TW201029370A - Signal processing with channel eigenmode decomposition and channel inversion for MIMO systems - Google Patents

Description

201029370 六、發明說明： 【發明所屬之技術領域】 本發明通常係有關於資料通訊’而更明確而言，係有關 使用多輸入多輸出（ΜΙΜΟ)通訊系統的頻道本徵模式分解 與頻道反轉來執行信號處理之技術。 【先前技術】 多輸入多輸出（ΜΙΜΟ)通訊系統係使用料傳輸的多重（Ντ) 傳輸天線與多重（nr)接收天線資。透過Ντ傳輸與Nr接收天 線形成的ΜΙΜΟ頻道可分解成Ns個獨立頻道，其中 {NT，NR}。該等Ns獨立頻道的每一者亦稱為mim〇頻道的空 間子頻道，而且對應一空間。如果使用經由多傳輸與接收 天線建立的額外空間，MIM〇系統可提供改良效率（例如， 增加傳輸能力）。 尸宽頻帶ΜΙΜΟ系統的空間子頻道會由於例如衰減與多路 徑的各種不同因素而遭遇不同頻道情況。每個空間子頻道 如此會經歷到頻率選擇性衰減，其特徵是在整個系統頻寬 不同頻率（即是，不同頻率範圍或子頻帶）上會有不同的頻 道θ益1¾著頻率選擇性衰減，每個空間子頻道可達成不 5頻率範圍的不同信號-雜訊與干擾比（SNRs)。、结果，可 寺殊位準效率（例如，1%封包錯誤率）的每個空間子頻 ^的不同頻率範圍上傳送的每個調變符號（或資料率）的資 訊位元數量可隨著不同 典型是隨著時間改變，同。而且，因為頻道條件 亦隨著時間改變。 間子頻道範圍的支援資料率 146551.doc 201029370 若要克服在寬頻帶頻道的頻率選擇性衰減，正交分頻多 工（OFDM)可用來有效將系統頻寬劃分成許多（Nf)子頻帶 (其亦稱為頻率範圍或子頻道隨著OFDM，每個頻率子 頻道是與資料調變的相對副載波有關。對於利用〇FDM的 一 ΜΙΜΟ系統（即是，MIMO-OFDM系統）而言，每個空間子 頻道的每個頻率子頻道可視為獨立的傳輸頻道。

一編碼通訊系統的主要挑戰是根據頻道狀況的資料傳輸 之適當資料率與編碼及調變方法。此選擇處理的目標能使 輸貝量最大化，而符合品質目標，而且能以一特殊的封包 錯誤率（PER)、某些延遲標準等來定量。 用以選取資料率與編碼及調變方法的一簡單技術是根據 它的傳輸能力而在MIMO-OFDM系統中，，位元載入"每個傳 輸頻道，其可透過頻道的短期平均SNR而定量。然而，此 技術具有數個主要缺點’第―’每個傳輸頻道的個別編碼 與調變會明顯增加在發射器與接收器的處理複雜度。第 二’每個傳輸頻ϋ的個別編碼會明顯增加編碼與解碼延 遲。第三，一高回授率對於傳送頻道狀態資訊（csi)是需 要的，以表示每個傳輸頻道的頻道情況（例如，增益、相 位、與SNR)。 曰 對於-ΜΙΜΟ系統而言，傳輸功率是可處理以使輸貫 最大化的另一參數。大體上，μιμ〇系統的整體輸貫量 透過將具更大傳輸能力的更多傳輸功率配置給傳輪頻道 私加然、而，將；^同量的傳輸功率配置給一特定由門子 道的不同頻率範圍會造成誇大空間子頻道的頻^擇 146551.doc 201029370 質眾所周知頻率選擇性衰減會造成符號間干擾（⑻），藉 使在接收信號的每個符號可充當在接收信號的隨後符號的 失真見象ISI失真會由於影響正確偵測接收符號的能力 降低效率右要減輕ISI的有害景彡響，接收符號的均等 化將需在接收器執行。因此，頻域功率配置的主要缺點是 為了克服造成的額外ISI失真而會增加接收器的額外複雜 度。 因此纟技術中對於達成MIMO系統高整體輸貫量的技 術是需要的’而不必個別將每個傳輸頻道編碼，而且可減# 輕ISI的有害影響。 【發明内容】 在此提供的技術係用以處理在MIMO系統的發射器與接 ，器的資料傳輸，使得可達成高效率（例如，高整體輸貫 量）°在—觀點方面’可提供使用頻域頻道本徵分解、頻 道反轉、與（選擇性）"倒水處理"的頻域來實施，以取得用 於發射器與接收器的脈衝形成與束波方向性解決。 頻道本徵分解是在發射器執行，以決請购頻道的本© 徵模式（即是’空間子通道），並獲得第—組方向性向量， 該第一組方向性向量可在MIM0頻道上傳送之前用來將調 變符號預先條件化。頻道本徵分解可根據一評估的頻道響 應矩陣而執行’其中該評估的頻道響應矩陣是如廳頻道 的頻道響應評估（時域或頻域）。頻道本徵分解亦在接收器 執行，以獲得第二組方向性向量，該第二組方向性向量可 用來將接收的符號條件化’使得正交符號流可在接收器復 146551.doc 201029370 原。 頻道反θ轉是在發射器執行，以取得用來使在接收器的 ISI失真量減少或降低的加權。特別是，頻道反轉可於供 資料傳輸的每個本徵模式來執行。一組加權可根_細 頻道的評估頻道響應矩陣而於每個本徵模式取得，而且可 用來將特徵模式的頻率響應反轉。 倒水分析可(選擇性)用來更最佳化將整個可用傳輸功率 配置給讓0頻道的本徵模式。特別是，具較大傳輸能力 的本徵模式可配置更多的傳輸功率，而且低於一特殊臨界 值傳輸能力的本徵模式可從制（例如，透過配置具零傳 輸功率的這些不良的本徵模式）省略。配置給每㈣徵模 式的傳輸功率然後可決定資料率與可能用於本徵模式 碼與調變方法。 ❿ 在發射器，資料最初是根據—特殊處理方法來處理（例 如，編碼與調變），以提供許多調變符號流（例如，每個本 徵模式的一調變符號流）。職0頻道的評估頻道響應 可（例如，從接收器）獲得，並分解（例如，在頻域 道本徵分解組右邊本徵向I㈣與—組奇特 值矩陣。加權的許多組然後可根據奇特值矩陣而取得，而 且加權的每一組可用來將用於資料傳輸 的頻率響應反轉。倒水分析亦可根據奇特值矩式 以獲得表示配置給本徵模式的傳輸功率的-組依比例決定 值。發射器的一脈衝形成矩陣然後可根據右邊本徵向量矩 陣、加權、與依比例決定值(如可使用)而取得。脈衝形成 I46551.doc 201029370 矩陣包含方向性向量，其可用來將調變符號流預先條件 化，以獲得在ΜΙΜΟ頻道上傳送的預先條件化符號流。 在接收器，評估的頻道響應矩陣亦可獲得（例如，根據 從發射器傳送的導頻符號）及分解，以獲得一組左邊本徵 向篁矩陣。接收器的脈衝形成矩陣然後可根據左邊本徵向 量矩陣而取得，並可用來將許多接收的符號流條件化，以 獲得許多復原的符號流。復原的符號可進一步處理（例 如，解調變及解碼），以將傳送的資料復原。 本發明的各種不同觀點與具體實施例是在下面進一步詳 細描述。本發明可進一步提供實施如下面進一步詳細描述 用以實施各種不同觀點、具體實施例、與本發明特徵的方 法、數位處理器、發射器與接收器單元、及其他裝置與元 件。 【實施方式】 在此描述用以處理在發射器與接收器資料傳輸的技術可 用於各種不同無線通訊系統。為了清楚說明，本發明的各 種不同觀點與具體實施例是明確描述多輸入多輸出 (ΜΙΜΟ)通訊系統。 一 ΜΙΜΟ系統使用供資料傳輸的多傳送（Ντ)天線與多接 收（NR)天線。透過Ντ傳送與^^接收天線形成的MIMo頻道 可分解成队個獨立頻道’其中Ns< min {Ντ, Nr}。該等队獨 立頻道的每一者亦稱為MIM〇頻道的空間子頻道。空間子 頻道的數量係透過ΜΙΜΟ頻道的本徵模式數量決定，其次 是因描述在Ντ傳送與Nr接收天線之間響應的頻道響應矩陣 46551.doc 201029370 而定。 =疋纟射窃系統110與—接收器系統"〇的具體實施 例：塊圖:。其可實施在此描述的各種不同信號處理技術。 射器系統110，路由資料是從_資料源i 12提供給一 ^(TX)f料處理器114,以根據提供的編碼資料的-或 多個編碼方法而將路由資料格式化、編碼、及交錯。然

