KR100929992B1

KR100929992B1 - Ｍｉｍｏ시스템에 대한 특이값 분해를 이용한 시간 도메인송신 및 수신 프로세싱

Info

Publication number: KR100929992B1
Application number: KR1020047008789A
Authority: KR
Inventors: 케첨존더블유; 월리스마크; 하워드스티븐제이; 왈턴제이알
Original assignee: 퀄컴 인코포레이티드
Priority date: 2001-12-07
Filing date: 2002-12-03
Publication date: 2009-12-07
Also published as: WO2003050968A3; JP5855329B2; US8199842B2; JP5855333B2; JP2005512447A; HK1074949A1; US20030108117A1; US6760388B2; JP2009189045A; WO2003050968A2; TWI258962B; EP1451964B1; AU2002357783A1; CN101217340A; TW200301644A; EP1451964A2; US7116725B2; KR20040061023A; BR0214691A; JP2010119134A

Abstract

송신기 및 수신기에서 데이터 송신을 처리하는 기술이 개시되어 있다. 일 태양에서, 주파수 도메인 특이값 분해를 이용하는 시간 도메인 구현이 제공되며, "워터 포링" 이 송신기 및 수신기에서 시간 도메인 펄스 셰이핑 및 빔 스티어링을 유도하는 것을 발생시킨다. 특이값 분해는 MIMO 채널의 고유-모드들 (즉, 공간 서브채널들) 을 결정하고 변조 심볼들을 "사전 컨디셔닝"하는데 이용되는 스티어링 벡터들의 제 1 세트를 유도하기 위해 송신기에서 수행된다. 또한, 특이값 분해는 직교 심볼 스트림들이 수신기에서 복원되도록 수신 신호들을 사전 컨디셔닝하는데 이용되는 스티어링 벡터들의 제 2 세트를 유도하기 위해 수신기에서 수행되며, 이는 수신기 프로세싱을 간단하게 할 수 있다. 워터 포링 분석은 전체 이용가능한 송신 전력을 고유-모드로 가장 최적으로 할당하는데 이용되며, 이는 각각의 고유-모드에 대하여 이용될 코딩 및 변조 방식과 데이터 레이트를 결정한다.

ＭＩＭＯ시스템, 시간 도메인 송수신

Description

ＭＩＭＯ시스템에 대한 특이값 분해를 이용한 시간 도메인 송신 및 수신 프로세싱{TIME-DOMAIN TRANSMIT AND RECEIVE PROCESSING USING SINGULAR VALUE DECOMPOSITION FOR MIMO SYSTEMS}

배경

분야

본 발명은 일반적으로 데이터 통신에 관한 것으로, 더욱 자세하게는 다중-입력 다중-출력 (multiple-input multiple output : MIMO) 통신 시스템에 대하여 채널 고유-모드 (eigen-mode) 분해를 갖는 시간-영역 송신 및 수신 프로세싱에 대한 기술에 관한 것이다.

배경

무선 통신 시스템에서, 송신기로부터의 RF 변조 신호는 많은 전파 경로를 통해 수신기에 도달할 수 있다. 통상적으로, 이 전파 경로들의 특성은 페이딩 및 다중 경로에 의하여 시간에 따라 변한다. 유용하지 못한 경로 효과에 대항하여 다이버시티 (diversity) 를 제공하고 성능을 개선하기 위해, 복수의 송신 안테나들과 수신 안테나들이 이용될 수 있다. 송신 및 수신 안테나들 사이의 전파 경로는 일반적으로 어느 정도 사실인, 선형적으로 독립인 경우 (즉, 하나의 경로 상의 송신은 다른 경로 상의 송신들의 선형 조합으로 형성되지 않는 경우), 안테나들의 수가 증가함에 따라 데이터 송신을 정확히 수신할 확률은 증가한다. 일반적으 로, 송신 및 수신 안테나들의 수가 증가함에 따라 다이버시티는 증가하고 성능은 개선된다.

다중-입력 다중-출력 (MIMO) 통신 시스템은 데이터 송신을 위해 복수의 (N_T개) 송신 안테나들 및 복수의 (N_R개) 수신 안테나를 이용한다. N_T 개 송신 안테나들 및 N_R 개의 수신 안테나들에 의해 형성된 MIMO 채널은 N_c ≤ min {N_T, N_R} 을 갖는 N_c 개의 독립 채널들로 분해될 수 있다. N_c 개의 독립 채널들의 각각은 MIMO 채널의 공간 서브채널로 또한 지칭되며 차원 (dimension) 에 대응한다. 복수의 송신 안테나들과 수신 안테나들에 의해 생성된 부가적인 차원성이 생성되는 경우, MIMO 시스템은 개선된 성능 (예를 들어, 증가된 송신 용량) 을 제공할 수 있다.

광대역 MIMO 시스템의 공간 서브채널들은 그것의 대역폭에 걸쳐 상이한 채널 상태들 (예를 들어, 상이한 페이딩 및 다중경로 효과) 을 경험할 수 있으며, 전체 시스템 대역폭의 상이한 주파수 (즉, 상이한 주파수 빈 또는 서브대역) 에서 상이한 신호-대-잡음-및-간섭 비 (SNR) 를 달성할 수 있다. 그 결과, 특정 레벨의 성능을 위해 각각의 공간 서브채널의 상이한 주파수 빈에서 송신될 수 있는 변조 심볼 당 정보 비트들의 수 (즉, 데이터 레이트) 는 빈마다 서로 상이할 수 있다. 또한, 통상적으로 채널 상태들은 시간에 따라 변한다. 그 결과, 공간 서브채널들의 빈에 대한 지원 데이터 레이트는 시간에 따라 변한다.

광대역 채널의 주파수 선택성 특성 (즉, 상이한 빈에 대한 상이한 채널 이득 (gain)) 을 제거하기 위해, 직교 주파수 분할 다중화방식 (OFDM) 이 이용되어 시스템 대역폭을 많은 수의 (N_F) 서브대역들 (주파수 빈 또는 서브채널이라 할 수 있음) 로 효율적으로 분할한다. OFDM에서, 각각의 주파수 서브채널은 데이터가 변조될 수 있는 각각의 부반송파와 성분되며, 따라서 독립적인 송신 채널로 간주될 수도 있다.

코딩 통신 시스템에서의 주요 과제는 채널 상태에 기초한 데이터 송신에 이용되는 적합한 데이터 레이트, 및 코딩 및 변조 방식의 선택이다. 이 선택 프로세스의 목적은 특정 프레임 에러 레이트 (FER) 및 어떤 대기시간 기준 등에 의해 정량화될 수 있는 품질 목표치를 충족시키면서 스루풋을 최대화하는 것이다.

데이터 레이트, 및 코딩 및 변조 방식을 선택하기 위한 간단한 기술은 빈의 단기 평균 SNR에 의해 정량화될 수 있는 송신 능력에 따라 각각의 공간 서브채널의 각각의 주파수 빈을 "비트 로드 (bit load)" 하는 것이다. 그러나, 이 기술은 수개의 주요 결함들을 가진다. 먼저, 각각의 공간 서브채널의 각 빈에 대한 별개의 코딩 및 변조는 송신기 및 수신기 모두에서 프로세싱의 복잡성을 상당히 증가시킨다. 둘째, 각 빈에 대한 별개의 코딩은 코딩 및 디코딩 지연을 상당히 증가시킬 수 있다. 그리고, 셋째, 높은 피드백 레이트가 각 빈의 채널 상태들 (예를 들어, 이득, 위상 및 SNR) 을 표시하는 채널 상태 정보 (CSI) 를 전송하는데 필요할 수도 있다.

따라서, 당해 기술분야에서는, 공간 서브채널들의 상이한 주파수 빈들을 별 도로 코딩함이 없이 코딩 MIMO 시스템에서 높은 스루풋 (throughput) 을 달성하기 위한 요구가 있다.

발명의 개요

본 발명의 태양은 상이한 주파수 빈들에 대해 별도로 코딩/변조할 필요없이 높은 성능 (즉, 높은 스루풋) 이 달성되도록, MIMO 시스템의 송신기 및 수신기에서 데이터 송신을 처리하기 위한 기술을 제공한다. 일 태양에서, 주파수-도메인 특이값 분해 및 "워터-포링 (water-pouring)" 결과를 이용하여 송신기 및 수신기에서 펄스-셰이핑 (Pulse-Shaping) 및 빔-스티어링 (beam-steering) 해를 유도하는 시간-도메인 구현이 명세서 내에 제공된다. 특이값 분해가 송신기에서 수행되어, MIMO 채널의 고유-모드들 (즉, 공간 서브채널들) 을 결정하며 변조 심볼들을 "사전 컨디셔닝 (precondition)" 하는데 이용되는 제 1 세트의 스티어링 벡터들을 유도한다. 또한, 특이값 분해가 수신기에서 수행되어, 직교 심볼 스트림이 수신기에서 복원되도록 수신 신호들을 사전 컨디셔닝하는데 이용되는 제 2 세트의 스티어링 벡터들을 유도하며, 이는 수신기 프로세싱을 간단히 할 수 있다. 워터-포링 (water-pouring) 분석은 MIMO 시스템용 이용가능한 송신 전력을 MIMO 채널의 고유-모드들에 더욱 최적으로 할당하는데 이용된다. 그 후, 할당된 송신 전력은 각각의 고유-모드에 대해 이용될 데이터 레이트, 및 코딩 및 변조 방식을 결정할 수 있다.

송신기에서, 데이터는 코딩 데이터를 제공하기 위해 하나 이상의 코딩 방식에 따라 먼저 코딩되며, 이 코딩 신호는 그 후 많은 수의 변조 심볼 스트림 (예를 들어, 각각의 고유-모드마다 하나의 스트림) 을 제공하기 위해 하나 이상의 변조 방식에 따라 변조된다. MIMO 채널에 대한 추정된 채널 응답 매트릭스가 결정되고 (예를 들어, 수신기에서 그리고 송신기로 보내지는) 분해되어 (예를 들어, 주파수-도메인에서, 특이값 분해를 이용하여) (우측) 고유-벡터들의 매트릭스들의 제 1 시퀀스 및 특이값들의 매트릭스들의 제 2 시퀀스를 획득한다. 워터-포링 분석은 특이값들의 매트릭스에 기초하여 수행되며, MIMO 채널의 고유-모드에 할당된 송신 전력을 표시하는 값들의 매트릭스들의 제 3 시퀀스를 유도한다. 그 후, 송신기에 대한 펄스-셰이핑 매트릭스는 매트릭스들의 제 2 및 제 3 시퀀스에 기초하여 유도된다. 펄스-셰이핑 매트릭스는 MIMO 채널을 통해 수신기로 송신되는 많은 수의 사전 컨디셔닝된 신호들을 획득하기 위해 변조 심볼 스트림들을 사전 컨디셔닝하는데 이용되는 스티어링 벡터들을 포함한다.

수신기에서, 추정된 채널 응답 매트릭스는 (좌측) 고유-벡터들의 매트릭스의 제 4 시퀀스를 획득하기 위해 결정되고 분해되며, 이 고유-벡터들은 그 후 수신기를 위한 펄스-셰이핑 매트릭스를 유도하는데 이용된다. 많은 신호들이 수신기에서 수신되고 이 펄스-셰이핑 매트릭스에 기초하여 사전 컨디셔닝되어 많은 수신 심볼 스트림들을 획득한다. 각각의 수신 심볼 스트림은 대응하는 복원된 심볼 스트림을 획득하도록 등화될 수 있으며, 그 후 이 심볼 스트림은 복조되고 디코딩되어 송신 데이터를 복원한다.

본 발명의 여러 태양 및 실시형태가 이하에서 더욱 자세히 설명된다. 이하에서 더욱 자세히 설명하는 바와 같이, 본 발명은 방법들, 디지털 신호 프로세 서, 송신기 및 수신기 유닛, 및 여러 태양, 실시형태, 및 본 발명의 특징을 구현하는 다른 장치 및 구성 요소를 제공한다.

도면의 간단한 설명

본 발명의 특징, 성질 및 이점들을, 전반에 걸쳐 동일한 구성요소는 동일한 참조 부호를 식별하는 첨부된 도면을 통하여 자세히 설명한다.

도 1 은 MIMO 시스템의 송신기 시스템 및 수신기 시스템의 실시형태의 블록도이다.

도 2 는 본 발명의 여러 태양들 및 실시형태들을 구현할 수 있는 송신기 유닛의 실시형태의 블록도이다.

도 3 은 본 발명의 여러 태양들 및 실시형태들을 구현할 수 있는 수신기 유닛의 실시형태의 블록도이다.

도 4a 및 4b는 각각 최소 평균 자승 에러 선형 등화기 (minimum mean square error linear equalizer : MMSE-LE) 의 등가 채널 모델 및 구현의 블록도이다.

도 5a 및 5b는 각각 결정 피드백 등화기 (decision feedback equalizer : DFE) 의 등가 채널 모델 및 구현의 블록도이다.

