TWI327427B

TWI327427B - Signal processing with channel eigenmode decomposition and channel inversion for mimo systems

Info

Publication number: TWI327427B
Application number: TW092116838A
Authority: TW
Inventors: W Ketchum John; R Walton Jay
Original assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 2002-06-24
Filing date: 2003-06-20
Publication date: 2010-07-11
Also published as: TW201029370A; EP2144390A2; BR0312089A; US7613248B2; CA2490642A1; ATE450094T1; CN1675873A; JP2010136396A; RU2005101422A; JP4468167B2; NO20050351L; DE60330242D1; KR20100080950A; US20100046666A1; EP1516448A1; RU2317648C2; AU2003243679C1; IL165939A0; AU2003243679A1; JP2005531218A

Description

1327427 玖、發明說明：【發明所屬之技術領域】一本發明通常係有關於資料通訊，而更明確而言，係有關使用多輸入多輸出（ΜΙΜΟ)通訊系統的頻道本徵模式分解與頻道反轉來執行信號處理之技術β 【先前技術】多輸入多輸出（ΜΙΜΟ)通訊系統係使用料傳輸的多重（Ντ) 傳輸天線與多重（Nr)接收天線資。透過Ντ傳輸與}»^接收-矢線形成的ΜΙΜΟ頻道可分解成Ns個獨立頻道，其中Ns< min {NT，NR}。該等Ns獨立頻道的每一者亦稱為μίμο頻道的空間予頻道’而且對應一空間。如果使用經由多傳輸與接收天線建互的額外空間，ΜΙΜΟ系統可提供改良效率（例如，增加傳輸能力）。寬頻ττ ΜΙΜΟ系統的空間子頻道會由於例如衰減與多路徑的各種不同因素而遭遇不同頻道情況。每個空間子頻道如此會經歷到頻率選擇性衰減，其特徵是在整個系統頻宽不同頻率（即是，不同頻率範圍或子頻帶）上會有不同的頻道增益。隨著頻率選擇性衰減，每個空間子頻道可達成不同頻率範圍的不同信號-雜訊與干擾比（SNRs)e結果，可在一特殊位準效率（例如，1%封包錯誤率）的每個空間子頻道的不同頻率la圍上傳送的每個調變符號（或資料率）的資訊位元數量可隨者不同範園而不同。而且，因為頻道條件典型是隨著時間改變，所以空間子頻道範圍的支援資料率亦隨著時間改變。 86302 1327427 若要克服在寬頻帶頻道的頻率選擇性衰減，正交分頻多工（OFDM)可用來有效將系統頻寬劃分成許多（NF)子银"帶 (其亦稱為頻率範圍或子頻道）。隨著OFDM，每個頻率子頻道是與資料調變的相對副載波有關。對於利用OFDM的一 ΜΙΜΟ系統（即是，MIMO-OFDM系統）而言，每個空間子頻道的每個頻率子頻道可視為獨立的傳輸頻道。一編碼通訊系統的主要挑戰是根據頻·道狀況的資料傳輸之適當資料率與編碼及調變方法。此選擇處理的目標能I 輸貫量#大化，而符合品質目標，而且能以一特殊的封包錯誤率（PER)、某些延遲標準等來定量。用以選取資料率與編碼及調變方法的一簡單技術是根據它的傳輸能力而在MIMO-OFDM系統中”位元載入”每個傳輸頻道，其可透過頻道的短期平均SNR而定量。然而，此技術具有數個主要缺點，第一，每個傳輸頻道的個別編碼與調變會明顯增加在發射器與接收器的處理複雜度。第二，每個傳輸頻道的個別編碼會明顯增加編碼與解碼延遲。第三，一高回授率對於傳送頻道狀態資訊（CSI)是需要的，以表示每個傳輸頻道的頻道情況（例如，增益、相位、與 SNR)。對於一 ΜΙΜΟ系統而言，傳輸功率是可處理以使輸貫量最大化的另一參數。大體上，ΜΙΜΟ系統的整體輸貫量可透_過將具更大傳輸能力的更多傳輸功率配置給傳輸頻道而姥加。然而，將不同量的傳輸功率配置給一特定空間子頻道的不同頻率範圍會造成誇大空間子頻道的頻率選擇本質。 86302 1327427 眾所周知頻率選擇性衰減會造成符號間干擾（ISI)，藉使在接收信號的每個符號可充當在接收信號的隨後符號的f真現象。ISI失真會由於影響正確偵測接收符號的能力而降低效率。若要減輕ISI的有害影響，接收符號的均等化將需在接收器執行。因此，頻域功率配置的主要缺點是為了克服造成的額外ISI失真而會增加接收器的額外複雜度。因此，在技術中對於達成MIM0系統高整體輸貫量的技術是需要的，而不必個別將每個傳輸頻道編碼，而且可減翁 ISI的有害影響。【發明内容】在此提供的技術係用以處理在MIM0系統的發射器與接收器的資料傳輸，使得可達成高效率（例如，高整體輸貫量）。在一觀點方面，可提供使用頻域頻道本徵分解、頻道反轉、與（選擇性）"倒水處理”的頻域來實施，以取得用於發射器與接收器的脈衝形成與束波方向性解決。頻道本徵分解是在發射器執行，以決定MlM〇頻道的本徵模式（即是，空間子通道），並獲得第一組方向性向量，該第 ·’且方向性向量可在ΜΙΜΟ頻道上傳送之前用來將調變符號預先條件化。頻道本徵分解可根據一評估的頻道響應矩陣而執行，其中該評估.的頻道響應矩陣是MlM〇頻道的頻道響應評估（時域或頻域h頻道本徵分解亦在接收器執行，以獲得第二組方向性向量，該第二組方向性向量可用來將-接收的符號條件化，使得正交符號流可在接收器復原。

