JP5296508B2

JP5296508B2 - スイッチング電源装置

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Publication number: JP5296508B2
Application number: JP2008305743A
Authority: JP
Inventors: 哲二山口; 崇之進藤
Original assignee: Asahi Kasei EMD Corp
Current assignee: Asahi Kasei EMD Corp
Priority date: 2008-11-29
Filing date: 2008-11-29
Publication date: 2013-09-25
Anticipated expiration: 2028-11-29
Also published as: JP2010130863A

Description

本発明はソフトスタート機能を有するＰＷＭ制御のスイッチング電源装置に関する。

スイッチング電源の起動時において発生する突入電流や出力電圧のオーバーシュートを抑制するために、ソフトスタート回路が一般に使用されている。ソフトスタート回路を有するＰＷＭ制御のスイッチング電源の例として、定電流源により充電されるコンデンサの充電電圧に基づいてソフトスタート時間を決定するものが特許文献１に、電圧発生回路とフィルタ回路の相互動作によりソフトスタート時間を決定するものが特許文献２に示されている。

図８にソフトスタート回路を有するＰＷＭ信号により駆動されるスイッチング電源の一例を示した。図８のスイッチング電源装置は、ＬＥＤ負荷に電源を供給するためのＰＷＭ制御方式昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータであり、出力帰還回路１２０、位相補償回路２００、ＰＷＭ信号生成回路１２２、電力変換回路１２３、ＬＥＤ負荷１２４、定電流回路２０２、ソフトスタート回路２０１から構成されている。

また、図９にソフトスタート回路２０１の詳細を、図１０にソフトスタート回路２０１のタイミングチャートを示した。

ソフトスタート回路２０１の増幅器２１２は、２つの正相入力端子を持ち、入力電圧の低い端子を選択して動作する。ソフトスタート電圧Ｖｓｓと参照電圧Ｖｓｅｔの関係が（Ｖｓｓ＜Ｖｓｅｔ）の場合は、ソフトスタート電圧Ｖｓｓ端子が選択され、（Ｖｓｓ≧Ｖｓｅｔ）の場合は、参照電圧Ｖｓｅｔ端子が選択される。

イネーブル信号ＥＮがローのとき、コンデンサ２１１に蓄積された電荷が放電され、ソフトスタート電圧Ｖｓｓは０Ｖとなる。このとき、ソフトスタート回路２０１のソフトスタート回路出力Ｖｓｏも０Ｖになる。

イネーブル信号ＥＮがハイになると、コンデンサ２１１は定電流源２１０により充電され、ソフトスタート電圧Ｖｓｓは徐々に増加する。ソフトスタート電圧Ｖｓｓと参照電圧Ｖｓｅｔの関係が（Ｖｓｓ＜Ｖｓｅｔ）である間、ソフトスタート電圧Ｖｓｓは直線的に増加することから、ソフトスタート回路出力Ｖｓｏも直線的に増加する。そして、ソフトスタート期間Ｔｓの経過後、（Ｖｓｓ≧Ｖｓｅｔ）の関係となると、ソフトスタート回路出力Ｖｓｏは一定値で安定する。

定電流回路２０２を流れる電流Ｉｌｅｄは、Ｉｌｅｄ＝Ｖｓｏ／Ｒｌｅｄとなるため、ソフトスタート回路出力Ｖｓｏに応じて徐々に増加する。このように、ソフトスタート回路出力Ｖｓｏが直線的に増加するソフトスタート期間Ｔｓを設けることにより、出力コンデンサ１１０への急激な充電を無くし、突入電流や出力電圧のオーバーシュートを抑制している。
特開２００７−１８５０６６号特開２００３−２１６２４９号

図９のようなソフトスタート回路を用いて突入電流や出力電圧のオーバーシュートを抑制する場合、ソフトスタート期間Ｔｓを長くするには、コンデンサ２１１の容量を大きくするか、もしくは定電流源２１０の電流値を小さくする必要がある。

しかし、コンデンサ２１１として使用される大容量のコンデンサを半導体集積回路の内部に形成するにはチップ面積を大きくしなければならず、コストアップの原因となる。コンデンサ２１１に外付けのコンデンサを用いてもよいが、そうすると周辺部品を追加する必要があるため、コストアップとともに実装面積も増加してしまう。一方、定電流源の電流値を小さくすると、定電流値を均一に設定することが困難となってチップの歩留まりが低下し、結果としてコストがアップするといった問題があった。

