JP2005512447A - Ｍｉｍｏシステムのためのチャネル固有モード分解による時間領域送信および受信処理 - Google Patents

Abstract

【課題】 ＭＩＭＯシステムのためのチャネル固有モード分解による時間領域送信および受信処理。
【解決手段】 一つの観点においては周波数領域特異値分解を用いる時間領域実行が与えられ、そして“注水”は、送信機および受信機における時間領域パルス整形およびビーム指向解の導出に帰着する。特異値分解は、送信機においてＭＩＭＯチャネルの固有モード（すなわち空間的サブチャネル）を決定し、そして、変調シンボルを“前調整”するために用いられる指向ベクトルに関する第１の組み合わせを導出するために実行される。特異値分解はまた受信機において、直交シンボルストリームが受信機において回復されるように、受信された信号を前調整するために用いられる指向ベクトルに関する第２の組み合わせを導出するために実行される。それは受信機処理を簡素化することが可能である。

Description

本発明は、一般的にデータ通信に、そしてより明確には、多入力、多出力（ＭＩＭＯ：multiple-input multiple-output）通信システムのための、チャネル固有モード分解を用いた時間領域送信および受信処理に対する技術に関する。

無線通信システムにおいては、送信機からのＲＦ変調された信号はいくつかの伝搬経路を経由して受信機に到達するかも知れない。伝搬経路の特性は、フェージングおよびマルチパス等のいくつかの要因に起因して典型的には時間と共に変化する。有害な経路効果に対してダイバーシティを与えそして特性を改善するために、複数の送信および受信アンテナが使用されるかも知れない。もしも送信および受信アンテナ間の伝搬経路が線形に独立である（すなわち一つの経路上の伝送が、他の経路上の伝送の線形な組み合わせとして形成されない）場合は、そしてそれは一般的に少なくともある程度事実であるが、そこでデータ伝送を正しく受信する可能性はアンテナの数の増加と共に増加する。一般的に、送信および受信アンテナの数の増加と共に、ダイバーシティは増加しそして特性は改善される。

多入力、多出力（ＭＩＭＯ）通信システムは、データ伝送のために複数の（Ｎ_Ｔ個の）送信アンテナおよび複数の（Ｎ_Ｒ個の）受信アンテナを使用する。 Ｎ_Ｔ個の送信およびＮ_Ｒ個の受信アンテナによって形成されたＭＩＭＯチャネルは、Ｎ_Ｃ≦ｍｉｎ｛ Ｎ_Ｔ ， Ｎ_Ｒ ｝である、Ｎ_Ｃ個の独立したチャネルに分解されることが可能である。 Ｎ_Ｃ個の独立したチャネルの各々はまた、ＭＩＭＯチャネルの空間的サブチャネルとして参照されそしてディメンションに対応する。ＭＩＭＯシステムは、複数の送信および受信アンテナが利用されることによってさらなるディメンショナリティが作り出される場合は、改善された特性（たとえば、増加された伝送容量）を与えることが可能である。

広帯域ＭＩＭＯシステムの空間的サブチャネルは、その帯域幅に亙って異なったチャネル条件（たとえば異なったフェージングおよびマルチパス効果）を経験しているかも知れず、そして全体のシステム帯域幅の異なった周波数（すなわち異なった周波数ビン(bin)あるいはサブバンド）において、異なった信号対雑音および干渉比（ＳＮＲ：signal-to-noise-and-interference ratio）を得ているかも知れない。したがって、特性の特定のレベルに対して各空間的サブチャネルの異なった周波数ビンにおいて送信されることが可能な、変調シンボル当たりの情報ビットの数（すなわちデータレート）はビンごとに異なるかも知れない。さらに、典型的にはチャネル条件は時間と共に変化する。その結果、空間的サブチャネルのビンに対してサポートされるデータレートはまた時間と共に変化する。

広帯域チャネルの周波数選択的性質(frequency selective nature)（すなわち異なったビンに対する異なったチャネル利得）に対抗するために、直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ：orthogonal frequency division multiplexing）が、システム帯域幅をいくつかの（Ｎ_Ｆ個の）サブバンド（それは周波数ビンあるいはサブチャネルとして参照されるかも知れない）に効率的に分割するために使用されるかも知れない。ＯＦＤＭにおいては、各周波数サブチャネルは、その上にデータが変調されるかも知れない、それぞれのサブキャリアと組み合わせられており、そしてその結果、独立した伝送チャネルとして見られることがまた可能である。

符号化された通信システムにおける重要な問題は、チャネル条件に基づいてデータ伝送に使用されるべき、適切なデータレート、および符号化および変調方式を選定することである。この選定過程の目標は、それぞれのフレーム誤り率（ＦＥＲ：frame error rate）、一定した待ち時間基準等によって定量化することが可能な品質目標を満足する一方で、スループットを最大とすることである。

データレート、および符号化および変調方式を選定するための一つの簡単な技術は、ビンの短期間平均ＳＮＲによって定量化されることが可能なその伝送能力に従って、各空間的サブチャネルの各周波数ビンを“ビットロード(bit load)”することである。しかしながらこの技術はいくつかの大きな欠点を有している。第１に、各空間的サブチャネルの各ビンに対して個別に符号化および変調を行うことは、送信機および受信機の両者において処理の複雑さを著しく増加させることが可能である。第２に、各ビンに対して個別に符号化することは、符号化および復号遅延を非常に増加するかも知れない。そして第３に、各ビンに関するチャネル条件（たとえば利得、位相、およびＳＮＲ）の表示であるチャネル状態情報（ＣＳＩ：channel state information）を送出するために、高い帰還レートが必要とされるかも知れない。

その結果、当業界においては、空間的サブチャネルの異なった周波数ビンを個別に符号化する必要なしに、符号化されたＭＩＭＯシステムにおける高いスループットを達成するためのニーズが存在する。

本発明の観点は、ＭＩＭＯシステムにおける送信機および受信機において、異なった周波数ビンに対して個別に符号化／変調する必要なしに、高い特性（すなわち高いスループット）が達成されるようにデータ伝送を処理するための技術を与える。一つの観点においてはここでは、送信機および受信機においてパルス整形(pulse-shaping)およびビーム指向(beam-steering)解を導出するために、周波数領域特異値分解および“注水（water-pouring）”結果を用いる時間領域実行が与えられる。特異値分解は、ＭＩＭＯチャネルの固有モード（すなわち空間的サブチャネル）を決定し、そして変調シンボルを“前調整する”ために用いられる指向ベクトルの第１の組み合わせを導出するために、送信機において実行される。特異値分解はまた、受信された信号を直交シンボルストリームが受信機において回復されるように前調整するために用いられる指向ベクトルの第２の組み合わせを導出するために、受信機において実行されそしてそれは受信機処理を簡素化することが可能である。注水解析(water-pouring analysis)はＭＩＭＯシステムに対するすべての利用可能な伝送電力を、ＭＩＭＯチャネルの固有モードにより最適に割り当てるために用いられる。割り当てられた送信電力はそこで、各固有モードに対して使用されるべきデータレート、および符号化および変調方式を決定することが可能である。

送信機においては、データは符号化されたデータを与えるために、１個あるいはそれ以上の符号化方式に従って最初に符号化される。そしてそれはそこで、いくつかの変調シンボルストリーム（たとえば各固有モードに対して１個のストリーム）を与えるために１個あるいはそれ以上の変調方式に従って変調される。ＭＩＭＯチャネルに対する推定されたチャネル応答行列が決定され（たとえば受信機において、そして送信機に送られる）、そして（右の）固有ベクトルの行列に関する第１の系列、および特異値の行列に関する第２の系列を得るために（たとえば周波数領域において特異値分解を用いて）分解される。注水解析はＭＩＭＯチャネルの固有モードに割り当てられた送信電力の表示である値の行列に関する第３の系列を導出するために、特異値の行列に基づいて実行することが可能である。送信機に対するパルス整形行列はそこで、行列に関する第１および第３の系列に基づいて導出される。パルス整形行列は、いくつかの前調整された信号を得るために変調シンボルストリームを前調整するために用いられる指向ベクトルを含む。そしてそれはそこでＭＩＭＯチャネル上を受信機に送信される。

受信機においては、推定されたチャネル応答行列はまた、（左の）固有ベクトルの行列に関する第４の系列を得るために決定されそして分解される。そしてそれはそこで受信機に対するパルス整形行列を導出するために用いられる。いくつかの信号は受信機において受信され、そしていくつかの受信されたシンボルストリームを得るためにこのパルス整形行列に基づいて前調整される。各受信されたシンボルストリームは対応する回復されたシンボルストリームを得るために等化されるかも知れない。そしてそれはそこで、送信されたデータを回復するために復調されそして復号される。

本発明に関する種々の観点および実施例がさらに詳細に以下に記述される。本発明はさらに、方法、ディジタル信号処理装置、送信機および受信機ユニット、および、さらに詳細に以下に記述されるように、本発明の種々の観点、実施例、および特徴を実現する、他の装置およびエレメントを与える。

本発明に関する特徴、性質、および利点が、図面と関連させた場合に以下に記述する詳細な説明からより明白になろう。図面において同様の参照符号は全体を通して同一のものと認定する。
送信機および受信機においてデータ伝送を処理するためのここに記述される技術は、種々の無線通信システムに対して使用することが可能である。明確のために、本発明の種々の観点および実施例はとくに多入力、多出力（ＭＩＭＯ）通信システムに対して記述される。

ＭＩＭＯシステムは、データ伝送のために複数（Ｎ_Ｔ個）の送信アンテナおよび複数（Ｎ_Ｒ個）の受信アンテナを使用する。 Ｎ_Ｔ個の送信およびＮ_Ｒ個の受信アンテナによって形成されたＭＩＭＯチャネルは、Ｎ_Ｃ≦ｍｉｎ｛ Ｎ_Ｔ ， Ｎ_Ｒ ｝である、 Ｎ_Ｃ個の独立したチャネルに分解することが可能である。 Ｎ_Ｃ個の独立したチャネルの各々はまた、ＭＩＭＯチャネルの空間的サブチャネル（すなわち伝送チャネル）として参照される。空間的サブチャネルの数は、ＭＩＭＯチャネルに対する固有モードの数によって決定される。そしてそれは 、次にＮ_Ｔ個の送信およびＮ_Ｒ個の受信アンテナ間の応答を記述するチャネル応答行列によって異なる。

図１は、本発明の種々の観点および実施例を実現することが可能な、送信機システム１１０および、受信機システム１５０の実施例に関するブロック線図である。
送信機システム１１０において、トラフィックデータはデータソース１１２から符号化されたデータを与えるために、１個あるいはそれ以上の符号化方式に基づいてトラフィックデータをフォーマットし、符号化し、そしてインターリーブする、送信（ＴＸ：transmit）データ処理装置１１４に与えられる。符号化されたトラフィックデータはそこで、たとえば時間分割多重（ＴＤＭ：time division multiplex）あるいは符号分割多重（ＣＤＭ：code division multiplex）を用いて、送信されるべきデータストリームのすべてあるいはサブセットの中に、パイロットデータと多重化されることが可能である。パイロットデータは典型的には、あったとしても既知の方法で処理される既知のデータパターンである。多重化された、パイロットおよび符号化されたトラフィックデータはそこで、変調シンボルを与えるために１個あるいはそれ以上の変調方式に基づいて、データ伝送のために用いられるべき各空間サブチャネルに対する１個の変調シンボルストリームに変調（すなわちシンボルマップ）される。各空間サブチャネルに対するデータレート、コーディング、インターリービング、および変調は、制御器１３０によって与えられる制御によって決定することが可能である。

変調シンボルはそこで、ＴＸ ＭＩＭＯ処理装置１２０に与えられそしてさらに処理される。特定の実施例においては、 ＴＸ ＭＩＭＯ処理装置１２０による処理は、（１）ＭＩＭＯチャネルに対する推定されたチャネル周波数応答行列を決定し、（２）ＭＩＭＯチャネルの固有モードを決定しそして送信機に対する“指向”ベクトルの組み合わせを導出するために、推定されたチャネル周波数応答行列を、各空間的サブチャネル上に送信されるべき変調シンボルストリームに対する１個のベクトルに分解し、（３）指向ベクトルおよび、固有モードに割り当てられたエネルギー（すなわち送信電力）の表示である対角行列に基づいて、時間および空間上の送信パルス整形行列を導出し、そして（４）前調整された変調シンボルを導出するために、変調シンボルをパルス整形行列と前調整（たとえばコンボルビング）することを含む。 ＴＸ ＭＩＭＯ処理装置１２０による処理は、さらに詳細に以下に記述される。前調整された変調シンボルのＮ_Ｔ個までのストリームは、そこで送信機（ＴＭＴＲ：transmitter）１２２ａから１２２ｔに与えられる。