後，編碼的路由資料可在傳送的財或—部份資料流中使 J如刀時多工（TDM)、或分碼多工（CDM)而與導頻資料 地理導頻資料典型是以已知方式處理的已知資料圖 案夕工的導頻與編碼路由資料會被交錯，然後根據提供 調變符號的—或多個調變方法來調變（即是，映射符號）。 在㈣實施例，傳輸資料處理器114可提供用於資料傳輸 的=個二間子頻道的一調變符號流。每個調變符號流的資 料率編碼、交錯、與調變可透過一控制器13〇提供的控 制決定。 調變符號然後提供給一 τχ ΜΙΜΟ處理器120及進一步處 理在一特殊具體實施例，透過ΤΧ ΜΙΜΟ處理器120的處 理包括（1)決定ΜΙΜ〇頻道的評估頻道頻率響應矩陣；（2)將 此矩陣分解，以決定ΜΙΜ〇頻道的本徵模式，並取得供發 射器的一組”方向性"向量，其中一向量是用於在每個空間 子頻道上傳送的調變符號流；（3)根據方向性向量與表示指 定給本徵模式頻率範圍傳輸功率的加權矩陣而取得一傳 輸時間·空間脈衝形成矩陣；及（4)使用脈衝形成矩陣將調 變符號預先條件化，以提供預先條件化的調變符號。透過 146551.doc 201029370 ΤΧ ΜΙΜΟ處理器120的處理是在下面進一步描述。預先條 件化的多達Ντ個資料流然後經由i22t而提供給發射器 (TMTR)122a。 每個發射器122是將一相對的預先條件化符號流轉換成 一或多個類比信號，並將類比信號進一步條件化（例如， 放大、濾波、與頻率向上轉換），以產生適合在MIM〇頻道 上傳送的一調變信號。來自每個發射器122的調變信號然 後經由一相對的天線124傳送給接收器系統。 在接收器系統150，傳送的調變信號是經由152r而由Nr 天線152a接收，而且來自每個天線152的接收信號是提供 給一相對的接收器（RCVR)154。每個接收器154可將接收信 號條件化（例如，濾波、放大、與頻率向下轉換）、將條件 化信號數位化，以提供一取樣流，並進一步處理取樣流， 以提供接收符號流。一RX ΜΙΜΟ處理器16〇然後接收及處 理NR接收的符號流，以提供復原符號的化流，其中該復原 符號的Ντ流是從發射器系統傳送的調變符號評估。在一具 體實施例，透過RX MIMO處理器的處理包括（1)決定 ΜΙΜΟ頻道的評估頻率響應矩陣；（2)將此矩陣分解，以 取得接收器的一組方向性向量；（3)根據方向性向量而取得 一接收時間-空間脈衝形成矩陣；及（4)使用脈衝形成矩陣 將接收的符號條件化，以提供復原的符號。透過rxmim〇 處理器160的處理是在下面進一步描述。 一接收（RX)資料處理器162然後將復原的符號解調變、 解交錯、及解碼，以提供解碼資料，其中該解碼資料是傳 146551.doc 201029370 送路由資料的評估。透過RX MIM〇處理器16〇與尺又資料處 理器162的處理是與分別在發射器系統i丨〇的τχ MIM〇處理 器120與TX資料處理器114執行的處理形成互補。 RX ΜΙΜΟ處理器160可進一步取得空間子頻道等的 ΜΙΜΟ頻道、接收雜訊功率及/或信號_雜訊-干擾比（snRs) 的頻道脈衝響應。然後，RX MIM〇處理器16〇可將這些量 -化提供給一控制器170。RX資料處理器162亦提供每個接 ❿ 收封包或訊框的狀態、表示解碼結果的一或多個其他效率 度量、與可能的其他資訊^控制器17〇然後可取得頻道狀 態資訊（csi)，其中該頻道狀態資訊（CSI)包含從rx 處理器160與RX資料處理器162接收的所有或一些資訊。 CSI是經由一 TX資料處理器178處理、經由一調變器調 變、經由發射器！54&至1541*條件化、並傳回給發射器系統 110。 在發射器系統110，來自接收器系統150的調變信號是經 • 由天線124接收、經由接收器122條件化、並經由一解調變 器140解調變’以復原接收器系統傳送的csi。csi然後提 供給控制器130，並用來產生丁又資料處理器114與丁乂 ΜΙΜΟ處理器120的各種不同控制。 控制器m與170是分別在發射器與接收器系統上指示操 作。記憶'體！32與i 72提供分別由控制器】3〇與i 7〇所使用程 式碼與資料的儲存。 一在此提供的技術可經由時域實施而達成高效率（例如， 高的整體系統輸貫量），其中該時域實施係使用頻域頻道 146551.doc 201029370 本徵分解、頻道反轉、與（選擇性）倒水結果來取得發射器 與接收器的時域脈衝形成與指向波束方向性解决。 頻道本徵分解是在發射器上執行，以決頻道的 本徵模式，並取得第一組方向性向量，其中該第一組方向 性向量可用來將調變符號預先條件化。頻道本徵分解亦在 接收器上執行，以取得第二組方向性向量，其中該第二組 方向性向量是用來將接收的符號條件化，使得正交符號流 可在接收器復原。在發射器的預先條件化與在接收器的條 件化可使在ΜΙΜΟ頻道上傳送的符號流正交。 頻道反轉是在發射器上執行’以使用於資料傳輸的每個 本徵模式（或空間子頻道）的頻率響應變得平坦。如前述， 頻率選擇衰減會造成符號間干擾（ISI)，且會降低效率，而 影響在接收器上正確摘測接收符號的能力。傳統上，頻率 選擇性衣減可在接收器透過執行接收符號流均等化而補 償。然❿，均等化會增加接收器處理的複雜度。隨著創作 性技術，頻道反轉可在發射器執行，以說明頻率選擇性衰 減，並減輕在接收器均等化的需要。 倒水（或填滿水）分析可用來更佳將在ΜΙΜΟ系統的整個 可用傳輸功率配置給本徵模式，使得高效率可達成。配置 給每個本徵模式的傳輸功率然後可決定用於本徵模式的資 料率與編碼及調變方法。 這二各種不同處理技術是在下面進一步詳細描述。 在此描述的技術可提供數個潛在性優點，第一，隨著時 域本徵模式刀解’具不同SNRs的最大量數的本徵模式是以 146551.doc •12· 201029370 min (Nt，Nr)提供。如果一獨立資料流是在每個本徵模式上 傳送，而且每個資㈣是獨立處③，那麼最大數量的不同 編碼/調變方法亦以min (Nt，Nr)提供。使資料流的接收 SNRs本質相同亦是可能的’藉此進一步簡化編碼/調變。 如此，在此描述的技術可在利用頻域倒水的mim〇_〇fdm 系統中，透過避免實施頻道能力所需的每個範圍位元配置 而明顯簡化資料傳輸的編碼/調變。 其次，在發射器的頻道反轉會在接收器上造成不需要均 等化的復原符號流。此然後可減少接收器處理的複雜度。 對照下，其他寬頻帶時域技術典型需要複雜的空間時間 均等化’以將符號流復原。 第三，在此描述的時域發信技術可更容易整合各種不同 CDMA標準的頻道/導頻結構，其中該等各種不同cDMA標 準亦根據時域信號。頻道/導頻結構的實施在執行頻域信 號的以OFDM為主之系統中是可能更複雜。 圖2疋可實施各種在此描述不同處理技術的一發射器單 元200具體實施例方塊圖。發射器單元2〇〇是圖1的發射器 系統110的發射器部分具體實施例。發射器單元2〇〇包括： (1) 一 τχ資料處理器114a，其可接收及處理路由與導頻資 料，以提供NT調變符號流；及⑺一 τχ mim〇處理器 12〇a，其可將調變符號流預先條件化，以提供Ντ預先條件 化符號流。τχ資料處理器丨丨乜與丁又MIMO處理器12〇&是 分別在圖1的τχ資料處理器114與τχ MIM0處理器12〇的一 具體實施例。 146551.doc •13· 201029370 在圖2顯示的特殊具體實施例，τχ資料處理器ιΐ4&包括 -編碼器212、一頻道交錯器214、肖一符號映：：件 216。編碼器212可根據一或多個編碼方法而將路由資料 (即是，資訊位元φ)接收及編碼，以提供編碼位元。編碼 可增加資料傳輸的可信度。在一具體實施例，一分開的編 碼方法可用於選擇供資料傳輸使用的每個本徵模式（或空 間子頻道）的資訊位元。在另一具體實施例，一分開的編 碼方法可祕空間子頻道的每個部份，或_通常編碼方法

