CN1675873A - Mimo系统的信道本征模式分解和信道反转的信号处理 - Google Patents

Abstract

在发射机和接收机处处理数据传输的一些技术使用信道本征分解、信道反转和(可任选地)“灌水”。在发射机处，(1)实现信道本征分解以确定MIMO信道的本征模式并导出第一操纵向量集合，(2)实现信道求逆以导出用于最小化ISI失真的加权(例如对于每个本征模式一个集合)，以及(3)可以实现灌水以导出指示分配给本征模式的发射功率的比例缩放值。操纵向量、加权和比例缩放值的第一集合用于导出脉冲成形矩阵，它用于在传输前对调制码元进行预调整。在接收机处，实现信道本征分解以导出操纵向量的第二集合，它被用于导出脉冲成形矩阵，所述矩阵用于对接收到的码元调整以恢复正交码元流。

Description

MIMO系统的信道本征模式分解和信道反转的信号处理

背景

领域

本发明一般涉及数据通信，尤其涉及一些技术，用于为多输入多输出(MIMO)通信系统实现带有信道本征模式分解和信道反转的信号处理。

背景

多输入多输出(MIMO)通信系统使用多个(N_T)发射天线和多个(N_R)接收天线进行数据传输。由N_T个发射天线和N_R个接收天线形成的MIMO信道可能被分解为N_S个独立信道，其中N_S≤min{N_T，N_R}。N_S个独立信道的每个还被称为MIMO信道的空间子信道，并对应一维。如果使用由多个发射和接收天线建立的附加维数，则MIMO系统能提供改善的性能(例如增加的传输容量)。

宽带MIMO系统的空间子信道在其带宽上经历不同的信道条件(例如不同的衰落和多径效应)。每个空间子信道因此可能经历频率选择性衰落，其特征是在总系统带宽上不同频率处(即不同频率区段或子带)有不同的信道增益。在有频率选择性衰落情况下，每个空间子信道对于不同的频率区段获得不同的信号对噪声加干扰比(SNR)。所以，对于特定性能水平(例如1％的分组差错率)，在每个空间子信道的不同频率区段处可以发送的每调制码元的信息比特数(即数据速率)在每个区段处不同。而且，由于信道条件随着时间改变，空间子信道的区段支持的数据速率也随着时间改变。

为了对抗宽带信道中的频率选择衰落，可以使用正交频分多路复用(OFDM)以有效地将系统带宽分成多个(N_F)子带(这可以被称为频率区段或子信道)。在OFDM内，每个频率子信道与相应的子载波相关联，在子载波上调制数据。对于使用OFDM的MIMO系统(即MIMO-OFDM系统，每个空间子信道的每个频率子信道)可以被视为独立的传输信道。

编码的通信系统内的关键挑战在于基于信道条件选择合适的数据速率和编码以及调制方案以用于数据传输。该选择过程的目标是最大化吞吐量，而同时符合质量目标，该目标可以通过特定帧差错率(FER)、一定等待时间准则等而经定量化。

一种直接的选择数据速率和编码以及调制方案的技术是根据每个空间子信道的传输能力“比特加载”MIMO-OFDM系统中的每个传输信道其频率区段，其中传输能力可以通过信道的短期平均SNR而经量化。然而，该技术有几个重要缺点。首先，为每个传输信道的单独编码和调制大大增加了在发射机和接收机处的处理复杂性。第二，为每个传输信道单独编码大大增加了编码和解码延时。第三，需要高反馈速率以发送指示每个区段的信道条件(例如增益、相位和SNR)的信道状态信息(CSI)。

对于MIMO系统，发射功率是可以被操控以最大化吞吐量的另一参数。一般，MIMO系统的总吞吐量可以通过向带有更高传输能力的传输信分配更多发射功率而增加。然而，向给定空间子信道的不同频率区段分配不同量的发射功率会恶化空间子信道的频率选择特性。众知的频率选择性衰落会引起码间串扰(ISI)，该现象是接收信号内每个码元对于接收到信号内的相继码元引起失真。ISI失真由于影响了正确检测接收到码元而恶化了性能。为了缓解ISI的恶化影响，需要在接收机处实现对接收到码元的均衡。因此，频域功率分配的主要缺点是在接收机处为了对抗产生的附加ISI失真的附加复杂性。

因此在本领域内需要一种在MIMO系统内获得高总吞吐量的技术，而不需要单独对每个传输信道编码且可以缓解ISI的恶化效应。

概述

在此提供一些技术用于处理MIMO系统的发射机和接收机处的数据传输，以获得高性能(例如高总吞吐量)。在一方面，在此提供一种时域实现，它使用频域信道本征分解、信道反转以及(可任选的)“灌水”结果以为发射机和接收机导出脉冲成形和波束操纵解。

在发射机处实现信道本征分解以确定MIMO信道的本征模式(即空间子信道)，并获得第一操纵向量集合，被用于在MIMO信道上传输前对调制码元预调整。可以基于估计的信道响应矩阵实现信道本征分解，该矩阵是MIMO信道的(时域或频域)信道响应的估计。还在接收机处实现信道本征分解以获得第二操纵向量集合，被用于对接收码元调整，以在接收机处恢复正交码元流。

在发射机处实现信道反转以导出加权，这可以用于最小化或减少接收机处ISI失真量。特别是，可以为每个用于数据传输的本征模式实现信道反转。可以基于对MIMO信道的估计的信道响应矩阵为每个本征模式导出一个加权集合，且该集合用于对本征模式的频率响应反转。

(可任选地)可以使用灌水分析以更优地将总可用发射功率分配给MIMO信道的本征模式。特别是，带有更大传输能力的本征模式可以被分配以更多的发射功率，且可以忽略而不使用传输能力低于特定阀值的本征模式(例如通过向这些较差本征模式分配零发射功率)。分配给每个本征模式的发射功率然后确定了数据速率且可能确定了要用于该本征模式的编码和调制方案。

在发射机处，开始时根据特定处理方案处理(例如编码和调制)数据以提供多个调制码元流(例如每个本征模式一个调制码元流)。获得MIMO信道估计的信道响应矩阵(例如从接收机获得)并对其分解(例如在频域内使用信道本征分解)以获得右本征向量矩阵集合以及奇异值矩阵集合。然后基于奇异值矩阵导出多个加权集合，每个加权集合用于反转用于数据传输的相应本征模式的频率响应。还可以基于奇异值矩阵实现灌水分析以获得指示分配给本征模式的发射功率的比例缩放值集合。然后基于右本征向量矩阵、加权和比例缩放值(如果可用)为发射机导出脉冲成形矩阵。脉冲成形矩阵包括操纵向量，它们被用于对调制码元流预调整以获得在MIMO信道上发送的经预调整码元流。

在接收机处，还获得估计的信道响应矩阵(例如基于来自发射机发送的导频码元)并将其分解以获得左本征向量矩阵集合。接收机的脉冲成形矩阵然后基于左本征向量矩阵而导出并用于调整多个接收到码元流以获得多个恢复的码元流。恢复的码元流然后被进一步处理(例如经解调和解码)以恢复发送的数据。

本发明的各个方面和实施例在以下详细描述。本发明还提供可以实现本发明的各个方面、实施例和特征的方法、数字信号处理器、发射机和接收机单元以及其他装置和元件，如以下将详细描述。

附图的简要说明

通过下面提出的结合附图的详细描述，本发明的特征、性质和优点将变得更加明显，附图中相同的符号具有相同的标识，其中：

图1是MIMO系统内的发射机系统和接收机系统实施例框图；

图2是发射机系统内发射机单元框图；

图3A和3B是图形说明用于对MIMO信道的每个本征模式的频率响应反转的加权导出；

图4是用于将总可用发射功率分配给MIMO信道本征模式的过程流图；

图5A和5B是图形说明在示例MIMO系统中将总发射功率分配给三个本征模式的图例；

图6是在发射机单元处信号处理实施例流图；

图7是接收机系统内接收机单元框图；以及

图8是接收机单元处信号处理实施例流图。

详细描述

在此描述的在发射机和接收机处处理数据传输的技术可以用于各种无线通信系统。为了清楚，本发明的各个方面和实施例特别为多输入多输出(MIMO)通信系统描述。

多输入多输出(MIMO)通信系统使用多个(N_T)发射天线和多个(N_R)接收天线进行数据传输。由N_T个发射天线和N_R个接收天线形成的MIMO信道可能被分解为N_S个独立信道，其中N_S≤min{N_T，N_R}。N_S个独立信道的每个还被称为MIMO信道的空间子信道。空间子信道的数目由MIMO信道的本征模式数目确定，这接着取决于描述N_T个发射天线和N_R个接收天线间响应的信道响应矩阵。