頻道反轉是在發射器執行，以取得用來使在接收器的ISI 86302 -8- 1327427 失真量減少或降低的加權。.特別是，頻道反轉可於供資料傳輸的每個本徵模式來執行。一組加權可根據ΜΙΜΟ頻道的評估頻道響應矩陣而於每個本徵模式取得，而且可用來將特徵模式的頻率響應反轉。倒水分析可（選擇性）用來更最佳化將整個可用傳輸功率配置給ΜΙΜΟ頻道的本徵模式。特別是，具較大傳輸能力的本徵模式可配置更多的傳輸功率，而且低於一特殊臨界值傳輸能力的本徵模式可從使用（例如，透過配置具零傳輸读率的這些不良的本徵模式）省略。配置給每個本徵模式的傳輸功率然後可決定資料率與可能用於本徵模式的編碼與調變方法。在發射器，資料最初是根據一特殊處理方法來處理（例如’編碼與調變），以提供許多調變符號流（例如，每個本徵模式的一調變符號流）。ΜΙΜΟ頻道的評估頻道響應矩陣可 (例如，從接收器）獲得，並分解（例如，在頻域，使用頻道本徵分解），以獲得一組右邊本徵向量矩陣與一组奇特值矩陣。加權的許多组然後可根據奇特值矩陣而取得，而且加權的每一组可用來將用於資料傳輸的一相對本徵模式的頻率響應反轉。倒水分析亦可根據奇特值矩陣來執行，以獲得表示配置給本徵模式的傳輸功率的一組依比例決定值。發射器的一脈衝形成矩陣然後可根據右邊本徵向量矩陣、加權、與依比例決定值（如可使用）而取得《脈衝形成矩陣了包含方向性向量，其可用來將調變符號流預先條件化以獲得在ΜΙΜΟ頻道上傳送的預先條件化符號流。 86302 -9- 1327427 在接收器，許估的頻道響應矩陣亦可獲得（例如，根據從發射器傳送的導頻符號）及分解，以獲得一組左邊本徵石量矩陣。接收器的脈衝形成矩陣然後可根據左邊本徵向量矩陣而取得，並可用來將許多接收的符號流條件化，以獲得許多復原的符號流。復原的符號可進一步處理（例如，解調變及解碼），以將傳送的資料復原。本發明的各種不同觀點與具體實施例是在下面進—步詳細描述。本發明可進一步提供實施如下面進一步詳細描也用以實施各種不同觀點、具體實施例、與本發明特徵的方法、數位處理器、發射器與接收器單元、及其他裝置與元件。【實施方式】在此描述用以處理在發射器與接收器資料傳輸的技術可用於各種不同無線通訊系統。為了清楚說明，本發明的各種不同觀點與具體實施例是明確描述多輸入多輸出（ΜΙΜΟ) 通訊系統。一 ΜΙΜΟ系統使用供資料傳輸的多傳送（Ντ)天線與多接收（Nr)天線。透過Ντ傳送與Nr接收天線形成的ΜΙΜΟ頻道可分解成Ns個獨立頻道，其中min {NT，NR}。該等Ns獨立頻道的每一者亦稱為ΜΙΜΟ頻道的空間子頻道。空間子頻道的數量係透過ΜΙΜΟ頻道的本徵模式數量決定，其次是因描j 在Ντ傳送與NR接收天線之間響應的頻道響應矩陣而定。圖1是一發射器系統110與一接收器系統150的具體實施例方塊圖，其可實施在此描述的各種不同信號處理技術。 86302 -10. 1327427 在發射器系統110，路由資料是從一資料源112提供給一傳送（TX)資料處理器114，以根據提供的編碼資料的一或Γ多個編碼方法而將路由資料格式化、編碼、及交錯。然後，編碼的路由資料可在傳送的所有或一部份資料流中使用例如分時多工（TDM)、或分碼多工（CDM)而與導頻資料多工處理。導頻資料典型是以已知方式處理的已知資料圖案。多工的導頻與編碼路由資料會被交錯，然後根據提供調變符號的一或多個調變方法來調變（即是，映射符號）。在具體_實施例，傳輸.資料處理器114可提供用於資料傳輸的每個空間子頻道的一調變符號流。每個調變符號流的資料率、編碼、交錯、與調變可透過一控制器130提供的控制決定。調變符號然後提供給一 ΤΧ ΜΙΜΟ處理器120及進一步處理。在一特殊具體實施例，透過ΤΧΜΙΜΟ處理器120的處理包括（1)決定ΜΙΜΟ頻道的評估頻道頻率響應矩陣；（2)將此矩陣分解，以決定ΜΙΜΟ頻道的本徵模式，並取得供發射器的一組”方向性''向量，其中一向量是用於在每個空間子頻道上傳送的調變符號流；（3)根據方向性向量與表示指定給本徵模式頻率範圍傳輸功率的加權矩陣而取得一傳輸時間-空間脈衝形成矩陣；及（4)使用脈衝形成矩陣將調變符號預先條件化，以提供預先條件化的調變符號。透過ΤΧ ΜΙΜΟ 處理器120的處理是在下面進一步描述。預先條件化的多達 Ντ個資料流然後經由122t而提供給發射器（TMTR)122a。— 每個發射器122是將一相對的預先條件化符號流轉換成一或多個類比信號，並將類比信號進一步條件化（例如，放 86302 -11 - 1327427 大、遽波、與頻率向上轉換）’以產生適合在ΜΙΜΟ頻道上傳送的一調變信號。來自每個發射器122的調變信號然反經由一相對的天線124傳送給接收器系統。在接收器系統150，傳送的調變信號是經由152r而由NR天線152a接收，而且來自每個天線152的接收信號是提供給一相對的接收器（RCVR) 154。每個接收器154可將接收信號條件化（例如，濾波、终大、與頻率向下轉換）、將條件化信號數位化，以提供一取樣流，並進一步處理取樣流，以提疾接收符號流。一RX ΜΙΜΟ處理器160然後接收及處理NR接收的符號流，以提供復原符號的Ντ流，其中該復原符號的Ντ 流是從發射器系統傳送的調變符號評估。在一具體實施例，透過RX ΜΙΜΟ處理器160的處理包括（1)決定ΜΙΜΟ頻道的評估頻率響應矩陣；（2)將此矩陣分解，以取得接收器的一組方向性向量；（3)根據方向性向量而取得一接收時間-空間脈衝形成矩陣；及（4)使用脈衝形成矩陣將接收的符號條件化，以提供復原的符號。透過RX ΜΙΜΟ處理器160的處理是在下面進一步描述。一接收（RX)資料處理器162然後將復原的符號解調變、解交錯、及解碼，以提供解碼資料，其中該解碼資料是傳送路由資料的評估。透過RX ΜΙΜΟ處理器160與RX資料處理器162的處理是與分別在發射器系統110的ΤΧ ΜΙΜΟ處理| 120與ΤΧ資料處理器114執行的處理形成互補。 _ RX ΜΙΜΟ處理器160可進一步取得空間子頻道等的 ΜΙΜΟ頻道、接收雜訊功率及/或信號-雜訊-干擾比（SNRs) 86302 -12 - 1327427 的頻道脈衝響應》然後，RX ΜΙΜΟ處理器160可將這些量化提供給一控制器170。RX資料處理器162亦提供每個接i^封包或訊框的狀態、表示解碼結果的一或多個其他效率度量、與可能的其他資訊。控制器170然後可取得頻道狀態資訊（CSI)’其中該頻道狀態資訊（CSI)包含從RX ΜΙΜΟ處理器160與RX資料處理器162接收的所有或一些資訊。csi是經由一 ΤΧ資料處理器178處理、經由一調變器180調變、經由發射器1 54a至154r條件化、並傳回給發射器系統π 〇。/ 在發射器系統11 0 ’來自接收器系統1 5 0的調變信號是經由天線124接收、經由接收器122條件化、並經由一解調變器140解調變，以復原接收器系統傳送的csb CSI然後提供給控制器130 ’並用來產生τχ資料處理器114與ΤΧ ΜΙΜΟ處理器120的各種不同控制。控制器130與170是分別在發射器與接收器系統上指示操作。記憶體132與172提供分別由控制器13〇與17〇所使用程式碼與資料的儲存。在此提供的技術可經由時域實施而達成高效率（例如，高的整體系統輸貫量），其中該時域實施係使用頻域頻道本徵分解、頻道反轉、與（選擇性）倒水結果來取得發射器與接收器的時域脈衝形成與指向波束方向性解決。頻道本徵分解是在發射器上執行，以決定ΜΙΜ〇頻道的^ 徵模式，並取得第一组方向性向量，其中該第一組方向性向量可用來將調變符號預先條件化。頻道本徵分解亦在接收器上執行，以取得第二组方向性向量，其中該第二組方 86302 -13 - 1327427 向性向量是用來將接收的符號條件化，使得正交符號流可在接收器復原。在發射器的預先條件化與在接收器的福：件化可使在ΜΙΜΟ頻道上傳送的符號流正交。頻道反轉是在發射器上執行，以使用於資料傳輸的每個本徵模式（或空間子頻道）的頻率響應變得平坦。如前述，頻率選擇衰減會造成符號間干擾（ISI)，且會降低效率，而影響在接收器上正確偵測接收符號的能力。傳統上，頻率選擇性衰減可在接收器透過執行接收符號流均等化而補償：然而’均等化會增加接收器處理的複雜度。隨著創作性技術，頻道反轉可在發射器執行，以說明頻率選擇性衰減，並減輕在接收器均等化的需要。倒水（或填滿水）分析可用來更佳將在ΜΙΜ0系統的整個可用傳輸功率配置給本徵模式，使得高效率可達成。配置給每個本徵模式的傳輸功率然後可決定用於本徵模式的資料率與編碼及調變方法。 - 這些各種不同處理技術是在下面進一步詳細描述。在此描述的技術可提供數個潛在性優點，第一，隨著時域本徵模式分解，具不同SNRs的最大量數的本徵模式是以 min (NT，NR)提供。如果一獨立資料流是在每個本徵模式上傳送，而且每個資料流是獨立處理，那麼最大數量的不同編碼/調變方法亦以min (Nt，Nr)提供。使資料流的接收S@s 本質相同亦是可能的，藉此進一步簡化編碼/調變。如此—，在此描述的技術可在利用頻域倒水的MIMO-OFDM系統中’透過避免實施頻道能力所需的每個範圍位元配置而明 86302 -14- 1327427 顯簡化資料傳輸的編碼/調變。其次’在發射器的頻道反轉會在接收器上造成不需要_均等化的復原符號流。此然後可減少接收器處理的複雜度。對照下’其他寬頻帶時域技術典型需要複雜的空間-時間均 -等化，以將符號流復原。、第三’在此.描述的時域發信技術可更容易整合各種不同 CDMA標準的頻道/導頻結構，其中該等各種不同cdma標準亦根據時域信號。頻道/導頻結構的實施在執行頻域信號的以OFQM.為主之系統中是可能更複雜。 _ 圖2是可實施各種在此描述不同處理技術的一發射器單元200具體實施例方塊圖。發射器單元2〇〇是圖1的發射器系 · 統Π0的發射器部分具體實施例《發射器單元2〇〇包括：一丁 X資料處理器li4a，其可接收及處理路由與導頻資料，以提供NT調變符號流；及（2)—ΤΧ ΜΙΜΟ處理器120a，其可將調變符號流預先條件化，以提供Ντ預先條件化符號流》 ΤΧ資料處理器114a與ΤΧ ΜΙΜΟ處理器120a是分別在圖1的籲 TX資料處理器114與ΤΧ ΜΙΜΟ處理器120的一具體實施例。在圖2顯示的特殊具體實施例，ΤΧ資料處理器114a包括一編碼器212、一頻道交錯器214、與一符號映射元件216。編碼器212可根據一或多個編碼方法而將路由資料（即是，資 * 訊位元山）接收及編碼，以提供編碼位元。編碼可增加資_^|· » 傳輸的可信度。在一具體實施例，一分開的編碼方法可用於選擇供資料傳輸使用的每個本徵模式（或空間子頻道）的資訊位元。在另一具體實施例，一分開的編碼方法可用於 86302 •15- 1327427 空間子頻道的每個部份，或一通常編碼方法可用於所有空間子頻道》使用的編碼方法係透過來自控制器1 3 0的控帝了而決定’而且可根據從接收器系統接收的CSI來選取。每個選取的編碼方法包括循環冗餘檢查（CRC)、捲積編碼、滿輪編碼、方塊編碼、與其他編碼、或完全沒有編碼的任何組合。頻道交錯器214是根據一或多個交錯方法而將編碼位元交錯。典型上，每個選取的編碼方法羌與一對應的交錯方法有關。交錯可提供編碼位元的時間變化，允許資料根據用於資科傳輸的每個空間子頻道的平均SNR來傳送，而且進一步移除在用來形成每個調變符號的編碼位元之間的關聯。符號映射元件216然後接收和多工導頻有插入資料的資料和比較進一步映射遵照一的多工的資料或比較多的調變方法提供調變符號。一分開的調變方法可用於選取的每個空間子頻道、或用於空間子頻道的每個部份。或者，一通常的調變方法可用於所有選取的空間子頻道。每個空間子頻道的符號映射可透過位元的分群組以形成資料符號（其每個可以是非二進位值）並將每個資料符號映射到在對應用於該空間子頻道所選取調變方法的信號星座中的一點來達成。選取的調變方法可以是QPSK、M-PSK、 Μ-QAM、或一些其他方法。每個映射的信號點是一合成值’而且對應一調變符號。符號映射元件216可提供每個 >手號週期調的變符號向量，而且每個向量的調變符號數量是對應該符號週期使用所選取的空間予頻道數量。符號映射 86302 -16- 1327427 元件216如此可提供多達]^_個調變符號流。這些符號流整個可形成一連串的序列，而且亦稱為調變符號向量i(n)，而^且每個此向量包括於第n符號週期可在多達Ns個空間子頻道上傳送的多達Ns個調變符號。在ΤΧ ΜΙΜΟ處理器120a，ΜΙΜΟ頻道響應可評估，並在傳送給接收器系統之前，將調變符號預先條件化。在分頻多工（FDD)系統方面，下行鏈路與上行鏈路是配置不同頻帶’而且下行鏈路與上行鏈路的頻道響應可能沒有足夠程度的關聯性。對於FDD系統而言，頻道響應可在接收器上評估，並傳回給發射器》在分時多工（TC)D)系統方面，下行鍵路與上行鏈路是以分時多工方式來共用相同頻帶，而且較向的關聯性程度可存在下行鏈路與上行鏈路頻道響應之間。對於TDD系統而言，發射器系統可評估上行鏈路頻道響應（例如’根據在上行鏈路上由接收器系統傳送的導頻)，然後透過例如在傳送與接收天線陣列多樣物之間的任何不同而取得下行鏈路頻道響應。在一具體實施例，頻道響應評估可提供給Τχ ΜΙΜΟ處理器120a，當作時域取樣的一連串nrX Ντ矩陣此連序矩睁是整個稱為一頻道脈衝響應矩[:車这。評估頻道脈衝響應矩陣Η的第（i，j)元件& (其中i = (1，2，，Nr)與』=(1，2,， Ντ)是一連串取樣，其表示從第j傳輸天線到第丨接收夭線_的傳遞路徑的取樣脈衝響應。 - 在ΤΧ ΜΙΜΟ處理器120a，一快速傅立葉變壓器222可透過在矩陣Η (即是，FFT[^])上執行一快速傅立葉轉換而（例 86302 •17- 1327427 如，從接收器系統）接收評估的頻道脈衝響應矩陣，並取得對應的評估頻道頻率響應矩陣Η。此可透過在这的每個元件的一連串NF取樣上執行NF點FFT而達成，以取得g.的對應元件的一組NF係數，其中NF對應FFT的頻率範圍數量（即是， FFT的長度）。兹的.NR. Ντ個元件如此是係數的NR. Ντ組，其表示在Ντ個傳輸天線與NR個接收夭線之間傳遞路徑的頻率響應。盆的每個元件是1的對應元件的FFT。評估的頻道頻率響應矩陣I亦可視為包含一組NF個矩陣这(k)，其中k = (δ， 1，…，Nf-1-)。頻道本徵分解一單元224然後執行用於資料傳輸的ΜΙΜΟ頻道的本徵分解。在用以執行頻道本徵分解的一具體實施例，單元224可計算評估頻道頻率響應矩陣g的奇特值分解（SVD)。在一具體實施例，奇特值分解為是在每個矩陣&(k)執行，其中k = (0, 1,…，NF-1)。頻率範圍k(或頻率fk)的矩陣ft(k)的奇特值分解能以下式表示： , 方程式（1) 其中U(k)在其中是NRxNR單式矩陣（即是，UHIi=I，其中i 是沿著對角線全是1而其他是〇的單位矩陣）； 4(k)是ft(k)的奇特值的NRxNT對角線矩陣；及 X(k)是NTxNT單式矩陣。 — 對角線矩陣Mk)包含沿著對角線的非負實數（即是，= diag^W，；^/：), ⑻))’而其他是 0。對於 i = (1，2,…，Ντ)而言， λ{(1〇稱為矩陣fi[(k)的奇特值。奇特值分解是在技術中已知 86302 •18· 1327427 的矩陣運算，而且是在各種不同參考中描述。一此參考是在吉柏特斯特藍編者名稱 ”Linear Algebra and —Its Applications" ’ Second Edition, Academic Press，1980 的書中描述，其在此是以引用方式供參考。奇特值分解的結果是三組NF矩陣Η、4、與f ’其中 M=[H(〇)，... mk) ...II(NF-1)]等。對於k的每個值而言，U(k) 是ft(k)的左邊本徵向量的NRxNR單式矩陣，Y(k)是&(k)的右邊本徵向量的NTxNT單式矩陣，而且A_(k)是ft(k)的奇特值的 NrxNt對务線矩陣。在用以執行頻道本徵分解的另一具體實施例’單元224 可先獲得如同K(k) = iH(k)i(k)的平方矩陣EJ：k)。平方矩陣 K(k)的本徵值然後是fil(k)的奇特值平方’而且EXk)、或Y(k) 的本徵值是的右邊本徵向量。獲得本徵值與本徵向量的K(k)分解在技術是已知，而且不在此描述。同樣地，另一平方矩陣K，(k)能以R，(k) = ή(ι〇ήΗ(ι〇獲得。此平方矩陣 EJ(k)的本徵值亦是&(k)的奇特值平方，而且Kl(k)的本徵向量是&(k)或LL(k)的左邊本徵向量。對於k的每個值而言’頻道本徵分解可在頻率匕用來將 ΜΙΜΟ頻道分解成它的本徵模式，其中k = (〇, I…，NF-l)。 &(k)的階數L(k)在頻率fk上是對應ΜΙΜΟ頻道的本徵模式數量，而且頻率fk是對應在頻率範圍k可用的獨立頻道數_量 (即是，空間子頻道的數量）。在如下面進一步詳細描述，I(k)的欄是與使用在調變符號向量i(n)元件的發射器頻率fk有關的方向性向量。因此， 86302 •19· 1327427 U(k)的欄是與使用在接收符號向量L(n)元件的接收器上的頻率fk有關的方向性向量。矩陣U(k)與父(k)(其中k = (〇了 1， ···，NF-1))是在每個fk頻率上用來使在本徵模式上傳送的符號流正交。當這些矩陣是在頻域或時域用來將在發射器上的調變符號流預先條件化時’並將在接收器的接收符號流條件化時’結果會是符號流的整個正交。此然後允許分開編碼/調變每個本徵模式（與每個範圍相反），可明顯簡化在發射器與接收器的處理。，對於ι.=…{1，2，…，r(k)}而言，沿著4(k)對角線的元件是 Xu(k)，其㈨是龜(k)的階數。u(k)與丑k)、以k)與以^的欄是本徵方程式的解決，其能以下式表示： = . 方程式（2) 對於k = (0, 1，…，nf-1)而言，三組矩陣以k)、4⑻、與 I(k)能以"排序"形式與"任意排序"形式的兩個形式提供。在排序形式，每個矩陣！(k)的對角線元件是以降冪排序，所以λη(]<；)之X22(k) 2…2入办）’而且他們的本徵向量是在u(k) 與Y(k)以對應的順序配置。排序的形式是以下標s表示，即是 ’ IL(k)、心⑻、與Kk)，其中 k = (〇, 1，。在任意排序形式，奇特值與本徵向量的排序可以是任意與進一步與頻率無關。任意形狀是以下標r表示《排序或任意排序的選擇使用特殊形狀會影響到用於資料傳輸的本_徵模式選擇、與用於每個選擇本徵模式的編碼與調變方法：一加權計算單元230可接收對角線矩陣组$，其包含每個頻率範圍的一組奇特值（即是，Mk)，k(k)，，λ^)。加 86302 -20· 1327427 權計算單元230然後可取得一組加權矩降置.，其中及= [班〇)…W_(k)…KNf_1 )]。如下述，加權矩p車可在時域或頻域中用來將調變符號向量i(n)依比例決定。加權計算單元230包括一頻道反轉單元232與（選擇性）一倒水分析單元234«對於每個本徵模式而言，頻道反轉單元 232可取得一组加權见丨’其可用來除去本徵模式上的頻率選擇衰減。倒水分析單元234可取得ΜΙΜΟ頻道本徵模式的一组依比例決定值卜這些依比例決定值是表示配置給本徵模式的傳輸功率。頻道反轉與倒水分析是在下面進一步描述。頻道反轉圖3 Α描述用來將每個本徵模式的頻率響應反轉的加權組丛ii的衍生圖。對於k = (0, 1，· · ·，NF-1)而言，對角線矩陣4(k) 组是顯示表示頻率大小的軸310依序配置顯示。對於i = 2，Ns)而言’每個矩陣的奇特值^(k)是沿著矩陣對角線放置）。軸312如此可視為表示空間維度。ΜΙΜΟ頻道的每個本徵模式是與一組元件{A^k)}有關，其中k = (0,丨，…， Nf-Ι)，其表示本徵模式的頻率響應。每個本徵模式的元件 {Mi(k)}組係透過沿著虚線3丨4的陰影方塊盒顯示。對於經歷頻率選擇性衰減的每個本徵模式而言，本徵模式的元件 {Mi(k)}於不同k值會不同。既然頻率選擇性衰減會造成ISI，所以ISI的有害效果可透過使每個本徵模式"反轉”而減輕，使得在接收器能以平-坦的頻道顯示》頻道反轉可透過取得每個本徵模式的加權 (wii(k)}組而達成，其中k = (〇, l ，Nf-1)，使得對於k的所 86302 -21 - 1327427 有值而言’加權與對應本徵值的乘積（即是，對角線元件的平方）是接近常數，其能以下式表示，其中 k = (〇, 1，…，NF-l) 〇對於本徵模式i而言，用來將頻道反轉的NF頻率範圍的加權組mi=[Wii(0)…Wii(k) Wii(NF-l)]T能從下式取得： = ¾ ，其中 k = (0, 1，...，Nf-1) 方程式（3) 其中疋能以下式表示的正常化因素：

