TWI345369B - High dynamic range time-varying integrated receiver for elimination of off-chip filters - Google Patents

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TWI345369B
TWI345369B TW094102183A TW94102183A TWI345369B TW I345369 B TWI345369 B TW I345369B TW 094102183 A TW094102183 A TW 094102183A TW 94102183 A TW94102183 A TW 94102183A TW I345369 B TWI345369 B TW I345369B
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Description

1345369 ⑴ 九、發明說明 〔相關之申請案〕 本申請案主張於西元2 004年1月28日申請之美國臨 時申請案號60/5 3 9,7〇2之優先權，其全部內容針對各種目 的參照包含於此。 [發明所屬之技術領域】 本發明有關混合器，更詳言之，一種正交混合器，其 中提供給一訊號輸入之阻抗於所希望的訊號頻率時爲高， 於不希望的訊號頻率則爲低。 【先前技術】 於蜂巢型（cel luar )行動終端裝置中典型的射頻 (RF )接收器的設計遭遇到多種設計上的限制。第一種限 制係在所希望之頻道中可靠地偵測極微弱訊號的能力上的 限制。第二種限制係在非常強的干擾訊號存在下偵測僅稍 微強一點的頻帶內（in-band )訊號。例如，針對GSM系 統，接收器必須能夠在沒有干擾時可靠地偵測具有-108dBm強度的訊號，而在有 20MHz或更多之偏移的 OdBm干擾訊號的存在下可靠地偵測具有-99 dBm強度的訊 號。 最常周於解決非常強干擾訊號之問題之方法係在接收 器輸入處使用高品質因子（Q )帶通濾波器。這些濾波器 典型爲表面聲波過濾器（Surface Acoustic Wave; SAW) -4- (2) 1345369 濾波器’其以典型的〜2 . 5 d B衰減讓接收頻帶通過，並衰減 頻帶外訊號C例如遠離接收頻帶1 0-20MHz ) 20dB。這些 濾波器爲高度線性’以及典型地造成頻帶外干擾訊號減少 到與頻帶內干擾約相同的程度（-2 3 d B m )。 但有數個缺點與此方法有關聯。第一係頻帶內的衰減 常使得偵測微弱訊號較爲困難，造成在濾波器之後需要更 敏感的接收器。更重要的，目前尙未有以SAW濾波器或 ^ 其等效者之後的主動電路相同的經濟方式實施S A W濾波 器或其等效者，該些主動電路典型地使用 CMOS或 BiCMOS程序及矽或矽化鍺技術。結果爲SAW濾波器顯著 地增加成本並於典型的手機中相等地佔用有價値的電路板 面積。行動手機需與更多不同頻帶相容則更加深此問題的 嚴重性。 第1圖爲提供多種頻帶相容性之範例先前技術系統 100。因爲各頻帶具有不同的通帶與不同的止帶，各頻帶 W 需要個別的SAW濾波器120A，且因而需要個別的輸入埠 到個別的接收器輸入I 04 A以及從任何發送/接收（T/R ) 開關1 06A或類似裝置之不同的輸出。 第2圖爲根據先前技術的線性-時間-變化（L i n e a r -Time-Varying; LTV)低通濾波器200。可藉由結合三個電 容器以及兩個開關建立濾波器2 0 0，例如可用於經切換之 電容器濾波器傳統不相干且不同的領域中。頻率爲厂〃的 差動電流可被驅使通過埠Ve+以及V。·。所得濾波器之頻 寬等於Γ+ d ) 。將頻率在厂w + #之電流訊號施加 -5- ⑧ (4) 1345369 【實施方式】 於下說明中，整篇說明書以及圖式中類似構件係分別 以相同元件符號標示。爲求淸楚扼要，該些圖式或許不按 原比例繪製’且某些組件可以較籠統或示意的型態表示， 且由商用命名加以辨識。 於一範例實施例中，本發明允許在非常強烈的頻帶外 ‘ 千擾存在下於CMOS積體電路上微弱頻帶內訊號之偵測， 而無須外部高Q過濾，如同習知使用S A W濾波器達成 般。