MXPA05000097A

MXPA05000097A - Procesamiento de senal con descomposicion de analisis de funcion ortogonal empirica (eigenmode) de canal e inversion de canal para sistemas de comunicacion de multiples salidas-multiples entradas (mimo).

Info

Publication number: MXPA05000097A
Application number: MXPA05000097A
Authority: MX
Inventors: Jay R Walton
Original assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 2002-06-24
Filing date: 2003-06-20
Publication date: 2005-06-06
Also published as: AU2003243679A1; DE60330242D1; KR20100080950A; TW201029370A; IL165939A0; BR0312089A; CN1675873A; IL165939A; EP1516448B1; UA89609C2; ATE450094T1; NO20050351L; US20100046666A1; EP1516448A1; ES2335583T3; TW200404422A; JP4468167B2; KR20050013633A; WO2004002047A1; RU2317648C2

Abstract

Tecnicas para procesar una transmision de datos a un transmisor y un receptor, que utilizan la descomposicion de analisis de funcion ortogonal empirica "Eigen" (por sus siglas en ingles), la inversion de canal, y (opcionalmente) la "depuracion instantanea" o "water-pouring" (asignacion optima del total disponible de energia); en el transmisor, 1) se desarrolla la descomposicion eigen de canal para determinar los modos eigen de un canal MIMO (multiples entradas-multiples salidas) y para derivar un primer conjunto de vectores de direccion, 2) se desarrolla la inversion de canal para derivar pesos (por ejemplo, un conjunto para cada modo eigen) que se utiliza para reducir al minimo la distorsion ISI, y 3) se puede desarrollar la "depuracion instantanea" para derivar valores de desmultiplicacion indicativos de las potencias de transmision distribuidas a los modos eigen; el primer conjunto de vectores de direccion, pesos y valores de desmultiplicacion se utilizan para derivar una matriz de formacion de pulsos, que se usa para acondicionar previamente los simbolos de modulacion previos a la transmision; en el receptor, se desarrolla la descomposicion eigen para derivar un segundo conjunto de vectores de direccion, que a su vez se utiliza para derivar una matriz de formacion de pulsos para acondicionar los simbolos recibidos y recuperar asi las corrientes de simbolos ortogonales.

Description

PROCESAMIENTO DE SEÑAL DE DESCOMPOSICION DE ANALISIS DE FUNCION ORTOGONAL EMPIRICA (EIGENMODE) DE CANAL E INVERSION DE CANAL PARA SISTEMAS DE COMUNICACIÓN DE MULTIPLES SALIDAS - MULTIPLES ENTRADAS (MIMO) CAMPO DE LA INVENCION La presente invención se refiere generalmente a comunicación de datos, y muy específicamente a técnicas para realizar el procesamiento de señal con descomposición de análisis de función ortogonal empírica e inversión de canal para sistemas de comunicación de múltiples entradas múltiples salidas (MIMO) .

ANTECEDENTES DE LA INVENCION Un sistema de comunicación de múltiples entradas múltiples salidas (MIMO) emplea múltiples antenas de transmisión (NT) y múltiples antenas de recepción (NB) para la transmisión de datos . Un canal MIMO formado por las antenas de transmisión ?t y de recepción ?½ se puede descomponer en canales independientes Ns, en donde Ns <^ min [NT,NR} . Cada uno de los canales independientes Ns también se conoce como un subcanal espacial del canal MIMO y corresponde a una dimensión. El sistema MIMO puede proveer un rendimiento mejorado (por ejemplo, una capacidad de transmisión incrementada) si se utilizan las dimensionalidades adicionales creadas por las múltiples antenas de transmisión y recepción. ' Los subcanales espaciales de un sistema MIMO de banda ancha pueden encontrar diferentes condiciones de canal debido a varios factores, tales como el des anecimiento y la trayectoria múltiple. Cada subcanal espacial puede entonces experimentar un desvanecimiento selectivo de frecuencia, que se caracteriza por diferentes ganancias de canal en diferentes frecuencias (es decir, diferentes depósitos de frecuencia o sub-bandas) del ancho de banda de todo el sistema. Con el desvanecimiento selectivo de frecuencia, cada subcanal espacial puede lograr diferentes relaciones de señal-a-ruido-e-interferencia (SNR) para diferentes depósitos de frecuencia. En consecuencia, el número de bits de información por símbolo de modulación (o velocidad de datos) que se puede transmitir en diferentes depósitos de frecuencia de cada subcanal espacial para un nivel particular de rendimiento (por ejemplo, una velocidad de error de paquete del 1%) puede ser diferente de depósito a depósito. Además, debido a que las condiciones de canal típicamente varían con el tiempo, las velocidades de datos soportadas para los depósitos de los subcanales espaciales también varían con el tiempo. Para combatir el desvanecimiento selectivo de frecuencia en un canal de banda ancha, se puede utilizar la multiplexión por división de frecuencia ortogonal (OFDM) para dividir de manera efectiva el ancho de banda del sistema en un número de sub-bandas (NF) (que también se puede referir como depósitos de frecuencia o subcanales) . Con OFDM, cada subcanal de frecuencia se asocia con una subportadora respectiva sobre la que se pueden modular datos. Para un sistema MIMO que utiliza OFDM (es decir, un sistema MIMO-OFDM) , cada subcanal de frecuencia de cada subcanal espacial se puede ver como un canal de transmisión independiente . Un reto clave en un sistema de comunicación codificado es la selección de las velocidades de datos apropiados y los esquemas de codificación y modulación que se van a utilizar para una transmisión de datos con base en las condiciones de canal. El objetivo de este proceso de selección es elevar al máximo la salida mientras se cumplen los objetivos de calidad, los cuales se pueden cuantificar a través de la velocidad de error de paquete particular (PER), ciertos criterios de latencia, y asi sucesivamente. Una técnica sencilla para seleccionar las velocidades de datos y los esquemas de codificación y modulación es "cargar en bits" cada canal de transmisión en el sistema MIMO-OFDM de acuerdo con su capacidad de transmisión, lo que se puede cuantificar por la SNR promedio a corto plazo del canal. Sin embargo, esta técnica presenta varios inconvenientes. Primero, la codificación y modulación individual para cada canal de transmisión puede incrementar significativamente la complejidad del procesamiento tanto en el transmisor como en el receptor. Segundo, la codificación individual para cada canal de transmisión puede incrementar mucho el retraso en la codificación y la decodificación. Y tercero, una alta velocidad de retroalimentación seria necesaria para enviar la información del estado del canal (CSI) indicativa de las condiciones del canal (por ejemplo, la ganancia, fase y SNR) de cada canal de transmisión . Para un sistema MIMO, la potencia de transmisión es otro parámetro que se puede manipular para elevar al máximo la salida. En general, la salida general del sistema MIMO se puede incrementar dis ribuyendo más potencia de transmisión a los canales de transmisión con capacidades de transmisión superiores. Sin embargo, la distribución de diferentes cantidades de potencia de transmisión a diferentes depósitos de frecuencia de un subcanal espacial determinado tiende a exagerar la naturaleza selectiva de la frecuencia del subcanal espacial. Es bien conocido que el desvanecimiento selectivo de frecuencia ocasiona una interferencia inter simbólica (ISI), lo cual es un fenómeno en el que cada símbolo en una señal recibida actúa como distorsión para los siguientes símbolos en la señal recibida. La distorsión ISI degrada el rendimiento impactando la habilidad para detectar correctamente los símbolos recibidos. Para mitigar los efectos deletéreos de ISI, la ecualización de los símbolos recibidos necesitaría realizarse en el receptor. Por lo tanto, un inconveniente importante en la distribución de potencia en el dominio de frecuencia es la complejidad adicional en el receptor para combatir la distorsión ISI adicional resultante. Por lo tanto, existe la necesidad en la técnica de lograr un resultado elevado global en un sistema MIMO sin tener que codificar individualmente cada canal de transmisión y lo cual mitiga los efectos deletéreos de ISI.

SUMARIO DE LA INVENCION En la presente invención se proveen técnicas para procesar una transmisión de datos a un transmisor y un receptor de un sistema MIMO, de tal manera que se logra un alto rendimiento (por ejemplo, una alta salida global) . En un aspecto, se provee una ejecución en el dominio de tiempo que utiliza la descomposición eigen del canal en el dominio de frecuencia, la inversión de canal' y (opcionalmente) los resultados de la "depuración instantánea" para derivar las soluciones de configuración de impulso y de conducción de haz para el transmisor y el receptor.

La descoraposición eigen del canal se realiza en el transmisor para determinar los modos eigen (es decir, los subcanales espaciales) de un canal MIMO y para obtener un primer conjunto de vectores de conducción, que se utilizan para acondicionar previamente los símbolos de modulación antes de la transmisión sobre el canal MIMO. , La descomposición eigen del canal se puede ejecutar con base en una matriz de respuesta de canal calculada, que es un cálculo de la respuesta de canal (dominio de tiempo o dominio de frecuencia) del canal MIMO. La descomposición eigen del canal también se ejecuta en el receptor para obtener un segundo conjunto de vectores de conducción, que se utilizan para acondicionar los símbolos recibidos para que las corrientes del símbolo ortogonal se recuperen en el receptor. La inversión del canal se realiza en el transmisor para derivar pesos, los cuales se emplean para reducir al mínimo o reducir la cantidad de la distorsión ISI en el receptor. En particular, la inversión de canal se puede realizar para cada modo eigen que se emplea para la transmisión de datos. Se puede derivar un conjunto de pesos para cada modo eigen con base en la matriz de respuesta de canal calculada para el canal MIMO y se utiliza para invertir la respuesta ' de frecuencia del modo eigen. El análisis de depuración instantánea se puede utilizar (opcionalmente) para distribuir de manera más óptima la potencia de transmisión disponible total a los modos eigen del canal MIMO. En particular, a los modos eigen con mayores capacidades de transmisión se les puede asignar más potencia de transmisión, y se pueden omitir los modos eigen con capacidades de transmisión por debajo de un umbral particular (por ejemplo, asignando a estos modos eigen deficientes cero potencia de transmisión) . La potencia de transmisión asignada a cada modo eigen entonces determina la velocidad de los datos y posiblemente el esquema de codificación y modulación que se va a utilizar para el modo eigen. En el transmisor, los datos se procesan inicialmente (por ejemplo, codificados y modulados) de acuerdo con un esquema de procesamiento particular para proveer un número de corrientes de símbolos de modulación (por ejemplo, una corriente de símbolos de modulación para cada modo eigen) . Una matriz de respuesta de canal calculada para el canal MIMO se obtiene (por ejemplo, del receptor) y descompone (por ejemplo, en el dominio de frecuencia, utilizando la descomposición-eigen de canal) para obtener un conjunto de matrices de vectores eigen de derecha y un conjunto de matrices de valores singulares. Entonces se deriva un número de conjuntos de pesos con base en las matrices de los valores singulares, en donde cada conjunto de pesos se utiliza para invertir la respuesta de frecuencia de un modo eigen respectivo utilizado para la transmisión de datos. El análisis de depuración instantánea también se puede realizar con base en las matrices de valores singulares para obtener un conjunto de valores de desmultiplicación indicativos de las potencias de transmisión asignadas a los modos eigen. Después se deriva una matriz de configuración de impulso para el transmisor con base en las matrices de los vectores eigen de derecha, los pesos y los valores de desmultiplicación (si están disponibles) . La matriz de configuración de impulso comprende vectores de conducción, los cuales se utilizan para acondicionar previamente las corrientes de símbolos de modulación para obtener las corrientes de símbolos previamente acondicionados que se van a transmitir en el canal MIMO. En el receptor, la matriz de respuesta del canal calculada también se obtiene (por ejemplo, con base en los símbolos piloto enviados desde el transmisor) y descompone para obtener un conjunto de matrices de vectores eigen de izquierda. Después se deriva una matriz de configuración de impulso para el receptor con base en las matrices de los vectores eigen de izquierda y se utiliza para acondicionar un número de corrientes de símbolos recibidos para obtener un número de corrientes de símbolos recuperados. Los símbolos recuperados se procesan adí cionalmente (por ejemplo, se desmodulan y decodifican) para recuperar los datos transmitidos . Varios aspectos y modalidades de la invención se describen con mayor detalle a continuación. La invención además provee métodos, procesadores de señal digital, unidades transmisoras y receptoras, y otros aparatos y elementos que implementan varios aspectos, modalidades y características de la invención, tal como se describe con mayor detalle a continuación.