如方程式（4)所示’一正常因素ai是根據與本徵模式有關的本徵值组（即是，平方奇特值）λ2ϋ(1〇而決定給每個本徵模式’其中k = (〇，1，...，nf- 1)。正常化因素ai的定義使得⑻ 〜一1 ^=4) 圖3Β描述在一特定本徵模式的加權組與本徵模式的本數值組之間的關係圖。對於本徵模式i而言，每個頻率範圍的加權wii(k)是與如方程式（3)所示頻率範圍的本徵值呈相反關係。若要使空間子頻道平坦及降低或減少ISI，不需要選擇性免除在任何頻率範圍上的傳輸功率。在本徵模式傳送之前，每個本徵模式的NF加權组可在頻域或時域用來依比例決定調變符號l(n)。對於排序的形狀而言，每個矩陣Mk)的奇特值Xu(k)(其：中 i = (1，2，…，Ns))可被排序，使得具較小指標的4(k)的對角線元件通常是較大。然後，本徵模式〇 (時常稱為原理本徵 86302 -22- 1327427 模式）將與在NF對角線矩陣4(k)的每一者中最大奇特值有關，本徵模式1然後將與在nf對角線矩陣的第二最大奇特值有關等。因此，即使頻道反轉是在每個本徵模式的所有頻率範圍上執行’但是具較低指標的本徵模式不可能具有太多的不良範圍（如有任何存在）。因此，至少對於具較低指標的本徵模式而言，過度的傳輸功率對於不良的範圍是沒有用。頻道反轉能以各種不同方式執行’以將MIM0頻道反轉’ 而且此是在本發明的範圍内。在一具體實施例，頻道反轉可於選取的每個本徵模式執行。在另一具體實施例’頻道反轉可於一些本徵模式執行’而不是其他的本徵模式。例如，頻道反轉可用導致過度ISI而決定的每個本徵模來執行。頻道反轉亦可於選擇使用的一些或所有本徵模式來動態執行，例如，當ΜΙΜΟ頻道決定是頻率選擇性（例如’根據一些定義的標準）時。頻道反轉是在2001年5月17日申請的美國專利案號 09/860,274、在2001年6月14日申請的美國專利案號 09/881,610、與在2001年6月26日申請的美國專利案號 09/892,379名稱"Method and Apparatus for Processing Data for Transmission in a Multi-Channel Communication System Using Selective Channel Inversion” 中進一步詳細描述，其在已轉讓予本發明，且在此是以引用列出供參考。 _ 倒水處理在一具體實施例，倒水分析是在空間維度上執行，使得 86302 •23- 1327427 更多傳輸功率可配置給具較佳傳輸能力的本徵模式。倒水功率配置是類似將固定的水量倒入具不規則底部的容器，其中每個本徵模式是對應容器底部的一點，而且在任何特定點的底部水升度是對應與本徵模式·有關的Snr相反。— 低深度如此便對應到一高的SNR，相反，一高的水深度是對應到一低的SNR。整個可用傳輸功率Pt()tai，然後"倒入"容器，使得在容器的較低點（即是，較高的SNRs)便會先填滿，而且較高的點（即是，較低的SNR)會稍後填滿。一常數巧过是表示在所有整個可用傳輸功率倒入之後的容器水表面位準。此常數最初可根據各種不同系統參數而評估。功率配置是因在底部表面的容器整個可用傳輸功率與深度而定。在超過水表面位準深度的點不會被填裝（即是，低於一特殊值的SNRs的本徵模式不能用於資料傳輸）。在一具體實施例，因為此誇大上述頻道本徵模式分解所建立本徵模式的頻率選擇性，所以倒水處理不會在頻率大小上執行。倒水處理的執行使得所有本徵模式可用於資料傳輸，或只使用一部份本徵模式（使用丟棄的不良本徵模式）。它顯示當連同以降冪排序奇特值的頻道反轉使用時，在本徵模式上的倒水處理可提供接近最佳的效率，而可減輕對於在接收器上均等化的需要。倒水處理可透過如下式的倒水分析單元234執行。最初，在每個本徵模式的整個功率可依下式決定：二- ^ij. * (灸〉_ ^ 方程式（5) 86302 -24 · 1327427 每個本徵模式的SNR然後可依下式決定： _1=告，方程式(6) 其中σ2是接收的雜訊變化，其亦能以接收的雜訊功率仏表示。接收的雜訊功率係對應在接收器復原符號上的雜訊功率’而且是可以是由接收器提供給發射器而當作一部份報告CSI的參數。配置給每個本徵模式的傳輸功率Pi然後能以下式決定：