這些電路亦可結合適當的本地振盪器（L0 )以允許多 頻帶操作，例如全正交頻帶GSM/DCS/PCS操作。另外， 輸入之相對寬的頻寬加上免除了外部濾波器之習知的需 要，允許接收器所需輸入數量的減少，以及從T/R開關所 需輸出之類似的減少。例如，於GSM/DCS/PCS手機中， 可使用兩個分接頭代替習知所需的三個分接頭。 W 於另一範例實施例中，藉由連接低雜訊放大器 (LN A )以及被動混合器可實施接收器的前端而不包含 S A W濾波器或其他類似的組件。如此所使用，連接可包含 直接連接、透過一或多個中介組件之連接或其他適合的連 接。此組態在具有強烈頻帶外阻礙訊號存在時向下轉換 (d 〇 w η - c ο n v e r t )微弱的R F訊號。該L N A可包含高線性 跨導器或其他適合的組件，其允許遞送到LNA負載之電 流訊號可具有來自任何跨導非線性之可接受的低失真°該 LNA的輸出係連接到混合器的輸入，以使用混合器的時變 (5) 1345369 . 特性來將接收到的訊號向下轉變成低中頻（IF )或基頻訊 號。此連接允許混合器的輸入阻抗，其因混合器時變特性 而作爲一止通濾波器，以過濾LNA的輸出電壓。此過濾 動作減少不要的干擾訊號之幅度，並且藉由減少由干擾訊 號造成之否則可能驅使LNA進入非線性操作模式（其亦 可導致希望接收的訊號之相互調變和/或增益減少）的電 壓程度，而增加LNA的線性。 ‘ 於另一範例實施例中，該LNA可爲假差動、嚴重退 化（degenerated)共同源極放大器，具有單端至差動轉換 匹配網路。或者可使用單端LNA、全差動LNA或其他合 適的LNA電路。該LNA負載網路可包含並聯的電感器/電 容器（LC)網路’其與被動混合器的輸入並聯。亦可或替 代地使用與混合器輸入並聯的一RF扼流器（choke )、連 接於該L N A與混合器輸入之間的變壓器或其他適合的負 載網路。 W 該被動混合器可爲任何適當的混合器，針對提供給混 合器輸入埠之訊號而提供預定的帶通反應。於一實施中， 混合器可包含由正交L 0訊號驅動的兩個雙平衡被動混合 器。可使用適當的技術來確保混合器開關中的高線性以及 高可靠性。例如，混合器輸入負載可包含一或多個大電容 器，作爲設定混合器的有效頻寬。此頻寬不僅影響混合器 輸出之低通頻寬，亦設定出現在混合器輸入之類似帶通的 反應，集中在該L 0或參考頻率附近。所得的帶通特性衰 減大頻率差異分隔之干擾訊號，以不過度負載混合器及其 -8- ⑧ (6) 1345369 後的電路，並幫助確保這種干擾訊號不過度負載LNA的 輸出。 藉由使用與輸出串聯設置的LC槽可進一步改善線 性、增益以及雜訊量，其中LC槽協調至約L0頻率的兩 倍。 第3A圖爲藉由使用在此所述之混合器1〇5Β提供正交 頻帶GSM相容性而不使用濾波器之範例系統3 00A。 W 第3 B圖爲根據本發明一範例實施例使用頻率選擇性 的系統3 00B。系統3 00B免除低Q LC共振器爲基礎之濾 波器的需要，例如那些典型用來達成LNA輸入匹配，以 及此頻率選擇性替代作爲延後到LNA級之後。爲了達成 此’該LNA輸入應比習知的接收器更線性，如比習知 G S Μ接收器約多2 0 d B的線性。於一範例實施例中，可藉 由增加雜訊量部分地改善此線性，因爲雜訊量不再受到輸 入SAW濾波器頻率內衰減的降低。但該LNA輸出的線性 W 可能對訊號處理產生較大的挑戰，因爲來自輸入之任何已 經強烈的阻礙訊號典型地會被放大1 0 d B到2 0 d B。例如， 輸入上有OdBm訊號會於輸出導致約+i5dBm，或約4伏的 峰擺盪（對典型晶片上200Ω的阻抗而言），此對線性RF 移體電路而言爲過分大的擺盪。可藉由提供高Q頻帶選擇 輸出阻抗至LNA輸出來克服此問題，該阻抗集中於需要 的頻率並具有足夠窄的頻寬，使在頻寬外的高功率干擾會 衰減到電壓程度，其中該L N A輸出足夠的高。 接收到的訊號先通過阻抗匹配3 1 4，減少電流擺動的 -9- ⑧ (7) 1345369 同時增加電壓擺動以更佳地驅動LN A 3 1 6。此LN A放大 來自阻抗匹配的訊號並以電流模式驅動該訊號至構成LC 槽的負載，該LC槽由與兩個被動混合器3 02A以及3 02B 並聯的電容器3 1 8以及電感器3 20組成。由本地振盪器訊 號切換這些被動混合器；藉由來自緩衝器3 1 0的訊號在0 度相位切換混合器3 02A，以及藉由來自緩衝器3 12的訊 號在90度相位切換混合器3 02B。