图1是发射机系统110和接收机系统150的实施例框图，它们能实现在此描述的各个信号处理技术。

在发射机系统110处，从数据源112向发射(TX)数据处理器114提供话务数据，该处理器基于一个或多个编码方案对话务数据进行格式化、编码和交织以提供经编码的数据。经编码的话务数据然后在要发送的所有数据流或其子集内与导频数据使用例如时分多址(TDM)或码分多址(CDM)方式经多路复用。导频数据一般是以已知方式处理的已知数据模式，如果有。多路复用的导频和编码后话务数据经交织且然后基于一个或多个调制方案经调制(即码元映射)以提供调制码元。在一实施例中，TX数据处理器114为用于数据传输的每个空间子信道提供一个调制码元流。每个调制码元流的数据速率、编码、交织和调制可以由控制器130提供的控制确定。

调制码元然后被提供给TX MIMO处理器120并经进一步处理。在特定实施例中，TX MIMO处理器120的处理包括(1)为MIMO信道确定估计的信道频率响应矩阵，(2)将该矩阵分集以确定MIMO信道的本征模式并为发射机导出“操纵”向量集合，对于每个空间子信道上要发送的调制码元流一个向量，(3)基于操纵向量和加权矩阵导出发射空时脉冲成形矩阵，所述加权矩阵指示分配给本征模式的频率区段的发射功率，以及(4)用脉冲成形矩阵对调制码元进行预调整以提供经预调整的调制码元。TX MIMO处理器120的处理在以下详细描述。然后向发射机(TMTR)122a到122t提供直到N_T个预调整的码元流。

每个发射机122将相应的经预调整的码元流转换成一个或多个模拟信号并将模拟信号进一步调整(例如放大、滤波和上变频)以生成适合于在MIMO信道上传输的已调信号。来自每个发射机122的已调信号然后通过相应的天线124发送到接收机系统。

在接收机系统150处，发送的已调信号由N_R个天线152a到152r接收，且来自每个天线152的接收到信号被提供给相应的接收机(RCVR)154。每个接收机154对接收到信号调整(例如滤波、放大和下变频)，对经调整的信号数字化以提供采样流，且进一步处理采样流以提供接收到的码元流。RX MIMO处理器160然后接收并处理N_R个接收到的码元流以提供N_T个恢复的码元流，它们是从发射机系统发送的调制码元的估计。在一实施例中，RX MIMO处理器160的处理可以包括(1)为MIMO信道确定估计的信道频率响应矩阵，(2)将该矩阵分解以为接收机导出操纵向量集合，(3)基于操纵向量导出接收空时脉冲成形矩阵，以及(4)用脉冲成形矩阵对接收到的码元调整以提供恢复的码元。RX MIMO处理器160的处理在以下将详述。

接收(RX)数据处理器162然后对恢复的码元解调、解交织以及解码以提供解码后的数据，它是发送的话务数据的估计。RX MIMO处理器160和RX数据处理器162的处理分别与发射机系统110处的TX MIMO处理器120和TX数据处理器114实现的处理互补。

RX MIMO处理器160可以进一步为MIMO信道导出信道脉冲响应，为空间子信道导出接收的噪声功率和/或信号对噪和干扰比(SNR)等。RX MIMO处理器160然后将这些量提供给控制器170。RX数据处理器162还可以提供每个接收的分组或帧的状态、指示解码后结果的一个或多个其他性能度量以及可能的其他信息。控制器170然后导出信道状态信息(CSI)，这可以包括从RX MIMO处理器160和RX数据处理器162接收到的所有或一些信息。CSI由TX数据处理器178处理，由调制器180调制并由发射机154a到154r调整，且送回到发射机系统110。

在发射机系统110处，来自接收机系统150的已调信号由天线124接收，由接收机122调整并由解调器140解调以恢复接收机系统发送的CSI。CSI然后被提供给控制器130并用于为TX数据处理器114和TX MIMO处理器120生成各种控制。

控制器130和170分别引导在发射机和接收机系统处的操作。存储器132和172相应地为控制器130和170使用的程序代码和数据提供存储。

在此提供一些技术用于通过时域实现获得高性能(例如高总系统吞吐量)，该时域实现使用频域信道本征分解、信道反转以及(可任选地)灌水结果以为发射机和接收机导出时域脉冲成形和波束操纵解。

在发射机处实现信道本征分解以确定MIMO信道的本征模式并导出第一操纵向量集合，它被用于对调制码元预调整。还可以在接收机处实现信道本征分解以导出第二操纵向量集合，它被用于对接收到的码元调整，以在接收机处恢复正交码元流。在发射机处的预调整和接收机处的调整正交化在MIMO信道上发送的码元流。

在发射机处实现信道反转以平缓用于数据传输的每个本征模式(或空间子信道)的频率响应。如上所述，频率选择性衰落会引起码间串扰(ISI)，这会由影响在接收机处正确检测接收到码元而恶化性能。一般，频率选择性衰落可以在接收机处通过对接收到的码元流实现均衡而得到补偿。然而，均衡增加了接收机处理的复杂性。本发明的技术中，在发射机处实现信道反转以考虑频率选择性衰落并缓解在接收机处均衡的需要。

灌水(即注水)分析用于更优地将MIMO系统内可用的总发射功率分配给本征模式，以获得高性能。分配给每个本征模式的发射功率然后可以确定数据速率和用于本征模式的编码和调制方案。

这些各种处理技术在以下详细描述。

在此描述的技术提供几种潜在优势。首先，在有时域本征模式分解情况下，带有不同SNR的最大本征模式数由min(N_T，N_R)给出。如果一个独立数据流在每个本征模式上被发送且每个数据流被独立处理，则最大不同编码/调制方案数也由min(N_T，N_R)给出。还可能使得数据流的接收到SNR基本相同，从而进一步简化编码/调制。在此描述的技术因此可以通过避免接近MIMO-OFDM系统内信道容量需要的每区段比特分配而大大简化数据传输的编码/调制，所述分配使用频域灌水。

第二，发射机处的信道反转导致在接收机处不需要均衡的恢复码元流。这可以减少接收机处理的复杂度。相比之下，其他宽带时域技术一般需要复杂的空时均衡以恢复码元流。

第三，在此描述的时域信令技术可以更容易地整合各种CDMA标准的信道/导频结构，这还基于时域信令。信道/导频结构的实现在实现频域信令的基于OFDM的系统内还可能更复杂。

图2是发射机单元200实施例框图，它能实现在此描述的各种处理技术。发射机单元200是图1内发射机系统110的发射机部分实施例。发射机单元200包括(1)TX数据处理器114a，它接收并处理话务和导频数据以提供N_T个调制码元流以及(2)TX MIMO处理器120a，它对调制码元流预调整以提供N_T个预调整的码元流。TX数据处理器114a和TX MIMO处理器120a是图1内相应的TX数据处理器114和TX MIMO处理器120的一实施例。

在图2示出的特定实施例内，TX数据处理器114a包括编码器212、信道交织器214以及码元映射元件216。编码器212接收并根据一个或多个编码方案对话务数据编码(即信息比特d_i)以提供编码后的比特。编码增加了数据传输的可靠性。在一实施例中，分开的编码方案可以用于每个选用于数据传输的本征模式(即空间子信道)的信息比特。在其他实施例中，可以为每个空间子信道的子集使用分开编码方案或可以为所有空间子信道使用公共编码方案。使用的编码方案由来自控制器130的控制确定，且可以基于从接收机系统接收到的CSI选定。每个选定编码方案可以包括循环冗余校验(CRC)、卷积编码、Turbo编码、分组编码以及其他编码的组合或没有任何编码。

信道交织器214基于一个或多个交织方案对编码后的比特交织。一般，每个选定的编码方案与对应的交织方案相关。交织为编码后比特提供时间分集，使得数据基于用于数据传输的每个空间子信道的平均SNR而被发送，抗衰落且进一步移去形成每个调制码元的编码比特间的相关性。

码元映射元件216然后接收并将交织后的数据与导频数据多路复用，并根据一个或多个调制方案进一步映射经多路复用的数据以提供调制码元。可以为选用的每个空间子信道或为每个空间子信道子集使用分开的调制方案。或者，可以为所有选定的空间子信道使用公共调制方案。

每个空间子信道的码元映射可以通过将比特集合组合形成数据码元(每个可能是非二进制值)而获得，并将每个数据码元映射到对应为该空间子信道选用的调制方案的信道星座图上一点。选定的调制方案可以是QPSK、M-PSK、M-QAM或一些其他方案。每个映射后的信道点是一复数值且对应于一调制码元。码元映射元件216为每个码元周期提供调制码元向量，每个向量内的调制码元数对应为该码元周期选用的空间子信道数目。码元映射元件216因此提供多达N_T个调制码元流。这些流一起形成了向量序列，还被称为调制码元向量 s(n)，每个该种向量包括多达N_S个调制码元为第n个码元周期在多达N_S个空间子信道上发送。