Pi =max SNR.. ，〇且方程式(7a) 方程式(7b) 其中Pset是從各種不同系統參數取得的常數’而且？_是可用於配置給本徵模式的整個傳輸功率。如方程^式（7a)所示，充份品質的每個本徵模式是配置 Pset ~ ~~*— I _ 的傳輸功率。因此，達成較佳SNRs的本徵模式是配置較多傳輸功率。常數pset可決定配置較佳本徵模式的傳輸功率I。此然後可間接決定那些本徵模式可獲得選擇供使用既然整個可用傳輸功率會受限制，且功率配置是受限於方程式（7b)。倒水分析單元234如此可接收對角線矩陣4的組合、與接收的雜訊功率σ2。矩陣λ然後連同接收的雜訊功率使用—以取得依比例決定值卜[b〇... bi κ】τ的向量，其中而i-(l，2, .._，NS)。Pi是倒水方程式⑽與（7b)的解決。在匕 86302 -25- 丄327427 的依比例決定值是指示配置给Ns本徵模式的傳輸功率，其中零或多個本徵模式可配置給傳輸功率。圖4是用以將整個可用傳輸功率配置給一組本徵模式的處理400具體實施例流程圖。一特殊倒水實施的處理可決足傳輸功率Pi (其中iel)，以配置給在组〗的本徵模式，其中在發射器的可用整個傳輸功率為p_，本徵模式整個功率組為Pu，且接收的雜訊功率為σ2。最初’用來表示反複數目的變數η是設定成1 (即是， (步驟412)_.?對於第一反複而言，組Ι(η)定義包括ΜΙΜ〇頻道的所有本徵模式、或Ι(η)= {1>2，，Ns}(步騾414)。目前反複η的组l(n)的基數（或長度）然後可wLi(n) = |I(n)丨決定，其對於第一反複而言，Li(n) = Ns(步驟416)。为散在组I(n)的本徵模式上的總有效功率pe<n)是下一要決定的（步騾418)。總有效功率是定義成等於整個可用傳輸功率Ptc^，加上在組I(n)的本徵模式的反轉snrs的總數。此能以下式表示：十 s'⑻〜方程式(8) 整個可用傳輸功率然後配置給在組〗(η)的本徵模式。用來二由在組Ι(η)的本徵模式而反覆的索引丨是設定成丨（即是，i Ό(步驟420)的初值。配置給本徵模式丨的傳輸功率量然後可根據下式決定（步驟422): . 方程式（9) 在組Ι(η)的每個本徵模式是在步驟422配置傳輸功率。步 86302 -26- 1327427 驟424與426會部份迴路，以將傳輸功率配置給在組I(n)的每一本徵模式。圖5A疋以緣圖描述具二個本徵模式範例ΜΙΜΟ系統的總有效功率Peff。每個本徵模式具等於σ2/λ2ϋ的反轉SNR，其中i -{1，2，3}，其假設1.0的正常傳輸功率。在發射器可用的整個傳輸功率是？_=?1 + ?2+卩3’而且是圖5八的陰影區域的表示。整個有效功率區域是以在圖5 A的陰影與非陰影區域的範圍表示。 - 對於隹j水處理而言，雖然容器的底部是不規則表面，但是在容器上的頂部水位準是保持不變。同樣如圖所示，在整個可用傳輸功率Ρ_分配給本徵模式之後，最後的功率位準在所有本徵模式是不變。此最後的功率位準可透過將 Pefl(n)除以在組Ι(η)的本徵模式數量而決定。如方程式⑺的提供，及如圖5Α的顯示，配置給本徵模式丨的功率量然後可透過從最後功率位準PeS(n)/Li(n)減去本徵模式的反轉 SNR而決定。圖5Β顯示倒水功率配置在接收負功率的本徵模式中造成的情況。當本徵模式的反轉Snr超過最後的功率位準後，此便會發生，其能以下列條件表示（p^n)/Li(n)) < (σ2/λ2ϋ)。請即重新參考圖4，在功率配置結束，一判斷可決定是否 /又有任何本徵模式配置負功率（即是Pi<〇)(步驟428) ^如果答案為"是’’，那麼處理可透過從組I(n)將配置負功率的所—有本徵模式移除而持續（步驟43〇)β索引n會增量i (即是n = n + 1)(步驟432)。處理然後會返回步騾416，以在組I(n)的其餘 86302 1327427 本徵模式之中配置整個總可用傳輸功率》如步驟428決定，處理會持續，直到在組1〇)的所有本徵模式配置正傳輸功率為止。不在組I(n)的本徵模式是配置零功率。倒水處理亦由羅勃特G.蓋拉格在John + Wiley and Sons， 1968名稱"Information Theory and Reliable Communication" 描述，其在此是以引用方式併入本文。用以執行ΜΙΜΟ-OFDM系統的基本倒水處理的特殊演算法是在2001年10月 15曰申請的美國專利案號09/978,337名稱"Method arid