各送信機１２２は、受信された前調整された変調シンボルストリームを１個あるいはそれ以上のアナログ信号に変換し、そしてＭＩＭＯチャネル上への伝送に適した変調された信号を発生するために、アナログ信号をさらに調整（たとえば増幅、濾波、および直交変調）する。各送信機１２２からの変調された信号はそこで、それぞれのアンテナ１２４を経由して受信機システムに送信される。

受信機システム１５０においては、送信された変調された信号はＮ_Ｒ個のアンテナ１５２ａから１５２ｒによって受信され、そして各アンテナ１５２からの受信された信号は、それぞれの受信機（ＲＣＶＲ：receiver）１５４に与えられる。各受信機１５４は、受信された信号を調整（たとえば濾波、増幅、およびダウンコンバート）し、そしてそれぞれのサンプルのストリームを与えるために調整された信号をディジタイズする。ＲＸ ＭＩＭＯ処理装置１６０はそこで、回復された変調シンボルのＮ_Ｔ個のストリームを与えるために、 Ｎ_Ｒ個のサンプルストリームを受信しそして処理する。一つの実施例においては、ＲＸ ＭＩＭＯ処理装置１６０による処理は、（１）ＭＩＭＯチャネルに対する推定されたチャネル周波数応答行列を決定し、（２）受信機に対する指向ベクトルの組み合わせを導出するために推定されたチャネル周波数応答行列を分解し、（３）指向ベクトルに基づいて時間および空間上の受信パルス整形行列を導出し、（４）受信された変調シンボルを導出するためにサンプルをパルス整形行列で前調整（たとえばコンボルビング）し、そして（５）回復された変調シンボルを導出するために受信された変調シンボルを等化することを含むかも知れない。 ＲＸ ＭＩＭＯ処理装置１６０による処理は、さらに詳細に以下に記述される。

受信（ＲＸ）データ処理装置１６２はそこで、送信されたトラフィックデータを回復するために、回復された変調シンボルを復調し、デインターリーブし、そして復号する。 ＲＸ ＭＩＭＯ処理装置１６０およびＲＸデータ処理装置１６２による処理は、送信機システム１１０における、ＴＸ ＭＩＭＯ処理装置１２０およびＴＸデータ処理装置１１４それぞれによって実行されるそれと相補的である。

ＲＸ ＭＩＭＯ処理装置１６０はさらにＭＩＭＯチャネルに対するチャネルインパルス応答、空間的サブチャネルに対する信号対雑音および干渉比（ＳＮＲ）等を導出し、そしてこれらを制御器１７０に与えることが可能である。ＲＸデータ処理装置１６２もまた、各受信されたパケット、あるいはフレームの状態、復号された結果の表示である１個あるいはそれ以上の他の特性メトリック、および可能な他の情報を与えることが可能である。制御器１７０はそこで、 ＲＸ ＭＩＭＯ処理装置１６０およびＲＸデータ処理装置１６２から受信された情報のすべてあるいは若干を含むかも知れない、チャネル状態情報（ＣＳＩ：channel state information）を導出する。ＣＳＩはＴＸデータ処理装置１７８によって処理され、変調器１８０によって変調され、送信機１５４ａから１５４ｒによって調整され、そして送信機システム１１０に戻り送信される。

送信機システム１１０においては、受信機システム１５０からの変調された信号は、アンテナ１２４によって受信され、受信機１２２によって調整され、そして受信機システムによって送信されたＣＳＩを回復するために復調器１４０によって復調される。ＣＳＩはそこで制御器１３０に与えられ、そしてＴＸデータ処理装置１１４およびＴＸ ＭＩＭＯ処理装置１２０に対する種々の制御を発生するために用いられる。

制御器１３０および１７０は、それぞれ送信機および受信機システムにおける動作を指令する。メモリ１３２および１７２は、それぞれ制御器１３０および１７０によって用いられるプログラムコードおよびデータに対する保存を与える。

限定されたすべての送信電力および周波数選択的チャネル(frequency-selective channel)（すなわち異なった周波数における異なった利得）を有するＭＩＭＯシステムにおいては、チャネル容量Ｃは

によって与えられ、

に従う。ここで、Ｅ_Ｔは、ＭＩＭＯシステムに対するすべての利用可能な送信電力であり、
Φ__ｚｚは周波数ｆ_ｋにおける、受信機における、Ｎ_Ｒ×１雑音処理ベクトルｚ＿（ｎ）のＮ_Ｒ× Ｎ_Ｒ電力スペクトル密度行列であり、
Ｈ＿（ｋ）は、周波数ｆ_ｋにおけるＮ_Ｒ× Ｎ_Ｔチャネル周波数応答行列であり、そしてΦ__ｚｚ（ｋ）は、周波数ｆ_ｋにおけるＮ_Ｔ×１送信された信号ベクトルｘ＿（ｎ）のＮ_Ｔ× Ｎ_Ｔ電力スペクトル密度行列である。

周波数ｆ_ｋにおけるチャネル周波数応答行列Ｈ＿（ｋ）に関する特異値分解（ＳＶＤ：singular value decomposition）は、
Ｈ＿（ｋ）＝Ｕ＿（ｋ）λ＿（ｋ）Ｖ＿^H（ｋ） 式（２）
として表現することが可能である。
ここで、Ｕ＿（ｋ）は、 Ｎ_Ｒ× Ｎ_Ｒユニタリー行列（すなわちＵ＿^HＵ＿＝I＿、であり、
ここでI＿は、対角線に沿って１、そして他の何れもが０を有する単位行列(identity matrix)である）であり、
λ＿（ｋ）は、H＿（ｋ）に関する特異値のＮ_Ｒ× Ｎ_Ｔ対角行列であり、そして
V＿（ｋ）は、 Ｎ_Ｔ× Ｎ_Ｔユニタリー行列である。

対角行列λ＿（ｋ）は、対角線に沿って負でない実数値（すなわち、λ＿（ｋ）＝ｄｉａｇ(λ_１（ｋ），λ_２（ｋ），_・・・，λ_ＮＴ（ｋ）)であり）そして他のいずれもは０を含む。λ_ｉ（ｋ）は、行列Ｈ＿（ｋ）の特異値として参照される。特異値分解は、当業界においては既知の行列操作であり、そして種々の参考文献に記述されている。このような参考文献に一つは、Ｇｉｌｂｅｒｔ Ｓｔｒａｎｇによる“線形代数学およびその応用”と題された、書籍の第２版（Ａｃａｄｅｍｉｃ Ｐｒｅｓｓ、１９８０年）であって、参照によってこの中に組み込まれている。

相関のない(uncorrelated)白色雑音の場合においては（すなわちΦ＿_ｚｚ（ｋ）＝（Ｎ₀／Ｔ₀）Ｉ＿の場合は、ここでＮ_０は受信機における雑音の電力スペクトル密度であり、そして１／Ｔ_０は周波数ビンの帯域幅、ヘルツである）、チャネル容量は送信された信号ベクトルｘ＿（ｎ）の電力スペクトル密度行列Φ＿_ｘｘ（ｋ）が、条件
Φ＿_ｘｘ（ｋ）＝Ｖ＿（ｋ）Ｅ＿_λ（ｋ）Ｖ^H（ｋ）， 式（３）
を満足する場合に達成されることを示すことが可能である。

ここで、Ｅ＿_λ（ｋ）は、周波数ｆ_ｋにおける、固有モードに割り当てられた一組のエネルギー（すなわち送信電力）を含む、 Ｎ_Ｔ× Ｎ_Ｔ対角行列である。対角行列Ｅ＿_λ（ｋ）は、よく知られた“注水”送信エネルギー分配技術に対する解であり、そしてそれは、

として表現することが可能である。ここで、Ｂは種々のシステムパラメータから導出された定数である。

注水技術（water-pouring technique）は、一定した量の水を不規則な底部を有する容器に注ぐことと類似している。そしてそこでは、各周波数ビンの各固有モードは、容器の底部にある点に対応し、そして任意の点における底部の高さは、その固有モードと組み合わせられたＳＮＲの逆数に対応する。したがって、低い高さは高いＳＮＲに対応し、そして逆に、高い高さは低いＳＮＲに対応する。全体の利用可能な送信電力Ｅ_Ｔは、そこで、容器内のより低い点（すなわちより高いＳＮＲ）が最初に満たされ、そしてより高い点（すなわちより低いＳＮＲ）は後で満たされるように容器内に注がれる。定数Ｂは、全体の利用可能な送信電力のすべてが注がれてしまった後の容器に対する水面のレベルの表示であり、そして種々のシステムパラメータに基づいて最初に推定することが可能である。送信電力分布は、全体の利用可能な送信電力および底部表面上の容器の深さによって変化し、そして水面レベル上の高さをもった点は満たされない（すなわち特定のしきい値以下のＳＮＲをもった固有モードは用いられない）。

注水技術は、Ｒｏｂｅｒｔ Ｇ．Ｇａｌｌａｇｅｒによって“情報理論および信頼できる通信”（Ｊｏｈｎ Ｗｉｌｅｙ ａｎｄ Ｓｏｎｓ、１９６８）の中に記述されており、そしてそれは参照によってこの中に組み込まれている。ＭＩＭＯ‐ＯＦＤＭシステムに対する基本的注水過程を実行するための特定のアルゴリズムは、“ＭＩＭＯ通信システムにおいて電力配分を決定するための方法および装置”と題された、２００１年１０月１５日に出願され、本出願の譲受人に譲渡され、そして参照によってこの中に組み込まれている、米国特許出願シリアル番号０９／９７８，３３７の中に記述されている。

式（１）から（４）までの中に示されているチャネル容量に関する定式化は、ＯＦＤＭに基づいた実行が、周波数領域において注水を実行することによって、チャネル容量を達成するために用いることが可能であることを示唆している。周波数領域注水を用いて、全体の利用可能な送信電力は、ビンごとの基準で、より高いＳＮＲを達成しているビンにより多い電力が配分され、より低いＳＮＲを達成しているビンにはより低いあるいはゼロの電力が配分されて、Ｎ_Ｆ個の周波数サブチャネル（すなわちビン）に配分される。これはそこで、各ビンに対して別々の符号化および／あるいは変調方式を必要とするであろう。そしてそれは、送信機および受信機それぞれにおける符号化および復号を複雑にすることが可能である。

本発明の観点は、送信機および受信機において時間領域パルス整形およびビーム指向解を導出するために、周波数領域特異値分解および注水結果を用いる時間領域実行によって、高い特性（すなわちチャネル容量）を達成するための技術を与える。
特異値分解はＭＩＭＯチャネルに関する固有モードを決定し、そして変調シンボルを前調整するために用いられる指向ベクトルの第１の組み合わせを導出するために、送信機において実行される。特異値分解はまた、直交シンボルストリームが受信機において回復されるように受信された信号を前調整するために用いられる、指向ベクトルの第２の組み合わせを導出するために受信機において実行される。そしてそれは、受信機処理を簡素化することが可能である。注水解析は、ＭＩＭＯシステムに対する全体の利用可能な送信電力を、高い特性が達成されるように固有モードに対してより最適に配分するために用いられる。配分された送信電力はそこでデータレートおよび、各固有モードに対して使用されるべき、符号化および変調方式を決定することが可能である。

ここに記述された技術は、いくつかの潜在的な利点を与える。第１に、時間領域固有モード分解を用いて、異なったＳＮＲ、そしてしたがって異なった符号化／変調要求条件をもったデータストリームの最大数は、ｍｉｎ（Ｎ_Ｔ，Ｎ_Ｒ）によって与えられる。データストリームに対する受信されたＳＮＲを本質的に等しくし、それによって符号化／変調をさらに簡素化することがまた可能である。独創的な技術はこのように、周波数領域注水を利用しているＯＦＤＭシステムにおける、チャネル容量に近づくことを必要とするビンごとのビット配分を避けることによって、データ伝送に対する符号化／変調を大きく簡素化することが可能である。