BREVE DESCRIPCION DE LAS FIGURAS Las características, naturaleza y ventajas de la presente invención serán más aparentes a partir de la siguiente descripción detallada cuando se considere junto con las figuras en donde los caracteres de referencia similares se identifican de manera correspondiente en el texto y en donde: La figura 1 es un diagrama en bloques de una modalidad de un sistema transmisor y un sistema receptor en un sistema MIMO; La figura 2 es un diagrama en bloques de una unidad de transmisor dentro del sistema transmisor ; Las figuras 3? y 3B son diagramas que gráficamente ilustran la derivación de los pesos que se emplean para invertir la respuesta de frecuencia de cada modo eigen de un canal MIMO; La figura 4 es un diagrama de flujo de un procedimiento para asignar la potencia ' de transmisión disponible total a los modos eigen del canal MIMO; Las figuras 5? y 5B son diagramas que ilustran de manera gráfica la distribución de la potencia de transmisión total a tres modos eigen en un sistema MIMO ejemplar; La figura 6 es un diagrama de flujo de una modalidad del procesamiento de señal en la unidad de transmisor; La figura 7 es un diagrama en bloques de una unidad de receptor dentro del sistema receptor; y La figura 8 es un diagrama de flujo de una modalidad del procesamiento de señal en la unidad de receptor.

DESCRIPCION DETALLADA DE LA INVENCION Las técnicas que se describen en la · presente invención para el procesamiento de una transmisión de datos en un transmisor y receptor, se puede utilizar para varios sistemas de comunicación inalámbricos . Para propósitos de claridad, varios aspectos y modalidades de la invención se describen específicamente para un sistema de comunicación de múltiples entradas y múltiples salidas (MIMO) . Un sistema MIMO emplea múltiples antenas, de transmisión [?t) y múltiples antenas de recepción (Ns) para la transmisión de datos . Un canal MIMO formado por las antenas de transmisión WT y ' de recepción NR se puede descomponer en canales independientes NSR en donde NS < min { JVr, NR] . Cada uno de los canales independientes NS también se conoce como un subcanal espacial del canal MIMO. El número de subcanales espaciales se determina a través del número de modos eigen para el canal MIMO, que a su vez depende de una matriz de respuesta de canal que describe la respuesta entre las antenas de transmisión NT y de recepción NR . La figura 1 es un diagrama en bloques de una modalidad de un sistema transmisor 110 y un sistema receptor 150, que tienen la capacidad de ejecutar varias técnicas de procesamiento de señal que se describen en la presente invención. En el sistema transmisor 110, los datos de tráfico se proveen desde una fuente de datos 112 a un procesador de datos de transmisión (TX) 114, que formatea, codifica, e intercala los datos de tráfico con base en uno o más esquemas de codificación para proveer datos codificados. Los datos de tráfico codificados se pueden entonces multiplexar con datos piloto utilizando, por ejemplo, multiplexión por división de tiempo (TDM) o multiplexión por división de código (CDM), en todos o en un subconjunto de corrientes de datos que se van a transmitir. Por lo regular, los datos piloto son un patrón de datos conocido procesado de una manera conocida, si los hay. Los datos piloto mult iplexados y de tráfico codificados son intercalados y después modulados (es decir, símbolos mapeados) con base en uno o más esquemas de modulación para proveer símbolos de modulación. En una modalidad, el procesador de datos TX 114 provee una corriente de símbolos de modulación para cada subcanal espacial utilizado para la transmisión de datos. La velocidad de datos, codificación, intercalación y modulación para cada corriente de símbolos de modulación se puede determinar con los controles provistos por un controlador 130. Los símbolos de modulación son entonces provistos a un procesador MIMO TX 120 y se procesan adicionalmente . En una modalidad específica, el procesamiento mediante el procesador MIMO TX 120 incluye 1) determinar una matriz de respuesta ' de frecuencia de canal calculada para el canal MIMO, 2) descomponer esta matriz para determinar los modos eigen del canal MIMO y para derivar un conjunto de vectores de "conducción" para el transmisor, un vector para la corriente de símbolos de modulación que se va a transmitir en cada subcanal espacial, 3) derivar una matriz de configuración de impulso temporal en espacio de transmisión con base en los vectores de conducción y una matriz de ponderación indicativa de las potencias de transmisión asignadas a los depósitos de frecuencia de los modos eigen, y 4) preacondicionar los símbolos de modulación con la matriz de configuración de impulso para proveer símbolos de modulación preacondicionados. El procesamiento a través del procesador MIMO TX 120 se describe con mayor detalle a continuación. Hasta NT corrientes de símbolos preacondicionados se proveen entonces a los transmisores (TMTR) 122a a 122t. Cada transmisor 122 convierte una corriente de símbolos preacondicionada respectiva en una o más señales análogas y acondiciona adicionalmente (por ejemplo, amplifica, filtra y sobreconvierte la frecuencia) las señales análogas para generar una señal modulada conveniente para la transmisión en el canal MIMO. La señal modulada de cada transmisor 122 entonces se transmite a través de una antena respectiva 124 al sistema receptor.

En el sistema receptor 150, las señales moduladas transmitidas son recibidas por las antenas NR 152a a 152r, y la señal recibida de cada antena 152 es provista a un receptor respectivo (RCVR) 154. Cada receptor 154 acondiciona (por ejemplo, filtra, amplifica y subconvierte la frecuencia) la señal recibida, digitaliza la señal acondicionada para proveer una corriente de muestras, y procesa adicionalmente la corriente de muestra para proveer una corriente de símbolos recibidos. Un procesador MIMO RX 160 entonces recibe y procesa las corrientes de símbolos recibidas NR para proveer corrientes NT de símbolos recuperados, que son cálculos de los símbolos de modulación transmitidos desde el sistema transmisor. En una modalidad, el procesamiento a través del procesador MIMO RX 160 puede incluir 1) determinar la matriz de respuesta de frecuencia de canal calculada para el canal MIMO, 2) descomponer esta matriz para derivar un conjunto de vectores de conducción para el receptor, 3) derivar una matriz de configuración de impulso temporal en espacio de recepción con base en los vectores de conducción, y 4) acondicionar los símbolos recibidos con la matriz de configuración de impulso para proveer los símbolos recuperados. El procesamiento a través del procesador MIMO RX 160 se describe con mayor detalle a continuación. ün procesador de datos ( RX ) de recepción 162 entonces desmodula, desmultiplexa , y decodifica los símbolos recuperados para proveer datos decodif icados , que es un cálculo de los datos de tráfico transmitidos. El procesamiento a través del procesador MIMO RX 160 y el procesador de datos RX 162 es complementario con aquello realizado por el procesador MIMO TX 120 y el procesador de datos TX 114, respectivamente, en el sistema transmisor 110. El procesador MIMO RX 160 puede derivar adicionalmente respuestas de impulso de canal para el canal MIMO, la potencia de ruido recibida y/o relaciones de señal-a-ruido-e-interferencia (SNR) para los subcanales espaciales, y así sucesivamente. El procesador MIMO RX 160 entonces proveerá estas cantidades a un controlador 170. El procesador de datos RX 162 también puede proveer el estado de cada paquete o cuadro recibido, una o más métricas de rendimiento indicativas de los resultados decodificados , y posiblemente otra información. El controlador 170 entonces deriva la información del estado del canal (CSI), que puede comprender toda o parte de la información recibida del - procesador MIMO RX 160 y el procesador de datos RX 162. La CSI es procesada por un procesador de datos TX 178, modulada por un modulador 180, acondicionada por los transmisores 154a a 154r, y enviada de regreso al sistema transmisor 110. En el sistema transmisor 110, las señales moduladas del sistema receptor 150 son recibidas por las antenas 124, acondicionadas por los receptores 122, y desmoduladas por un desmodulador 140 para recuperar la CSI transmitida por el sistema receptor. La CSI es entonces provista al controlador 130 y se utiliza para generar varios controles para el procesador de datos TX 114 y el procesador MIMO TX 120. Los controladores 130 y 170 dirigen la operación en el sistema transmisor y receptor, respectivamente. Las memorias 132 y 172 proveen almacenamiento para los códigos y datos de programas empleados por los con roladores 130 y 170, respectivamente. En la presente invención se proveen técnicas para lograr un alto rendimiento (por ejemplo, una alta salida del sistema en general) a través de una ejecución de dominio de tiempo que emplea la descomposición eigen de canal de dominio de frecuencia, la inversión de canal, y (opcionalmente ) los resultados de depuración instantánea para derivar soluciones de conducción por haz y configuración de impulso de dominio de tiempo para el transmisor y el receptor. La descomposición eigen de canal se realiza en el transmisor para determinar los modos eigen del canal MIMO y para derivar un primer conjunto de vectores de conducción, que se utilizan para preacondi cionar los símbolos de modulación. La descomposición eigen de canal también se realiza en el receptor para derivar un segundo conjunto de vectores de conducción, que se utilizan para acondicionar los símbolos recibidos para que las corrientes de símbolos ortogonales sean recuperadas en el receptor. El acondicionamiento previo en el transmisor y el acondicionamiento en el receptor ortogonalizan las corrientes de símbolos transmitidas en el canal MIMO. La inversión de canal se realiza en el transmisor para aplanar la respuesta de frecuencia de cada modo eigen (o subcanal espacial) que se utiliza par la transmisión de datos. Como se observó anteriormente, el desvanecimiento selectivo de la frecuencia ocasiona interferencia intersimbólica (ISI) , que puede degradar el rendimiento impactando la habilidad para detectar correctamente los símbolos recibidos en el receptor. Convenientemente, el desvanecimiento selectivo de frecuencia se puede compensar en el receptor realizando la ecualización en las corrientes de símbolos recibidas. Sin embargo, la ecualización incrementa la complejidad del procesamiento del receptor. Con las técnicas inventivas, la inversión de canal se realiza en el transmisor para considerar el desvanecimiento selectivo de frecuencia y mitigar la necesidad de ecualización en el receptor. El análisis de depuración instantánea se utiliza para distribuir de manera más óptima la potencia de transmisión disponible total en · el sistema MIMO a los modos eigen para que se logre un alto rendimiento. La potencia de transmisión distribuida a cada modo eigen puede entonces determinar la velocidad de los datos y el esquema de codificación y modulación que se va a utilizar para el modo eigen. Estas diversas técnicas de procesamiento se describen con mayor detalle a continuación.

