において、位相電圧変換回路が存在しないと仮定した場合の第１コンバータの動作を示すタイミングチャートである。本発明の実施例１の形態のスイッチング電源装置において、位相電圧変換回路が存在しないと仮定した場合の動作を示すタイミングチャートである。本発明の実施例１の形態のスイッチング電源装置における位相電圧変換回路の詳細な構成を示す回路図である。本発明の実施例１の形態のスイッチング電源装置の動作を示すタイミングチャートである。本発明の実施例１の形態のスイッチング電源装置の変形例における構成を示す回路図である。従来のスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。従来のスイッチング電源装置の動作を示すタイミングチャートである。

以下、本発明のスイッチング電源装置及び電源システムの実施の形態を、図面に基づいて詳細に説明する。

以下、本発明の実施例について図面を参照しながら説明する。まず、本実施の形態の構成を説明する。図１は、本発明の実施例１のスイッチング電源装置及び電源システムの構成を示す回路図である。なお、図１において、図１３における従来装置の構成要素と同一ないし均等のものは、前記と同一符号を以て示し、重複した説明を省略する。

この電源システムは、図１に示すように、位相電圧変換回路２４、第１コンバータ２６ａ、及び第２コンバータ２６ｂにより構成される。ただし、本発明に係るスイッチング電源装置は、位相電圧変換回路２４と第１コンバータ２６ａとの構成により実現可能である。また、第１コンバータ２６ａ内の制御回路２５と第２コンバータ２６ｂ内の制御回路２５とは、同じ構成を有しているものとする。

第１コンバータ２６ａは、制御回路２５、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ１１、ローサイドＭＯＳＦＥＴ１２、インダクタ１３、出力平滑コンデンサ１４、出力負荷１５、フィードバック抵抗１６、及びフィードバック抵抗１７により構成される。また、制御回路２５は、第１フィードバック制御回路１、第２フィードバック制御回路２、及び重畳回路３により構成される。

一方、第２コンバータ２６ｂは、制御回路２５、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ２６、ローサイドＭＯＳＦＥＴ２７、インダクタ２８、出力平滑コンデンサ２９、出力負荷３０、フィードバック抵抗３９、及びフィードバック抵抗４０により構成され、本発明の基準用スイッチング電源装置に対応する。ハイサイドＭＯＳＦＥＴ２６は、入力電圧Ｖｉｎに接続されたハイサイドスイッチである。第１コンバータ２６ａと第２コンバータ２６ｂとは、基本的には回路構成が同じであるため、主に第１コンバータ２６ａについて説明する。

第１フィードバック制御回路１は、フィードバックコンパレータ４、１ＳＨＯＴ回路５、フィードフォワード回路６、オンタイマー７、ドライブロジック８、ハイサイドドライバ９、及びローサイドドライバ１０により構成される。

また、第２フィードバック制御回路２は、ランプジェネレータ１８、サンプルホールド回路１９、エラーアンプ２０、位相補償抵抗２１、及び位相補償コンデンサ２２により構成される。

すなわち、本実施例のスイッチング電源装置における第１コンバータ２６ａは、図１３に示す従来のスイッチング電源装置に対して、第２フィードバック制御回路２を備える点で異なる。

ハイサイドＭＯＳＦＥＴ１１は、本発明のハイサイドスイッチに対応し、ドレイン端子が入力電圧Ｖｉｎに接続されている。また、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ１１のソース端子は、ローサイドＭＯＳＦＥＴ１２のドレイン端子に接続されているとともに、インダクタ１３を介して出力負荷１５に接続されている。すなわち、本実施例のスイッチング電源装置における第１コンバータ２６ａは、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ１１とローサイドＭＯＳＦＥＴ１２とのスイッチング動作により入力電圧Ｖｉｎを所定の電圧に変換して出力負荷１５に供給する。なお、第２コンバータ２６ｂも同様に、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ２６とローサイドＭＯＳＦＥＴ２７とのスイッチング動作により入力電圧Ｖｉｎを所定の電圧に変換して出力負荷３０に供給する。

メジャーループである第１フィードバック制御回路１は、出力負荷１５が軽負荷から重負荷へ急変した場合等、ダイナミックに変化する負荷に対して、エラーアンプを介さず高速に動作することで出力電圧Ｖｏｕｔの変化幅を最小限に抑える働きをする。

これに対して、マイナーループである第２フィードバック制御回路２は、ランプジェネレータ１８により生成されたランプ信号の振幅を検知し、この振幅が、出力負荷電流Ｉｏｕｔに寄らず一定となるよう、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ１１のオン幅を最適制御することで、スイッチング周波数Ｆｓｗを一定に保つ。この結果、スタティックな負荷変動に対しては、第２基準電圧ＲＥＦ２のピーク電圧は常時一定に保たれるため、先行技術の問題点であったロードレギュレーション特性を、制御安定性を犠牲にすることなく大幅に改善できる。