第２に、受信機における直交化処理は、減結合された（すなわち直交した）受信されたシンボルストリームに帰着する。これはそこで、減結合されたシンボルストリームに対して必要とされる時間領域等化の複雑性を大きく減少する。この場合、等化は独立したシンボルストリームに関する並行時間領域等化に先立つ、単純な線形空間‐時間処理によって達成することが可能である。対照的に、他の広帯域時間領域技術は典型的には、シンボルストリームを回復するためにより複雑な、空間‐時間等化を必要とする。

第３に、本発明の時間領域シグナリング技術は、これもまた時間領域シグナリングに基づいている種々のＣＤＭＡ標準のチャネル／パイロット構造をより容易に一体化することが可能である。チャネル／パイロット構造の実現は、周波数領域シグナリングを実行するＯＦＤＭシステムにおいてはより複雑であるかも知れない。

図２は、本発明の種々の観点および実施例を実現することが可能な、送信機ユニット２００の実施例に関するブロック線図である。送信機ユニット２００は、図１における送信機システム１１０の送信機部分の実施例である。送信機ユニット２００は、（１）Ｎ_Ｔ個の変調シンボルストリームを与えるためにトラフィックおよびパイロットデータを受信しそして処理する、ＴＸデータ処理装置１１４ａおよび、（２） Ｎ_Ｔ個の前調整された変調シンボルストリームを与えるために変調シンボルストリームを前調整する、ＴＸ ＭＩＭＯ処理装置１２０ａを含む。ＴＸデータ処理装置１１４ａおよびＴＸ ＭＩＭＯ処理装置１２０ａは、図１におけるそれぞれＴＸデータ処理装置１１４およびＴＸ ＭＩＭＯ処理装置１２０の一つの実施例である。

図２に示された特定の実施例においては、 ＴＸデータ処理装置１１４ａは、符号器２１２、チャネルインターリーバ２１４、およびシンボルマッピングエレメント２１６を含む。符号器２１２は、符号化されたビットを与えるために、１個あるいはそれ以上の符号化方式に従ってトラフィックデータ（すなわち情報ビットｂ_ｉ）を受信し、そして符号化する。符号化はデータ伝送の信頼性を増加する。一つの実施例においては別々の符号化方式が、各空間的サブチャネルに対する情報ビットに対して用いられるかも知れない。他の実施例においては別々の符号化方式は、空間的サブチャネルの各サブセットに対して用いられるかも知れず、あるいは共通の符号化方式がすべての空間的サブチャネルに対して用いられるかも知れない。使用されるべき符号化方式は、制御器１３０からの制御によって決定される。そしてそれは、受信機システムから受信されたＣＳＩに基づいて決定されるかも知れない。各選択された符号化方式は、巡回冗長検査（ＣＲＣ：cyclic redundancy check）、畳み込み符号化、ターボ符号化、ブロック符号化、および他の符号化の任意の組み合わせを含み、あるいは全く符号化なしであるかも知れない。

チャネルインターリーバ２１４は、１個あるいはそれ以上のインターリービング方式（たとえば各々の選択された符号化方式に対して１個のインターリービング方式）に基づいて符号化されたビットをインターリーブする。インターリービングは、符号化されたビットに対して時間ダイバーシティを与え、データ伝送に対して用いられた各空間的サブチャネルに対する平均ＳＮＲに基づいて、送信されるべきデータを許可し、フェージングに対抗し、そしてさらに各変調シンボルを形成するために用いられる符号化されたビット間の相関を除去する。

シンボルマッピングエレメント２１６はそこで、パイロットデータをインターリーブされたデータと共に受信し、マルチプレクスし、そしてさらに、変調シンボルを与えるために１個あるいはそれ以上の変調方式に従ってマルチプレクスされたデータをマップする。別々の変調方式は各空間的サブチャネルに対して、あるいは空間的サブチャネルの各サブセットに対して用いることが可能である。あるいは共通の変調方式がすべての空間的サブチャネルに対して用いられるかも知れない。各空間的サブチャネルに対するシンボルマッピングは、非バイナリシンボルを形成するようにビットの組み合わせを分類し、そして各非バイナリシンボルを、その空間的サブチャネルに対して選択された変調方式（たとえばＱＰＳＫ、Ｍ‐ＰＳＫ、Ｍ‐ＱＡＭ、あるいは若干の他の方式）に対応する信号コンスタレーション内の点にマッピングすることによって達成することが可能である。各マップされた信号点は変調シンボルに対応する。シンボルマッピングエレメント２１６は、そのシンボル期間に対する使用のために選択された空間的サブチャネルの数に対応する各ベクトル内の変調シンボルの数と共に、各シンボル期間に対する変調シンボルのベクトルを与える。シンボルマッピングエレメント２１６は、このようにして、ここではまた送信されたシンボルベクトルｓ＿（ｎ）として参照される、Ｎ_Ｔ個までの変調シンボルストリーム（すなわちＮ_Ｔ個までの変調シンボルを含む各ベクトルをもったシンボルベクトルの系列）を与える。

データ伝送に対して使用されるべきＭＩＭＯチャネルの応答は推定されそして、受信機システムへの伝送に先立って伝送されたシンボルベクトルを前調整するために用いられる。周波数分割二重通信（ＦＤＤ：frequency division duplex ）システムにおいては、下りリンクおよび上りリンクは異なった周波数帯域に割り当てられ、そして下りリンクおよび上りリンクに対する応答は、十分な程度まで相関づけられていないかも知れない。このＦＤＤシステムに対しては、チャネル応答は受信機において推定されそして送信機に戻り送出されることが可能である。時間分割二重通信（ＴＤＤ：time division duplex）システムにおいては、下りリンクおよび上りリンクは、時間分割多重化された方法で同じ周波数帯域を共有し、そして高い程度の相関が下りリンクおよび上りリンク応答の間に存在することが可能である。このＴＤＤシステムに対しては、送信機システムが上りリンクチャネル応答を推定し（たとえば受信機システムによって上りリンク上に送信されたパイロットに基づいて）、そして送信および受信アンテナアレイマニホールド間の差を考慮に入れることによって下りリンクチャネル応答を導出することが可能である。

一つの実施例においては、チャネル応答推定は時間領域サンプル

に関するＮ_Ｒ×Ｎ_Ｔ行列の系列として、ＴＸ ＭＩＭＯ処理装置１２０ａに与えられる。１≦ｉ≦ Ｎ_Ｒおよび１≦ｊ≦ Ｎ_Ｔに対して、推定されたチャネルインパルス応答行列

の（ｉ，ｊ）番目のエレメントは、ｊ番目の送信アンテナから、ｉ番目の受信アンテナへの伝搬経路に関するサンプリングされたインパルス応答を表しているサンプルの系列である。

ＴＸ ＭＩＭＯ処理装置１２０ａの中で、高速フーリエ変換器(fast Fourier transformer)２２２は（たとえば受信機システムからの）推定されたチャネルインパルス応答行列

を受信し、そして、高速フーリエ変換（ＦＦＴ：fast Fourier transform）を

上に実行することによって
対応する推定されたチャネル周波数応答行列

を導出する。これは、対応する

のエレメントに対するＮ_Ｆ個の係数の系列を導出するために、

の各エレメントに対するＮ_Ｆ個のサンプルの系列上に、Ｎ_Ｆ‐ポイントＦＦＴを実行することによって達成することが可能である。

に関するＮ_Ｒ・Ｎ_Ｔエレメントは、このようにしてＮ_Ｔ個の送信アンテナおよびＮ_Ｒ個の受信アンテナ間の伝播経路の周波数応答を表すＮ_Ｒ・Ｎ_Ｔ系列である。

の各エレメントは、対応する

のエレメントのＦＦＴである。

ブロック２２４はそこで、ｋの各々の値に対する推定されたチャネル周波数応答行列

の特異値分解を計算する。ここで、０≦ｋ≦（Ｎ_Ｆ−１）であり、そしてＮ_Ｆは、ＦＦＴの長さである（すなわちＮ_Ｆは周波数ビンの数に対応する）。特異値分解は式（２）に示されるように表現することが可能であり、そしてそれは

である。

特異値分解の結果は、０≦ｋ≦（Ｎ_Ｆ−１）に対しては、 Ｎ_Ｆ個の行列の３個の系列、Ｕ＿（ｋ），λ＿（ｋ）およびＶ＿^H（ｋ）である。ｋの各々の値に対して、Ｕ＿（ｋ）は

の左側固有ベクトルに関するＮ_Ｒ×Ｎ_Ｒのユニタリー行列であり、Ｖ＿（ｋ）は、

の右側固有ベクトルに関するＮ_Ｔ×Ｎ_Ｔのユニタリー行列であり、そしてλ＿（ｋ）は、

の特異値のＮ_Ｒ×Ｎ_Ｔの対角行列である。

特異値分解は、ＭＩＭＯチャネルを、 ｋの各々の値に対しては０≦ｋ≦（Ｎ_Ｆ−１）である、周波数ｆ_ｋにおける、周波数ビンｋと組み合わせられた、 その固有モードに分解するために用いられる。

の階数(rank)ｒ（ｋ）は、周波数ｆ_ｋにおけるＭＩＭＯチャネルに対する固有モードの数に対応する。そしてそれは、周波数ビンｋ内で使用可能な独立したチャネルの数（すなわち空間的サブチャネルの数）に対応する。さらに詳細に以下に記述するように、Ｖ＿（ｋ）の列は、送信されたシンボルベクトルｓ＿（ｎ）のエレメントに対して、送信機において使用されるべき周波数ｆ_ｋと組み合わせられた指向ベクトルである。同様に、Ｕ＿（ｋ）の列は、受信された信号ベクトルｒ＿（ｎ）のエレメントに対して、受信機において使用されるべき周波数ｆ_ｋと組み合わせられた指向ベクトルである。０≦ｋ≦（Ｎ_Ｆ−１）に対する行列Ｕ＿（ｋ）およびＶ＿（ｋ）は、各々周波数ｆ_ｋにおいて固有モード上に送信されたシンボルストリームを直交化するために用いられる。これらの行列が送信されたそして受信されたシンボルストリームを前処理するために、詳細に以下に記述するように、周波数領域あるいは時間領域の中の何れかで一括して使用される場合は、結果は受信されたシンボルストリームの全体の直交化である。このことはそこで、固有モード当たりの別々の符号化／変調、そしてさらに、以下に記述するように、受信機において受信されたシンボルストリームに関する等化の簡素化を見込んでいる。

対角線λ＿（ｋ）に沿ったエレメントは、１≦ｉ≦ｒ（ｋ）に対してλ_ii（ｋ）であり、ここでｒ（ｋ）は

の階数である。Ｕ＿（ｋ）およびＶ＿（ｋ）、ｕ＿_ｉ（ｋ）およびｖ＿_ｉ（ｋ）のそれぞれの列は、

として表現することが可能な、固有方程式に対する解である。

行列Ｕ＿（ｋ），λ＿（ｋ）、およびＶ＿（ｋ）は、二つの形式、“分類された”形式および“ランダムに配列された”形式で与えることが可能である。分類された形式においては、λ＿（ｋ）の対角エレメントは、λ_１１（ｋ）≧λ_２２（ｋ）≧Ｋ≧λ_ｒｒ（ｋ）となるように減少する順に分類され、そしてその固有ベクトルはＵ＿（ｋ）およびV＿（ｋ）の中で対応する順に配列される。分類された形式はこの中では、すなわち、Ｕ＿_ｓ（ｋ）、λ＿_ｓ（ｋ）、およびV＿_ｓ（ｋ）のように添字ｓによって示される。ランダムに配列された形式においては、特異値および固有ベクトルの順序はランダムでありそして周波数に無関係である。ランダムな形式はこの中では添字ｒによって示される。使用に対して選択された特定の形式、分類されたあるいはランダムに配列されたは、データ伝送に対して使用されるべき固有モードおよび符号化、および各選択された固有モードに対して使用されるべき変調方式を決定する。

注水解析ブロック２２６はそこで、行列の系列λ＿（ｋ）内に含まれる各周波数ビンに対する特異値の組み合わせ、および各特異値に対応する受信されたＳＮＲを含むＣＳＩを受信する。受信されたＳＮＲは、以下に記述されるように回復された変調シンボルに対する受信機において達成されたＳＮＲである。行列λ＿（ｋ）は、対角行列Ｅ＿_λ（ｋ）の系列を導出するために受信されたＳＮＲと共に用いられる。そしてそれは、注水方程式（４ａ）および（４ｂ）に対する解である。以上に示したように、対角行列Ｅ＿_λ（ｋ）はＮ_Ｆ個の周波数ビンの各々における固有モードに割り当てられたエネルギーすなわち送信電力の組み合わせを含む。対角行列Ｅ＿_λ（ｋ）を導出するために用いられた注水解析は、先に述べた米国特許出願シリアル番号［代理人整理番号０１０４６７］の中に記述されるように実行することが可能である。