Las técnicas que se describen en la presente invención proveen varias ventajas potenciales. Primero, con la descomposición del modo eigen de dominio de tiempo, el número máximo de modos eigen con diferentes SNR -es proporcionado por min (NT,NR) . Si una corriente de datos independiente es transmitida en cada modo eigen y cada corriente de datos es procesada independientemente, entonces el número máximo de diferentes esquemas de codificación/modulación es proporcionado por min ( ??, NR) . También es posible hacer que las SNR recibidas para las corrientes de datos sean esencialmente las mismas, simplificando adicionalmente la codificación/modulación. Las técnicas que se describen en la presente invención pueden asi simplificar en gran medida la codificación/modulación para una transmisión de datos evitando la distribución de bits por depósito que se requiere para un acercamiento de la capacidad del canal en los sistemas IMO-OFDM que utilizan depuración instantánea de dominio de frecuencia . Segundo, la inversión de canal en el transmisor da como resultado corrientes de símbolos recuperadas en el receptor que no requieren ecualización . Esto reduce entonces la complejidad del procesamiento del receptor. En contraste, otras técnicas de dominio de tiempo de banda ancha típicamente requieren una ecualización de espacio-tiempo complicada para recuperar las corrientes de símbolos . Tercero, las técnicas de señalización de dominio de tiempo descritas en la presente invención pueden integrar de manera más fácil las estructuras de canal/piloto de varios estándares CDMA, que también se basan en señalización de dominio de tiempo. La ejecución de las estructuras de canal/piloto puede ser más complicada en sistemas basados en OFDM que realizan la señalización de dominio de frecuencia. < La figura 2 es un diagrama en bloques de una modalidad de una unidad de transmisor 200 , que tiene la capacidad de ejecutar varias técnicas de procesamiento que se describen en la presente invención. La unidad de transmisor 200 es una modalidad de la porción de transmisor del sistema transmisor 100 de la figura 1. La unidad transmisora 200 incluye 1) un procesador de datos TX 114a que recibe y procesa datos de tráfico y piloto para proveer corrientes de símbolos de modulación NT y 2) un procesador MIMO TX 120a que preacondiciona las corrientes de símbolos de modulación para proveer corrientes de símbolos preacondicionadas NT . El procesador de datos TX 114a y el procesador MIMO TX 120a son una modalidad del procesador de datos TX 114 y el procesador MIMO TX 120, respectivamente, en la figura 1. En la modalidad específica que se muestra en la figura 2, el procesador de datos TX 114a incluye un codificador 212, un multiplexor de canal 214, y un elemento de mapeo de símbolos 216. El codificador 212 recibe y codifica datos de tráfico (es decir, los bits de información, d¿) de acuerdo con uno o más esquemas de codificación para proveer bits codificados . La codificación incrementa la conflabilidad de la transmisión de datos . En una modalidad, se puede emplear un esquema de codificación separado para los bits de información para cada modo eigen (o subcanal espacial) seleccionado para uso para la transmisión de datos. En modalidades alternati as, se puede emplear un esquema de codificación separado para cada subconjunto de subcanales espaciales, o se puede emplear un esquema de codificación común para todos los subcanales espaciales. Los esquemas de codificación que se van a utilizar se determinan a través de los controles del controlador 130 y se pueden seleccionar con base en la CSI recibida del sistema receptor. Cada esquema de codificación seleccionado puede incluir cualquier combinación' de chequeo de redundancia cíclica (CRC), codificación convolucional , codificación Turbo, codificación de bloque, y otra codificación o no codificación en absoluto . El multiplexor de canal 214 multiplexa los bits codificados con base en uno o más esquemas de multiplexión . Típicamente, cada esquema de codificación seleccionado se asocia con un esquema de multiplexión correspondiente. La multiplexión provee diversidad de tiempo para los bits codificados, permite que los datos sean transmitidos con base en una SNR promedio de cada subcanal espacial empleado para la transmisión de datos, combate el desvanecimiento, y además elimina la correlación entre los bits codificados que se emplean para formar cada símbolo de modulación. El elemento de mapeo de símbolo 216 entonces recibe y multiplexa los datos piloto con los datos intercalados y mapea adi cionalmente los datos multiplexados de acuerdo con uno o más esquemas de modulación para proveer símbolos de modulación. Se puede emplear un esquema de modulación separado para cada subcanal espacial seleccionado para uso, o para cada subconjunto de subcanales espaciales. Alternativamen e, se puede emplear un esquema de modulación común para todos los subcanales espaciales seleccionados . El mapeo de símbolo para cada subcanal espacial se puede lograr agrupando conjuntos de bits para formar símbolos de datos (cada uno de los cuales puede tener un valor no binario) y mapeando cada símbolo de datos a un punto en una constelación de señal que corresponda al esquema de modulación seleccionado para uso para el subcanal espacial. El esquema de modulación seleccionado puede ser QPSK, M-PSK, M-QAM, o algún otro esquema. Cada punto de señal mapeada es un valor complejo y corresponde a un símbolo de modulación. El elemento de mapeo de símbolos 216 provee un vector de símbolos de modulación para cada periodo de símbolos, con el número de símbolos de modulación en cada vector que corresponde al número de subcanales espaciales seleccionados para uso para ese periodo de símbolo. El elemento de mapeo de símbolos 216 provee así hasta NT corrientes _ de símbolos de modulación. Estas corrientes colectivamente forman una secuencia de vectores, que también se conocen como los vectores de símbolo de modulación, s_(r¡) , en donde cada uno de dichos vectores incluye hasta Ns símbolos de modulación que van a ser transmitidos hasta en Ns subcanales espaciales para el n-avo periodo de símbolo. Dentro del procesador MIMO TX 120a, la respuesta del canal MIMO se calcula y utiliza para preacondicionar los símbolos de modulación antes de la transmisión al sistema receptor. En un sistema duplicado de división por frecuencia (FDD), el enlace descendente y el enlace ascendente son asignados a diferentes bandas de frecuencia, y las respuestas del canal para el enlace descendente y el enlace ascendente pueden no estar correlacionados a un grado suficiente. Para el sistema FDD, la respuesta del canal se puede calcular en el receptor y enviar de regreso al transmisor. En un sistema duplicado por división, de tiempo (TDD), el enlace descendente y el enlace ascendente comparten la misma banda de frecuencia de una manera multiplexada por división de tiempo, y puede existir un alto grado de correlación entre las respuestas del canal de enlace descendente y enlace ascendente. Para el sistema TDD, el sistema transmisor puede calcular la respuesta del canal de enlace ascendente (por ejemplo, con base en la señal piloto transmitida por el sistema receptor en el enlace ascendente) y puede entonces derivar la respuesta de canal de enlace descendente considerando cualesquiera diferencias, tales como aquellas entre las distribuciones de ordenación de la antena de transmisión y de recepción. En una modalidad, los cálculos de la respuesta de canal se proveen al procesador MIMO TX 120a como una secuencia de las matrices NR x Ni, H(n) , de muestras de dominio de tiempo. Esta secuencia de matrices se denomina colectivamente como una matriz de respuesta de impulso de canal, É. El (i, j) -avo elemento, h±,jr de la matriz de respuesta de impulso de canal calculada, H, para i=(l, 2, ... , NR) y j=(l, 2, ..., NT) , es una secuencia de muestras que representa la respuesta de impulso muestreada de la trayectoria de propagación desde la j'-ava antena de transmisión hasta la i-ava antena de recepción. Dentro del procesador MIMO TX 120a, un transformador Fourier rápido 222 recibe la matriz de respuesta de impulso de canal calculada, j (por ejemplo, desde el. sistema receptor) y deriva la matriz de respuesta de frecuencia de canal calculada correspondiente, ¾, realizando una transformada de Fourier rápida (FFT) en la matriz H_ (es decir, g=FFT ) . Esto se puede lograr realizando una FFT de NF-punto en una secuencia de WF muestras para cada elemento de ff para derivar un conjunto de coeficientes NF para el elemento correspondiente de J , en donde NF corresponde al número de depósitos de frecuencia para la FFT -(es decir, la longitud de la FFT) . Los elementos NR.NT de Ji son, por lo tanto, conjuntos de coeficientes NR.NT que representan las respuestas de frecuencia de las trayectorias de propagación entre las antenas de transmisión NT y las antenas de recepción NR. Cada elemento de H es la FFT del elemento correspondiente de H. La matriz de respuesta de frecuencia de canal calculada, H , también se puede observar como que incluye un conjunto de NE matrices, H(jc) para K= (0,1, .. . , NF- 1 ) · Descomposición eigen de canal Una unidad 224 entonces realiza la descomposición eigen del canal MIMO que se emplea para la transmisión de datos . En una modalidad para realizar la descomposición eigen del canal, la unidad 224 calcula la descomposición del valor singular (SVD) de la matriz de respuesta de frecuencia de canal calculada, g.. En una modalidad, la descomposición del valor singular se realiza para cada matriz H ( Je) para K=(0,1, ...,NF-1) . La descomposición del valor singular de la matriz H(Jc) para el depósito de frecuencia k (o frecuencia f¿) se puede expresar de la siguiente manera: H (k)=U (k) . ( J ) VH (Je) Ec. (1) En donde U( e) es una matriz unitaria NRxNR (es decir, UHU—1_, en donde I_ es la matriz de identidad con unos a lo largo de la diagonal y ceros en todos los demás lugares) ; A(Jf) es una matriz diagonal NRxNT de valores singulares de Ü(k); y V(Jc) es una matriz unitaria NTxNT. La matriz diagonal A(k) contiene valores reales no negativos a lo largo de la diagonal (es decir, ? ( k) =diag ( Xj (k) , ?2 (k) , ... , XNT(k))) y ceros' en todos los demás lugares. Los ?± (k) , para i= ( 1 , 2 , ... , NT) , se refieren como los valores singulares de la matriz H (k) . La descomposición del valor singular es una operación de matriz conocida en la técnica y que se describe en diversas referencias. Una de dichas referencias se encuentra en el libro de Gilbert Strang, titulado "Linear Algebra and Its Applications," Segunda Edición, academia Press, 1980, que se incorpora en la presente por referencia . El resultado de la descomposición del valor singular es tres conjuntos de NF matrices, g., ?, y en donde g= [ü ( 0 ) ... U ( k ) ... U ( NF- 1 ] ) , y asi sucesivamente. Para cada valor de k, TJ_{k) es la matriz unitaria NRxNR de los vectores eigen izquierdos de Ü(k) , V( ) es la matriz unitaria NTxNT de los vectores eigen derechos de K(k)r y A{k) es la matriz diagonal NRxNT de los valores singulares de ñ{k) . En otra modalidad para realizar la descomposición eigen de canal, la unidad 224 primero obtiene una matriz cuadrática R( ) como R ( Je) =HH (k) H (k) . Los valores eigen de la matriz cuadrada R(k) serian entonces las cuadráticas de los valores singulares de la matriz U_(k) , y los vectores eigen de R(&) serian los vectores eigen derechos de ñ(k), o V(k). La descomposición de R(¿) para obtener los valores eigen y los vectores eigen es conocida en la técnica y, por lo tanto, no se describirá. De manera similar, otra matriz cuadrática R' (k) se puede obtener cpmo R' ( k) =H (k) HH (k) . Los valores eigen de esta matriz cuadrática R' (Je) también serian las cuadráticas de los valores singulares de K_(k) , y los vectores eigen de R' (k) serian los vectores eigen izquierdos de H (k) , ó O(k) . La descomposición eigen del canal se utiliza para descomponer el canal MIMO en sus modos eigen, en la frecuencia fk, para cada valor de k, en donde k= ( 0 , 1 , ... , NF- 1 ) . El rango r (k) de K(k) corresponde al número de modos eigen para el canal MIMO en la frecuencia fk, que corresponde al número de canales independientes (es decir, el número de subcanales espaciales) disponibles en el depósito de frecuencia k. Como se describirá adicionalment e a continuación, las columnas V_(k) son los vectores de conducción asociados con la frecuencia r"¿ que se van a utilizar en el transmisor para los elementos de los vectores de símbolos de modulación, s_(n) . De manera correspondiente, las columnas U(¿) son los vectores de conducción asociados con la frecuencia fk que se van a utilizar en el receptor para los elementos de los vectores de símbolos recibidos, r(n) . Las matrices U( c) y V(£) , para k= ( 0 , 1 , . . . , NF-1) , se utilizan para ortogonalizar las corrientes de símbolos transmitidas en los modos eigen en cada frecuencia fk- Cuando estas matrices se utilizan para preacondi cionar las corrientes de símbolos de modulación en el transmisor y para acondicionar las corrientes de símbolos recibidas en el receptor, ya sea en el dominio de frecuencia o en el dominio de tiempo, el resultado es la ortogonalización global de las corrientes de símbolos. Esto entonces permite separar la codificación/modulación por modo eigen (en contraposición a la separación por depósito) , lo cual puede simplificar en gran medida el procesamiento en el transmisor y el receptor. < Los elementos a lo largo de la diagonal de A{k) son Aa(k), para i= { 1 , 2 , .. . , r (k) } , en donde r (k) es el rango de ñ(k) . Las columnas de O_(k) y V (k) , -a_i(k) y v_i(k), respectivamente, son soluciones para la ecuación eigen, que se pueden expresar de la siguiente manera: H (k) v (k) =A¿¿ i (k) . Ec. (2) Los tres conjuntos de matrices, ü_(k) , A(k), y V_(k), para k- ( O , 1 , ... NF~ 1 ) , se pueden proveer en dos formas - una forma "clasificada" y una forma "ordenada aleatoriamente". En la forma clasificada, los elementos diagonales de cada matriz (k) están clasificados en orden descendente para que Á11(k)>_ ??2 (k) > ... >Arr (k) , y sus vectores eigen están colocados en el orden correspondiente en V_(k) y V(k) . La forma clasificada se indica con el subíndice s, es decir, Us (k) , s(k) y V= (k) para k= (0, 1, ... NF-1) . En la forma ordenada aleatoriamente, el ordenamiento de los valores singulares y los vectores eigen puede ser aleatorio y adicionalmente independiente de la frecuencia. La forma aleatoria se indica con el subíndice r. La forma particular seleccionada para uso, clasificada u ordenada aleatoriamente, tiene influencia en la selección de los modos eigen para su uso en la transmisión de datos y el esquema de codificación y modulación que se va a utilizar para cada modo eigen seleccionado. üna unidad de cálculo de peso 230 recibe el conjunto de matrices de diagonal, ?, que contiene un conjunto de valores singulares (es decir, Á (k), ??2 (k) r ... Árr(k)) para cada depósito de frecuencia. La unidad de cálculo de peso 230 entonces deriva un conjunto de matrices de ponderación, ?£, en donde H=[W(0) ...W(£) ...W(iVjr-l) ] . Las matrices de ponderación se utilizan para escalar los vectores de símbolos de modulación, s_(n) , ya sea en dominio de tiempo o frecuencia, tal como se describe' a con i uación . La unidad de cálculo de peso 230 incluye una unidad de inversión de canal 232 y ( opcíonalment e ) una unidad de análisis de depuración instantánea 234. La unidad de inversión de canal 232 deriva un conjunto de pesos, w¿¿, para cada modo eigen, que se utiliza para combatir el desvanecimiento selectivo de la frecuencia en el modo eigen. La unidad del análisis de depuración instantánea 234 deriva un conjunto de valores de desmultiplicación, b, para los modos eigen del canal MIMO. Estos valores de desmultiplicación son indicativos de las potencias de transmisión asignadas a los modos eigen. La inversión de canal y la depuración instantánea se describen con mayor detalle a continuación.