各混合器3 02A以及 ^ 302B負載有大的電容器（分別爲308A以及B)以及接著 驅動額外處理的基頻鏈（分別爲3 04與3 06 )。 高Q阻抗係由接續於LNA之後的被動混合器3 02 A以 及3 02B之時變行爲所提供。如下所述，被動混合器3 02 A 以及3 02B可作動以將其輸出阻抗的頻率響應與其LO頻 率或切換頻率纏繞（convolve )，以提供集中於該切換頻 率的調協高Q濾波器。混合器3 02 A與3 02B所得的時變 輸入阻抗，結合其他負載電路設定LNA的輸出負載並因 W 而設定LNA增益。由於此阻抗具有窄頻帶峰的形式，此 頻帶外的訊號在LNA輸出相對於頻帶內訊號趨向於衰 減，造成L N A輸出以及後續電路減少的線性需求。 與此過濾動作同時的，混合器作動以向下轉換其輸入 至低通過濾的基頻或低IF訊號。於一範例實施例中，混 合器可組態成產生i η - p h a s e輸出3 0 4以及正交輸出3 0 6訊 號。於一範例實施例中，高電壓擺動LO訊號係用於驅動 混合器以使開關以高線性模式操作。此高電壓L Ο實施需 要專門的高擺動驅動器以及混合器偏壓技術以在高擺動下 ⑧ -10- (8) 1345369 保證可靠性。 例如切換混合器3 0 2 A以及3 0 2 B之被動混合器的一種 特性爲混合器係雙向並趨向於其輸入與輸出之間產生時變 互動。與上述切換的電容器效應類似，這意味著位於被動 混合器302A以及3 02B輸出的大電容器308A以及3〇8B 與混合器互動以形成輸出低通濾波器，於頻率域中與L0 卷積（convolve )，形成集中在切換頻率或附近的輸入帶 ^ 通阻抗反應。 第4圖爲根據本發明一實施例之使用額外輸入LC共 振器的高性能系統400。系統400提供額外的過減且阻止 連接到輸入的電容使反應不協調。如在簡單電容負載的情 況下’此電路提供商Q輸入帶通阻抗。 於上章節中所述的優點爲輸入阻抗的帶通形式可用於 在頻帶外電流模式訊號轉換成電壓前將之衰減，藉此在驅 動電路到非線性時增加可施加於LNA輸入的頻帶外訊號 ^ 強度。不幸的是，簡單的切換電容結構，即使在如第4圖 中所示的差動實施中’仍不適用於諸如細胞式手機的高性 能應用。這些問題主要包含混合器的線性，以及典型的需 要正交輸出的產生。 電感器4〇2以及電容器4〇4形成並聯共振槽，具有峰 阻抗在或接近所需接收頻率。此槽與被動混合器並聯，由 開關406、40 8、4 10以及412。在任何給定時間，開關 4〇8或4 12其中之一爲關閉，或者開關4〇6以及412爲關 閉，於每半週期以V s w交替極性連接該槽穿越c 〇。 -11 - ⑧ (9) 1345369 第5 A至5C圖爲示範因MOSFET爲基礎的被動混合 器的時變輸入電阻線性如何而衰減的結果之圖5 00、502 以及5 〇4。該結果係在接近LO頻率的輸入訊號上所看見 的有效平均阻抗將取決於LO以及RF之間的相位關係， 如第5B圖以及第5C圖所示。針對與LO頻率flo相差dF 偏移量之RF頻率Frf (使得FRF = FL〇 + dF)，此造成在頻 率dF RF訊號的振幅調變，可能導致第二級非線性效應以 ^ 及有效地減少希望的阻擋者之衰減。另外，當於混合器中 使用FET切換裝置時若顯著的汲極-源極電壓Vds出現在 切換裝置上，可能發生非線性。由於在F E T電晶體中有數 個實際效應，例如在接近汲極區域的通道掐縮（pinch off )以及短通道裝置的速度飽和，FE T開關的電阻通常爲 通道電壓的函數，造成切換電壓與電流之間的非線性。可 藉由保持裝置的Vds盡可能的低而減少此非線性，因爲當 vds振幅接近零時電阻變得更線性。可令標稱Reh變低， ^ 部分地解決此問題’但亦可或替代的使用額外的方法來減 低 vds。 第0圖爲根據本發明一實施例，因具有輸入連接在— 起的代表I/Q混合器所造成的相位依賴電阻之圖600。當 在需要1 η - p h a s e ( I )以及正交（Q )訊號的情況下，混合 器區可由in-phase以及正交L0訊號分別驅動的兩個混合 器所構成。於傳統的實施中，兩混合核心之間通常希望有 某種程度的隔離，以避免兩混合器混合動作之互動。