位相電圧変換回路２４は、本発明のオン幅制御信号生成部に対応し、基準信号（本実施例においては図１中のＨＤＲＶｂ）とハイサイドＭＯＳＦＥＴ１１を駆動する駆動信号ＨＤＲＶとの位相差を検知するとともに、検知した位相差に基づいてオン幅制御信号を生成する。すなわち、位相電圧変換回路２４は、第１コンバータ２６ａと第２コンバータ２６ｂとの２つのコンバータのスイッチングタイミングの位相差に応じた制御電圧を生成し、オン幅制御信号として第１コンバータ２６ａのＣｏｍｐ端子に出力する。位相電圧変換回路２４の詳細な構成及び作用については後述する。

ランプジェネレータ１８は、本発明のランプ信号生成部に対応し、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ１１のスイッチング周波数に同期したランプ信号（Ｒａｍｐ）を生成する。図２は、本実施例のスイッチング電源装置におけるランプジェネレータ１８の詳細な構成を示す回路図である。ランプジェネレータ１８は、図２に示すように、１ＳＨＯＴ回路１８１、インバータ１８２、ＰｃｈＭＯＳＦＥＴ１８３、コンデンサ１８４、定電流Ｉ１、及び下限クランプ電圧Ｖ２により構成されている。

１ＳＨＯＴ回路１８１は、ハイサイドドライバ９により出力された駆動信号Ｈｏｎを受け、ＨｏｎがＨｉｇｈに切り替わった時に、インバータ１８２を介してＰｃｈＭＯＳＦＥＴ１８３を例えば１００ｎｓ程度の極短い期間だけオンさせる。これにより、コンデンサ１８４は、電源電圧ＲＥＧまで瞬時に充電される。

その後、ＰｃｈＭＯＳＦＥＴ１８３がオフすると、コンデンサ１８４に蓄えられた電荷は、定電流Ｉ１によって徐々に引き抜かれる。その結果、ランプジェネレータ１８は、ＥＳＲのリップル信号を想定したランプ信号を生成することができ、生成したランプ信号を重畳回路３とサンプルホールド回路１９とに出力する。

重畳回路３は、ランプジェネレータ１８により生成されたランプ信号（図１中のＲａｍｐ）の振幅及び周波数に対応した正の傾斜を有する第２ランプ信号を生成するとともに、生成した第２ランプ信号を第１基準電圧（図１中のＲＥＦ：０．５Ｖ）に重畳させて重畳信号（図１中のＲＥＦ２）を生成する。

図３は、本実施例のスイッチング電源装置における重畳回路３の詳細な構成を示す回路図である。重畳回路３は、ＮＰＮトランジスタ３１、ＰＮＰトランジスタ３２、抵抗３３、ＮｃｈＭＯＳＦＥＴ３４，３５、ＰｃｈＭＯＳＦＥＴ３６，３７、抵抗３８、及び定電流源Ｉ２により構成される。

ランプジェネレータ１８により生成されたランプ信号は、ＮＰＮトランジスタ３１とＰＮＰトランジスタ３２によるバッファー回路によりインピーダンス変換され、ＰＮＰトランジスタ３２のエミッタにランプ信号とほぼ同一電圧レベルのＲａｍｐ２信号が出力される。このため、抵抗３３の両端には、ＲＥＧ−Ｒａｍｐ２の電位差が発生し、ランプ信号の変化に応じた電流信号Ｉ３が生成される。この電流信号Ｉ３は、ＮｃｈＭＯＳＦＥＴ３４，３５によるカレントミラー回路と、ＰｃｈＭＯＳＦＥＴ３６，３７によるカレントミラー回路とを介して、抵抗３８に出力されることで電圧変換される。

これにより、重畳回路３は、抵抗３８の高電位側端子において、直流安定電圧である第１基準電圧ＲＥＦに対してＲａｍｐに対応した正の傾斜を有する第２ランプ信号を重畳させ、第２基準電圧ＲＥＦ２（本発明の重畳信号に対応）を生成し、フィードバックコンパレータ４の非反転入力端子に出力する。

第２フィードバック制御回路２に設けられたサンプルホールド回路１９、エラーアンプ２０、位相補償抵抗２１、及び位相補償コンデンサ２２は、本発明の振幅信号生成部に対応し、ランプジェネレータ１８により生成されたランプ信号の振幅に応じた振幅信号（図１中のＣｏｍｐ）を生成する。

サンプルホールド回路１９は、ランプジェネレータ１８により生成されたランプ信号の谷電圧を保持する。図４は、本実施例のスイッチング電源装置におけるサンプルホールド回路１９の詳細な構成を示す回路図である。サンプルホールド回路１９は、図４に示すように、バッファー回路１９１、スイッチ１９２、及びコンデンサ１９３により構成される。

バッファー回路１９１は、ランプ信号をインピーダンス変換した信号を出力し、ランプ信号が谷電圧となるタイミングに合わせて、オンタイマー７によるサンプリング信号Ｓｐｌに基づいてスイッチ１９２が一定のサンプリング時間オンすることで、コンデンサ１９３を充電する。このため、コンデンサ１９３は、次のサンプリング期間が来るまでの間、ランプ信号の谷電圧値Ｖａｌｌｅｙを保持する。