在TX MIMO处理器120a内，估计MIMO信道响应并用于在发送到接收机系统前对调制码元预调整。在频分多址(FDD)系统内，下行链路和上行链路被分配以不同的频带，且下行链路和上行链路的信道响应可能没有充分相关度。对于FDD系统，可以在接收机处估计信道响应并被发送回发射机。在时分多址(TDD)系统内，下行链路和上行链路以时分多路复用方式共享相同的频带，且可能在下行链路和上行链路信道响应间存在高度相关性。对于TDD系统，发射机系统可能估计上行链路信道响应(例如基于在上行链路上接收机系统发送的导频)，且可能通过考虑诸如发射和接收天线阵列簇间的差异导出下行链路信道响应。在一实施例中，信道响应作为时域采样的N_T×N_R矩阵

被提供给TX MIMO处理器120a。该矩阵序列一起被称为信道冲击响应矩阵

估计的信道冲击响应矩阵

的第(i，j)个元素 h _i，j(i＝(1，2，...，N_R)，j＝(1，2，...，N_T))是采样序列，它表示从第j个发射天线到第i个接收天线的传播路径的采样冲击响应。在TX MIMO处理器120a内，快速傅立叶变换器222接收估计的信道冲击响应矩阵

(例如从接收机系统接收)并通过对矩阵 实现快速傅立叶变换而导出对应的经估计的信道频率响应矩阵

(即 $\underset{\‾}{\overset{^}{\underset{\‾}{H}}}=\mathrm{FFT}\underset{\‾}{\overset{^}{\underset{\‾}{H}}}).$ 这可以通过对

的每个元素实现N_F个采样的序列的N_F点FFT以为

的对应元素导出N_F个系数集合而得到，其中N_F对应FFT的频率区段数目(即FFT的长度)。

的N_R·N_T个元素因此是N_R·N_T个系数集合，表示N_T个发射天线和N_R个接收天线间的传播路径的频率响应。

的每个元素是 的对应元素的FFT。估计的信道频率响应矩阵

还可以被视作包括N_F个矩阵 k＝(1，2，...，N_F-1)的集合。

信道的本征分解

单元224实现用于数据传输的MIMO信道的本征分解。在一用于实现信道本征分解的实施例中，单元224计算估计的频率响应矩阵

的奇异值分解(SVD)。在一实施例中，对每个矩阵 实现奇异值分解，其中k＝(1，2，...，N_F-1)。对于频率区段k(即频率f_k)的矩阵

的奇异值分解可以被表示为：

$\underset{\‾}{\overset{^}{H}}\left(k\right)=\underset{\‾}{U}\left(k\right)\underset{\‾}{\mathrm{\Λ}}\left(k\right){\underset{\‾}{V}}^H\left(k\right),---\mathrm{Eq}\left(1\right)$

U(k)是N_R×N_R单位矩阵(即 U ^H U＝ I，其中 I是单位矩阵，对角线为一，其余为零)：

Λ(k)是

奇异值的N_R×N_T对角线矩阵；以及

V(k)是N_T×N_T单位矩阵。

对角矩阵 Λ(k)包含沿着对角线的非负实值(即 $\mathrm{\Λ}\left(k\right)=\mathrm{diag}({\mathrm{\λ}}_1\left(k\right),{\mathrm{\λ}}_2\left(k\right),...,{\mathrm{\λ}}_{N_T}\left(k\right)))$ 且其余为零。λ_i(k)(i＝(1，2，...，N_T))被称为 的奇异值。奇异值分解是领域内众知的矩阵操作，且在各种参考内描述。一种该种参考是Gilbert Strang所著的“Linear Algebra and Its Applications”一书，第二版，Academic Press，1980，在此引入作为参考。

奇异值分解的结果是三个N_F矩阵集合，

和

其中 $\underset{\‾}{\underset{\‾}{U}}=[\underset{\‾}{U}\left(0\right)...\underset{\‾}{U}\left(k\right)...\underset{\‾}{U}(N_F-1)]$ 等。对于每个k值， U(k)是

的左本征矩阵的N_R×N_R单位矩阵， V(k)是 的右本征矩阵的N_T×N_T单位矩阵，且 Λ(k)是 的奇异值的N_R×N_T对角矩阵。

在另一用于实现信道本征分解的实施例中，单元224首先获得方阵 R(k)， $\underset{\‾}{R}\left(k\right)={\underset{\‾}{\overset{^}{H}}}^H\left(k\right)\underset{\‾}{\overset{^}{H}}\left(k\right).$ 方阵 R(k)的本征值是矩阵 的奇异值的平方，且 R(k)的本征向量是

的右本征向量，即 V(k)。 R(k)分解后获得本征值和本征向量是领域内众知的，在此不做描述。同样，另一方阵 R′(k)可以是 $\underset{\‾}{R}\′\left(k\right)=\underset{\‾}{\overset{^}{H}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{^}{H}}}^H\left(k\right).$ 该方阵 R′(k)的本征值也是 的奇异值的平方，且 R′(k)的本征向量是

的左本征向量，即 U(k)。

信道本征分解用于将MIMO信道分解成频率f_k处的本征模式，对于每个k值，k＝(1，2，...，N_F-1)。

的秩r(k)对应于在频率f_k处的MIMO信道的本征模式数量，这对应在频率区段k内可用的独立信道数(即空间子信道数)。

如以下将详细描述的， V(k)的列是与在发射机处为调制码元向量 s(n)的元素使用的频率f_k相关联的操纵向量。对应地， U(k)的列是与在接收机处为接收到的码元向量 r(n)的元素使用的频率f_k相关联的操纵向量。矩阵 U(k)和V(k)(k＝(1，2，...，N_F-1))用于正交化在每个频率f_k处的本征模式上发送的码元流。当或在时域或在频域内这些矩阵被用于对在发射机处的调制码元流预调整并对接收机处的接收到码元流调整时，结果是码元流的总体正交化。这会使得能对每本征模式(相对于每区段)进行分离编码/调制，这可以大大简化在发射机和接收机处的处理。

沿着 Λ(k)的对角线元素是λ_ii(k)(i＝(1，2，...，r(k))，其中r(k)是 的秩。

U(k)和 V(k)的列 u _i(k)和 v _i(k)相应地是本征等式的解，这可以表示为：

$\underset{\‾}{\overset{^}{H}}\left(k\right){\underset{\‾}{v}}_i\left(k\right)={\mathrm{\λ}}_{\mathrm{ii}}{\underset{\‾}{u}}_i\left(k\right).---\mathrm{Eq}\left(2\right)$

三个矩阵集合 U(k)、 Λ(k)和 V(k)(k＝(1，2，...，N_F-1))，可以以两种形式提供-“排序”形式和“随机排序”形式。排序形式中，每个矩阵 Λ(k)的对角线元素按降序排列，即λ₁₁(k)≥λ₂₂(k)≥...λ_rr(k)，且其本征向量在 U(k)和 V(k)内按对应顺序安排。排序形式由下标指明，即 U _s(k)、 Λ _s(k)和 V _s(k)，其中k＝(1，2，...，N_F-1)。

随机排序形式中，奇异值和本征向量的排序可以是随机且独立于频率的。随机形式由下标r指明。特定选用形式，排序或随机排序会影响用于数据传输的本征模式的选择以及用于每个选定本征模式的编码和调制方案。

加权计算单元230接收对角矩阵集合

它包含每个频率区段的奇异值集合(即λ₁₁(k)，λ₂₂(k)，...λ_rr(k))。加权计算单元230然后导出加权矩阵集合 其中 $\underset{\‾}{\underset{\‾}{W}}=[\underset{\‾}{W}\left(0\right)...\underset{\‾}{W}\left(k\right)...\underset{\‾}{W}(N_F-1)].$ 加权矩阵被用于对调制码元向量进行比例缩放，或是在时域或是在频域内，如下所述。

加权计算单元230包括信道反转单元232以及(可任选地)灌水分析单元234。信道反转单元232为每个本征模式导出加权集合 w _ii，这被用于对抗本征模式上的频率选择性衰落。灌水分析单元234为MIMO信道的本征模式导出比例缩放值集合 b。信道反转和灌水会在以下详细描述。

信道反转

图3A是图形说明用于对每个本征模式的频率响应实行反转的加权集合 w _ii的导出。对角线矩阵 Λ(k)集合(k＝(1，2，...，N_F-1))示出沿着表示频率维数的轴310按顺序安排。每个矩阵 Λ(k)的奇异值λ_ii(k)(i＝(1，2，...，N_S))位于矩阵对角线上。轴312因此可以被视为表示空间维数。MIMO信道的每个本征模式与元素集合{λ_ii(k)}相关联，k＝(1，2，...，N_F-1)，它指示该本征模式的频率响应。每个本征模式的元素{λ_ii(k)}的集合由沿着虚线314的阴影区示出。对于每个经历频率选择性衰落的本征模式，本征模式的元素{λ_ii(k)}可以对于不同k值不同。