상세한 설명

송신기 및 수신기에서 데이터 송신을 프로세싱하기 위해 명세서 내에 설명한 기술들은 여러 무선 통신 시스템들에 이용될 수 있다. 명료함을 위해, 본 발명의 여러 태양 및 실시형태들이 특히 다중-입력 다중-출력 (MIMO) 통신 시스템에 대해 설명된다.

MIMO 시스템은 데이터 송신을 위해 데이터 복수의 (N_T개) 송신 안테나들과 복수의 (N_R개) 수신 안테나들을 이용한다. N_T 개의 송신 및 N_R 개의 수신 안테나들에 의해 형성된 MIMO 채널은 Nc ≤ min {N_T, N_R} 인, N_c 개의 독립 채널들로 분해될 수 있다. N_c 개의 독립 채널들 각각은 MIMO 채널의 공간 서브채널 (또는 송신 채널) 로 또한 지칭된다. 공간 서브채널의 수는 MIMO 채널을 위한 고유-모드들의 수에 의해 결정되며, 이는 차례로 N_T 개의 송신 안테나 및 N_R 개의 수신 안테나들 사이에서 응답을 설명하는 채널 응답 매트릭스에 의존한다.

도 1 은 본 발명의 여러 태양 및 실시형태들을 구현할 수 있는 송신기 시스템 (110) 및 수신기 시스템 (150) 의 실시형태의 블록도이다.

송신기 시스템 (110) 에서, 트래픽 데이터는 데이터 소스 (112) 로부터 송신 (TX) 데이터 프로세서 (114) 로 제공되며, 이 프로세서는 하나 이상의 코딩 방식에 기초하여 트래픽 데이터를 포맷팅, 코딩, 및 인터리빙 (interleaving) 하여 코딩 데이터를 제공한다. 그 후, 코딩 트래픽 데이터는 송신될 데이터 스트림들의 모두 또는 서브세트에서 예를 들어, 시간 분할 멀티플렉스 (TDM) 또는 코드 분할 멀티플렉스 (CDM) 를 이용하여 파일럿 데이터로 멀리플렉싱될 수 있다. 통상적으로, 파일럿 데이터는 가능하면 모두 공지된 방식으로 프로세싱된 공지된 데이터 패턴이다. 그 후, 멀티플렉싱 파일럿 및 코딩 트래픽 데이터는 하나 이상의 변조 방식에 기초하여 변조되어 (즉, 심볼 매핑) 변조 심볼들, 데이터 송신에 이용되는 각각의 공간 서브채널에 대한 하나의 변조 심볼을 제공한다. 데이터 레이트, 코딩, 인터리빙, 및 각각의 공간 서브채널에 대한 변조는 제어기 (130) 에 의해 제공되는 제어에 의해 결정될 수 있다.

그 후, 변조 심볼들은 TX MIMO 프로세서 (120) 에 제공되어 더 프로세싱된다. 특정 실시형태에서, TX 프로세서 (120) 에 의한 프로세싱은 (1) MIMO 채널에 대한 추정된 채널 주파수 응답 매트릭스를 결정하는 단계, (2) 추정된 채널 주파수 응답 매트릭스를 분해하여, MIMO 채널의 고유-모드들을 분해하고 송신기에 대한 하나의 세트의 "스티어링" 벡터들, 각각의 공간 서브채널을 통해 송신될 변조 심볼 스트림에 대한 하나의 벡터를 유도하는 단계, (3) 고유-모드들에 할당된 에너지 (즉, 송신 전력) 를 표시하는 스티어링 벡터들 및 다이애고날 (diagonal) 매트릭스에 기초하여 송신 공간-일시적인 (spatio-temporal) 펄스-셰이핑 매트릭스를 유도하는 단계, 및 (4) 펄스-셰이핑 매트릭스를 갖는 변조 심볼들을 사전 컨디셔닝하여 (예를 들어, 컨볼루션 (convolving)) 사전 컨디셔닝된 변조 심볼들을 유도하는 단계를 포함한다. TX MIMO 프로세서 (120) 에 의한 프로세싱은 이하에서 더욱 자세히 설명된다. 그 후, 사전 컨디셔닝된 변조 심볼들의 최대 N_T 개 까지의 스트림들이 송신기 (TMTR) (122a 내지 122t) 에 제공된다.

각각의 송신기 (112) 는 수신되고 사전 컨디셔닝된 변조 심볼을 하나 이상의 아날로그 신호로 변환하고, 또한 아날로그 더 신호를 컨디셔닝하여 (예를 들어, 증폭, 필터링, 및 직교 변조 (quadrature modulate)) MIMO 채널을 통한 송신에 적합한 변조 신호를 생성한다. 그 후, 각 송신기 (122) 로부터의 변조 신호는 각각의 안테나 (124) 를 통해 수신기 시스템으로 송신된다.

수신기 시스템 (150) 에서, 송신 변조 신호는 N_R 개의 안테나들 (152a 내지 152r) 에 의해 수신되고, 각 안테나 (152) 로부터의 수신 신호는 개별 수신기 (RCVR ; 154) 로 제공된다. 각 수신기 (154) 는 수신 신호를 컨디셔닝하고 (예를 들어, 필터링, 증폭 및 하향변환) 컨디셔닝된 신호를 디지털화하여 각각의 샘플들 스트림을 제공한다. 그 후, RX MIMO 프로세서 (160) 는 N_R 개의 샘플 스트림들을 수신하고 프로세싱하여 복원된 변조 심볼들의 N_T 개의 스트림들을 제공한다. 일 실시형태에서, RX MIMO 프로세서 (160) 에 의한 프로세싱은 (1) MIMO 채널을 위한 추정된 채널 주파수 응답 매트릭스를 결정하는 단계, (2) 추정된 채널 주파수 응답 매트릭를 분해하여 수신기를 위한 하나의 세트의 스티어링 벡터들을 유도하는 단계, (3) 스티어링 벡터에 기초하여 수신 공간-일시적인 펄스-셰이핑 매트릭스를 유도하는 단계, (4) 펄스-셰이핑 매트릭스를 갖는 샘플들을 사전 컨디셔닝 (예를 들어, 컨볼루션) 하여 수신 변조 심볼들을 유도하는 단계, 및 (5) 수신 변조 심볼들을 동일하게 하여 복원된 변조 심볼들을 유도하는 단계를 포함할 수 있다. RX MIMO 프로세서 (160) 에 의한 프로세싱은 이하에서 더 자세히 설명할 것이다.

그 후, 수신 (RX) 데이터 프로세서 (162) 는 복원된 변조 심볼들을 복조, 디인터리빙, 및 디코딩하여 송신 트래픽 데이터를 복원한다. RX MIMO 프로세서 (160) 및 RX 데이터 프로세서 (162) 에 의한 프로세싱은 송신기 시스템 (110) 에서 TX MIMO 프로세서 (120) 및 TX 데이터 프로세서 (114) 에 의해 수행되는 프로세싱에 상호적이다.

또한, RX MIMO 프로세서 (160) 는 MIMO 채널을 위한 임펄스 응답, 및 공간 서브채널을 위한 신호-대 잡음-및-간접 비 (SNR) 등을 유도하며, 이들을 제어기 (170) 에 제공할 수 있다. 또한, RX 데이터 프로세서 (162) 는 각각의 수신 패킷 또는 프레임의 상태, 디코딩 결과를 표시하는 하나 이상의 다른 성능 매트릭스, 및 가능한 다른 정보를 제공할 수도 있다. 그 후, 제어기 (170) 는 RX MIMO 프로세서 (160) 및 RX 데이터 프로세서 (162) 로부터 수신된 모든 정보 또는 일부 정보를 포함할 수 있는 채널 상태 정보 (channel state information : CSI) 를 유도한다. CSI는 TX 데이터 프로세서 (178) 에 의해 프로세싱되어, 변조기 (180) 에 의해 변조되며, 송신기 (154a 내지 154r) 에 의해 컨디셔닝되어 송신기 시스템 (110) 으로 다시 송신된다.

송신기 (110) 에서, 수신기 시스템 (150) 으로부터의 변조 신호는 안테나 (124) 에 의해 수신되어, 수신기 (122) 에 의해 컨디셔닝되며, 복조기 (140) 에 의해 복조되어 수신기 시스템에 의해 송신된 CSI를 복원한다. 그 후, CSI는 제어기 (130) 에 의해 제공되어 TX 데이터 프로세서 (114) 및 TX MIMO 프로세서 (120) 을 위한 다양한 제어를 생성하는데 이용된다.

제어기 (130 및 170) 는 각각 송신기 및 수신기에서의 동작을 명령한다. 메모리 (132 및 172) 는 제어기 (130 및 170) 에 의해 이용되는 프로그램 코드들 및 데이터를 위한 저장부를 제공한다.

제한된 전체 송신 전력을 가지며 주파수-선택 채널 (즉, 상이한 주파수에서의 상이한 이득) 을 통해 동작하는 MIMO 시스템에서, 채널 용량 C는,

식 1

로 주어지며,

에 의존하며, 여기서, E_T는 MIMO 시스템의 전체 이용가능 송신 전력이고;

는 주파수 f_k에서 N_R×1 잡음 프로세서 벡터

의 N_R ×N_R전력 스펙트럼 밀도 매트릭스이고;

는 주파수 f_k에서의 N_R ×N_T 채널 주파수 응답 매트릭스이고;

는 주파수 f_k 의 수신기에서의 N_T×1 송신 신호 벡터

의 N_T ×N_T전력 스펙트럼 밀도 매트릭스이다.

주파수 f_k 에서의 채널 주파수 응답 매트릭스

의 특이값 분해 (SVD) 는

식 2

로 표현될 수 있으며, 여기서

는 N_R ×N_R 단위 매트릭스 (즉,

이며, 여기서 I 는 다이애고날선을 따라 1 이고 나머지는 0 을 갖는 단위 매트릭스이다) 이고

는

의 특이값의 N_R ×N_T 다이애고날 매트릭스이고;

는 N_T ×N_T 단위 매트릭스이다.

다이애고날 매트릭스

는 다이애고날선을 따라 음이 아닌 실수 값 (즉,

) 및 나머지는 0을 포함한다.

는 매트릭스

의 특이값들로 지칭된다. 특이값 분해는 당해 기술분야에 공지진 매트릭스 연산이고 다양한 참조 문헌에서 설명된다. 이러한 참조 문헌의 하나는 본 명세서에서 참조로서 포함된 1980 년 교육 출판물인 Gilbert Strang 이 저술하고 제목이 "Linear Algebra and Its Applications" 인 책, 제 2 판이다.

비상관 백색 잡음의 경우에 (즉,

일 때, N₀는 수신기에서의 잡음의 전력 스펙트럼 밀도이고 1/T₀ 는 단위가 Herz인 주파수 빈의 대역폭임), 채널 용량은 송신 신호 벡터

의 전력 스펙트럼 밀도 매트릭스

가 이 조건,

식 3

을 만족할 때 달성되며, 여기서,

는 주파수 f_k에서 고유-모드들에 할당된 한 세트의 에너지 (또는 송신 전력) 를 포함하는 N_T ×N_T 다이애고날 매트릭스이다. 다이애고날 매트릭스

는 주지진 "워터-포링" 송신 에너지 분배 기술에 대한 해이며, 다음

식 4a

식 4b

과 같이 표현될 수 있으며, B는 다양한 시스템 파라미터로부터 유도되는 상수이다.

워터-포링 기술은 한정된 양의 워터를 고르지 못한 바닥을 갖는 베셀 (vessel) 로 포링시키는 것과 유사하며, 각 주파수 빈의 각각의 고유-모드는 베셀 바닥의 하나의 지점에 대응하고, 주어진 지점에서의 바닥의 높이는 고유-모드와 성분된 SNR의 역에 대응한다. 따라서, 낮은 높이는 높은 SNR에 대응하며, 반대로 높은 높이는 낮은 SNR에 대응한다. 그 후, 전체 이용가능 송신 전력 E_T는 베셀의 더 낮은 지점들 (즉, 더 높은 SNR) 이 먼저 채워지고, 더 높은 지점들 (즉, 더 낮은 SNR) 은 나중에 채워지도록 베셀로 "포링"된다. 상수 B는 전체 이용가능 송신 전력의 전부가 포링된 후에 베셀에 대한 워터 표면 레벨을 표시하며, 다양한 시스템 파라미터들에 기초하여 먼저 추정될 수 있다. 송신 전력 분배는 전체 이용가능 송신 전력 및 바닥 표면 위로의 베셀의 깊이에 의존하며, 워터 표면 레벨 이상의 높이를 갖는 지점들은 채워지지 않는다 (즉, 특정 임계값 이하의 SNR을 갖는 고유-모드들은 이용되지 않는다).

워터-포링 기술은 1968 년 John Wiley and Sons 의 "Information Theory and Reliable Communication" 에서 Robert G. Gallager 에 의해 개시되어 있다. MIMO-OFDM 시스템을 위한 기본적인 워터-포링 프로세스를 수행하는 특정 알고리즘은 2001년 10월 15일 자에 출원되고, 본 발명의 양수인에게 양도된, 발명의 명칭이 "Method and Apparatus for Determining Power Allocation in a MIMO Communication System" 인 미국 특허 출원 제 09/978,337 호에서 개시되어 있다.