可用於所有空間子頻道。使用的編碼方法係透過來自控制 器130的控制而決定，而且可根據從接收器系統接收的Gy 來選取。每個選取的編碼方法包括循環冗餘檢查（crc)、 捲積編碼、㈣編碼、方塊編碼、與其他編碼、或完全沒 有編碼的任何組合。 士頻道交錯器214是根據—或多個交錯方法而將編碼位元 乂錯典型上，每個選取的編碼方法是與一對應的交錯方 法有關。父錯可提供編碼位元的時間變化，允許資料根據 用於資料傳輸的每個空間子頻道的平均SNR來傳送，而且 進一步移除在用來形成每個調變符號的編碼位元之間的關 聯。 符號映射凡件21 6然後接收和多工導頻有插入資料的資 料矛比較進一步映射遵照一的多工的資料或比較多的調變 方法提供調變符號。一分開的調變方法可用於選取的每個 1子頻道、或用於空間子頻道的每個部份。或者，一通 調變方法可用於所有選取的空間子頻道。 i46551.doc -14- 201029370 每個空間子頻道的符號映射可透過位元的分群組以形成 資料符號（其每個可以是非二進位值）並將每個資料符號映 射到在對應用於該空間子頻道所選取調變方法的信號星座 中的一點來達成。選取的調變方法可以是QpSK、M_pSK、 m-qam、或一些其他方法。每個映射的信號點是一合成 值，而且對應一調變符號。符號映射元件216可提供每個 付號週期調的變符號向量，而且每個向量的調變符號數量 是對應該符號週期使用所選取的空間子頻道數量。符號映 射70件216如此可提供多達Nτ個調變符號流。這些符號流 整個可形成一連串的序列，而且亦稱為調變符號向量 釵η)，而且每個此向量包括於第n符號週期可在多達队個空 間子頻道上傳送的多達队個調變符號。 在ΤΧ ΜΙΜΟ處理器120a，ΜΙΜΟ頻道響應可評估，並在 傳送給接收器系統之前，將調變符號預先條件化。在分頻 多工（FDD)系統方面，下行鏈路與上行鏈路是配置不同頻 帶，而且下行鏈路與上行鏈路的頻道響應可能沒有足夠程 度的關聯性。對於FDD系統而言，頻道響應可在接收器上 評估，並傳回給發射器。在分時多工（TDD)系統方面，下 行鏈路與上行鏈路是以分時多工方式來共用相同頻帶，而 且較高的關聯性程度可存在下行鏈路與上行鏈路頻道響應 之間對於系統而言，發射器系統可評估上行鍵路頻 道響應（例如，根據在上行鏈路上由接收器系統傳送的導 頻）’然後透過例如在傳送與接收天線陣列多樣物之間的 任何不同而取得下行鏈路頻道響應。 146551.doc 201029370 在一具體實施例，頻道響應評估可提供給Τχ ΜΙΜΟ處理 器120a，當作時域取樣的一連串Nr X Ντ矩陣^(η)。此連序 矩陣是整個稱為一頻道脈衝響應矩陣迕。評估頻道脈衝響 應矩陣ή的第（i, j)元件hij (其中i = (1, 2,…，NR )與j = (1, 2，…，Ντ)是一連串取樣，其表示從第j傳輸天線到第i接收 天線的傳遞路徑的取樣脈衝響應。 在ΤΧ ΜΙΜΟ處理器l2〇a，一快速傅立葉變壓器222可透 過在矩陣Η (即是，H= FFT[ffl)上執行一快速傅立葉轉換 而（例如，從接收器系統）接收評估的頻道脈衝響應矩陣， 並取得對應的評估頻道頻率響應矩陣迕。此可透過在这的 每個元件的一連串Nf取樣上執行Nj^FFT而達成，以取得 &的對應元件的一組nf係數，其中Nf對應FFT的頻率範圍 數量（即是，FFT的長度）。迕的Nr.Nt個元件如此是係數的

Nr · Ντ組，其表示在Ντ個傳輸天線與Nr個接收天線之間傳 遞路徑的頻率響應。这的每個元件是迕的對應元件的fft。 孑估的頻道頻率響應矩陣1亦可視為包含一組Nf個矩陣 &(k) ’ 其中 k = (〇, j， ，Nf1)。 遗道本徵分鏟 一單元224然後執行用於資料傳輸的ΜΙΜΟ頻道的本徵分 解。在用以執行頻道本徵分解的一具體實施例，單元224 二計算評估頻道頻率響應矩讀的奇特值分解（svd)。在 具體實施例，奇特值分解為是在每個矩陣盒⑻執行，其 (〇’ 1’…，NF-1)。頻率範圍k(或頻率匕）的矩陣这(k)的 奇特值分解能以下式表示： 146551.doc 201029370 方程式（1) 其中u(k)在其中是NRxNR單式矩陣（即是，，其中I 是沿著對角線全是1而其他是〇的單位矩陣）； 4(k)是ft(k)的奇特值的nrxNt對角線矩陣；及 Y_(k)是NTxNT單式矩陣。 對角線矩陣4(k)包含沿著對角線的非負實數（即是，4(k) =，_ (从)·从)，…，\(幻)> 而其他是〇。對於i = (1，2,…，Ντ) 而言’ ki(k)稱為矩陣这(k)的奇特值。奇特值分解是在技術 中已知的矩陣運算，而且是在各種不同參考中描述。一此 參考是在吉柏特斯特藍編者名稱"Linear Algebra and Its Applications"，Second Edition，Academic Press，1980的書中 描述’其在此是以引用方式供參考。 奇特值分解的結果是三組NF矩陣L、I、與f，其中 以：=[11(〇)，…LI(k)…JJ_(Np-l)]等。對於k的每個值而言， U(k)是fi_(k)的左邊本徵向量的nrx NR單式矩陣，y(k)是 ft(k)的右邊本徵向量的NTxNT單式矩陣，而且Kk)是这(k) 的奇特值的NrxN τ對角線矩陣。 在用以執行頻道本徵分解的另一具體實施例，單元224 可先獲得如同K(k) = ^H(k)^(k)的平方矩陣艮(k)。平方矩陣 K(k)的本徵值然後是良(k)的奇特值平方，而且R(k)、或 Y(k)的本徵值是^(k)的右邊本徵向量。獲得本徵值與本徵 向量的R(k)分解在技術是已知，而且不在此描述。同樣 地，另一平方矩陣K，(k)能以R，(k) = fiL(k)这H(k)獲得。此平方 矩陣EJ(k)的本徵值亦是^(k)的奇特值平方，而且【(幻的本 146551.doc 17- 201029370 徵向量是&(k)或iX(k)的左邊本徵向量。 對於k的每個值而言，頻道本徵分解可在頻率&用來將 ΜΙΜΟ頻道分解成它的本徵模式，其中k = (〇，l ，Νρ_ 1)。&(k)的階數L(k)在頻率^上是對應ΜΙΜΟ頻道的本徵模 式數量’而且頻率fk是對應在頻率範圍k可用的獨立頻道數 量（即是’空間子頻道的數量）。 在如下面進一步詳細描述，沿"的攔是與使用在調變符 號向量豇η)元件的發射器頻率fk有關的方向性向量。因 此辽(k)的棚疋與使用在接收符號向量【(η)元件的接收器 上的頻率fk有關的方向性向量。矩陣辽(k)與y(k)(其中k = (0，1，…，NF-1))是在每個匕頻率上用來使在本徵模式上傳送 的符號流正交。當這些矩陣是在頻域或時域用來將在發射 器上的調變符號流預先條件化時，並將在接收器的接收符 號流條件化時，結果會是符號流的整個正交。此然後允許 分開編碼/調變每個本徵模式（與每個範圍相反），可明顯簡 化在發射器與接收器的處理。 對於1 = {1，2,…，r(k)}而言，沿著4(k)對角線的元件是 λϋ(1〇，其中r(k)是这(k)的階數。辽(]〇與父(]〇、鉍k)與以㈡的 攔疋本徵方程式的解決’其能以下式表示： 方程式（2) 對於k = (〇, 1，…，nf-i)而言，三組矩陣辽(k)、、與 父(k)能以"排序"形式與"任意排序"形式的兩個形式提供。 在排序形式，每個矩陣4(k)的對角線元件是以降冪排序， 所以Xu(k) > X22(k) 2…2 ，而且他們的本徵向量是在 146551.doc -18- 201029370 u⑻與以對應的順序配置1序的形式是以下標3表 示，即是’脉）、4s(k)、與 Ys(k)，其中k = (〇, u。 在任意排序形式，奇特值與本徵向量的排序可以是任竟 與進一步與頻率無關。任意形狀是以下標r表示。排序Z 任意排序的選擇使用肖殊形狀會影響到用⑨資料傳輸的本 徵模式選#、與用於每個€擇本徵模<的編㈣調變方 法。 一加權計算單元230可接收對角線矩陣組4，其包含每個 頻率範圍的-組奇特值（即是，、(k)，λ22(10, ·，、(k))e加 權計算單元230然後可取得一組加權矩陣1，其中叟= …！(k)…KNF-1)]。如下述，加權矩陣可在時域或 頻域中用來將調變符號向量訌n)依比例決定。 加權计算單元230包括一頻道反轉單元232與（選擇性）一 倒水分析單元234。對於每個本徵模式而言，頻道反轉單 兀232可取得一組加權％，其可用來除去本徵模式上的頻 率選擇衰減。倒水分析單元234可取得ΜΙΜΟ頻道本徵模式 的一組依比例決定值這些依比例決定值是表示配置給 本徵模式的傳輸功率。頻道反轉與倒水分析是在下面進一 步描述。 頻道反轉 圖3 A描述用來將每個本徵模式的頻率響應反轉的加權組 犯的衍生圖。對於k = (〇，1，…，NF-1)而言，對角線矩陣 Kk)組是顯示表示頻率大小的轴310依序配置顯示。對於i =(丨’ 2’ ·.·，Ns)而言，每個矩陣^k)的奇特值Li(k)是沿著矩 146551.doc -19- 201029370 陣對角線放置）。轴3 12如此可視為表示空間維度。MIM〇 頻道的每個本徵模式是與一組元件{XH(k)}有關，其中k = (〇，1，…，NF-1) ’其表示本徵模式的頻率響應。每個本徵模 式的元件{λϋ(1ί)}組係透過沿著虛線3 14的陰影方塊盒顯 不。對於經歷頻率選擇性衰減的每個本徵模式而言，本徵 模式的元件{λΗ(1〇}於不同k值會不同。 既然頻率選擇性衰減會造成ISI，所以ISI的有害效果可 透過使每個本徵模式，，反轉”而減輕，使得在接收器能以平

