JP4468167B2 - チャネル固有モード分解及びチャネル反転を用いた、ｍｉｍｏシステムのための信号処理 - Google Patents

Description

本発明は、一般に、データ通信に関し、より具体的には、チャネル固有モード分解及びチャネル反転を用いて信号処理を実行する、多入力多出力（ｍｕｌｔｉｐｌｅ−ｉｎｐｕｔ ｍｕｌｔｉｐｌｅ−ｏｕｔｐｕｔ；ＭＩＭＯ）通信システムのための技術に関する。

多入力多出力（ＭＩＭＯ）通信システムは、データ通信のための多数（Ｎ_Ｔ）の送信アンテナと多数（Ｎ_Ｒ）の受信アンテナとを利用する。Ｎ_Ｔの送信アンテナとＮ_Ｒの受信アンテナとによって形成されたＭＩＭＯチャネルは、Ｎ_Ｓ≦ｍｉｎ｛Ｎ_Ｔ，Ｎ_Ｒ｝の場合、Ｎ_Ｓの独立したチャネルに分解することができる。Ｎ_Ｓの独立したチャネルの各々は、ＭＩＭＯチャネルの空間サブチャネルとも呼ばれており、次元に対応する。該ＭＩＭＯシステムは、該多数の送信アンテナ及び受信アンテナによって生成された追加的な次元が利用される場合、改良されたパフォーマンス（例えば、増加した伝送容量）を提供することが可能である。

広帯域ＭＩＭＯシステムの空間サブチャネルは、フェージングやマルチパス等の様々な要因により、異なるチャネル状態になる可能性がある。そのため、各空間サブチャネルは、周波数選択性フェージングにあう可能性があり、これは、システム帯域幅全体の異なる周波数（すなわち、異なる周波数ビンまたはサブバンド）における異なるチャネル利得が特徴である。周波数選択性フェージングの場合、各空間サブチャネルは、異なる周波数ビンに対して異なるＳＮ比及びＳＩ比（ｓｉｇｎａｌ−ｔｏ−ｎｏｉｓｅ−ａｎｄ−ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ ｒａｔｉｏｓ；ＳＮＲｓ）を実現する可能性がある。従って、特定レベルのパフォーマンス（例えば、１％パケット誤り率）に対する各空間サブチャネルの異なる周波数ビンで送信することができる変調シンボル毎の情報ビットの数（またはデータレート）は、ビン間で異なる可能性がある。また、チャネル状態は、通常、経時的に変化するため、該空間サブチャネルの該ビンに対するサポートされたデータレートもまた経時的に変化する。

広帯域チャネルにおける周波数選択性フェージングに対抗するために、直交周波数分割多重方式（ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ；ＯＦＤＭ）を、システム帯域幅を（周波数ビンまたはサブチャネルとも呼ばれる）多数（Ｎ_Ｆ）のサブバンドに有効に分割するのに用いることができる。ＯＦＤＭの場合、各周波数サブチャネルは、データをその上に変調することができる各サブキャリヤと関連付けられる。ＯＦＤＭ（すなわち、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステム）を用いるＭＩＭＯシステムの場合、各空間サブチャネルの各周波数サブチャネルは、独立した伝送チャネルとみることができる。

符号化通信システムにおける鍵となる問題は、チャネル状態に基づいてデータ伝送のために用いられる、適切なデータレート、符号化及び変調スキームの選択である。この選択プロセスの目的は、スループットを最大化すると共に、特定のパケット誤り率（ｐａｃｋｅｔ ｅｒｒｏｒ ｒａｔｅ；ＰＥＲ）、一定の待ち時間基準等によって定量化することができる品質目標を満たすことである。

データレート、符号化及び変調スキームを選択する１つの簡単な方法は、その伝送能力に従って、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムにおける各伝送チャネルを「ビットロード（ｂｉｔ ｌｏａｄ）」することであり、これは、チャネルの短期の平均ＳＮＲによって定量化することができる。しかしこの方法は、いくつかの重要な欠点を有する。まず第１に、各伝送チャネルのための符号化及び変調は、送信機及び受信機の両方における処理の複雑さを著しく増加させる可能性がある。第２に、各伝送チャネルのための符号化は、符号化及び復号化の遅延を大幅に増加させる可能性がある。そして第３に、各伝送チャネルのチャネル状態（例えば、利得、位相及びＳＮＲ）を示すチャネル状態情報（ｃｈａｎｎｅｌ ｓｔａｔｅ ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ；ＣＳＩ）を送信するために、高フィードバックレートが必要になる。

ＭＩＭＯシステムの場合、送信電力は、スループットを最大化するように操作することができる他のパラメータである。一般に、ＭＩＭＯシステムの全体のスループットは、より大きな伝送能力によってより多くの送信電力を伝送チャネルに配分することを強めることができる。しかし、所定の空間サブチャネルの異なる周波数ビンに異なる送信電力を配分することは、該空間サブチャネルの周波数選択性の本質を悪化させることにつながる。周波数選択性フェージングが、それにより受信信号における各シンボルが、該受信信号における後続のシンボルに対するひずみとして作用する現象である符合間干渉（ｉｎｔｅｒ−ｓｙｍｂｏｌ ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ；ＩＳＩ）を引き起こすことは公知である。ＩＳＩひずみは、受信したシンボルを正しく検出する能力に影響を与えることにより、パフォーマンスを低下させる。ＩＳＩの有害な影響を軽減するためには、受信したシンボルの等化を受信機で実行することが必要になる。従って、周波数領域の電力配分における重要な欠点は、結果として生じる追加的なＩＳＩひずみに対抗するための、受信機における追加的な複雑さである。

従って、当技術分野において、各伝送チャネルを個別に符号化することなく、ＭＩＭＯシステムにおける高い全体のスループットを実現し、かつＩＳＩの有害な影響を軽減する技術に対する要求がある。

本願明細書においては、高いパフォーマンス（例えば、高い全体のスループット）が実現されるような、ＭＩＭＯシステムの送信機及び受信機におけるデータ伝送を処理するための技術が提供される。１つの態様において、周波数領域チャネル固有分解、チャネル反転及び（任意の）「注水（ｗａｔｅｒ−ｐｏｕｒｉｎｇ）」結果を用いて、送信機及び受信機のためのパルス形成及びビームステアリング（ｂｅａｍ−ｓｔｅｅｒｉｎｇ）法を得る時間領域実施が提供される。

チャネル固有分解は、ＭＩＭＯチャネルの固有モード（すなわち、空間サブチャネル）を決めるために、および、該ＭＩＭＯチャネルによる伝送の前に変調シンボルを予め調整するのに用いられるステアリングベクトルの第１のセットを得るために、送信機において実行される。チャネル固有分解は、該ＭＩＭＯチャネルの（時間領域または周波数領域の）チャネル応答の推定である推定チャネル応答行列に基づいて実行することができる。また、チャネル固有分解は、直交シンボルストリームが受信機で回復されるように、受信したシンボルを調整するのに用いられる、ステアリングベクトルの第２のセットを得るために、該受信機で実行される。

チャネル反転は、受信機でのＩＳＩ歪みの量を最少化または低減するのに用いられる重みを得るために、送信機で実行される。具体的には、チャネル反転は、データ伝送に用いられる各固有モードに対して実行することができる。重みの１つのセットは、ＭＩＭＯチャネルのための推定チャネル応答行列に基づいて、各固有モードのために得ることができ、該固有モードの周波数応答を反転させるのに用いられる。

注水解析は、総使用可能送信電力をＭＩＭＯチャネルの固有モードにより最適に配分するのに（任意に）用いることができる。具体的には、より大きな伝送能力を有する固有モードは、より多くの送信電力を配分することができ、また、特定のしきい値以下の伝送能力を有する固有モードは、（例えば、送信電力ゼロを有するこれらの悪い固有モードを配分することにより）使用しなくてもよい。そして、各固有モードに配分された送信電力は、該固有モードのために用いられるデータレートや、場合によっては符号化及び変調スキームを決める。

送信機において、データは、まず、多数の変調シンボルストリームを生成する特定の処理スキーム（例えば、各固有モードに対して１つの変調シンボルストリーム）に従って、処理（例えば、符号化及び変調）される。上記ＭＩＭＯチャネルのための推定チャネル応答行列は（例えば、受信機から）得られて、右の固有ベクトルからなる行列のセット及び特異値からなる行列のセットを得るために、（例えば、チャネル固有分解を用いて、周波数領域において）分解される。そして、重みの多数のセットは、重みの各セットを、データ伝送に用いられる各固有モードの周波数応答を反転させるのに用いて、特異値からなる行列に基づいて得られる。また、注水解析は、該固有モードに配分された送信電力を示すスケーリング値（ｓｃａｌｉｎｇ ｖａｌｕｅｓ）のセットを得るための特異値からなる行列に基づいて実行することができる。そして、上記送信機のためのパルス形成行列は、右の固有ベクトル、重み及びスケーリング値（利用可能な場合）からなる行列に基づいて得られる。該パルス形成行列は、上記ＭＩＭＯチャネルによって送信される、予め調整されたシンボルからなるストリームを得るために、変調シンボルからなるストリームを予め調整するのに用いられるステアリングベクトルを備える。

上記受信機において、推定チャネル応答行列が、（例えば、上記送信機から送信されたパイロットシンボルに基づいて）得られて、左の固有ベクトルからなる行列のセットを得るために分解される。そして、該受信機のためのパルス形成行列は、左の固有ベクトルからなる行列に基づいて得られて、多数の回復シンボルストリームを得るために、多数の受信シンボルストリームを調整するのに用いられる。該回復シンボルは、送信データを回復するために、さらに処理（例えば、復調及び復号）される。

以下、本発明の様々な態様及び実施形態を説明する。また、本発明は、以下に詳細に説明するような、本発明の様々な態様、実施形態及び特徴を実施する方法、ディジタルプロセッサ、送信機及び受信機ユニット、および他の装置や素子を提供する。

本発明の特徴、本質及び利点は、同様の参照符号が、全体を通して相応じて識別する図面と共に解釈すれば、以下に記載した詳細な説明からより明白になるであろう。

本願明細書に記載した、送信機及び受信機におけるデータ伝送を処理する技術は、様々な無線通信システムに対して用いることができる。明瞭にするため、本発明の様々な態様及び実施形態は、特に、多入力多出力（ＭＩＭＯ）通信システムのために記載する。

ＭＩＭＯシステムは、データ通信のための多数（Ｎ_Ｔ）の送信アンテナと多数（Ｎ_Ｒ）の受信アンテナとを利用する。Ｎ_Ｔの送信アンテナとＮ_Ｒの受信アンテナとによって形成されたＭＩＭＯチャネルは、Ｎ_Ｓ≦ｍｉｎ｛Ｎ_Ｔ，Ｎ_Ｒ｝の場合、Ｎ_Ｓの独立したチャネルに分解することができる。Ｎ_Ｓの独立したチャネルの各々は、ＭＩＭＯチャネルの空間サブチャネルとも呼ばれる。空間サブチャネルの数は、ＭＩＭＯチャネルのための固有モードの数によって決まり、該ＭＩＭＯチャネルのための固有モードの数は、上記Ｎ_Ｔの送信アンテナとＮ_Ｒの受信アンテナの間の応答を説明するチャネル応答行列に依存する。

図１は、送信機システム１１０及び受信機システム１５０の実施形態のブロック図であり、該システムは、本願明細書に記載した様々な信号処理技術を実施することが可能である。