由于频率选择性衰落引起ISI，ISI的恶化效应可以通过“反转”每个本征模式而缓解，使其在接收机处随频率显得平坦。信道反转可以通过为每个本征模式导出加权集合{w_ii(k)}(k＝(1，2，...，N_F-1))而获得，使得加权和对应本征值的积(即对角线元素的平方)对于所有k值大致恒定，这可以表示为 $w_{\mathrm{ii}}\left(k\right)\·{\mathrm{\λ}}_{\mathrm{ii}}^2\left(k\right)=a_i,k=(1,2,...,N_F-1).$

对于本征模式i，N_F个频率区段的加权集合 w _ii＝[w_ii(0)...w_ii(k)...w_ii(N_F-1)]^T用于反转信道，可以推导为：

$w_{\mathrm{ii}}\left(k\right)=\frac{a_i}{{\mathrm{\λ}}_{\mathrm{ii}}^2\left(k\right)},\mathrm{fork}=(\mathrm{0,1},...,N_F-1),---\mathrm{Eq}\left(3\right)$

其中a_i是标准化因子，可以表示为：

$a_i=\frac{\underset{k=0}{\overset{N_F-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\λ}}_{\mathrm{ii}}^2\left(k\right)}{\underset{k=0}{\overset{N_F-1}{\mathrm{\Σ}}}\frac{1}{{\mathrm{\λ}}_{\mathrm{ii}}^2\left(k\right)}}.---\mathrm{Eq}\left(4\right)$

如等式(4)示出，基于本征值集合(即平方的奇异值){λ_ii ²(k)}(k＝(1，2，...，N_F-1))为每个本征模式确定标准化因子a_i。标准化因子a_i被定义为得 $\underset{k=0}{\overset{N_F-1}{\mathrm{\Σ}}}{w}_{\mathrm{ii}}\left(k\right)=\underset{k=0}{\overset{N_F-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\λ}}_{\mathrm{ii}}^2\left(k\right).$

图3B是图形化说明给定本征模式的加权集合和该本征模式的本征值集合之间的关系。对于本征模式i，每个频率区段的加权w_ii(k)与该区段的本征值λ_ii ²(k)反相关，如等式(3)示出。为了平坦化空间子信道并最小化或减少ISI，不期望选择性地去除任何频率区段上的发射功率。在本征模式上传输之前，或在频域或在时域，每个本征模式的N_F个加权集合被用于对调制码元 s(n)进行比例缩放。

对于排序形式，每个矩阵 Λ(k)的奇异值λ_ii(k)(i＝(1，2，...，N_S))的排序使得Λ(k)带有较小索引的对角元素一般较大。本征模式0(这通常被称为主本征模式)会与N_F个对角矩阵 Λ(k)的每个内最大奇异值相关联，本征模式1然后会与N_F个对角矩阵的每个内的第二最大奇异值相关联等。因此，即使在每个本征模式的所有N_F个频率区段上实现信道反转，带有较低索引的本征模式不可能有过多较差的区段(如果有)。因此，至少对于较低索引的本征模式，不为较差区段使用过度发射功率。

信道反转可以以各种方式实现以反转MIMO信道，且这在本发明的范围内。在一实施例中，为每个选用的本征模式实现信道反转。在另一实施例中，可以为一些本征模式而不是其他实现信道反转。例如，可以为每个被确定导致过度ISI的本征模式实现信道反转。信道反转还可以为一些或所有选用的本征模式动态地实现，例如当MIMO信道被确定是频率选择性时(例如基于一些预定的准则)。

信道反转在美国专利申请序列号09/860274、09/881610以及09/892379内详细描述，分别提交于2001年5月17日，2001年6月14日以及2001年6月26日，所有均题为“Method and Apparatus for Processing Data forTransmission in a Multi-Channel Communication System Using SelectiveChannel Inversion”，被转让给本发明受让人并在此引入作为参考。

灌水

在一实施例中，在空间维数上实现灌水分析，使得更多的发射功率被分配给带有更佳传输能力的本征模式。灌水功率分配类似于将固定量的水灌入有不规则底部的容器，其中每个本征模式对应容器底部的一个点，且在任何给定点的底部高度对应于该本征模式相关的SNR的倒数。较低的高度因此对应高的SNR，相反较高的高度对应低的SNR。总可用发射功率P_total然后被“注入”该容器，使得容器内的较低点(即较高SNR)首先被注满，然后注满较高点(即较低SNR)。常数P_set指示在所有可用的发射功率被注入后的水平面。该常数可以基于各个系统参数经初始估计。发射功率分布取决于总可用发射功率以及容器在底部上的深度，且在水面高度以上的点未经注入(即SNR低于一特定阀值的本征模式不用于数据传输)。

在一实施例中，不在频域维数上实现灌水，因为这会恶化上述信道本征模式分解引起的本征模式频率选择性。可以实现灌水使得所有的本征模式都用于数据传输，或只使用本征模式的一子集(丢弃较差的本征模式)。可以示出在本征模式上的灌水当与带有按降序排序的奇异值的信道反转一起使用时，可以提供接近最优的性能且缓解接收机处对均衡的需要。

灌水可以通过灌水分析单元234实现如下。开始时，每个本征模式内的总功率可以被确定为：

$P_{i,\mathrm{\λ}}=\underset{k=0}{\overset{N_F-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\λ}}_{\mathrm{ii}}^2\left(k\right).---\mathrm{Eq}\left(5\right)$

每个本征模式的SNR可以被确定为：

${\mathrm{SNR}}_i=\frac{P_{i,\mathrm{\λ}}}{{\mathrm{\σ}}^2},---\mathrm{Eq}\left(6\right)$

其中σ²是接收到的噪声方差，这可以被表示为接收到的噪声功率N₀。接收到的噪声功率对应在接收机处恢复的码元的噪声功率，且是接收机可以作为报告的CSI的部分向发射机提供的参数。

要分配给每个本征模式的发射功率P_i可以被确定为：

$P_i=\max [(P_{\mathrm{set}}-\frac{1}{{\mathrm{SNR}}_i}),0],\mathrm{and}---\mathrm{Eq}\left(7a\right)$

$P_{\mathrm{total}}\≥\underset{i=1}{\overset{N_S}{\mathrm{\Σ}}}{P}_i,---\mathrm{Eq}\left(7b\right)$

其中P_set是可以从各个系统参数中导出的常数，且P_total是可用于分配给本征模式的总发射功率。

如等式(7a)内示出，具有充分质量的每个本征模式被分配以发射功率 $(P_{\mathrm{set}}-\frac{1}{{\mathrm{SNR}}_i}).$ 因此获得更佳SNR的本征模式被分配以更多的发射功率。常数P_set确定了分配给较佳本征模式的发射功率量。这然后间接地确定哪些本征模式被选用，因为可用的发射功率有限，且功率分配受到等式(7b)的限制。灌水分析单元234因此接收对角线矩阵集合 以及接收到的噪声功率σ²。矩阵 然后连同接收到的噪声功率一起被用于导出比例缩放值向量 $\underset{\‾}{b}={[b_0...b_1...b_{N_S}]}^T,$ 其中b_i＝P_i(i＝(1，2，...，N_S))。P_i是灌水方程(7a)和(7b)的解。 b内的比例缩放值指示分配给N_S个本征模式的发射功率，其中零个或更多的本征模式可能不分配以发射功率。

图4是处理器400实施例流图，用于将总可用发射功率分配给本征模式集合。处理400是特定的灌水实现，在给定发射机处可用的总发射功率P_total、本征模式总功率集合P_i，λ以及接收到的噪声功率σ²，确定要分配给集合I的本征模式的发射功率P_i(i∈I)。

开始时，用于表示迭代次数的变量n被设定为一(即n＝1)(步骤412)。对于第一迭代，集合I(n)被定义为包括MIMO信道的所有本征模式，或I(n)＝(1，2，...，N_S)(步骤414)。集合I(n)的势(即长度)对于当前迭代可以被确定为L₁(n)＝|I(n)|，其中对于第一次迭代，L₁(n)＝N_S(步骤416)。

接着确定在集合I(n)内的本征模式间分布的总有效功率P_eff(n)(步骤418)。总有效功率被定义为等于总可用发射功率P_total加上集合I(n)内本征模式的SNR倒数之和。这可以表示为：

$P_{\mathrm{eff}}\left(n\right)=P_{\mathrm{total}}+\underset{i\∈I\left(n\right)}{\mathrm{\Σ}}\frac{{\mathrm{\σ}}^2}{P_{i,\mathrm{\λ}}}.---\mathrm{Eq}\left(8\right)$

总可用发射功率然后被分配给集合I(n)内的本征模式。用于迭代通过集合I(n)内本征模式的索引被初始化为一(即i＝1)(步骤420)。要分配给本征模式i的发射功率量然后基于以下被确定(步骤422)：