スカラー／逆高速フーリエ変換器２２８は、すべてのＮＦ個の周波数ビンに対する、ユニタリー行列、V＿（ｋ）、および対角行列Ｅ＿_λ（ｋ）を受信し、そして受信された行列に基づいて送信機に対する、空間および時間上のパルス整形行列Ｐ＿_ｔｘ（ｎ）を導出する。最初に、そのエレメントがＥ＿_λ（ｋ）のエレメントの平方根である対角行列（Ｅ＿_λ（ｋ））^1/2の系列を導出するために、対角行列Ｅ＿_λ（ｋ）の平方根が計算される。対角行列Ｅ＿_λ（ｋ）のエレメントは固有モードに割り当てられた送信電力の表示である。平方根はそこで、電力割り当てを等価な信号スケーリングに変換する。平方根対角行列（Ｅ＿_λ（ｋ））^1/2および、

の右側固有ベクトル行列の系列であるユニタリー行列、V＿（ｋ）の積がそこで計算される。この積V＿（ｋ）（Ｅ＿_λ（ｋ））^1/2は、送信されたシンボルベクトルｓ＿（ｎ）に適用されるべき最適の空間および時間上の形状を定義する。

積V＿（ｋ）（Ｅ＿_λ（ｋ））^1/2に関する逆ＦＦＴがそこで、送信機に対する、
Ｐ＿_ｔｘ(λ)＝ＩＦＦＴ[V＿（ｋ）（Ｅ＿_λ（ｋ））^1/2] 式（６）
として表現することが可能な、空間および時間上のパルス整形行列Ｐ＿_ｔｘ(λ)を導出するために計算される。パルス整形行列Ｐ＿_ｔｘ(λ)は、Ｎ_Ｔ×Ｎ_Ｔ行列である。Ｐ＿_ｔｘ(λ)の各エレメントは値の系列である。Ｐ＿_ｔｘ(λ)の各列は、ｓ＿（ｎ）の対応するエレメントに対する指向ベクトルである。

コンボルバ２３０は、送信された信号ベクトルｘ＿（ｎ）を導出するために、送信されたシンボルベクトルｓ＿（ｎ）を、パルス整形行列Ｐ＿_ｔｘ(λ)とともに受信し、そして前調整（すなわちコンボルブ）する。ｓ＿（ｎ）の、Ｐ＿_ｔｘ(λ)とのコンボリューションは、

として表現することが可能である。式（７）に示された行列コンボリューションは、次のように実行することが可能である。時刻ｎに対するベクトルｘ＿（ｎ）の、ｉ番目のエレメントｘ_ｉ（ｎ）を導出するために、行列Ｐ＿_ｔｘ(λ)のｉ番目の行の、ベクトルｓ＿（ｎ−λ）との内積はいくつかの遅延指数（たとえば０≦λ≦（Ｎ_Ｆ−１））に対して形成され、そして結果はエレメントｘ_ｉ（ｎ）を導出するために累算される。各送信アンテナ上に送信された信号（すなわちｘ＿（ｎ）の各エレメントすなわちｘ_ｉ（ｎ））は、したがって、行列Ｐ＿_ｔｘ(λ)の適切な列によって決定された重み付けを用いて、Ｎ_Ｒ個の変調シンボルストリームの重み付けされた組み合わせとして形成される。処理は、ベクトルｘ＿（ｎ）の各エレメントが行列Ｐ＿_ｔｘ(λ)のそれぞれの列およびベクトルｓ＿（ｎ）から導出されるように繰り返される。

送信された信号ベクトルｘ＿（ｎ）の各エレメントは、それぞれの送信アンテナ上に送信されるべき前調整されたシンボルの系列に対応する。Ｎ_Ｔ個の前調整されたシンボル系列（すなわちＮ_Ｔ個までの前調整されたシンボルを含む各ベクトルを備えた、前調整されたシンボルベクトルの系列）はＮ_Ｔ個の送信された信号に対応し、そしてまた、ここでは送信された信号ベクトルｘ＿（ｎ）として参照される。 Ｎ_Ｔ個の送信された信号は、送信機１２２ａから１２２ｔに与えられ、そしてＮ_Ｔ個の変調された信号を導出するために処理される。そしてそれらはそこで、それぞれアンテナ１２４ａから１２４ｔから送信される。

図２に示された実施例は、送信されたシンボルベクトルｓ＿（ｎ）に関する時間領域ビーム指向を実行する。ビーム指向はまた、周波数領域においても実行することが可能である。この場合、ベクトルｓ＿（ｎ）は、周波数領域ベクトルＳ＿（ｋ）を導出するために、ＦＦＴによって変換されるかも知れない。ベクトルＳ＿（ｋ）はそこで、周波数領域ベクトルＸ＿（ｋ）を、次のように導出するために、

Ｘ＿（ｋ）＝[Ｖ＿（ｋ）（Ｅ＿_λ（ｋ））^1/2]Ｓ＿(k)、

行列Ｖ＿（ｋ）（Ｅ＿_λ（ｋ））^1/2で、乗算される。送信された信号ベクトルｘ＿(n)は、そこでベクトルＸ＿（ｋ）上にＩＦＦＴを実行することによって導出することが可能である（すなわちｘ＿（ｎ）＝ＩＦＦＴ［Ｘ＿（ｋ）］である）。

図３は、本発明の種々の観点および実施例を実現することが可能な、受信機ユニット３００の実施例に関するブロック線図である。受信機ユニット３００は、図１における受信機システム１５０の受信機部分に関する実施例である。受信機ユニット３００は、（１）Ｎ_Ｒ個の受信されたサンプルストリームを、Ｎ_Ｔ個の回復されたシンボルストリームを与えるために処理するＲＸ ＭＩＭＯ処理装置１６０ａ、および（２）復号されたビットを与えるために、回復されたシンボルを、復調し、デインターリーブし、そして復号するＲＸデータ処理装置１６２ａを含む。ＲＸ ＭＩＭＯ処理装置１６０ａおよびＲＸデータ処理装置１６２ａは、図１におけるＲＸ ＭＩＭＯ処理装置１６０およびＲＸデータ処理装置１６２それぞれの一つの実施例である。

図１に戻って参照して、 Ｎ_Ｔ個の送信アンテナから送信された信号は、 Ｎ_Ｒ個のアンテナ１５２ａから１５２ｒの各々によって受信され、そして各アンテナからの受信された信号は、それぞれの受信機１５４（それはまたフロントエンド処理装置として参照される）に発送される。各受信機１５４は、それぞれ受信された信号を調整（たとえば濾波および増幅）し、調整された信号を中間周波数あるいはベースバンドにダウンコンバートし、そしてダウンコンバートされた信号をＡＤＣサンプルを与えるためにディジタイズする。各受信機１５４は、さらに、受信されたサンプルのそれぞれのストリームを発生するために、ＡＤＣサンプルを回復されたパイロットとデータ復調するかも知れない。受信機１５４ａから１５４ｒは、このようにしてＮ_Ｒ個の受信されたサンプルストリーム（すなわちＮ_Ｒ個までのサンプルを含む各ベクトルのベクトル系列）を一括して与える。そしてそれはまた、受信された信号ベクトルｒ＿（ｎ）として参照される。受信された信号ベクトルｒ＿（ｎ）は、そこでＲＸ ＭＩＭＯ処理装置１６０ａに与えられる。

ＲＸ ＭＩＭＯ処理装置１６０ａの中で、チャネル推定器(channel estimator)３１２はベクトルｒ＿（ｎ）を受信し、そして、送信機システムに送り返し、そして送信処理に使用することが可能な、推定されたチャネルインパルス応答行列

を導出する。ＦＦＴ３１４はそこで、推定されたチャネル周波数応答行列

を導出するために、推定されたチャネルインパルス応答行列

上にＦＦＴを実行する。

ブロック３１６はそこで、対応する周波数ビンｋに対する左側固有ベクトルＵ＿（ｋ）に関する行列を得るために、ｋの各々の値に対する

の特異値分解を計算する。Ｕ＿（ｋ）の各列は、ｒ＿（ｎ）の対応するエレメントに対する指向ベクトルであり、そして受信機システムにおいて、受信されたシンボルストリームを直交化するために用いられる。ＩＦＦＴ３１８はそこで、受信機システムに対する空間と時間上のパルス整形行列υ＿（λ）を導出するためにＵ＿（ｋ）の逆ＦＦＴを実行する。

コンボルバ３２０はそこで、受信された信号ベクトルｒ＿（ｎ）の、空間および時間上のパルス整形行列の共役転置行列υ＿^H（λ）とのコンボリューションを実行することによって、送信されたシンボルベクトル、ｓ＿（ｎ）の推定値である、受信されたシンボルベクトル

を導出する。このコンボリューションは、

として表現することが可能である。

受信機におけるパルス整形はまた、送信機に対して上に記述されたそれと同様に、周波数領域において実行することが可能である。この場合、受信された信号ベクトルｒ＿（ｎ）は、周波数領域ベクトルＲ＿（ｋ）を導出するためにＦＦＴによって変換することが可能である。ベクトルυ＿（λ）はそこで、周波数領域ベクトル

を導出するために共役転置行列Ｕ＿^H（ｋ）と、前乗算される。この行列乗算の結果

はそこで、時間領域で受信されたシンボルベクトル

を導出するために、逆ＦＦＴによって変換されることが可能である。ベクトルｒ＿（ｎ）の、行列υ＿^H（λ）とのコンボリューションは、このようにして別々の周波数領域内において、

として示すことができる。

ここで、

は、注水解の平方根である重み付け（係数）、（Ｅ＿_λ（ｋ））^1/2を用いた

の重みづけられた特異値に関する行列であり、
Ｓ＿（ｋ）は、送信されたシンボルベクトル、ｓ＿（ｎ）に関するＦＦＴであり、
Ｒ＿（ｋ）は、受信された信号ベクトル、ｒ＿（ｎ）に関するＦＦＴであり、

は、受信されたシンボルベクトル

に関するＦＦＴであり、
Ｚ＿（ｋ）は、受信された雑音サンプルに関するベクトル、ｚ＿（ｎ）に関するＦＦＴであり、そして

は、ユニタリー行列Ｕ＿（ｋ）によって変換されたように受信された雑音処理に関するＦＦＴである。

式（９）から、受信されたシンボルベクトル

は、次のように時間領域におけるコンボリューションとして特性づけることが可能である。

ここでΛ＿（λ）は、

に関する逆ＦＦＴであり、そして

は、受信機空間と時間上のパルス整形行列
υ＿^H(λ)によって変換されたように、受信された雑音である。

行列Λ＿（λ）は、０≦ｋ≦（Ｎ_Ｆ−１）に対する、

内の特異値の組み合わせに対応するＩＦＦＴとして導出されている、このような各固有パルスを備えた固有パルスに関する対角行列である。

特異値を順序づけるための二つの形態、分類された、およびランダムに配列された、は固有パルスに関する二つの異なった形式に帰着する。分類された形態に対しては、結果となる固有パルス行列Λ＿_ｓ（１）は、エネルギー内容の減少してゆく順序に分類されるパルスの対角行列である。固有パルス行列の第１の対角エレメントに対応するパルス{Λ＿_ｓ（１）}_ｉｉは、最高のエネルギーを有しており、そして対角線をさらに下ったエレメントに対応するパルスは、連続的により少ないエネルギーを有する。さらに、ＳＮＲが十分に低く、周波数ビンの若干の中はエネルギーを有していない注水結果の場合は、エネルギーは最小の固有パルスに対して最初に取り出される。したがって、低いＳＮＲにおいては、固有パルスの１個あるいはそれ以上は、エネルギーを有していないかも知れない。このことは、低いＳＮＲにおいては符号化および変調は、直交サブチャネルの数の減少を通じて簡素化されるという利点を有する。しかしながら、チャネル容量に接近するためには、各固有パルスに対しては別々に符号化し、そして変調する必要がある。