Inversión de canal La figura 3A es un diagrama que ilustra gráficamente la derivación del conjunto de pesos, i!, que se utiliza para invertir la respuesta de frecuencia de cada modo eigen. El conjunto de matrices diagonales A(Jt) para k= (0 , 1 , ... , NF-1) , se muestra colocado en orden a lo largo del eje 310 que representa la dimensión de frecuencia- Los valores singulares ?±? (k) para i= ( 1 , 2 , ... , Ns) , de cada matriz ?(&) se ubican a lo largo de la diagonal de la matriz. El eje 312 se puede entonces apreciar como que representa la dimensión espacial. Cada modo eigen del canal MIMO se asocia con un conjunto de elementos , {A¿ (k) } para k= (0,1, ..., NF-1), esto es indicativo de la respuesta de frecuencia de ese modo eigen. El conjunto de elementos {Áa(k)} para cada modo eigen se muestra con las cajas sombreadas a lo largo de la linea punteada 314. Para cada modo eigen que experimenta el desvanecimiento selectivo de frecuencia, los elementos [Á±¿(k)} para el modo eigen pueden ser diferentes para valores diferentes de k. Debido a que el desvanecimiento selectivo de frecuencia ocasiona ISI, los efectos deletéreos de ISI se pueden mitigar " invirtiendo" cada modo eigen para que parezca plano en frecuencia en el receptor. La inversión de canal se puede lograr derivando un conjunto de pesos, {wa(k)} para k= ( O , 1 , ... , NF- 1 ) , para cada modo eigen para que el producto de los pesos y los valores eigen correspondientes (es decir, las cuadráticas de los elementos diagonales) sean aproximadamente constantes para todos los valores de k, lo que se puede expresar como wa(k) · Xa2 (k) =a ± , para k=(0,l, ... ,NF-1) . Para el modo eigen i, el conjunto de pesos para los depósitos de frecuencia NF, WÜ= [W¿ ( 0 ) ... Wn(k) ... W¿i (NF-1) ] T, que se emplean para invertir el canal se pueden derivar como: w„0fc)=-^ —, Para k= { 0 , 1 , ... , NF-1) , Ec. (3) en donde a¿ es un factor de normalización que se puede expresar como: Tal como se muestra en la ecuación (4) , se determina un factor de normalización a± para cada modo eigen con base en el conjunto de valores eigen (es decir, valores singulares cuadr ticos ) , (??2 (k) } para ¿=(0,1, ...,^-!) , asociado con ese modo eigen. El factor de normalización a± se define para que Wrr_i feo =0 La figura 3B es un diagrama que ilustra gráficamente la relación entre el conjunto de pesos para un modo eigen determinado y el conjunto de valores eigen para ese modo eigen. Para el modo eigen i, el peso WÜ (k) para cada depósito de frecuencia está inversamente relacionado con el valor eigen para ese depósito, tal como se muestra en la ecuación (3) . Para aplanar el subcanal espacial y reducir al mínimo o disminuir ISI, no es conveniente eliminar de manera selectiva la potencia de transmisión en ningún depósito de frecuencia. El conjunto de pesos NF para cada modo eigen se utiliza para . escalar los símbolos de modulación, e_(?) , en el dominio de frecuencia o tiempo, antes de la transmisión en el modo eigen. Para la forma de orden clasificada, los valores singulares ±± (k) , para i=(l,2, ...,JVs) , para cada matriz (k) están clasificados para que los elementos diagonales de T (k) con índices más reducidos sean generalmente más elevados. El modo eigen 0 (que con frecuencia se refiere como el modo eigen principal) entonces se asociaría con el valor singular más elevado en cada una de las matrices diagonales NFr A{k) , el modo eigen 1 entonces se asociaría con el segundo valor singular más elevado en cada una de las matrices diagonales NFr y así sucesivamente. Por lo tanto, aún cuando la inversión de canal se realiza en todos los depósitos de frecuencia NF para cada modo eigen, los modos eigen con índices inferiores no parecen tener demasiados depósitos deficientes (si los hay) . Por lo tanto, al menos para los modos eigen con índices inferiores, la potencia de transmisión excesiva no se utiliza para depósitos deficientes. La inversión de canal se puede realizar de varias formas para invertir el canal MIMO, y esto se encuentra dentro del alcance de la invención. En una modalidad, la inversión de canal se realiza para cada modo eigen seleccionado para uso. En otra modalidad, la inversión de canal se puede realizar para . algunos modos eigen pero no para otros. Por ejemplo, la inversión de canal se puede realizar para cada modo eigen determinado para inducir la ISI excesiva. La inversión de canal también se puede realizar dinámicamente para algunos o todos los modos eigen seleccionados para uso, por ejemplo, cuando se determina que el canal MIMO es selectivo en frecuencia (por ejemplo, con base en algunos criterios definidos) . La inversión de canal se describe con mayor detalle en la solicitud de patente EUA número de serie 09/860,274 , presentada el 17 de mayo de 20,01, la solicitud de patente EUA número de serie 09/881,610, presentada el 14 de junio de 2001, y la solicitud de patente EUA número de serie 09/892,379, presentada el 26 de junio de 2001, tituladas "Método y aparato para el procesamiento de datos para la transmisión en un sistema de comunicación de canales múltiples utilizando la inversión de canal selectiva", cedida al cesionario de la presente solicitud e incorporada en la presente invención por referencia.