坦的頻道顯示。頻道反轉可透過取得每個本徵模式的加權 ⑼組而達成，其中k = (〇,】，，Nf1)，使得對糾的 所有值而言，加權與對應本徵值的乘積（即是，對角線元 件的平方）是接近常數，其能以下式表示wii(k).X2ii(k) = ai， 其中 k = (〇, 1，. ，Nf_i)。 本徵模式1而§，用纟將頻道反轉的NF頻率範圍的 加權組犯=[〜(0)... Wii(k)…^(NF-1)]T能從下式取得： !(*)，其中k (0, 1，…，nf-i) 其中ai是能以下式表示的正常化因素： 方程式（3)

β« «£-1 ο 方程式(4) 如方程式（4)所+ , 本徵值㈣二㈣素〜是根據與本徵模式有關的 式，其中k==、奇特值）x2H(k)而決定給每個本徵模 (0，1，...，NF-1)。正常化因素ai的定義使得 14655I.doc •20- 201029370 it；1 ΑΤ,Η ==客办幻。 圖3B描述在-特定本徵料的加權組與本徵模式的本徵 值組之間的關係圖。對於本徵模式i而言，每個頻率範圍 的加權Wii⑻是與如方程式（3)所示頻率範圍的本徵值^) 呈相反關係。若要使空間子頻道平坦及降低或減少ISI， 不需要選擇性免除在任何頻率範圍上的傳輸功率。在本徵 模式傳送之前’每財_式的①加權組可在韻或時域 • 用來依比例決定調變符號s(n)。 對於排序的形狀而言’每個矩陣姻的奇特值、⑻（其 中1 (1, 2, ··., Ns))可被排序，使得具較小指標的她)的對 角線元件通常是較大。然後，本徵模式〇(時常稱為原理本 徵模式）將與在nf對角線矩陣綱的每一者中最大奇特值有 關，本徵模式1然後將與在Nf對角線矩陣的第二最大奇特 值有關等。因此’即使頻道反轉是在每個本徵模式的所有 叫頻率範圍上執仃，但是具較低指標的本徵模式不可能具 •有太多的不良範圍（如有任何存在）。因此，至少對於具較 低指標的本徵模式而言，過度的傳輸功率對於不良的範圍 是沒有用》 頻道反轉能以各種不同方式執行，以將mim〇頻道反 轉，而且此是在本發明的範圍内。在一具體實施例，頻道 反轉可於選取的每個本徵模式執行。在另一具體實施例， 頻C反轉可本徵模式執行，而不是其他的本徵模 式。例如’頻道反轉可用導致過度ISI而衫的每個本徵 146551.doc 21 201029370 模來執行。頻道反轉亦可於選擇使用的一些或所有本徵模 式來動態執行，例如，當ΜΙΜΟ頻道決定是頻率選擇性（例 如，根據一些定義的標準）時。 頻道反轉是在2001年5月17日申請的美國專利案號 09/860,274、在2001年6月14日申請的美國專利案號 09/881，610、與在2001年6月26日申請的美國專利案號 09/892,379名稱"Method and Apparatus for Processing Data for Transmission in a Multi-Channel Communication System Using Selective Channel Inversion"中進一步詳細描述，其 在已轉讓予本發明，且在此是以引用列出供參考。 倒水處理 在一具體實施例，倒水分析是在空間維度上執行，使得 更多傳輸功率可配置給具較佳傳輸能力的本徵模式。倒水 功率配置是類似將固定的水量倒入具不規則底部的容器， 其中每個本徵模式是對應容器底部的一點，而且在任何特 定點的底部水升度是對應與本徵模式有關的SNR相反。一 低深度如此便對應到一高的SNR，相反，一高的水深度是 對應到一低的SNR。整個可用傳輸功率ptotal，然後"倒入"容 器’使得在容器的較低點（即是，較高的SNRs)便會先填 滿，而且較高的點（即是，較低的SNR)會稍後填滿。一常 數Pset是表示在所有整個可用傳輸功率倒入之後的容器水表 面位準。此常數最初可根據各種不同系統參數而評估。功 率配置是因在底部表面的容器整個可用傳輸功率與深度而 定。在超過水表面位準深度的點不會被填裝（即是，低於 146551.doc -22· 201029370 一特殊值的SNRs的本徵模式不能用於資料傳輸）。