$P_i\left(n\right)=\frac{P_{\mathrm{eff}}\left(n\right)}{L_1\left(n\right)}-\frac{{\mathrm{\σ}}^2}{P_{i,\mathrm{\λ}}}.---\mathrm{Eq}\left(9\right)$

在步骤422内，集合I(n)内的每个本征模式被分配以发射功率P_i。步骤424和步骤426是将发射功率分配给集合I(n)内的每个本征模式的环路的一部分。

图5A为带有三个本征模式的示例MIMO系统图形说明总有效功率P_eff。每个本征模式具有SNR倒数等于σ²/λ_ii ²，i＝{1，2，3}，这假设标准化发射功率为1.0。发射机处的总可用发射功率为P_total＝P₁+P₂+P₃，且这由图5A内的阴影区表示。总有效功率由图5A内的阴影区和非阴影区表示。

对于灌水，虽然容器底部表面不规则，在顶部的水面保持在整个容器上恒定。同样如图5A示出，在总可用发射功率P_total已经被分配给本征模式之后，最终功率电平在所有本征模式上恒定。该最终功率电平是通过将P_eff(n)除以集合I(n)内的本征模式数目L₁(n)而确定。分配给本征模式i的功率量然后通过从最终功率电平P_eff(n)/L₁(n)中减去该本征模式的SNR倒数σ²/λ_ii ²而确定，如图5A内示出以及等式(9)给出。

图5B示出一种情况，其中灌水功率分配导致一本征模式接收负功率。这发生在当本征模式的SNR倒数在最终功率电平之上时，这可用条件 $(P_{\mathrm{eff}}\left(n\right)/L_1\left(n\right))<\&lang;({\mathrm{\&sigma;}}^2/{\mathrm{\&lambda;}}_{\mathrm{ii}}^2)$ 表示。

回到图4，在功率分配的最后，确定是否有任何本征模式被分配以负功率(即P_i＜0)(步骤428)。如果是，则处理通过从集合I(n)中移去所有被分配以负功率的本征模式而继续(步骤430)。处理然后回到步骤416以在集合I(n)内的剩余本征模式间分配总可用发射功率。处理继续直到集合I(n)内的所有本征模式都被分配以正发射功率时，如步骤428内确定的。不在集合I(n)内的本征模式被分配以零功率。

灌水技术由Robert G.Gallager在“information Theory and ReliableCommunication”，John Wiley and Sons，1968内描述，在此引入作为参考。为实现MIMO系统的基本灌水过程的特定算法在美国专利申请序列号09/978337内有描述，题为“Method and Apparatus for Determining Power Allocationin a MIMO Communication System”，提交于2001年10月15日。灌水还进一步在美国专利申请序列号10/056275内描述，题为“Reallocation of ExcessPower for Full Channel-State Information(CSI)  Multiple-Input，Multiple-Output(MIMO)Systems”，提交于2002年1月23日。这些申请被转让给本发明的受让人，并在此引入作为参考。

如果实现灌水以将总可用发射功率分配给本征模式，则灌水分析单元234为N_S个本征模式提供N_S个比例缩放值集合 $\underset{\&OverBar;}{b}={[b_0...b_1...b_{N_S}]}^T.$ 每个比例缩放值是用于相应本征模式，且用于比例缩放为该本征模式确定的加权集合。

对于本征模式i，加权集合 ${\underset{\&OverBar;}{\overset{^}{w}}}_{\mathrm{ii}}={[{\hat{w}}_{\mathrm{ii}}\left(0\right)...{\hat{w}}_{\mathrm{ii}}\left(k\right)...{\hat{w}}_{\mathrm{ii}}(N_F-1)]}^T,$ 用于反转信道且对本征模式的发射功率进行比例缩放，这可以导出为：

${\hat{w}}_{\mathrm{ii}}\left(k\right)=\frac{a_i{b}_i}{{\mathrm{\&lambda;}}_{\mathrm{ii}}^2\left(k\right)},\mathrm{fork}=(\mathrm{0,1},...,N_F-1),---\mathrm{Eq}\left(10\right)$

其中标准化因子a_i以及比例缩放值b_i如上所述导出。

加权计算单元230提供加权矩阵 集合，这可以使用加权 或

得到。每个加权矩阵 W(k)是对角线矩阵，其对角线元素由上述导出的加权组成。特别是，如果仅实现信道反转，则每个加权矩阵 W(k)，k＝(1，2，...，N_F-1)可以被定义为：

$\underset{\&OverBar;}{W}\left(k\right)=\mathrm{diag}(w_{11}\left(k\right),w_{22}\left(k\right),...,w_{N_S{N}_S}\left(k\right)),---\mathrm{Eq}\left(11a\right)$

其中

导出如等式(3)内示出。且如果实现信道反转和灌水，则每个加权矩阵 W(k)，k＝(1，2，...，N_F-1)被定义为：

$\underset{\&OverBar;}{W}\left(k\right)=\mathrm{diag}({\hat{w}}_{11}\left(k\right),{\hat{w}}_{22}\left(k\right),...,{\hat{w}}_{N_S{N}_S}\left(k\right)),---\mathrm{Eq}\left(11b\right)$

其中 如等式(10)示出的导出。

回到图2，比例缩放器/IFFT 236接收(1)酉矩阵集合

这是

的右本征向量矩阵，以及(2)对所有N_F个频率区段的加权矩阵 集合。比例缩放器/IFFT236然后为发射机基于接收到的矩阵导出空时脉冲成形矩阵P_tx(n)。开始时，计算每个加权矩阵 W(k)的平方根以获得对应矩阵 其元素是 W(k)的元素的平方根。加权矩阵 W(k)的元素(k＝(1，2，...，N_F-1))与本征模式的功率相关。平方根然后将功率转换成等价的信号比例缩放。对于每个频率区段k，计算平方根加权矩阵 和对应酉矩阵 V(k)之积以提供积矩阵 积矩阵

集合(k＝(1，2，...，N_F-1))还表示为

这定义了要应用到调制码元向量 s(n)的最优或接近最优空时成形。

然后计算

的反FFT以为发射机导出空时脉冲成形矩阵 P _tx(n)，这可以表示为：

${\underset{\&OverBar;}{P}}_{\mathrm{tx}}\left(n\right)=\mathrm{IFFT}\left[\underset{\&OverBar;}{\underset{\&OverBar;}{V}}\sqrt{\underset{\&OverBar;}{\underset{\&OverBar;}{W}}}\right].---\mathrm{Eq}\left(12\right)$

脉冲成形矩阵 P _tx(n)是N_T×N_T矩阵。 P _tx(n)的每个元素是N_F个时域值的集合，这可以通过积矩阵 的对应元素值集合的反FFT获得。 P _tx(n)的每列是s(n)对应元素的操纵向量。

卷积器240接收并用脉冲成形矩阵 P _tx(n)对调制码元向量 s(n)预调整以提供发送码元向量 x(n)。在时域内，预调整是卷积操作，且将 P _tx(n)与 s(n)卷积可以表示为：

$\underset{\&OverBar;}{x}\left(n\right)=\underset{t}{\mathrm{\&Sigma;}}{\underset{\&OverBar;}{P}}_{\mathrm{tx}}\left(l\right)\underset{\&OverBar;}{s}(n-l).---\mathrm{Eq}\left(13\right)$

等式(13)内示出的矩阵卷积可以实现如下。为了为时间n导出向量 x(n)的第i个元素x_i(n)，对一定数目的延时索引形成矩阵 P _tx(l)的第i行和向量 s(n-l)的内积(例如0≤l≤(N_F-1))，且结果经累加以导出元素x_i(n)。在每个发射天线上发送的经预调整的码元流(即 x(n)的每个元素即x_i(n))因此作为N_R个调制码元流的加权组合而形成，其加权由 P _tx(n)的合适列确定。过程被重复使得 x(n)的每个元素是从矩阵 P _tx(n)的相应列以及向量 s(n)中获得的。

x(n)的每个元素对应于要在相应发射天线上发送的经预调整码元序列。N_T个经预调整的码元序列一起形成向量序列，这还被称为发送码元向量 x(n)，每个该种向量包括来自多达N_T个发射天线为第n个码元时段发送的多达N_T个经预调整码元。将N_T个经预调整码元提供给发射机122a到122t，并经处理以导出N_T个已调信号，它们然后分别从天线124a到124t被发送。

图2内示出的实施例实现调制码元向量 s(n)的时域波束操纵。波束操纵还可以在频域内实现。这可以使用诸如重叠相加的方法完成，这在数字信号处理领域内是众知的用于实现在频域内的有限持续期冲激相应(FIR)滤波器。在该情况下，组成矩阵 P _tx(n)的元素的序列(n＝(0，1...，N_F-1))每个被填充以N_O-N_F个零，导致零填充序列矩阵 P _tx(n)(n＝(0，1...，N_O-1))。然后为矩阵 q _tx(n)内的每个零填充序列计算N_O点快速傅立叶变换(FFT)，产生矩阵Q _tx(k)(k＝(0，1...，N_O-1))。