식 1 내지 4 에서 나타난 채널 용량의 공식은 OFDM-기반 구현이 주파수 도메인에서 워터-포링을 수행함으로써 채널 용량을 달성하는데 이용될 수 있음을 의미한다. 주파수-도메인 워터-포링으로, 전체 이용가능 송신 전력은 빈마다 N_F 개의 주파수 서브채널들 (빈들) 에 할당되며, 더 높은 SNR을 달성하는데 더 많은 전력이 빈들에 할당되고, 더 낮은 SNR을 달성하는데 더 적은 전력이 빈들에 할당된다. 그 후, 이는 각 빈에 대해 별개의 코딩 및/또는 변조 방식의 이용을 필요로 할 것이며, 이러한 이용은 개별 송신기 및 수신기에서의 코딩 및 디코딩을 복잡하게 할 수 있다.

본 발명의 태양들은 주파수-도메인 특이값 분해 및 워터-포링 결과를 이용하여 송신기 및 수신기에서 시간-도메인 펄스-셰이핑 및 빔-스티어링 해를 유도하는, 시간-도메인 구현을 통해 높은 성능 (즉, 채널 용량) 을 달성하기 위한 기술을 제공한다.

특이값 분해는 송신기에서 수행되어 MIMO 채널의 고유-모드들을 판정하고 변조 심볼들을 사전 컨디셔닝하는데 이용되는 제 1 세트의 스티어링 벡터들을 유도한다. 또한, 특이값 분해는 수신기에서 수행되어 직교 심볼 스트림들이 수신기에서 복원되도록 수신 신호를 사전 컨디셔닝하는데 이용되는 제 2 세트의 스티어링 벡터들을 유도하며, 이는 수신기 프로세싱을 간단히 할 수 있다. 워터-포링 분석은 높은 성능이 달성되도록 MIMO 시스템을 위한 전체 이용가능 송신 전력을 고유-모드들에 더욱 최적으로 할당하는데 이용된다. 그 후, 할당 송신 전력은 데이터 레이트, 및 각각의 고유-모드에 이용되는 코딩 및 변조 방식을 결정할 수 있다.

상술한 기술들은 몇몇 잠재적 이점들을 제공한다. 먼저, 시간-도메인 고유-모드 분해로, 상이한 SNR을 갖는 데이터 스트림들의 최대 수, 및 따라서 상이한 코딩/변조 요건이 min(N_T, N_R) 에 의해 주어진다. 또한, 데이터 스트림들에 대한 수신 SNR을 본질적으로 동일하게 할 수 있으며, 따라서 코딩/변조를 더욱 간단히 할 수 있다. 따라서, 이 진보적 기술은 주파수-도메인 워터-포링을 이용하는 OFDM 시스템에서 채널 용량에 도달하는데 요구되는 빈 당 비트 할당을 방지함으로써, 데이터 송신을 위한 코딩/변조를 훨씬 간단히 할 수 있다.

둘째, 수신기에서의 직교화 (orthogonalization) 프로세스는 결과적으로 디커플링 (즉, 직교) 수신 심볼 스트림들을 유발한다. 그 후, 이는 디커플링 심볼 스트림에 요구되는 시간-도메인 등화 (equalization) 의 복잡성을 감소시킨다. 이 경우에, 등화는 독립 심볼 스트림들의 평행 (parallel) 시간-도메인 등화가 뒤따르는 간단한 공간-일시적인 프로세싱에 의해 달성될 수 있다. 반대로, 다른 광-대역 시간-도메인 기술은 통상적으로 더욱 복잡한 공간-일시적인 등화가 심볼 스트림들을 복원하도록 요구한다.

셋째, 본 발명의 시간-도메인 시그널링 기술은 또한 시간-도메인 시그널링에 기초하는 다양한 CDMA 표준들의 채널/파일럿 구조를 더욱 쉽게 통합할 수 있다. 채널/파일럿의 구현은 주파수-도메인 시그널링을 수행하는 OFDM 시스템들에서 더욱 복잡할 수 있다.

도 2 는 본 발명의 다양한 태양 및 실시형태들을 구현할 수 있는 송신기 유닛 (200) 의 실시형태의 블록도이다. 송신기 유닛 (200) 은 도 1 의 송신기 시스템 (110) 의 송신기 부분의 실시형태이다. 송신기 유닛 (200) 은 (1) 트래픽 및 파일럿 데이터를 수신하고 프로세싱하여 N_T 개의 변조 심볼 스트림들을 제공하는 TX 데이터 프로세서 (114a) 및 (2) 변조 심볼 스트림들을 사전 컨디셔닝하여 N_T 개의 사전 컨디셔닝된 변조 심볼 스트림들을 제공하는 TX MIMO 프로세서 (120a ) 를 포함한다. TX 데이터 프로세서 (114a) 및 TX MIMO 프로세서 (120a) 는 도 1 에서의 TX 데이터 프로세서 (114) 및 TX MIMO 프로세서 (120) 의 각각의 일 실시형태이다.

도 2에서 도시된 특정 실시형태에서, TX 데이터 프로세서 (114a) 는 인코더 (212), 채널 인터리버 (214), 및 심볼 매핑 소자 (216) 를 포함한다. 인코더 (212) 는 하나 이상의 코딩 방식에 따라 트래픽 데이터 (즉, 정보 비트들, b_i) 를 수신하여 코딩한다. 코딩은 데이터 송신의 신뢰도를 증가시킨다. 일 실시형태에서, 별개의 코딩 방식은 각각의 공간 서브채널에 대한 정보 비트들에 이용된다. 다른 실시형태에서, 별개의 코딩 방식은 공간 서브채널들의 각 서브세트에 이용될 수 있거나, 또는 공통의 코딩 방식은 모든 공간 서브채널들에 이용될 수 있다. 이용될 코딩 방식(들)는 제어기 (130) 로부터의 제어에 의해 결정되며, 이는 수신 시스템으로부터 수신된 CSI에 기초하여 결정될 수 있다. 각각의 선택된 코딩 방식은 사이클릭 리던던시 체크 (CRC), 콘볼루션 코딩, 터보 코딩, 블록 코딩, 및 다른 코딩, 또는 코딩이 전혀 없는 것의 임의의 조합을 포함할 수 있다.

채널 인터리버 (214) 는 하나 이상의 인터리빙 방식 (예를 들어, 각각의 선택된 코딩 방식에 대한 인터리빙 방식) 에 기초하여 코딩 비트를 인터리빙한다. 인터리빙은 코딩 비트에 대해 시간 다이버시티를 제공하고, 데이터로 하여금 데이터 송신에 이용되는 각각의 공간 서브채널에 대한 평균 SNR에 기초하여 송신되도록 허용하며, 페이딩을 제거하고, 또한 각각의 변조 심볼을 형성하는데 이용되는 코딩 비트들 사이의 상관관계를 제거한다.

그 후, 심볼 매핑 소자 (216) 는 인터리빙 데이터를 갖는 파일럿 데이터를 수신하여 멀티플렉싱하며, 또한 하나 이상의 변조 방식에 따라 멀티플렉싱 데이터를 매핑하여 변조 심볼들을 제공한다. 별개의 변조 방식은 각각의 공간 서브채널에 대해, 또는 공간 서브채널들의 각각의 서브세트에 대해 이용될 수 있다. 다른 방법으로, 공통의 변조 방식이 모든 공간 서브체널에 대해 이용될 수 있다. 각각의 공간 서브채널에 대한 심볼 매핑은 비트들의 세트들로 그룹화하여 비-이진 심볼을 형성하고 이 공간 서브채널에 대해 선택된 변조 방식 (예를 들어, QPSK, M-PSK, M-QAM, 또는 몇몇 다른 방식) 에 대응하는 신호 콘스텔레이션 (constellation) 에서 각각의 비-이진 심볼을 하나의 지점으로 매핑함으로써, 달성될 수 있다. 각각의 매핑 신호 지점은 변조 심볼에 대응한다. 심볼 매핑 소자 (216) 는 각각의 심볼 주기에 대해 변조 심볼들의 벡터를 제공한다. 따라서, 심볼 매핑 소자 (216) 는 또한 여기서 송신 심볼 벡터, s(n) 으로 지칭되는 최대 N_T개까지의 변조 심볼 스트림들 (즉, 최대 N_T 개까지의 변조 심볼들을 포함하는 각각의 벡터를 갖는 심볼 벡터들의 시퀀스) 를 제공한다.

데이터 송신에 이용될 MIMO 채널의 응답이 추정되어 수신 시스템으로의 송신 전에 송신 심볼 벡터를 사전 컨디셔닝하는데 이용된다. 주파수 분할 듀플렉스 (FDD) 시스템에서, 다운링크 및 업링크는 상이한 주파수 대역에 할당되고, 다운링크 및 업링크에 대한 응답은 충분한 정도로 상관이 되지 않을 수도 있다. FDD 시스템에 있어서, 채널 응답은 수신기에서 추정되어 다시 송신기로 전송될 수 있다. 시간 분할 듀플렉스 (TDD) 시스템에서, 다운링크 및 업링크는 시간 분할 다중화 방식으로 동일한 주파수 대역을 공유하고, 높은 정도의 상관관계가 다운링크와 업링크 응답 사이에 존재할 수 있다. TDD 시스템에 있어서, 송신기 시스템은 업링크 채널 응답 (예를 들어, 업링크를 통해 수신기 시스템에 의해 송신된 파일럿에 기초한) 을 추정하고, 송신 및 수신 안테나 어레이 매니폴드 (manifold) 들 사이의 차이를 설명함으로써 다운링크 채널 응답을 유도할 수 있다.

일 실시형태에서, 채널 응답 추정은 시간-도메인 샘플의 N_R × N_T의 시퀀스

로서 TX MIMO 프로세서 (120a) 에 제공된다. 1≤ i ≤ N_R 및 1≤ j ≤ N_j에 대해, 추정된 채널 임펄스 응답 매트릭스

의 (i,j) 번째 성분은 j 번째 송신 안테나로부터 i 번째 수신 안테나로의 전파 경로의 샘플 임펄스 응답을 나타내는 샘플들의 시퀀스이다.

TX MIMO 프로세서 (120a) 내에서, 고속 푸리에 변환기 (fast Fourier transformer ; 222) 는 추정된 채널 임펄스 응답 매트릭스

(예를 들어, 수신기 시스템으로부터) 를 수신하여, 고속 푸리에 변환 (fast Fourier transform : FFT) 을

에 수행함으로써 대응하는 추정된 채널 주파수 응답 매트릭스

를 유도한다 (즉,

). 이는

의 각 성분에 대한 N_F 개의 샘플의 시퀀스에 N_F-점 FFT를 수행하여 대응하는

의 성분에 대한 N_F 계수들의 시퀀스를 유도함으로써 달성될 수 있다. 따라서,

의 N_R·N_T 성분들은 N_T 개의 송신 안테나 및 N_R 개의 수신 안테나 사이의 전파 경로들의 주파수 응답을 나타내는 N_R·N_T 시퀀스들이다.

의 각 성분은

의 대응하는 성분의 FFT이다.

그 후, 블록 (224) 는 각각의 k 값에 대해 추정된 채널 주파수 응답 매트릭스

의 특이값 분해를 계산하며, 여기서 0 ≤ k ≤(N_F-1) 및 N_F는 FFT의 길이이다 (즉, N_F는 주파수 빈들의 수에 대응한다). 특이값 분해는 식 2 에서 나타나는 바와 같이

로 표현될 수 있다.

특이값 분해의 결과는 0 ≤ k ≤(N_F-1) 에 대해서 N_F 개의 매트릭스의 3 개의 시퀀스들

및

이다. 각각의 k 값에 대해,

는

의 좌측 고유-벡터들의 N_R×N_R 단위 매트릭스이고,

는

의 우측 고유-벡터의 N_T×N_T 단위 매트릭스이며,

는

의 특이값의 N_R×N_T 다이애고날 매트릭스이다.

특이값 분해는 0 ≤ k ≤(N_F-1) 인 각각의 k값에 대해서, 주파수 빈 k와 관련된 주파수 f_k에서, MIMO 채널을 그것의 고유-모드들로 분해하는데 이용된다.