在一具體實施例，因為此誇大上述頻道本徵模式分解所 建立本徵模式的頻率選擇性，所以倒水處理不會在頻率大 小上執行。倒水處理的執行使得所有本徵模式可用於資料 傳輸，或只使用-部份本徵模式（使用丢棄的$良本徵模 式）。它顯示當連同以降冪排序奇特值的頻道反轉使用 時，在本徵模式i的倒水處理可提供接近最佳的效 可減輕對於在接收器上均等化的需要。 、倒水處理可透過如下式的倒水分析單元234執行。最 初，在每個本徵模式的整個功率可依下式決s 从 方程式（5) 每個本徵模式的SNR然後可依下式決定： SNR. > 方程式（6) ’其亦能以接收的雜訊功率化表 應在接收器復原符號上的雜訊功 器提供給發射器而當作一部份報 其中σ2是接收的雜訊變化 不接收的雜訊功率係對 率，而且是可以是由接收 告CSI的參數。 置、。母個本徵模式的傳輸功率Pi㈣能以下式決定 maXiPw~si^；)〇 ? 方程式(7a) M 方程式(7b) 146551.doc -23- 201029370 其中pset是從各種不同系統參數取得的常數，而且？_是可 用於配置給本徵模式的整個傳輸功率。 如方1程式（7a)所*，充份品f的每個本徵模式是配置 鐵的傳輸功率。因此，達成較#鹽3的本徵模式 疋配置較多傳輸功率。常數pset可決定配置較佳本徵模式 的傳輸功率量。此然後可間接決定那些本徵模式可獲得選 擇供使用既然整個可用傳輸功率會受限制，且功率配置是 受限於方程式（7bp 疋 倒水分析單元234如此可接收對角線矩陣厶的組合、與接 收的雜訊功率σ2。矩陣4然後連同接收的雜訊功率使用， 以取得依比例決定值卜[b〇、Η]τ的向量，其中b p, ’而〗-(1，2，…，Ns)。Pi是倒水方程式（7勾與（7]3)的解 决。在k的依比例決定值是指示配置給乂本徵模式的傳輸 功率，其中零或多個本徵模式可配置給傳輸功率。 圖4是用以將整個可用傳輸功率配置給一組本徵模式的 一處理400具體實施例流程圖。一特殊倒水實施的處理4⑼ 可決定傳輸功率？；（其中ieI)，以配置給在組〗的本徵模 式，其中在發射器的可用整個傳輸功率為？_，本徵模式 整個功率組為pu ’且接收的雜訊功率為σ2。 最初，用來表示反複數目的變數η是設定成】（即是，η = 1)(步驟412)。對於第一反複而·r，組J⑻定義包括ΜΐΜ〇 頻道的所有本徵模式、或ί⑻=(1，2, ...，NS}(步驟414)。 目前反複η的組I(n)的基數（或長度）然後可如Li(n) = ji(n)丨決 14655J.doc -24- 201029370 定，其對於第一反複而言，Li(n) = Ns(步驟416) β 为散在組ι(η)的本徵模式上的總有效功率pe<n)是下一要 決定的（步驟418)。總有效功率是定義成等於整個可用傳輪 功率P_ ’加上在組I(n)的本徵模式的反轉snRs的總數。 此能以下式表示： 方程式(8)

整個可用傳輸功率然後配置給在組I(n)的本徵模式。用 來經由在組I(n)的本徵模式而反覆的索引i是設定成丨（即 是’ 1= 1)(步驟420)的初值。配置給本徵模式i的傳輸功率 量然後可根據下式決定（步驟422): 方程式（9) 在組办）的每個本徵模式是在步驟422配置傳輸功率Pi。步 驟424與426會部份迴路，以將傳輸功率配置給在組⑽的 每一本徵模式。 » 5A疋辑圖個本徵模式範韻細系統的總 有效功率^。每個本徵模式具等於的反轉SNR，其中 1 - 2, 3} ’其假設! 〇的正常傳輸功率。在發射器可用 輸功率是^ =匕+ Μ I’而且是圖从的陰影 區整個有效功率區域是以在圖Μ的陰影與非陰 影區域的範圍表示。 對於倒水處理而言，雖 β + —明 雖…、谷态的底部是不規則表面，但 疋在谷W的頂部水位準是保持不變。同樣如㈣所示， 146551.doc •25- 201029370 在整個可用傳輸功率p_分配給本徵模式之後，最後的功 率位準在所有本徵模式是不變。此最後的功率位準可透過 將Peff(n)除以在組I(n)的本徵模式數量而決定。如方程式（9) 的提供，及如圖5A的顯示，配置給本徵模式i的功率量然 後可透過從最後功率位準Ρείϊ(η)/Ι^(η)減去本徵模式σ2/λ2Η的 反轉SNR而決定。 圖5Β顯示倒水功率配置在接收負功率的本徵模式中造成 的情況。當本徵模式的反轉SNR超過最後的功率位準後， 此便會發生，其能以下列條件表示（Ρείϊ(η)/Ι^(η)) < (σ2/λ\)。 請即重新參考圖4，在功率配置結束，一判斷可決定是 否沒有任何本徵模式配置負功率（即是Pi<〇)(步驟428)。如 果答案為”是"，那麼處理可透過從組I(n)將配置負功率的 所有本徵模式移除而持續（步驟430)。索引η會增量1 (即是 η = η + 1)(步驟432)。處理然後會返回步驟416，以在組 Ι(η)的其餘本徵模式之中配置整個總可用傳輸功率。如步 驟428決定，處理會持續，直到在組Ι(η)的所有本徵模式配 置正傳輸功率為止。不在組Ι(η)的本徵模式是配置零功 率。 倒水處理亦由羅勃特G.蓋拉格在John Wiley and Sons， 1968名稱"Information Theory and Reliable Communication" 描述，其在此是以引用方式併入本文。用以執行MIMO-OFDM系統的基本倒水處理的特殊演算法是在2001年10月 15曰申請的美國專利案號〇9/978,337名稱"Method and Apparatus for Determining Power Allocation in a ΜΙΜΟ 146551.doc -26- 201029370

Communication System"中描述。倒水處理亦在2002年1月 23日申請的美國專利案號10/056,275名稱"Reallocation of Excess Power for Full Channel-State Information (CSI) Multiple-Input, Multiple-Output (ΜΙΜΟ) Systems” 中進一步 詳細描述。這些應用轉讓給本發明，而且在此是以引用方 式併入本文供參考。 · 如果倒水處理執行將總可用傳輸功率配置給本徵模式 的，那麼倒水分析單元234便可提供Ns個本徵模式的一組 Ns依比例決定值，其中b ={1)0..^ ...b&}。每依比例決定值 是用於一相對的本徵模式，並用來依比例決定給該本徵模 式的加權組。’ 對於本徵模式i而言，用來將頻道反轉的一組加權也= [兔ii(〇)…兔ii(k)…立ii(NF-l)]T、並依比例決定本徵模式的傳輸 功率可如下式取得： 免狀)=，其中k = (0, 1，…，Nf-1) 方程式(10) 其中正常化因素〜與依比例決定值bi可如上述取得’。 加權計算單元230可提供能透過使用加權wH(k)或wH(k)而 獲得的加權矩陣組置。每個加權矩陣置(k)是對角線的元件 是由上面取得的加權所組成的對角線矩陣。特別是，如果 只執行頻道反轉，那麼每個加權矩陣里(k)便可依下式定 義，其中 k = (〇, 1，…，nf-1): H(i)-diag(Wll(A：), ... , 方程式（11 a) 其中WH(k)是如方程式（3)所示而取得。而且如果取得頻道 反轉與倒水處理，那麼每個加權矩陣置(k)可如下式定義， 146551.doc •27· 201029370 f-1)：