Depuración instantánea En una modalidad, el análisis de depuración instantánea se realiza (en caso de realizarse) a través de la dimensión espacial, de tal manera que se asigna más potencia de transmisión a los modos eigen con mejores capacidades de transmisión. , La asignación de potencia de depuración instantánea es análoga para verter una cantidad fija de agua dentro de un recipiente con un fondo irregular, en donde cada modo eigen corresponde a un punto en el fondo del recipiente, y la elevación del fondo en cualquier punto determinado corresponde a la función inversa de la SNR asociada con ese modo eigen. Por lo tanto, una baja elevación corresponde a una SNR alta y, de forma contraria, una alta elevación corresponde a una SNR baja. La potencia de transmisión total disponible, Ptotai/ se "vierte" entonces en el recipiente para que se llenen primero los puntos inferiores en el recipiente (es decir, aquellos con SNR superior) , y los puntos superiores (es decir, aquellos con SNR inferir) se llenen posteriormente. Una Pset constante es indicativa del nivel de agua de la superficie para el recipiente después que se ha vertido toda la potencia de transmisión total disponible. La distribución de potencia depende de la potencia de transmisión total disponible y de la profundidad del recipiente en la superficie inferior. Los puntos con elevaciones por arriba del nivel de agua de la superficie no se rellenan (es decir, los modos eigen con SNR por debajo de un valor particular no se utilizan para la transmisión de datos ) . En una modalidad, la depuración instantánea no se ejecuta en la dimensión de frecuencia debido a que tiende a exagerar la selectividad de la frecuencia de los modos eigen creados por la descomposición de modo eigen del canal, tal como' se describió anteriormente. La depuración instantánea se puede realizar para que se utilicen todos los modos eigen para la transmisión de datos, o para que únicamente se utilice un subconjunto de los modos eigen (en donde se descartan los modos eigen deficientes) . Se puede demostrar que la depuración instantánea en los modos eigen, cuando se utiliza en conjunto con la inversión de canal, con los valores singulares clasificados en orden descendente, puede proveer un rendimiento casi óptimo al mismo tiempo que mitiga la necesidad de una ecualización en el receptor. La depuración instantánea se puede realizar a través de la unidad de análisis de depuración instantánea 234 de la siguiente manera. Inicialmente , la potencia total en cada modo eigen se determina de la siguiente manera: La SNR para cada modo eigen se puede entonces determinar como: SNR¡ -~ s Ec. (6) en donde s? es la variación de ruido recibida, que también se puede denotar como la potencia de ruido recibida No . La potencia de ruido recibida corresponde a la potencia de ruido en los símbolos recuperados en el receptor, y es un parámetro que puede ser provisto por el receptor al transmisor como parte de la CSI reportada. La potencia de transmisión, P±, que se va a asignar a cada modo eigen se puede entonces determinar como: en donde Pset es una constante que se puede derivar de varios parámetros del sistema, y Ptotai es la potencia de transmisión total disponible para su distribución a los modos eigen. Como se muestra en la ecuación (7a) , a cada modo eigen de calidad suficiente se le asigna potencia de transmisión de ( \ Por lo ^' ~ SÑR~ tanto, a los modos eigen que logran mejores S R se lea asignan más potencias de transmisión, La constante Pset determina las cantidades de potencia de transmisión para asignar a los mejores modos eigen. Esto entonces determina indirectamente cuáles son los modos eigen seleccionados para uso debido a que la potencia de transmisión total disponible es limitada y la distribución de potencia está restringida por la ecuación (7b) . La unidad de análisis de depuración instantánea 234 . entonces recibe ¦ el conjunto de matrices diagonales, , y la .potencia de ruido recibida a". Las matrices ¡Y se utilizan entonces junto con la potencia de ruido recibida para derivar un vector de- valores de desmuitiplicación, b= [ht . . . b . . . ,bNs] T, en donde b± = Pi para i= { 1 , 2 , ... , Ns ) . Los Pi son las soluciones a las ecuaciones de depuración instantánea (7a) y (7b) . Los valores de desmultiplicación en b son. indicativos de las potencias transmitidas asignadas a los modos eigen Ns, en donde a cero o más modos eigen nc se les pueden asignar potencia de transmisión alguna. La figura 4 es un diagrama de flujo de una modalidad de un procedimien o 40.0 para asignar la potencia de transmisión disponible total a un conjunto de modos eigen. El procedimiento 400, que es una ejecución especifica de la depuración instantánea, determina las potencias de transmisión, Pít para leí , que se van a asignar a los modos eigen se el conjunto J, dada la potencia de transmisión total, Ptotair disponible en el transmisor, el conjunto de las potencias totales del modo eigen, Pí,hr y la potencia de ruido recibida, s2. Inicialmente , la variable n que se utiliza para denotar el número que se repite se configura a uno (es decir n=l)- (paso 412) . Para la primera iteración, la configuración I (n) se define como que incluye todos los modos eigen para el canal MIMO, o I (n) - { 1 , 2 , ... , Ns} (paso 414) . La cardinalidad (o longitud) del conjunto I (n) para la iteración actual n se determina entonces como Li (n) = | I (n ) \ , que es L± (n) =N¡¡ para la primera iteración (paso 416) . la potencia efectiva- total, Peff(n), que se va a distribuir a través de los modos eigen en el conjunto I (n) se determina a continuación (paso 418) . La potencia efectiva total se define como igual a la , potencia de transmisión total disponible, Ptotaii más la suma de las SNR inversas para los modos eigen en el conjunto I (n) . Esto se puede expresar como: EC. (8) iel(n) P¡,x La potencia de transmisión total disponible se asigna entonces a los modos eigen en el conjunto I (n) . El índice i que se utiliza para iterar a través de los modos eigen en el conjunto I (n) se inicializa en uno (es decir, i=l) (paso 420) . La cantidad de potencia de transmisión que se va a asignar al modo eigen i se determina entonces (paso 422) con base en lo siguiente: PAn) s ??. ?)- t L,(n) Pu Ec. (9) A cada modo eigen en el conjunto I (n) se' le asigna potencia de transmisión, P¿, en el paso 422. Los pasos 424 y 426 son parte de un bucle para asignar potencia de transmisión a cada uno de los modos eigen en el conjunto I (n) . La figura 5A ilustra gráficamente la potencia efectiva total, Petí, para un sistema MIMO ejemplar con tres modos eigen. Cada modo eigen tiene una SNR inversa igual a <r2/í¿, para ±—{1,2, 3} , que asume una potencia de transmisión normalizada de 1.0. La potencia de transmisión total disponible en el transmisor es Ptotai- P1+P2+P3 , Y se representa con el área sombreada en la figura 5?. La potencia efectiva total se representa con el área en las regiones sombreadas y no sombreadas en la figura 5A. Para la depuración instantánea, aunque la parte inferior del recipiente tiene una superficie irregular, el nivel de agua en la parte superior permanece constante en todo el recipiente. De manera similar y como se muestra en la figura 5A, después que se ha distribuido a los modos eigen toda la potencia de transmisión total disponible, Ptotair el nivel final de potencia es constante en todos los modos eigen. Este nivel final de potencia se determina dividiendo Psff(n) entre el número de modos eigen en el conjunto I (n) , Li(n) . La cantidad de potencia asignada al modo eigen i entonces se determina restando la SNR inversa de ese modo eigen, er2//í?., del nivel final de potencia, Peff (n) /Li (n) , tal como se representa con la ecuación (9) y se muestra en la figura 5A . La figura 5B muestra una situación en donde la distribución de potencia de depuración instantánea da como resultado un modo eigen que recibe potencia negativa. Esto ocurre cuando la SNR inversa del modo eigen está por arriba del nivel final de potencia, que se expresa a través de la condición Peff (n) /ij (n) ) < ( s2 IAl ) . Refiriéndose nuevamente a la figura 4, ' ai final de la asignación de potencia, se hace una determinación de si el modo eigen ha asignado o no potencia negativa (es decir, P¿<0) (paso 428) . Si la respuesta es afirmativa, entonces el procedimiento continúa retirando del conjunto I(n) todos los modos eigen a los que se les han asignado potencias negativas (paso 430) . El índice n se incrementa por uno (es decir, n=n+l) (paso 432) . El procedimiento entonces retorna al paso 416 para asignar la potencia de transmisión total disponible entre los modos eigen restantes en el conjunto I (n) . El procedimiento continúa hasta que a todos los modos eigen en el conjunto I (n) se les han asignado potencias de transmisión positivas, tal como se determina en el paso 428. A los modos eigen que no están en el conjunto I (n) se les asigna una potencia cero. La depuración instantánea también es descrita por Robert G. Gallager, en "Information Theory and Reliable Communication, " John Wiley and Sons, 1968 , que se incorpora en la presente por referencia. Un algoritmo especifico para realizar el procedimiento básico de depuración instantánea para un sistema MIMO-OFD se describe en la solicitud de patente EUA número de serie 09/978,337, titulada "Método y aparato para determinar la asignación de potencia en un sistema de comunicación MIMO," presentada el 15 de octubre de 2001. La depuración instantánea también se describe con mayor detalle en la solicitud de patente con número de serie 10/056,275, titulada "Reasignación de la potencia en exceso para sistemas de múltiples entradas, múltiples salidas (MIMO) de toda la información del estado de canal (CSI) ," presentada el 23 de enero de 2002. Estas solicitudes se cedieron al cesionario de la presente solicitud y se incorporan en la presente invención por referencia. Si la depuración instantánea se realiza para asignar la potencia de transmisión total disponible a los modos eigen, entonces la unidad de análisis de depuración instantánea 234 provee un conjunto 'de valores de desmultiplicación Ns, b={¿>0... ¿i ...bNs} , para los modos eigen Ns . Cada valor de desmultiplicación es para un modo eigen respectivo y se utiliza para escalar el conjunto de pesos determinado para ese modo eigen. Para el modo eigen i, un conjunto de pesos , ( k) ... WÜ ( NF- 1)]T, que se utiliza para invertir el canal y escalar la potencia de transmisión del modo eigen, se puede derivar de la siguiente forma: ll(k)' Para *=(0,1, ...,_VF-1) Ec. (10) en donde el factor de normalización, a¿, y el valor de desmultiplicación, bx, se derivan como se describió anteriormente. La unidad de cálculo de peso 230 provee el conjunto de matrices de ponderación, , que se puede obtener utilizando los pesos Ü (k) ó WÜ (k) . Cada matriz de ponderación, W(k), es una matriz diagonal cuyos elementos diagonales están compuestos de los pesos derivados anteriormente. En particular, si sólo se realiza la inversión de canal, entonces cada matriz de ponderación, W_(k) , para k= ( 0 , 1 , ... , NF-1 ) , se define como : W(k) = diag(wn(k), wH (*),... (k)), Ec. (11a) en donde W¿Í (k) se deriva como se muestra en la ecuación (3) . Y si se realizan tanto la inversión de canal como la depuración instantánea, entonces cada matriz de ponderación, W(k), para k= ( 0 , 1 , ... , NF- 1), se define como : / W(k) = diag(ñn {k), 22 (£),...,#¾iVs (A;)), E c _ ( l l b ) en donde w±± (k) se deriva como se muestra en la ecuación (10) . Refiriéndose nuevamente a la figura 2, un contador de escalas/IFFT 236 recibe (1) el conjunto de matrices unitarias, , que son las matrices de vectores eigen derechos de JL, y (2) el conjunto de matrices de ponderación, W, para todos los depósitos de frecuencia NF. El contador de escalas/IFFT 236 entonces deriva una matriz de configuración de impulso temporal en espacio, Ptx , para el transmisor con base en las matrices recibidas. Inicialmente , se calcula la raíz cuadrada de cada matriz de ponderación, VI_(k) , para obtener una matriz correspondiente, -JWfk cuyos elementos son las raices cuadradas de los elementos de W_(k) . Los elementos de las matrices de ponderación, Wfkj para k= ( 0 , 1 , ... NF- 1 ) , están relacionados con la potencia de los modos eigen. La raiz cuadrada entonces transforma la potencia a la puesta en escala de la señal equivalente. Para cada depósito de frecuencia k, el producto de la matriz de ponderación de raiz cuadrada, ^¡W_{k) , y la matriz unitaria correspondiente, V(k), se calcula entonces para proveer una matriz de producto, K(k)sJW(k) . El conjunto de matrices de producto, V(k)^]W(k) para k~ {0 , 1 , . . . NF-1) , que también se denota como H_ ¡ define la configu ación espacio-espectral casi óptima u óptima que se va a aplicar a los vectores de símbolos de modulación, s_(n) . üna FFT inversa de _-W~ se calcula entonces para derivar la matriz de configuración de impulso espacio-temporal, P_tx(n), para el transmisor, que se expresa como : Pu(n) = IFFT^^¡w] Ec. (12) La matriz de configuración de impulso, ~5_tx(n), es una matriz NT x NT. Cada elemento de PtxfnJ , es un conjunto de valores de dominio de tiempo N , que se obtiene mediante la FFT inversa de un conjunto de valores para el elemento correspondiente de las matrices de producto, Y - ' Cada columna V_tx(n) es un vector de conducción para un elemento correspondiente de s_(n) . ün convolucxonador 240 recibe y preacondic ona los vectores de simbolos de modulación, e_(?) , con la matriz de configuración de impulso, 2_tx(n), para proveer los vectores de símbolos transmitidos, x(n) . En el dominio de tiempo, el preacondicionamiento es una operación de convolución, y la convolución de s_(n) con V_tx(n) se puede expresar como: Ec. (13) La convolución de matriz que se muestra en la ecuación (13) se puede realizar de la siguiente manera. Para derivar el i-avo elemento del vector x(n) para el tiempo nr x±(n), se forma el producto interior de la fila i-ava de la matriz Ptx ( ? ) con el vector s^(n-í) para un número de Indices de retraso (por ejemplo, 0<_( <_ (NF-1 ) , y los resultados se acumulan para derivar el elemento x± (n) . Las corrientes de simbolos preacondicionados transmitidas en cada antena de transmisión '{es decir, cada elemento de x(n) o xi(n)) se forma entonces como una combinación ponderada de las corrientes de simbolos de modulación NR, con la ponderación determinada por la columna apropiada de la matriz V_tx(n) . El procedimiento se repite para que el elemento de x(n) se obtenga de una columna respectiva de la matriz ~9_t¡c(n) y del vector s_(n) . Cada elemento de x(n) corresponde a una secuencia de simbolos preacondicionados que se va a transmitir en una antena de transmisión respectiva. Las secuencias de simbolos preacondicionados ?? colectivamente forman una secuencia de vectores, que también se conocen como los vectores de simbolos transmitidos, x(n) , en donde cada vector incluye hasta NT simbolos preacondicionados que se van a transmitir hasta desde NT antenas de transmisión para el periodo de simbolos n-avo. Las secuencias de simbolos preacondicionados NT se proveen a los transmisores 122a a 122t y se procesan para derivar señales moduladas, que después son transmitidas desde las antenas 124a a 124t, respectivamente. La modalidad que se muestra en la figura 2 realiza una conducción por haz de dominio de tiempo de los vectores de símbolos de modulación, s_(n) . La conducción por haz también se puede realizar en el dominio de frecuencia. Esto se puede realizar utilizando técnicas, tal como el método de superposición-anexión, que es bien conocido en el campo del procesamiento de señales digitales, para ejecutar filtros de respuesta de impulso de duración finita (FIR) en el dominio de frecuencia. En este caso, cada una de las secuencias que constituyen los elementos de la matriz P_tx (n) para n= ( 0 , 1 , ... , iV - 1 ) está saturada con ceros N0~NF/ dando como resultado una matiz de secuencias saturadas con ceros, ctx (n) para n= (0,1, ... , N0-l) . Una transformada de Fourier rápida de No-punto (FFT) se calcula entonces para cada secuencia saturada con ceros en la matriz c[tx (n) , dando como resultado una matriz Qtx (k) ara k= (0,1, ... , N¡¡-1) ¦ También, cada una de las secuencias de símbolos de modulación que constituyen los elementos de s_(n) se descompone en subsecuencias de longitud NSs ~ N0 - NF + 1. Cada subsecuencia se satura entonces con ceros NF~1 para proveer un vector correspondiente de longitud N0. Las secuencias de s_(n) se procesan entonces para proveer secuencias de vectores de longitud No, s_f (n) , en donde el subíndice i es el índice para los vectores que corresponde a las secuencias saturadas con ceros. Se calcula entonces una transformada de Fourier rápida de ¾-punto para cada una las subsecuencias saturadas con ceros, dando como resultado una secuencia de vectores de dominio de frecuencia, S_t (k) , para diferentes valores de , í . Cada vector Se (k) , para un i determinado, incluye un conjunto de vectores de dominio de frecuencia de longitud N0 (es decir, para k= ( 0 , 1 , ... No~l ) ) . La matriz Qtx(k) después se multiplica con el vector 3( (k) , para cada valor de l , en donde la multiplicación previa se realiza para cada valor de kf es decir, para k= { 0 , 1 , ... iV0-l) . Posteriormente se calculan las FFT inversas para el producto de matriz-vector Qtx (k) S_e(k) para proveer un conjunto de subsecuencias de dominio de tiempo de longitud No-Las subsecuencias resultantes se vuelven a ensamblar, de acuerdo con el método de superposición-anexión, o medios similares, tal como se conoce en la técnica, para formar las secuencias de salida deseadas. La figura 6 es un diagrama de flujo de una modalidad de un procedimiento 600 que se puede ejecutar en la unidad de transmisor para ejecutar las diversas técnicas de procesamiento de transmisión que se describen en la presente invención. Ini cialmente , los datos que se van a transmitir (es decir, los bits de información) son procesados de acuerdo con un esquema de procesamiento particular para proveer un número de corrientes de símbolos de modulación (paso 612) . Como se observó anteriormente, el esquema de procesamiento puede incluir uno o más esquemas de codificación y uno o más esquemas de modulación (por ejemplo, un esquema de codificación y modulación separado para cada corriente de símbolos de modulación) . Se obtiene entonces una matriz de respuesta de canal calculada para el canal MIMO (paso 614) . Esta matriz puede ser la matriz de respuesta de impulso de canal calculada, H, o la matriz de respuesta de frecuencia de canal calculada, H, que se puede proveer al transmisor desde el receptor. La matriz de respuesta de canal calculada se descompone entonces (por ejemplo, utilizando la descomposición eigen de canal) para obtener un conjunto de matrices de vectores eigen derechos, , y un conjunto de matrices de valores singulares, ? (paso 616) .