図８中の位相補償回路２００の周波数特性を低域側にシフトさせる（具体的にはコンデンサの静電容量を大きくしたり抵抗の電気抵抗を大きくする）と、特許文献２の図４とその説明から推察されるように、誤差信号Ｖｃｏｍｐは起動時において本来あるべき値に到達するまでに時間を要するようになる。この現象を利用すれば、ソフトスタート回路２０１を設けずともスイッチング電源装置にソフトスタート動作させることも可能だと考えられる。しかし、位相補償回路２００の周波数特性を低域側にシフトさせると、負荷が変動した場合、出力電圧または電流が設定値に復帰するまでに時間が掛かるようになってしまう。つまり、ラインレギュレーションが悪くなるため、出力電圧Ｖｏｕｔのアンダーシュート、オーバーシュートが発生し易くなるといった問題が有った。

そこで本発明は、ラインレギュレーションの優れたソフトスタート機能を有するＰＷＭ制御のスイッチング電源装置を得ることを第１の目的とする。また本発明は、コストアップを抑えられたソフトスタート機能を有するＰＷＭ制御のスイッチング電源装置を得ることを第２の目的とする。

上記課題を解決するため本発明は、ＰＷＭ信号により駆動されるスイッチング電源装置において、帰還信号と基準電圧より誤差信号を生成する誤差増幅器と、該誤差増信号の位相を補償するための手段であって、相対的に周波数特性を低域側にシフトさせた第１の位相補償回路および相対的に周波数特性を高域側にシフトさせた第２の位相補償回路と、該第１の位相補償回路もしくは該第２の位相補償回路のいずれか一方を選択し、選択した該第１の位相補償回路または該第２の位相補償回路より位相補償された誤差信号を得るためのスイッチ回路と、該位相補償された誤差信号に基づいて該ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成回路とを有し、該スイッチ回路は、起動動作時に該第１の位相補償回路を選択し、定常動作時に該第２の位相補償回路を選択することを特徴とする。

本発明によれば、起動時と定常動作時で異なる位相補償を行うため、ラインレギュレーションが悪くならない。また、ソフトスタート動作が位相補償回路によって実現され、必要な回路素子が２つの位相補償回路で共有可能なため、コストアップを抑えられる。これにより、コストアップを抑えられ、ラインレギュレーションの優れたソフトスタート機能を有するＰＷＭ制御のスイッチング電源装置を得ることができる。

以下、本発明の実施の形態について説明する。

図１に本発明の実施例によるＰＷＭ制御のスイッチング電源装置を示した。図１に示すスイッチング電源装置は、ＬＥＤ負荷に電源を供給するＰＷＭ制御方式昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータであり、出力帰還回路１２０、第１の位相補償回路１０１、第２の位相補償回路１０２、状態検出回路１０３、スイッチ回路１２１、ＰＷＭ信号生成回路１２２、電力変換回路１２３、ＬＥＤ負荷１２４、および定電流回路１２５から構成されている。

出力帰還回路１２０内の誤差増幅器１００はフィードバック信号Ｖｆｂと基準電圧Ｖｒｅｆの差分を反転増幅し、誤差信号Ｖｅａを生成する。生成された誤差信号Ｖｅａは、第１の位相補償回路１０１もしくは第２の位相補償回路１０２のどちらか一方により位相補償される。位相補償された誤差信号Ｖｃｏｍｐは、スイッチ回路１２１内のスイッチ１０４を介して、ＰＷＭ信号生成回路１２２内のＰＷＭコンパレータ１０６に供給される。

スイッチ１０４は、状態検出回路１０３から供給される状態検出信号Ｖｓｔａｔに応じて動作する。状態検出信号Ｖｓｔａｔがローのときは、スイッチ１０４のＡＢ間が接続され、状態検出信号Ｖｓｔａｔがハイのときは、スイッチ１０４のＡＣ間が接続される。状態検出回路１０３は、出力電流や出力電圧、外部からの制御信号、誤差信号Ｖｅａと位相補償された誤差信号Ｖｃｏｍｐの比較結果に基づいて、状態検出信号Ｖｓｔａｔを生成する。

ＰＷＭコンパレータ１０６は、位相補償された誤差信号Ｖｃｏｍｐとのこぎり波発振器１０５の出力Ｖｓａｗを比較して、ＰＷＭ信号Ｖｐｗｍを生成する。生成されたＰＷＭ信号Ｖｐｗｍは電力変換回路１２３内のパワーＭＯＳＦＥＴ１０８に供給される。

位相補償された誤差信号Ｖｃｏｍｐがのこぎり波Ｖｓａｗより大きいときは、ＰＷＭ信号Ｖｐｗｍはハイとなり、パワーＭＯＳＦＥＴ１０８がオンとなる。位相補償された誤差信号Ｖｃｏｍｐがのこぎり波Ｖｓａｗより小さいときは、ＰＷＭ信号Ｖｐｗｍはローとなり、パワーＭＯＳＦＥＴ１０８がオフとなる。