其中 k = (0, 1，...，N 方程式（lib) 其中〜(k)是 > 方程式⑽所示而取得。 睛即參考圖2 ’ -定標器卿了⑽可接收：⑴單式矩陣 、、且父其疋在的右邊本徵向量矩陣；及⑺所有頻率範圍 的加權矩陣岐。定標㈣附236然後可根據接收矩陣而 取得發射器的時間-空間脈衝形成矩陣匕⑻。最初，每個 加權矩較(k)的平方根可被計算，以獲得—對應的矩陣 姐⑻’其70件是®k)元件的平方根。對於k = (〇，1， NF-1)而s，加權矩陣！(k)的元件是與本徵模式的功率有 關。平方根然後會將功率轉換成等效信號比例值。對於每 個頻率範®k而言，平方根加權矩陣Λ/^y與對應單式矩陣 y(k)的乘積然後會被計算，以提供一乘積矩陣 Yik)收(k)。亦定義為的乘積矩陣組^其中k =(〇, 1，…，NF-1))係運用在調變符號向量釭n)的最佳或近似 最佳空間-頻譜形狀。 的反轉FFT然後會記算，以取得發射器的空間-時間 脈衝形成矩陣Un)，其能以下式表示： · 方程式（12) 脈衝形成矩陣2_tx(n)，是一 Ντ X Ντ矩陣。匕Jn)的每個元件 是一組NF時域值’且其可透過乘積的對應元件的一組 值的反轉FFT而獲得，2血(11)的每個欄是Μη)對應元件的方 向性向量。 —捲積器240可接收及預先條件化調變符號向量5_(n)、與 146551.d〇< • 28 - 201029370 脈衝形成矩陣Etx(n)，以提供傳輸的符號向量ι(η)。在時 域，預先條件化Λ-捲積運算，❿且办)與£ίχ⑻的捲積能 以下式表示： ϊ(η) = Σ£^(〇δ(η-^), 1 方程式（13) 在方程式（13)顯示的矩陣捲積能依下列執行。若要取得時 間η的向量χ(η)的第i元件Xi(n)，矩陣匕(€)的第}列與向量 Mn-e)的内積可於許多延遲指標形成（例如’ ， φ m ^結果會累積，以取得元件xi(n)。在每個傳輸天線上傳 送的預先條件化符號流（即是，κ(η)或Xi(n)的每個元件）如 此能以nr個調變符號流的加權組合與矩陣Ε{χ(η)的適當攔決 定的加權所形成。處理會重複，使得Χ(η)的每個元件可從 矩陣£tx(n)的相對攔與向量yn)獲得。 2L( η)的每個元件係對應在相對傳輸天線上傳送的一連串 預先條件化的符號。Ντ個預先條件化符號序列是整個形成 連串白量而且亦稱為傳輸的符號向量χ(η)，而且每個 • 此向量包括於第η符號週期而從多達Ντ個傳輸天線傳送的 多達ΝΤ個預先條件化符號。Ντ預先條件化符號序列是提供 給發射器122a至122t，並處理以取得Ντ個調變信號，然後 分別從天線124a至124t傳送。 在圖2顯示的具體實施例執行調變符號向量豇幻的時域束 波方向性。束波方向性亦在頻域執行。此可透過使用在數 位信號處理領域眾所周知的例如重疊增加法而達成以在 頻域實施有限持續時間脈衝響應濾波。在此情況，構成矩 車」x(n)(其中n 一（〇，ι .，N广丨））元件的序列是每個使用 146551.doc •29· 201029370 N〇 - NF個零來填補，此造成atx(n)的零填補序列矩陣，其中 η _ (0, 1，…，N〇-l)。一 N〇點快速傅立葉變換（FFT)然後可於 矩陣山χ(η)的每個零填補序列計算，此造成矩陣，其 中 k = (0, 1，…，N〇-l) 〇 φ 而且，構成Μη)元件的調變符號序列是每個分成長度Νπ =n〇-nf+i的子序列。每個子序列然後使零來填 補，以提供長度N〇的對應向量。yn)的序列如此可被理， 以提供長度N〇向量的序列心n)，其中下標£是對應零填補 子序列的向量索引。一Ν〇點快速傅立葉換換然後於該等零 填補子序列的每一者計算，對於€的不同值而言造成頻 域向量的序列_。對於特定的t而言，每個向量恤包 括長度No的一組頻域向量（即是，其中k = (〇 1 n ❿ 1))。對於€的每個值而言，矩較办）然後與向 乘，其中預乘算會在k的每個值來執行，即是，其'= (0，1，…，No-ip反轉FFTs然後會於矩陣向量乘積 ⑽)計算，以提供長度N〇的一組時域子序列。如在 技術中眾所週知’結果的子序列然後可根據該重疊增加 法、或類似裝置而重新組合，以形成想要的輸出序列。 圖6疋可在發射器單元上執行的一處理_技術具體實施 例流程圖’以實施在此描述的各種不同傳送處理。最初， 資料傳輸（即是，資訊位元）係根據一特殊處理方法來声 理，以提供許多調變符號流（步驟612)。如前述，處2 ^或多個編碼方法、及一或多個調變方法（例如，用 '固調變符號流的一分開編碼與調變方法）。 146551.doc •30- 201029370 ΜΙΜΟ頻道的評估頻道響應矩陣然後可獲得（步驟…）。 此矩陣可以是評估的頻道脈衝響應矩喊、或評估的頻道 頻率響應矩陣a，其中該任一矩陣可從接收器提供給發射 器。評估的頻道響應矩陣然後可被分解(例如，透過使用 頻道本徵分解），以獲得右邊本徵向量的一組矩陣父、與奇 特值的一組矩陣4=(步驟616)。 加權的許多組犯然後根據奇特值的矩陣而取得（步驟 618)。一組加權可於供資料傳輸的每個本徵模式取得。透 過使選擇使用的每個本徵模式的頻率響應反轉這些加權 可用來降低或減少在接收器上的符號間干擾。 一組依比例決定值k亦可根據奇特值矩陣而取得（步驟 620)。步驟620如圖6的步驟62〇的虛線方塊所示是選擇性 的。依比例決定值可透過使用倒水分析而取得，而且可用 來調整選擇本徵模式的傳輸功率。 一衝形成矩陣£tx(n)然後可根據右邊本徵向量矩陣父、加 • 權組^、與（如果有可用）依比例決定值組k (步驟622)。調 變符號流然後可根據脈衝形成矩陣來預先條件化（在時 域、或頻域）’以提供在MIMO頻道上傳送的許多預先條件 化符號流（步驟624)。 使用頻道本徵模式分解與倒水的時域傳輸處理是在2〇〇ι 年12月7日申請的美國專利案號1〇/〇17,〇38名稱"Tim卜

Domain Transmit and Receive Processing with Channel Eigen-mode Decomposition f0r MIM〇 systems"中進一步詳 細描述，其已轉讓予本發明，且在此是以引用方式併入本 146551.doc -31 - 201029370 文供參考。 圖7是可實施在此描述各種不同處理技術的—接收器單 元700的具體實施例方塊圖。接收器單元7〇〇是圖1的接收 益系統150的接收器部分的具體實施例。接收器單元7〇〇包 括（1) 一RX ΜΙΜΟ處理器160a’其可處理nr個接收符號 流’以提供NT個復原符號流；及（2) — rx資料處理器 162a ’其可解調變、解交錯、及解碼該等復原的符號以 提供解碼的位元。RX ΜΙΜΟ處理器160a與RX資料處理器 162a是分別在圖1的rx MIM〇處理器160與rx資料處理器 162的一具體實施例。 請即重新參考圖1，來自Ντ個傳輸天線的傳送信號是由 NR個天線152a至152r的每一者所接收。來自每個天線的接 收信號是路由給一相對的接收器154，此亦稱為一前端處 理器。每個接收器154可將一相對的接收信號條件化（例 如，濾波、放大、與頻率向下轉換），並將條件化的信號 進一步數位化，以提供ADC取樣。每個接收器154可使用 復原的導頻而將ADC取樣進一步做資料解調變，以提供一 相對的接收符號流。如此，接收器154&至154r可提供Nr個 接收符號流。這些符號流是整個形成一連_向量，此亦稱 為接收符號向量t(n)，而且於第11符號週期’每個此向量包 括來自nr個接收器154的Nr個接收符號。接收符號向量【(η) 然後提供給RX ΜΙΜΟ處理器l6〇a。 在RX ΜΙΜΟ處理器160a中，頻道評估器712可接收向量 ί(η)，並取得一評估頻道脈衝響應矩陣这，該評估的頻道 146551.doc -32、 201029370 脈衝響應矩陣Η可傳回給發射器系統，並使用在傳送處

理。一FFT 714然後可在評估的頻道脈衝響應矩陣这上執行 一 FFT ’以獲得評估的頻道頻率響應矩陣Η (即是，这=FFT[虛）。 對於每頻率範圍让而言，一單元716然後可執行扭幻的頻 道本徵分解，以獲得左邊本徵向量的對應矩陣辽(k)。辽的 母個櫊（其中JX-[以〇)…辽(k)…辽(Ν^)])是r(n)的對應元件的 方向性向量，而且可用來使接收的符號流正交。一 ifft 鮝 718然後可執行U的反轉FFT，以獲得用於接收器系統的一 空間-時間脈衝形成矩陣包(„)。 一捲積器720然後可使用空間_時間脈衝形成矩陣 的結合調換而將接收的符號向量t(n)條件化，以獲得復原 的4號向量i_(n)，該復原的符號向量鉍n)是調變符號向量 芝(η)的評估。在時域方面，條件化是能以下式表示的捲積 運算：