의 랭크 (rank) r(k) 는 주파수 f_k에서의 MIMO 채널에 대한 고유-모드들의 수에 대응하며, 이는 주파수 빈 k에서 이용가능한 독립 채널들 (즉, 공간 서브채널들의 수) 의 수에 대응한다. 아래에서 더 자세히 설명하는 바와 같이,

의 열들은 송신 심볼 벡터

의 성분에 대해 송신기에서 이용될 주파수 f_k와 관련된 스티어링 벡터들이다. 따라서, 이

의 열들은 수신 신호 벡터

의 성분들에 대해 수신기에서 이용될 주파수 fk와 관련된 스티어링 벡터들이다. 0 ≤ k ≤(N_F-1) 에 대해서, 매트릭스

및

는 주파수 f_k에서 고유-모드들 상에서 송신되는 심볼 스트림을 직교화하는데 이용된다. 이하에서 자세히 설명하는 바와 같이, 이러한 매트릭스들이 주파수 도메인 또는 시간 도메인 중 어느 하나에서 송신 및 수신 심볼 스트림을 프로세싱하는데 집합적으로 이용될 때, 그 결과는 수신 심볼 스트림의 전체 직교화이다. 이하에서 설명하는 바와 같이, 그 후, 이것은 고유-모드 당 별개의 (빈 당 반대되는) 코딩/변조 및 또한 수신기에서 수신 심볼 스트림들의 등화의 단순화를 허용한다.

의 다이애고날선을 따라서 성분들은 1≤i ≤r(k)에 대해

이고, r(k) 는

의 랭크이다.

및

,

및

의 열들은 각각 고유 방정식의 해이며, 다음

식 5

로 표현될 수 있다.

,

, 및

매트릭스는 2 개의 형태-"분류 (sorted)" 형태 및 "랜덤 오더링 (randum-ordered)" 형태로 제공될 수 있다. 분류 형태에서,

의 다이애고날 성분은

되도록 감소하는 순서로 분류되며, 그들의 고유-벡터들은

및

에서 대응 순서로 배열된다. 분류 형태는 여기서 첨자 s, 즉,

,및

로 표시된다. 랜덤-오더링 형태에서, 특이값들 및 고유-벡터들의 오더링은 랜덤이며 주파수에 독립적이다. 랜덤 형태는 여기서 첨자 r 에 의해 표시된다. 이용하기 위해 선택되고, 분류되거나 랜덤-오더링된 특정 형태는 데이터 송신에 이용될 고유-모드들 및 각각의 선택된 고유-모드들에 이용되는 코딩 및 변조 방식을 결정한다.

그 후, 워터-포링 분석 블록 (226) 은 매트릭스

의 시퀀스에 포함되는 각각의 주파수 빈에 대한 특이값들의 세트, 및 각각의 특이값에 대응하는 수신 SNR을 포함하는 CSI를 수신한다. 이하에서 설명하는 바와 같이, 수신 SNR은 복원된 변조 심볼들에 대해 수신기에서 달성되는 SNR이다. 매트릭스

는 워터-포링 식 4a 및 식 4b 의 해인 다이애고날 매트릭스

의 시퀀스를 유도하기 위해 수신 SNR과 관련하여 이용된다. 상술한 바와 같이, 다이애고날 매트릭스

는 N_F 주파수 빈들에서 고유-모드들에 할당된 에너지 또는 송신 전력의 세트를 포함한다. 다이애고날 매트릭스

을 유도하는데 이용되는 워터-포링 분석은 상술한 미국 특허 출원 번호 [대리인 도킷 번호 제 010467 호] 에서 개시된 바와 같이 수행될 수 있다.

모든 N_F 개의 주파수 빈들에 대해, 스케일러/IFFT (228) 는 단위 매트릭스

, 및 다이애고날 매트릭스

을 수신하고, 수신 매트릭스에 기초하여 송신기를 위한 공간-일시적인 펄스-셰이핑 매트릭스

를 유도한다. 먼저, 다이애고날 매트릭스

의 제곱근은 성분들이

의 성분들의 제곱근인 다이애고날 매트릭스의 시퀀스

를 유도하도록 계산된다. 다이애고날 매트릭스

의 성분들은 고유-모드들에 할당된 송신 전력을 나타낸다. 그 후, 제곱근은 전력 할당을 등가 신호 스케일링으로 변환한다. 그 후,

의 우측 고유-벡터들의 매트릭스들의 시퀀스인 제곱근 다이애고날 매트릭스

및 단위 매트릭스

의 곱이 계산된다. 이 곱

는 송신 심볼 벡터

에 적용될 최적의 공간-스펙트럼 (spatio-spectral) 셰이핑을 정의한다.

그 후, 곱

의 역 FFT는

식 6

과 같이 표현될 수 있는 송신기에 대한 공간-일시적인 펄스-셰이핑 매트릭스

를 유도하도록 계산된다.

펄스-셰이핑 매트릭스

는 N_T×N_T 매트릭스이다.

의 각 성분은 값들의 시퀀스이다.

의 각 열은

의 대응 성분에 대한 스티어링 벡터이다.

컨볼버 (230) 는 펄스-셰이핑 매트릭스

를 갖는 송신 심볼 벡터

를 수신하고 사전 컨디셔닝하여 (예를 들어, 컨벌루션) 송신 신호 벡터

를 유도한다.

과

의 컨볼루션은

식 7

로 표현될 수 있다.

식 7에서 나타난 매트릭스 컨볼루션은 다음과 같이 수행될 수 있다. 시간 n에 대해 벡터

의 i 번째 성분을 유도하기 위해, 매트릭스

의 i 번째 행과 벡터

의 내적

은 많은 지연 색인들 (예를 들어,

) 에 대해 형성되며, 그 결과들이 축적되어 성분

을 유도한다. 따라서, 각 송신 안테나를 통해 송신되는 신호 (즉,

또는

의 각 성분) 는 N_R 개의 변조 심볼 스트림들의 가중된 (weighted) 조합으로서 형성되며, 이 가중치는 매트릭스

의 적합한 열에 의해 결정된다. 이 프로세서는 벡터

의 각 성분이 매트릭스

및 벡터

의 각각의 열로부터 유도되도록 반복된다.

송신 신호 벡터

의 각 성분은 개별 송신 안테나를 통해 송신될 사전 컨디셔닝된 심볼들의 시퀀스에 대응한다. N_T 개의 사전 컨디셔닝된 심볼 시퀀스들 (즉, 최대 N_T 개까지의 사전 컨디셔닝된 심볼들을 포함하는 각 벡터를 갖는 사전 컨디셔닝된 심볼 벡터들의 시퀀스) 은 N_T 개의 송신 신호들에 대응하며, 또한 여기서 송신 신호 벡터

로서 지칭된다. N_T 개의 송신 신호들은 송신기 (122a 내지 122t) 에 제공되며 그 후 안테나 (124a 내지 124t) 로부터 각각 송신되는 N_T 개의 변조 신호를 유도하도록 프로세싱된다.

도 2에 나타난 실시형태는 송신 심볼 벡터

의 시간-도메인 빔-스티어링을 수행한다. 또한, 빔-스티어링은 주파수-도메인에서 수행될 수 있다. 이 경우에, 벡터

는 FFT를 통해 변환되어 주파수-도메인 벡터

를 유도할 수 있다. 그 후, 벡터

는 매트릭스

와 곱해져서,

인 주파수-도메인 벡터

를 유도한다.

그 후, 송신 신호 벡터

는 벡터

에 IFFT를 수행함으로써 유도될 수 있다 (즉,

).

도 3은 본 발명의 다양한 태양 및 실시형태들을 구현할 수 있는 수신기 유닛 (300) 의 실시형태의 블록도이다. 수신기 유닛 (300) 은 도 1 에서의 수신기 시스템 (150) 의 수신기 부분의 실시형태이다. 수신기 유닛 (300) 은 (1) N_R 개의 수신 샘플 스트림들을 프로세싱하여 N_T 개의 복원된 심볼 스트림들을 제공하는 RX MIMO 프로세서 (160a) 및 (2) 복원된 심볼들을 복조, 디인터리빙, 및 디코딩하여 디코딩 비트들을 제공하는 RX 데이터 프로세서 (162a) 를 포함한다. RX MIMO 프로세서 (160a) 및 RX 데이터 프로세서 (162a) 는 각각 도 1 에서의 RX MIMO 프로세서 (160) 및 RX 데이터 프로세서 (162) 이다.

도 1을 다시 참조하면, N_T 개의 송신 안테나로부터의 송신 신호들은 N_R 개의 안테나들 (152a 내지 152r) 의 각각을 통해 수신되고, 각각의 안테나로부터의 수신 신호는 개별 수신기 (154) (이는 또한 전단측 프로세서로 지칭된다) 로 라우팅된다. 각 수신기 (154) 는 별개의 수신 신호를 컨디셔닝하고 (예를 들어, 필터링 및 증폭), 컨디셔닝 신호를 중간 주파수 또는 기저대역으로 하향변환하고, 다운 변환 신호를 디지털화하여 ADC 샘플을 제공한다. 또한, 각 수신기 (154) 복원된 파일럿으로 ADC 샘플을 데이터 복조하여 수신 샘플들의 개별 스트림을 생성할 수 있다. 수신기 (154a 내지 154r) 는 수신 신호 벡터

로 또한 지칭되는 N_R 개의 수신 샘플 스트림들 (즉, 최대 N_R 개까지의 샘플을 포함하는 각각의 벡터를 갖는 벡터들의 시퀀스) 을 집합적으로 제공한다. 그 후, 수신 신호 벡터

는 RX MIMO 프로세서 (160a) 에 제공된다.

RX MIMO 프로세서 (160) 내에서, 채널 추정기 (312) 는 벡터

를 수신하고, 송신기 시스템으로 다시 전송되어 송신 프로세싱에서 이용될 수 있는 추정된 채널 임펄스 응답 매트릭스

를 유도한다. 그 후, FFT (314) 는 추정된 채널 임펄스 응답 매트릭스

에 FFT를 수행하여 추정된 채널 주파수 응답 매트릭스

를 유도한다.

그 후, 블록 (316) 에서는, 각각의 k 값에 대한

의 특이값 분해를 연산하여, 대응하는 주파수 빈 k 에 대한 좌측 고유 벡터의 매트릭스

를 획득한다.

의 각 열은

의 대응하는 성분이며, 수신기 시스템에서 수신 심볼 스트림들을 직교화하는데 이용된다. 그 후, 수신기 시스템에 대해, IFFT (318) 은

의 역 FFT를 수행하여 공간-일시적인 펄스-셰이핑 매트릭스

를 유도한다.

그 후, 컨볼버 (320) 는 수신 신호 벡터

을 공간-일시적인 펄스-셰이핑 매트릭스의 공액 전치 (conjugate transpose) 매트릭스와

의 컨볼루션을 수행함으로써 송신 심볼 벡터

의 추정값인 수신 심볼 벡터

를 유도한다. 이 컨볼루션은,

식 8

로 표현될 수 있다.

또한, 수신기에서의 펄스-셰이핑은 송신기에 대해 상술한 것과 유사한 주파수 도메인에서 수행될 수 있다. 이 경우에, 수신 신호 벡터

는 FFT를 통해 변환되어 주파수-도메인 벡터

를 유도할 수 있다. 그 후, 벡터

은 공액 전치매트릭스

와 미리 곱해져 주파수-도메인 벡터

를 유도한다. 그 후, 이 매트릭스 곱

의 결과는 역 FFT를 통해 변환되어 시간-도메인 수신 심볼 벡터

를 유도할 수 있다. 따라서, 벡터

과 이 매트릭스

의 컨볼루션은 디스크리트 주파수 도메인에서

식 9

로 나타낼 수 있으며, 여기서,

은

의 가중된 특이값들의 매트릭스이고 가중값은 워터-포링 해의 제곱근

이고,

는 송신 심볼 벡터

의 FFT,

는 수신 신호 벡터

의 FFT,

는 수신 심볼 벡터

의 FFT,

는 수신 잡음 샘플의 벡터

의 FFT, 그리고

는 단위 매트릭스

에 의해 변환되는 수신 잡음 프로세스의 FFT이다.

식 9 로부터, 수신 심볼 벡터

는 시간 도메인에서 컨볼루션으로서 다음

식 10

으로 특징지어질 수 있고, 여기서,

는

의 역 FFT이고

는 수신기 공간-일시적인 펄스-셰이핑 매트릭스

에 의해 변환되는 수신 잡음이다.
매트릭스

는 고유-펄스들의 다이애고날 매트릭스이고, 각각의 이러한 고유-펄스는 0 ≤ k ≤ (N_F-1) 에 대해

에서의 특이값들이 대응하는 세트의 IFFT로서 유도된다.

분류되고 랜덤 오더링되는, 특이값들을 오더링하는 2 개의 형태는 2 개의 상이한 타입의 고유-펄스를 유발한다. 분류 형태에 대해, 최종 고유-펄스 매트릭스

는 에너지 컨텐츠의 감소 오더로 분류되는 펄스들의 다이애고날 매트릭스이다. 고유-펄스 매트릭스

의 제 1 다이애고날 성분에 대응하는 펄스는 최대 에너지를 가지며, 이 다이애고날 아래쪽으로의 성분에 대응하는 펄스들은 연속적으로 더 적은 에너지를 가진다. 또한, SNR이 워터-포링이 결과적으로 에너지를 가지지 않는 몇몇 주파수를 야기할 만큼 낮을 때, 에너지는 먼저 가장 작은 고유-펄스에서 꺼내어 진다. 따라서, 낮은 SNR에서, 고유-펄스들 중 하나 이상은 에너지를 가질 수 없다. 이는 낮은 SNR에서 코딩 및 변조가 직교 서브채널 수의 감소를 통해 단순화된다는 이점을 가진다. 그러나, 채널 용량에 접근하기 위해, 각각의 고유-펄스에 대해 별개로 코딩 및 변조를 할 필요가 있다.