パワーＭＯＳＦＥＴ１０８がオンになると、コイル１０７にエネルギーを蓄積され、このサイクルにおいてＬＥＤ負荷１２４に流れる電流は、出力コンデンサ１１０から供給される。パワーＭＯＳＦＥＴ１０８がオフになると、コイル１０７に蓄積されたエネルギーがショットキーダイオード１０９を通じてＬＥＤ負荷１２４と出力コンデンサ１１０に供給され、出力電圧Ｖｏｕｔが上昇する。出力電圧Ｖｏｕｔは、基準電圧ＶｒｅｆとＬＥＤ負荷の順方向電圧の和で安定するように、フィードバック信号Ｖｆｂにより帰還制御される。

図１のＰＷＭ制御のスイッチング電源装置では、位相補償回路が２つ設けられており、どちらの位相補償回路を用いて誤差信号Ｖｅａの位相補償を行うかは、スイッチ回路１２１により選択されるものとなっている。この２つの位相補償回路は、それぞれ異なる周波数特性を持つことを特徴としている。

図２に第１の位相補償回路１０１と第２の位相補償回路１０２の周波数特性の関係を示す。縦軸は利得、横軸は周波数を対数表示したものである。特性曲線１３０（実線）は第１の位相補償回路１０１の周波数特性を表したもので、特性曲線１３１（点線）は第２の位相補償回路１０２の周波数特性を表したものである。

第１の位相補償回路１０１は、第２の位相補償回路１０２よりも相対的に低域側にシフトさせた周波数特性を持つものである。スイッチ回路１２１により第１の位相補償回路１０１が選択されたときには、その低い周波数特性により立ち上がりの緩やかな位相補償された誤差信号Ｖｃｏｍｐが得られる。このため、スイッチング電源装置の起動時に第１の位相補償回路１０１を選択することにより、スロースタート動作を行わせることができる。

また、第２の位相補償回路１０２は、第１の位相補償回路１０１よりも相対的に高域側にシフトさせた周波数特性を持つものである。スイッチ回路１２１により第２の位相補償回路１０２が選択されたときには、その高い周波数特性により応答変化の速い位相補償された誤差信号Ｖｃｏｍｐが得られる。このため、スイッチング電源装置の定常動作時に第２の位相補償回路１０２を選択することにより、負荷が変動する場合でも良好なラインレギュレーションを得られるようになる。

図３は、位相補償回路の具体例を示したものである。抵抗１４０と抵抗１４１はそれぞれ抵抗値の異なる位相補償抵抗で、抵抗１４１の抵抗値に対して、抵抗１４０の抵抗値が高く設定されている。ここで、抵抗１４０とコンデンサ１４２が図１における第１の位相補償回路１０１を構成し、抵抗１４１とコンデンサ１４２が第２の位相補償回路１０２を構成している。

スイッチ１０４の端子ＡＢ間を接続し、抵抗値の高い抵抗１４０を選択すると、位相補償コンデンサ１４２の充電時間は長くなり、立ち上がりの緩やかな位相補償された誤差信号Ｖｃｏｍｐが得られる。スイッチ１０４の端子ＡＣ間を接続し、抵抗値の低い抵抗１４１を選択すると、位相補償コンデンサ１４２の充電時間は短くなり、応答変化の早い位相補償された誤差信号Ｖｃｏｍｐが得られる。

次に、状態検出回路の構成例を図４〜図７にそれぞれ示す。

図４に示した状態検出回路は、スイッチング装置が起動してから所定時間経過後に状態検出信号Ｖｓｔａｔをローからハイに切り換えるものである。外部からの制御信号であるＥＮ信号がローからハイに切り換わると、定電流源１５０によりコンデンサ１５１への充電が開始される。コンデンサ１５１の充電電圧Ｖｃが基準電圧Ｖｒｅｆ２より大きくなると、状態検出信号Ｖｓｔａｔがローからハイに切り換わる。すなわち、外部からの制御信号に応じて、所定の時間が経過すると定常動作状態と判断する。状態検出回路が定常動作状態と判断すると、スイッチ回路１２１の接続が第１の位相補償回路１０１から第２の位相補償回路１０２に切り換わる。