周波数領域において、特異値に関してランダムに配列される形態は、符号化および変調をさらに簡素化するために（すなわち、固有パルス行列の各エレメントに対して別々な符号化および変調を避けるために）用いることが可能である。ランダムに配列される形態においては、各周波数ビンに対して特異値の順序は、そのサイズに基づくのではなくランダムである。このランダムな順序は、固有パルスのすべてにおけるほぼ等しいエネルギーに帰着することが可能である。エネルギーのない周波数ビンに帰着するほどに十分にＳＮＲが低い場合は、これらのビンはほぼ等しく固有モード内に拡散するので、ゼロでないエネルギーをもった固有パルスの数はＳＮＲと同様に独立的である。高いＳＮＲにおいては、ランダムな順序形態は、固有パルスのすべてがほぼ等しいエネルギーを有し、この場合異なった固有モードに対する別々の符号化および変調は必要とされないという利点を有する。

もしもＭＩＭＯチャネルの応答が周波数選択的（すなわちｋの異なった値に対してH＿(k)に対する異なった値）である場合は、行列Λ＿(λ)内の固有パルスは時間分散的(time-dispersive)である。この場合、結果となる受信されたシンボル行列

は、一般的に、高特性を与えるために等化を必要とするであろう、シンボル間干渉（ＩＳＩ：inter-symbol interference）を有している。さらに、λ＿（ｋ）内の特異値は実数であるために、

のエレメントもまた実数であり、そして行列Λ＿（１）内の固有パルスは、エイリアスド共役対称(aliased conjugate symmetry )特性を示す。もしもステップが、この時間領域エイリアシングを避けるようにとられる場合は（たとえば、推定されたチャネルインパルス応答行列

内の、ゼロでないサンプルの数よりも十分により大きいＦＦＴ長さＮ_Ｆを用いることによって）、そこで遅延変数１における固有パルス行列は共役対称すなわちΛ＿（λ）＝Λ＿^＊（−λ）である。

等化器３２２は受信されたシンボルベクトル

を受信し、そして送信されたシンボルベクトルｓ＿（ｎ）の推定値である、回復されたシンボルベクトル

を導出するために、空間‐時間等化を実行する。等化はさらに詳細に以下に記述される。回復されたシンボルベクトル

はそこで、ＲＸデータ処理装置１６２ａに与えられる。

ＲＸデータ処理装置１６２ａの中で、シンボルアンマッピングエレメント３３２は、送信機システムにおいてそのシンボルに対して用いられた変調方式と相補的な復調方式（たとえばＭ‐ＰＳＫ、Ｍ‐ＱＡＭ）に従って、

の中の各回復されたシンボルを復調する。シンボルアンマッピングエレメント３３２からの復調されたデータはそこで、デインターリーバ３３４によってデインターリーブされ、そしてデインターリーブされたデータはさらに、送信された情報ビットｂ_ｉの推定値である復号されたビット

を得るために復号器３３６によって復号される。デインターリービングおよび復号は、送信機システムにおいて実行された、それぞれインターリービングおよび符号化と相補的な手段で実行される。たとえば、ターボ復号器あるいはビタビ復号器は、もしも、ターボあるいは畳み込み符号化それぞれが送信機システムにおいて実行される場合は、復号器３３６として使用されるかも知れない。

最小平均二乗誤差（ＭＭＳＥ：minimum mean square error）等化。
式（１０）に示されたように、受信されたシンボルベクトル

に対する等価チャネルは、固有パルスの対角行列であり、そしてλ＿（ｆ）の、対応する周波数応答である、Λ＿（λ）のインパルス応答（すなわちユニットサンプル応答）を有している。

に対する整合濾波器受信機はそこで、Λ＿（λ）のインパルス応答と整合する濾波器を含むであろう。このような整合濾波器は、Λ＿^Ｈ（−１）のインパルス応答および、

として表現することが可能なλ＿^t（ｆ）の周波数応答を有するであろう。

に対する等価チャネルに関する、端末相互間(end-to-end)周波数応答、およびその整合濾波器は、ψ＿（ｆ）＝λ＿（ｆ）λ＿^t（ｆ）として与えることが可能である。

ψ＿（ｆ）の端末相互間周波数応答は、スペクトル的に仮の濾波器およびその整合濾波器に因数分解することが可能である。この仮の濾波器はΓ＿（λ）の、原因となるインパルス応答、ここで、λ＜０に対しては、Γ＿（λ）＝０であり、およびγ＿（ｆ）の周波数応答を有するであろう。仮の濾波器およびその整合濾波器に関する端末相互間周波数応答は、（定義によって）等価チャネルおよびその整合濾波器の端末相互間周波数応答に等しい。すなわち、γ＿（ｆ）γ^H（ｆ）＝ψ＿（ｆ）である。

次の解析に対しては、等価チャネル模型が、スペクトル的に白色である雑音を有するために定義されることが可能である。これは、受信機整合濾波器の出力に対するγ＿^H（ｆ）のムーアペンローズ逆数(Moore-Penrose inverse)である（γ^H（ｆ））^＋＝（γ＿（ｆ）γ＿^H（ｆ））^-1γ＿（ｆ）の周波数応答行列を有する、雑音白色化濾波器(noise-whitening filter)を適用することによって達成可能である。（λ＿（ｆ）の周波数応答を有する）チャネル、（λ＿^t（ｆ）の周波数応答を有する）整合濾波器、および（γ^H（ｆ））^＋の周波数応答を有する）雑音白色化濾波器の全体の周波数応答は、そこで

として表現することが可能である。周波数応答γ＿（ｆ）に対応するインパルス応答Γ＿（λ）は対角行列である。

図４Ａは、等価チャネル模型に基づいて導出された最小平均二乗誤差線形等化器（ＭＭＳＥ‐ＬＥ：minimum mean square error linear equalizer）４１４に関する線図である。受信されたシンボルベクトル

は、濾波されたシンボルベクトル

を与えるために（仮の）白色化された整合濾波器４１２によって濾波される。白色化された整合濾波器４１２は、

に対する整合濾波、および雑音白色化の２重の機能を実行し、そしてλ＿^t（ｆ）（γ＿^H（ｆ））^＋の応答を有する。濾波されたシンボルベクトル

は、等価チャネル模型の出力であって、そして

として表現することが可能である。

ここで、Γ_＝は、サンプルされた、チャネル白色化された固有パルス(sampled channel-whitened eigen-pulses)に対する、行列Γ＿(λ)の系列を表す、Ｎ_Ｒ×（Ｌ＋１）Ｎ_Ｔブロック構造の行列でありそして

Γ₌ =[Γ＿（０）Γ＿（１）Λ Γ＿（Ｌ）]

として表すことが可能であり、そしてｓ_＝（ｎ）は変調シンボルに関するＬ＋１個のベクトルの系列であり、そして

として表すことが可能である。
ｓ_＝（ｎ）の各ベクトルはＮ_Ｔ個までのシンボルを含み、そしてベクトル内の各シンボルは、行列Γ_＝内の固有パルスの１個と組み合わせられる。Γ_＝のブロック（すなわちΓ＿（０）、Γ＿（１）、Λ、Γ＿（Ｌ））は、すべて対角である。

受信機入力雑音が白色で、そしてＮ_０Ｉ＿の電力スペクトル密度を有する場合は、雑音ベクトル

は、自己相関関数

を有し、そしてそれは

として表すことが可能である。ここで、

である。

右側の固有ベクトル

に関する行列Ｖ＿（ｋ）の系列はすべてユニタリーであるので、そこでｋの各々の値に対してＶ＿^H（ｋ）Ｖ＿（ｋ）＝Ｉ＿である。その結果、系列Ｖ＿^H（ｋ）Ｖ＿（ｋ）の逆ＦＦＴであるφ＿_υυ（ｍ）は、

φ＿_υυ（ｍ）＝Ｉ＿δ（ｍ） 式（１５）

によって与えられる。ここで、δ（ｍ）は
δ（ｍ）＝１、ｍ＝０
＝０、その他の場合
として表現することが可能なユニットサンプル系列である。白色化された整合濾波器後の雑音ベクトル

は、自己相関関数

を有しそしてそれはそこで

として表現することが可能である。

ＭＭＳＥ‐ＬＥは濾波されたシンボルベクトル

の系列に関して、２Ｋ＋１、Ｎ_Ｔ×Ｎ_Ｒの重み付け行列の系列Ｍ＿（λ）との、行列コンボリューションを実行することによって、時刻ｎにおける送信されたシンボルベクトルｓ＿（ｎ）に関する最初の推定値

を次のように計算する。

ここで、Ｍ_＝ =[Ｍ＿（−Ｋ）Λ Ｍ＿（０）Λ Ｍ＿（Ｋ）] であり、Ｋは等化器の遅延範囲(delay-extent)を決定するパラメータであり、そして、

である。

重み付け行列の系列Ｍ＿（λ）は、

ε＝Ｅ{ｅ＿^H（ｎ）ｅ＿（ｎ）} 式（１８）

として表現することが可能な平均二乗誤差を最小とするように選択される。ここで，誤差ｅ＿（ｎ）は、

として表現することが可能である。

ＭＭＳＥ解はそこで、次の線形な制約

を満足する重み付け行列の系列Ｍ＿（１）として示すことが可能である。ここで、

は、Ｎ_Ｒ×Ｎ_Ｒ空間‐時間相関行列の系列である。行列

は、

として表現することが可能である。ここで、

は、式（１４）から（１６）によって与えられる。

空間的にそして時間的に相関のない雑音に対しては、

である。この場合、

およびΓ＿^Ｔλ（−ｍ）内の、対角線外のすべての項はゼロであり、そしてＭ＿(λ)内の、対角線外のすべての項もまたゼロである。そしてそれはそこで、等化器係数に対して減結合された方程式の組に帰着する。したがって、式（２０）における線形制約は次のように簡素化が可能である。

ここで、ｒは行列

の階数である。

式（２０）はさらに、

として表現することが可能である。ここで、

は、

および

によって与えられる、ブロックｊ、ｋとのブロックテプリッツ(block-Toeplitz)である。ここで、

は、ゼロに関するｍ×ｎ行列である。

−Ｌ≦λ≦Ｌにおける、ＭＭＳＥ‐ＬＥに対する、時間領域重み付け行列Ｍ＿（λ）に対応する周波数応答行列ｍ＿（ｆ）は、Ｍ＿（λ）に関する行列フーリエ変換をとることによって次のように導出することが可能である。

Ｍ＿（λ）は対角（行列）であるために、周波数応答行列ｍ＿（ｆ）もまた対角（行列）である。

図４Ａに示されたように、濾波されたシンボルベクトル

は、ＭＭＳＥ‐ＬＥ４１４に与えられ、そして送信されたシンボルベクトルｓ＿（ｎ）の推定値であるシンボルベクトル

を導出するために、周波数応答行列ｍ＿（ｆ）に基づいて等化される。送信機および受信機システムの両者において実行されたパルス整形のために、

内の受信されたシンボル系列は直交しており、そしてＭＭＳＥ‐ＬＥに対する重み付け行列Ｍ＿（λ）は対角行列である。したがって、

内のＮ_Ｒ個の受信されたシンボル系列の各々はＭＭＳＥ‐ＬＥによって独立に等化されることが可能であり、そしてそれは受信機処理を大きく簡素化することが可能である。

シンボル推定値

と組み合わせられたＳＮＲを決定するために、バイアスされない最小平均二乗誤差推定値が最初に導出される。上に導出された最初のシンボル推定値

に対しては、

である。

ここで、期待値は雑音を引き継がれている。もしも変調シンボルが時間的に相関づけられておらず、そして期待値が上の（時刻ｎにおいて送信されないすべての送信された信号成分）すべてのシンボル間干渉を引き継がれていると仮定される場合は、そこで期待値は、以下として表現することが可能である。

雑音が空間的および時間的に相関がない場合は、−Ｋ≦λ≦Ｋに対するＭ＿（λ）は対角（行列）であり、そこでＧ＿は、Ｎ_Ｔ×Ｎ_Ｔの対角（行列）である。

他の空間的サブチャネルからの干渉を平均する後に、時刻ｎにおけるｉ番目の送信アンテナからの信号の平均値は、

として表現することが可能である。ここでｇ_ｉｉは、Ｇ＿に関するｉ番目の対角エレメントであり（ ｇ_ｉｉはスカラー）、そして

は、最初のシンボル推定値

のｉ番目のエレメントである。

と定義することによって、時刻ｎにおける送信されたシンボルベクトルｓ＿（ｎ）に関するバイアスのないシンボル推定値

はそこで、

として表現することが可能である。

バイアスのないシンボル推定値

と組み合わせられた誤差共分散行列は、

として表現することが可能である。空間的および時間的に相関のない雑音の場合に関しては、Ｄ＿_G ^−１＝Ｇ＿^−１であり、そこでこの場合
Ｗ＿＝Ｇ＿^−１−Ｉ＿．である。