而且，组成 s(n)的每个元素的调制码元序列每个被断成长度为N_SS＝N_O-N_F+1的序列。每个序列然后用N_F-1个零填充以提供长度为N_O的对应向量。 s(n)序列然后经处理以提供长度为N_O的向量序列 其中下标l是对应于零填充的子序列的向量索引。然后为每个零填充的子序列计算N_O点快速傅立叶变换，对于不同l值，产生频域向量序列 每个向量

对于给定l，包括长度为N_O的频域向量集合(即对于k＝(0，1...，N_O-1))。对于每个l，矩阵 Q _tx(k)然后乘以向量 其中为每个k值实现预乘，其中k＝(0，1...，N_O-1)。然后为矩阵向量积

计算反FFT以提供长度为N_O的时域子序列集合。

然后根据重叠相加方法或类似方式重新组合产生的子序列，如领域内众知的方式以形成期望的输出序列。

图6是过程600的流图，可以在发射机单元处实现以实现各种在此描述的发射处理技术。开始时，要发送的数据(即信息比特)根据特定的处理方案处理以提供多个调制码元流(步骤612)。如上所述，处理方案可以包括一个或多个编码方案以及一个或多个调制方案(例如对于每个调制码元流分开的编码和调制方案)。

然后获得MIMO信道的估计信道响应矩阵(步骤614)。该矩阵可以是估计的信道脉冲响应矩阵 或估计的信道频率响应矩阵

这可以从接收机提供给发射机。估计的信道响应矩阵然后被分解(例如使用信道本征分解)以获得右本征向量的矩阵集合 以及奇异值矩阵集合

(步骤616)。

多个加权集合 然后基于奇异值矩阵被导出(步骤618)。可以为用于数据传输的每个本征模式导出一个加权集合。这些加权被用于通过反转每个被选用的本征模式的频率响应而减少或最小化接收机处的码间串扰。

比例缩放值集合 b还可以基于奇异值矩阵而导出(步骤620)。步骤620是可任选的，如图6内步骤620的虚线框指示的。比例缩放值可以使用灌水分析而导出，且用于调整选定的本征模式的发射功率。

脉冲成形矩阵 P _tx(n)基于右本征向量

矩阵以及加权集合

以及(如果有)比例缩放值集合 b导出(步骤622)。调制码元流然后基于脉冲成形矩阵经预调整(或在频域或在时域)以提供多个在MIMO信道上发送的经预调整的码元流x(n)(步骤624)。

采用信道本征模式分集和灌水的时域发射处理进一步在美国专利申请序列号10/017038内描述，题为“Time-Domain Transmit and Receive Processingwith Channel Eigen-Mode Decomposition for MIMO Systems”，提交于2001年12月7日，在此被转让给本申请的受让人并在此引入作为参考。

图7是接收机单元700的实施例框图，它能实现在此描述的各种处理技术。接收机单元700是图1内接收机系统150的接收机部分实施例。接收机单元700包括(1)RX MIMO处理器160a，它处理N_R个接收到码元流以提供N_T个恢复码元流，(2)RX数据处理器162a，它对恢复的码元解调、解交织并解码以提供解码后比特。RX MIMO处理器160a和RX数据处理器162a分别是图1内RX MIMO处理器160和RX数据处理器162的一实施例。

回到图1，来自N_T个发射天线的发送信号由N_R个天线152a到152r的每个接收。来自每个天线的接收到信号被路由到相应的接收机154，这被称为前端处理器。每个接收机154调整(例如滤波放大以及下变频)相应的接收到信号，并进一步数字化经调整的信号以提供ADC采样。每个接收机154可以进一步用恢复的导频对ADC采样进行数据解调以提供接收到码元的相应流。接收机154a到154r因此提供N_R个接收到码元流。这些流一起形成向量序列，这还被称为接收到码元向量 r(n)，每个该种向量包括对于第n个码元时段来自N_R个接收机的N_R个接收到码元。

在RX MIMO处理器160a内，信道估计器712接收向量 r(n)并导出估计的信道脉冲响应矩阵

这可以被发送回发射机系统并用于发射处理。FFT 714然后对估计的信道脉冲响应矩阵

实现FFT以获得估计的信道频域响应矩阵

(即 $\underset{\&OverBar;}{\overset{^}{\underset{\&OverBar;}{H}}}=\mathrm{FFT}\left[\underset{\&OverBar;}{\overset{^}{\underset{\&OverBar;}{H}}}\right]).$

单元716然后为每个频率区段k实现

的信道本征分解以获得左本征向量的对应矩阵 U(k)。

的每列(其中 $\underset{\&OverBar;}{\underset{\&OverBar;}{U}}=[\underset{\&OverBar;}{U}\left(0\right)...\underset{\&OverBar;}{U}\left(k\right)...\underset{\&OverBar;}{U}(N_F-1)])$ 是 r(n)的对应元素的操纵向量，且用于正交化接收到的码元流。IFFT 718然后为接收机系统实现的反FFT以获得空时脉冲成形矩阵 u(n)

卷积器720然后用空时脉冲成形矩阵 u ^H(n)的共轭转置调整接收到的码元向量 r(n)以获得恢复的码元向量 (n)，这是调制码元向量 s(n)的估计。在时域内，调整是卷积操作，可以表示为：

$\underset{\&OverBar;}{\overset{^}{s}}\left(n\right)=\underset{t}{\mathrm{\&Sigma;}}{\underset{\&OverBar;}{u}}^H\left(l\right)\underset{\&OverBar;}{r}(n-l).---\mathrm{Eq}\left(14\right)$

接收机处的脉冲成形还可以在频率内实现，类似于以上为发射机描述的。在该情况下，N_R个接收天线的N_R个接收到码元序列组成了接收到码元向量 r(n)的序列，每个被断成N_SS个接收到码元序列，且每个序列被零填充以提供长度为N_O的对应向量。N_R个 r(n)序列然后经处理以提供N_R个长度为N_O的向量序列其中下标l是对应零填充子序列的向量索引。每个零填充子序列然后通过FFT变换，对于不同l生成频域向量序列 R _l(k)。对于给定l，每个向量 R _l(k)包括长度为N_O的频域向量集合(即对于k＝(0，1...，N_O-1))。

空时脉冲成形矩阵的共轭转置 u ^H(n)还经零填充并能够通过FFT经变换以获得频域矩阵 ${\underset{\&OverBar;}{\overset{~}{U}}}^H\left(k\right)(k=(\mathrm{0,1}...,N_0-1)).$ 对于每个l值，向量 R _l(k)然后用共轭转置矩阵 预乘(其中为每个k值预乘，k＝(0，1...，N_O-1)，以获得对应的频域向量

每个向量

包括长度为N_O的频域向量集合，且可以通过反FFT经变换以提供长度为N_O的对应时域子序列集合。产生的子序列然后根据重叠相加方法或类似的领域内已知的方法经重新组合以提供恢复码元序列，这对应恢复的码元向量集合 (n)。

因此恢复的码元向量 (n)可以表征为时域内的卷积，如下：

$\underset{\&OverBar;}{\overset{^}{s}}\left(n\right)=\underset{t}{\mathrm{\&Sigma;}}\underset{\&OverBar;}{r}\left(l\right)\underset{\&OverBar;}{s}(n-l)+\underset{\&OverBar;}{\overset{^}{z}}\left(n\right),---\mathrm{Eq}\left(15\right)$

其中Γ(l)是 $\underset{\&OverBar;}{\overset{^}{\underset{\&OverBar;}{\mathrm{\&Lambda;}}}}=\underset{\&OverBar;}{\overset{^}{\underset{\&OverBar;}{\mathrm{\&Lambda;}}}}\sqrt{\underset{\&OverBar;}{W}\left(k\right)}$ 的反FFT；且是接收到的噪声，如经接收机空时脉冲成形矩阵 u ^H(l)变换的。

矩阵 Γ(n)是从矩阵集合 导出的本征脉冲对角线矩阵，其中 $\underset{\&OverBar;}{\overset{^}{\underset{\&OverBar;}{\mathrm{\&Lambda;}}}}=[\underset{\&OverBar;}{\overset{^}{\mathrm{\&Lambda;}}}\left(0\right)...\underset{\&OverBar;}{\overset{^}{\mathrm{\&Lambda;}}}\left(k\right)...\underset{\&OverBar;}{\overset{^}{\mathrm{\&Lambda;}}}(N_F-1)].$ 特别是， Γ(n)的每个对角线元素对应本征脉冲，对于的对应元素，它可以作为奇异值集合 $[{\widehat{\mathrm{\&lambda;}}}_{\mathrm{ii}}\left(0\right)...{\widehat{\mathrm{\&lambda;}}}_{\mathrm{ii}}\left(k\right)...{\widehat{\mathrm{\&lambda;}}}_{\mathrm{ii}}(N_F-1)]$ 的IFFT获得。