送信機システム１１０において、トラヒックデータは、データソース１１２から送信（ｔｒａｎｓｍｉｔ；ＴＸ）データプロセッサ１１４に供給され、該プロセッサは、符号化したデータを生成する１つ以上の符号化スキームに基づいて、該トラヒックデータをフォーマットし、符号化し、かつインタリーブする。そして、符号化されたトラヒックデータは、送信すべきデータストリームの全てまたは部分集合において、例えば、時分割多重方式（ｔｉｍｅ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ；ＴＤＭ）または符号分割多重方式（ｃｏｄｅ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ；ＣＤＭ）を用いて、パイロットデータと共に多重化することができる。パイロットデータは、一般に、公知の方法で処理される既知のデータパターンである。多重化されたパイロットデータ及び符号化されたトラヒックデータは、インタリーブされた後、変調シンボルを生成する、１つ以上の変調スキームに基づいて変調（すなわち、シンボルマップ）され、変調シンボルを供給する。一実施形態において、ＴＸデータプロセッサ１１４は、データ伝送に用いる各空間サブチャネルのための１つの変調シンボルストリームを供給する。各変調シンボルストリームのためのデータレート、符号化、インタリーブ及び変調は、コントローラ１３０によって供給される制御によって決めることができる。

次に、変調シンボルは、ＴＸ ＭＩＭＯプロセッサ１２０に供給されて、さらに処理される。特定の実施形態においては、ＴＸ ＭＩＭＯプロセッサ１２０による処理は、（１）ＭＩＭＯチャネルのための推定チャネル周波数応答行列を決めることと、（２）この行列を分解して、該ＭＩＭＯチャネルの固有モードを決め、かつ上記送信機のための「ステアリング」ベクトルのセットを得ることであって、１つのベクトルが、各空間サブチャネルで送信される変調シンボルストリームのためのものであることと、（３）該ステアリングベクトルと、該固有モードの周波数ビンに配分された送信電力を示す重み付け行列とに基づいて、送信時空間パルス形成行列を得ることと、（４）変調シンボルをパルス形成行列で予め調整して、予め調整された変調シンボルを生成することとを含む。ＴＸ ＭＩＭＯプロセッサ１２０による処理は、以下にさらに詳細に説明する。次いで、予め調整されたシンボルの最大Ｎ_Ｔのストリームが、送信機（ＴＭＴＲ）１２２ａから１２２ｔに供給される。

各送信機１２２は、各予め調整されたシンボルストリームを１つ以上のアナログ信号に変換し、該アナログ信号をさらに調整（例えば、増幅、フィルタリング、および周波数アップコンバート）して、ＭＩＭＯチャネルを介した伝送に適した変調信号を生成する。そして、各送信機１２２からの変調信号は、各アンテナ１２４を介して上記受信機システムに送信される。

受信機システム１５０において、送信された変調信号は、Ｎ_Ｒのアンテナ１５２ａから１５２ｒによって受信され、各アンテナ１５２によって受信された信号は、各受信機（ＲＣＶＲ）１５４に供給される。各受信機１５４は、受信信号を調整（例えば、フィルタリング、増幅、および周波数ダウンコンバート）し、該調整した信号をディジタル化してサンプルからなるストリームを供給し、該サンプルストリームをさらに処理して、受信シンボルからなるストリームを供給する。次に、ＲＸ ＭＩＭＯプロセッサ１６０は、Ｎ_Ｒの受信シンボルストリームを受信しかつ処理して、回復されたシンボルからなるＮ_Ｔのストリームを供給し、これは、上記送信機システムから送信された変調シンボルの推定である。一実施形態において、ＲＸ ＭＩＭＯプロセッサ１６０による処理は、（１）ＭＩＭＯチャネルのための推定チャネル周波数応答行列を決めることと、（２）この行列を分解して、該受信機のためのステアリングベクトルのセットを得ることと、（３）該ステアリングベクトルに基づいて、受信時空間パルス形成行列を得ることと、（４）該受信シンボルを該パルス形成行列と共に調整して、回復シンボルを供給することとを含む。ＲＸ ＭＩＭＯプロセッサ１６０による処理を、以下にさらに詳細に説明する。

次いで、受信（ＲＸ）データプロセッサ１６２は、該回復シンボルを復調し、デインタリーブし、かつ復号して、送信されたトラヒックデータの推定である復号データを供給する。ＲＸ ＭＩＭＯプロセッサ１６０及びＲＸデータプロセッサ１６２による処理は、それぞれ、送信機システム１１０におけるＴＸ ＭＩＭＯプロセッサ１２０及びＴＸデータプロセッサ１１４によって実行される処理と相補的である。

ＲＸ ＭＩＭＯプロセッサ１６０は、さらに、ＭＩＭＯチャネル、受信ノイズ電力および／または空間サブチャネルに対するＳＮＲｓ等のためのチャネルインパルス応答を得てもよい。そして、ＲＸ ＭＩＭＯプロセッサ１６０は、これらの量をコントローラ１７０へ供給する。また、ＲＸデータプロセッサ１６２は、各受信したパケットまたはフレームの状態、復号した結果を示す１つ以上の他のパフォーマンス測定基準、あるいは他の情報を供給してもよい。そして、コントローラ１７０は、ＲＸ ＭＩＭＯプロセッサ１６０及びＲＸデータプロセッサ１６２から受信した情報のうちの全てまたは一部を備えてもよい、チャネル状態情報（ＣＳＩ）を得る。該ＣＳＩは、ＴＸデータプロセッサ１７８によって処理され、変調器１８０によって変調され、送信機１５４ａから１５４ｒによって調整されて、送信機システム１１０に送り返される。

送信機システム１１０において、受信機システム１５０からの変調信号は、アンテナ１２４によって受信され、受信機１２２によって調整され、復調器１４０によって復調されて、該受信機システムによって送信されたＣＳＩを回復する。そして、該ＣＳＩは、コントローラ１３０に供給されて、ＴＸデータプロセッサ１１４及びＴＸ ＭＩＭＯプロセッサ１２０のための様々な制御を生成するのに用いられる。

コントローラ１３０及び１７０は、上記送信機及び受信機システムにおいて、それぞれ、動作を指示する。メモリ１３２及び１７２は、それぞれ、コントローラ１３０及び１７０によって用いられるプログラムコード及びデータのための記憶装置を提供する。

本願明細書には、周波数領域チャネル固有分解、チャネル反転及び（任意の）注水結果を用いて、送信機及び受信機のための時間領域パルス形成及びビームステアリング法を得る時間領域実施によって、高パフォーマンス（例えば、システム全体の高スループット）を実現する技術が記載されている。

チャネル固有分解は、上記送信機において実行されて、ＭＩＭＯチャネルの固有モードが決定され、かつ上記変調シンボルを予め調整するのに用いられるステアリングベクトルからなる第１のセットが得られる。また、チャネル固有分解は、上記受信機において実行されて、直交シンボルストリームが上記受信機において回復されるように、上記受信シンボルを調整するのに用いられるステアリングベクトルからなる第２のセットが得られる。上記送信機における前調整及び上記受信機における調整は、上記ＭＩＭＯチャネルによって送信されたシンボルストリームを直交させる。

チャネル反転は、上記送信機において実行され、データ伝送に用いられる各固有モード（または、空間サブチャネル）の周波数応答が平坦化される。上述したように、周波数選択性フェージングは、符号間干渉（ＩＳＩ）を引き起こし、これは、上記受信機において受信したシンボルを正しく検知する能力に影響を及ぼすことにより、パフォーマンスを低下させる可能性がある。従来、周波数選択性フェージングは、上記受信シンボルストリームに対する等化を実行することにより、受信機において補正することができる。しかし、等化は、受信処理の複雑さを増加させる。本発明の技術の場合、上記チャネル反転は、上周波数選択性フェージングに対処するためおよび受信機における等化の必要性を軽減するために送信機において実行される。

注水（または充水）解析は、高パフォーマンスが実現されるように、ＭＩＭＯシステムにおける総使用可能送信電力を固有モードに、より最適に配分するのに用いられる。そして、各固有モードに配分された送信電力は、該固有モードのために用いられるデータレート、符号化及び変調スキームを決定する。

これらの様々な処理技術を、以下にさらに詳細に説明する。

本願明細書に記載した技術は、いくつかの潜在的な効果をもたらす。第１に、時間領域固有モード分解の場合、異なるＳＮＲｓを有する固有モードの最大数は、ｍｉｎ（Ｎ_Ｔ，Ｎ_Ｒ）で示される。１つの独立したデータストリームは、各固有モードで送信され、また、各データストリームは、個々に処理され、異なる符号化／変調スキームの最大数もｍｉｎ（Ｎ_Ｔ，Ｎ_Ｒ）で示される。また、該データストリームのための受信ＳＮＲｓを本質的に同じにすることも可能であり、それにより、符号化／変調がさらに単純化される。従って、本願明細書に記載した技術は、周波数領域注水を用いるＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムにおけるチャネル容量に近づくために必要なビット毎のビット配分を避けることにより、データ伝送のための符号化／変調を大幅に単純化することができる。

第２に、上記送信機におけるチャネル反転は、等化に必要のない受信機に回復シンボルストリームを生じる。そして、このことは、受信機の処理の複雑さを低減する。対照的に、他の広帯域時間領域技術は、一般に、該シンボルストリームを回復するために、複雑な空間時間等化を要する。

第３に、本願明細書に記載した時間領域信号処理技術は、様々なＣＤＭＡ規格のチャネル／パイロット構造をより容易に統合することができ、該規格も、時間領域信号処理に基づいている。該チャネル／パイロット構造の実施は、周波数領域信号処理を実行するＯＦＤＭをベースとするシステムにおいて、より複雑化する可能性がある。

図２は、本願明細書に記載した様々な処理技術を実施することが可能な送信機ユニット２００の一実施形態のブロック図である。送信機ユニット２００は、図１の送信機システム１１０の送信機部の一実施形態である。送信機ユニット２００は、（１）トラヒックデータ及びパイロットデータを受信し、かつ処理して、Ｎ_Ｔの変調シンボルストリームを供給するＴＸデータプロセッサ１１４ａと、（２）該変調シンボルストリームを予め調整して、Ｎ_Ｔの予め調整したシンボルストリームを供給するＴＸ ＭＩＭＯプロセッサ１２０ａとを含む。ＴＸデータプロセッサ１１４ａ及びＴＸ ＭＩＭＯプロセッサ１２０ａは、それぞれ、図１におけるＴＸデータプロセッサ１１４及びＴＸ ＭＩＭＯプロセッサ１２０の一実施形態である。

図２に示す特定の実施形態において、ＴＸデータプロセッサ１１４ａは、符号器２１２と、チャネルインタリーバ２１４と、シンボルマッピング要素２１６とを含む。符号器２１２は、符号化されたビットを供給するための、１つ以上の符号化スキームに従ってトラヒックデータ（すなわち、情報ビット、ｄ_ｉ）を受け取って符号化する。該符号化は、データ伝送の信頼性を増す。一実施形態においては、データ伝送のための利用に選定された各固有モード（または、空間サブチャネル）に対して、別々の符号化スキームを情報ビットに用いることができる。代替の実施形態においては、空間サブチャネルの各部分集合に、別々の符号化スキームを用いることができ、または、全ての空間サブチャネルに対して、共通の符号化スキームを用いることができる。用いる符号化スキームは、コントローラ１３０からの制御によって決まり、上記受信機システムから受信したＣＳＩに基づいて選定してもよい。各選定された符号化スキームは、巡回冗長検査（ＣＲＣ）、畳込み符号化、ターボ符号化、ブロック符号化、およびその他の符号化のどのような組合せを含んでもよく、あるいは符号化を含んでいなくてもよい。

チャネルインタリーバ２１４は、１つ以上のインタリーブスキームに基づいて、符号化されたビットをインタリーブする。一般に、各選定された符号化スキームは、対応するインタリーブスキームと関連付けられている。該インタリーブは、符号化されたビットに対する時間ダイバーシティを供給し、データ伝送に用いる各空間サブチャネルの平均ＳＮＲに基づいて、データを伝送することができ、フェージングに対抗し、さらに、各変調シンボルを形成するのに用いられる符号化ビット間の相関関係を取り去る。