ｉ番目の送信アンテナ上に送信されたシンボルに関する、バイアスのない推定値、

、と組み合わせられたＳＮＲは、最終的には

ＳＮＲ_i＝１／ｗ_ii＝ｇ_ii／（１−ｇ_ii） 式（３１）

として表現されることが可能である。

図４Ａにおいて、等価チャネル模型内の白色化された整合濾波器４１２は、ＭＭＳＥ‐ＬＥの導出を簡素化するために与えられる。実際的な実行においては ＭＭＳＥ‐ＬＥが平均二乗誤差を最小とするように適応されている場合は、白色化された整合濾波器の応答は（自動的に） ＭＭＳＥ‐ＬＥの応答の中に組み込まれている。

図４Ｂは、図３における等化器３２２の実施例であるＭＭＳＥ‐ＬＥ３２２ａの実施例に関するブロック線図である。最初に行列Ｈ＿および

は、受信されたパイロットおよび／あるいはデータ伝送に基づいて、第１に推定されることが可能である。重みづけ行列Ｍ_＝はそこで、式（２３）に従って計算される。

ＭＭＳＥ‐ＬＥ ３２２ａの中で、ＲＸ ＭＩＭＯ処理装置１６０からの受信されたシンボルベクトル

は、上に式（１７）によって示されたように、乗算器４２２によって、送信されたシンボルベクトルｓ＿（ｎ）に関する最初の推定値

を形成するために、重みづけ行列Ｍ_＝と前乗算される。最初の推定値

はさらに、上に式（２９）の中に示されたように、送信されたシンボルベクトルｓ＿（ｎ）に関するバイアスされない推定値

を形成するために、対角行列Ｄ＿_G ^-1と、乗算器４２４によってさらに前乗算される。バイアスされない推定値

は、 ＭＭＳＥ‐ＬＥによってＲＸデータ処理装置１６２に与えられた回復されたシンボルベクトルを含む。

回復されたシンボルベクトル

はまた、ＭＩＭＯチャネルに対するＣＳＩを導出するＣＳＩ処理装置４２８に与えられる。たとえば、ＣＳＩ処理装置４２８は、式（３１）に従ってｉ番目の回復されたシンボル系列に関するＳＮＲを推定することが可能である。回復されたシンボル系列に対するＳＮＲは、送信機ユニットに対して戻り報告されるＣＳＩの部分を含む。

回復されたシンボルベクトル

はさらに、式（２３）および（２８）それぞれに基づいて、重みづけ行列Ｍ_＝および対角行列Ｄ＿_G ^-1をそこで導出する適応処理装置４２６に与えられる。

判定帰還等化
広帯域固有モード伝送と共に使用される判定帰還等化器（ＤＦＥ）は、時刻ｎにおいて送信されたシンボルベクトルｓ＿（ｎ）に関する最初の推定値

を形成し、そしてそれは

として表現することが可能である。ここで、

は、式（１３）によって与えられる濾波された変調シンボルのベクトルであり、

は、再変調されたシンボル（すなわち復調されており、そしてそこで再び変調されたシンボル）に関するベクトルであり、
−Ｋ_１≦λ≦０における
Ｍ＿_f（λ）は、（ Ｋ_１＋１）−Ｎ_Ｔ×Ｎ_Ｒフィードフォワード係数行列(feed-forward coefficient matrices)に関する系列であり、そして
１≦λ≦Ｋ_２における
Ｍ＿_b（λ）は、 Ｋ_２−Ｎ_Ｔ×Ｎ_Ｒ帰還係数行列に関する系列である。

式（３２）はまた、

もしもＭＭＳＥ基準が、フィードフォワード、および帰還係数行列を決定するために使用される場合は、そこで平均二乗誤差、
ε＝E｛ｅ＿^H（ｎ）ｅ＿（ｎ）｝
を最小とする、Ｍ_＝fおよびＭ_＝ｂに対する解を使用することが可能である。ここで、誤差ｅ＿（ｎ）は、

として表現される。

−Ｋ_１≦λ≦０に対する、フィードフォワード濾波器Ｍ＿_f (λ)に対するＭＭＳＥ解は、つぎの線形制約によって決定される。

であり、そして

は、Ｎ_Ｒ×Ｎ_Ｒブロックから作成される（Ｋ_１＋１） Ｎ_Ｒ×（Ｋ_１＋１） Ｎ_Ｒ 行列である。

内の（ｉ，ｊ）番目のブロックは、

によって与えられる。

帰還濾波器に対するＭＭＳＥ解は下記式として表現することが可能である、

０≦λ≦Ｌに対する行列Γ＿（λ）は対角（行列）であるので、そこで式（３６）から、−Ｋ_１≦λ≦０に対するフィードフォワード濾波器係数行列Ｍ＿_f（λ）もまた対角（行列）である。それはそこで、１≦λ≦Ｋ_２に対する帰還濾波器係数行列Ｍ＿_b（λ）もまた対角（行列）であることに続く。

フィードフォワード濾波器および帰還濾波器は、周波数応答行列、それぞれｍ＿_f（ｆ）およびｍ＿_b(ｆ）を有し、そしてそれらは

によって与えられる。

図５Ａは、等価チャネル模型に基づいて導出された判定帰還等化器の線図である。受信されたシンボルベクトル

は、濾波されたシンボルベクトル

を与えるために、（仮の）白色化された整合濾波器５１２によって濾波される。ベクトル

はさらにｍ＿_f（ｆ）の周波数応答を有するフィードフォワード濾波器５１４によって濾波される。フィードフォワード濾波器５１４からの出力は、シンボルベクトル

を導出するために、加算器５１６によって、帰還濾波器５１８からの出力と加算される。このベクトル

はまた、シンボル推定値

に対する検出されたシンボルを表す、再変調されたシンボルベクトル

を導出するために、シンボル決定エレメント５２０に与えられる。再変調されたシンボルベクトルは、（１）シンボルベクトル

を復調し、あるいは復調されたデータを復号しそして再符号化し、そして復調されたデータあるいは再符号化されたデータを選択された変調方式に対応する信号コンスタレーションに基づいて、再変調することによって導出することが可能である。再変調されたシンボルベクトル

は、そこで帰還濾波器５１８によって、ｍ＿_ｂ（ｆ）の周波数応答とともに濾波され、そして濾波器５１８の出力は加算器５１６に与えられる。

式（３８）を式（３２）に置換し、そして完全な判定を仮定する（すなわち、

）と、最初のシンボル推定値

は、

として表現することが可能である。

判定帰還等化器からの、最初のシンボル推定値

と組み合わせられたＳＮＲを決定するために、バイアスのない最小平均二乗誤差推定値が、送信されたシンボルベクトル

の条件付き平均値を見出すことによって最初に導出される（上に記述したＭＭＳＥ‐ＬＥと同様に）。次に、

の、ｉ番目のエレメントの平均値

は、

として表現される。ここで、ｇ_{ｄｆｅ，ｉｉ}は、Ｇ＿_dfeのｉ番目の対角エレメントである。

以上に、 ＭＭＳＥ‐ＬＥに対して記述されたと同様に、バイアスのないシンボル推定値

を形成するために、そのエレメントがＧ＿_dfeの対角エレメントの逆である対角行列は最初に、

結果となる誤差共分散行列は、

によって与えられる。

ｉ番目の送信アンテナ上に送信されるシンボルに関するバイアスのない推定値

と組み合わせられたＳＮＲは、そこで、

として表現することが可能である。

図５Ｂは、図３における等化器３２２の他の実施例である、判定帰還等化器３２２ｂの実施例に関するブロック線図である。判定帰還等化器３２２ｂの中で、ＲＸ ＭＩＭＯ処理装置１６０からの受信されたシンボルベクトル

は、上に記述されたＭＭＳＥ技術あるいは若干の他の線形空間的等化技術を実行することが可能なフィードフォワード濾波器５３４によって濾波される。加算器５３６はそこで、歪み成分がほぼ除去されているバイアスされたシンボル推定値

を与えるために、フィードフォワード濾波器５３４からの出力を帰還濾波器５３８からの推定された歪み成分と結合する。最初に、推定された歪み成分はゼロであり、そしてシンボル推定値

は、単に濾波器５３４からの出力である。加算器５３６に対する最初の推定値

はそこで、送信されたシンボルベクトルｓ＿（ｎ）に関するバイアスのない推定値

を与えるために、乗算器５４０によって行列Ｄ＿_Gdfe ^-1と乗算される。バイアスのない推定値

は、ＲＸデータ処理装置１６２に与えられる回復されたシンボルベクトルを含む。

ＲＸデータ処理装置１６２の中で、シンボルアンマッピングエレメント３３２（図３における）は、回復されたシンボルベクトルに対する復調されたデータ

を与える。復調されたデータはそこで、ＤＦＥ３２２ｂの中のシンボルマッピングエレメント２１６ｘに与えられ、そして再変調されたシンボルベクトル

を与えるために変調される。あるいは、復調されたデータは復号され、再符号化され、そしてそこでシンボルマッピングエレメント２１６ｘに与えられるかも知れない。再変調されたシンボルは、送信機から送信された変調シンボルｓ＿（ｎ）に関する推定値である。再変調されたシンボルベクトル

は、推定された歪み成分を導出するためにシンボルベクトルを濾波する、帰還濾波器５３８に与えられる。帰還濾波器５３８は、線形空間的等化器（たとえば線形トランスバーサル等化器）を実現することが可能である。

ＤＦＥ技術に対しては、変調されたシンボルはすでに検出されたシンボルによって発生された歪みの推定値を導出するために用いられる。もしも再変調されたシンボルが誤りなしに（あるいは最小の誤りをもって）導出される場合は、そこで歪み成分は正確に推定されることが可能であり、そしてすでに検出されたシンボルによって寄与されたシンボル間干渉は効果的に相殺することが可能である。フィードフォワード濾波器５３４および帰還濾波器５３８によって実行される処理は、典型的には、回復されたシンボル内のシンボル間干渉に関する平均二乗誤差（ＭＳＥ）を最小とするように同時に調整される。

ＤＦＥおよびＭＭＳＥ技術は、さらに詳細に、Ｓ．Ｌ．Ａｒｉｙａｖｉｓｔａｋｕｌほかによって、“分散性干渉を伴った最適空間‐時間処理：統合された解析および必要とされる濾波器スパン”と題された、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．ｏｎ Ｃｏｍｍｎｉｃａｔｉｏｎ、７巻、７号、１９９９年７月の文献の中に記述されており、そして参照によってこの中に組み込まれている。

最尤系列推定。
シンボル間干渉（ＩＳＩ）を伴ったチャネルに対する、最尤系列推定（ＭＬＳＥ：Maximum Likelihood sequence estimation）は、ビタビアルゴリズムにおける使用のための経路メトリックの組み合わせを形成することにより実行され、そしてそれは、観測された受信された信号を与える最も可能性のある送信された系列に対して探索を行う。ＭＬＳＥは、さらに詳細にＡｎｄｒｅｗ Ｊ． ＶｉｔｅｒｂｉおよびＪｉｍ Ｋ Ｏｍｕｒａによって、“ディジタル通信および符号化の原理”ＭｃＧｒａｗ‐Ｈｉｌｌ、１９７９年の中に記述されており、そしてそれは参照によってこの中に組み込まれている。

ＭＬＳＥの、固有モード分解を通じて直交化されていない広帯域ＭＩＭＯチャネル上での使用は、しかしながらチャネル状態空間の過度に高い次元の数のために非実用的である。ＭＩＭＯチャネルに対する最尤系列推定を実行するビタビ等化器は、Ｍ^ｒＬ個の状態を有する。ここでＭはシンボルアルファベットのサイズであり、ｒ≦Ｎ_Ｔは、独立な送信されたデータストリームの数であり、そしてＬはチャネルメモリである。たとえば、４個の独立したデータストリーム（ｒ＝４）とともにＱＰＳＫシグナリングが使用され（Ｍ＝４）、そしてチャネルは１シンボルのメモリ（Ｌ＝１）を有する単純な場合においては、ビタビ等化器は２^８個の状態（すなわち４^４・１＝２^８）を有するであろう。