図５に示した状態検出回路は、誤差信号Ｖｅａと位相補償された誤差信号Ｖｃｏｍｐを比較して状態検出信号Ｖｓｔａｔを得るものである。絶対値回路１５２により、位相補償された誤差信号Ｖｃｏｍｐと誤差信号Ｖｅａの差の絶対値信号Ｖａｂｓが得られる。絶対値信号Ｖａｂｓが、シュミットトリガ１５３の下側のしきい値を下回ると、状態検出信号Ｖｓｔａｔがローからハイに切り換わる。すなわち、誤差信号Ｖｅａと位相補償された誤差信号Ｖｃｏｍｐを比較し、両者の電位差が設定値より小さくなると定常動作状態と判断する。状態検出回路が定常動作状態と判断すると、スイッチ回路１２１の接続が第１の位相補償回路１０１から第２の位相補償回路１０２に切り換わる。

図６に示した状態検出回路は、定電流回路１２５の出力トランジスタ１１１のゲート電圧Ｖｓｅｎｓｅを監視するものである。定電流回路１２５を流れる電流Ｉｌｅｄが小さく、Ｉｌｅｄ＜＜Ｖｌｅｄ／Ｒｌｅｄの場合、Ｖｓｅｎｓｅ＞Ｖｒｅｆ３となり、状態検出信号Ｖｓｔａｔはローとなる。一方、定電流回路１２５を流れる電流Ｉｌｅｄが大きくなってＩｌｅｄ≒Ｖｌｅｄ／Ｒｌｅｄになると、Ｖｓｅｎｓｅ＜Ｖｒｅｆ３となり、状態検出信号Ｖｓｔａｔはローからハイに切り換わる。すなわち、出力電流Ｉｌｅｄに基づいて状態検出信号Ｖｓｔａｔを生成するものであり、出力電流Ｉｌｅｄがある設定値を越えたら定常動作状態と判断する。状態検出回路が定常動作状態と判断すると、スイッチ回路１２１の接続が第１の位相補償回路１０１から第２の位相補償回路１０２に切り換わる。

図７に示した状態検出回路は、出力電圧Ｖｏｕｔを分圧した電圧Ｖｄｉｖと基準電圧Ｖｒｅｆ４を比較して状態検出信号Ｖｓｔａｔを生成している。出力電圧Ｖｏｕｔを分圧した電圧Ｖｄｉｖが基準電圧Ｖｒｅｆ４を超えると、状態検出信号Ｖｓｔａｔはローからハイに切り換わる。すなわち、出力電圧Ｖｏｕｔに基づいて、状態検出信号Ｖｓｔａｔを生成するものであり、出力電圧Ｖｏｕｔがある設定値を越えたら定常動作状態と判断する。状態検出回路が定常動作状態と判断すると、スイッチ回路１２１の接続が第１の位相補償回路１０１から第２の位相補償回路１０２に切り換わる。

これら、図４〜図７に示した状態検出回路から得られる状態検出信号の内、複数をＡＮＤ回路に供給し、ＡＮＤ回路より出力される信号を状態検出信号Ｖｓｔａｔとして、スイッチ回路１２１に供給しても良い。このような構成にすることで、第１の位相補償回路１０１から第２の位相補償回路１０２に切り換える条件を細かく設定することができる。また、誤動作を防止することができる。

このような状態検出回路を用いることで、起動動作時には、相対的に周波数特性を低域側にシフトさせた第１の位相補償回路１０１が選択される。相対的に周波数特性を低域側にシフトさせた第１の位相補償回路１０１を選択することにより、立ち上がりが緩やかな位相補償された誤差信号Ｖｃｏｍｐが得られる。そして、ＰＷＭコンパレータ１０６により生成されるＰＷＭ信号Ｖｐｗｍのデューティー比は、起動後から時間経過と共に徐々に大きくなる。このようなＰＷＭ信号Ｖｐｗｍにより電力変換回路１２３が駆動されるため、出力電圧Ｖｏｕｔは徐々に増加し、起動時のソフトスタート動作を行うことができる。

また、状態検出回路の検出結果に基づいて、定常動作状態と判断した後は、相対的に周波数特性を高域側にシフトさせた第２の位相補償回路１０２に切り換えられる。相対的に周波数特性を高域側にシフトさせた第２の位相補償回路を選択することにより、応答変化の速い位相補償された誤差信号Ｖｃｏｍｐが得られる。そして、ＰＷＭコンパレータ１０６により生成されるＰＷＭ信号Ｖｐｗｍのデューティー比は、負荷の状態に応じて迅速に変化する。このようなＰＷＭ信号Ｖｐｗｍにより電力変換回路１２３が駆動されるため、負荷が変動した場合でも高速応答が可能となり、出力電圧Ｖｏｕｔのアンダーシュート、オーバーシュートを抑制し、良好なラインレギュレーションを維持することができる。