シンボルマッピング要素２１６は、パイロットデータを該インタリーブされたデータと共に受け取って多重化し、変調シンボルを供給するための１つ以上の変調スキームに従って、該多重化されたデータをさらにマッピングする。使用のために選定された各空間サブチャネルに対して、または、空間サブチャネルの各部分集合に対して、別々の変調スキームを用いてもよい。別法として、全ての選定された空間サブチャネルに対して、共通の変調スキームを用いてもよい。

各空間サブチャネルに対するシンボルマッピングは、（各々が、非バイナリ値であってもよい）データシンボルを形成するビットからなるセットをグループ化し、該空間サブチャネルのための使用に選定された変調スキームに応じて、各データシンボルを信号点配置におけるポイントにマッピングすることにより実現することができる。選定された変調スキームは、ＱＰＳＫ、Ｍ−ＰＳＫ、Ｍ−ＱＡＭ、または他のスキームであってもよい。マッピングされた各信号点は、複素値であり、変調シンボルに対応する。シンボルマッピング要素２１６は、各シンボル期間の変調シンボルのベクトルを供給し、各ベクトルにおける変調シンボルの数は、該シンボル期間の使用のために選定された空間サブチャネルの数に対応する。従って、シンボルマッピング要素２１６は、最大Ｎ_Ｔの変調シンボルストリームを供給する。これらのストリームは、ベクトル列を集合的に形成し、該ベクトルは、変調シンボルベクトル、ｓ（ｎ）とも呼ばれ、そのような各ベクトルは、ｎ番目のシンボル周期の最大Ｎ_Ｓの空間サブチャネルによって伝送される最大Ｎ_Ｓの変調シンボルを含む。

ＴＸ ＭＩＭＯプロセッサ１２０ａ内において、ＭＩＭＯチャネルの応答が推定され、上記受信機システムへの送信前に、該変調シンボルを予め調整するのに用いられる。周波数分割複信（ＦＤＤ）システムにおいては、ダウンリンク及びアップリンクには異なる周波数帯が配分され、該ダウンリンク及びアップリンクに対するチャネル応答は、十分な程度相関がなくてもよい。該ＦＤＤシステムの場合、該チャネル応答は、上記受信機において推定することができ、上記送信機に送り返される。時分割複信（ＴＤＤ）システムにおいては、ダウンリンク及びアップリンクは、時分割多重方式で同じ周波数帯を共有し、該ダウンリンクとアップリンクのチャネル応答間には、高度の相関が存在する可能性がある。該ＴＤＤシステムの場合、上記送信機システムは、（例えば、アップリンク上で、上記受信機システムによって伝送されたパイロットに基づいて）該アップリンクチャネル応答を推定してもよく、その後、上記送信及び受信アンテナアレイマニホールド間のいかなる差も処理することにより、該ダウンリンクチャネル応答を得てもよい。

一実施形態において、チャネル応答推定は、ＴＸ ＭＩＭＯプロセッサ１２０ａに、時間領域サンプルのＮ_Ｒ×Ｎ_Ｔ行列、Ｈ＾（ｎ）の系列として供給される。この行列の系列は、まとめてチャネルインパルス応答行列、Ｈ＾と呼ばれる。ｉ＝（１，２，…，Ｎ_Ｒ）及びｊ＝（１，２，…，Ｎ_Ｔ）の場合、推定されたチャネルインパルス応答行列、Ｈ＾の（ｉ，ｊ）番目の要素、ｈ _ｉ，ｊは、ｊ番目の送信アンテナからｉ番目の受信アンテナまでの伝播経路のサンプリングされたインパルス応答を表わすサンプルの系列である。

ＴＸ ＭＩＭＯプロセッサ１２０ａ内において、高速フーリエ変換器２２２は、（例えば、上記受信機システムから）推定されたチャネルインパルス応答行列、Ｈ＾を受信して、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を行列Ｈ＾に対して実行して（すなわち、Ｈ＾＝ＦＦＴ［Ｈ＾］）、対応する推定チャネル周波数応答行列、Ｈ＾を得る。このことは、Ｎ_Ｆ-点ＦＦＴをＨ＾の各要素に対するＮ_Ｆのサンプルの系列に対して実行して、Ｈ＾の対応する要素のためのＮ_Ｆの係数のセットを得ることにより実現することができ、ただし、Ｎ_Ｆは、ＦＦＴのための周波数ビンの数（すなわち、ＦＦＴの長さ）に対応する。従って、Ｈ＾のＮ_Ｒ・Ｎ_Ｔ要素は、Ｎ_Ｔの送信アンテナとＮ_Ｒの受信アンテナとの間の伝播経路の周波数応答を表わす係数のＮ_Ｒ・Ｎ_Ｔセットである。Ｈ＾の各要素は、Ｈ＾の対応する要素のＦＦＴである。また、推定されたチャネル周波数応答行列、Ｈ＾は、ｋ＝（０，１，…，Ｎ_Ｆ−１）の場合、Ｎ_Ｆの行列、Ｈ＾（ｋ）のセットを備えるとみてもよい。

（チャネル固有分解）
ユニット２２４は、データ伝送に用いられるＭＩＭＯチャネルの固有分解を実行する。チャネル固有分解を実行する１つの実施形態において、ユニット２２４は、推定されたチャネル周波数応答行列、Ｈ＾の特異値分解（ｓｉｎｇｕｌａｒ ｖａｌｕｅ ｄｅｃｏｍｐｏｓｉｔｉｏｎ；ＳＶＤ）を計算する。一実施形態において、該特異値分解は、ｋ＝（０，１，…，Ｎ_Ｆ−１）の場合、各行列Ｈ＾（ｋ）に対して実行される。周波数ビンｋ（または、周波数ｆｋ）に対する行列Ｈ＾（ｋ）の特異値分解は、

式（１）
のように表わすことができ、ただし、Ｕ（ｋ）は、Ｎ_Ｒ×Ｎ_Ｒの単位行列（すなわち、Ｕ ^Ｈ Ｕ＝Ｉ、ただし、Ｉは、対角線に沿って１で、その他が全て０である恒等行列である）であり、Λ（ｋ）は、Ｈ＾（ｋ）の特異値のＮ_Ｒ×Ｎ_Ｔの対角行列であり、Ｖ（ｋ）は、Ｎ_Ｔ×Ｎ_Ｔの単位行列である。

対角行列Λ（ｋ）は、対角線に沿って負でない実数値を（すなわち、Λ（ｋ）＝ｄｉａｇ（λ_１（ｋ），λ_２（ｋ），…，λ_ＮＴ（ｋ）））含む。ｉ＝（１，２，…，Ｎ_Ｔ）の場合λ_ｉ（ｋ）は、行列Ｈ＾（ｋ）の特異値と呼ばれる。特異値分解は、公知の行列計算であり、種々の参考文献に記載されている。そのような１つの参考文献は、Ｇｉｌｂｅｒｔ Ｓｔｒａｎｇの「線形代数とその応用（Ｌｉｎｅａｒ Ａｌｇｅｂｒａ ａｎｄ Ｉｔｓ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ）」というタイトルの第２版、Ａｃａｄｅｍｉｃ Ｐｒｅｓｓ、１９８０年であり、これは参照してここに組み込まれる。

上記特異値分解の結果は、Ｎ_Ｆ行列の３つのセット、Ｕ、Λ、およびＶ ^Ｈであり、ただし、Ｕ＝［Ｕ（０）…Ｕ（ｋ）…Ｕ（Ｎ_Ｆ−１）等である。ｋの各値に対して、Ｕ（ｋ）は、Ｈ＾（ｋ）の左の固有ベクトルのＮ_Ｒ×Ｎ_Ｒ単位行列であり、Ｖ（ｋ）は、Ｈ＾（ｋ）の右の固有ベクトルのＮ_Ｔ×Ｎ_Ｔ単位行列であり、Λ（ｋ）は、Ｈ＾（ｋ）の特異値のＮ_Ｒ×Ｎ_Ｔの対角行列である。

チャネル固有分解を実行する他の実施形態においては、ユニット２２４は、まず、正方行列Ｒ（ｋ）をＲ（ｋ）＝Ｈ＾Ｈ（ｋ）Ｈ＾（ｋ）として得る。そして、正方行列Ｒ（ｋ）の固有値は、行列Ｈ＾（ｋ）の特異値の二乗になり、Ｒ（ｋ）の固有ベクトルは、Ｈ＾（ｋ）またはＶ（ｋ）の右の固有ベクトルとなる。該固有値及び固有ベクトルを得るためのＲ（ｋ）の分解は公知であり、本願明細書には記載していない。同様に、他の正方行列Ｒ’（ｋ）は、Ｒ’（ｋ）＝Ｈ＾（ｋ）Ｈ＾^Ｈ（ｋ）として得ることができる。この正方行列Ｒ’（ｋ）の固有値も、Ｈ＾（ｋ）の特異値の二乗になり、またＲ’（ｋ）の固有ベクトルは、Ｈ＾（ｋ）またはＵ（ｋ）の左の固有ベクトルとなる。

上記チャネル固有分解は、ｋの各値に対して、周波数ｆ_ｋにおいて、上記ＭＩＭＯチャネルをその固有モードに分解するのに用いられ、ただし、ｋ＝（０，１，…，Ｎ_Ｆ−１）である。Ｈ＾（ｋ）の階数ｒ（ｋ）は、周波数ｆ_ｋにおけるＭＩＭＯチャネルのための固有モードの数に相当し、これは、周波数ビンｋで使用可能な独立したチャネルの数（すなわち、空間サブチャネルの数）に相当する。

以下にさらに詳細に説明するように、Ｖ（ｋ）の列は、変調シンボルベクトル、ｓ（ｎ）の要素のために上記送信機において用いられる周波数ｆ_ｋと関連付けられたステアリングベクトルである。従って、Ｕ（ｋ）の列は、受信したシンボルベクトル、ｒ（ｎ）の要素のために上記受信機で用いられる周波数ｆ_ｋと関連付けられたステアリングベクトルである。ｋ＝（０，１，…，Ｎ_Ｆ−１）の場合、行列Ｕ（ｋ）及びＶ（ｋ）は、各周波数ｆ_ｋで固有モードで送信されたシンボルストリームを直交化するのに用いられる。周波数領域または時間領域のいずれかにおいて、これらの行列を、上記送信機において、変調シンボルストリームを予め調整するのに、および上記受信機において、受信したシンボルストリームを調整するのに用いる場合、その結果は、該シンボルストリームの全体の直交化になる。そして、このことにより、（ビン毎とは対照的に）固有モード毎に別々の符号化／変調が可能になり、これは、上記送信機および受信機における処理を大幅に単純化することができる。

ｉ＝｛１，２，…，ｒ（ｋ）｝の場合、Λ（ｋ）の対角線に沿った要素はλ_ｉｉ（ｋ）であり、ただし、ｒ（ｋ）は、Ｈ＾（ｋ）の階数である。Ｕ（ｋ）及びＶ（ｋ）の列であるｕ _ｉ（ｋ）及びｖ _ｉ（ｋ）は、それぞれ、

式（２）
で表わすことができる固有の等式に対する解である。

ｋ＝（０，１，…，Ｎ_Ｆ−１）の場合、行列の３つのセット、Ｕ（ｋ）、Λ（ｋ）及びＶ（ｋ）は、２つの形式、すなわち、「ソート」形式と「任意配列」形式である。ソート形式においては、各行列Λ（ｋ）の対角要素は、λ_１１（ｋ）≧λ_２２（ｋ）≧…≧λ_ｒｒ（ｋ）及びそれらの固有ベクトルが、Ｕ（ｋ）及びＶ（ｋ）における対応する配列で配置されるように、降順で整列される。該ソート形式は、ｋ＝（０，１，…，Ｎ_Ｆ−１）の場合、添字ｓ、すなわち、Ｕｓ（ｋ）、Λｓ（ｋ）及びＶｓ（ｋ）で表わされる。

任意配列形式においては、特異値及び固有ベクトルの配列は、任意及び周波数とは無関係とすることができる。該任意形式は、添字ｒで表わされる。使用のために選択され、整列されまたは任意配列された特定の形式は、データ伝送の使用のための固有モードの選択、および各選択された固有モードに対して用いる符号化及び変調スキームに影響を及ぼす。