但於 此情況中’可藉由將I與Q混合器的RF輸入連接在一起 ⑧ -12 - (10) 1345369 而獲得許多優點。第一個優點爲簡單，其係因爲所有的輸 入電路（如LNA )可共享而造成低功率消耗。第二個效果 係因爲I以及Q混合器爲9 〇度相位差，該兩個混合器之 時變輸入電阻的第二協波成分傾向於互相消除，其移除上 述相位依賴電阻，並藉此減少邊帶（si d eband ) 不小心 的產生。 第7圖爲根據本發明一範例實施例的系統700之圖。 W 於LO第一個四分之一週期，開關7 02以及708爲開啓。 接著，於LO第二個四分之一週期，開關702以及704爲 開啓。於LO第三個四分之一週期，開關704以及708爲 開啓，於LO第四個四分之一週期，開關706以及708爲 開啓。此組態的一個缺點爲在任何時期，I與Q混合器的 輸出短路在一起。由於實際短路在一起的組態每四分之一 LO週期會改變，輸出電容器之間分享的電荷可產生快速 的漏洩路徑。例如，於第一個四分之一周期中，CI +短路 W 接至CQ-並且CI-短路接至CQ+，使得每對具有相同的電 壓，並且在第二個四分之一周期中，CI +短路接至CQ +並 且 CI-短路接至CQ-。爲了使此改變能夠發生，必須從 CI +轉移電荷（VI/2 ) ‘CQ至CI- ’這需要輸出電容器的快 速放電、低頻率增益的劇烈減低以及有線頻寬的大幅擴 展。因此，於克服相位依賴阻抗以及正交向下轉換的問題 之過程中，產生先前未識別出且須解決的新的問題：I以 及Q之間的漏洩。 描述漏拽問題的另一方式係注意到此漏拽係在頻率 -13- ⑧ (11) 1345369 2-FLO產生。在混合器Zi ( coKF )輸入的阻抗可視爲Zo (ω l〇 - ω rF ) ||Zo(c〇lo + c〇rf)並聯結合，其中 Ζο(ω) 爲由混合器在頻率ω輸出所看見的阻抗。將電容器在混合 器輸出放置大電容器意味者Z〇((〇LO - (0 R F ) - > OO > g (Orf·〉C〇LO，但造成Z〇(C〇L〇 + COrf)非常低的阻抗。低阻 抗，高頻率項傾向於分流（shunt )高阻抗低頻率項，其減 低增益並增加頻寬。此效應在典型的單一相位（非正交） 情況下不會出現，因爲第二協波分流效應僅當RF以及L0 之間的即時相位接近90度時會作用，且主要地當向下轉 換訊號通過零時作用。 第8圖爲根據本發明一實施例的系統800。發生開關 802、8 04、8 06以及808的操作，如上述有關第7圖之開 關702至708之敘述。藉由串聯加上共振並聯LC槽 8 10、8 12、814以及816至大輸出電容器CI以及CQ，並 協調其至大約2.Flo，可令阻抗變高至接近Fl〇-Frf以及 F L o + F R F。 藉由針對|(〇LO - <aRF|的小數値使用 L.Q· (0)LO-ω r f )，而針對大數値使用1 / ( C l · I ω L 〇 - ω R f | )，共振槽 可用於恢復混合器的頻率選擇性，同時允許正交向下取 樣。添加這些槽的第二項優點爲它們允許啓通之開關的汲 極（在RF方面）追蹤這些開關的源極（同時仍在低頻方 面追蹤輸出電容），結果爲減少訊號依賴的Vds，並因而 增加線性。 第]1A至]1C圖爲圖表1100A至1100C，顯示根據第 -14 - ⑧ (12) 1345369 8圖所示之本發明範例實施例的電路參數。圖Π 〇〇 A顯示 一混合器相關阻抗之範例圖，其中Zbb = l/sCo、 Zin以及 Z2LO爲已調諧之RLC。 第1 1B圖顯示輸出阻抗爲Zbb、Zin以及Rch之結合 的函數範例圖1 100B。這些爲1 100A的阻抗，但Zin經由 FL0移轉至以基頻爲中心。此圖說明Zin對於有效Zout之 效果》 ‘ 第1 1C圖顯示基於Zin、 Rch、頻率移動Zbb以及 Z2LO之結合的輸入阻抗範例圖1 100C。此圖說明ZU以及 已轉移之z 2 L0之間的互動如何設定最大有效z i η。另外此 圖說明這些阻抗係如何與已轉移的Zbb互動而設定輸入頻 寬。最後此圖顯示Rch如何限制有效Zin的寬頻衰減。 在使用諸如MOSFET之FET裝置的實施中，當開關 啓通時的點以及在啓通狀態期間的電導皆不僅取決於L0 驅動之閘極電壓，亦取決於輸入源極電壓以及輸出汲極電 W 壓。一結果爲強大的輸入訊號可調變電晶體的切換點，如 第9圖之有效混合波形中所示。