ビタビＭＬＳＥとともに時間領域固有モード分解を使用することは、ビタビ等化器に関する状態空間を大きく減少する。この場合、受信されたシンボルストリームは、独立に等化されることが可能である。そこで、状態空間のサイズは今や、独立なデータストリームの数ｒの中で線形、すなわちｒＭ^Ｌである。前の例に対しては、状態空間は２^４に減少するであろう（すなわち４・４^１＝２^４）。

ＭＬＳＥアプローチの目的は、メトリック

を最大とするシンボルベクトルｓ＿_m（ｎ）に関する送信された系列を選定することである。Γ_＝を構成するブロックΓ（１）は対角であるから、Ｋ_ｍは、各々がＭＩＭＯチャネルの時間領域固有モードの一つと組み合わせられたｒ個のメトリックの和として表現することが可能である。

系列行列κ_ｍ（ｉ）は、シンボル間干渉を有するＳＩＳＯチャネルに対するＭＬＳＥと組み合わせられた系列メトリックと形態が同一である。その結果、ＭＬＳＥビタビ等化は当業界において知られているように、次のように、個々の受信されたシンボルストリームの等化に適用することが可能である。

ビタビアルゴリズム内の、段階ｎにおける受信されたシンボルストリームｉに対する経路メトリックは、

Ｍ_ｉ（ｎ）＝μ_ｍ ^ｉ（ｎ）＋Ｍ_ｉ（ｎ−１） 式（５０）

によって与えられる。サンプルｎが受信される場合に、（１）各可能な送信されたシンボルｓ_ｍ，ｉ（ｎ）と組み合わせられたμ_ｍ ^ｉ（ｎ）の値Ｍは、サンプル時刻ｎ−１におけるシンボルストリームｉと組み合わせられたＭ^Ｌ状態の各々に対して計算され、そして、（２） ｓ_ｍ，ｉ（ｎ）の各々の可能な値と組み合わせられた一つ、 Ｍ_ｉ（ｎ）に関する値Ｍは、各状態に対して計算される。 Ｍ_ｉ（ｎ）の最大値はそこで、サンプル時刻ｎにおける各状態に対して選択され、そしてこの最大値と組み合わせられた系列は、この状態における存続系列(surviving sequence)として選択される。

系列決定は、経路併合事象(path merge event)が起きる場合に宣言することが可能である。そしてそれは、存続系列のすべてが通常の以前の状態に没入してしまう場合である。あるいは系列決定は一定した遅延において経路打ち切り(path truncation)が起きる場合に宣言することが可能である。そしてそれは、併合事象がまだ起きていない場合に選定を強行するために用いることが可能である。

ＭＭＳＥ‐ＬＥ、ＤＦＥ、およびＭＬＳＥを含む等化器に関するいくつかの異なった形式が以上に記述されてきた。これらの等化器の各々は、送信されたシンボルに関する推定値である回復されたシンボルを与えるために、受信されたシンボルを等化するために用いることが可能である。等化器の他の形式もまた使用することが可能であり、そしてこれは本発明の範囲内にある。固有モード分解によって受信されたシンボルストリームを直交化することによって、受信されたシンボルストリームは独立に等化することが可能であり、そしてそれは、（１）使用のために選択される等化器の複雑性を大きく減少し、そして／あるいは（２）そうでない場合は非実用的であるかも知れない等化器の他の形式を使用できるようにすることが可能である。

ここに記述されたデータを送信および受信するための技術は、ＭＩＭＯおよびＣＤＭＡシステムを含むしかし限定はされない、種々の無線通信システムにおいて実行することが可能である。これらの技術はまた順方向リンクおよび／あるいは逆方向リンクに対して使用することが可能である。

送信機および受信機においてデータ伝送を処理するための、ここに記述された技術は種々の手段によって実行することが可能である。たとえば、これらの技術はハードウエア、ソフトウエア、あるいはこれらの組み合わせの中で実行することが可能である。ハードウエア実行に対しては、送信機において（たとえばデータを符号化および変調するために、送信機パルス整形マトリックスを導出するために、変調シンボルを前調整するために、等）あるいは受信機において（たとえば受信機パルス整形マトリックスを導出するために、受信されたサンプルを前調整するために、受信されたシンボルを等化するために、回復されたシンボルを復調および復号するために、等）種々の信号処理ステップを実行するために用いられるエレメントは、１個あるいはそれ以上の特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ：application specific integrated circuit）、ディジタル信号処理装置（ＤＳＰ：digital signal processor）、ディジタル信号処理デバイス（ＤＳＰＤ：digital signal processing devices）、プログラマブル論理デバイス（ＰＬＤ：programmable logic device）、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ：field programmable gate array）、処理装置、制御器、マイクロ制御器、マイクロ処理装置、この中に記述された機能を実行するために設計された他の電子的ユニット、あるいはこれらの組み合わせの中で実行することが可能である。

ソフトウエア実行に対しては、送信機および受信機の各々における信号処理ステップの若干あるいはすべては、ここに記述された機能を実行するモジュール（たとえば手順、機能等）を用いて実行することが可能である。ソフトウエアコードは、メモリユニット（たとえば図１におけるメモリ１３２および１７２）の中に保存し、そして処理装置（たとえば制御器１３０および１７０）によって実行することが可能である。メモリユニットは、処理装置内あるいは処理装置の外部で実現することが可能である。いずれの場合も、それは、当業界において知られている種々の手段によって通信的に処理装置と結合されることが可能である。

この中には、参照のために、そしてある節の位置を示す助けとするために、標題が含まれている。これらの標題は、この中に以下に記述される概念の範囲を限定することを意図したものではなく、そしてこれらの概念は、全特許説明書を通じて他の節にも適用可能性を有することが可能である。

開示された実施例に関する以上の記述は、当業界において熟練したいかなる人にも、本発明を作成しあるいは使用することを可能とするために与えられる。これらの実施例に対する種々の変更が、当業界において熟練した人々には容易に明白であろうし、そしてここに定義された一般的な原理は、本発明の精神あるいは範囲から逸脱することなしに、他の実施例に対して適用可能である。従って、本発明はここに示された実施例に限定されることを意図したものではなく、しかしここに開示された原理および新規な特徴と矛盾のない最も広い範囲に一致されるべきものである。

図１は、ＭＩＭＯシステムの送信機システムおよび受信機システムの実施例に関するブロック線図である。 図２は、本発明の種々の観点および実施例を実現することが可能な、送信機ユニットの実施例に関するブロック線図である。 図３は、本発明の種々の観点および実施例を実現することが可能な、受信機ユニットの実施例に関するブロック線図である。 図４Ａおよび図４Ｂは、最小平均二乗誤差線形等化器（ＭＭＳＥ−ＬＥ：minimum mean square error linear equalizer）に関する、それぞれ等価チャネル模型および実施に関するブロック線図である。 図４Ａおよび図４Ｂは、最小平均二乗誤差線形等化器（ＭＭＳＥ−ＬＥ：minimum mean square error linear equalizer）に関する、それぞれ等価チャネル模型および実施に関するブロック線図である。 図5Ａおよび図5Ｂは、判定帰還等化器（ＤＦＥ：decision feedback equalizer）に関する、それぞれ等価チャネル模型および実施に関するブロック線図である。 図5Ａおよび図5Ｂは、判定帰還等化器（ＤＦＥ：decision feedback equalizer）に関する、それぞれ等価チャネル模型および実施に関するブロック線図である。

符号の説明

１１０…送信機システム、 １１２…データソース、 １１４…ＴＸデータ処理装置、 １２０…ＭＩＭＯ処理装置、 １２０ａ…ＭＩＭＯ処理装置、 １２２ａ…送信機、 １２２…送信機、受信機、 １２４…アンテナ、 １２４ａ…アンテナ、 １３０…制御器、 １３２…メモリ、 １４０…復調器、 １５０…受信機システム、 １５２…アンテナ、 １５４…受信機、 １５４ａ…送信機、受信機、 １６０…ＭＩＭＯ処理装置、 １６０ａ…ＭＩＭＯ処理装置、 １６２…ＲＸデータ処理装置、 １６２ａ…ＲＸデータ処理装置、 １７０…制御器、 １７８…ＴＸデータ処理装置、 １８０…変調器、 ２００…送信機ユニット、 ２１２…符号器、 ２１４…チャネルインターリーバ、 ２１６…シンボルマッピングエレメント、 ２１６ｘ…シンボルマッピングエレメント、 ２２２…高速フーリエ変換器、 ２２４…ブロック、 ２２６…注水解析ブロック、 ２２８…逆高速フーリエ変換器、 ２３０…コンボルバ、 ３００…受信機ユニット、 ３１２…チャネル推定器、 ３１４…ＦＦＴ、 ３１６…ブロック、 ３１８…ＩＦＦＴ、 ３２０…コンボルバ、 ３２２…等化器、 ３３２…シンボルアンマッピングエレメント、 ３３４…デインターリーバ、 ３３６…復号器、 ４１２…整合濾波器、 ４１４…最小平均二乗誤差線形等化器、 ４２２…乗算器、 ４２４…乗算器、 ４２６…適応処理装置、 ４２８…ＣＳＩ処理装置、 ５１２…整合濾波器、 ５１４…フィードフォワード濾波器、 ５１６…加算器、 ５１８…帰還濾波器、 ５２０…シンボル決定エレメント、 ５３４…濾波器、 ５３６…加算器、 ５３８…帰還濾波器、 ５４０…乗算器

Claims (43)