以上に説明したように、本発明のスイッチング電源装置は、スイッチング電源装置の動作状態に適した位相補償回路を選択使用することで、起動動作時のソフトスタート動作を実現し、同時に定常動作時の良好なラインレギュレーションを実現している。ここで、第１の位相補償回路１０１が従来のスロースタート回路の役割と位相補償回路の役割を同時に担っている。図３から分かるように、第１の位相補償回路１０１は第２の位相補償回路１０２と部品（位相補償コンデンサ）の共有化が可能なため、チップ面積の増加やコストアップを抑えることが可能である。

なお、本発明のソフトスタート機能を有するＰＷＭ制御のスイッチング電源装置の実施例として、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータに適用した例を示したが、降圧型または昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータに適用してもよい。

また、特性の異なる位相補償回路を３つ以上用意して、様々な条件、例えば、起動時と定常動作時の他にスリープモード動作時など、に応じて位相補償回路を切り換えて使用する回路構成としてもよい。

本発明の実施例によるソフトスタート機能を有するスイッチング電源装置の構成図本発明の位相補償回路の周波数特性本発明の位相補償回路の具体例本発明の状態検出回路の具体例本発明の状態検出回路の他の具体例本発明の状態検出回路の他の具体例本発明の状態検出回路の他の具体例従来のソフトスタート機能を有するスイッチング電源装置の構成図従来のソフトスタート回路従来のソフトスタート回路のタイミングチャート

符号の説明

１００誤差増幅器
１０１第１の位相補償回路
１０２第２の位相補償回路
１０３状態検出回路
１０４スイッチ
１０５のこぎり波発振器
１０６ＰＷＭコンパレータ
１０７コイル
１０８パワーＭＯＳＦＥＴ
１０９ショットキーダイオード
１１０出力コンデンサ
１１１出力トランジスタ
１２０出力帰還回路
１２１スイッチ回路
１２２ＰＷＭ信号生成回路
１２３電力変換回路
１２４ＬＥＤ負荷
１２５定電流回路
１３０第１の位相補償回路の周波数特性
１３１第２の位相補償回路の周波数特性
１４０位相補償抵抗
１４１位相補償抵抗
１４２位相補償コンデンサ
１５０定電流源
１５１コンデンサ
１５２絶対値回路
１５３シュミットトリガ

Claims

ＰＷＭ信号により駆動されるスイッチング電源装置において、
帰還信号と基準電圧より誤差信号を生成する誤差増幅器と、
該誤差信号の位相を補償するための手段であって、相対的に周波数特性を低域側にシフトさせた第１の位相補償回路および相対的に周波数特性を高域側にシフトさせた第２の位相補償回路と、
該第１の位相補償回路もしくは該第２の位相補償回路のいずれか一方を選択し、選択した該第１の位相補償回路または該第２の位相補償回路より位相補償された誤差信号を得るためのスイッチ回路と、
該位相補償された誤差信号に基づいて該ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成回路とを有し、
該スイッチ回路は、起動動作時に該第１の位相補償回路を選択し、定常動作時に該第２の位相補償回路を選択する
ことを特徴とするスイッチング電源装置。
出力電流の検出結果に基づいて状態検出信号を生成し、該状態検出信号により前記スイッチ回路を切り換えるための状態検出回路を有し、
該状態検出回路と該スイッチ回路は、該出力電流が設定値以下のとき起動動作状態と判断して前記第１の位相補償回路を選択し、該出力電流が該設定値より大きくなったとき、定常動作状態と判断して前記第２の位相補償回路を選択することを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
出力電圧の検出結果に基づいて状態検出信号を生成し、該状態検出信号により前記スイッチ回路を切り換えるための状態検出回路を有し、
該状態検出回路と該スイッチ回路は、該出力電圧が設定値以下のとき起動動作状態と判断して前記第１の位相補償回路を選択し、該出力電圧が該設定値より大きくなったとき、定常動作状態と判断して前記第２の位相補償回路を選択することを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
前記スイッチ回路は、外部からの制御信号に応じて前記第１の位相補償回路を選択した後、所定時間以上経過後に前記第２の位相補償回路に切り換えることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
前記位相補償された誤差信号と前記誤差信号の差に基づいて状態検出信号を生成し、該状態検出信号により前記スイッチ回路を切り換えるための状態検出回路を有し、
該状態検出回路と該スイッチ回路は、前記位相補償された誤差信号と前記誤差信号の差の絶対値が設定値より大きいとき起動動作状態と判断して前記第１の位相補償回路を選択し、前記位相補償された誤差信号と前記誤差信号の差が該設定値以下となったとき、定常動作状態と判断して前記第２の位相補償回路を選択することを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。