Apparatus —for Determining Power Allocation in a ΜΙΜΟ Communication System1·中描述。倒水處理亦在2002年1月23 曰申請的美國專利案號10/056,275名楫"Reallocation of

Excess Power for Full Channel-State Information (CSI) Multiple-Input, Multiple-Output (ΜΙΜΟ) Systems"中進一步詳細描述。這些應用轉讓给本發明，而且在此是以引用方式併入本文供參考。如果倒水處理執行將總可用傳輸功率配置給本徵模式的，那麼倒水分析單元234便可提供Ns個本徵模式的一組Ns 依比例決定值，其中b ={b〇...bi ....bw,}。每依比例決定值是用於一相對的本徵模式，並用來依比例決定給該本徵模式的加權組。對於本徵模式i而言，用來將頻道反轉的一組加權立ϋ = [Wu(0) ... Wji(k) ... Wii(NF-l)]T '並依比例決定本徵模式的傳一輸功率可如下式取得： WiiO) = ，其中k = (0, 1，…，Nf-1) 方程式(10) 86302 -28- 1327427 其中正#化因素1與长比例決定值h可如上述取得。加權計算單元230可提供能透過使用加權Wii(k)或％(]〇而獲得的加權矩陣组W 每個加權矩陣取”是對角線的元件是由上面取得的加權所組成的對角線矩陣。特別是，如果執行頻道反轉’那麼每個加權矩陣五(k)便可依下式定義，其中 k = (〇, 1，…，Nf-1): W(*) = diag(wuW，〜⑻⑽，方程式（1 la) 其中w^k)是如方程式（3)所示而取得。而且如果取得頻道反轉與倒水處理’那麼每個加權矩陣逐(k)可如下式定義，其中 k = (0, 1，.‘·，nf-1): W(*)-diag(^u(*), ^(k)> ... t1v^(Ar)), 方程式（1 lb) 其中命Kk)是如方程式（1〇)所示而取得。請即參考圖2 ’ 一定標器/IFFT 236可接收：（1)單式矩陣组Σ，其是I:·的右邊本徵向量矩陣；及（2)所有頻率範圍的加權矩陣組W。定標器/IFFT 23 6然後可根據接收矩陣而取得發射器的時間-空間脈衝形成矩陣Pfc<(n)。最初，每個加權矩陣五(k)的平方根可被計算，以獲得一對應的矩陣^^，其元件是丛：(k)元件的平方根。對於k = (〇,丨，，nm)而言，加權矩12車丑(Θ的元件是與本徵模式的功率有關。平方根然後會將功率轉換成等效信號比例值，對於每個頻率範圍让而 f ’平方根加權矩陣^®可與對應單式矩陣的乘積然後會被計异，以提供一乘積矩陣奴)画fc)。亦定義為-的乘積矩陣組(其中k = (0, u 係運用在調變符號向量5_(n)的最佳或近似最佳空間_頻譜形狀。 86302 -29- 1327427 的反轉FFT然後會記算，以取得發射器的空間·時間脈衝形成矩陣EtxO)，其能以下式表示：方程式(12)

Pa(n) = IFFr[V7w] 脈衝形成矩陣£.tx(n)，是一NTxNT矩陣。£tx(n)的每個元件是一组NF時域值，且其可透過乘積的對應元件的一組值的反轉FFT而獲得，Etx(n)的每個欄是魟n)對應元件的方向性向量。

一捲積器240可接收及預先條件化調變符號向量yn)、與脈衝形碑矩陣E^n)，以提供傳輸的符號向量在時域，預先條件化是一捲積運算，而且試n)與已^(η)的捲積能以下方程式（13) ( 在方程式（13 )顯示的矩陣捲積能依下列執行。若要取得時間 η的向量2L(n)的第i元件Xi(n) ’矩陣£tx(名）的第丨列與向量訂η名) 的内積可於許多延遲指標形成（例如，名{(ΝΗ))，而且