两种用于对奇异值排序的形式，排序或随机排序，产生两种不同类型的本征脉冲。对于排序形式，生成的本征脉冲矩阵 Γ _s(n)是按能量降序排序的对角线脉冲矩阵。对应于本征脉冲矩阵的第一对角线元素，{ Γ _s(n)}₁₁的脉冲最多的能量，且对角线向下的对应元素的脉冲能量连续地减少。另外，当SNR低到灌水导致一些频率区段能量极少或没有能量时，能量首先从最小的本征脉冲中取出。因此，在较低的SNR处，一个或多个本征脉冲可能能量极少或没有能量。其好处在于在较低SNR处，编码和调制通过正交子信道数量的减少而得到简化。然而，为了接近信道容量，为每个本征脉冲分开地实现编码和调制。

频域内的奇异值随机排序形式可以用于进一步简化编码和调制(即，避免为每个本征脉冲矩阵元素分开编码和调制的复杂性)。在随机排序形式中，对于每个频率区段，奇异值的排序是随机的而不是基于其幅度或大小。该随机排序会导致在所有本征脉冲内大致相等的能量。当SNR低到导致频率区段有极少能量或没有能量时，这些区段在本征模式间大致均匀地分布，使得带有非零能量的本征脉冲数目相同，且独立于SNR。在高SNR处，随机排序形式的好处在于所有本征脉冲有大致相等的能量，在该情况下不需要为不同本征模式使用分开的编码和调制。

如果MIMO信道的响应是频率选择性的，则对角线矩阵 Λ(k)内的元素是时间弥散的。然而，由于在发射机处的反转信道的预处理，如果实现有效的信道反转，则产生的恢复码元序列 (n)几乎没有码间串扰。在该情况下，在接收机处不需要附加的均衡以获得高性能。

如果信道反转不有效(例如由于不准确的估计的信道频率响应矩阵

则可以在解调和解码前使用均衡器以均衡恢复的码元 (n)。可以使用各种类型的均衡器以均衡恢复的码元流，这包括最小均方误差线性均衡器(MMSE-LE)、判决反馈均衡器(DFE)、最大似然序列估计器(MLSE)等。

由于发射机和接收机处的正交化过程导致在接收机处去耦合(即正交)的恢复码元流，大大减少了去耦合码元流需要的均衡的复杂性。特别是，可以通过对独立码元流的并行时域均衡而获得均衡。均衡可以如在前述美国专利申请序列号10/017038内以及09/993087内描述的实现，后者题为“Multiple-Access Multiple-Input Multiple-Output(MIMO)Communication System”，提交于2001年11月6日，在此转让给本发明的受让人并在此引入作为参考。

对于图7内的实施例，恢复的码元向量 (n)被提供给RX数据处理器162a。

在处理器162a内，码元解映射元件732根据在发射机系统处用于该码元的调制方案互补的解调方案对 (n)内的每个恢复后码元解调。来自码元解映射元件732的已解调数据然后由解交织器734解交织。解交织后的数据进一步由解码器736解码以获得解码后比特 这是发送的信息比特d_i的估计。解交织和解码以与在发射机处实现的交织和编码相应的互补方式实现。

图8是处理器800的流图，这可以在接收机单元处实现以实现在此描述的各种接收处理技术。开始时，获得MIMO信道的估计信道响应矩阵(步骤812)。该矩阵可以是估计的信道脉冲响应矩阵

或估计的信道频率响应矩阵 矩阵或

可以例如基于在MIMO信道上发送的导频码元而获得。估计的信道响应矩阵然后经分解(例如使用信道本征分解)以获得左本征向量矩阵 集合(步骤814)。

然后基于左本征向量矩阵 导出脉冲成形矩阵 u(n)(步骤816)。接收到的码元流然后基于脉冲成形矩阵 u(n)调整(或是在时域或是在频域)以提供恢复的码元流(步骤818)。恢复的码元流进一步根据特定的接收处理方案经处理，这与在发射机处使用的发射机处理方案互补，用于提供解码后数据(步骤820)。

带有信道本征模式分解的时域接收处理在前述的美国专利申请序列号10/017038内进一步详述。

在此描述的在发射机和接收机处处理数据传输的技术可以在各种无线通信系统内实现，包括但不限于MIMO和CDNA系统。这些技术还可以用于前向链路和/或反向链路。

在此描述的在发射机处和接收机处处理数据传输的技术可以由各种方式实现。例如，这些技术可以以硬件、软件或它们的组合实现。对于硬件实现，在发射机处实现各种信号处理步骤的元件(例如对数据编码和调制、分解信道响应矩阵、导出加权以对信道反转、为功率分配导出比例缩放值、导出发射机脉冲成形矩阵、对调制码元预调整等)或在接收机处实现信号处理步骤的元件(例如分解信道响应矩阵、导出接收机脉冲成形矩阵、调整接收到码元、对恢复的码元进行解调和解码等)可以在以下元件中实现：一个或多个应用专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、数字信号处理设备(DSPD)、可编程逻辑设备(PLD)、现场可编程门阵列(FPGA)、处理器、控制器、微控制器、微处理器、设计以实现在此描述的功能的其他电子单元或其组合。

对于软件实现，发射机和接收机的每个处一些或所有信号处理步骤可以用实现在此描述功能的模块(例如过程、函数等)实现。软件代码可以驻留在存储器单元内(例如图1内的存储器132和172内)并由处理器执行(例如控制器130和170)。存储器单元可以在处理器内或处理器外实现，在该情况下，它通过领域内已知的方式通信地耦合到处理器。

上述优选实施例的描述使本领域的技术人员能制造或使用本发明。这些实施例的各种修改对于本领域的技术人员来说是显而易见的，这里定义的一般原理可以被应用于其它实施例中而不使用创造能力。因此，本发明并不限于这里示出的实施例，而要符合与这里揭示的原理和新颖特征一致的最宽泛的范围。

Claims (40)

1.在多输入多输出(MIMO)通信系统中，一种用于处理在MIMO信道上传输数据的方法，其特征在于包括：

根据特定处理方案处理数据以提供多个调制码元流；

基于MIMO信道的估计响应并以减少接收机处码间串扰的方式导出脉冲成形矩阵；以及

基于脉冲成形矩阵对多个调制码元流进行预调整以提供在MIMO信道上传输的多个经预调整码元流。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于包括：