Se deriva entonces un número de conjuntos de pesos, WÜ, con base en las matrices de los valores singulares (paso 618) . Un conjunto de pesos se puede derivar de cada modo eigen empleado para la transmisión de datos . Estos pesos se utilizan para reducir o minimizar la interferencia intersimbólica en el receptor mediante la inversión de la respuesta de frecuencia de cada modo eigen seleccionado para uso. También se puede derivar un conjunto de valores de desmultiplicación, b , con base en las matrices de los valores singulares (paso 620) . El paso 620 es opcional, tal como se indica en la caja punteada para el paso 620 en la figura 6. Los valores de desmultiplicación se pueden derivar empleando un análisis de depuración instantánea y se utilizan para justar las potencias de transmisión de los modos eigen seleccionados. Se deriva entonces una matriz de configuración de impulso, ^tx(n), con base en las matrices de los vectores eigen derechos, los conjuntos de pesos, WÜ, y (si está disponible) ' el conjunto de valores de desmultiplicación, b (paso 622) . Las corrientes de símbolos de modulación se preacondicionan (ya sea en el dominio de tiempo o en el dominio de frecuencia) con base en la matriz de configuración de impulso para proveer un número de corrientes de símbolos preacondicionados , x(n) , que se van a transmitir en el canal MIMO (paso 624 ) . El procesamiento de transmisión de dominio de tiempo con la descomposición del modo eigen de canal y la depuración instantánea se describe con mayor detalle en la Solicitud de Patente EUA número de serie 10/017,038, titulada "Procesamiento de recepción y transmisión de dominio de tiempo con descomposición del modo eigen de canal para sistemas MIMO," presentada el 7 de diciembre, 2001, que se cedió al cesionario de la presente solicitud y se incorporó por referencia a la presente invenció . La figura 7 es un diagrama en bloques de una modalidad de una unidad de receptor 700 que tiene la capacidad de ejecutar varias técnicas de procesamiento que se describen en la presente invención. La unidad de receptor 700 es una modalidad de la porción de receptor del sistema receptor 150 en la figura 1. La unidad de receptor 700 incluye (1) un procesador MIMO RX 160a que procesa las corrientes de símbolos recibidos NR para proveer corrientes de símbolos recuperadas NT y (2) un procesador de datos RX 162a que desmodula, desinte cala, y decodifica los símbolos recuperados para proveer bits decodificados . El procesador MIMO RX 160a y el procesador de datos RX 162a son una modalidad del procesador MIMO RX 160 y del procesador de datos RX 162, respectivamente, en la figura 1. Refiriéndose nuevamente a la figura 1, las señales transmitidas de las antenas de transmisión N? son recibidas por cada una de las antenas NR 152a a 152r. La señal recibida de cada antena es enrutada a un receptor respectivo 154, que también se conoce como un procesador de extremo frontal. Cada receptor 154 acondiciona (por ejemplo, filtra, amplifica y subconvierte la frecuencia) una señal recibida respectiva, y digitaliza adici onalmente la señal acondicionada para proveer muestras ADC . Cada receptor 154 puede desmodular datos adicionalmente , como las muestras ADC con una señal piloto recuperada para proveer una corriente respectiva de símbolos recibidos. Los receptores 154a a 154r proveen entonces corrientes de símbolos recibidos NR . Estas corrientes forman colecti amente una secuencia de vectores, que también se conocen como los vectores de símbolos recibidos, r(n), en donde cada uno de dichos vectores incluye símbolos recibidos NR de los receptores NR 154 para el periodo de símbolo n-avo. Dentro del procesador MIMO RX 160a, un calculador de canal 712 recibe los vectores y deriva una matriz de respuesta de impulso de canal calculada, H, que se puede enviar de regreso al sistema transmisor y se puede utilizar en el procedimiento de transmisión. Una FFT 714 una FFT en la matriz de respuesta de impulso de canal calculada, Ñ, para obtener la matriz de respuesta de frecuencia de canal calculada, H, (es decir, |=FFT [¿J] ) . Una unidad 716 entonces realiza la descomposición eigen de canal de Ü(k), para cada k de depósito de frecuencia, para obtener la matriz correspondiente de los vectores eigen izquierdos, T±(k) . Cada columna de £, en donde g=[U(0) ... ü(Jc:) ...Ü_(NF-1) ] , es un vector de conducción para un elemento correspondiente de r(n), y se utiliza para ortogonalizar las corrientes de símbolos recibidos. Una I FFT 718 entonces realiza la FFT inversa de g. para obtener una matriz de configuración de impulso espacio- temporal , U(n), para el sistema receptor.

Un convolucionador 720 entonces acondiciona los vectores de símbolos recibidos, r(n) , con la transposición conjugada de la matriz de configuración de impulso espacio-temporal, UH (n) , para obtener los vectores de símbolos recuperados, s_(n) , que son cálculos de los vectores de símbolos de modulación, s_(n) . En el dominio de tiempo, el acondicionamie.nto es una operación de convolución, que se puede expresar como: m= ?LLH{l)r(n-¿) Ec. (14) t La configuración de impulso en el receptor también se puede realizar en el dominio de frecuencia, similar a aquella que se describió anteriormente para el transmisor. En este caso, las secuencias NR de los símbolos recibidos para las antenas de recepción NR, que constituyen la secuencia de los vectores de símbolos recibidos, r_(n) , se descomponen en subsecuencias de símbolos recibidos NSs r Y cada subsecuencia está saturada con ceros para proveer un vector correspondiente de longitud N0. Las secuencias NR de _(n) son procesadas para proveer secuencias NR de vectores de longitud N0r ?/.(?) , en donde el subíndice i es el índice para los vectores que corresponde a las subsecuencias saturadas con ceros . Cada subsecuencia saturada con ceros se transforma entonces a través de una FFT, dando como resultado una secuencia de vectores de dominio de frecuencia, R( (k) , para diferentes valores de t . Cada vector Rf (k) , para una t determinada, incluye un conjunto de vectores de dominio de frecuencia de longitud N0 (es decir, para k= (0 , 1 , ... , NQ-1) ) ¦ La transposición conjugada de la matriz de configuración de impulso espacio-temporal, UH(n), también está saturada con ceros y se transforma a través de una FFT para obtener una matriz de frecuencia de dominio ÜH (k) para k= (0,1, ..., N0-l ) . El vector R< (k) , para cada valor de i , se multiplica previamente con la matriz de transposición conjugada ÜH (k) (en donde la multiplicación previa se realiza para cada valor para k, es decir, para k= ( 0 , 1 , ... , I\70- 1 ) para obtener un vector de dominio de frecuencia correspondiente (k) . Cada vector S_E (ir) , que incluye un conjunto de vectores , de dominio de frecuencia de longitud No, se puede entonces transformar a través de una FFT inversa para proveer un conjunto correspondiente de subsecuencias de dominio de tiempo de longitud ?0· Las subs ecuencias resultantes se vuelven a ensamblar de acuerdo con el método de superposición-anexión, o medios similares, tal como se conoce en la técnica, para obtener secuencias de símbolos recuperados, que corresponde al conjunto de vectores de símbolos recuperados, s_(n) . Por lo tanto, los vectores de símbolos recuperados, s_(n) , se pueden caracterizar como una convolución en el dominio de tiempo, de la siguiente manera: S(n) = ?G(£)?(«- £)+ (n) Ec. (15) en donde G(?) es la FFT inversa de A(k) = A(k jW(k) y [?) es el ruido recibido como transformada por la matriz de configu ación de impulso espacio-temporal del receptor, j7H (i) . La matriz T_(n) es una matriz diagonal de impulsos eigen derivada del conjunto de matrices Á, en donde Á = [A(0)..Á(k)..Á(NF -1)] . En particular, cada elemento diagonal de T_(n) corresponde a un impulso eigen que se obtiene como la IFFT de un conjunto de valores ' singulares, , para un elemento correspondiente de ?. Las dos formas de ordenamiento de valores singulares, clasificados y ordenados aleatoriamente, dan como resultado dos tipos diferentes de impulsos eigen. Para la forma clasificada, la matriz de impulso eigen resultante, T_s (n) , es una matriz diagonal de impulsos que están clasificados en orden descendente de contenido de energía. El impulso correspondiente al primer elemento diagonal de la matriz de impulso eigen, {V_s (n) } íi, tiene la mayor parte de energía, y los impulsos correspondientes a los elementos que están adicí onalmente hacia debajo de la diagonal tienen sucesi amen e menos energía. Además, cuando la SNR es lo suficientemente baja que la depuración instantánea da como resultado que los depósitos de frecuencia tengan poca o ninguna energía, la energía es extraída del los primeros impulsos eigen más reducidos. Por lo tanto, a SNR bajas, uno o más de los impulsos eigen pueden tener poca o ninguna energía. Esto tiene la ventaja de que a SNR bajas, la codificación y modulación se simplifican a través de la reducción en el número de subcanales ortogonales. Sin embargo, para aproximar la capacidad del canal, la codificación y modulación se realizan por separado para cada impulso eigen. La forma ordenada aleatoriamente de los valores singulares en el dominio de frecuencia se pueden utilizar para simplificar adicionalmente la codificación y modulación (es decir, para evitar la complejidad de la codificación y modulación separada para cada elemento de la matriz de impulso eigen) . En la forma ordenada aleatoriamente, para cada depósito de frecuencia, el ordenamiento de los valores singulares es aleatorio en lugar se estar basado en su magnitud o tamaño. Este ordenamiento aleatorio puede dar como resultado una energía aproximadamente igual en todos los impulsos eigen. Cuando la SNR es lo suficientemente baja para dar como resultado depósitos de frecuencia con poca o ninguna energía, estos depósitos son esparcidos aproximadamente de manera uniforme entre los modos eigen para que el número de impulsos eigen con energía no cero sea la misma, independientemente de SNR. A SNR altas, la forma de ordenamiento aleatorio tiene la ventaja de que todos los impulsos eigen tienen aproximadamente la misma energía, en cuyo caso no se requiere una codificación y modulación separada para los diferentes modos eigen. Si la respuesta del canal MIMO es la frecuencia selectiva, entonces los elementos en las matrices diagonales, A{k) , se pueden dispersar en el tiempo. Sin embargo, debido al procesamiento previo en el transmisor para invertir el canal, las secuencias de símbolos recuperados resultantes, s_{n) , tienen poca interferencia intersimbólica, si la inversión de canal se realiza de manera efectiva. En ese caso, la ecualización adicional no se requerirla en el receptor para lograr un alto rendimiento . Si la inversión de canal no es efectiva (por ejemplo, debido a una matriz de respuesta de frecuencia de canal calculada inexacta, g.) entonces se puede emplear un ecualizador para ecualizar los símbolos recuperados, s_(n) , antes de la desmodulación y decodificación. Se pueden emplear varios tipos de ecualizador para ecualizar las corrientes de símbolos recuperados, incluyendo * un ecualizador lineal de error mínimo de media cuadrática (MMSE-LE) , un ecualizador de ret r oal imentación de decisión (DFE) , un estimador de secuencia de probabilidad máxima (MLSE) , y así sucesivamente . Debido a que el procedimiento de ortogonalización en el transmisor y el receptor da como' resultado corrientes de símbolos recuperados desacoplados (es decir, ortogonales) en el receptor, la complejidad de la ecualización que se requiere para las corrientes de símbolos desacoplados se ve muy reducida. En particular, la ecualización se puede lograr mediante la ecualización de dominio de tiempo paralela de las corrientes de símbolos independientes . La ecualización se puede realizar tal como se describió en la Solicitud de Patente EUA número de serie 10/017,038, antes mencionada y en la Solicitud de Patente EUA número de serie 09/993,087, titulada "Sistema de comunicación ' de múltiples entradas - múltiples salidas (MIMO) de acceso múltiple", presentada el 6 de noviembre de 2001, que se cedió al cesionario de la presente solicitud y se incluyó en la presente invención por referencia . Para la modalidad en la figura 7, los vectores de símbolos recuperados, s_(n) , se proveen a un procesador de datos RC 162a. Dentro del procesador 162a, un elemento de desmapeo de símbolos 732 desmodula cada símbolo recuperado en s_{n) de acuerdo con un esquema de desmodulación que es complementario al esquema de modulación que se emplea para ese símbolo en el sistema transmisor.