エラーアンプ２０は、本発明の誤差増幅器に対応し、サンプルホールド回路１９により保持された谷電圧Ｖａｌｌｅｙと第２基準電圧（図１中のＶ１）とを比較し、比較結果に応じた誤差増幅信号を生成して振幅信号Ｃｏｍｐとして出力する。すなわち、エラーアンプ２０は、谷電圧Ｖａｌｌｅｙと基準電圧Ｖ１とを比較し、抵抗２１とコンデンサ２２によって位相補償された誤差増幅信号（振幅信号Ｃｏｍｐ）をフィードフォワード回路６に出力する。

第１フィードバック制御回路１は、本発明の制御部に対応し、ランプジェネレータ１８により生成されたランプ信号と出力電圧Ｖｏｕｔに応じた大きさのフィードバック信号ＦＢと第１基準電圧ＲＥＦとに基づいてハイサイドＭＯＳＦＥＴ１１のオンタイミングを制御するとともに、位相電圧変換回路２４により生成されたオン幅制御信号に基づいてハイサイドＭＯＳＦＥＴ１１のオン幅を制御する。

また、第１フィードバック制御回路１は、振幅信号生成部により生成された振幅信号Ｃｏｍｐに基づいてハイサイドＭＯＳＦＥＴ１１のオン幅を制御する。

さらに、第１フィードバック制御回路１は、入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔとに基づいてハイサイドＭＯＳＦＥＴ１１のオン幅を制御する。

図５は、本実施例のスイッチング電源装置におけるフィードフォワード回路６の詳細な構成を示す回路図である。フィードフォワード回路６は、図５に示すように、電圧電流変換回路６１、６２、６３と、除算回路６４、６５の組み合わせによって構成されている。

電圧電流変換回路６１は、入力電圧Ｖｉｎを電流変換することで電流信号Ｉｖｉｎを生成する。また、電圧電流変換回路６２は、出力電圧Ｖｏｕｔを電流変換することで電流信号Ｉｖｏｕｔを生成する。同様に、電圧電流変換回路６３は、振幅信号（誤差増幅電圧）Ｃｏｍｐを電流変換することで電流信号Ｉｃｏｍｐを生成する。

除算回路６４は、電流信号Ｉｖｉｎを電流信号Ｉｖｏｕｔで割り算した電流信号Ｉｆｗを後段の除算回路６５に対して出力する。除算回路６５は、電流信号Ｉｆｗを電流信号Ｉｃｏｍｐで割り算した電流信号Ｉｔｏｎを生成する。このＩｔｏｎの計算式は、Ｉｔｏｎ＝Ｋ×Ｖｉｎ／（Ｖｏｕｔ×Ｃｏｍｐ）で与えられる。ここで、Ｋは、入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧Ｖｏｕｔ、振幅信号Ｃｏｍｐを電流信号へ変換した際の変換係数であり、抵抗値に反比例する次元を持っている。

このようにして、フィードフォワード回路６は、入力電圧Ｖｉｎに比例し、出力電圧Ｖｏｕｔに反比例した出力電流Ｉｔｏｎをオンタイマー７のＡｄｊ端子に出力する。フィードフォワード回路６の動作により、第１フィードバック制御回路１は、スイッチング周波数が入出力条件に依らず一定となるようにハイサイドＭＯＳＦＥＴ１１のオン幅を制御し、さらに、第２フィードバック制御回路により出力された振幅信号（誤差増幅信号）Ｃｏｍｐに反比例する特性をＩｔｏｎに持たせることで、ランプ信号の谷電圧Ｖａｌｌｅｙが基準電圧Ｖ１に等しくなるようにハイサイドＭＯＳＦＥＴ１１のオン幅を制御する。

第１フィードバック制御回路１は、フィードフォワード回路６を有することにより、振幅信号生成部により生成された振幅信号（誤差増幅信号）Ｃｏｍｐに基づいて、ランプジェネレータ１８により生成されたランプ信号の振幅が所定の値を維持するようにハイサイドＭＯＳＦＥＴ１１のオン幅を制御する。

フィードバックコンパレータ４は、フィードバック電圧ＦＢと第２基準電圧ＲＥＦ２とを比較し、フィードバック電圧ＦＢが第２基準電圧ＲＥＦ２の頂上電圧を下回った時に、ＦＢ＿ＴＲＧ信号を出力する。１ＳＨＯＴ回路５は、フィードバックコンパレータ４により出力されたＦＢ＿ＴＲＧ信号に基づいて、ＯＮ＿ＴＲＧ信号を生成し、オンタイマー７のＳｅｔ端子に出力する。

図６は、本実施例のスイッチング電源装置におけるオンタイマー７の詳細な構成を示す回路図である。オンタイマー７は、図６に示すように、コンデンサ７１、コンパレータ７２、ＡＮＤ回路７３、１ＳＨＯＴ回路７４、インバータ回路７５、及びスイッチ７６により構成される。

スイッチ７６は、１ＳＨＯＴ回路５により出力されたＯＮ＿ＴＲＧ信号に基づいて、一定時間オンする。コンデンサ７１は、スイッチ７６がオンすることにより、蓄えた電荷を瞬時に放電する。これによってコンパレータ７２の論理出力レベルがＨｉｇｈとなり、１ＳＨＯＴ回路７４は、一定時間のサンプリング信号Ｓｐｌを出力する。