基于用于MIMO信道的估计信道响应矩阵导出多个加权，其中加权用于对MIMO信道频率响应反转，且其中脉冲成形矩阵基于加权进一步导出。

3.如权利要求2所述的方法，其特征在于还包括：

分解估计的信道响应矩阵以获得多个本征向量矩阵和多个奇异值矩阵；以及

其中加权基于奇异值矩阵导出，且脉冲成形矩阵进一步基于本征向量矩阵导出。

4.如权利要求2所述的方法，其特征在于估计的信道响应矩阵描述MIMO信道多个本征模式。

5.如权利要求4所述的方法，其特征在于为每个用于数据传输的本征模式导出一个加权集合且其中每个集合内的加权被导出以对对应本征模式的频率响应进行反转。

6.如权利要求4所述的方法，其特征在于还包括：

基于奇异值矩阵导出多个比例缩放值，其中比例缩放值用于为MIMO信道的本征模式调整发射功率，且其中进一步基于比例缩放值导出脉冲成形矩阵。

7.如权利要求6所述的方法，其特征在于所述比例缩放值基于灌水分析导出。

8.如权利要求3所述的方法，其特征在于估计的信道响应矩阵在频域内提供且在频域内分解。

9.如权利要求3所述的方法，其特征在于所述估计的信道响应矩阵使用信道本征分解而被分解。

10.如权利要求4所述的方法，其特征在于与低于特定阀值的传输容量相关联的本征模式不用于数据传输。

11.如权利要求3所述的方法，其特征在于每个矩阵内的奇异值基于其幅度被排序。

12.如权利要求4所述的方法，其特征在于每个矩阵内的奇异值被随机地排序，使得MIMO信道的本征模式与大致相等的传输容量相关联。

13.如权利要求1所述的方法，其特征在于脉冲成形矩阵包括多个时域值序列，且其中预调整在时域是通过将调制码元流与脉冲成形矩阵卷积而实现。

14.如权利要求1所述的方法，其特征在于所述脉冲成形矩阵包括多个频域值序列，且其中预调整在频域通过将多个经变换的调制码元流与脉冲成形矩阵相乘而实现。

15.如权利要求1所述的方法，其特征在于导出所述脉冲成形矩阵以通过向带有较大传输容量的MIMO信道本征模式分配较多的发射功率而最大化容量。

16.如权利要求1所述的方法，其特征在于导出所述脉冲成形矩阵以为接收机处的多个调制码元流提供大致相等的接收信号对噪和干扰之比(SNR)。

17.如权利要求1所述的方法，其特征在于所述特定处理方案为每个调制码元流定义分开的编码和调制方案。

18.如权利要求1所述的方法，其特征在于所述特定处理方案为所有调制码元流定义一公共的编码和调制方案。

19.在多输入多输出(MIMO)通信系统内，一种用于处理在MIMO信道上进行数据传输的方法，其特征在于包括：

根据特定处理方案处理数据以提供多个调制码元流；

为MIMO信道获得估计的信道响应矩阵；

将估计的信道响应矩阵分解以获得多个本征向量矩阵和多个奇异值矩阵；

基于奇异值矩阵导出多个加权，其中所述加权用于反转MIMO信道的频率响应；

基于本征向量和加权导出脉冲成形矩阵；以及

基于脉冲成形矩阵对多个调制码元流进行预调整以为在MIMO信道上的传输提供多个经预调整的码元流。

20.如权利要求19所述的方法，其特征在于还包括：

基于奇异值矩阵导出多个比例缩放值，其中比例缩放值用于为MIMO信道的本征模式调整发射功率，且其中基于比例缩放值还进一步导出脉冲成形矩阵。

21.一通信耦合到数字信号处理设备(DSPD)的存储器，所述处理设备能将数字信息解释为如下：

根据特定处理方案处理数据以提供多个调制码元流；

基于MIMO信道的估计响应并以减少接收机处码间串扰的方式导出脉冲成形矩阵；以及

基于脉冲成形矩阵对多个调制码元流预调整以为在MIMO信道上的传输提供多个经预调整的码元流。

22.在多输入多输出(MIMO)通信系统内，一种方法用于处理通过MIMO信道接收到的数据传输，其特征在于包括：

为MIMO信道获得估计的信道响应矩阵；

分解估计的信道响应矩阵以获得多个本征向量矩阵；

基于本征向量矩阵导出脉冲成形矩阵；以及

基于脉冲成形矩阵对多个接收到的码元流进行调整以提供多个恢复码元流，所述恢复码元流是对用于数据传输所发送的调制码元的估计，其中调制码元在发射机处在MIMO信道上发送前以减少接收机处码间串扰的方式经预调整。

23.如权利要求22所述的方法，其特征在于基于时域脉冲成形矩阵在时域内实现调整。

24.如权利要求22所述的方法，其特征在于调整在频域内进行且包括：

将多个接收到的码元流变换到频域；

将转换后的接收到码元流乘以频域脉冲成形矩阵以提供多个经调整的码元流；以及

将多个经调整的码元流变换到时域以提供多个恢复的码元流。

25.如权利要求22所述的方法，其特征在于所述调整正交化在MIMO信道上发送的多个调制码元流。

26.如权利要求22所述的方法，其特征在于还包括：

根据一个或多个解调方案解调多个恢复的码元流以提供多个解调后数据流；以及

根据一个或多个解码方案对多个已解调数据流解码以提供解码后数据。

27.如权利要求22所述的方法，其特征在于还包括：

为MIMO信道导出包括经估计的信道响应矩阵的信道状态信息(CSI)；以及

将CSI发送回发射机。

28.在多输入多输出(MIMO)通信系统内，一种方法用于处理通过MIMO信道接收的数据传输，其特征在于包括：

为MIMO信道获得估计的信道响应矩阵；

分解估计的信道响应矩阵以获得多个本征向量矩阵；

基于本征向量矩阵导出脉冲成形矩阵；

基于脉冲成形矩阵对多个接收到的码元流进行调整以提供多个恢复的码元流，所述恢复的码元流是对用于数据传输所发送的调制码元的估计，其中调制码元在发射机处在MIMO信道上发送前以减少接收机处码间串扰的方式经预调整；

根据一个或多个解调方案解调多个恢复的码元流以提供多个解调后数据流；以及

根据一个或多个解码方案对多个已解调数据流解码以提供解码后数据。

29.一存储器通信耦合到数字信号处理设备(DSPD)，所述设备能将数字信号解释为：

为用于数据传输的MIMO信道获得一估计的信道响应矩阵；

分解估计的信道响应矩阵以获得多个本征向量矩阵；

基于本征向量矩阵导出脉冲成形矩阵；以及

基于脉冲成形矩阵对多个接收到的码元流调整以提供多个恢复的码元流，所述恢复码元流是对用于数据传输所发送的调制码元的估计，其中调制码元在发射机处在MIMO信道上发送前以减少接收机处码间串扰的方式经预调整。

30.在多输入多输出(MIMO)通信系统内的发射机单元，其特征在于包括：

TX数据处理器，用于根据特定的处理方案处理数据以提供多个调制码元流；以及

TX MIMO处理器，用于基于MIMO信道的估计响应以减少接收机处码间串扰的方式导出脉冲成形矩阵，并基于脉冲成形矩阵对多个调整码元流预调整以提供在MIMO信道上用于传输的多个经预调整码元流。

31.如权利要求30所述的发射机单元，其特征在于所述TX MIMO处理器进一步用于基于为MIMO信道估计的信道响应矩阵导出多个加权，其中加权用于反转MIMO信道的频率响应，且其中脉冲成形矩阵部分基于加权而导出。

32.如权利要求31所述的发射机单元，其特征在于所述TX MIMO处理器进一步用于分解估计的信道响应矩阵以获得多个本征向量矩阵和多个奇异值矩阵，且其中所述加权可以基于奇异值矩阵导出，且所述脉冲成形矩阵可以进一步基于本征向量矩阵导出。

33.如权利要求31所述的发射机单元，其特征在于所述TX MIMO处理器进一步用于导出用于调整MIMO信道本征模式的发射功率的多个比例缩放值，且其中所述脉冲成形矩阵进一步基于比例缩放值而导出。

34.如权利要求33所述的发射机单元，其特征在于所述比例缩放值的导出是基于对多个从估计的信道响应矩阵获得的奇异值矩阵的灌水分析。

35.多输入多输出(MIMO)通信系统内的装置，其特征在于包括：

根据特定处理方案处理数据以提供多个调制码元流的装置；

基于MIMO信道的估计响应并以减少接收机处码间串扰的方式导出脉冲成形矩阵的装置；以及

基于脉冲成形矩阵对多个调制码元流预调整以提供多个在MIMO信道上传输的经预调整码元流的装置。

36.一数字信号处理器，其特征在于包括：

根据特定处理方案处理数据以提供多个调制码元流的装置；

基于多输入多输出(MIMO)信道的估计响应并以减少接收机处码间串扰的方式导出脉冲成形矩阵的装置；以及

基于脉冲成形矩阵对多个调制码元流预调整以提供多个在MIMO信道上传输的经预调整码元流的装置。

37.在多输入多输出(MIMO)通信系统内的接收机单元，其特征在于包括：

RX MIMO处理器，用于为用于数据传输的MIMO信道获得估计的信道响应矩阵，分解估计的信道响应矩阵以获得多个本征向量矩阵，基于本征向量矩阵导出脉冲成形矩阵，且基于脉冲成形矩阵对多个接收到的码元流进行调整以获得多个恢复的码元流，所述恢复的码元流是对在MMO信道上发送的调制码元的估计，其中调制码元在发射机处在MIMO信道上发送前以减少接收机处码间串扰的方式经预调整；以及

RX数据处理器，用于根据特定处理方案处理多个恢复的码元流以提供解码后数据。

38.如权利要求37所述的接收机单元，其特征在于RX MIMO处理器用于基于时域脉冲成形矩阵对时域内多个接收到的码元流进行调整。

39.多输入多输出(MIMO)通信系统内的装置，其特征在于包括：

为用于数据传输的MIMO信道获得估计的信道响应矩阵的装置；

分解估计的信道响应矩阵以获得多个本征向量矩阵的装置；

基于本征向量矩阵导出脉冲成形矩阵的装置；以及

基于脉冲成形矩阵对多个接收到的码元流进行调整以获得多个恢复的码元流，所述恢复的码元流是对用于数据传输所发送的调制码元的估计，其中调制码元在发射机处在MIMO信道上发送前以减少接收机处码间串扰的方式经预调整。

40.一数字信号处理器，其特征在于包括：

为用于数据传输的多输入多输出(MIMO)信道获得估计的信道响应矩阵的装置；

用于分解估计的信道响应矩阵以获得多个本征向量矩阵的装置；

用于基于本征向量矩阵导出脉冲成形矩阵的装置；以及

用于基于脉冲成形矩阵对多个接收到的码元流调整以提供多个恢复的码元流的装置，所述恢复的码元流是对用于数据传输所发送的调制码元的估计，其中调制码元在发射机处在MIMO信道上发送前以减少接收机处码间串扰的方式经预调整。

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