Los datos desmodulados del elemento de desmapeo de símbolos 732 es entonces desintercalado por un de smultiplexor 734. Los datos desintercalados son decodificados adicionalmente por un decodificador 736 para obtener los bits decodificados , á¡ , que son cálculos de los bits de información transmitidos, di. La de s inte calación y decodificación se realizan de una manera complementaria a la intercalación y codificación, respectivamente, realizada en el sistema transmisor. Por ejemplo, se puede utilizar un decodificador Turbo o un decodificador Veterbi para el de codi fi cador 736 si la codificación Turbo o convolucional , respectivamente, se realiza en el sistema transmisor. La figura 8 es un diagrama de flujo de un procedimiento 800 que se puede realizar en la unidad de receptor para ejecutar viarias técnicas de procesamiento de recepción que se describen en la presente invención. Inicialmente , se obtiene (paso 812) una matriz de respuesta de canal calculada para el canal MIMO. Esta matriz puede ser la matriz de respuesta de impulso de canal calculada, H, o la matriz de respuesta , de frecuencia de canal calculada, H. La matriz ñ o ¿ se pueden obtener, por ejemplo, con base en los símbolos piloto transmitidos en el canal MIMO. , La matriz de respuesta de canal calculada se descompone entonces (por ejemplo, utilizando la descomposición eigen de canal) para obtener un conjunto de matrices de vectores eigen izquierdos, £ (paso 814) . Se deriva entonces una matriz de configuración de impulso U(n) con base en las matrices de vectores eigen izquierdos, 2. (paso 816) . Las corrientes de símbolos recibidos se acondicionan entonces (ya sea en dominio de tiempo o dominio de frecuencia) con base en la matriz de configuración de impulso U(n) para proveer las corrientes de símbolos recuperados (paso 818) . Los símbolos recuperados se procesan adicionalmente de acuerdo con un esquema de procesamiento de recepción particular, que es complementario al esquema de procesamiento de transmisión que se utiliza en el transmisor, para proveer los datos decodificados (paso 820) . El procesamiento de recepción de dominio de tiempo con la descomposición de modo eigen de canal se describe con mayor detalle en la solicitud de patente EUA antes mencionada número de serie 10/017,038.

Las técnicas para procesar una transmisión de datos en un transmisor y un receptor que se describen en la presente invención se pueden ejecutar en varios sistemas de comunicaciones inalámbricas, incluyendo pero no limitado a sistemas MIMO y CDMA. Estas técnicas también se pueden utilizar para los enlaces de avance y/o enlaces inversos. Las técnicas que se describen en la presente invención para procesar una transmisión de datos en el transmisor y receptor se pueden ejecutar a través de varios medios. Por ejemplo, estas técnicas se pueden ejecutar en hardware, software, o una combinación de los mismos. Para una ejecución en hardware, los elementos empleados para realizar varios pasos de procesamiento de señales en el transmisor (por ejemplo, para codificar y modular los datos, descomponer la matriz de respuesta de canal, derivar los pesos para invertir el canal, derivar los valores de desmultiplicación para la asignación de potencia, derivar la matriz de configuración de impulsos del transmisor, preacondicionar los símbolos de modulación, y así sucesivamente) o en el receptor (por ejemplo, descomponer la matriz de respuesta de canal, derivar la matriz de configuración de impulso del receptor, acondicionar los símbolos recibidos, desmodular y decodificar los símbolos recuperados, y así sucesivamente) se pueden ejecutar dentro de uno o más circuitos integrados de aplicación específica (ASIC), procesadores de señales digitales (DSP), dispositivos de procesamiento de señales digitales (DSPD), dispositivos lógicos programables (PLD), disposiciones de compuerta programables de campo (FPGA), procesadores, con rol dore s , mi ero- con ola dores , microprocesadores, otras unidades electrónicas diseñadas para realizar las funciones que se describen en la presente invención, o una combinación de las mismas. Para una ejecución de software, algunos o todos los pasos de procesamiento de señales en cada uno del transmisor y el receptor se pueden ejecutar con módulos (por ejemplo, procedimientos, funciones y así sucesi amente) que ejecutan las funciones que se describen en la presente invención. Los códigos de software se pueden almacenar en una unidad de memoria {por ejemplo, memorias 132 y 172 en la figura 1) y pueden ser ejecutados por un procesador (por ejemplo, cont roladore s 130 y 170) . La unidad de memoria se puede ejecutar dentro del procesador o fuera del procesador, en cuyo caso se puede acoplar de manera comunicada al procesador a través de varios medios conocidos en la técnica- La descripción previa de las modalidades mencionadas se provee para permitir a aquellos expertos en la técnica realizar o utilizar la presente invención. Serán aparentes varias modificaciones a estas modalidades para aquellos expertos en la técnica, y los principios genéricos definidos en la presente invención se pueden aplicar a otras modalidades sin apartarse del espíritu y alcance de la invención. Por lo tanto, la presente invención no pretende quedar limitada a las modalidades que se describen aquí, más bien, se le otorga el alcance más amplio consistente con los principios y características novedosas que se describen en la presente invención.

Claims

NOVEDAD DE LA INVENCION Habiendo descrito el presente invento, se considera como una novedad y, por lo tanto, se reclama como prioridad lo contenido en las siguientes : ' REIVINDICAClONES

1.- En un sistema de comunicación de múltiples entradas - múltiples salidas (MIMO), un método para procesar datos para su transmisión en un canal MIMO, que comprende: procesar datos de acuerdo con un esquema de procesamiento particular para proveer una pluralidad de corrientes de símbolos de modulación; derivar una matriz de configuración de impulso con base en una respuesta calculada del canal MIMO y de una manera para reducir la interferencia intersimbólica en un receptor; y preacondicionar la pluralidad de las corrientes de símbolos de modulación con base en la matriz de configuración de impulso para proveer una pluralidad de corrientes de símbolos preacondicionados para la transmisión en el canal MIMO.

2. - El método de conformidad con la reivindicación 1, que además comprende: derivar una pluralidad de pesos con base en una matriz de respuesta de canal calculada para el canal MIMO, en donde los pesos se utilizan para invertir una respuesta de frecuencia del canal MIMO, y en donde la matriz de configuración de impulso se deriva adi cionalmente con base en los pesos.

3. - El método de conformidad con , la reivindicación 2, que además comprende: descomponer la matriz de respuesta de canal calculada para obtener una pluralidad de matrices de vectores eigen y una pluralidad de matrices de valores singulares, y en donde los pesos se derivan con base en las matrices de valores singulares y, la matriz de configuración de impulso se deriva adicionalmente con base en las matrices de vectores eigen .

4. - El método de conformidad con la reivindicación 2, caracterizado porque la matriz de respuesta de canal calculada es descriptiva de una pluralidad de modos eigen del canal MIMO.

5. - El método de conformidad con la reivindicación 4, caracterizado porque se deriva un conjunto de pesos para cada modo eigen empleado para la transmisión de datos y en donde los pesos en cada conjunto se derivan para invertir la respuesta de frecuencia del modo eigen correspondiente.

6. - El método de conformidad con la reivindicación 4, que además comprende: derivar una pluralidad de valores de desmultiplicación con base en las matrices de valores singulares, en donde los valores de desmultiplicación se utilizan para ajusfar las potencias de transmisión para los modos eigen del canal MIMO, y en donde la matriz de configuración de impulso se deriva adicionalmente con base en los valores de desmultiplicación.

7. - El método de conformidad con la reivindicación 6, caracterizado porque los valores de desmultiplicación se derivan con base en los análisis de depuración instantánea.

8. - El método de conformidad con la reivindicación 3, caracterizado porque la matriz de respuesta de canal calculada se provee en el dominio de frecuencia y se descompone en el dominio de frecuencia.

9.- El método de conformidad con la reivindicación 3, ca acterizado porque la matriz de respuesta de canal calculada se descompone utilizando la descomposición eigen de canal.

10. - El método de conformidad con la reivindicación 4, caracterizado porque los modos eigen asociados con las capacidades de transmisión por debajo de un umbral particular no se utilizan para la transmisión de datos.

11. - El método de conformidad con , 1a rei indicación 3, caracterizado porgue los valores singulares en cada matriz están clasificados con base en su magnitud.

12. - El método de conformidad con la reivindicación 4, caracterizado porque los valores singulares en cada matriz ordenados de manera aleatoria para que los modos eigen del canal MIMO se asocien con capacidades de transmisión aproximadamente iguales .

13. - El método de conformidad con la reivindicación 1, caracteriz do porque la matriz de configuración de impulso comprende una pluralidad de secuencias de valores de dominio de tiempo, y en donde el preacondicionamiento se realiza en el dominio de tiempo convolucionando las corrientes de los símbolos de modulación con la matriz de configuración de impulso.

14.- El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque la matriz de configuración de impulso comprende una pluralidad de secuencias de valores de dominio de frecuencia, y en donde el preacondicionamiento se realiza en el dominio de frecuencia multiplicando una pluralidad de corrientes de símbolos de modulación transformados con la matriz de configuración de impu1so .

15.- El método de conformidad con la reivindicación 1, caracte iz do porque la matriz de configuración de impulso se deriva para elevar al máximo la capacidad asignando más potencia de transmisión a los modos eigen del canal MIMO que tienen mayores capacidades de transmisión.

16.- El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque la matriz de configuración de impulso se deriva para proveer relaciones de señal-a-ruido-e-interferencia recibidas aproximadamente igual (SNR) para ' la pluralidad de corrientes de símbolos de modulación en el receptor.

17.- El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque el esquema de procesamiento particular define un esquema de codificación y modulación separado para cada corriente de símbolos de modulación.

18. - El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque el esquema de procesamiento particular define un esquema de codificación y modulación común para todas las corrientes de símbolos de modulación.

19. - En un sistema de comunicación de múltiples entradas - múltiples salidas (MIMO) , un método para procesar datos para su transmisión en un canal MIMO, que comprende: procesar datos de acuerdo con un esquema de procesamiento particular para proveer una pluralidad de corrientes de símbolos de modulación; obtener una matriz de respuesta de canal calculada para el canal MIMO; descomponer la matriz de respuesta de canal calculada para obtener una pluralidad de matrices de vectores eigen y una pluralidad de matrices de valores singulares; derivar una pluralidad de pesos con base en las matrices de valores singulares, en donde los pesos se utilizan para invertir la respuesta de frecuencia del canal MIMO; derivar una matriz de configuración de impulso con base en las matrices de los vectores eigen y los pesos; y preacondicionar la pluralidad de las corrientes de símbolos de modulación con base en la matriz de configuración de impulso para proveer una pluralidad de corrientes de símbolos preacondicionados para la transmisión en el canal MIMO .

20.- El método de conformidad con la reivindicación 19, que además comprende: derivar una pluralidad de valores de desmultiplicación con base en las matrices de valores singulares, en donde los valores de desmultiplicación se utilizan para ajustar las potencias de transmisión para los modos eigen del canal MIMO, y en donde la matriz de configuración de impulso se deriva adicionalmente con base en los valores de desmultiplicación.