１ＳＨＯＴ回路７４によるサンプリング期間終了後に、ＡＮＤ回路７３は、出力信号であるドライブロジック制御信号ＴｏｎをＨｉｇｈにする。その後、コンデンサ７１は、フィードフォワード電流信号Ｉｔｏｎによって充電を開始する。コンデンサ７１の電位がしきい値Ｖ３に達すると、コンパレータ７２が出力レベルをＬｏｗに切り替えるので、ＡＮＤ回路７３は、ドライブロジック制御信号ＴｏｎをＬｏｗにする。

ドライブロジック８は、オンタイマー５により出力されたドライブロジック制御信号Ｔｏｎに基づいて、ハイサイドドライバ９の駆動信号Ｈｏｎと、当該駆動信号Ｈｏｎと逆相のローサイドドライバ１０の駆動信号Ｌｏｎを出力する。さらに、ドライブロジック８は、インダクタ１３の回生期間が終了してインダクタ１３に流れる電流ＩＬの極性が反転したことをＳＷ電圧に基づいて検出し、ローサイド駆動信号ＬｏｎをＬｏｗに切り替える。これによってローサイドＭＯＳＦＥＴ１２がオフされるので、スイッチング電源装置は、インダクタ電流ＩＬの過大な逆流を抑え、無用な損失発生を防止する。

ハイサイドドライバ９は、ドライブロジック８により出力されたＨｏｎ信号に基づいてハイサイドＭＯＳＦＥＴ１１のゲートを駆動し、インダクタ１３を介して出力コンデンサ１４及び出力負荷１５に対してエネルギーを供給する。

ローサイドドライバ１０は、ドライブロジック８により出力されたＬｏｎ信号に基づいてローサイドＭＯＳＦＥＴ１２のゲートを駆動し、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ１１がオフした後のインダクタ電流ＩＬの回生期間にローサイドＭＯＳＦＥＴ１２をオンさせることで、導通損失を低減させる。

上述したフィードバックコンパレータ４、１ＳＨＯＴ回路５、オンタイマー７、ドライブロジック８、及びハイサイドドライバ９の動作からわかるように、第１フィードバック制御回路１は、重畳回路３により生成された重畳信号ＲＥＦ２と出力電圧Ｖｏｕｔに応じた大きさのフィードバック信号ＦＢとを比較し、フィードバック信号ＦＢが重畳信号ＲＥＦ２を下回った場合にハイサイドＭＯＳＦＥＴ１１がオンするようにオンタイミングを制御する。

次に、上述のように構成された本実施の形態の作用を説明する。最初に、本実施例のスイッチング電源装置が有する各構成の作用をわかりやすく説明するために、位相電圧変換回路２４が存在しないと仮定した場合について説明する。図７は、本実施例のスイッチング電源装置において、位相電圧変換回路２４が存在しないと仮定した場合の構成を示す回路図である。

この場合において、ランプ信号の振幅が一定になるように制御することで、ロードレギュレーション特性が大幅に向上するメカニズムについて図８を参照して説明する。
図８は、図７のように構成したスイッチング電源装置における第１コンバータ２６ａの動作を示すタイミングチャートである。出力負荷電流Ｉｏｕｔが軽負荷、且つ、一定の状態では、サンプルホールド回路１９、エラーアンプ２０、及びフィードフォワード回路６の動作により、ランプ信号（Ｒａｍｐ）の谷電圧Ｖａｌｌｅｙと基準電圧Ｖ１とは等しくなるように制御される。

次に、出力負荷電流Ｉｏｕｔが重負荷へ急変すると、出力電圧Ｖｏｕｔの低下に伴って、フィードバック電圧ＦＢは低下する。フィードバック電圧ＦＢが第２基準電圧ＲＥＦ２以下になると、フィードバックコンパレータ４の比較結果に基づいて、１ＳＨＯＴ回路５はＯＮ_ＴＲＧ信号を出力する。このＯＮ＿ＴＲＧ信号をきっかけとして、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ１１は即座にオンする。この時に、ランプ信号の谷電圧Ｖａｌｌｅｙが上昇するため、Ｖａｌｌｅｙと基準電圧Ｖ１との間に誤差が発生する。

第２フィードバック制御回路２内のエラーアンプ２０は、この誤差を打ち消すように、振幅信号Ｃｏｍｐを上昇させて出力する。振幅信号Ｃｏｍｐの上昇に反比例して、フィードフォワード回路６によるフィードフォワード電流Ｉｔｏｎは低下する。オンタイマー７は、フィードフォワード信号Ｉｔｏｎが低下しているので、Ｔｏｎ信号の時間幅を広げて出力する。

結果として、第１フィードバック制御回路１は、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ１１のオン幅が広がる方向に制御を行う。すなわち、第１フィードバック制御回路１は、振幅信号生成部により生成された振幅信号（Ｃｏｍｐ）に基づいて、ランプジェネレータ１８ｂにより生成されたランプ信号の振幅が所定の値未満の場合に、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ１１のオン幅を広げるように制御する。この第１フィードバック制御回路１の作用は、図１，７の両方のスイッチング電源装置に共通する作用である。