주파수 도메인에서의 특이값들의 랜덤 오더링 형태는 코딩 및 변조를 더욱 단순하게 하는데 (즉, 고유-펄스 매트릭스의 각 성분에 대해 개별 코딩 및 변조의 복잡성을 피하는데) 이용될 수 있다. 랜덤 오더링 형태에서, 각각의 주파수 빈에 대해, 특이값들의 오더링은 그것들의 크기에 기초하는 대신에 랜덤이다. 이 랜덤 오더링은 결과적으로 모든 고유-펄스들의 에너지를 거의 등화시킬 수 있다. SNR이 에너지를 갖지 않는 주파수 빈들을 야기할 만큼 낮을 때, 이러한 빈들은 0이 아닌 에너지를 갖는 고유-펄스들의 수가 SNR에 독립적으로 동일하게 되도록 고유-모드들 사이에서 거의 고르게 확산된다. 높은 SNR에서, 랜덤-오더 형태는 모든 고유-펄스들이 거의 같은 에너지를 가지는 이점을 가지며, 이 경우에, 상이한 고유-모드들에 대한 별개의 코딩 및 변조가 요구되지 않는다.

MIMO 채널의 응답이 주파수 선택적이라면 (즉, 상이한 k 값들에 대한 상이한

의 값), 매트릭스

에서의 고유-펄스는 시간-분산적이다. 이 경우에, 최종 수신 심볼 시퀀스

는 일반적으로 높은 성능을 제공하기 위해 등화를 요구할 심볼상호 간섭 (inter-symbol interference) 을 가진다. 또한,

에서의 특이값들이 실수이기 때문에,

의 성분도 또한 실수이며, 매트릭스

에서 고유-펄스들은 에일리어싱 (aliased) 공액 대칭 속성을 나타낸다. 이러한 시간-도메인 에일리어싱을 회피하기 위한 조치를 취한다면 (예를 들어, 추정된 채널 임펄스 응답 매트릭스

에서의 0이 아닌 샘플들의 수 보다 훨씬 큰 FFT 길이 N_F를 이용함으로써), 그 후 고유-응답 매트릭스는 지연 변수 I, 즉

에서 공액 대칭이다.

등화기 (322) 는 수신 심볼 벡터

를 수신하여 공간-일시적인 등화를 수행하여 송신 심볼 벡터

의 추정인 복원된 심볼 벡터

를 유도한다. 등화는 이하에서 더 자세히 설명된다. 그 후, 복원된 심볼 벡터

가 RX 데이터 프로세서 (162a) 에 제공된다.

RX 데이터 프로세서 (162a) 내에서, 심볼 비매핑 성분 (332) 은 송신기 시스템에서 그 심볼에 이용되는 변조 방식과 상보적인 복조 방식 (예를 들어, M-PSK, M-QAM) 에 따라

에서의 각 복원된 심볼을 복조한다. 그 후, 심볼 비매핑 성분 (332) 으로부터의 복조 데이터는 디인터리버 (334) 에 의해 디-인터리빙되고, 또한 디인터리빙 데이터는 디코더 (336) 에 의해 디코딩되어 송신 정보 비트의 추정값인 디코딩 비트

를 획득한다. 디인터리빙 및 디코딩은 송신기 시스템에서 별도로 수행되는 인터리빙 및 인코딩과 상보적인 방식으로 수행된다. 예를 들어, 터보 코딩 또는 컨볼루션 코딩이 별도로 송신기 시스템에서 수행된다면 터보 디코더 또는 비터비 (Viterbi) 디코더는 디코더 (336) 에 대해 이용될 수 있다.

최소 평균자승 에러 (MMSE) 등화

식 10 에 나타낸 바와 같이, 수신 심볼 벡터 (

) 에 대한 등가채널은 고유 펄스들의 다이애고날 매트릭스인

의 임펄스 응답 (즉, 유닛 샘플 응답) 과

의 대응 주파수 응답을 가진다.

에 대한 매칭 필터 수신기는

의 임펄스 응답에 이후 매칭되는 필터를 포함한다. 이 매칭 필터는

의 임펄스 응답과

의 주파수 응답을 가지며, 이는,

식 11

로 표현될 수 있다.

에 대한 등가채널의 종단 대 종단 (end-to-end) 주파수 응답과 그 매칭 필터는

로 주어질 수 있다.

의 종단 대 종단 주파수 응답은 가상 필터 및 그 매칭 필터로 스펙트럼하게 팩터라이징 (factorized) 될 수 있다. 이 가상 필터는

(여기서,

에 대하여

임) 의 원인 임펄스 응답과

의 주파수 응답을 가진다. 가상 필터와 그 매칭 필터의 종단 대 종단 주파수 응답은 등가 채널과 그 매칭 필터의 종단 대 종단 주파수 응답과 (정의에 의해) 동일한, 즉,

으로 된다.

다음 분석에서, 등가 채널 모델은 스펙트럼으로 백색 잡음을 가지도록 규정될 수 있다. 이는

의 Moore-Penrose 반전인 주파수 응답 매트릭스 (

) 를 가진 잡음 화이트닝 필터를 수신기 매칭 필터의 출력에 제공함으로써 달성될 수 있다. (

의 주파수 응답을 가진) 채널, (

의 주파수 응답을 가진) 매칭 필터, 및 (

의 주파수 응답을 가진) 백색 화이트닝 필터의 전체 주파수 응답은,

식 12

로 표현될 수 있다. 주파수 응답 (

) 에 대응하는 임펄스 응답 (

) 은 다이애고날 매트릭스이다.

도 4a 는 등가 채널 모델에 기초하여 유도되는 최소 평균자승 에러 선형 등화기 (MMSE-LE; 414) 의 도면이다. 수신 심볼 벡터 (

) 는 (가상의) 화이트닝 매칭 필터 (412) 에 의해 필터링되어, 필터링된 심볼 벡터 (

) 를 제공한다. 화이트닝 매칭 필터 (412) 는

에 대하여 매칭되고 필터링되며 잡음을 화이트닝하는 이중 기능을 수행하며

의 응답을 가진다. 필터링 심볼 벡터 (

) 는 등가 채널 모델의 출력이며,

식 13

로 표현될 수 있으며,
여기서,

는 샘플 채널-화이트닝 고유 펄스에 대한 매트릭스 시퀀스

를 나타내는

블록 구조화 매트릭스이며,

로 표현될 수 있으며,

은 변조 심볼들의 L+1 개의 벡터들의 시퀀스이며,

로 표현될 수 있다.
각각의

벡터는 최대 N_T 개의 심볼들을 포함하며 이 벡터의 각각의 심볼은 매트릭스 (

) 에서의 고유 펄스들 중 하나와 관련된다.

의 블록들 (즉,

) 은 모두 다이애고날이다.

수신기 입력 잡음이 백색 잡음이고

의 전력 스펙트럼 밀도를 가진 경우, 잡음 벡터 (

) 는 자동상관 함수 (

) 를 가지며,

식 14

로 표현될 수 있으며, 여기서,

이다.

의 우측 고유벡터들의 매트릭스들 (

) 의 시퀀스가 모두 단위시퀀스이기 때문에, 각각의 k 값에 대하여

이다. 그 결과, 시퀀스 (

) 의 역 FFT인

는,

식 15

로 주어지며, 여기서,

는 유닛 샘플 시퀀스이며,

로 표현될 수 있다.
화이트닝 매칭 필터가 자동상관 함수 (

) 를 가진 후의 잡음 벡터 (

) 는,

식 16

으로 표현될 수 있다.

MMSE-LE는 2K+1의 N_T×N_R 가중치 매트릭스 (

) 의 시퀀스와, 필터링된 심볼 벡터 (

) 의 시퀀스의 매트릭스 컨볼루션을 수행함으로써 시간 n 에서 송신 심볼 벡터 (

) 의 초기 추정값 (

) 을 다음,

식 17

과 같이 연산하며,
여기서,

이며,

K 는 등화기의 지연 범위를 결정하는 파라미터이고,

이다.

가중치 매트릭스 (

) 의 시퀀스는 평균 자승 에러를 최소화하도록 선택되며,

식 18

로 표현될 수 있으며, 여기서, 에러 (

) 는,

식 19

로 표현될 수 있다.

MMSE 해는 가중치 매트릭스 (

) 의 시퀀스로 기술될 수 있으며, 다음 선형 제한조건,

식 20

을 만족하며,
여기서,

는

공간-일시적인 상관 매트릭스의 시퀀스이다. 이 매트릭스 (

) 는

식 21

로 표현될 수 있으며,
여기서,

는 식 14 내지 식 16 에 의해 주어진다.

공간적이고 일시적인 비상관 잡음에 대해,

이다. 이 경우,

와

에서의 모든 비다이애고날 항은 제로이며,

에서의 모든 비다이애고날 항도 제로이며, 그 결과 등화기 계수들에 대한 분리된 방정식들의 세트를 생기게 한다. 따라서, 방정식 20 에서의 선형 제한조건은,

식 22

로 간략화될 수 있으며,
여기서, r 은 매트릭스 (

) 의 계수이다.

또한, 식 20 은

식 23

로 표현될 수 있으며,
여기서,

는

와

로 주어지는 블록 j, k을 가진 블록-테플리츠 (Toeplitz) 매트릭스이며, 여기서,

는 제로들의

매트릭스이다.

MMSE-LE 에 대한 시간 도메인 가중치 매트릭스 (

) 에 대응하는 주파수 응답 매트릭스 (

) 는

의 매트릭스 푸리에 변환을 수행하여, 다음,

식 24

로 유도될 수 있다.

가 다이애고날이기 때문에, 주파수 응답 매트릭스 (

) 도 또한 다이애고날이다.

도 4a 에 나타낸 바와 같이, 필터링 심볼 벡터 (

) 는 MMSE-LE (414) 에 제공되며 주파수 응답 매트릭스 (

) 에 기초하여 등화되어, 송신된 심볼 벡터 (

) 의 추정값인 심볼벡터 (

) 를 유도한다. 송신기와 수신기 시스템 모두에서 수행되는 펄스 셰이핑으로 인해,

에서의 수신 심볼 시퀀스들은 직교화되고 MMSE-LE에 대한 가중치 매트릭스 (

) 는 다이애고날 매트릭스로 된다. 따라서,

에서의 각각의 N_R 개의 수신 심볼 시퀀스들은 MMSE-LE에 의해 독립적으로 등화될 수 있고, 이에 의해 수신기 프로세싱을 매우 간략하게 할 수 있다.

심볼 추정값 (

) 과 관련된 SNR을 결정하기 위해, 먼저, 바이어스되지 않은 최소 평균 자승 에러 추정값이 유도된다. 위에서 유도된 초기 심볼 추정값 (

) 은,

식 25

로 되며, 여기서 기대값은 잡음을 대신한다. 변조 심볼들이 시간에 있어서 비상관이고 위에서 기대값이 모든 심볼상호 간섭을 대신하는 것 (모든 송신 신호 콤포넌트가 시간 n에서 송신되지 않음) 으로 가정하는 경우, 이 기대값은,

식 26

으로 표현될 수 있으며, 여기서,

이다.
잡음이 공간적이고 일시적으로 비상관된 경우,

(

) 는 다이애고날이고, 이에 따라

는 N_T× N_T 다이애고날이다.

또 다른 공간 서브채널들로부터의 간섭에 대하여 평균화한 후, 시간 n에서, i 번째 송신 안테나로부터의 신호의 평균값은,

식 27

로 표현될 수 있으며,
여기서, g_ii 는

의 i 번째 다이애고날 성분 (g_ii는 스칼라임) 이며

는 초기 심볼 추정값 (

) 의 i 번째 성분이다.

식 28

를 정의함으로써, 시간 n 에서, 송신 심볼 벡터 (

) 의 바이어스되지 않은 심볼 추정값 (

) 은,

식 29

로 표현될 수 있다.

바이어스되지 않은 심볼 추정값 (

) 과 관련된 에러 공분산 매트릭스는,

식 30

로 표현될 수 있다.
공간적이고 일시적으로 비상관된 잡음 경우에 대해,

으로 되고, 따라서, 이 경우는

이다.

최종적으로, i 번째 송신 안테나에 송신된 심볼의 바이어스되지 않은 추정값 (

) 과 관련된 SNR은,

식 31

로 표현될 수 있다.

도 4a 에서, 등가 채널 모델에서의 화이트닝 매칭 필터 (412) 는 MMSE-LE의 유도를 간략하게 하는데 제공된다. 실제 실시에서는, MMSE-LE가 평균 자승 에러를 최소화하는데 적용되는 경우, 화이트닝 매칭 필터의 응답이 MMSE-LE의 응답 내에 (자동으로) 통합된다.