結果會累積，以取得元件Xi(np在每個傳輸天線上傳送的預先條件化符號流（即是，Χ(η)4Χί(η)的每個元件）如此能以 N R個調變符號流的加權組合與矩陣£ΐχ( η)的適當欄決定的加權所形成。處理會重複，使得χ(η)的每個元件可從矩陣？tx(n) 的相對欄與向量豇η)獲得》 &(η)的每個元件係對應在相對傳輸天線上傳送的一連串預先條件化的符號。Ντ個預先條件化符號序列是整個形-成連串向量’而且亦稱為傳輸的符號向量！(n)，而且每個此向量包括於第η符號週期而從多達ντ個傳輸天線傳送的多 86302 -30- 1327427 達Ντ個預先條件化符號。Ντ預先條件化符號序列是提供給發射器122a至122t，並處理以取得^^個調變信號，然後分別從天線124a至124t傳送。在圖2顯示的具體實施例執行調變符號向量釵n)的時域束波方向性。束波方向性亦在頻域執行。此可透過使用在數位信號處理領域眾所周知的例如重疊增加法而達成，以在頻域實施有限持續時間脈衝響應濾波。在此情況，構成矩陣LxO)(其中，n = (〇, 1，…，Nf]))元件的序列是每個使用 N〇 · NF個零來填補，此造成αΐχ(η)的零填補序列矩陣，其中n =(0, 1，…，Ν〇-1)。一ν〇點快速傅立葉變換（FFT)然後可於矩陣atx(n)的每個零填補序列計算，此造成矩陣立^幻，其中k = (0，1，…，N〇-1) 〇而且，構成鉍η)元件的調變符號序列是每個分成長度^^8 = n〇_nf + 1的子序列》每個予序列然後使用Nf-1個零來填補，以提供長度N〇的對應向量》yn)的序列如此可被理，以提供長度N〇向量的序列^n)’其中下標名是對應零填補子序列的向量索引《一 N〇點快速傅立葉換換然後於該等零填補子序列的每一者計算，對於名的不同值而言，造成頻域向量的序列ie(k) »對於特定的名而言，每個向量|^(k)包括長度 No的一組頻域向量（即是，其中k = (〇川，，Ν〇·1))β對於名的每個值而言，矩陣仏/k)然後與向量^(|〇相乘，其中預乘算會在k的每個值來執行，即是，其中k = (〇,丨，，Ν〇ι^ 反轉FFTs然後會於矩陣向量乘積么(幻|州計算，以提供長度N〇的一組時域子序列。如在技術中眾所週知，結果的子 86302 -31 - 1327427 序列然後可根據該重疊增加法、或類似裝置而重新組合，以形成想要的輸出序列》圖6是可在發射器單元上執行的一處理6〇〇技術具體實施例流程圖，以實施在此描述的各種不同傳送處理。最初，資料傳輸（即是，資訊位元）係根據一特殊處理方法來處理，以提供許多調變符號流（步驟612)。如前述，處理方法包括一或多個編碼方法、及一或多個調變方法（例如，用於每個調變符號流的一分開編碼與調變方法）。 ΜΙΜΟ頻道的評估頻道響應矩陣然後可獲得（步驟6丨4)。此矩陣可以是評估的頻道脈衝響應矩陣这、或評估的頻道頻率響應矩陣盒，其中該任一矩陣可從接收器提供給發射器。評估的頻道響應矩陣然後可被分解（例如，透過使用頻道本徵分解）’以獲得右邊本徵向量的一組矩降、與奇特值的一組矩陣4 (步驟616)。加權的許多組I然後根據奇特值的矩陣而取得（步驟 618)。一組加權可於供資料傳輸的每個本徵模式取得。透過使選擇使用的每個本徵模式的頻率響應反轉，這些加權可用來降低或減少在接收器上的符號間干擾。一組依比例決定值k亦可根據奇特值矩陣而取得（步驟 620)。步驟620如圖6的步驟620的虚線方塊所示是選擇性的。依比例決定值可透過使用倒水分析而取得，而且可用來調整選擇本徵模式的傳輸功率》 - 一衝形成矩陣£tx(n)然後可根據右邊本徵向量矩陣y、加權组里ϋ、與（如果有可用）依比例決定值组达（步驟622)β調變 86302 -32- 1327427 符號流然後可根據脈衝形成矩陣來預先條件化（在時域、或頻域），以提供在ΜΙΜΟ頻道上傳送的許多預先條件化符號流（步驟624)。使用頻道本徵模式分解與倒水的時域傳輸處理是在2〇〇1 年12月7日申請的美國專利案號10/0 17,038名稱"Time-Domain Transmit and Receive Processing with Channel Eigen-mode Decomposition for ΜΙΜΟ systems"中進一步詳細描述，其已轉讓予本發明，且在此是以引用方式併入本文供參考。〜圖7是可實施在此描述各種不同處理技術的一接收器單元700的具體實施例方塊圖。接收器單元700是圖1的接收器系統150的接收器部分的具體實施例。接收器單元700包括 (1) 一 RX ΜΙΜΟ處理器160a，其可處理NR個接收符號流，以提供NT個復原符號流；及（2)— RX資料處理器162a，其可解調變、解交錯、及解碼該等復原的符號，以提供解碼的位元。RX ΜΙΜΟ處理器160a與RX資料處理器162a是分別在圖1的RX ΜΙΜΟ處理器160與RX資料處理器162的一具體實施例。請即重新參考圖1，來自Nt#傳輸天線的傳送信號是由Nr 個天線152a至152i•的每一者所接收。來自每個天線的接收信號是路由給一相對的接收器154，此亦稱為一前端處理器。每個接收器154可將一相對的接收信號條件化（例如' 濾波、放大、與頻.率向下轉換），並將條件化的信號進一步數位化，以提供ADC取樣。每個接收器154可使用復原的導 86302 -33 - 1327427 頻而將ADC取樣進一步做資料解調變，以提供一相對的接收符號流《如此，接收器154a至154r可提供NR個接收符號流。這些符號流是整個形成一連串向量，此亦稱為接收符號向量L(n)，而且於第η符號週期，每個此向量包括來自仏個接收器154的Nr個接收符號。接收符號向量L(n)然後提供給RX ΜΙΜΟ處理器160a » 在RX ΜΙΜΟ處理器160a中，頻道評估器712可接收向量 [(n)，並取得一評估頻道脈衝響應矩陣这，該評估的頻道脈衝響應舞陣Η可傳回給發射器系統，並使用在傳送處理。一 FFT714然後可在評估的頻道脈衝響應矩陣在上執行一 FFT ’以獲得評估的頻道頻率響應矩陣塞（即是，g = FFT^])。對於每頻率範圍k而言，一單元716然後可執行这(k)的頻道本徵分解，以獲得左邊本徵向量的對應矩陣辽(k)e旦的每個欄（其中2 =[U(0)...n_(k)...Ii(NF-l)])是r(n)的對應元件的方向性向量，而且可用來使接收的符號流正交。一IFFT 718 然後可執行Μ的反轉FFT，以獲得用於接收器系統的一空間 -時間脈衝形成矩陣这⑻》一捲積器720然後可使用空間-時間脈衝形成矩陣<(η) 的結合調換而將接收的符號向量L(n)條件化，以獲得復原的符號向量i(n) ’該復原的符號向量鉍n)是調變符號向量幺n) 的評估。在時域方面，條件化是能以下式表示的捲積運算： = . 方程式(14) 在接收器的脈衝形成亦可在頻域執行，此是類似上述的 86302 •34- 1327427 發射器。在此情況’構成接收符號向量£(n)序列的NR個接收天線的接收符號NR序列是每個分成Nss個接收符號的子序列，而且每個子序列是零填補，以提供長度N〇的對應向量。 [〇)的Nr序列如此可處理’以提供長度N〇的NR個向量序列， L⑻其中下標名是對應零填補子序列的向量索引β每個零填補子序列然後經由一 FFT轉換，對於名的不同值而言，造成一連串頻域向量Ke(k)。對於特定名而言，每個向量包括長度N〇的一組頻域向量（即是’其中k = (〇,丨，，卜空間-時-澗脈衝形成矩陣a«(n)的結合調換亦經由一 FFT 而零填補與轉換’以獲得一頻域矩陣其中k = (〇 i N0-l)。對於£的每個值而言，向量&⑽然後與結合調換矩陣纩(幻預先相乘（其中預先相乘是在k的每個值執行，即是，k = (0, 1，…，No-Ι))，以獲得一對應頻域向量“幻。包括長度N〇的一組頻域向量的每個向量幻然後經由一反轉 FFT來轉換，以提供長度n〇的一對應組的時域子序列。結果的子序列然後可根據如在技術中眾所週知的重疊增加法、或相似裝置而重新组合，以獲得復原符號的序列，且該復原的符號序列係對應復原符號向量組i(n)。如此’復原的符號向量i(n)的特徵為如下式所示的時域捲積運算：方程式（15) |(π)=^Γ(0§(π-^) + 2(π), t 其中e⑺|是如〇=厶(吟®^的反轉；及多(η)是如接收器空間·時間脈衝形成矩陣轉換的 86302 -35· 1327427 接收雜訊。矩陣π»)是從矩陣组厶取得的本徵脈衝的對角線矩陣，其中⑼…-1)]。特別是，£(n)的每個對角線元件係對應一本徵脈衝，對於么的一對應元件而言，該本徵脈衝是如同一组其特值必⑼…义w…_妒的IFFT而獲得。排序與任意排序的用以排序奇特值的兩形式造成兩不同類型的本徵脈衝。對於排序形式而言，結果的本徵脈衝矩陣X⑻丨是以能量内容降冪儲存的脈衝對角線矩陣。對應本徵脈衝矩陣〇：,(7r)}u的第一對角線元件的脈衝具有最多能量’而且進一步對應對角線下面的元件脈衝連續具有較少月b量。此外，當SNR是足夠低而倒水處理造成一些頻率範圍具有很少或沒有能量時’能量便會先取出最小的本徵脈衝。因此，在低SNRs，一或多個本徵脈衝可具有很少或沒有能量。此優點是在低SNRs，編碼與調變可經由正交子頻道數量的減少而簡化。然而，為了要達成頻道能力，編碼與調變可於每個本徵脈衝分開執行。在頻域的奇特值任意排序形式可用來將編碼與調變進一步簡化（即是，避免本徵脈衝矩陣每個元件的分開編碼與調變的複雜度）。對於每個頻率範圍而言，在任意排序形式’奇特值的排序是任意，以取代根據他們的振幅或大小。此任意排序可在所有本徵脈衝造成約相等的能量。當SNR 足夠低而造成具有很少或沒有能量時，這些範圍在本徵-模式之中會以約相等擴展，所以具非零能量的本徵脈衝數量是與SNR無關。在高SNRs，任意排序形式的優點是所有本 86302 -36- 1327427 徵脈衝具有約相等的能量，在此情況，不需要不同本徵模式的分開編碼與調變。如果ΜΙΜΟ頻道響應是頻率選擇性，那麼對角線矩陣4(k) 的元件是時間分散的。然而，因為在發射器將頻道反轉的預先處理，所以如果頻道反轉有效率執行，結果的復原符號序列i(n)便具有較小的符號間干擾。在此情況，額外的均等化在接收器是不需要來達成較高的效率》如果頻道反轉不是有效（例如，由於一錯誤評估頻道頻率響應矩陣&，那麼在解調與解碼之前，均衡器可用來使復原的符號i(n)均等。各種不同類型的均衡器可用來使復原的符號流均等，包括一最小軍方根誤差線性均衡器 (MMSE-LE)、一決定回授均衡器（DFE)、一最大可能序列評估器（]\/[1^丑）等》既然在發射器與接收器的正交處理會在接收器上造成解耦合的（即是，正交）復原符號流，解耦合符號流所需的均等化複雜度可明顯減少。特別是，均等化可透過獨立符號流的平行時域均等化而達成《均等化能以2001年11月6曰申請的上述美國專利案號10/017,038、與美國專利案號09/993,087 名稱"Multiple-Access Multiple-Input Multiple-Output (ΜΙΜΟ) Communication System"中的描述執行，其已轉讓予本發明，而且在此是以引用方式併入本文供參考。對於在圖7的具體實施例而言，復原的符號向量£(11)是^ 供給接收資料處理器162a»在處理器162a中，一符號解映射元件732係根據與用於發射器系統的解調變方法互補的 86302 -37- 1327427 碑變万法而將Μ⑷的每個復原符號解調變。來自符號解映射元件π的解㈣資料然後可透過解交錯器⑶而解交 :。解叉錯的資料是透過一解碼器736而進一步解碼，以獲得解碼位，其中該等解碼位元（是傳送資訊位元⑽ 評估。解交錯與解碼是以分別在發射器系統上執行的交錯與編碼互補的方式來執行。例如，如果渦輪式或捲積編碼分別是在發射器系統上執行，一滿輪式解碼器或νι_ 碼器便可用於解碼器736。圖8是可在接收器單元上執行以實施在此描述各種不同接收處理技術的處理800流程圖。最初，可獲得mim〇頻道的一評估頻道響應矩陣（步驟812)。此矩陣可以是評估的頻道脈衝響應矩陣i'或評估的頻道頻率響應矩陣皇。矩陣在或1可例如根據在MIM0頻道傳送的導頻符號而獲得。評估的頻道響應矩陣然後可被分解（例如，透過使用頻道本徵分解）’以獲得一組左邊本徵向量組矩酵;纪(步驟8丨4)。一脈衝形成矩降，2⑻,然後根據左邊本徵向量矩陣江而取得（步騾816)。接收的符號流然後根據脈衝形成矩陣每⑻條件化（在時域或頻域），以提供復原符號流（步騾818：^復原的符號係根據一特殊接收處理方法而進一步處理，而且是與在發射器用來提供解碼資料的傳送處理方法互補（步驟 820)。使用頻道本徵分解處理的時域接收是在前述美國專利-案號10/017,038中進一步詳細描述。用以處理在此描述發射器與接收器上的資料傳輸技術能 86302 -38, 1327427 以各種不同無線通訊系統實施，包括（但是未侷限於）ΜΙΜΟ 與CDMA系統。這些技術亦可用於前向鏈路及/或反向鏈路。處理發射器與接收器資料傳輸的在此描述技術能以各種不同裝置實施。例如，這些技術能以硬體、軟體、或兩者組合實施。對於硬體實施而言，用來執行在發射器（例如，將資料編碼及調變、將頻道響應矩陣分解、取得將頻道反轉的加權、取得用以功率配置的依比例決定值、取得發射器脈衝形成矩陣、將調變符號預先條件化等）上的各種不同信號處琿步驟的元件、或在接收器（例如，將頻道響應矩陣分解、取得接收器脈衝形成矩陣、將接收的符號條件化、將復原的符號解調變與解碼等）可在一或多個應用特殊積體電路（ASICs)、數位信號處理器（DSPs)、數位信號處理裝置（DSPDs)、可程式邏輯裝置（PLDs)信號、場可程式閘陣列 (FPGAs)、處理器、控制器、微控制器、微處理器、設計來執行此描述功能的其他電子單元、或組合實施。對於軟體實施而言，在發射器與接收器每一者上的一些或全部h號處理步驟能以執行在此描述功能的模組（例如，程序、功能等）實施。軟體碼可倚存在記憶體單元（例如，在圖1的記憶體1 32與172)及透過一處理器（例如，控制器〗3〇與17〇)執行。記憶體單元可在處理器中或在處理器外部實施，在此情況，它是經由在技術中已知的各種不同裝置而耦合到處理器。 - 揭不具體實施例的先前描述提供允許熟諳此技者可製造或使用本發明。這些具體實施例的各種不同修改對於熟諳 86302 -39- 1327427 此技者是顯然的’而且在此定義的一般原理可運用在其他具體實施例’而不致脫離本發明的精神或範圍。因此，本發明並未偈限於在此顯示的具體實施例，而是符合在此揭示原理與新特徵的廣泛範圍》【圖式簡單說明】本發明的本徵、本質、與優點可從下面連同附圖的詳細描述而變得更顯然，在圖中的相同參考數字是表示相同元件，其中：圖1是在ΜΙΜΟ系統的一發射器系統與一接收器系統具體實施例的方塊圖；圖2是在發射器系統的一發射器單元方塊圖；圖3Α與3Β繪圖描述用來將ΜΙΜ0頻道的每個本徵模式的頻率響應反轉的加權取得的圖；圖4是用以將整個可用傳輸功率配置給μιμ〇頻道本徵模式的處理流程圖；圖5 Α與5Β是以圖式描述將整個傳輸功率配置給在μίμο 範例系統的三個本徵模式圖；圖ό在發射器單元的信號處理具體實施例流程圖；圖7疋在接收器系統的一接收器單元方塊圖；及圖8是在接收器單元的信號處理具體實施例流程圖。【圖式代表符號說明】 110 發射器系統 150 接收器系統 112 資料源 86302 -40- 1327427 114,114a,178 傳送（TX)資料處理器 120,120a TX ΜΙΜΟ處理器 130,170 控制器 132,172 記憶體 140 解調變器 160,160a RX ΜΙΜΟ處理器 162,162a RX資料處理器 180 調變器 154a}154r 發射器 200 發射器單元 124a,124t,152a,152r 天線 122a,122t 發射器 212 編碼器 214 頻道交錯器 216 符號映射元件 240,720 捲積器 222 快速傅立葉變壓器 224,716 單兀 236 定標器/IFFT 230 加權計算單元 232 頻道反轉單元 234 倒水分析單元 700 接收器單元 712 頻道評估器 •41- 86302 1327427 714,718 732 734