ハイサイドＭＯＳＦＥＴ１１のオン幅が広がると、入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔの比率で概ね決定されるオンデューティーを一定に保つよう、スイッチング周波数が低下し、結局、軽負荷時のスイッチング周波数Ｆｓｗ１と重負荷時のスイッチング周波数Ｆｓｗ２とは等しくなるように制御される。これによって、ランプ信号の谷電圧Ｖａｌｌｅｙは基準電圧Ｖ１に等しくなるため、第２基準電圧ＲＥＦ２に重畳されるΔＲＥＦの振幅も、負荷電流Ｉｏｕｔに依存せず一定になるよう制御される（図８でいうΔＲＥＦ１＝ΔＲＥＦ２）。

フィードバック電圧ＦＢが上昇し、ランプ信号の谷電圧Ｖａｌｌｅｙが下降してＶａｌｌｅｙと基準電圧Ｖ１との間に誤差が発生した場合においても、第２フィードバック制御回路２内のエラーアンプ２０は、この誤差を打ち消すように、振幅信号Ｃｏｍｐを下降させて出力する。その結果、第１フィードバック制御回路１は、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ１１のオン幅が狭まる方向に制御を行う。すなわち、第１フィードバック制御回路１は、振幅信号生成部により生成された振幅信号Ｃｏｍｐに基づいて、ランプジェネレータ１８ｂにより生成されたランプ信号の振幅が所定の値以上の場合に、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ１１のオン幅を狭めるように制御する。この第１フィードバック制御回路１の作用も、図１，７の両方のスイッチング電源装置に共通する作用である。

ハイサイドＭＯＳＦＥＴ１１のオン幅が狭まると、スイッチング周波数が上昇し、結果として軽負荷時のスイッチング周波数Ｆｓｗ１と重負荷時のスイッチング周波数Ｆｓｗ２とは等しくなるように制御される。これによって、ランプ信号の谷電圧Ｖａｌｌｅｙは基準電圧Ｖ１に等しくなるため、第２基準電圧ＲＥＦ２に重畳されるΔＲＥＦの振幅も、負荷電流Ｉｏｕｔに依存せず一定になるよう制御される。

このように、負荷急変等のダイナミックな負荷変動に対しては、メジャーループである第１フィードバック制御回路１が、エラーアンプを介さず高速に反応することで出力電圧Ｖｏｕｔの変化を最小限に抑え込み、逆に、スタティックな負荷変化に対しては、エラーアンプ２０を用いてランプ信号の振幅が一定に保つように制御することによって、本実施例のスイッチング電源装置は、従来の問題点であったロードレギュレーション特性を制御の安定性を犠牲にすることなく大幅に改善できる。

しかしながら、上述したように１つの制御基板上には、複数の異なるデジタル信号処理ＬＳＩが搭載されているのが普通であり、それぞれのＬＳＩに対して最適な電源電圧を供給する必要があるために、例えば１２Ｖのような１つの入力電圧から、複数個のＤＣ・ＤＣコンバーターを用いて、３．３Ｖ、１．８Ｖ、１．０５Ｖ等の電圧を生成するのが通常である。

具体的には、図９に示すタイミングチャートを用いて説明する。図９は、図７のように構成したスイッチング電源装置の動作を示すタイミングチャートである。図９に示すように、第１コンバータ２６ａ内のハイサイドＭＯＳＦＥＴ１１を駆動する駆動信号ＨＤＲＶと第２コンバータ２６ｂ内のハイサイドＭＯＳＦＥＴ２６を駆動する駆動信号ＨＤＲＶｂとの位相差が最小である場合に、入力電圧ＶｉｎのリップルＶｒｉｐｐｌｅは最大となる。

この問題の対策として、それぞれのＤＣ・ＤＣコンバータのスイッチング周波数を同期させ、さらに電流ピークが重ならないように位相差を持たせることが考えられるが、図７に示すようなスイッチング電源装置は、負荷レベルに応じてハイサイドＭＯＳＦＥＴ１１のオンタイミングが変化する自励発振制御であるため、スイッチング周波数を同期させるのが非常に困難である。

そこで、上述した問題を解決するために、本実施例のスイッチング電源装置は、図１に示すように、マルチ出力コンバータに対して位相電圧変換回路２４を備えた構成となっている。図１に示すスイッチング電源装置において、位相電圧変換回路２４を追加することにより、第１コンバーター２６ａのスイッチング動作は、第２コンバーター２６ｂの基本スイッチング動作に対して、周波数としては一致するように追従制御し、さらに、任意の位相差（ここでは約１８０°としている）を持ってスイッチング動作を行うことで、入力電圧Ｖｉｎのリップルを低減できる原理について説明する。

図１０は、本実施例のスイッチング電源装置における位相電圧変換回路２４の詳細な構成を示す回路図である。図１０に示すように、位相電圧変換回路２４は、１Ｓｈｏｔ回路２３１、１Ｓｈｏｔ回路２３２、ＳＲフリップフロップ２３３、遅延回路２３４、スイッチ２３５、スイッチ２３６、コンデンサ２３７、バッファー２３８、スイッチ２３９、コンデンサ２４０、エラーアンプ２４１、位相補償抵抗２４２、位相補償コンデンサ２４３、バッファー２４４、定電流Ｉ４、及び基準電圧Ｖ４により構成されている。