第二個效果係強大的輸入 訊號可調變gds以及開關的Ron ’其改變阻擋者訊號衰減 的程度。迫兩效果皆導致混合器中的非線性，惡化性能。 第9圖顯示源極（輸入）電壓對於一給定開關之電阻 的影響。由於峰電阻90 1與頻帶外訊號之衰減相關，因大 訊號而造成電阻之改變暗示第二階非線性影響大頻帶外訊 號，這是非常不希望預見的情況。再者，可見到Vs的變 化改變開關9 0 2的啓通時間。此種時序的調變影響混合器 -15- ⑧ (13) 1345369 的特性，影響欲得到或不欲得到之訊號兩者。 第1 0圖爲根據本發明範例實施例增進混合器線性之 互補C Μ 0 S開關1 0 0 0的圖。互補CM O S開關1 00 0的組態 允許 PMOS開關1〇〇2Α至1 002D以互補 NMOS開關 1004A至1004D的方式回應源極電壓Vs之改變，使得因 在RF輸入上的大訊號造成之電晶體電導的改變會抵銷至 第一階並導致傾向與源極以及汲極電壓相當獨立的電導， ‘ 改善線性。同樣的，個別的切換電晶體之有效轉換點的改 變會具有相反極性，使它們的影響傾向於抵銷至第一階。 雖使用互補開關會增加混合器在其所有的埠上之寄生電 容，它不需額外的電路來驅動。於差分混合器中，通常仍 需要互補L Ο訊號，即使沒有互補開關來驅動兩個差分相 位，因此可輕易地反向NMOS以及PMOS LO驅動器的極 性。通常，應比照NMOS來調整PMOS電晶體，使它們具 有相同電導，亦即相同的，CyW/Z値。 W 欲解決的另一個問題爲混合器開關的串聯電阻，當啓 通時必須相當的小，以避免在那些開關中過度雜訊以及其 他問題的產生。開關串聯電阻亦設定於混合器輸入處可達 成的頻帶外衰減量之限制，其中頻帶內對頻帶外之衰減比 率約等於混合器輸入處所見之阻抗對混合器開關的串聯電 阻間的比率，如第1 1 C圖所示。使用短通道長度電晶體， 並具有盡可能寬的總閘極寬度以及當啓通時盡可能大的閘 極驅動電壓，而得以避免這些問題。 希望有高閘極驅動擺動以最小化混合器開關的串聯電 -16 - ⑧ (14) 1345369 阻。另外，增加的擺動藉由減少RF以及LO 比率，h〆，而可增進混合器的有效線性， 於由rd所引起之源極電壓差以及加諸於L0上 源極電壓之間的比率，。此比率粗略的 對混合器開關之電導的影響成常比，因此與線 聯。相同的，由於較高擺動表示較快轉變，較 Vs的改變對轉變時間有較少的影響，亦與線性 I 上係可驅動vgs到盡可能的高，這對CMOS裝 近氧化崩潰電壓Vbc)X。由於L0驅動訊號典型 弦曲線，因此與偏壓點具有相同的最大與最小 極（LO輸入）以及其他埠（源極、汲極以及 任何偏電壓差會增加此電壓差，因此減低最大 不使電晶體崩潰。因此提供具有相同電壓之閘 源極以及主體係有益的。在允許N型以及P型 體d c隔離的過程中，諸如三井或絕緣體上覆安 W 可藉由選擇一偏電壓（通常基於所需輸出程度 直接與之連接’同時將汲極（基頻輸出）以及 電阻連接到該電壓，接著於RF以及L0訊號中 達成目的。 第1 2圖爲根據本發明一範例實施例的範 1 2 0 0之圖。 達成大的L0電壓擺動（亦即l〇擺動=2. 個困難處在於L 0驅動電路必須產生此訊號。 主動方式會面臨到任何輸出裝置將會固有地看 電壓之間的 該比率約等 的d c閘極-與RF訊號 性有直接關 高擺動表示 有關。理想 置而言係接 地約略爲正 偏離，於閘 主體）之間 可能擺動而 極、汲極、 電晶體與主 1 ( SOI)， )並將主體 閘極透過大 AC耦合來 例驅動結構 V b 0 X )的一 一個單純的 到此較大電 -17 - ⑧ (15) 1345369 壓（例如2'VbQX)的問題，並容易崩潰。若使用具有由Lo 驅動的閘極之FET裝置實施混合器，LO輸入阻抗主要爲 電容性的。 L0緩衝器由一對CMOS反向器1202A以及1202B所 構成，差分驅動並各自由NMOS電晶體1206以及1210以 及PMOS電晶體1 2 08以及1212所構成。反向器1 202A以 及1 202B的輸出分別透過兩個電感器1 204A以及1 204B ^ 差分驅動混合器1 2 1 6 β這些電感器與任何輸入電容共振以 產生增加的電壓擺動。此擺動的振幅係藉由緩衝器各半週 期的可得電荷所設定。電荷係儲存在電容器1214上，其 持續地由Ibias充電以及由反向器1 202Α以及1202Β輪流 放電。 