重み計算ユニット２３０は、対角行列Λのセットを受取り、該セットは、各周波数ビンに対する特異値のセット（すなわち、λ_１１（ｋ），λ_２２（ｋ），…，λ_ｒｒ（ｋ））を含む。そして、重み計算ユニット２３０は、重み付け行列のセットＷを導出し、ただし、Ｗ＝［Ｗ（０）…Ｗ（ｋ）…Ｗ（Ｎ_Ｆ−１）］である。重み付け行列は、以下に説明するように、時間領域または周波数領域のいずれかにおいて、変調シンボルベクトルｓ（ｎ）を基準化するのに用いられる。

重み計算ユニット２３０は、チャネル反転ユニット２３２と、（任意に）注水解析ユニット２３４とを含む。チャネル反転ユニット２３２は、各固有モードのための重みｗ _ｉｉのセットを導出し、これは、固有モードにおいて周波数選択性フェージングに対抗するために用いられる。注水解析ユニット２３４は、ＭＩＭＯチャネルの固有モードのためのスケーリング値ｂのセットを導出する。これらのスケーリング値は、固有モードに配分された送信電力を示す。チャネル反転および注水について、以下にさらに詳細に説明する。

（チャネル反転）
図３Ａは、各固有モードの周波数応答を反転させるのに用いられる重みｗ _ｉｉのセットの導出を写実的に示す図である。ｋ＝（０，１，…，Ｎ_Ｆ−１）の場合、対角行列Λ（ｋ）のセットは、周波数の大きさを表わす軸３１０に沿った配列で配置されて図示されている。ｉ＝（１，２，…，Ｎｓ）の場合、各行列Λ（ｋ）の特異値λ_ｉｉ（ｋ）は、該行列の対角線に沿って配置される。従って、軸３１２は、空間の大きさを表わすとみることができる。ＭＩＭＯチャネルの各固有モードは、ｋ＝（０，１，…，Ｎ_Ｆ−１）の場合、該固有モードの周波数応答を示す要素のセット｛λ_ｉｉ（ｋ）｝と関連付けられる。各固有モードのための要素のセット｛λ_ｉｉ（ｋ）｝は、点線３１４に沿う、陰影のついたボックスによって示されている。周波数選択性フェージングにあう各固有モードの場合、該固有モードのための要素｛λ_ｉｉ（ｋ）｝は、異なる値ｋに対して異なっていてもよい。

周波数選択性フェージングはＩＳＩを引き起こすので、ＩＳＩの有害な影響は、上記受信機において周波数がフラットになるように、各固有モードを「反転」させることによって軽減することができる。該チャネル反転は、ｋ＝（０，１，…，Ｎ_Ｆ−１）の場合、重みと対応する固有値（すなわち、対角要素の二乗）の積が、ｋ＝（０，１，…，Ｎ_Ｆ−１）の場合に、ｗ_ｉｉ（ｋ）・λ_ｉｉ ^２（ｋ）＝ａ_ｉと表わすことができる、ｋの全ての値に対して略一定値となるように、各固有モードのための重み｛ｗ_ｉｉ（ｋ）｝のセットを導出することによって実現することができる。

固有モードｉの場合、チャネルを反転させるのに用いられるＮ_Ｆ周波数ビンのための重みのセットｗ _ｉｉ＝［ｗ_ｉｉ（０）…ｗ_ｉｉ（ｋ）…ｗ_ｉｉ（Ｎ_Ｆ−１）］^Ｔは、

式（３）
として導出することができ、ただし、ａ_ｉは、

式（４）
として表わすことができる正規化係数である。式（４）に示すように、正規化係数ａ_ｉは、ｋ＝（０，１，…，Ｎ_Ｆ−１）の場合、該固有モードと関連付けられた固有値（すなわち、二乗した特異値）のセット｛λ_ｉｉ ^２（ｋ）｝に基づいて、各固有モードに対して決められる。正規化係数ａ_ｉは、

のように定義される。

図３Ｂは、所定の固有モードのための重みのセットと、該固有モードのための固有値のセットの関係を写実的に示す図である。固有モードｉの場合、各周波数ビンに対する重みｗ_ｉｉ（ｋ）は、式（３）に示すように、各周波数ビンに対する固有値λ_ｉｉ ^２（ｋ）と逆に関連付けられる。空間サブチャネルを平坦化し、ＩＳＩを最少化または低減するためには、いずれかの周波数ビンに対する送信電力を選択的に除去することは好ましくない。各固有モードのためのＮ_Ｆの重みのセットは、該固有モードによる送信の前に、周波数領域または時間領域において、変調シンボルｓ（ｎ）を基準化するのに用いられる。

ソート配列形式の場合、ｉ＝（１，２，…，Ｎ_Ｓ）の場合の各行列Λ（ｋ）の特異値λ_ｉｉ（ｋ）は、より小さい指数を有するΛ（ｋ）の対角要素が、概してより大きいようにソートされる。そのため、（原理固有モードと呼ばれる場合もある）固有モード０は、Ｎ_Ｆの対角行列Λ（ｋ）の各々における最大の特異値と関連付けられ、固有モード１は、Ｎ_Ｆの対角行列の各々における２番目に大きい特異値と関連付けられ、以下同様である。従って、チャネル反転が、各固有モードのためのＮ_Ｆの周波数ビンの全てに対して実行されても、より低い指数を有する固有モードは、（もしあれば）過剰な悪いビンを有することはない。すなわち、少なくとも、より低い指数を有する固有モードの場合、悪いビンに対しては、過剰な送信電力は使用されない。

チャネル反転は、ＭＩＭＯチャネルを反転させる様々な方法で実行することができ、これは、本発明の範囲内である。一実施形態において、チャネル反転は、使用のために選択された各固有モードに対して実行される。別の実施形態においては、チャネル反転は、一部の固有モードに対して実行してもよいが、他には実行しない。例えば、チャネル反転は、過剰なＩＳＩを引き起こすと判断された各固有モードに対して実行してもよい。また、チャネル反転は、例えば、ＭＩＭＯチャネルが、（例えば、ある定義された基準に基づいて）周波数選択性であると判断された場合に、使用のために選択された一部または全ての固有モードに対して動的に実行してもよい。

チャネル反転は、２００１年５月１７日に出願された米国特許出願第０９／８６０，２７４号明細書、２００１年６月１４日に出願された米国特許出願第０９／８８１，６１０号明細書、および２００１年６月２６日に出願された米国特許出願第０９／８９２，３７９号明細書にさらに詳細に記載されており、これら３つ全てのタイトルは、「選択性チャネル反転を用いた多チャネル通信システムにおける、送信データの処理のための方法および装置（Ｍｅｔｈｏｄ ａｎｄ Ａｐｐａｒａｔｕｓ ｆｏｒ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｄａｔａ ｆｏｒ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｉｎ ａ Ｍｕｌｔｉ−Ｃｈａｎｎｅｌ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍ Ｕｓｉｎｇ Ｓｅｌｅｃｔｉｖｅ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｉｎｖｅｒｓｉｏｎ）」であり、これらの出願は本出願の譲受人に譲渡されており、かつ参照してここに組み込まれる。

（注水）
一実施形態において、注水解析（仮にあったとして）は、より良い伝送能力によって、より多くの送信電力が固有モードに配分されるように、空間の大きさにわたって実行される。注水電力配分は、不規則な底部を有する容器に、一定量の水を注ぐことに似ており、この場合、各固有モードは、該容器の底部のポイントに相当し、いずれかの所定のポイントにおける底部の高さは、該固有モードと関連付けられたＳＮＲの反転に相当する。すなわち、低い高さは、高ＳＮＲに相当し、逆に、高い高さは、低ＳＮＲに相当する。そして、総使用可能送信電力Ｐ_{ｔｏｔａｌ}は、該容器のより低いポイント（すなわち、高ＳＮＲｓを有するポイント）がまず満たされた後、より高いポイント（すなわち、より低いＳＮＲｓを有するポイント）が満たされるように、該容器内に「注がれる」。定数Ｐ_ｓｅｔは、総使用可能送信電力の全てが注がれた後の、該容器の水面レベルを示す。この定数は、様々なシステムパラメータに基づいて、最初に推定することができる。電力配分は、総使用可能送信電力及び底面上の該容器の深さに依存する。該水面以上の高さを有するポイントは、満たされない（すなわち、特定値以下のＳＮＲｓを有する固有モードは、データ伝送に用いられない）。

一実施形態において、注水は、上述したチャネル固有分解によってもたらされる固有モードの周波数選択性を悪化させることにつながるため、周波数の大きさにわたって実行されない。注水は、全ての固有モードがデータ伝送に用いられるように、または該固有モードの部分集合のみが（放棄される悪い固有モードと共に）用いられるように、実行することができる。降順に整列された特異値を用いたチャネル反転と共に用いた場合、固有モードにわたる注水は、ほぼ最適なパフォーマンスを実現できると共に、上記受信機における等化の必要性を軽減することができることが分かる。

注水は、次のように、注水解析ユニット２３４によって実行することができる。最初に、各固有モードにおける総電力が、

式（５）
のように決定される。

次に、各固有モードに対するＳＮＲが、

式（６）
のように決定することができ、ただし、σ^２は、受信ノイズ変数であり、これは、受信ノイズ電力Ｎ_０として表わすこともできる。該受信ノイズ電力は、上記受信機において回復されたシンボル上のノイズ電力に相当し、報知するＣＳＩの一部として、該受信機から上記送信機へ供給することができるパラメータである。

次いで、各固有モードに配分される送信電力Ｐ_ｉは、

式（７ａ）

式（７ｂ）
のように決定することができ、ただし、Ｐ_ｓｅｔは、種々のシステムパラメータから得ることができる定数であり、またＰ_{ｔｏｔａｌ}は、固有モードへの配分に利用できる総送信電力である。

式（７ａ）に示すように、十分な品質の各固有モードは、

の送信電力を配分される。すなわち、より良好なＳＮＲｓを実現する固有モードには、より多くの送信電力が配分される。定数Ｐ_ｓｅｔは、より良い固有モードに配分する送信電力の量を決める。このことは、総使用可能送信電力が制限され、かつ電力配分が式（７ｂ）によって束縛されるために、どの固有モードが使用のために選択されるかを間接的に決める。

注水解析ユニット２３４は、対角行列Λのセットと、受信ノイズ電力σ^２とを受け取る。次に、行列Λは、スケーリング値のベクトルｂ＝［ｂ_０…ｂ_ｉ…ｂ_Ｎｓ］^Ｔを導出するために、受信ノイズ電力と共に用いられ、ただし、ｉ＝（１，２，…，Ｎ_Ｓ）の場合、ｂ_ｉ＝Ｐ_ｉである。Ｐ_ｉは、注水の式（７ａ）及び（７ｂ）に対する解である。ｂのスケーリング値は、Ｎ_Ｓの固有モードに配分される送信電力を示し、この場合、ゼロまたはそれ以上の固有モードに、送信電力を配分しなくてもよい。

図４は、総使用可能送信電力を固有モードのセットに配分するプロセス４００の一実施形態のフロー図である。１つの特定の注水の実施であるプロセス４００は、セットＩ内の固有モードに配分される送信電力Ｐ_ｉ、ただしｉ∈Ｉと、上記送信機において使用可能な所定の総送信電力Ｐ_{ｔｏｔａｌ}と、固有モードの総電力のセットＰ_ｉ，λと、受信ノイズ電力σ^２とを決定する。

最初に、繰り返し数を示すのに用いる変数ｎが１に設定される（すなわち、ｎ＝１）（ステップ４１２）。最初の繰り返しの場合、セットＩ（ｎ）は、ＭＩＭＯチャネルのための全ての固有モードを含むように、あるいは、Ｉ（ｎ）＝｛１，２，…，Ｎ_Ｓ｝に定義される（ステップ４１４）。次に、電流繰り返しｎに対するセットＩ（ｎ）の濃度（または長さ）が、Ｌ_１（ｎ）＝｜Ｉ（ｎ）｜のように決定され、これは、最初の繰り返しの場合、Ｌ_１（ｎ）＝Ｎ_Ｓである（ステップ４１６）。