21.- Una memoria acoplada de manera comunicada a un dispositivo de procesamiento de señales digitales (DSPD) que tiene la capacidad de interpretar información digital para: procesar datos de acuerdo con un esquema de procesamiento particular para proveer una pluralidad de corrientes de símbolos de modulación; derivar una matriz de configuración de impulso con base en una respuesta calculada del canal MIMO y en una manera para reducir la - interferencia inter simbólica en un receptor; y preacondicionar la pluralidad de corrientes de símbolos de modulación con base en la matriz de configuración de impulso para proveer una pluralidad de corrientes de símbolos preacondicionados para su transmisión en el canal MIMO .

22. - En un sistema de comunicación de múltiples entradas - múltiples salidas (MIMO) , un método para procesar una transmisión de datos recibida a través de un canal MIMO, que comprende: obtener una matriz de respuesta de canal calculada para el canal MIMO; descomponer la matriz de respuesta de canal calculada para obtener una pluralidad de matrices de vectores eigen; derivar una matriz de configuración de impulso con base en las matrices de vectores eigen; y acondicionar una pluralidad de corrientes de símbolos recibidos con base en la matriz de configuración de impulso para proveer una pluralidad de corrientes de símbolos recuperados que son cálculos de los símbolos de modulación transmitidos para la transmisión de datos, en donde los símbolos de modulación se preacondicionan en un transmisor, antes de la transmisión en el canal MIMO, en una manera para reducir la interferencia intersimbólica en un receptor .

23. - El método de conformidad con la reivindicación 22, caracterizado porque el acondicionamiento se realiza en el dominio de tiempo con base en una matriz de configuración de impulso de dominio de tiempo .

24.- El método de conformidad con la reivindicación 22, caracterizado porque el acondicionamiento se realiza en el dominio ' de frecuencia e incluye: transformar la pluralidad de corrientes de símbolos recibidos al dominio de frecuencia; multiplicar las corrientes de símbolos recibidos transformados con una matriz de configuración de impulso de dominio de frecuencia para proveer una pluralidad de corrientes de símbolos acondicionados; y transformar la pluralidad de corrientes de símbolos acondicionados al dominio de tiempo para proveer la pluralidad de corrientes de símbolos recuperados .

25. - El método de conformidad con la reivindicación 22, caracterizado porque el acondicionamiento ortogonaliza una pluralidad de corrientes de símbolos de modulación transmitidos en el canal MIMO.

26. - El método de conformidad con la reivindicación 22, que además comprende: desmodular la pluralidad de corrientes de símbolos recuperados de acuerdo con uno o más esquemas de desmodulación para proveer una pluralidad de corrientes de datos desmodulados; y decodificar la pluralidad de corrientes de datos desmodulados de acuerdo con uno o más esquemas de decodificación para proveer los datos decodificados .

27. - El método de conformidad con la reivindicación 22, que además comprende: derivar la información del estado del canal (CSI) que está compuesta de la matriz de respuesta de canal calculada para el canal MIMO; y enviar la CSI de regreso al transmisor.

28. - En un sistema de comunicación de múltiples entradas - múltiples salidas (MIMO) , un método para procesar una transmisión de datos recibida a través de un canal MIMO, que comprende: obtener una matriz de respuesta de canal calculada para el canal MIMO; descomponer la matriz de respuesta de canal calculada para obtener una pluralidad de matrices de vectores eigen; derivar una matriz de impulso con base en las matrices de vectores eigen; acondicionar una pluralidad de corrientes de símbolos recibidos con base en la matriz de configu ación de impulso para proveer una pluralidad de corrientes de símbolos recuperados que son cálculos de los símbolos de modulación transmitidos para la transmisión de datos, en donde los símbolos dé modulación están preacondicionados en un transmisor, antes de la transmisión en el canal MIMO, en una manera para reducir ' la interferencia intersimbólica en un receptor; desmodular la pluralidad de corrientes de símbolos recuperados de acuerdo con uno o más esquemas de desmodulación para proveer una pluralidad de corrientes de datos desmodulados; y decodificar la pluralidad de corrientes de datos desmodulados de acuerdo con uno o más esquemas de de codi fi ca ci ón para proveer datos decodificados .

29.- Una memoria acoplada de manera comunicativa a un dispositivo de procesamiento de señales digitales (DSPD) que tiene la capacidad de interpretar información digital para: obtener una matriz de respuesta de canal calculada para un canal MIMO empleado para una transmisión de datos; descomponer la matriz de respuesta de canal calculada para obtener una pluralidad de matrices de vectores eigen; derivar una matriz ' de configuración de impulso con base en las matrices de vectores eigen; y acondicionar una pluralidad de corrientes de símbolos recibidos con base en la matriz de configuración de impulso para proveer una pluralidad de corrientes de símbolos recuperados que son cálculos de los símbolos de modulación transmitidos para la transmisión de datos, en donde los símbolos de modulación son preacondicionadas en un transmisor, antes de la transmisión en el canal MIMO, en una manera para reducir la interferencia intersimbólica en un receptor.

30.- Una unidad de transmisor en un sistema de comunicación de múltiples entradas - múltiples salidas (MIMO), que comprende: un procesador de datos TX operativo para procesar datos de acuerdo con un esquema de procesamiento particular para proveer una pluralidad de corrientes de símbolos de modulación; y un procesador MIMO TX operativo para derivar una matriz de configuración de impulso con base en una respuesta calculada de un canal MIMO y en una manera para reducir la interferencia intersimbólica en un receptor, y para preacondicionar la pluralidad de corrientes de símbolos de modulación con base en la matriz de configuración de impulso para proveer una pluralidad de corrientes de símbolos preacondicionados para su transmisión en el canal MIMO.

31.- La unidad de transmisor de conformidad con la reivindicación 30, caracterizada porque el procesador MIMO TX es operativo adicionalmente para derivar una pluralidad de pesos con base en una matriz de respuesta de canal calculada para el canal MIMO, en donde los pesos se utilizan para invertir la respuesta de frecuencia del canal MIMO, y en donde la matriz de configuración de impulso se deriva con base, en parte, en los pesos.

32.- La unidad de transmisor de conformidad con la reivindicación 31, caracterizada porque el procesador MIMO TX es operativo adicionalmente para descomponer la matriz de respuesta de canal calculada para obtener una pluralidad de matrices de vectores eigen y una pluralidad de matrices de valores singulares, y en donde los pesos se derivan con base en las matrices de valores singulares y, la matriz de configuración de impulso se deriva adicionalmente con base en las matrices de vectores eigen .

33.- La unidad de transmisor de conformidad con la reivindicación 31, caracterizada porque el procesador MIMO TX es operativo adicionalmente para derivar una pluralidad de valores de desmultiplicación que se emplean para ajustar las potencias de transmisión para los modos eigen del canal MIMO, y en donde la matriz de configuración de impulso se deriva adici onalmente con base en los valores de desmultiplicación.

34.- La unidad de transmisor de conformidad con la reivindicación 33, caracterizada porque los valores de desmultiplicación se derivan con base en el análisis de depuración instantánea en una pluralidad de matrices de valores singulares obtenidos de la matriz de respuesta de canal calculada .

35.- Un aparato en un sistema de comunicación de múltiples entradas - múltiples salidas (MIMO), que comprende: medios para procesar datos de acuerdo con un esquema de procesamiento particular para proveer una pluralidad de corrientes de símbolos de modulación; medios para derivar una matriz de configuración de impulso con base en una respuesta calculada de un canal MIMO y en una manera para reducir la interferencia intersimbólica en un receptor; y medios para preacondicionar la pluralidad de corrientes de símbolos de modulación con base en la matriz de configuración de impulso para proveer una pluralidad de corrientes de símbolos preacondicionados para la transmisión en el canal MIMO.

36. - Un procesador de señales digitales que comprende : medios para procesar datos de acuerdo con un esquema de procesamiento particular para proveer una pluralidad de corrientes de símbolos de modulación; medios para derivar una matriz de configuración de impulso con base en una respuesta calculada de un canal de múltiples entradas múltiples salidas (MIMO) y en una manera para reducir la interferencia intersimbólica en un receptor; y medios para preacondicionar la pluralidad de corrientes de símbolos de modulación con base en la matriz de configuración de impulso para proveer una pluralidad de corrientes de símbolos preacondicionados para su transmisión en el canal MIMO.

37. - Una unidad de receptor en un sistema de comunicación de múltiples entradas - múltiples salidas (MIMO) , que comprende: un procesador MIMO RX operativo para obtener una matriz de respuesta de canal calculada para un canal MIMO que se utiliza para una transmisión de datos, descomponer la matriz de respuesta de canal calculada para obtener una pluralidad de matrices de vectores eigen, derivar una matriz de configuración de impulso con base en las matrices de vectores eigen, y acondicionar una pluralidad de corrientes de símbolos recibidos con base en la matriz de configuración de impulso para obtener una pluralidad de corrientes de símbolos recuperados que son cálculos de símbolos de modulación transmitidos en el canal MIMO, en donde los símbolos de modulación fueron preacondicionados en un transmisor, antes de su transmisión en el canal MIMO, en una manera para reducir la inte ferencia intersimbólica en la unidad de receptor; y un procesador de datos RX operativo para procesar ' la pluralidad de corrientes de símbolos recuperados de acuerdo con un esquema de proces miento particular para proveer datos decodi ficados .

38. - La unidad de receptor de conformidad con la reivindicación 37, caracterizada porque el procesador MIMO RX es operativo para acondicionar la pluralidad de corrientes de símbolos recibidos en el dominio de tiempo con base en una matriz de configuración de impulso de dominio de tiempo.

39. - Un aparato en un sistema de comunicación de múltiples entradas - múltiples salidas (MIMO), que comprende: medios para obtener una matriz de respuesta de canal calculada para un canal MIMO que se emplea para una transmisión de datos; medios para descomponer la matriz de respuesta de canal calculada para obtener una pluralidad de matrices de vectores eigen; medios para derivar una matriz de configuración de impulso con base en las matrices de vectores eigen; y medios para acondicionar una pluralidad de corrientes de símbolos recibidos con base en la matriz de configuración de impulso para proveer una pluralidad de corrientes de símbolos recuperados que son cálculos de símbolos de modulación transmitidos para la transmisión de datos, en donde los símbolos de modulación se preacondici onan en un transmisor, antes de la transmisión en el canal MIMO, en una manera para reducir la inte ferencia intersimbólica en un receptor.

40.- Un procesador de señales digitales que comprende: medios para obtener una matriz de respuesta de canal calculada para un canal de múltiples entradas - múltiples salidas (MIMO) que se utiliza para una transmisión de datos; medios para descomponer la matriz de respuesta de canal calculada para obtener una pluralidad de matrices de vectores eigen; medios para derivar una matriz de configuración de impulso con base en las matrices de vectores eigen; y medios para acondicionar una pluralidad de corrientes de símbolos recibidos con base en la matriz de configuración de impulso para proveer una pluralidad de corrientes de símbolos recuperados que son cálculos de símbolos de modulación transmitidos para la transmisión de datos, en donde los símbolos de modulación son preacondicionados en un transmisor, antes de su transmisión en el canal MIMO, en una manera para reducir la interferencia intersimbólica en un receptor. RESUMEN DE LA INVENCION Técnicas para procesar una transmisión de datos a un transmisor y un receptor, que utilizan la descomposición de análisis de función ortogonal empírica "Eigen" (por sus siglas en inglés), la inversión de canal, y (opcionalmente) la "depuración instantánea" (asignación óptima del total disponible de energía); en el transmisor, 1) se desarrolla la descomposición eigen de canal para determinar los modos eigen de un canal MIMO (múltiples entradas-múltiples salidas) y para derivar un primer conjunto de vectores de dirección, 2) se desarrolla la inversión de canal para derivar pesos (por ejemplo, un conjunto para cada modo eigen) que se utiliza para reducir al mínimo la distorsión ISI, y 3) se puede desarrollar la "depuración instantánea" para derivar valores de desmultiplicación indicativos de las potencias de transmisión distribuidas a los modos eigen; el primer conjunto de vectores de dirección, pesos y valores de desmultiplicación se utilizan para derivar una matriz de formación de pulsos, que se usa para acondicionar previamente los símbolos de modulación previos a la transmisión; en el receptor, se desarrolla la descomposición eigen para derivar un segundo conjunto de vectores de dirección, que a su vez se utiliza para derivar una matriz de formación de pulsos para acondicionar los símbolos recibidos y recuperar así las corrientes de símbolos ortogonales.