方程式(14) 在接收器的脈衝形成亦可在頻域執行，此是類似上述的 發射器。在此情況，構成接收符號向量t⑻序列的〜個接 收天線的接收符號NI^列是每個分成Nss個接收符號的子 序列’而且每個子序列是零填補，以提供長度Ν。的對應向 量。的NR序列如此可處理，以提供長度No的NR個向量 序列， 其中下標C是對應零填補子序列的向量索引。每個零 146551.doc -33- 201029370 填補子序列然後經由一FFT轉換，對於t的不同值而言，造 成一連串頻域向量民作）。對於特定€而言，每個向量^幻 包括長度N〇的一組頻域向量（即是’其中 1))。 空間-時間脈衝形成矩陣!^(n)的結合調換亦經由一 FFT* 零填補與轉換，以獲得一頻域矩陣纩㈨，其中k = (〇 1，…，No-Ι)。對於t的每個值而言，向量Rt(k)然後與結合 調換矩陣妒(幻預先相乘（其中預先相乘是在k的每個^ 灯，即是，k = (〇，1，…，N〇-l))，以獲得一對應頻域向量 良【(幻。包括長度Ν〇的一組頻域向量的每個向量然後經 由一反轉FFT來轉換，以提供長度Ν〇的一對應組的時域子 序列。結果的子序列然後可根據如在技術中眾所週知的重 疊增加法、或相似裝置而重新組合，以獲得復原符號的序 列’且該復原的符號序列係對應復原符號向量組i(n)。 如此，復原的符號向量|(n)的特徵為如下式所示的時域 捲積運算： ΐω)=Σε^)5(π-/)+ί(»ι), 方程式（15) 其中r(e)是Α(*)=Δ(ί：)νΐόό的反轉；及 至(η)是如接收器空間-時間脈衝形成矩陣^(£)所轉換的 接收雜訊。 矩陣£(η)是從矩陣組厶取得的本徵脈衝的對角線矩陣，其 中^这⑼·‘· AW…Α队-«】。特別是，t(n)的每個對角線元件 係對應一本徵脈衝，對於么的一對應元件而言，該本徵脈 146551.doc •34- 201029370 衝是如同一組其特值 W»(〇)...的 IFFT 而獲得。 排序與任意料的用㈣料特值的㈣U成兩不同 類型的本徵脈衝。對於排㈣式㈣，結果的本徵脈衝矩

陣[S(n)是以月b量内谷降冪餘存的脈衝對角線矩陣。對應本 «衝矩陣伽)}11的第—對角線元件的脈衝具有最多能 量’而且進—步對應對角線下面的元件脈衝連續具有較少 能量。此外’當SNR是足夠低而倒水處理造成_些頻率範 圍具有很少或沒有能量時，能量便會先取出最小的本徵脈 衝。因此，在低SNRs ’ 一或多個本徵脈衝可具有很少或 沒有能量。此優點是在低SNRs，編碼與調變可經由正交 子頻道數量的減少而簡化 然而’為了要達成頻道能力，

編碼與調變可於每個本徵脈衝分開執行。 在頻域的奇特餘意排序形式可用來將編碼與調變進一 步簡化（即是，避免本徵脈衝矩陣每個元件的分開編碼與 調變的複雜度）。對於每個頻率範圍而言，在任意排序形 式奇特值的排序是任意，以取代根據他們的振幅或大 小。此任意排序可在所有本徵脈衝造成約相等的能量。當 SNR足夠低而造成具有很少或沒有能量時，這些範圍在本 徵模式之中會以約相等擴展，所以具非零能量的本徵脈衝 數量是與SNR無關。在高SNRs，任意排序形式的優點是所 有本徵脈衝具有約相等的能量，在此情況，不需要不同本 徵模式的分開編碼與調變。 如果ΜΙΜΟ頻道響應是頻率選擇性，那麼對角線矩陣 綱的元件是時間分散的。然、而，因為在發射器將頻道反 146551.doc -35· 201029370 轉的預先處理，所以如果頻道反轉有效率執行，結果的復 原符號序列i(n)便具有較小的符號間干擾。在此情況額 外的均等化在接收器是不需要來達成較高的效率/ 如果頻道反轉不是有效（例如’由於—錯誤評估頻道頻 率響應矩陣良），那麼在解調與解碼之前，均衡器可用來使 復原的符號Μη)均等。各種不同類型的均衡器可用來使復 原的符號流均等，包括一最小軍方根誤差線性均衡器 (MMSE-LE)、一決定回授均衡器（DFE)、一最大可能序列 評估器（MLSE)等。 既然在發射器與接收器的正交處理會在接收器上造成解 耦合的（即是，正交）復原符號流，解耦合符號流所需的均 等化複雜度可明顯減少。特別是，均等化可透過獨立符號 流的平行時域均等化而達成。均等化能以2〇〇丨年丨丨月6日 申請的上述美國專利案號10/017,038、與美國專利案麥 09/993,087 名稱"Multiple-Access Multiple-input Muhiple_ Output (ΜΙΜΟ) Communication System"中的描述執行，其 已轉讓予本發明，而且在此是以引用方式併入本文供參 考。 對於在圖7的具體實施例而言’復原的符號向量|(η)是提 供給接收資料處理器162a。在處理器162a中，一符號解映 射元件732係根據與用於發射器系統的解調變方法互補的 解調變方法而將在1(η)的每個復原符號解調變。來自符號 解映射元件732的解調變資料然後可透過解交錯器734而解 交錯。解交錯的資料是透過一解碼器736而進一步解碼， 146551.doc -36- 201029370 乂獲传解瑪位το ’其中該等解碼位以丨是傳送資訊位 兀山的評估。解交錯與解碼是以分別在發射器系統上執行 的交錯與編碼互補的方式來執行1如，如㈣輪式或捲 積編碼分別是在發射㈣統上執行，―滿輪式解碼器或 Viterbi解碼器便可用於解碼器乃6。 圖8是可在接收器單元上執行以實施在此描料種不同 接收處理技術的處理_流程圖。最初，可獲得MlM〇頻道

的一評估頻道響應矩陣（步驟812)。此矩陣可以是評估的頻 道脈衝響應矩陣㉟、或評估的頻道頻率響應矩陣这。矩陣这 或E可例如根據在ΜΙΜΟ頻道傳送的導頻符號而獲得。評 估的頻道響應矩陣然後可被分解（例如，透過使用頻道本 徵分解），以獲得一組左邊本徵向量組矩陣u(步驟814)。 一脈衝形成矩陣丛〇)然後根據左邊本徵向量矩陣辽而取 得（步驟816)。接收的符號流然後根據脈衝形成矩陣以幻條 件化（在時域或頻域），以提供復原符號流（步驟818)。復原 的符號係根據一特殊接收處理方法而進一步處理，而且是 與在發射器用來提供解碼資料的傳送處理方法互補（步驟 820) 〇 使用頻道本徵分解處理的時域接收是在前述美國專利案 號10/017,038中進一步詳細描述。 用以處理在此描述發射器與接收器上的資料傳輸技術能 以各種不同無線通訊系統實施，包括（但是未侷限於） ΜΙΜΟ與CDMA系統。這些技術亦可用於前向鏈路及/或反 向鏈路。 146551.doc •37- 201029370 處理發射器與接收器資料傳輸的在此描述技術能以各種 不同裝置實施。例如，這些技術能以硬體、軟體、或兩者 組合實施。對於硬體實施而言，用來執行在發射器（例 如，將資料編碼及調變、將頻道響應矩陣分解、取得將頻 道反轉的加權、取得用以功率配置的依比例決定值、取得 發射器脈衝形成矩陣、將調變符號預先條件化等）上的各 種不同信號處理步驟的元件、或在接收器（例如，將頻道 響應矩陣分解、取得接收器脈衝形成矩陣、將接收的符號 條件化、將復原的符號解調變與解碼等）可在一或多個應 _ 用特殊積體電路（ASICs)、數位信號處理器（DSPs)、數位信 號處理裝置（DSPDs)、可程式邏輯裝置（pLDs)信號、場可 程式閘陣列（FPGAs)、處理器、控制器、微控制器、微處 理器、设计來執行此描述功能的其他電子單元、或組合實 施。 對於軟體實施而言，在發射器與接收器每一者上的一些 或全部信號處理步驟能以執行在此描述功能的模紅^ 如程序功忐等）實施。軟體碼可儲存在記憶體單元（例@ 如’在圖1的記憶體132與172)及透過一處理器（例如，控制 器130與170)執行。記憶體單元可在處理器中或在處理器 外部實施’在此情況’它是經由在技術中已知的各種不同 裝置而耦合到處理器。 揭示具體實施例的先前描述提供允許熟諳此技者可製造 或使用本發明。這些具體實施例的各種不同修改對於熟諳 此技者是顯然的’而且在此定義的一般原理可運用在其他 146551.doc •38· 201029370 具體實施例，而不致脫離本發明的精神或範圍。因此，本 發明並未侷限於在此顯示的具體實施例，而是符合在此揭 示原理與新特徵的廣泛範圍。 【圖式簡單說明】 本發明的本徵、本質、與優點可從下面連同附圖的詳細 描述而變得更顯然，在圖中的相同參考數字是表示相同元 件，其中： 圖1是在ΜΙΜΟ系統的一發射器系統與一接收器系統具體 實施例的方塊圖； 圖2是在發射器系統的一發射器單元方塊圖； 圖3Α與3Β繪圖描述用來將ΜΙΜΟ頻道的每個本徵模式的 頻率響應反轉的加權取得的圖； 圖4疋用以將整個可用傳輸功率配置給μΙΜ〇頻道本徵模 式的處理流程圖； 圖5Α與5Β是以圖式描述將整個傳輸功率配置給在ΜΙΜ〇 範例系統的三個本徵模式圖； 圖6在發射器單元的信號處理具體實施例流程圖； 圖7是在接收器系統的一接收器單元方塊圖；及 圖8是在接收器單元的信號處理具體實施例流程圖。 【主要元件符號說明】 11〇 發射器系統 15〇 接收器系統 112 資料源 114，114a，178 傳送（TX)資料處理器 146551.doc 39· 201029370