次に、セットＩ（ｎ）における固有モードにわたって配分される総有効電力Ｐ_ｅｆｆ（ｎ）が決定される（ステップ４１８）。該総有効電力は、総使用可能送信電力Ｐ_{ｔｏｔａｌ}に、セットＩ（ｎ）における固有モードに対する反転ＳＮＲｓの合計を加えたものに等しくなるように定義される。これは、

式（８）
のように表わすことができる。

次いで、上記総使用可能送信電力が、セットＩ（ｎ）における固有モードに配分される。セットＩ（ｎ）における固有モードを介して繰り返されるのに用いられる指数ｉは、１に初期化される（すなわち、ｉ＝１）（ステップ４２０）。固有モードｉに配分される送信電力の量は、以下に基づいて決められる（ステップ４２２）。

式（９）

セットＩ（ｎ）における各固有モードには、ステップ４２２において、送信電力Ｐ_ｉが配分される。ステップ４２４及びステップ４２６は、送信電力を、セットＩ（ｎ）における固有モードの各々に配分するループの一部である。

図５Ａは、３つの固有モードを有する例示的なＭＩＭＯシステムの場合の総有効電力Ｐ_ｅｆｆを写実的に示す。各固有モードは、ｉ＝｛１，２，３｝の場合、σ^２／λ_ｉｉ ^２に等しい反転ＳＮＲを有し、これは、１．０の正規化された送信電力を仮定する。上記送信機において使用可能な総送信電力は、Ｐ_{ｔｏｔａｌ}＝Ｐ_１＋Ｐ_２＋Ｐ_３であり、図５Ａの陰影をつけた領域によって表わされる。上記総有効電力は、図５Ａの陰影をつけた領域及び陰影をつけない領域の面積によって表わされる。

注水の場合、上記容器の底部は、不規則な面を有しているが、上部における水面は、該容器の全域にわたって一定のままである。同様に、及び図５Ａに示すように、総使用可能送信電力Ｐ_{ｔｏｔａｌ}が固有モードに配分された後、最終的な電力レベルは、全ての固有モードにわたって一定である。この最終的な電力レベルは、Ｐ_ｅｆｆ（ｎ）を、セットＩ（ｎ）における固有モードの数Ｌ_１（ｎ）で割ることによって決まる。そして、固有モードｉに配分される電力の量は、式（９）で示されるように、および図５Ａに示すように、最終電力レベルＰ_ｅｆｆ（ｎ）／Ｌ_１（ｎ）から、該固有モードの反転ＳＮＲであるσ^２／λ_ｉｉ ^２を減じることによって決まる。

図５Ｂは、注水電力配分が、負の電力を受け取る固有モードを生じる状況を示す。これは、固有モードの反転ＳＮＲが、上記最終電力レベル以上の場合に発生し、これは、条件（Ｐ_ｅｆｆ（ｎ）／Ｌ_１（ｎ））＜（σ^２／λ_ｉｉ ^２）で表わされる。

図４に戻って説明すると、電力配分の終了時に、いずれかの固有モードに、負の電力（すなわち、Ｐ_ｉ＜０）がすでに配分されているか否かの判断がなされる（ステップ４２８）。その答えがイエスの場合には、上記プロセスは、セットＩ（ｎ）から、すでに負の電力が配分されている全ての固有モードを取り除くことによって続けられる（ステップ４３０）。指数ｎは、１だけインクリメントされる（すなわち、ｎ＝ｎ＋１）（ステップ４３２）。次いで、該プロセスは、ステップ４１６に戻って、総使用可能送電力を、セットＩ（ｎ）における残りの固有モードに配分する。該プロセスは、ステップ４２８で判断されるように、セットＩ（ｎ）における全ての固有モードに正の送信電力が配分されるまで続く。セットＩ（ｎ）にない固有モードには、ゼロの電力が配分される。

また、注水は、Ｒｏｂｅｒｔ Ｇ．Ｇａｌｌａｇｅｒによる「情報理論及び確実な通信（Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｔｈｅｏｒｙ ａｎｄ Ｒｅｌｉａｂｌｅ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ）」，Ｊｏｈｎ Ｗｉｌｅｙ ａｎｄ Ｓｏｎｓ，１９６８年にも記載されており、これは参照してここに組み込まれる。ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムのための基本的な注水プロセスを実行するための特定のアルゴリズムは、２００１年１０月１５日に出願された「ＭＩＭＯ通信システムにおける電力配分を決定するための方法及び装置（Ｍｅｔｈｏｄ ａｎｄ Ａｐｐａｒａｔｕｓ ｆｏｒ Ｄｅｔｅｒｍｉｎｉｎｇ Ｐｏｗｅｒ Ａｌｌｏｃａｔｉｏｎ ｉｎ ＭＩＭＯ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍ）」というタイトルの米国特許出願第０９／９７８，３３７号明細書に記載されている。また、注水は、２００２年１月２３日に出願された「全チャネル状態情報（ＣＳＩ）多入力多出力（ＭＩＭＯ）のための、過剰電力の再配分（Ｒｅａｌｌｏｃａｔｉｏｎ ｏｆ Ｅｘｃｅｓｓ Ｐｏｗｅｒ ｆｏｒ Ｆｕｌｌ Ｃｈａｎｎｅｌ−Ｓｔａｔｅ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ（ＣＳＩ）Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｉｎｐｕｔ，Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｏｕｔｐｕｔ（ＭＩＭＯ）Ｓｙｓｔｅｍｓ）」というタイトルの米国特許出願第１０／０５６，２７５号にさらに詳細に記載されている。これらの出願は、本出願の譲受人に譲渡されており、参照してここに組み込まれる。

注水が実行されて、上記総使用可能送信電力が固有モードに配分されると、注水解析ユニット２３４は、Ｎ_Ｓの固有モードに対して、Ｎ_Ｓスケーリング値のセットｂ＝｛ｂ_０…ｂ_ｉ…ｂ_Ｎｓ｝を供給する。各スケーリング値は、各固有モードのためのものであり、該固有モードに対して決定された重みのセットを基準化するのに用いられる。

固有モードｉの場合、チャネルを反転させ、該固有モードの送信電力を基準化するのに用いられる重みのセットｗ＾_ｉｉ＝［ｗ＾_ｉｉ（０）…ｗ＾_ｉｉ（ｋ）…ｗ＾_ｉｉ（Ｎ_Ｆ−１）］^Ｔは、

式（１０）
のように導出することができ、ただし、正規化係数ａ_ｉ及びスケーリング値ｂ_ｉは、上述したように導出される。

重み計算ユニット２３０は、重み付け行列Ｗのセットを供給し、これは、重みｗ_ｉｉ（ｋ）またはｗ＾_ｉｉ（ｋ）を用いて得ることができる。各重み付け行列Ｗ（ｋ）は、その対角要素が、上記のように得られる重みからなる対角行列である。具体的には、チャネル反転のみが実行される場合には、各重み付け行列Ｗ（ｋ）は、ｋ＝｛０，１，…，Ｎ_Ｆ−１｝の場合、

式（１１ａ）のように定義され、ただし、ｗ_ｉｉ（ｋ）は、式（３）に示すように導出される。また、チャネル反転及び注水の両方が実行される場合には、各重み付け行列Ｗ（ｋ）は、ｋ＝｛０，１，…，Ｎ_Ｆ−１｝の場合、

式（１１ｂ）のように定義され、ただし、ｗ＾_ｉｉ（ｋ）は、式（１０）に示すように導出される。

図２に戻って説明すると、スケーラ／ＩＦＦＴ２３６は、（１）Ｈ＾右の固有ベクトルの行列である単位行列Ｖのセットと、（２）全てのＮ_Ｆ周波数ビンのための重み付け行列Ｗのセットとを受け取る。そして、スケーラ／ＩＦＦＴ２３６は、受け取った行列に基づいて、上記送信機のための時空間パルス形成行列Ｐ _ｔｘ（ｎ）を導出する。最初に、各重み付け行列Ｗ（ｋ）の平方根が計算されて、対応する行列√Ｗ（ｋ）を得て、該要素は、Ｗ（ｋ）の要素の平方根である。ｋ＝｛０，１，…，Ｎ_Ｆ−１｝の場合、重み付け行列Ｗ（ｋ）の要素は、固有モードの電力に関連している。そして、該平方根は、該電力を同等の信号基準化に変換する。各周波数ビンｋの場合、該平方根重み付け行列√Ｗ（ｋ）と、対応する単位行列Ｖ（ｋ）の積が計算されて、積行列Ｖ（ｋ）√Ｗ（ｋ）が供給される。ｋ＝｛０，１，…，Ｎ_Ｆ−１｝の場合、Ｖ√Ｗとも表わされる積行列Ｖ（ｋ）√Ｗ（ｋ）のセットは、変調シンボルベクトルｓ（ｎ）に加えられる最適なまたはほぼ最適な空間スペクトル形成を定義する。

次に、Ｖ√Ｗの反転ＦＦＴが計算されて、

式（１２）
で表わすことができる、上記送信機のための時空間パルス形成行列Ｐ _ｔｘ（ｎ）が導出される。

パルス形成行列Ｐ _ｔｘ（ｎ）は、Ｎ_Ｔ×Ｎ_Ｔ行列である。Ｐ _ｔｘ（ｎ）の各要素は、積行列Ｖ√Ｗの対応する要素のための値のセットの反転ＦＦＴによって得られる、Ｎ_Ｆの時間領域値のセットである。Ｐ _ｔｘ（ｎ）の各列は、ｓ（ｎ）の対応する要素のためのステアリングベクトルである。

畳み込み器２４０は、上記変調シンボルベクトルｓ（ｎ）を受け取って、パルス形成行列Ｐ _ｔｘ（ｎ）によって、予め調整して、送信シンボルベクトルｘ（ｎ）を供給する。時間領域において、該予め調整することは、畳み込み演算であり、Ｐ _ｔｘ（ｎ）を用いたｓ（ｎ）の畳み込みは、

式（１３）のように表わすことができる。

式（１３）に示す行列畳み込みは、次のように実行してもよい。時間ｎのベクトルｘ（ｎ）であるｘ_ｉ（ｎ）のｉ番目の要素を得るために、行列Ｐ _ｉｘ（ｌ）のｉ番目の行と、ベクトルｓ（ｎ−ｌ）の内積が、多数の遅延指数（例えば、０≦ｌ≦（Ｎ_Ｆ−１）に対して生成され、その結果が累積されて、要素ｘ_ｉ（ｎ）を導出する。その結果、各送信アンテナで送信された予め調整されたシンボルストリーム（すなわち、ｘ（ｎ）またはｘ_ｉ（ｎ）の各要素）が、行列Ｐ _ｔｘ（ｎ）の適切な列によって決められた重み付けによって、Ｎ_Ｒの変調シンボルストリームの重み付けされた組合せとして生成される。該プロセスは、ｘ（ｎ）の各要素が、行列Ｐ _ｔｘ（ｎ）及びベクトルｓ（ｎ）の各列から得られるように繰り返される。

ｘ（ｎ）の各要素は、各送信アンテナを介して送信される予め調整されたシンボルの列に相当する。Ｎ_Ｔの予め調整されたシンボル列は、ｎ番目のシンボル期間に、最大Ｎ_Ｔの送信アンテナから送信される最大Ｎ_Ｔの予め調整されたシンボルを含む各ベクトルによって、送信シンボルベクトルｘ（ｎ）とも呼ばれるベクトルの列をまとめて形成する。Ｎ_Ｔの予め調整されたシンボル列は、送信機１２２ａから１２２ｔに供給されて処理され、その後、それぞれ、アンテナ１２４ａから１２４ｔより送信されるＮ_Ｔの変調信号が導出される。