互補推拉式反向器（驅動器）1 202A以及】2〇2B可用 於達成適當的效率，同時與輸出串聯並具有選擇與混合器 之LO輸入電容共振之値之電感器〗204A以及1 204B允許 W 電壓增加約Q因子，其中Q爲由電感器以及混合器輸入 阻抗構成的LCR共振器之品質因子。藉由選擇Q>2，於驅 動器輸出的擺動可保持在小於崩潰電壓，同時驅動所希望 的峰間擺動（如約2 · Vbt)X )。可選擇額外的技術使輸出擺 動與共振Q無關。藉由電流限制該推拉級，無論電感器Q 爲何仍可確保Ibias/ ( C,,rFLO )之峰間擺動（允許使用較 筒Q的電感益而無需煩惱過度驅動混合磁）。注思到Q 必須至少爲2，以允許Vb(5X之峰間混合器驅動而不會提供 超過Vbl>x給驅動器。 ⑧ -18 - (16) 1345369 第1 3圖爲根據本發明一範例實施例執行平衡非平衡 轉換功能同時執行對LN A輸入阻抗匹配之電路1 3 0 0之 圖。 電路13〇0包含匹配電路13〇2以及跨導電路1 3 04。第 ]3圖的差分LN A以及匹配網路如下作動。包含差分以及 共同模式組件兩者的一對訊號係透過電容器1 3 06以及 1 3 08 AC耦合到匹配網路。由結合的電感器1312以及 W 13 14以及電容器13 1 0、1 3 06以及1 3 08所設定的並聯共振 作爲於差分模式中增加電壓擺動。由電感器1312與1314 以及電容器1 3 1 6所設定的串聯共振作爲壓抑共同模式電 壓擺動。此差分電壓訊號係提供給電晶體I 3 2 2以及1 3 2 4 的閘極，其作爲假差分放大器，並由電感器1 3 1 8以及 1 3 20提供的退化（degeneration )而線性化。電晶體1 322 以及1 324的電流模式訊號係接著由疊接（cascode)之電 晶體1 3 2 6以及]3 2 8所緩衝。 W 可達成的LNA與可能的頻帶內干擾頻率隔離相比通 常爲相當寬頻’因此必須足夠的線性，以處理最大阻擋訊 號強度而不會造成微弱所要訊號放大之無法接受的惡化。 此情況令L N A之設計有兩項需要。第一爲l N A需具有非 常商輸入壓縮點，桌一爲LNA應對偶數階（even_orcjer) 非線性具有高度的排斥，因這些傾向於低IF以及直接轉 變接收器造成錯誤操作。當使用共同源極式放大器，高輸 入壓縮暗示大量源極退化。爲了雜訊以及輸入匹配的理 由’較佳爲與源極串聯的相當大的電感並結合較高偏電 ⑧ -19- (17) 1345369 流。詳言之’ Ibias.L.c〇>Vswi„g，其中Uias爲偏電流，L爲 源極電感器’以及ω爲操作頻率。爲了壓抑偶數階非線 性’一種方式係使用差分LNA。此幫助減低LNA本身的 非線丨'主以及右跟隨之混合器亦爲差分，減低L Ν Α所驅動 之混合器的偶數階之線性。若輸入訊號必須爲單端，通常 係這種情況’需要某種單端至差分之轉變。 雖然本發明之系統與方法的範例實施例已在此詳細的 W 說明’熟悉該項技藝者亦應了解到可對該等系統與方法作 出不悖離所附申請專利範圍之範圍與精神的替代以及變 更。 【圖式簡單說明】 第1圖爲提供多頻帶相容性之範例先前技術的系統 圖； 第2圖爲根據先前技術之線性-時間-變化（LT V )低 W 通濾波器；
第3A圖爲使用在此所述之本發明提供正交頻帶GSM 相容範例系統之圖； 第3 B圖爲根據本發明一範例實施例使用頻率選擇性 之系統的圖>· 第4圖爲根據本發明一範例實施例使用額外輸入LC 共振器之高性能應用之系統的圖； 第5A至5C圖爲圖500、5 02以及5 04，說明以 Μ 0 S F E T爲基礎之被動混合器的時變輸入電阻係如何造成 -20- ⑧ (18) 1345369 線性惡化； 第6圖爲根據本發明一範例實施例由具有輸入連接在 一起之代表的I/Q混合器而造成之相位依賴之電阻的圖； 第7圖爲根據本發明一範例實施例之系統的圖； 第8圖爲根據本發明一範例實施例之系統的圖； 第9圖爲輸入訊號所造成之切換電阻之圖； 第1 〇圖爲根據本發明一範例實施例用於增進混合器 ‘ 線性之互補CMOS開關之圖； 第11 A至1 1 C圖爲顯示根據本發明一範例實施例之電 路的圖； 第1 2圖爲根據本發明一範例實施例之範例驅動結構 的圖；以及 第1 3圖爲根據本發明一範例實施例之電路圖，該電 路用於執行平衡非平衡轉換功能，並同時執行對LNA輸 入之阻抗匹配。 