IFFT 符號解映射元件解交錯器 86302 -42 -

Claims

1327427 舉.修(^)正替換頁第092116838號專利申請案中文申請專利範圍替換本(99年2月）拾、申請專利範圍： 1. -種用以在-多輸入多輸出(MIM〇)通訊系統中處理一 ΜΙΜΟ頻道資料傳輸之方法，該方法包含：根據-特殊處理方法來處理資料，以提供複數個調變符號流.；根據該ΜΙΜΟ頻道的一評估響應及以減少在一接收器上的符號間干擾的方式來取得一脈衝形成矩陣；及根據該脈衝形成矩陣而將該複數個調變符號流預先條件化’以提供用以在該Μιμ〇頻道上傳送的複數個預先條件化符號流。 2_如申請專利範圍第丨項之方法，其進一步包含：根據該ΜΙΜΟ頻道的一評估的頻道響應矩陣而取得複數個加權，其中該等加權是用來將該ΜΙΜΟ頻道的一頻率響應反轉，而且其中該脈衝形成矩陣是進一步根據該等加權而取得。 3. 如申請專利範圍第2項之方法其進一步包含：分解該評估的頻道響應矩陣，以獲得複數個本徵向量矩陣與複數個奇特值矩陣；及八中該#加權疋根據該等奇特值矩陣取得而且該脈衝形成矩陣是根據該等本徵向量矩陣而進一步取得。 4. 如申凊專利範圍第3項之方法，其中該評估的頻道響應矩陣是該ΜΙΜΟ頻道之複數個本徵模式的描述。 5. 如申請專利範圍第4項之方法，其中一組加權的取得是供用於寅料傳輸的每個本徵模式，而且其中每組中之該等 86302-990225.doc 1327427 加權係經取得以將對應轉。

之該本徵模式的該頻率響應反 6. 如申請專利範圍第4項之方法，其進一步包含：根據該等奇特值料㈣得複數魏比例決定值，其中I等依比例決疋值是用來調整該⑷頻道的該等本 :水、式之傳輸功率，而且其中該脈衝形成矩陣是根據該專依比例決定值而進一步取得。 7.

如申請專利範圍第6項之方法根據倒水分析而取得。其中該等依比例決定值是 8· ^請專利範圍第3項之方法，其中該評估的頻道響應矩陣疋在頻域提供，並在頻域分解。 9. 如申請專利範圍第3項之方並八中"亥°平估的頻道響應矩陣係使用頻道本徵分解而分解。 10. 如申請專利範圍第4項之方法，纟中與低的傳輸能力有關的多個本徵模犬0界值

做耦式疋不用於資料傳輸。 11_如申請專利範圍第3項之方具〒在母個矩陣的該等奇特值是根據他們的大小而排序。 12. 其中在每個矩陣的該等奇頻道的该等本徵模式是與如申請專利範圍第4項之方法，特值是任意排序，使得該MIM0 約相等的傳輸能力有關。 13. 如申請專利範圍第丨項之方再甲5亥脈衝形成矩陣包令複數個時域值序列，而且波中味 /、中該預先條件化係透過將哕荨調變符號流與該脈衝形成矩陣結合而在以 14. 如申請專利範圍第！項之方法，其中 —執仃。兵甲該脈衝形成矩陣包含 86302-990225.doc

132742 複數個頻域值序列，而B甘上其中該預先條件化係透過複數個轉換的調變符號流與 y_ 脈衝形成矩陣相乘而在頻域執订0 15.如申請專利範圍第1項、法，其甲該脈衝形成矩陣係透 k將更夕傳輸功率配置給罝，/、有較大傳輸月&力的該ΜΙΜΟ Ά之夕個本徵模式而取得，以使能力最大化。 16 圍第1項之方法’其中該脈衝形成矩陣係經等之心Χ收益上提供該複數個調變符號流的大約相專之經接收之信號-雜訊_干擾比（snRs)。 17. 如申請專利範圍第丨項之方法，義Km微》1 其中該特殊處理方法係定母個調I付號流的一分開編碼與調變方法。 18. 如申請專利範圍第〗項之方法，i ^ ，、中該特殊處理方法係定 19 έ變付唬w的一通常編碼與調變方法。二：以在—多輸入多輸出⑽Μ〇)通訊系統中處理-〇頻道資料傳輸之方法，該方法包含·· 根據-特殊處理方法來處理資料，以符號流；双双调满邊獲得該MIMG頻道的—評估的頻道響應矩陣；將該評估的頻道響應矩陣分解量矩以獲仔複數個本徵向里矩陣與複數個奇特值矩陣；根據該等奇特值矩陣而取得複數個加權，盆柘是用來將該ΜΙΜΟ頻道的該頻率響應反轉丨加根據該等本徵向量矩陣與該等加權而’ 矩陣；及脈衝形成 86302-990225.doc 1327427 年月R修(叉)正柄Μ: 99. 2. __i 根據该脈衝形成矩陣而將該複數個調變符號流預先條件化，以提供用以在該Mim〇頻道上傳送的複數個預先條件化符號流。 2〇·如申請專利範圍第19項之方法，其進一步包含：根據該等奇特值矩陣而取得複數個依比例決定值，其中該依比例決定值是用來調整該MIM〇頻道的多個本徵模式之傳輸功率，而且其中該脈衝形成矩陣係根據該依比例決定值而進一步取得。 21. -種溝通耦合到可將數位資訊解譯的一數位信號處理裝置（DSPD)之記憶體，以執行下列：根據-特殊處理方法來處理資料，以提供複數個調變符號流；根據該ΜΙΜΟ頻道的—評估響應及以減少在一接收器上的符號間干擾的方式而取得一脈衝形成矩陣；及根據該脈衝形成矩陣而將該複數個調變符號流預先條件化’以提供用以在該MlM〇頻道上傳送的複數個預先條件化符號流。 22·-種在-多輸入多輸出（Μιμ〇)通訊系統中用以處理經由 -ΜΙΜ⑽道接收的—資料傳輸之方法，該方法包含：獲得該ΜΙΜΟ頻道的一評估的頻道響應矩陣；將該評估的頻道響應矩陣分解，以曰獲得複數個本徵向量矩陣；根據該等本徵向量矩陣而取得—脈衝形成矩陣；及根據該脈衝形成矩陣而將複數個接收的符號流條件 86302-990225.doc