図２に示す実施形態は、変調シンボルベクトルｓ（ｎ）の時間領域ビームステアリングを実行する。また、該ビームステアリングは、周波数領域でも実行することができる。このことは、ディジタル信号処理分野では公知である、周波数領域でＦＩＲ（ｆｉｎｉｔｅ−ｄｕｒａｔｉｏｎ ｉｍｐｕｌｓｅ ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタを実施するオーバラップ加算法（ｏｖｅｒｌａｐ−ａｄｄ ｍｅｔｈｏｄ）等の技法を用いて行うことができる。この場合、ｎ＝（０，１，…，Ｎ_Ｆ−１）の場合に、行列Ｐ _ｔｘ（ｎ）の要素を形成する列には、それぞれ、Ｎ_Ｏ−Ｎ_Ｆゼロが埋め込まれ、結果として、ｎ＝（０，１，…，Ｎ_Ｏ−１）の場合に、ゼロが埋め込まれた列ｑ _ｔｘ（ｎ）の行列を生じる。そして、ＮＯポイントの高速フーリエ変換（ＦＦＴ）が、行列ｑ _ｔｘ（ｎ）の各ゼロが埋め込まれた列に対して計算され、その結果として、ｋ＝（０，１，…，Ｎ_Ｏ−１）の場合に、行列Ｑ _ｔｘ（ｋ）を生じる。

また、ｓ（ｎ）の要素を形成する変調シンボルの列は、それぞれ、長さＮ_ＳＳ＝Ｎ_Ｏ−Ｎ_Ｆ＋１の列に分解される。そして、各列には、Ｎ_Ｆ−１ゼロが埋め込まれて、長さＮ_Ｏの対応するベクトルが供給される。ｓ（ｎ）の列は、長さＮ_Ｏのベクトルの列ｓ〜_ｌ（ｎ）を供給するように処理され、ただし、下付き符号ｌは、ゼロが埋め込まれた列に対応するベクトルのための指数である。次いで、Ｎ_Ｏポイントの高速フーリエ変換が、該ゼロが埋め込まれた列の各々に対して計算され、結果として、異なる値のｌに対して、周波数領域ベクトルの列Ｓ〜_ｌ（ｋ）を生じる。各ベクトルＳ〜_ｌ（ｋ）は、所定のｌの場合、（すなわち、ｋ＝（０，１，…，Ｎ_Ｏ−１）の場合）長さＮ_Ｏの周波数領域ベクトルのセットを含む。次に、各ｌの値に対して、行列Ｑ _ｔｘ（ｋ）にベクトルＳ〜_ｌ（ｋ）がかけられ、ただし、各ｋの値、すなわち、ｋ＝（０，１，…，Ｎ_Ｏ−１）に対して、予め乗算が実行される。そして、行列ベクトル積Ｑ _ｔｘ（ｋ）Ｓ〜_ｌ（ｋ）に対して反転ＦＦＴｓが計算されて、長さＮ_Ｏの時間領域列のセットが供給される。そして、結果として生じる列は、所望の出力列を形成するために、当技術分野において公知であるように、オーバラップ加算法や同様の方法に従って再構成される。

図６は、本願明細書に記載した様々な伝送処理技術を実施するための、上記送信機ユニットにおいて実行することができるプロセス６００の一実施形態のフロー図を示す。まず、送信すべきデータ（すなわち、情報ビット）が、変調シンボルからなる多数のストリームを供給する特定の処理スキームに従って処理される（ステップ６１２）。上述したように、該処理スキームは、１つ以上の符号化スキーム及び１つ以上の変調スキーム（例えば、各変調シンボルストリームに対して、別々の符号化及び変調スキーム）を含んでもよい。

次に、ＭＩＭＯチャネルのための推定チャネル応答行列が得られる（ステップ６１４）。この行列は、推定チャネルインパルス応答行列Ｈ＾、または、推定チャネル周波数応答行列Ｈであってもよく、これらは、上記受信機から上記送信機へ供給することができる。次いで、該推定チャネル応答行列は、（例えば、チャネル固有分解を用いて）分解されて、右の固有ベクトルの行列Ｖのセット、及び特異値の行列Λのセットが得られる（ステップ６１６）。

次に、重みｗ _ｉｉの多数のセットが、特異値の行列に基づいて得られる（ステップ６１８）。重みの１つのセットは、データ伝送に用いられる各固有モードに対して導出することができる。これらの重みは、使用のために選択された各固有モードの周波数応答を反転させることにより、上記受信機における符号間干渉を低減または最少化するのに用いられる。

また、スケーリング値ｂのセットも、特異値の行列に基づいて導出することができる（ステップ６２０）。ステップ６２０は、図６のステップ６２０の点線ボックスによって示すように、任意のものである。該スケーリング値は、注水解析を用いて得ることができ、かつ該選択された固有モードの送信電力を調整するのに用いられる。

次いで、パルス形成行列Ｐ _ｔｘ（ｎ）が、右の固有ベクトルの行列Ｖ、重みｗ _ｉｉのセット、および（使用可能であれば）スケーリング値ｂのセットに基づいて導出される（ステップ６２２）。そして、変調シンボルからなるストリームが、パルス形成行列に基づいて（時間領域または周波数領域のいずれかにおいて）予め調整されて、ＭＩＭＯチャネルを介して送信される、予め調整されたシンボルからなる多数のストリームｘ（ｎ）が供給される（ステップ６２４）。

チャネル固有モード分解及び注水を用いた時間領域伝送処理は、本出願の譲受人に譲渡されている、２００１年１２月７日に出願された「ＭＩＭＯシステムのためのチャネル固有モード分解による時間領域の送信及び受信処理（Ｔｉｍｅ−Ｄｏｍａｉｎ Ｔｒａｎｓｍｉｔ ａｎｄ Ｒｅｃｅｉｖｅ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ ｗｉｔｈ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｅｉｇｅｎ−ｍｏｄｅ Ｄｅｃｏｍｐｏｓｉｔｉｏｎ ｆｏｒ ＭＩＭＯ Ｓｙｓｔｅｍｓ）」というタイトルの米国特許出願第１０／０１７，０３８号明細書にさらに詳細に記載されており、これは参照してここに組み込まれる。

図７は、本願明細書に記載した様々な処理技術を実施することが可能な受信機ユニット７００の実施形態のブロック図である。受信機ユニット７００は、図１の受信機システム１５０の受信機の部分の実施形態である。受信機ユニット７００は、（１）Ｎ_Ｒの受信シンボルストリームを処理して、Ｎ_Ｔの回復シンボルストリームを供給するＲＸ ＭＩＭＯプロセッサ１６０ａと、（２）該回復したシンボルを復調し、デインタリーブし、復号して、復号ビットを供給するＲＸデータプロセッサ１６２ａとを含む。ＲＸ ＭＩＭＯプロセッサ１６０ａ及びＲＸデータプロセッサ１６２ａは、それぞれ、図１のＲＸ ＭＩＭＯプロセッサ１６０及びＲＸデータプロセッサ１６２の一実施形態である。

図１に戻って説明すると、Ｎ_Ｔの送信アンテナからの送信信号は、Ｎ_Ｒのアンテナ１５２ａから１５２ｒの各々によって受信される。各アンテナからの受信信号は、フロントエンドプロセッサとも呼ばれる各受信機１５４に流れる。各受信機１５４は、各受信信号を調整（例えば、フィルタリングし、増幅し、周波数ダウンコンバート）し、該調整した信号をさらにディジタル化してＡＤＣサンプルを供給する。各受信機１５４は、さらに、該ＡＤＣサンプルを回復したパイロットと共にデータ復調して、受信シンボルからなる各ストリームを供給する。それに伴って、受信機１５４ａから１５４ｒは、Ｎ_Ｒの受信シンボルストリームを供給する。それらのストリームは、まとまってベクトルの列を形成し、これは、受信シンボルベクトルｒ（ｎ）とも呼ばれ、このようなベクトルの各々は、ｎ番目のシンボル周期のＮ_Ｒの受信機１５４からのＮ_Ｒの受信シンボルを含む。そして、受信シンボルベクトルｒ（ｎ）は、ＲＸ ＭＩＭＯプロセッサ１６０ａに供給される。

ＲＸ ＭＩＭＯプロセッサ１６０ａ内において、チャネル推定器７１２は、ベクトルｒ（ｎ）を受け取って、推定チャネルインパルス応答行列Ｈ＾を導出し、これは、上記送信機システムに送り返されて、伝送処理に用いられてもよい。次に、ＦＦＴ７１４は、推定チャネルインパルス応答行列Ｈ＾に対してＦＦＴを実行して、推定チャネル周波数応答行列Ｈ＾（すなわち、Ｈ＾＝ＦＦＴ［Ｈ＾］）を得る。

次いで、ユニット７１６は、各周波数ビンｋに対して、Ｈ＾（ｋ）のチャネル固有分解を実行して、左の固有ベクトルの対応行列Ｕ（ｋ）を得る。Ｕの各列、ただし、Ｕ＝［Ｕ（０）…Ｕ（ｋ）…Ｕ（Ｎ_Ｆ−１）］は、ｒ（ｎ）の対応要素のためのステアリングベクトルであり、受信シンボルストリームを直交化するのに用いられる。そして、ＩＦＦＴ７１８は、Ｕの逆ＦＦＴを実行して、上記受信機システムのための時空間パルス形成行列ｕ（ｎ）を得る。

次に、畳み込み器７２０は、時空間パルス形成行列ｕ ^Ｈ（ｎ）の共役転置によって受信シンボルベクトルｒ（ｎ）を調整して、変調シンボルベクトルｓ（ｎ）の推定である回復シンボルベクトルｓ＾（ｎ）を得る。時間領域において、この調整は、

式（１４）
のように表わすことができる畳み込み演算である。

上記受信機におけるパルス形成も、上記送信機について説明したのと同様に、周波数領域で実行することができる。この場合、受信シンボルベクトルｒ（ｎ）の列を形成する、Ｎ_Ｒの受信アンテナのための受信シンボルからなるＮ_Ｒの列は、それぞれ、Ｎ_ＳＳの受信シンボルの列に分解され、各列にはゼロが埋め込まれて、長さＮ_Ｏの対応行列が供給される。それに伴って、ｒ（ｎ）のＮ_Ｒの列が処理されて、長さＮ_ＯのベクトルのＮ_Ｒの列ｒ〜_ｌ（ｎ）が供給され、ただし、下付き文字ｌは、ゼロが埋め込まれた列に対応するベクトルのための指数である。そして、各ゼロが埋め込まれた列は、ＦＦＴによって変換され、異なる値のｌに対する、周波数領域ベクトルの列Ｒ _ｌ（ｋ）を生じる。所定のｌに対する各ベクトルＲ _ｌ（ｋ）は、長さＮ_Ｏの周波数領域ベクトルのセットを含む（すなわち、ｋ＝（０，１，…，Ｎ_Ｏ−１））。

時空間パルス形成行列ｕ ^Ｈ（ｎ）の共役転置にもゼロが埋め込まれて、ＦＦＴを介して変換されて、ｋ＝（０，１，…，ＮＯ−１）の場合、周波数領域行列Ｕ〜^Ｈ（ｋ）を得る。次いで、ｌの各値に対するベクトルＲ _ｌ（ｋ）には、共役転置行列Ｕ〜^Ｈ（ｋ）が予め掛けられて（ただし、この乗算は、すなわち、ｋ＝（０，１，…，Ｎ_Ｏ−１）の場合、ｋの各値に対して実行される）、対応する周波数領域ベクトルＳ＾_ｌ（ｋ）が得られる。次に、長さＮ_Ｏの周波数領域ベクトルのセットを含む各ベクトルＳ＾_ｌ（ｋ）は、逆ＦＦＴを介して変換して、長さＮ_Ｏの時間領域の列の対応するセットを供給することができる。そして、結果として生じた列は、当技術分野においては公知であるオーバラップ加算法または同様の方法に従って再構成されて、回復シンボルベクトルｓ＾（ｎ）のセットに対応する回復シンボルの列が得られる。