도 4b는 도 3 에서의 등화기 (322) 의 일 실시형태인 MMSE-LE (322a) 의 일 실시형태의 블록도이다. 초기에, 매트릭스 (

및

) 가 수신 파일럿 및/또는 데이터 송신들에 기초하여 먼저 추정될 수 있다. 가중치 매트릭스 (

) 는 식 23 에 따라 연산된다.

MMSE-LE (322a) 내에서, RX MIMO 프로세서 (160) 로부터의 수신 심볼 벡터 (

) 는 곱셈기 (422) 에 의해 가중치 매트릭스 (

) 와 미리 곱해져, 상술한 식 17 에 나타낸 바와 같이, 송신 심볼 벡터 (

) 의 초기 추정값 (

) 을 형성한다. 이 초기 추정값 (

) 은 곱셈기 (424) 에 의해 다이애고날 매트릭스 (

) 와 추가로 미리 곱해져, 상기 식 29 에 나타낸 바와 같이, 송신 심볼 벡터 (

) 의 바이어스되지 않은 추정값 (

) 을 형성한다. 바이어스되지 않은 추정값 (

) 은 MMSE-LE에 의해 RX 데이터 프로세서 (162) 에 제공되는 복원된 심볼 벡터를 포함한다.

또한, 복원된 심볼 벡터 (

) 는 CSI 프로세서 (428) 에 제공되는데, 이 프로세서는 MIMO 채널에 대한 CSI를 유도한다. 예를 들면, CSI 프로세서 (428) 는 식 31 에 따라서 i 번째 복원된 심볼 시퀀스의 SNR 을 추정할 수 있다. 복원된 심볼 시퀀스에 대한 SNR들은 송신기 유닛에 다시 보고되는 CSI의 일부분을 포함한다.

복원된 심볼 벡터 (

) 는 적응 프로세서 (426) 에 추가로 제공되는데, 이후, 이 프로세서는 식 23 과 식 28 에 각각 기초하여 가중치 매트릭스 (

) 와 다이애고날 매트릭스 (

) 를 유도한다.

결정 피드백 등화

광대역 고유-모드 송신에 관해 이용되는 결정 피드백 등화기 (DFE) 는 시간 n 에서 송신 심볼 벡터 (

) 의 초기 추정값 (

) 을 형성하고,

식 32

로 표현될 수 있으며,
여기서,

는 식 13 에 의해 주어지는 필터링된 변조 심볼들의 벡터이며,

는 재변조된 심볼들 (즉, 복조된 다음 다시 재변조된 심볼들) 의 벡터이고,

는

피드포워드 계수 매트릭스의 시퀀스이며,

는

피드백 계수 매트릭스의 시퀀스이다.

또한, 식 32 는,

식 33

로 표현될 수 있으며, 여기서,

및

이다.

MMSE 기준이 피드포워드 및 피드백 계수 매트릭스를 결정하는데 이용되는 경우, 평균 자승 에러를 최소화하는

와

에 대한 해인,

이 이용될 수 있으며, 여기서, 에러 (

) 는,

식 34

로 표현된다.

피드포워드 필터 (

(

)) 에 대한 MMSE 해는 다음 선형 제한조건,

식 35

에 의해 결정되며, 또한,

식 36

으로 표현될 수 있으며, 여기서,

이고,

는 N_R × N_R 블록들로 구성된

매트릭스이다.

에서의 (i, j) 번째 블록은

식 37

에 의해 주어진다.

피드백 필터에 대한 MMSE 해는

식 38

로 표현될 수 있으며, 여기서,

및

이다.

매트릭스 (

(

)) 는 다이애고날이고 식 36 으로부터, 피드포워드 필터 계수 매트릭스 (

(

)) 또한 다이애고날이다. 따라서, 피드백 필터 계수 매트릭스 (

(

)) 도 다이애고날 된다.

피드포워드 필터와 피드백 필터는 각각 주파수 응답 매트릭스 (

및

) 를 가지며, 이들은,

식 39

로 주어진다.

도 5a 는 등가 채널 모델에 기초하여 유도되는 결정 피드백 등화기의 도면이다. 수신 심볼 벡터 (

) 는 (가상의) 화이트닝 매칭 필터 (512) 에 의해 필터링되어 필터링된 심볼 벡터 (

) 를 제공한다. 이 벡터 (

) 는

의 주파수 응답을 가진 피드포워드 필터 (514) 에 의해 추가로 필터링된다. 피드포워드 필터 (514) 로부터의 출력은 피드백 필터 (518) 의 출력과 가산기 (516) 에 의해 가산되어 심볼 벡터 (

) 가 유도된다. 또한, 이 벡터 (

) 는 심볼 결정 성분 (520) 에 제공되어, 재변조 심볼 벡터 (

) 가 유도되며, 이 유도된 심볼 벡터는 심볼 추정값 (

) 에 대한 검출 심볼들을 표현한다. 재변조 심볼 벡터는 심볼 벡터 (

) 를 복조하고 이 복조된 데이터를 가능한 디코딩하고 재코딩하며, 선택된 변조 방식들에 대응하는 신호 콘스텔레이션들에 기초하여 복조 데이터 또는 재코딩 데이터를 재변조함으로써 유도될 수 있다. 그 후, 재변조된 심볼 벡터 (

) 는

의 주파수 응답과 함께 피드백 필터 (518) 에 의해 필터링되며 그 필터 (518) 의 출력이 가산기 (516) 에 제공된다.

식 38 을 식 32 에 대입한 다음, 완벽한 결정 (즉,

) 으로 가정하면, 초기 심볼 추정값 (

) 은,

식 40

로 표현될 수 있으며, 여기서,

이다.
결정 피드백 등화기로부터 초기 심볼 추정값 (

) 과 관련된 SNR 을 결정하기 위해, 초기에, 바이어스되지 않은 최소 평균자승 에러 추정값이 송신 심볼 벡터의 조건 평균 값을 구함으로써 (상술한 MMSE-LE와 유사하게), 다음으로,

삭제

식 41

와 같이 유도되며,
여기서,

이다. 다음,

의 i번째 성분 (

) 의 평균값

은,

로 표현되며, 여기서,

는

의 i 번째 다이애고날 성분이다.

바이어스되지 않은 심볼 추정값 (

) 을 형성하기 위해, MMSE-LE에 대하여 상술한 바와 유사하게,

의 다이애고날 성분의 역인 성분들을 가진 다이애고날 매트릭스는,

식 42

로 먼저 정의된다.

그러면, 바이어스되지 않은 추정값 (

) 은,

식 43

로 표현될 수 있다.

이렇게 구한 에러 공분산 매트릭스는,

식 44

로 주어진다.

그러면, i 번째 송신 안테나에 송신되는 심볼의 바이어스되지 않은 추정값 (

) 과 관련된 SNR는,

식 45

로 표현될 수 있다.

도 5b 는 결정 피드백 등화기 (322b) 의 일 실시형태의 블록도로서, 도 3 의 등화기 (322) 의 또 다른 실시형태이다. 결정 피드백 등화기 (322b) 에서, RX MIMO 프로세서 (160) 로부터의 수신 심볼 벡터 (

) 는 피드포워드 필터 (534) 에 의해 필터링되며, 이 필터는 상술한 MMSE 기술들 또는 어떤 다른 선형 공간 등화기술을 구현할 수 있다. 이후, 가산기 (536) 는 그 피드포워드 필터 (534) 로부터의 출력을 피드백 필터 (538) 로부터의 추정된 왜곡 성분들과 결합하여, 왜곡성분이 거의 제거된 바이어스된 심볼 추정값 (

) 을 제공한다. 초기에, 추정된 왜곡 성분들은 제로이고, 심볼 추정값 (

) 은 단순히 필터 (534) 로부터의 출력이다. 이후, 가산기 (536) 에 대한 초기 추정값 (

) 이 곱셈기 (540) 에 의해 매트릭스 (

) 와 곱해져, 송신 심볼 벡터 (

) 의 바이어스되지 않은 추정값 (

) 을 제공한다. 바이어스되지 않은 추정값 (

) 은 RX 데이터 프로세서 (162) 에 제공되는 복원된 심볼 벡터를 포함한다.

RX 데이터 프로세서 (162) 내에서, (도 3 에서의) 심볼 비매핑 성분 (332) 은 복원된 심볼 벡터 (

) 에 대한 복조 데이터를 제공한다. 이후, 이 복조 데이터는 DFE (322b) 내의 심볼 매핑 성분 (216x) 에 제공되고 변조되어, 재변조된 심볼 벡터 (

) 를 제공한다. 다른 방법으로, 복조 데이터는 디코딩되고 재코딩된 다음, 심볼 매핑 성분 (216x) 에 제공된다. 재변조된 심볼은 송신기로부터 송신되는 변조 심볼들 (

) 의 추정값들이다. 변조된 심볼 벡터 (

) 는 피드백 필터 (538) 에 제공되는데, 이 필터는 심볼 벡터를 필터링하여 추정된 왜곡 성분들을 유도한다. 피드백 필터 (538) 는 선형 공간 등화기 (예를 들면, 선형 트랜스버설 (transversal) 등화기) 를 구현할 수 있다.

DFE 기술에서, 재변조 심볼들은 이미 검출된 심볼들에 의해 생성되는 왜곡의 추정값을 유도하는데 이용된다. 재변조 심볼이 에러없이 (또는 최소한의 에러로) 유도되는 경우 변형 성분이 정확하게 추정될 수 있으며, 이미 검출된 심볼들에 의해 기여되는 심볼상호 간섭이 효과적으로 상쇄될 수 있다. 통상적으로, 피드포워드 필터 (534) 와 피드백 필터 (538) 에 의해 수행되는 프로세싱은 동시에 복원된 심볼들에서의 심볼상호 간섭의 평균자승에러 (MSE) 를 최소화하도록 컨디셔닝된다.

DFE 와 MMSE 기술들은 본 명세서에 참조로서 포함된 S. L. Ariyavistakul 등의 제목이 "Optimum Space-Time Processors with Dispersive Interference: Unified Analysis and Required Filter Span"(IEEE Trans. on Communication, Vol. 7, No. 7, July 1999) 인 논문에 더욱 상세히 개시되어 있다.

MLSE (Maximum Likelihood Sequence Estimation)

심볼상호 간섭 (ISI) 을 가진 채널에 대한 MLSE는 비터비 (Viterbi) 알고리즘에서 이용하기 위한 경로 매트릭스의 세트를 형성함으로써 수행되는데, 이 알고리즘은 관측 수신신호가 주어지는 송신 시퀀스를 탐색한다. MLSE 는 본 명세서에서 참조로서 포함된 Andrew J. Viterbi 및 Jim K. Omura 의 제목이 "Principles of Digital Communication and Coding"(McGraw-Hill, 1979) 인 책에 더욱 상세히 개시되어 있다.

그러나, 고유-모드 분해를 통하여 직교화되지 않은 광대역 MIMO 채널들에 대한 MLSE의 이용은 채널 상태 공간의 과도하게 높은 차원성으로 인해 비실용적이다. MIMO 채널에 대한 MLSE를 수행하는 비터비 등화기는 M^rL 상태를 가지며, 여기서, M은 심볼 알파벳의 크기이며, r ≤ N^T 는 독립적으로 송신된 데이터 스트림의 수이고, L 은 채널 메모리이다. 예를 들면, QPSK 시그널링이 4개의 독립적인 데이터 스트림 (r = 4) 에 이용되고 (M = 4), 채널이 하나의 심볼 (L = 1) 의 메모리를 가지는 간단한 예에서, 비터비 등화기는 2⁸ 개의 상태 (즉, 4^4·1= 2⁸) 를 가진다.

비터비 MLSE과 결합한 시간 도메인 고유-모드 분해를 이용하는 것은 비터비 등화기의 상태 공간을 상당히 감소시킨다. 이 경우, 수신 심볼 스트림은 독립적으로 등화될 수 있고 그 결과 상태 공간의 크기가 독립적인 데이터 스트림의 수 (r, 즉, rM^L) 에서 선형으로 된다. 이전의 예에서는, 상태 공간이 2⁴ 개의 상태 (즉, 4·4¹= 2⁴) 로 감소된다.

MLSE 근사방식의 목적은,

식 46

과 같은 매트릭스를 최대로 하는 심볼 벡터 (

) 의 송신 시퀀스를 선택하는 것이다.

를 구성하는 블록 (

) 이 다이애고날이기 때문에,

는 r 매트릭스들의 합으로 표현될 수 있으며, 각각의 매트릭스는 MIMO 채널들의 시간 도메인 고유-모드들 중의 한 모드와 관련된다.

식 47

여기서,

식 48

및

식 49

이다.

시퀀스 매트릭스 (

) 는 SISO 에 대한 MLSE와 관련된 시퀀스 매트릭스의 형태와 동일하다. 따라서, 당해기술분야에 공지진 MLSE 비터비 등화가 개개의 수신 심볼 스트림들의 등화에, 하기와 같이 적용될 수 있다.