【主要元件符號說明】 1 0 5 B :混合器 106A :發送/接收開關 2 0 0 :低通濾波器 3 0 0 A、B :系統 3 02A、B :混合器 3 0 4 :相位內輸出 3 06 :正交輸出 -21 - ⑧ (19) 1345369 SOSA ' B:電容器 3 1 4 :阻抗匹配 316 :低雜訊放大器 3 1 8 :電容器 3 20 :電感器 3 2 0A、B :被動混合器 400 :系統 ^ 402 :電感器 4 0 6 - 4 1 2 :開關 702, 704，70 8 ：開關 802-808:開關 8 10-816 ： L C 槽 1 1 00A-C :圖 9 0 1 :峰電阻 902 :開關 1 000: CMOS 開關 I 2 0 0 :驅動結構 1 202A, B:反向器 1 206, 1210: NMOS 電晶體 1208，1212 ： PMOS 電晶體 1 2 04 A, B :電感器 ]2 14 :電容器 ]2 ] 6 :混合器 1300：電路 -22 - ⑧ 1345369 (20) 1 3 0 2 :匹配電路 1 3 04：跨導電路 1306, 1308, 1310：電容器 1312, 1314, 1318, 1320：電感器 13 16 :電容器 1322,1324,1326, 1328 :電晶體

Claims (1)

1345369 100年4月21日修正替換頁 j〇D年今月之| 第94102183號之申請專利範圍修正本 i 十、申請專利範圍 1.一種接收器電路，包含： 正交被動混波器，具有輸入以及輸出； 一或多個輸出阻抗耦合至該正交被動混波器之輸出，其中該正交被 動混波器之輸入阻抗提供帶通回應； 低雜訊放大器（LNA)，具有輸入與輸出，該LNA之輸出耦合至該 正交被動混波器，該LNA組態成於預定輸入範圍提供實質線性的跨導； ^ 以及 其中組態該LNA以及該正交被動混波器，使得該正交被動混波器輸 入阻抗所提供的帶通回應出現在該LNA的輸出，以實質減低出現在該 LAN輸入之不需要的訊號之LNA電壓增益。 2. 如申請專利範圍第1項的接收器電路，其中該LNA爲共同源極放 大器並包含源極退化（degeneration)。 3. 如申請專利範圍第1項的接收器電路，其中該LNA爲差動放大 器。 W 4.如申請專利範圍第1項的接收器電路，其中： 操作頻率對應於無線聲音通訊頻帶中的頻道； 該LNA輸入之線性跨導在頻帶外訊號存在下減少頻帶內訊號的劣 化；以及 該混波器的帶通動作減弱頻帶外訊號以防止頻帶外訊號劣化在該 LNA輸出之頻帶內訊號。 5. 如申請專利範圍第4項的接收器電路，其中該接收器係選自由低 中頻率接收器以及直接轉換接收器所組成之群族之一或更多者。 6. 如申請專利範圍第4項的接收器電路，其中： 0758-A34549TWF1 (20110211) -24 - 1345369 _ 第94102183號之申請專利範圍修正本 100年4月21日修正替換頁 ___, > 希望的頻率對應於GSM頻帶中的頻道； 該LNA輸入係足夠地線性’使得在頻帶外訊號的存在下不顯著地劣 化敏感度所需訊號；以及 該混波器的帶通動作減弱頻帶外訊號，以防止頻帶外訊號劣化在該 LNA輸出之所需的訊號。 7·如申請專利範圍第2項的接收器電路，進一步包含： 複數個NFET以及PFET ;以及 其中以實質上差動訊號驅動該等NFET與PFET。 8. 如申請專利範圍第2項的接收器電路，進一步包含： 複數個FET開關：以及 其中將兩個或更多個FET開關偏壓至大約相同電壓。 9. 如申請專利範圍第2項的接收器電路，其中： 該正交被動混波器的一或更多個開關之本地振盪器（LO)輸入係由 緩衝器透過串聯共振電感器/電容器（LC)結構而驅動； 該LC結構係調諧至該LO的頻率；以及 於該等開關之峰間擺動係提昇至超越該緩衝器的崩潰電壓。 ^ 10. —種正交混波器，包含： 本地振盪器（LO)輸入’接收具有頻率FL0之訊號； 訊號輸入，接收具有頻率Fsig之訊號； 輸出阻抗，於IFlo-FsksI與|Flo+Fsig|頻率時爲高以及於其他頻率 時爲低；以及 混波器，耦合至該輸出阻抗、該L0以及該訊號輸入，其中當該訊 號輸入在FSICl時且若FSIG爲預定訊號頻率時該混波器呈現於訊號輸入之 阻抗爲高，而於其他頻率時爲低° 0758-A34549TWF1 (20110211) -25- 1345369 100年4月21日修正替換頁 ，第94102183號之申請專利範圍修正本 Π·如申請專利範圍第1〇項的正交混波器，其中低噪聲放大器(LNA) 負載包含與並聯的LC共振器並聯之該混波器之輸入。 12. 如申請專利範圍第η項的正交混波器，其中平衡非平衡轉換器 (balun)提供單端至差動轉換以及對該[να輸入之阻抗匹配。 13. —種正交混波器，包含： 輸入； 同相輸出； ^ 正交輸出； 本地振盪器（LO) ’產生一頻率並驅動該正交混波器至接近希望的 輸入訊號頻率； 兩個負載網路，各於接近零頻率時呈現低通阻抗回應，以及於該L〇 頻率兩倍時呈現高阻抗回應，其中同相輸出與正交輸出各個連接至該等 負載網路之一；以及 其中各負載網路與正交混波器的時變特性互動，以在輸入提供帶通 回應。 ^ 14.如申請專利範圍第13項的正交混波器，其中該同相輸出與正交 相位輸出各包含： 混波器，具有一連接至該正交混波器之輸入以及兩個輸出： 兩個並聯LC共振器，各具有該本地振盪器頻率兩倍的頻率，以及 各具有第二終端以及連接至該混波器輸出之一的第一終端； 兩個電容器，各具有第一終端與第二終端，其中各電容器的第一終 端以及第二終端係連接至各並聯LC共振器，其中各電容器變更該混波器 帶通回應的頻寬。 15.—種差動正交混波器，包含： 0758-A34549TWF1 (20110211) -26 - 1345369 p--- 第94102183號之申請專利範圍修正本 100年4月21曰修正替換頁 輸入； 同相差動輸出； 正交差動輸出； 本地振盪器（LO)，產生一頻率並驅動該差動正交混波器至接近希 望的輸入訊號頻率； 各差動輸出係連接至一個負載網路，其於接近零頻率時呈現低通阻 抗回應’以及於該LO頻率兩倍時呈現高阻抗回應；以及 各負載網路與該差動正交混波器的時變特性互動，以在輸入提供帶 y 通回應。 16. 如申請專利範圍第15項的差動正交混波器，其中各差動輸出的 負載網路包含： · 兩個並聯LC共振器，各具有該本地振盪器頻率兩倍的共振頻率， . 以及各具有連接至該等差動輸出之一的第一終端以及第二終端； 電容器，具有第一終端與第二終端，其中各終端係連接至該兩個並 聯LC共振器之一的第二終端之一；以及 其中電容器與該差動正交混波器的時變特性互動，以決定該差動正 4 交混波器帶通輸入阻抗的頻寬。 17. 如申請專利範圍第16項的差動正交混波器，其中出現於電容器 終端之訊號提供後續電路用之輸出訊號。 18. 如申請專利範圍第15項的差動正交混波器，進一步包含： 複數個NFET以及PFET開關；以及 其中以實質上差動的訊號驅動該等NFET與PFET。 19. 如申請專利範圍第15項的差動正交混波器，進一步包含： 二或更多個FET ;以及 0758-A34549TWF1 (20110211) ... 1345369 _ 第94102183號之申請專利範圍修正本 100年4月21日修正替換頁 其中將二或更多個FET偏壓至大約相同電壓。 20. 如申請專利範圍第15項的差動正交混波器，進一步包含： 複數個開關，各具有LO輸入，由緩衝器透過串聯共振電感器/電容 器（LC)結構而驅動；以及 其中該LC結構係調諧至該LO的頻率，以及於該等開關之峰間擺動 係提昇至超越該緩衝器的崩潰電壓。 21. —種被動混波器，由本地振盪器頻率所驅動，該混波器包含： ^ 輸入； 第一未濾波輸出； 第二未濾波輸出； 第一爐波輸出； 第二濾波輸出； 該第一未濾波輸出係經由第一並聯共振LC槽（LC tank)連接至該 第一濾波輸出； 該第二未濾波輸出係經由第二並聯共振LC槽連接至該第二濾波輸 W 出； 該第一濾波輸出係經由電容器連接至該第二濾波輸出； 各個第一並聯共振LC槽與第二並聯共振LC槽係經調諧以於該LO 頻率兩倍處提供高阻抗；以及 該第一並聯共振LC槽、第二並聯共振LC槽以及電容器互動以於輸 入提供帶通輸入阻抗。 0758-A34549TWF1(20110211) -28 -
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