1. 多入力、多出力（ＭＩＭＯ）通信システムにおいて、データを送信するための方法であって、
   ＭＩＭＯチャネル内の複数の伝送チャネルに対して符号化されたデータを与えるために、１個あるいはそれ以上の符号化方式に従ってデータを符号化し、
   変調シンボルに関する複数のストリームを与えるために、１個あるいはそれ以上の変調方式に従って符号化されたデータを変調し、
   一部はＭＩＭＯチャネルの推定された応答に基づいて、パルス整形行列を導出し、
   複数の前調整された信号を導出するために、パルス整形行列に基づいて複数の変調シンボルストリームを前調整し、そして
   複数の前調整された信号をＭＩＭＯチャネル上に送信する
   ことを含む方法。
2. さらに、
   ＭＩＭＯチャネルに対する推定されたチャネル応答行列を決定し、そして
   推定されたチャネル応答行列を、固有ベクトルの行列に関する第１の系列および、特異値の行列に関する第２の系列を得るために分解し、そして
   ここで、パルス整形行列は、第１および第２の行列に関する系列に基づいて導出される、
   ことを含む、請求項１記載の方法。
3. ここで、推定されたチャネル応答行列は周波数領域において与えられ、そして周波数領域において分解される、請求項２記載の方法。
4. ここで、推定されたチャネル応答行列は、特異値分解に基づいて分解される、請求項２記載の方法。
5. ここで、推定されたチャネル応答行列は、複数の固有モードを含み、そしてここで、特定のしきい値以下の特異値と組み合わせられた固有モードは、データ伝送のための使用に対しては選択されない、請求項２記載の方法。
6. ここで、第２の系列内の各行列における特異値は、推定されたチャネル応答行列に関する固有モードがほぼ等しい送信電力と組み合わせられるようにランダムに配列されている、請求項２記載の方法。
7. さらに、
   特異値の行列に関する第２の系列に基づいて、推定されたチャネル応答行列の固有モードに割り当てられた送信電力の表示である値を有する、行列に関する第３の系列を導出し、そして
   ここで、パルス整形行列は行列に関する第１および第３の系列に基づいて導出される、請求項２記載の方法。
8. ここで、行列に関する第３の系列は、注水解析に基づいて導出される、請求項７記載の方法。
9. ここで、パルス整形行列は時間領域値に関する複数の系列を含み、そしてここで、前調整は、変調シンボルに関する複数のストリームをパルス整形行列でコンボルブすることによって、時間領域において実行される、請求項１記載の方法。
10. ここで、パルス整形行列は周波数領域値に関する複数の系列を含み、そしてここで、前調整は、変換された変調シンボルに関する複数のストリームをパルス整形行列と乗算することによって、周波数領域内で実行される、請求項１記載の方法。
11. ここで、パルス整形行列は、さらなる送信電力をより高い信号対雑音および干渉比（ＳＮＲ）を有する伝送チャネルに割り当てることによって、最大容量とするために導出される、請求項１記載の方法。
12. ここで、パルス整形行列は、複数の変調シンボルストリームに対してほぼ等しい受信された信号対雑音および干渉比（ＳＮＲ）を与えるために導出される、請求項１記載の方法。
13. ここで、別々の符号化および変調形式は、各伝送チャネルに対して用いられる、請求項１記載の方法。
14. ここで、共通の符号化および変調形式は、すべての伝送チャネルに対して用いられる、請求項１記載の方法。
15. 多入力、多出力（ＭＩＭＯ）通信システムにおいて、データを送信するための方法であって、
    ＭＩＭＯチャネル内の複数の伝送チャネルに対して、符号化されたデータを与えるために、１個あるいはそれ以上の符号化方式に従ってデータを符号化し、
    変調シンボルに関する複数のストリームを与えるために、１個あるいはそれ以上の変調方式に従って符号化されたデータを変調し、
    ＭＩＭＯチャネルに対する推定されたチャネル応答行列を決定し、
    固有ベクトルの行列に関する第１の系列、および特異値の行列に関する第２の系列を得るために、推定されたチャネル応答行列を分解し、
    特異値の行列に関する第２の系列に基づいて推定されたチャネル応答行列の固有モードに割り当てられた送信電力の表示である値を有する行列に関する第３の系列を導出し、
    行列に関する第１および第３の系列に基づいてパルス整形行列を導出し、
    複数の前調整された信号を導出するためにパルス整形行列に基づいて複数の変調シンボルストリームを前調整し、そして
    複数の前調整された信号をＭＩＭＯチャネル上に送信する、
    ことを含む方法。
16. ＭＩＭＯチャネル内の複数の伝送チャネルに対して、符号化されたデータを与えるために、１個あるいはそれ以上の符号化方式に従ってデータを符号化し、
    符号化されたデータを、変調シンボルに関する複数のストリームを与えるために１個あるいはそれ以上の変調方式に従って変調し、
    一部はＭＩＭＯチャネルの推定された応答に基づいてパルス整形行列を導出し、そして
    ＭＩＭＯチャネル上への伝送のために、複数の前調整された信号を導出するために、パルス整形行列に基づいて複数の変調シンボルストリームを前調整する
    ための、ディジタル情報を理解する能力を有する、ディジタル信号処理デバイス（ＤＳＰＤ）に対して通信的に結合されたメモリ。
17. 多入力、多出力（ＭＩＭＯ）通信システムにおいてデータ伝送を受信するための方法であって、
    データ伝送のために用いられるＭＩＭＯチャネルに対する推定されたチャネル応答行列を決定し、
    固有ベクトルの行列に関する第１の系列を得るために、推定されたチャネル応答行列を分解し、
    行列に関する第１の系列に基づいてパルス整形行列を導出し、そして
    受信されたシンボルに関する複数のストリームを得るためにパルス整形行列に基づいて複数の受信された信号を前調整する
    ことを含む方法。
18. ここで、前調整は時間領域パルス整形行列に基づいて時間領域において実行される、請求項１７記載の方法。
19. ここで、前調整は周波数領域において実行され、そして
    複数の受信された信号を周波数領域に変換し、
    複数の前調整された信号を導出するために、変換された受信された信号を周波数領域パルス整形行列で乗算し、そして
    複数の前調整された信号を、複数の受信されたシンボルストリームを得るために時間領域に変換する
    ことを含む、請求項１７記載の方法。
20. ここで、前調整は受信されたシンボルに関する複数のストリームを直交化する、請求項１７記載の方法。
21. さらに、複数の回復されたシンボルストリームを導出するために、複数の受信されたシンボルストリームを等化することを含む、請求項１７記載の方法。
22. ここで、等化は各受信されたシンボルストリームに対して別々に実行される、請求項２１記載の方法。
23. ここで、等化は最小平均二乗誤差線形等化器（ＭＭＳＥ‐ＬＥ）に基づいて実行される、請求項２１記載の方法。
24. ここで、等化は判定帰還等化器（ＤＦＥ）に基づいて実行される、請求項２１記載の方法。
25. ここで、等化は最尤系列推定（ＭＬＳＥ）等化器に基づいて実行される、請求項２１記載の方法。
26. さらに、
    複数の復調されたデータストリームを与えるために１個あるいはそれ以上の復調方式に従って複数の回復されたシンボルストリームを復調し、そして
    復号されたデータを与えるために、１個あるいはそれ以上の復号方式に従って複数の復調されたデータストリームを復号する、
    ことを含む、請求項２１記載の方法。
27. さらに、
    ＭＩＭＯチャネルの複数の伝送チャネルに対して、推定されたチャネル応答行列、および信号対雑音および干渉比（ＳＮＲ）を含むチャネル状態情報（ＣＳＩ）を導出し、そして
    ＣＳＩをデータ伝送の送信機に戻り送出する
    ことを含む、請求項１７記載の方法。
28. 多入力、多出力（ＭＩＭＯ）通信システムにおいて、データ伝送を受信するための方法であって、
    データ伝送に対して使用されるＭＩＭＯチャネルに対する推定されたチャネル応答行列を決定し、
    固有ベクトルの行列に関する第１の系列を得るために、推定されたチャネル応答行列を分解し、
    行列に関する第１の系列に基づいてパルス整形行列を導出し、
    受信されたシンボルに関する複数のストリームを得るためにパルス整形行列に基づいて複数の受信された信号を前調整し、
    複数の回復されたシンボルストリームを導出するために、複数の受信されたシンボルストリームを等化し、
    複数の復調されたデータストリームを与えるために１個あるいはそれ以上の復調方式に従って複数の回復されたシンボルストリームを復調し、そして
    復号されたデータを与えるために１個あるいはそれ以上の復号方式に従って複数の復調されたデータストリームを復号する
    ことを含む方法。
29. データ伝送に用いられるＭＩＭＯチャネルに対する推定されたチャネル応答行列を決定し、
    固有ベクトルの行列に関する第１の系列を得るために、推定されたチャネル応答行列を分解し、
    行列に関する第１の系列に基づいてパルス整形行列を導出し、そして
    受信されたシンボルに関する複数のストリームを得るためにパルス整形行列に基づいて、複数の受信された信号を前調整するための
    ディジタル情報を理解することが可能な、ディジタル信号処理デバイス（ＤＳＰＤ）に、通信的に結合されたメモリ。
30. 多入力、多出力（ＭＩＭＯ）通信システムにおける送信機ユニットであって、
    ＭＩＭＯチャネル内の複数の伝送チャネルに対して符号化されたデータを与えるために、１個あるいはそれ以上の符号化方式に従ってデータを符号化し、そして変調シンボルに関する複数のストリームを与えるために、１個あるいはそれ以上の変調方式に従って符号化されたデータを変調することが可能な、ＴＸデータ処理装置と、
    一部はＭＩＭＯチャネルの推定された応答に基づいて、パルス整形行列を導出し、そして複数の前調整された信号を与えるために、パルス整形行列に基づいて複数の変調シンボルストリームを前調整することが可能なＴＸ ＭＩＭＯ処理装置と、そして
    調整し、そしてＭＩＭＯチャネル上に複数の前調整された信号を送信することが可能な１個あるいはそれ以上の送信機と
    を含む送信ユニット。
31. ここで、ＴＸ ＭＩＭＯ処理装置はさらに、ＭＩＭＯチャネルに対する推定されたチャネル応答行列を決定し、固有ベクトルの行列に関する第１の系列、および特異値の行列に関する第２の系列を得るために,、推定されたチャネル応答行列を分解し、そして、行列に関する第１および第２の系列に基づいてパルス整形行列を導出することが可能な、請求項３０記載の送信機ユニット。
32. ここで、ＴＸ ＭＩＭＯ処理装置はさらに、特異値分解を用いて周波数領域において推定されたチャネル応答行列を分解することが可能な、請求項３１記載の送信機ユニット。
33. ここで、ＴＸ ＭＩＭＯ処理装置はさらに、特異値の行列に関する第２の系列に基づいて、推定されたチャネル応答行列の固有モードに割り当てられた送信電力の表示である値の行列に関する第３の系列を導出し、そして行列に関する第１および第３の系列に基づいてパルス整形行列を導出することが可能な、請求項３１記載の送信機ユニット。
34. 多入力、多出力（ＭＩＭＯ）通信システムにおける送信機装置であって、
    ＭＩＭＯチャネル内の複数の伝送チャネルに対して符号化されたデータを与えるために、１個あるいはそれ以上の符号化方式に従ってデータを符号化するための手段と、
    変調シンボルに関する複数のストリームを与えるために、１個あるいはそれ以上の変調方式に従って符号化されたデータを変調するための手段と、
    一部はＭＩＭＯチャネルの推定された応答に基づいてパルス整形行列を導出するための手段と、
    複数の前調整された信号を導出するために、パルス整形行列に基づいて複数の変調シンボルストリームを前調整するための手段と、そして
    ＭＩＭＯチャネル上に複数の前調整された信号を送信するための手段と
    を含む、送信機装置。
35. 多入力、多出力（ＭＩＭＯ）通信システムにおいて使用されるディジタル信号処理装置であって、
    ＭＩＭＯチャネル内の複数の伝送チャネルに対して符号化されたデータを与えるために、１個あるいはそれ以上の符号化方式に従ってデータを符号化するための手段と、
    変調シンボルに関する複数のストリームを与えるために、１個あるいはそれ以上の変調方式に従って符号化されたデータを変調するための手段と、
    一部はＭＩＭＯチャネルに関する推定された応答に基づいてパルス整形行列を導出するための手段と、そして
    複数の前調整された信号を導出するために、パルス整形行列に基づいて複数の変調シンボルストリームを前調整するための手段と
    を含むディジタル信号処理装置。
36. 多入力、多出力（ＭＩＭＯ）通信システムにおける受信機ユニットであって、
    データ伝送に使用されるＭＩＭＯチャネルに対して推定されたチャネル応答行列を決定し、固有ベクトルの行列に関する第１の系列を得るために、推定されたチャネル応答行列を分解し、行列に関する第１の系列に基づいてパルス整形行列を導出し、そして受信されたシンボルに関する複数のストリームを得るためにパルス整形行列に基づいて複数の受信された信号を前調整することが可能な、ＲＸ ＭＩＭＯ処理装置と、そして
    １個あるいはそれ以上の復調方式に従って複数の受信されたシンボルストリームを復調し、そして復号されたデータを与えるために１個あるいはそれ以上の復号方式に従って複数の復調されたデータストリームを復号することが可能なＲＸデータ処理装置と
    を含む受信機ユニット。
37. ここで、ＲＸ ＭＩＭＯ処理装置は
    複数の回復されたシンボルストリームを与えるために、複数の受信されたシンボルストリームを等化することが可能な等化器を含み、そして
    ここで、ＲＸデータ処理装置は復号されたデータを与えるために、複数の回復されたシンボルストリームを復調し、そして復号することが可能である、
    請求項３６記載の受信機ユニット。
38. ここで、等化器は最小平均二乗誤差等化器（ＭＭＳＥ‐ＬＥ）である、請求項３７記載の受信機ユニット。
39. ここで、等化器は判定帰還等化器（ＤＦＥ）である、請求項３７記載の受信機ユニット。
40. ここで、等化器は最尤系列推定（ＭＬＳＥ）等化器である、請求項３７記載の受信機ユニット。
41. ここで、等化器は各受信されたシンボルストリームを別々に等化することが可能である、請求項３７記載の受信機ユニット。
42. 多入力、多出力（ＭＩＭＯ）通信システムにおける受信機装置であって、
    データ伝送に使用されるＭＩＭＯチャネルに対する推定されたチャネル応答行列を決定するための手段と、
    固有ベクトルの行列に関する第１の系列を得るために、推定されたチャネル応答行列を分解するための手段と、
    行列に関する第１の系列に基づいてパルス整形行列を導出するための手段と、そして
    受信されたシンボルに関する複数のストリームを得るために、パルス整形行列に基づいて複数の受信された信号を前調整するための手段と
    を含む、受信機装置。
43. 多入力、多出力（ＭＩＭＯ）通信システムにおけるディジタル信号処理装置であって、
    データ伝送に用いられるＭＩＭＯチャネルに対する推定されたチャネル応答行列を決定するための手段と、
    固有ベクトルの行列に関する第１の系列を得るために、推定されたチャネル応答行列を分解するための手段と、
    行列に関する第１の系列に基づいてパルス整形行列を導出するための手段と、そして
    受信されたシンボルに関する複数のストリームを得るために、パルス整形行列に基づいて複数の受信された信号を前調整するための手段と
    を含む、ディジタル信号処理装置。

Images