비터비 알고리즘에서, 스테이지 n 에서의 수신 심볼 스트림 (i) 에 대한 경로 매트릭스는,

식 50

로 주어진다.

샘플 (n) 이 수신되는 경우, (1) 각각의 가능한 송신 심볼 (

) 과 관련된

의 M 값이, 샘플 시간 n-1 에서의 심볼 스트림 (i) 과 관련된 각각의 M^L 상태들에 대하여 연산되며, (2) 각각의 가능한

값과 관련된

의 M 값이 각각의 상태에 대하여 연산된다. 이후,

의 최대값이 샘플 시간 n 에서 각각의 상태마다 선택되고 이 최대값과 관련된 시퀀스가 그 상태에서 잔존한 시퀀스로서 선택된다.

시퀀스 결정은 경로 합성 이벤트들이 발생하는 경우에 발할 수 있는데, 이는 모든 잔존 시퀀스들이 공통의 이전 상태에서 결합되는 경우이다. 다른 방법으로, 시퀀스 결정은 경로 절단이 고정지연에서 발생하는 경우에 발할 수 있는데, 이는 합성 이벤트들이 아직 발생하지 않은 경우에, 선택을 강요하는데 이용될 수 있다.

MMSE-LE, DFE, 및 MLSE를 포함하여, 등화기의 몇몇 상이한 유형을 설명하였다. 이들 등화기의 각각은 송신 심볼들의 추정값인 복귀 심볼들을 제공하기 위해 수신 심볼들을 등화하는데 이용될 수 있다. 또 다른 유형의 등화기들이 이용될 수 있으며, 이 또한 본 발명의 범위 내이다. 고유-모드 분해를 통하여 수신 심볼 스트림을 직교화함으로써, 수신 심볼 스트림들은 독립적으로 등화될 수 있는데, 이는, (1) 이용을 위해 선택되는 등화기의 복잡성을 크게 감소시킬 수 있고 및/또는 (2) 그렇지 않은 경우 비실용적일 수 있는 또 다른 유형의 등화기의 이용을 가능하게 할 수 있다.

상술한 데이터를 송신 및 수신하는 기술은 MIMO 및 CDMA 시스템들을 포함한 다양한 무선통신 시스템들로 구현될 수 있지만, 이에 한정되지 않는다. 또한, 이들 기술은 순방향 링크 및/또는 역방향 링크에 대하여 이용될 수 있다.

송신기 및 수신기에서 데이터 송신을 프로세스하는 상술한 기술들은 다양한 수단에 의해 수행될 수 있다. 예를 들면, 이들 기술은 하드웨어, 소프트웨어, 또는 이들의 조합으로 구현될 수 있다. 하드웨어 구현에서는, 송신기에서의 다양한 신호 프로세싱 단계들 (예를 들면, 데이터를 코딩 및 변조하는 것, 송신기 펄스 셰이핑 매트릭스를 유도하는 것, 변조 심볼들을 사전 컨디셔닝하는 것 등) 을 수행하고 수신기에서의 다양한 신호 프로세싱 단계들 (예를 들면, 수신기 펄스 셰이핑 매트릭스를 유도하는 것, 수신 샘플들을 사전 컨디셔닝하는 것, 수신 심볼들을 등화하는 것, 복원된 심볼들을 복조 및 디코딩하는 것 등) 을 수행하는데 이용되는 성분들은, 하나 이상의 주문형 집적 회로들 (ASICs), 디지털 신호 프로세서들 (DSPs), 디지털 신호 프로세싱 디바이스들 (DSPDs), 프로그래밍가능 로직 디바이스들 (PLDs), 필드 프로그래밍가능 게이트 어레이들 (FPGAs), 프로세서들, 제어기들, 마이크로 제어기들, 또는 상술한 기능들을 수행하도록 설계된 다양한 다른 전자 유닛들 또는 이들의 조합 내에서 구현될 수 있다.

소프트웨어 구현에서는, 각각의 송신기 및 수신기에서 몇몇 또는 모든 신호 프로세싱 단계들이 상술한 기능들을 수행하는 모듈 (예를 들면, 과정, 펑션, 등) 로 구현될 수 있다. 소프트웨어 코드는 메모리 유닛 (예를 들면, 도 1 에서의 메모리 (132 및 172)) 에 저장될 수도 있고 프로세서 (예를 들면, 제어기 (130 및 170)) 에 의해 실행될 수도 있다. 메모리 유닛은 프로세서 내에서 또는 프로세서 외부에서 구현될 수도 있으며, 이 경우, 메모리 유닛이 당해기술분야에 공지진 다양한 수단을 통하여 프로세서에 통신가능하게 접속될 수 있다.

전제부는 본 발명의 참조로 포함된 것으로 특정 섹션들을 위치시키는 것을 보조한다. 이들 전제부는 상술한 개념들의 범위를 한정하기 위한 것이 아니며 이들 개념들은 명세서 전반에 걸쳐 또 다른 섹션에도 적용될 수 있다.

상술한 실시형태들은 본 발명을 제조하고 이용할 수 있도록 제공된 것이다. 이들 실시형태에 대한 다양한 변형이 가능하며 일반적인 원리가 본 발명의 범위를 벗어나지 않고 또 다른 실시형태에도 적용될 수 있다. 따라서, 본 발명은 상술한 실시형태로만 한정되는 것이 아니며 명세서에 개시된 원리와 신규특징들에 부합하는 가장 넓은 범위로 해석될 수 있다.

Claims

다중입력 다중출력 (MIMO) 통신 시스템에서 데이터를 송신하는 방법으로서,

MIMO 채널에서의 복수의 송신 채널들에 대하여 코딩 데이터를 제공하기 위해 하나 이상의 코딩 방식에 따라서 데이터를 코딩하는 단계;

복수의 변조 심볼 스트림들을 제공하기 위해 하나 이상의 변조 방식에 따라서 상기 코딩 데이터를 변조하는 단계;

상기 MIMO 채널의 추정 응답에 부분적으로 기초하여 펄스 셰이핑 매트릭스를 유도하는 단계;

복수의 사전 컨디셔닝된 신호들을 유도하기 위해 상기 펄스 셰이핑 매트릭스에 기초하여 상기 복수의 변조 심볼 스트림들을 사전 컨디셔닝하는 단계; 및

상기 MIMO 채널을 통하여 상기 복수의 사전 컨디셔닝된 신호들을 송신하는 단계를 포함하는, 데이터 송신방법.
제 1 항에 있어서,

상기 MIMO 채널에 대하여 추정된 채널 응답 매트릭스를 결정하는 단계; 및

고유 벡터들의 매트릭스들의 제 1 시퀀스 및 특이값들의 매트릭스들의 제 2 시퀀스를 획득하기 위해 상기 추정된 채널 응답 매트릭스를 분해하는 단계를 더 포함하며,

상기 펄스 셰이핑 매트릭스는 매트릭스들의 상기 제 1 시퀀스 및 상기 제 2 시퀀스에 기초하여 유도되는, 데이터 송신방법.
제 2 항에 있어서,

상기 추정된 채널 응답 매트릭스는 주파수 도메인으로 주어지며 상기 주파수 도메인에서 분해되는, 데이터 송신방법.
제 2 항에 있어서,

상기 추정된 채널 응답 매트릭스는 특이값 분해에 기초하여 분해되는, 데이터 송신방법.
제 2 항에 있어서,

상기 추정된 채널 응답 매트릭스는 복수의 고유-모드들을 포함하며,

특정 임계값 미만의 특이값과 관련된 고유-모드들은 데이터 송신의 이용에 선택되지 않는, 데이터 송신방법.
제 2 항에 있어서,

상기 제 2 시퀀스에서의 각각의 매트릭스에서의 특이값들은, 상기 추정된 채널 응답 매트릭스의 고유-모드들이 거의 동일한 송신 전력과 관련되도록, 랜덤하게 오더링되는, 데이터 송신방법.
제 2 항에 있어서,

상기 특이값들의 매트릭스들의 제 2 시퀀스에 기초하여, 상기 추정된 채널 응답 매트릭스의 고유-모드들에 할당된 송신 전력을 표시하는 값을 가진 매트릭스들의 제 3 시퀀스를 유도하는 단계를 더 포함하며,

상기 펄스 셰이핑 매트릭스는 상기 매트릭스들의 제 1 시퀀스 및 제 3 시퀀스에 기초하여 유도되는, 데이터 송신방법.
제 7 항에 있어서,

상기 매트릭스들의 제 3 시퀀스는 워터 포링 (water-pouring) 분석에 기초하여 유도되는, 데이터 송신방법.
제 1 항에 있어서,

상기 펄스 셰이핑 매트릭스는 시간 도메인 값들의 복수의 시퀀스를 포함하며,

상기 사전 컨디셔닝하는 단계는 상기 복수의 변조 심볼 스트림들을 상기 펄스 셰이핑 매트릭스와 컨볼루션함으로써 상기 시간 도메인에서 수행되는, 데이터 송신방법.
제 1 항에 있어서,

상기 펄스 셰이핑 매트릭스는 주파수 도메인 값들의 복수의 시퀀스를 포함하며,

상기 사전 컨디셔닝하는 단계는 변환된 복수의 변조 심볼 스트림들을 상기 펄스 셰이핑 매트릭스와 곱함으로써 상기 주파수 도메인에서 수행되는, 데이터 송신방법.
제 1 항에 있어서,

상기 펄스 셰이핑 매트릭스는 더 높은 신호 대 잡음 및 간섭 비 (SNR) 를 가진 송신 채널들에 더 큰 송신 전력을 할당함으로써 최대 용량을 유도하는, 데이터 송신방법.
제 1 항에 있어서,

상기 펄스 셰이핑 매트릭스는 상기 복수의 변조 심볼 스트림들에 거의 동일한 수신 신호 대 잡음 및 간섭 비 (SNR) 를 제공하기 위해 유도되는, 데이터 송신방법.
제 1 항에 있어서,

별개의 코딩 및 변조 방식이 각각의 상기 송신채널에 대해 이용되는, 데이터 송신방법.
제 1 항에 있어서,

공통의 코딩 및 변조 방식이 모든 상기 송신 채널들에 대해 이용되는, 데이터 송신방법.
다중입력 다중출력 (MIMO) 통신 시스템에서 데이터를 송신하는 방법으로서,

MIMO 채널에서의 복수의 송신 채널들에 대하여 코딩 데이터를 제공하기 위해 하나 이상의 코딩 방식에 따라서 데이터를 코딩하는 단계;

복수의 변조 심볼 스트림들을 제공하기 위해 하나 이상의 변조 방식에 따라서 상기 코딩 데이터를 변조하는 단계;

상기 MIMO 채널에 대하여 추정된 채널 응답 매트릭스를 결정하는 단계;

고유 벡터들의 매트릭스들의 제 1 시퀀스 및 특이값들의 매트릭스들의 제 2 시퀀스를 획득하기 위해 상기 추정된 채널 응답 매트릭스를 분해하는 단계;

상기 특이값들의 매트릭스들의 제 2 시퀀스에 기초하여, 상기 추정된 채널 응답 매트릭스의 고유-모드에 할당되는 송신 전력을 표시하는 값을 가진 매트릭스들의 제 3 시퀀스를 유도하는 단계;

상기 매트릭스들의 제 1 시퀀스 및 제 3 시퀀스에 기초하여 펄스 셰이핑 매트릭스를 유도하는 단계;

복수의 사전 컨디셔닝된 신호들을 유도하기 위해 상기 펄스 셰이핑 매트릭스에 기초하여 상기 복수의 변조 심볼 스트림들을 사전 컨디셔닝하는 단계; 및

상기 MIMO 채널을 통하여 상기 복수의 사전 컨디셔닝된 신호들을 송신하는 단계를 포함하는, 데이터 송신방법.
MIMO 채널에서의 복수의 송신 채널들에 코딩 데이터를 제공하기 위해 하나 이상의 코딩 방식에 따라서 데이터를 코딩하고;

복수의 변조 심볼 스트림들을 제공하기 위해 하나 이상의 변조 방식에 따라서 상기 코딩 데이터를 변조하고;

상기 MIMO 채널의 추정 응답에 부분적으로 기초하여 펄스 셰이핑 매트릭스를 유도하며; 그리고,

상기 MIMO 채널을 통한 송신을 위한 복수의 사전 컨디셔닝된 신호들을 유도하기 위해 상기 펄스 셰이핑 매트릭스에 기초하여 상기 복수의 변조 심볼 스트림들을 사전 컨디셔닝하기 위해, 디지털 정보를 해석할 수 있는 디지털 신호 프로세싱 디바이스 (DSPD) 에 통신가능하게 결합되는, 메모리.
다중입력 다중출력 (MIMO) 통신 시스템에서 데이터 송신을 수신하는 방법으로서,

데이터 송신에 이용되는 MIMO 채널에 대하여 추정된 채널 응답 매트릭스를 결정하는 단계;

고유 벡터들의 매트릭스들의 제 1 시퀀스를 획득하기 위해 상기 추정된 채널 응답 매트릭스를 분해하는 단계;