従って、回復シンボルベクトルｓ＾（ｎ）は、

式（１５）
に示すように、時間領域における畳み込みとして特徴付けることができ、ただし、Γ（ｌ）は、Λ＾（ｋ）＝Λ（ｋ）√Ｗ（ｋ）の逆ＦＦＴであり、ｚ＾（ｎ）は、上記受信機の時空間パルス形成行列ｕ ^Ｈ（ｌ）によって変換されたときの受信ノイズである。行列Γ（ｎ）は、行列Λ＾のセットから得られた固有パルスの対角行列であり、ただし、Λ＾＝［Λ＾（０）…Λ＾（ｋ）…Λ＾（Ｎ_Ｆ−１）］である。具体的には、Γ（ｎ）の各対角要素は、Λ＾の対応する要素に対する、特異値のセットのＩＦＦＴ［λ＾_ｉｉ（０）…λ＾_ｉｉ（ｋ）…λ＾_ｉｉ（Ｎ_Ｆ−１）］^Ｔとして得られる固有パルスに相当する。

ソートされ、かつ任意に順序づけされた特異値を整列する２つの形式は、２つの異なる種類の固有パルスをもたらす。ソート形式の場合、結果として生じる固有パルス行列Γ _ｓ（ｎ）は、エネルギ内容の降順でソートされているパルスの対角行列である。固有パルス行列｛Γ _ｓ（ｎ）｝_１１の第１の対角要素に対応するパルスは、最大のエネルギを有し、さらに降下した対角の要素に対応するパルスは、連続的により少ないエネルギを有する。さらに、ＳＮＲが十分低く、注水が、少しのエネルギを有するまたはエネルギを有しないいくつかの周波数ビンを生じる場合、該エネルギは、まず、最少の固有パルスから得られる。従って、低ＳＮＲｓにおいては、１つ以上の固有パルスは、少しのエネルギを有してもよく、あるいは、エネルギを有しなくてもよい。このことは、低ＳＮＲｓにおいては、直交サブチャネルの数の低減によって、符号化及び変調が単純化されるという利点を有する。しかし、チャネル容量に近づけるために、符号化及び変調は、各固有パルスに対して別々に実行される。

周波数領域における特異値の任意に順序づけられた形式は、（すなわち、固有パルス行列の各要素に対する別々の符号化及び変調という複雑さを避けるために）符号化及び変調をさらに単純化するのに用いることができる。任意に順序づけられた形式において、各周波数ビンに対して、特異値の順序づけは、それらの大きさまたはサイズに基づくのではなく、任意である。この任意の順序づけは、全ての固有パルスにおいて、略等しいエネルギを生じることができる。ＳＮＲが、少ないエネルギを有するまたはエネルギを有しない周波数ビンを生じるのに十分低い場合、これらのビンは、ゼロでないエネルギを有する固有パルスの数がＳＮＲと無関係に同じであるように、該固有モードの中で略一様に拡大される。高ＳＮＲｓにおいては、該任意に順序づけられた形式は、全ての固有パルスが略等しいエネルギを有し、この場合、異なる固有モードに対する別々の符号化及び変調は必要ないという利点を有する。

ＭＩＭＯチャネルの応答が周波数選択性である場合、対角行列Λ（ｋ）の要素は、時間分散性である。しかし、上記送信機において予め処理してチャネルを反転させるため、該チャネル反転が有効に実行された場合、結果として生じる回復シンボル列ｓ＾（ｎ）は、少しの符号間干渉を有する。この場合、高パフォーマンスを実現するために、上記受信機において、追加的な等化は必要とされない。

チャネル反転が（例えば、誤った推定チャネル周波数応答行列Ｈ＾により）有効でない場合、復調及び復号の前に、回復シンボルｓ＾（ｎ）を等化するのに、等化器を用いることができる。回復シンボルストリームを等化するために、最少二乗平均誤差線形等化器（ｍｉｎｉｍｕｍ ｍｅａｎ ｓｑｕａｒｅ ｅｒｒｏｒ ｌｉｎｅａｒ ｅｑｕａｌｉｚｅｒ；ＭＭＳＥ−ＬＥ）、判定帰還形等化器（ｄｅｃｉｓｉｏｎ ｆｅｅｄｂａｃｋ ｅｑｕａｌｉｚｅｒ；ＤＦＥ）、最尤系列推定器（ｍａｘｉｍｕｍ ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ ｓｅｑｕｅｎｃｅ ｅｓｔｉｍａｔｏｒ；ＭＬＳＥ）等を含む様々なタイプの等化器を用いることができる。

上記送信機及び受信機における直交化プロセスは、該受信機において、非干渉化された（すなわち、直交化）回復シンボルストリームを生じるため、該非干渉化シンボルストリームに必要な等化の複雑さは、大幅に低減される。具体的には、該等化は、個別のシンボルストリームの並行時間領域等化によって実現することができる。該等化は、上述した米国特許出願第１０／０１７，０３８号明細書、および本出願の譲受人に譲渡され、参照してここに組み込まれる、２００１年１１月６日に出願された「多元接続多入力多出力（ＭＩＭＯ）通信システム（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ａｃｃｅｓｓ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｏｕｔｐｕｔ（ＭＩＭＯ）Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍ）」というタイトルの米国特許出願第０９／９９３，０８７号明細書に記載されているように実行することができる。

図７の実施形態の場合、回復シンボルベクトルｓ＾（ｎ）は、ＲＸデータプロセッサ１６２ａに供給される。プロセッサ１６２ａ内において、シンボルデマッピング要素７３２は、上記送信機システムにおけるシンボルに対して用いられる変調スキームと相補的な復調スキームに従って、ｓ＾（ｎ）における各回復シンボルを復調する。次に、シンボルデマッピング要素７３２からの復調されたデータは、デインタリーバ７３４によってデインタリーブされる。該デインタリーブされたデータは、さらに、伝送情報ビットｄ_ｉの推定である復号ビットｄ＾_ｉを得るための復号器７３６によって復号される。上記デインタリーブ及び復号は、それぞれ、上記送信機システムにおいて実行される、該インタリーブ及び符号化と相補的な方法で実行される。例えば、ターボまたは畳み込み符号化が、それぞれ、該送信機システムにおいて実行される場合、ターボ復号器またはビタビ復号器を復号器７３６に用いることができる。

図８は、本願明細書に記載した様々な受信処理技法を実施するための、上記受信機ユニットにおいて実行することができるプロセス８００のフロー図である。まず、ＭＩＭＯチャネルのための推定チャネル応答行列が得られる（ステップ８１２）。この行列は、推定チャネルインパルス応答行列Ｈ＾、または、推定チャネル周波数応答行列Ｈ＾であってもよい。行列Ｈ＾またはＨ＾は、例えば、該ＭＩＭＯチャネルによって送信されたパイロットシンボルに基づいて、得ることができる。そして、該推定チャネル応答行列は、（例えば、チャネル固有分解を用いて）分解されて、左固有ベクトルの行列Ｕのセットが得られる（ステップ８１４）。

次に、パルス形成行列ｕ（ｎ）が、左固有ベクトルの行列Ｕに基づいて導出される（ステップ８１６）。次いで、受信シンボルのストリームが、パルス形成行列ｕ（ｎ）に基づいて（時間領域または周波数領域において）調整されて、回復シンボルからなるストリームが生成される（ステップ８１８）。該回復シンボルは、さらに、上記送信機において用いられる送信処理スキームと相補的な特定の受信処理スキームに従って処理されて、復号されたデータが供給される（ステップ８２０）。

チャネル固有モード分解を用いた時間領域受信処理は、上記の米国特許出願第１０／０１７，０３８号明細書にさらに詳細に記載されている。

本願明細書に記載した送信機及び受信機においてデータ伝送を処理する技術は、限定するものではないが、ＭＩＭＯやＣＤＭＡシステムを含む様々な無線通信システムにおいて実施することができる。これらの技術は、フォワードリンクおよび／またはリバースリンクにも用いることができる。

本願明細書に記載した、上記送信機及び受信機においてデータ伝送を処理する技術は、様々な手段で実施することができる。例えば、これらの技術は、ハードウェア、ソフトウェア、あるいはそれらの組合せで実施することができる。ハードウェアでの実施の場合、上記送信機における（例えば、データを符号化及び変調し、チャネル応答行列を分解し、チャネルを反転させるための重みを導出し、電力配分のためのスケーリング値を導出し、送信機パルス形成行列を導出し、変調シンボルを予め調整するため等の）、あるいは上記受信機における（例えば、チャネル応答行列を分解し、受信機パルス形成行列を導出し、受信シンボルを調整し、回復シンボルを復調及び復号するため等の）種々の信号処理ステップを実行するのに用いられる構成要素は、１つまたそれ以上の特定用途向け集積回路（ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ ｓｐｅｃｉｆｉｃ ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ ｃｉｒｃｕｉｔｓ；ＡＳＩＣｓ）、ディジタル信号プロセッサ（ｄｉｇｉｔａｌ ｓｉｇｎａｌ ｐｒｏｃｅｓｓｏｒｓ；ＤＳＰｓ）、ディジタル信号処理素子（ｄｉｇｉｔａｌ ｓｉｇｎａｌ ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ ｄｅｖｉｃｅｓ；ＤＳＰＤｓ）、プログラム可能論理素子（ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ ｌｏｇｉｃ ｄｅｖｉｃｅｓ；ＰＬＤｓ）、フィールドプログラム可能ゲートアレイ（ｆｉｅｌｄ ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ ｇａｔｅ ａｒｒａｙｓ；ＦＰＧＡｓ）、プロセッサ、コントローラ、マイクロコントローラ、マイクロプロセッサ、本願明細書に記載した機能を実行するように設計された他の電子ユニット、またはそれらの組合せの中に実装することができる。

ソフトウェアでの実施の場合、上記送信機及び受信機の各々における信号処理ステップの一部または全ては、本願明細書に記載した機能を実行するモジュール（例えば、処理手順、機能等）によって実施することができる。ソフトウェアコードは、記憶装置（例えば、図１のメモリ１３２及び１７２）に格納することができ、プロセッサ（例えば、コントローラ１３０及び１７０）によって実行することができる。該記憶装置は、プロセッサ内に、または該プロセッサの外部に実装してもよく、この場合、該記憶装置は、公知の様々な手段を介して該プロセッサと通信可能に結合することができる。

上記開示した実施形態のこれまでの説明は、当業者が本発明を実行または利用できるように記載されている。これらの実施形態に対する様々な変更例は、当業者には容易に理解できるであろう。また、本願明細書で定義した包括的な原理は、本発明の趣旨または範囲を逸脱することなく、他の実施形態に適用することができる。従って、本発明は、本願明細書に示した実施形態に限定しようとするものではなく、本願明細書に開示した原理及び新規な特徴と一致する最も広い範囲で認容すべきである。

ＭＩＭＯシステムにおける送信機システム及び受信機システムの一実施形態のブロック図である。 送信機システム内の送信機ユニットのブロック図である。 ＭＩＭＯチャネルの各固有モードの周波数応答を反転させるのに用いる重みの導出を写実的に示す図である。 ＭＩＭＯチャネルの各固有モードの周波数応答を反転させるのに用いる重みの導出を写実的に示す図である。 総使用可能送信電力をＭＩＭＯチャネルの固有モードに配分するプロセスのフロー図である。 例示的なＭＩＭＯシステムにおける３つの固有モードに対する総送信電力の配分を写実的に示す図である。 例示的なＭＩＭＯシステムにおける３つの固有モードに対する総送信電力の配分を写実的に示す図である。 送信ユニットにおける信号処理の一実施形態のフロー図である。 受信機システム内の受信ユニットのブロック図である。 受信機ユニットにおける信号処理の一実施形態のフロー図である。

Claims (30)