120,120a TX ΜΙΜΟ處理器 130,170 控制器 132,172 記憶體 140 解調變器 160,160a RX ΜΙΜΟ處理器 162,162a RX資料處理器 180 調變器 154a,154r 發射器 200 發射器單元 124a,124t,152a,152r 天線 122a,122t 發射器 212 編瑪器 214 頻道交錯器 216 符號映射元件 240,720 捲積器 222 快速傅立葉變壓器 224,716 單元 236 定標器/IFFT 230 加權計算單元 232 頻道反轉單元 234 倒水分析單元 700 接收器單元 712 頻道評估器 714,718 IFFT 146551.doc -40- 201029370 732 符號解映射元件 734 解交錯器

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Claims (1)

1. 201029370 七、申請專利範圍： 1· 一種在一多輸入多輸出（MIMO)通訊系統中用以於一多輸 入多輸出頻道上處理用於傳輪之資料之方法，其包含： 基於一倒水演算法而決定待配置傳輸功率之用於該 ΜΙΜΟ頻道之一組本徵模式； 基於一總體可獲得之傳輸功率及用於該組中該等本徵 模式之多個反轉信號_雜訊-干擾比（SNRs)i—加總，而 決定待分佈於該組中之該等本徵模式之一總體有效功 參 率；及 配置該總體可獲得之傳輸功率至該組中之該等本徵模 式’其中配置該傳輸功率至一已知本徵模式係基於該總 體有效功率、該組本徵模式之—基數、及用於該已知本 徵模式之該反轉SNR。 如申叫專利範圍第丨項之方法，其中基於該倒水演算法 而决疋待配置傳輸功率之用於該MIM〇頻道之一組本徵 模式包含自一初始組本徵模式省略具有低於一臨限值之 傳輸特徵之一或多個本徵模式。 3.如申請專利範圍第1之方法，更包含自一接收器接收 雜訊功率參數以用於計算該等反轉隱之該總和作為通 道狀態資訊（CSI)。 如申4專利範圍第i項之方法，其中配置該傳輸功率至 一已知的本徵模式亦係基於該組本徵模式之一基數。 5·,申請專利範圍^項之方法更包含基於一估計頻道 回應矩陣而藉由執行頻道本徵分解以獲得該組本徵模 146551.doc 201029370 . ♦ * 式。 6. —種用於多輸入多輸出通訊之裝置，其包含. 用以基於-倒水演算法而決定待配置傳輸功率之用於 該ΜΙΜΟ頻道之一組本徵模式之邏輯； 用以基於-總體可獲得之傳輸功率及用於該組中該等 本徵模式之反轉信號-雜訊-干擾比（SNRs)2一加總，而 決定待分佈於該組中之該等本徵模式之一總體有效功率 之邏輯；及 用以配置該總體可獲得之傳輸功率至該組中之該等本 _ 徵模式之邏輯，其中配置該傳輸功率至一已知本徵模式 係基於該總體有效功率、該組本徵模式之一基數、及用 於該已知本徵模式之該反轉SNR。 7. 如申請專利範圍第6項之裝置，其中該用以基於該倒水 演算法而決定待配置傳輸功率之用於該MIM〇頻道之一 組本徵模式之邏輯係經組態以自一初始組本徵模式省略 具有低於一臨限值之傳輸特徵之一或多個本徵模式。 8. 如申請專利範圍第6項之裝置，更包含用以自一接收器 _ 接收雜訊功率參數以用於計算該等反轉SNR之該總和作 為通道狀態資訊（CSI)之邏輯。 9·如申凊專利範圍第6項之裝置，其中該用以配置一本徵 模式之該傳輸功率之邏輯係經組態以基於該組本徵模式 之—基數而配置傳輸功率至一已知的本徵模式。 10.如申請專利範圍第6項之裝置，更包含用以基於一估計頻 道回應矩陣而藉由執行頻道本徵分解以獲得該組本徵模 146551.doc 201029370 式之邏輯。 ιι· 一種用於多輸入多輸出通訊之裝置，其包含： 用以基於一倒水演算法而決定待配置傳輸功率之用於 該ΜΙΜΟ頻道之一組本徵模式之構件； 用以基於一總體可獲得之傳輸功率及用於該組中該等 本徵模式之反轉信號·雜訊_干擾比（SNRs)i一加總，而 決定待分佈於該、組中之該等本徵模式之一總體有效功率 之構件；及

   用以配置該總體可獲得之傳輸功率至該組中之該等本 徵模式之構件，其中配置該傳輸功率至—已知本徵模式 係基於該總體有效功率、該組本徵模式之一基數、及用 於該已知本徵模式之該反轉信號SNR。 12·=請專利範圍第"項之㈣，其中制以基於該倒水 廣算法而決疋待置傳輸功率之用於該頻道之— 組本徵模式之構件係經組態以自—初始組本徵模式省略 具有低於-臨限值之傳輸特徵之—或多個本徵模式。 13.如申請專利範圍第"項之裝置，更包含用以自一接收器 接收雜功率參數以用於計算該等反轉之該總和作 為通道狀態資訊（CSI)之構件。 14. 如申請專利範圍第11項之裝置，丨中該用以配置-本徵 模式之該傳輸功率之構件係經組態以基於該組本徵模式 之一基數而配置傳輸功率至—已知的本徵模式。 15. 如申請專利範圍第11項之裝置，更包含用以基於一估計 ,、、°應矩陣而藉由執行頻道本徵分解以獲得該組本徵 i46551.doc 201029370 模式之構件。 16. 種具有儲存於其上之軟體碼之記憶體單元，該等軟體 d S理^執行以執行包含以下之運作·· 基於一倒水演算法而決定待配置傳輸功率之用於該 ΜΙΜΟ頻道之—組本徵模式； 基於-總體可獲得之傳輪功率及用於該組令該等本徵 模式之反轉信號-雜訊_干擾比（snRs)之一加總，而決定 待刀佈於該財之該等本徵模式之—總时效功率·及 置U可獲得之傳輪功率至該組巾之該等本徵模 式’其中配置該傳輸功率至一已知本徵模式係基於該總 體有效功率、職本徵料之—基數、及心該已知本 徵模式之該反轉SNR。 17.如申請專利範圍第16項 〜#、 心。匕愿體早兀，其中基於該倒水 演算法而決定待配置值給士 .玄 直得褕功率之用於該ΜΙΜΟ頻道之一 組本徵模式包含自Κ纟林徵模式省略具有低於一臨 限值之傳輸特徵之一或多個本徵模式。 18. 如申請專利範圍第16項之記憶體單元，其中該等運作更 包含自一接收ϋ接收雜訊功率參數㈣於計算該等反轉 SNR之該總和作為通道狀態資訊（csi)。 19. 如申請專利範圍第16項之記憶體單元，纟中配置該傳輸 功率至-已知的本徵模式亦係、基於該組本徵模式之一基 數。 20.如申請專利範圍第16項之記憶體單元，其中該等運作更 包含基於-估計頻道回應矩陣而藉由執行頻道本徵分解 以獲得該組本徵模式。 146551.doc