この位相電圧変換回路２４は、第１コンバーター２６ａからのハイサイドＭＯＳＦＥＴ駆動信号ＨＤＲＶと、第２コンバーター２６ｂからのハイサイドＭＯＳＦＥＴ駆動信号ＨＤＲＶｂ（本発明の基準信号に対応）との位相差を検出して位相差信号Ｐｈ_ｈｏｌｄを生成し、位相差信号Ｐｈ_ｈｏｌｄと基準電圧Ｖ４との誤差増幅信号を、第１コンバーター２６ａのＣｏｍｐ端子へ出力することで、第１コンバーター２６ａの動作を第２コンバーター２６ｂのスイッチング周波数と同期させると同時に、任意の位相差を持たせるための回路である。

具体的には、第２コンバーター２６ｂからのハイサイドＭＯＳＦＥＴ駆動信号ＨＤＲＶｂがＬｏｗからＨｉｇｈに切り替わると、１Ｓｈｏｔ回路２３１は、トリガー信号Ｐｈ２を出力することで、ＳＲフリップフロップ２３３をセット状態にする。このとき、スイッチ２３５がオンするので、コンデンサ２３７は、定電流Ｉ４により充電される。

次に、第１コンバーター２６ａからのハイサイドＭＯＳＦＥＴ駆動信号ＨＤＲＶがＬｏｗからＨｉｇｈに切り替わると、１Ｓｈｏｔ回路２３２は、トリガー信号Ｐｈ１を出力する。このため、スイッチ２３９はオンし、コンデンサ２３７に蓄えられた電圧信号Ｐｈ_ｒａｍｐ信号のピーク値がバッファー２３８を介してコンデンサ２４０に伝達し、位相差信号Ｐｈ_ｈｏｌｄを生成する。同時に、トリガー信号Ｐｈ１は、ＳＲフリップフロップ２３３をリセット状態にするので、スイッチ２３５がオフし、コンデンサ２３７に対する充電を停止させる。

その後、遅延回路２３４は、遅延信号Ｐｈ_ｄｉｓを出力し、スイッチ２３６をオンさせる。このため、コンデンサ２３７は放電される。エラーアンプ２４１は、基準電圧Ｖ４とＰｈ_ｈｏｌｄ信号とを比較し、その誤差電圧を、バッファー２４４を介して、第１コンバーター２６ａのＣｏｍｐ端子に対して出力する。

第１フィードバック制御回路１は、位相電圧変換回路２４により生成されたオン幅制御信号（位相電圧変換回路２４からＣｏｍｐ端子に出力される信号）に基づいて、基準信号ＨＤＲＶｂと駆動信号ＨＤＲＶとの周波数が等しくなるようにハイサイドＭＯＳＦＥＴ１１のオン幅を制御する。

図１１は、本実施例のスイッチング電源装置の動作を示すタイミングチャートである。図１１に示すように、タイミングチャートのロックアップ期間の初期においては、Ｐｈ２とＰｈ１との位相差信号Ｐｈ_ｈｏｌｄが基準電圧Ｖ４に対して低いために、Ｃｏｍｐ信号は上昇する。これにより、第１コンバーター２６ａの第１フィードバック制御回路１は、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ１１のオン幅を広げるように制御する。

ハイサイドＭＯＳＦＥＴ１１のオン幅が広がると、入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔとが一定の条件では、オンデューティーをほぼ一定に保つよう帰還がかかるために、第１コンバーター２６ａのスイッチング周波数は低下し、次の周期におけるハイサイドＭＯＳＦＥＴ１１のオンタイミングは遅れる。

これによってＰｈ２とＰｈ１の位相差が広がるために、位相差信号Ｐｈ_ｈｏｌｄが上昇し、基準電圧Ｖ４との誤差が狭まる。この結果、第１コンバーター２６ａのスイッチング動作と、第２コンバーター２６ｂのスイッチング動作は、周波数としては、ほぼ一致し、また位相差としては、基準電圧Ｖ４で決まる任意の位相差（図１１では１８０°を想定）を持ったスイッチング動作を行う。

言い換えると、位相電圧変換回路２４は、基準電圧Ｖ４を調整することで設定可能な基準位相差を有しており、検知した位相差（基準信号ＨＤＲＶｂと駆動信号ＨＤＲＶとの位相差）と基準位相差とに基づいてオン幅制御信号を生成する。

また、第１フィードバック制御回路１は、位相電圧変換回路２４により生成されたオン幅制御信号に基づいて、基準信号ＨＤＲＶｂと駆動信号ＨＤＲＶとの位相差が基準位相差となるようにハイサイドＭＯＳＦＥＴ１１のオン幅を制御する。いわば、第２コンバータ２６ｂをマスター側としたときに、第１コンバータ２６ａはスレイブ側として周波数の同期をとるとともに所定の位相差となるように動作する。

図１１に示すタイミングチャートのロックアップ期間の初期における総合入力電流Ｉｉｎのピーク値は、インダクタ電流ＩＬとＩＬｂの位相差が少ないために、ほぼ二つのインダクタ電流のピーク値の合計となり非常に大きい。これに伴って、入力電圧Ｖｉｎのリップルは大きくなる。