1. 多入力多出力（ＭＩＭＯ）通信システムにおいて、ＭＩＭＯチャネルを介した伝送のためにデータを処理する方法であって、
   特定の処理スキームに従ってデータを処理して、変調シンボルからなる複数のストリームを供給することと、
   前記ＭＩＭＯチャネルの推定応答に基づいてパルス形成行列を導出するとともに、前記ＭＩＭＯチャネルのための送信電力を調節するために使用される複数のスケーリング値を、特異値の複数の行列に基づいて導出することと、
   前記複数の変調シンボルストリームを、前記パルス形成行列に基づいて予め調整して、前記ＭＩＭＯチャネルを介した伝送のために、予め調整されたシンボルからなる複数のストリームを供給することとを備える、方法。
2. 前記ＭＩＭＯチャネルのための推定チャネル応答行列に基づいて、複数の重みを導出することであって、前記重みは、前記ＭＩＭＯチャネルの周波数応答を反転させるのに用いられ、前記パルス形成行列はさらに、前記重みに基づいて導出されることをさらに備える、請求項１に記載の方法。
3. 前記推定チャネル応答行列を分解して、固有ベクトルからなる複数の行列及び特異値からなる前記複数の行列を得ることをさらに備え、
   前記重みは、前記特異値からなる行列に基づいて導出され、前記パルス形成行列はさらに、前記固有ベクトルからなる行列に基づいて導出される、請求項２に記載の方法。
4. 前記推定チャネル応答行列は、前記ＭＩＭＯチャネルの複数の固有モードを表わしている、請求項２に記載の方法。
5. 前記重みの１つのセットは、データ伝送に用いられる各固有モードのために導出され、各セットにおける前記重みが、対応する前記固有モードの周波数応答を反転させるために導出される、請求項４に記載の方法。
6. 前記スケーリング値は、前記ＭＩＭＯチャネルの前記固有モードのための送信電力を調節するために使用される、請求項４の方法。
7. 前記スケーリング値は、注水解析に基づいて導出される、請求項６に記載の方法。
8. 前記推定チャネル応答行列は周波数領域に供給され、かつ前記周波数領域で分解される、請求項３に記載の方法。
9. 前記推定チャネル応答行列は、チャネル固有分解を用いて分解される、請求項３に記載の方法。
10. 特定のしきい値以下の伝送容量と関連付けられた固有モードは、データ伝送には用いられない、請求項４に記載の方法。
11. 各行列における前記特異値は、それらの大きさに基づいてソートされる、請求項３に記載の方法。
12. 各行列における前記特異値は、前記ＭＩＭＯチャネルの固有モードが、略等しい伝送容量と関連付けられるように、ランダムに順序づけされる、請求項４に記載の方法。
13. 前記パルス形成行列は、時間領域値からなる複数のシーケンスを備え、前記予め調整することは、前記変調シンボルからなるストリームを前記パルス形成行列で畳み込むことによって、時間領域で実行される、請求項１に記載の方法。
14. 前記パルス形成行列は、周波数領域値からなる複数のシーケンスを備え、前記予め調整することは、変換された変調シンボルからなる複数のストリームに前記パルス形成行列を乗算することによって、前記周波数領域で実行される、請求項１に記載の方法。
15. 前記パルス形成行列は、より多くの送信電力を、より大きな伝送能力を有する前記ＭＩＭＯチャネルの固有モードに配分することにより、容量を最大化するために導出される、請求項１に記載の方法。
16. 前記パルス形成行列は、前記受信機における前記複数の変調シンボルストリームに対する略等しい受信信号対雑音及び干渉比（ＳＮＲｓ）を供給するために導出される、請求項１に記載の方法。
17. 前記特定の処理スキームは、各変調シンボルストリームに対して、別々の符号化及び変調スキームを定義する、請求項１に記載の方法。
18. 前記特定の処理スキームは、全ての変調シンボルストリームに対して、共通の符号化及び変調スキームを定義する、請求項１に記載の方法。
19. 多入力多出力（ＭＩＭＯ）通信システムにおいて、ＭＩＭＯチャネルを介した伝送のためにデータを処理する方法であって、
    特定の処理スキームに従ってデータを処理して、変調シンボルからなる複数のストリームを供給することと、
    前記ＭＩＭＯチャネルのための推定チャネル応答行列を得ることと、
    前記推定チャネル応答行列を分解して、固有ベクトルからなる複数の行列及び特異値からなる複数の行列を得ることと、
    前記特異値からなる行列に基づいて、複数の重みを導出することであって、前記重みは、前記ＭＩＭＯチャネルの周波数応答を反転させるのに用いられることと、
    前記特異値の行列に基づいて複数のスケーリング値を導出することであって、前記スケーリング値は、前記ＭＩＭＯチャネルの固有モードのための送信電力を調節するために使用されることと、
    前記固有ベクトルからなる行列、前記複数のスケーリング値、及び前記重みに基づいて、パルス形成行列を導出することと、
    前記変調シンボルからなる複数のストリームを、前記パルス形成行列に基づいて予め調整して、前記ＭＩＭＯチャネルを介した伝送のために、予め調整されたシンボルからなる複数のストリームを供給することとを備える、方法。
20. 特定の処理スキームに従ってデータを処理して、変調シンボルからなる複数のストリームを供給し、
    ＭＩＭＯチャネルの推定応答に基づいてパルス形成行列を導出するとともに、特異値の複数の行列に基づいて複数の送信電力スケーリング値を導出し、
    前記変調シンボルからなる複数のストリームを、前記パルス形成行列に基づいて予め調整して、前記ＭＩＭＯチャネルを介した伝送のために、予め調整されたシンボルからなる複数のストリームを供給する、
    ように、デジタル情報を解釈することができるデジタル信号処理素子（ＤＳＰＤ）と通信可能に結合されたメモリ。
21. 多入力多出力（ＭＩＭＯ）通信システムにおいて、ＭＩＭＯチャネルを介して受信したデータ伝送を処理する方法であって、
    前記ＭＩＭＯチャネルのための推定チャネル応答行列を得ることと、
    前記推定チャネル応答行列を分解して、固有ベクトルからなる複数の行列を得ることと、
    前記固有ベクトルからなる行列に基づいて、パルス形成行列を導出することと、
    前記パルス形成行列に基づいて、受信シンボルからなる複数のストリームを調整して、データ伝送のために送信された変調シンボルの推定であるリカバーされたシンボルからなる複数のストリームを供給することであって、前記変調シンボルは、前記ＭＩＭＯチャネルを介した伝送の前に、前記ＭＩＭＯチャネルのための送信電力を調節するために使用される複数のスケーリング値にもとづいて送信機において予め調整され、前記複数のスケーリング値は、特異値の複数の行列に基づくことと、
    １つ以上の復調スキームに従って、前記複数のリカバーされたシンボルストリームを復調して、複数の復調されたデータストリームを供給することと、
    １つまたそれ以上の復号スキームに従って、前記複数の復調されたデータストリームを復号して、復号されたデータを供給することとを備える、方法。
22. データ伝送に用いられる多入力多出力（ＭＩＭＯ）チャネルのための推定チャネル応答行列を得て、
    前記推定チャネル応答行列を分解して、固有ベクトルからなる複数の行列を得て、
    前記固有ベクトルからなる行列に基づいてパルス形成行列を導出し、
    前記パルス形成行列に基づいて、受信シンボルの複数のストリームを調整して、データ伝送のために伝送された変調シンボルの推定値であるリカバーされたシンボルからなる複数のストリームを供給する、
    ようにデジタル情報を解釈することができるデジタル信号処理装置（ＤＳＰＤ）に通信可能に接続されたメモリであって、
    前記変調シンボルは、前記ＭＩＭＯチャネルを介した伝送の前に、前記ＭＩＭＯチャネルのための送信電力を調節するために使用される複数のスケーリング値に基づいて、送信機において予め調整され、前記複数のスケーリング値は、特異値の複数の行列に基づく、メモリ。
23. 下記を具備する、多入力多出力（ＭＩＭＯ）通信システムにおける送信機ユニット：
    特定の処理スキームに従ってデータを処理し、変調シンボルの複数のストリームを供給するように機能的に作用する送信（ＴＸ）データプロセッサ、
    ＭＩＭＯチャネルの推定応答に基づいて、パルス形成行列を導出し、前記パルス形成行列および前記ＭＩＭＯチャネルのための送信電力を調節するために使用される複数のスケーリング値であって特異値の複数の行列に基づく複数のスケーリング値に基づいて、前記複数の変調シンボルストリームを予め調整し、前記ＭＩＭＯチャネルを介した伝送のための予め調整されたシンボルからなる複数のストリームを供給するように機能的に作用するＴＸ ＭＩＭＯプロセッサ。
24. 前記ＴＸ ＭＩＭＯプロセッサはさらに、前記ＭＩＭＯチャネルのための推定チャネル応答行列に基づいて、複数の重みを導出するように機能的に作用し、前記重みは、前記ＭＩＭＯチャネルの周波数応答を反転させるのに用いられ、前記パルス形成行列は、前記重みに一部基づいて導出される、請求項２３に記載の送信機ユニット。
25. 前記ＴＸ ＭＩＭＯプロセッサはさらに、前記推定チャネル応答行列を分解して、固有ベクトルからなる複数の行列及び特異値からなる前記複数の行列を得るように機能的に作用し、前記重みは前記特異値からなる行列に基づいて導出され、前記パルス形成行列はさらに、前記固有ベクトルからなる行列に基づいて導出される、請求項２４に記載の送信機ユニット。
26. 前記ＭＩＭＯチャネルは複数の固有モードを有し、前記複数のスケーリング値は、前記ＭＩＭＯチャネルの前記複数の固有モードのための送信電力を調節するのに用いられる、請求項２４に記載の送信機ユニット。
27. 前記スケーリング値は、特異値からなる前記複数の行列に対する注水解析に基づいて導出される、請求項２６に記載の送信機ユニット。
28. 多入力多出力（ＭＩＭＯ）通信システムにおける装置であって、
    特定の処理スキームに従ってデータを処理して、変調シンボルの複数のストリームを供給する手段と、
    ＭＩＭＯチャネルの推定応答と、前記ＭＩＭＯチャネルのための送信電力を調節するために使用される複数のスケーリング値であって、特異値の複数の行列に基づく複数のスケーリング値に基づいて、パルス形成行列を導出する手段と、
    前記パルス形成行列に基づいて、前記複数の変調シンボルストリームを予め調整して、前記ＭＩＭＯチャネルを介した伝送のための予め調整されたシンボルからなる複数のストリームを供給する手段と、
    を備える、装置。
29. 特定の処理スキームに従ってデータを処理して、変調シンボルの複数のストリームを供給する手段と、
    多入力多出力（ＭＩＭＯ）チャネルの推定応答と、前記ＭＩＭＯチャネルのための送信電力を調節するために使用される複数のスケーリング値であって特異値の複数の行列に基づく複数のスケーリング値に基づいて、パルス形成行列を導出する手段と、
    前記パルス形成行列に基づいて、前記複数の変調シンボルストリームを予め調整して、前記ＭＩＭＯチャネルを介した伝送のための予め調整されたシンボルからなる複数のストリームを供給する手段と、
    を備える、デジタル信号プロセッサ。
30. コンピュータに以下のステップを実行させるように命令するプログラムを記憶するコンピュータ読み取り可能記憶媒体：
    特定の処理スキームに従ってデータを処理し変調シンボルの複数のストリームを供給する；
    ＭＩＭＯチャネルの推定された応答と、前記ＭＩＭＯチャネルのための送信電力を調節するために使用される複数のスケーリング値であって特異値の複数の行列に基づく複数のスケーリング値に基づいてパルス形成行列を導出する；
    前記パルス形成行列に基づいて前記複数の変調シンボルストリームをあらかじめ調整し前記ＭＩＭＯチャネルを介した伝送のためにあらかじめ調整されたシンボルの複数のストリームを供給する。

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