상기 매트릭스들의 제 1 시퀀스에 기초하여 펄스 셰이핑 매트릭스를 유도하는 단계; 및

복수의 수신 심볼 스트림들을 획득하기 위해 상기 펄스 셰이핑 매트릭스에 기초하여 복수의 수신 신호들을 사전 컨디셔닝하는 단계를 포함하는, 데이터 수신방법.
제 17 항에 있어서,

사전 컨디셔닝하는 단계는 시간 도메인 펄스 셰이핑 매트릭스에 기초하여 시간 도메인에서 수행되는, 데이터 수신방법.
제 17 항에 있어서,

상기 사전 컨디셔닝하는 단계는,

주파수 도메인에서 수행되며,

상기 복수의 수신 신호들을 상기 주파수 도메인으로 변환하는 단계;

유도된 복수의 사전 컨디셔닝된 신호들을 유도하기 위해 상기 변환된 수신신호들을 주파수 도메인 펄스 셰이핑 매트릭스와 곱하는 단계; 및

상기 복수의 수신 심볼 스트림들을 획득하기 위해, 상기 복수의 사전 컨디셔닝된 신호들을 시간 도메인으로 변환하는 단계를 포함하는, 데이터 수신방법.
제 17 항에 있어서,

상기 사전 컨디셔닝하는 단계는 상기 복수의 수신 심볼 스트림들을 직교화하는, 데이터 수신방법.
제 17 항에 있어서,

복수의 복원된 심볼 스트림들을 유도하기 위해, 상기 복수의 수신 심볼 스트림들을 등화하는 단계를 더 포함하는, 데이터 수신방법.
제 21 항에 있어서,

상기 등화하는 단계는 각각의 상기 수신 심볼 스트림에 대해 별도로 수행되는, 데이터 수신방법.
제 21 항에 있어서,

상기 등화하는 단계는 최소 평균 자승 에러 선형 등화기 (MMSE-LE) 에 기초하여 수행되는, 데이터 수신방법.
제 21 항에 있어서,

상기 등화하는 단계는 결정 피드백 등화기 (DFE) 에 기초하여 수행되는, 데이터 수신방법.
제 21 항에 있어서,

상기 등화하는 단계는 MLSE (Maximum Likelihood Sequence Estimation) 등화기에 기초하여 수행되는, 데이터 수신방법.
제 21 항에 있어서,

복수의 복조 데이터 스트림들을 제공하기 위해 하나 이상의 복조 방식에 따라서 상기 복수의 복원된 심볼 스트림들을 복조하는 단계; 및

디코딩 데이터를 제공하기 위해 하나 이상의 디코딩 방식에 따라서 상기 복수의 복조 데이터 스트림들을 디코딩하는 단계를 더 포함하는, 데이터 수신방법.
제 17 항에 있어서,

상기 MIMO 채널의 복수의 송신 채널들에 대한 상기 추정된 채널 응답 매트릭스 및 신호 대 잡음 및 간섭 비 (SNR) 를 포함하는 채널 상태 정보 (CSI) 를 유도하는 단계; 및

상기 데이터 송신의 송신기에 상기 CSI를 되송신하는 단계를 더 포함하는, 데이터 수신방법.
다중입력 다중출력 (MIMO) 통신 시스템에서 데이터 송신을 수신하는 방법으로서,

데이터 송신에 이용되는 MIMO 채널에 대하여 추정된 채널 응답 매트릭스를 결정하는 단계;

고유 벡터들의 매트릭스들의 제 1 시퀀스를 획득하기 위해 상기 추정된 채널 응답 매트릭스를 분해하는 단계;

상기 매트릭스들의 제 1 시퀀스에 기초하여 펄스 셰이핑 매트릭스를 유도하는 단계;

복수의 수신 심볼 스트림들을 획득하기 위해 상기 펄스 셰이핑 매트릭스에 기초하여 복수의 수신 신호들을 사전 컨디셔닝하는 단계;

복수의 복원된 심볼 스트림들을 유도하기 위해 상기 복수의 수신 심볼 스트림들을 등화하는 단계;

복수의 복조 데이터 스트림들을 제공하기 위해 하나 이상의 복조 방식에 따라서 상기 복수의 복원된 심볼 스트림들을 복조하는 단계; 및

디코딩 데이터를 제공하기 위해 하나 이상의 디코딩 방식에 따라서 상기 복수의 복조 데이터 스트림들을 디코딩하는 단계를 포함하는, 데이터 수신방법.
데이터 송신에 이용되는 MIMO 채널에 대하여 추정된 채널 응답 매트릭스를 결정하고;

고유 벡터들의 매트릭스들의 제 1 시퀀스를 획득하기 위해 상기 추정된 채널 응답 매트릭스를 분해하고;

상기 매트릭스들의 제 1 시퀀스에 기초하여 펄스 셰이핑 매트릭스를 유도하며; 그리고,

복수의 수신 심볼 스트림들을 획득하기 위해 상기 펄스 셰이핑 매트릭스에 기초하여 복수의 수신 신호들을 사전 컨디셔닝하기 위해, 디지털 정보를 해석할 수 있는 디지털 신호 프로세싱 디바이스 (DSPD) 에 통신가능하게 결합되는, 메모리.
다중입력 다중출력 (MIMO) 통신 시스템에서의 송신기 유닛으로서,

MIMO 채널에서의 복수의 송신 채널들에 대하여 코딩 데이터를 제공하기 위해 하나 이상의 코딩 방식에 따라서 데이터를 코딩하며, 복수의 변조 심볼 스트림들을 제공하기 위해 하나 이상의 변조 방식에 따라서 상기 코딩 데이터를 변조하도록 동작하는 TX 데이터 프로세서;

상기 MIMO 채널의 추정 응답에 부분적으로 기초하여 펄스 셰이핑 매트릭스를 유도하며, 복수의 사전 컨디셔닝된 신호들을 제공하기 위해 상기 펄스 셰이핑 매트릭스에 기초하여 상기 복수의 변조 심볼 스트림들을 사전 컨디셔닝하도록 동작하는 TX MIMO 프로세서; 및

상기 MIMO 채널을 통하여 상기 복수의 사전 컨디셔닝된 신호들을 컨디셔닝하고 송신하도록 동작하는 하나 이상의 송신기를 구비하는, 송신기 유닛.
제 30 항에 있어서,

상기 TX MIMO 프로세서는,

상기 MIMO 채널에 대하여 추정된 채널 응답 매트릭스를 결정하며,

고유 벡터들의 매트릭스들의 제 1 시퀀스 및 특이값들의 매트릭스들의 제 2 시퀀스를 획득하기 위해 상기 추정된 채널 응답 매트릭스를 분해하며,

상기 매트릭스들의 제 1 시퀀스 및 제 2 시퀀스에 기초하여 상기 펄스 셰이핑 매트릭스를 유도하도록 추가로 동작하는, 송신기 유닛.
제 31 항에 있어서,

상기 TX MIMO 프로세서는 특이값 분해를 이용하여 주파수 도메인에서 상기 추정된 채널 응답 매트릭스를 분해하도록 추가로 동작하는, 송신기 유닛.
제 31 항에 있어서,

상기 TX MIMO 프로세서는,

상기 특이값들의 매트릭스들의 제 2 시퀀스에 기초하여, 상기 추정된 채널 응답 매트릭스의 고유-모드에 할당된 송신전력을 표시하는 값들의 매트릭스들의 제 3 시퀀스를 유도하며,

상기 매트릭스들의 제 1 시퀀스 및 제 3 시퀀스에 기초하여 상기 펄스 셰이핑 매트릭스를 유도하도록 추가로 동작하는, 송신기 유닛.
다중입력 다중출력 (MIMO) 통신 시스템에서의 송신기 장치로서,

MIMO 채널에서의 복수의 송신 채널들에 코딩 데이터를 제공하기 위해 하나 이상의 코딩 방식에 따라서 데이터를 코딩하는 수단;

복수의 변조 심볼 스트림들을 제공하기 위해 하나 이상의 변조 방식에 따라서 상기 코딩 데이터를 변조하는 수단;

상기 MIMO 채널의 추정 응답에 부분적으로 기초하여 펄스 셰이핑 매트릭스를 유도하는 수단;

복수의 사전 컨디셔닝된 신호들을 유도하기 위해 상기 펄스 셰이핑 매트릭스에 기초하여 상기 복수의 변조 심볼 스트림들을 사전 컨디셔닝하는 수단; 및

상기 MIMO 채널을 통하여 상기 복수의 사전 컨디셔닝된 신호들을 송신하는 수단을 구비하는, 송신기 장치.
다중입력 다중출력 (MIMO) 통신 시스템에서 이용하는 디지털 신호 프로세서로서,

MIMO 채널에서의 복수의 송신 채널들에 코딩 데이터를 제공하기 위해 하나 이상의 코딩 방식에 따라서 데이터를 코딩하는 수단;

복수의 변조 심볼 스트림들을 제공하기 위해 하나 이상의 변조 방식에 따라서 상기 코딩 데이터를 변조하는 수단;

상기 MIMO 채널의 추정 응답에 부분적으로 기초하여 펄스 셰이핑 매트릭스를 유도하는 수단; 및

복수의 사전 컨디셔닝된 신호들을 유도하기 위해 상기 펄스 셰이핑 매트릭스에 기초하여 상기 복수의 변조 심볼 스트림들을 사전 컨디셔닝하는 수단을 구비하는, 디지털 신호 프로세서.
다중입력 다중출력 (MIMO) 통신 시스템에서의 수신기 유닛으로서,

데이터 송신에 이용되는 MIMO 채널에 대하여 추정된 채널 응답 매트릭스를 결정하고, 고유 벡터들의 매트릭스들의 제 1 시퀀스를 획득하기 위해 상기 추정된 채널 응답 매트릭스를 분해하고, 상기 매트릭스들의 제 1 시퀀스에 기초하여 펄스 셰이핑 매트릭스를 유도하며, 복수의 수신 심볼 스트림들을 획득하기 위해 상기 펄스 셰이핑 매트릭스에 기초하여 복수의 수신 신호들을 사전 컨디셔닝하도록 동작하는 RX MIMO 프로세서; 및

하나 이상의 복조 방식에 따라서 상기 복수의 수신 심볼 스트림들을 복조하며, 디코딩 데이터를 제공하기 위해 하나 이상의 디코딩 방식에 따라서 복수의 복조 데이터 스트림들을 디코딩하도록 동작하는 RX 데이터 프로세서를 구비하는, 수신기 유닛.
제 36 항에 있어서,

상기 RX MIMO 프로세서는 복수의 복원된 심볼 스트림들을 제공하기 위해 상기 복수의 수신 심볼 스트림들을 등화하도록 동작하는 등화기를 구비하며,

상기 RX 데이터 프로세서는 상기 디코딩 데이터를 제공하기 위해 상기 복수의 복원된 심볼 스트림들을 복조하고 디코딩하도록 동작하는, 수신기 유닛.
제 37 항에 있어서,

상기 등화기는 최소 평균 자승 에러 선형 등화기 (MMSE-LE) 인, 수신기 유닛.
제 37 항에 있어서,

상기 등화기는 결정 피드백 등화기 (DFE) 인, 수신기 유닛.
제 37 항에 있어서,

상기 등화기는 MLSE 등화기인, 수신기 유닛.
제 37 항에 있어서,

상기 등화기는 각각의 수신 심볼 스트림을 별도로 등화하도록 동작하는, 수신기 유닛.
다중입력 다중출력 (MIMO) 통신 시스템에서의 수신기 장치로서,

데이터 송신에 이용되는 MIMO 채널에 대하여 추정된 채널 응답 매트릭스를 결정하는 수단;

고유 벡터들의 매트릭스들의 제 1 시퀀스를 획득하기 위해 상기 추정된 채널 응답 매트릭스를 분해하는 수단;

상기 매트릭스들의 제 1 시퀀스에 기초하여 펄스 셰이핑 매트릭스를 유도하는 수단; 및

복수의 수신 심볼 스트림들을 획득하기 위해 상기 펄스 셰이핑 매트릭스에 기초하여 복수의 수신 신호들을 사전 컨디셔닝하는 수단을 구비하는, 수신기 장치.
다중입력 다중출력 (MIMO) 통신 시스템에서의 디지털 신호 프로세서로서,

데이터 송신에 이용되는 MIMO 채널에 대하여 추정된 채널 응답 매트릭스를 결정하는 수단;

고유 벡터들의 매트릭스들의 제 1 시퀀스를 획득하기 위해 상기 추정된 채널 응답 매트릭스를 분해하는 수단;

상기 매트릭스들의 제 1 시퀀스에 기초하여 펄스 셰이핑 매트릭스를 유도하는 수단; 및

복수의 수신 심볼 스트림들을 획득하기 위해 상기 펄스 셰이핑 매트릭스에 기초하여 복수의 수신 신호들을 사전 컨디셔닝하는 수단을 구비하는, 디지털 신호 프로세서.