一方、フェイズロック期間では、二つのインダクタ電流ＩＬとＩＬｂは、周波数としては一致し、位相としては１８０°反転しているために、総合電流Ｉｉｎのピーク値は少なくなっている。これに伴い、入力電圧Ｖｉｎのリップルは小さく抑えることが可能となる。

上述のとおり、本発明の実施例１の形態に係るスイッチング電源装置によれば、入力電圧のリップルを抑え、ＥＳＲの小さな出力コンデンサを利用した場合においても安定動作が可能であり、且つ良好なロードレギュレーション特性を実現することができる。

すなわち、負荷急変等のダイナミックな負荷変動に対しては、メジャーループである第１フィードバック制御回路が、エラーアンプを介さず高速に反応することで出力電圧Ｖｏｕｔの変化を最小限に抑え込み、逆に、スタティックな負荷変化に対しては、エラーアンプ２０を用いてランプ信号の振幅が一定に保つように制御することによって、本実施例のスイッチング電源装置は、ロードレギュレーション特性を制御の安定性を犠牲にすることなく大幅に改善できる。

また、本実施例のスイッチング電源装置が備える位相電圧変換回路２４は、第２コンバータ２６ｂ内のハイサイドＭＯＳＦＥＴ２６を駆動する信号ＨＤＲＶｂを基準信号とすることにより、当該基準信号ＨＤＲＶｂと駆動信号ＨＤＲＶとの位相差に基づいてオン幅制御信号を生成することができる。第１コンバーター２６ａは、Ｃｏｍｐ端子に入力された位相電圧変換回路２４によるオン幅制御信号を優先してハイサイドＭＯＳＦＥＴ１１のオン幅を調整することで、第２コンバーター２６ｂのスイッチング周波数に等しくなるよう追従動作をさせると同時に、任意の位相差（ここでは１８０°）となるように制御を行う。これによって、二つのコンバータによるインダクタ電流のピーク値が重なることがなくなるために、総合入力電流Ｉｉｎのピーク値は低下し、入力電圧Ｖｉｎのドロップも低減できる。したがって、本実施例のスイッチング電源装置は、誤動作を防止できると同時に、入力コンデンサのリップル電流も少なくなるために、入力コンデンサに電解コンデンサを用いた場合には、電源システムとしての寿命を延ばすことができる。

本発明の電源システムは、入力電圧Ｖｉｎに接続されたハイサイドスイッチを含む基準用スイッチング電源装置（図１における第２コンバータ２６ｂ）と、１以上のスイッチング電源装置（図１における第１コンバータ２６ａ及び位相電圧変換回路２４）とを備えていればよい。この場合において、１以上のスイッチング電源装置の各々が有するオン幅制御信号生成部（図１における位相電圧変換回路２４）は、基準用スイッチング電源装置と１以上のスイッチング電源装置との中から自己のスイッチング電源装置を除くいずれか１つのスイッチング電源装置（図１においては第２コンバータ２６ｂ）が有するハイサイドスイッチ（図１におけるハイサイドＭＯＳＦＥＴ２６）を駆動する駆動信号を基準信号として使用する。

図１においては、基準用スイッチング電源装置を除けば、スイッチング電源装置は１つであるが、上述したように複数のスイッチング電源装置を備える電源システムも考えられる。図１２は、本実施例のスイッチング電源装置の変形例における構成を示す回路図であり、３フェーズ構成の降圧チョッパー回路である。３つのコンバータは基本的には同一構成であり、それぞれを位相電圧変換回路２４で結合し、位相差が１２０°となるように位相電圧変換回路２４内の基準電圧Ｖ４を調整することで、総合入力電流Ｉｉｎのピーク値と入力電圧Ｖｉｎリップルを最小に設定することができる。

本発明に係るスイッチング電源装置及び電源システムは、安定した電力供給を要する電気機器等に使用されるスイッチング電源装置及び電源システムに利用可能である。

１第１フィードバック制御回路
２第２フィードバック制御回路
３重畳回路
４フィードバックコンパレータ
５，５ａ１ＳＨＯＴ回路
６，６ｂフィードフォワード回路
７，７ｂオンタイマー
８ドライブロジック
９ハイサイドドライバ
１０ローサイドドライバ
１１ハイサイドＭＯＳＦＥＴ
１２ローサイドＭＯＳＦＥＴ
１３インダクタ
１４出力平滑コンデンサ
１５出力負荷
１６，１７フィードバック抵抗
１８ランプジェネレータ
１９サンプルホールド回路
２０エラーアンプ
２１位相補償抵抗
２２位相補償コンデンサ
２４位相電圧変換回路
２５制御回路
２６ハイサイドＭＯＳＦＥＴ
２６ａ第１コンバータ
２６ｂ第２コンバータ
２７ローサイドＭＯＳＦＥＴ
２８インダクタ
２９出力平滑コンデンサ
３０出力負荷
３１ＮＰＮトランジスタ
３２ＰＮＰトランジスタ
３３抵抗
３４，３５ＮｃｈＭＯＳＦＥＴ
３６，３７ＰｃｈＭＯＳＦＥＴ
３８抵抗
３９，４０フィードバック抵抗
６１，６２，６３電圧電流変換回路
６４，６５除算回路
７１コンデンサ
７２コンパレータ
７３ＡＮＤ回路
７４１ＳＨＯＴ回路
７５インバータ回路
７６スイッチ
１８１１ＳＨＯＴ回路
１８２インバータ
１８３ＰｃｈＭＯＳＦＥＴ
１８４コンデンサ
１９１バッファー回路
１９２スイッチ
１９３コンデンサ
２３１，２３２１ＳＨＯＴ回路
２３３ＳＲフリップフロップ
２３４遅延回路
２３５，２３６スイッチ
２３７コンデンサ
２３８バッファー
２３９スイッチ
２４０コンデンサ
２４１エラーアンプ
２４２位相補償抵抗
２４３位相補償コンデンサ
２４４バッファー
Ｉ１，Ｉ２，Ｉ４定電流源
Ｖｉｎ入力電圧
Ｖｏｕｔ出力電圧
Ｖ２下限クランプ電圧