132742? 化，以提供複數個復原符號流’而且該等復原的符號流是供該資料傳輸而傳送的調變符號評估，其中該等調變符號是在該ΜΙΜΟ頻道傳送之前，以減少在一接收器I的符號間干擾的方式而在-發射器上預先條件彳卜 ’ 23_如申請專利範圍第22項之方法，盆φ兮乃电其十该條件化係根據一時域脈衝形成矩陣而在時域中執行。 24.如申請專利範圍第22項之方〃 Τ β條件化是在頻域執行，並包括：將該複數個接收的符號流轉換成頻域；將經轉換的該等接收的雜妹& 寸叛Η又的将旒流與一頻域脈衝形成矩陣相乘，以提供複數個條件化的符號流；及將該複數個條件化的符號汽鐘搞Λ、^ 现流轉換成時域，以提供該複數個復原的符號流。 25. 如申請專利範圍第22項之方、本 .^ „ 固步峭夂方法，其中該條件化係使在該 ΜΙΜΟ頻道上傳送的複數個調變符號流正交。 26. 如申請專利範圍第22項之方法，其進一步包含：根據一或多個解調變方、土工μ u 方去而將该複數個復原的符號流解調變，以提供複數個解調變f料流；及根據4夕個解碼方法將該複數個解調變資料流解碼’以提供解碼的資料。 27. 如申請專利範圍第22項之方法，其進一步包含. 取得包含該讀〇頻道的該評估的頻道響應矩陣的頻道狀態資訊（CSI);及將該頻道狀態資訊傳回給該發射器。 86302-990225.doc 1327427 ,月 Π修(麥ΉΛ；；〉# ^L2 2b ΙΛ^'" \JU p D ^ 、，、/ p-1 *· V 28· 一種用以在一多輸入多輸出⑽MO)通訊系ΪΤΙ^ 一ΜΙΜΟ頻道接收的—資料傳輸之m包人·，、獲得該MI則頻道的-評估的頻道響應矩Γ ’ 將該評估的頻道響應矩陣分量矩陣； ⑽u獲传禝數個本徵向根據該等本徵向量矩陣而取得_脈衝形成矩陣. 根據該脈衝形成矩陣而將複數個接收符號流條件化，以提供複數個復原的符號流’其中該等復原的符號流是用於該資料傳輸而傳送的文付現《干估，其中該等調變符號是在該龐〇頻道傳送之前，以減少在―接U上的符號間干擾的方式而在—發射器上預先條件化；根據一或多個解調變方法而腺將該複數個復原的符號流解調變，以提供複數個解調變資料流；及根據-或多個的解石馬方法而將該複數個解調變資料流解碼’以提供解碼的資料。 29. -種通㈣合到可將數位資訊解譯的—數位信號處理裝置（DSPD)之記憶體，以執行下列：獲付用於-貢料傳輸的一 MIM〇頻道的一評響應矩陣；將該評估的頻道響應矩陣分解，以獲得複數個本徵向量矩陣；根據該等本徵向量矩陣而取得一脈衝形成矩陣；及根據該等本徵向量矩陣而將接收的符號流條件化，以提供複數個復原的符號流，而且該等復原的符號流是用 86302-990225.doc 1327427 於該資料傳輸而傳送的調變符號評估，其中該等調變符號是在該ΜΙΜΟ頻道傳送之前，以減少在一接收器上的符號間干擾的方式而在一發射器上預先條件化。 30. 31. 32. 33. 一種在一多輸入多輪出（ΜΙΜΟ)通訊系統之發射器單元，其包含： . 一傳輸資料處理器，其操作可根據一特殊處理方法來處理資料，以提供複數個調變符號流；及一 ΤΧ ΜΙΜΟ處理器，其可操作以根據一 ΜΙΜ〇頻道的一 s平估響應及以減少在一接收器上的符號間干擾的方式來取仔一脈衝形成矩陣，並可操作以根據該脈衝形成矩陣而將該複數個調變符號流預先條件化，以提供用以在該 ΜΙΜΟ頻道上傳送的複數個預先條件化符號流。如申請專利範圍第3〇項之發射器單元，其中該_^ μιμ〇處理益的進一步操作係根據該ΜΙΜ〇頻道的一評估的頻道響應矩陣而取得複數個加權，其中該等加權是用來將該ΜΙΜ〇頻道的頻率響應反轉，而JL其巾㈣衝形成矩陣係部份根據該等加權而取得。如申請專利範圍第31項之發射器單元，其中該τχ μιμ〇處理器的纟操作是將該言平估的冑道響應矩陣分解，以獲得複數個本徵向量矩陣與複數個奇特值矩陣，而且其中該等加權係根據該等奇特值矩陣而取得，而且該脈衝形成矩陣係根據該等本徵向量矩陣而進一步取得。如申請專利範圍第31項之發射n單元，其中該τχ μιμ〇處理器的進步操作係取得複數個依比例決定值，以用 86302-990225.doc 1327427 來調整該ΜΙΜΟ頻道的該等本徵模式的 34. 如申請專利範圍第33項之發射器單元，其中該等依比例決定值係根據從該評估的頻道響應矩陣獲得的複數個奇特值矩陣的倒水分析而取得。

35. —種用以在—多輸入多輸出（ΜΙΜ〇)通訊系統之裝置’其包含：處理裝置，用以根據-特殊處理方法來處理資料，以提供複數個調變符號流；取件裝置’其可根據—MIMQ頻道的_評估響應及以減夕在-接收器上的符號間干擾的方式而取得—脈衝形成矩陣；及

中該脈衝形成矩陣係根據該等依比例決定值而進一步取得。 ' 預先條件化裝f，其係根據該脈衝形成矩陣而將該複數個調變符號流預先條件化’以提供用以在該mim〇頻道上傳送的複數個預先條件化符號流。 36. —種數位信號處理器，包含： β處理裝置，用以根據-特殊處理方法來處理資料，以提供複數個調變符號流；取付裝置，用以根據—多輸人多輸出（MIMQ)頻道的評估的響應及以減少在一接收器上的叹态上的付唬間干擾的方式而取得一脈衝形成矩陣；及預先條件化裝置，其可根據該脈衝形成矩陣而將該複數個調變符號流預先條件化，以提供用以在該μιμ〇頻道 86302-990225.doc 132749.1^. 曰修(東)正替換頁上傳送的複數個預先條件化符號流。 37. —種用以在一多輸入多輸出（MIM〇)通訊系統之接收器單元，其包含： —RX ΜΙΜΟ處理g，其操作可獲得用於一資料傳輪的 ΜΙΜΟ頻道之一評估的頻道響應矩陣；將該評估的頻道響應矩陣分解，以獲得複數個本徵向量矩陣；根據該等本徵向里矩陣而取得一脈衝形成矩陣；及根據該脈衝形成矩陣而將複數個接收符號流條件化，以獲得複數個復原的符號流，而且該等復原的符號流是在該]^1]^〇頻道上傳送的調變符號評估，其中該等調變符號是在該μιμ〇頻道傳运之耵，以減少在一接收器上的符號間干擾的方式而在一發射器上預先條件化；及一接收資料處理器，其操作係根據一特殊處理方法來處理該複數個復原的符號流，以提供解碼的資料。 38. 如申請專利範圍第37項之接收器單元，其中該rx μιμ〇處理器的操作係根據一時域脈衝形成矩陣而將在該時域的該複數個接收符號流條件化。 3 9. —種用以在多輸入多輸出（ΜΙΜ〇)通訊系統之裝置其包含：獲得裝置’用以獲得供一資料傳輸的一 ΜΙΜΟ頻道的一評估的頻道響應矩陣；分解裝置’用以將該評估的頻道響應矩陣分解，以獲得複數個本徵向量矩陣；取得裝置’其可根據該等本徵向量矩陣而取得一脈衝 86302-990225.doc 1327427 1 1 ·*.*—·—.«».... - 日修，形成矩陣；及 · 1 條件化裝置，其可根據該脈衝形成矩陣而將複數個接收符號流條件化，以提供複數個復原的符號流，而且該等復原的符號流是用於該資料傳輸而傳送的調變符號評估，其中該等調變符號是在該ΜΙΜ〇頻道傳送之前，以°減少在一接收器上的符號間干擾的方式而在—發射器上預先條件化。癱 4〇. 一種數位信號處理器，其包含：獲得裝置，用以獲得供-資料傳輸的一多輸入多輸出 (ΜΙΜΟ)頻道的一評估的頻道響應矩陣；刀解裝置，用以將該評估的頻道響應矩陣分解，以獲 ' 得複數個本徵向量矩陣； - 取侍裝置，其可根據該等本徵向量矩陣而取得一脈衝形成矩陣；及條件化裝置，其可根據該等脈衝形成矩陣而將複數個 • 才妾收符號流條件化’以提供複數個復原的符號流，而且該等復原的符號流是用於該資料傳輸而傳送的調變符號評估，其中該等調變符號是在該ΜΙΜ〇頻道傳送之前，以減少在一接收器上的符號間干擾的方式而在一發射器上預先條件化。 86302-990225.doc