Claims

入力電圧に接続されたハイサイドスイッチと、
前記ハイサイドスイッチのスイッチング周波数に同期したランプ信号を生成するランプ信号生成部と、
基準信号と前記ハイサイドスイッチを駆動する駆動信号との位相差を検知するとともに、検知した位相差に基づいてオン幅制御信号を生成するオン幅制御信号生成部と、
前記ランプ信号生成部により生成されたランプ信号と出力電圧に応じた大きさのフィードバック信号と第１基準電圧とに基づいて前記ハイサイドスイッチのオンタイミングを制御するとともに、前記オン幅制御信号生成部により生成されたオン幅制御信号に基づいて前記ハイサイドスイッチのオン幅を制御する制御部と、
を備えることを特徴とするスイッチング電源装置。
前記制御部は、前記オン幅制御信号生成部により生成されたオン幅制御信号に基づいて、前記基準信号と前記駆動信号との周波数が等しくなるように前記ハイサイドスイッチのオン幅を制御することを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
前記オン幅制御信号生成部は、検知した位相差と基準位相差とに基づいてオン幅制御信号を生成し、
前記制御部は、前記オン幅制御信号生成部により生成されたオン幅制御信号に基づいて、前記基準信号と前記駆動信号との位相差が前記基準位相差となるように前記ハイサイドスイッチのオン幅を制御することを特徴とする請求項１又は請求項２記載のスイッチング電源装置。
前記ランプ信号生成部により生成されたランプ信号の振幅及び周波数に対応した正の傾斜を有する第２ランプ信号を生成するとともに、生成した第２ランプ信号を前記第１基準電圧に重畳させて重畳信号を生成する重畳回路を備え、
前記制御部は、前記重畳回路により生成された重畳信号と前記フィードバック信号とを比較し、前記フィードバック信号が前記重畳信号を下回った場合に前記ハイサイドスイッチがオンするようにオンタイミングを制御することを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載のスイッチング電源装置。
前記ランプ信号生成部により生成されたランプ信号の振幅に応じた振幅信号を生成する振幅信号生成部を備え、
前記制御部は、前記振幅信号生成部により生成された振幅信号に基づいて前記ハイサイドスイッチのオン幅を制御することを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれか１項記載のスイッチング電源装置。
前記制御部は、前記振幅信号生成部により生成された振幅信号に基づいて、前記ランプ信号生成部により生成されたランプ信号の振幅が所定の値を維持するように前記ハイサイドスイッチのオン幅を制御することを特徴とする請求項５記載のスイッチング電源装置。
前記制御部は、前記振幅信号生成部により生成された振幅信号に基づいて、前記ランプ信号生成部により生成されたランプ信号の振幅が所定の値未満の場合に前記ハイサイドスイッチのオン幅を広げるように制御するとともに、前記ランプ信号生成部により生成されたランプ信号の振幅が所定の値以上の場合に前記ハイサイドスイッチのオン幅を狭めるように制御することを特徴とする請求項５又は請求項６記載のスイッチング電源装置。
前記振幅信号生成部は、
前記ランプ信号生成部により生成されたランプ信号の谷電圧を保持するサンプルホールド回路と、
前記サンプルホールド回路により保持された谷電圧と第２基準電圧とを比較し、比較結果に応じた誤差増幅信号を生成して振幅信号として出力する誤差増幅器と、
を有することを特徴とする請求項５乃至請求項７のいずれか１項記載のスイッチング電源装置。
前記制御部は、前記入力電圧と出力電圧とに基づいて前記ハイサイドスイッチのオン幅を制御することを特徴とする請求項１乃至請求項８のいずれか１項記載のスイッチング電源装置。
前記入力電圧に接続されたハイサイドスイッチを含む基準用スイッチング電源装置と、
請求項１乃至請求項９のいずれか１項記載の１以上のスイッチング電源装置とを備え、
前記１以上のスイッチング電源装置の各々が有するオン幅制御信号生成部は、前記基準用スイッチング電源装置と前記１以上のスイッチング電源装置との中から自己のスイッチング電源装置を除くいずれか１つのスイッチング電源装置が有するハイサイドスイッチを駆動する駆動信号を前記基準信号として使用することを特徴とする電源システム。