TW201505443A - 信號處理裝置及方法、攝像元件與攝像裝置 - Google Patents

信號處理裝置及方法、攝像元件與攝像裝置 Download PDF

Info

Publication number
TW201505443A
TW201505443A TW103116747A TW103116747A TW201505443A TW 201505443 A TW201505443 A TW 201505443A TW 103116747 A TW103116747 A TW 103116747A TW 103116747 A TW103116747 A TW 103116747A TW 201505443 A TW201505443 A TW 201505443A
Authority
TW
Taiwan
Prior art keywords
unit
reference voltage
comparison
capacitance
conversion
Prior art date
Application number
TW103116747A
Other languages
English (en)
Other versions
TWI615031B (zh
Inventor
Yuri Kato
Yusuke Oike
Original Assignee
Sony Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Sony Corp filed Critical Sony Corp
Publication of TW201505443A publication Critical patent/TW201505443A/zh
Application granted granted Critical
Publication of TWI615031B publication Critical patent/TWI615031B/zh

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
    • H03M1/10—Calibration or testing
    • H03M1/1009—Calibration
    • H03M1/1033—Calibration over the full range of the converter, e.g. for correcting differential non-linearity
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
    • H04N25/00—Circuitry of solid-state image sensors [SSIS]; Control thereof
    • H04N25/70—SSIS architectures; Circuits associated therewith
    • H04N25/709—Circuitry for control of the power supply
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
    • H04N25/00—Circuitry of solid-state image sensors [SSIS]; Control thereof
    • H04N25/60—Noise processing, e.g. detecting, correcting, reducing or removing noise
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
    • H04N25/00—Circuitry of solid-state image sensors [SSIS]; Control thereof
    • H04N25/70—SSIS architectures; Circuits associated therewith
    • H04N25/71—Charge-coupled device [CCD] sensors; Charge-transfer registers specially adapted for CCD sensors
    • H04N25/75—Circuitry for providing, modifying or processing image signals from the pixel array
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
    • H04N25/00—Circuitry of solid-state image sensors [SSIS]; Control thereof
    • H04N25/70—SSIS architectures; Circuits associated therewith
    • H04N25/76—Addressed sensors, e.g. MOS or CMOS sensors
    • H04N25/77—Pixel circuitry, e.g. memories, A/D converters, pixel amplifiers, shared circuits or shared components
    • H04N25/772—Pixel circuitry, e.g. memories, A/D converters, pixel amplifiers, shared circuits or shared components comprising A/D, V/T, V/F, I/T or I/F converters
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
    • H04N25/00—Circuitry of solid-state image sensors [SSIS]; Control thereof
    • H04N25/70—SSIS architectures; Circuits associated therewith
    • H04N25/76—Addressed sensors, e.g. MOS or CMOS sensors
    • H04N25/77—Pixel circuitry, e.g. memories, A/D converters, pixel amplifiers, shared circuits or shared components
    • H04N25/778—Pixel circuitry, e.g. memories, A/D converters, pixel amplifiers, shared circuits or shared components comprising amplifiers shared between a plurality of pixels, i.e. at least one part of the amplifier must be on the sensor array itself
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
    • H03M1/12—Analogue/digital converters
    • H03M1/50—Analogue/digital converters with intermediate conversion to time interval
    • H03M1/56—Input signal compared with linear ramp

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Multimedia (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Theoretical Computer Science (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Nonlinear Science (AREA)
  • Analogue/Digital Conversion (AREA)
  • Transforming Light Signals Into Electric Signals (AREA)

Abstract

本技術係關於一種可抑制A/D轉換之誤差之產生之信號處理裝置及方法、攝像元件與攝像裝置。 本技術之信號處理裝置包括：比較部，其將自單位像素輸出之類比信號與特定之電壓進行比較；切換部，其視需要切換對上述比較部供給之參考電壓，且將階調精度互不相同之複數個參考電壓中之任一者連接於上述比較部，將其他參考電壓連接於特定之負載電容；及計測部，其計測利用上述比較部而得之上述類比信號與藉由上述切換部之切換控制而供給至上述比較部之參考電壓之比較結果的變化時序。本技術可應用於例如攝像元件或攝像裝置。

Description

信號處理裝置及方法、攝像元件與攝像裝置
本技術係關於一種信號處理裝置及方法、攝像元件與攝像裝置，尤其係關於一種可抑制A/D(Analog/Digital，類比/數位)轉換之誤差之產生的信號處理裝置及方法、攝像元件與攝像裝置。
先前，於通常之影像感測器中，將儲存於受光部(光電二極體)之電荷讀出作為信號電壓，且進行A/D(Analog/Digital)轉換(例如參照專利文獻1)。
於專利文獻1中所記載之A/D轉換方法中，為了兼顧高階調精度化與轉換時間增加之抑制，對同一像素輸出信號連接2個A/D轉換電路，自2個參考電壓產生部將不同斜率(gradient)之參考電壓Vref1、Vref2輸入至各個A/D轉換電路，藉此，以2種階調精度執行A/D轉換。然而，此情形時，電路面積或耗電成為2倍，因而於專利文獻1中所記載之方法中，進而將A/D轉換電路設為1個，重新設置判定部，藉由該判定部而判定像素輸出信號之大小，按照該判定結果，選擇2種斜率不同之參考電壓Vref1及參考電壓Vref2中之任一者，藉此實現對應於像素輸出信號之大小之不同之轉換精度之應用。
[先前技術文獻] [專利文獻]
[專利文獻1]日本專利特開2011-41091號公報
然而，於以專利文獻1中所記載之方法為代表之先前之A/D轉換之情形時，有如下之虞：難以充分地抑制A/D轉換中之誤差之產生，例如難以同時實現高階調精度化與轉換時間增加之抑制或難以抑制畫質劣化。
本技術係鑒於此種狀況而提出者，其目的在於抑制A/D轉換之誤差之產生。
本技術之一態樣係一種信號處理裝置，其包括：比較部，其將自單位像素輸出之類比信號與特定之電壓進行比較；切換部，其視需要切換對上述比較部供給之參考電壓，且將階調精度互不相同之複數個參考電壓中之任一者連接於上述比較部，將其他參考電壓連接於特定之負載電容；及計測部，其計測利用上述比較部而得之上述類比信號與藉由上述切換部之切換控制而供給至上述比較部之參考電壓之比較結果的變化時序。
可使上述負載電容為上述比較部之等效電容或近似電容。
作為上述負載電容，可包括假比較部，該假比較部具有與上述比較部相同之構成，且輸入之一者連接於固定電位，輸出為開放狀態，上述切換部可將未連接於上述比較部之上述其他參考電壓連接於上述假比較部之另一輸入。
作為上述負載電容，可包括電路，該電路包含：輸入電晶體，其於與上述比較部之輸入電晶體相同之動作區域進行動作；電流源電晶體，其對上述輸入電晶體供給固定電流；電容器，其消除參考電壓之偏移；及開關電晶體，其將上述電容器初始化；且上述切換部可將未連接於上述比較部之上述其他參考電壓連接於上述電路之上述電容器。
作為上述負載電容，可包括電路，該電路包含：輸入電晶體，其於與上述比較部之輸入電晶體相同之動作區域進行動作；電容器，其消除參考電壓之偏移；第1開關電晶體，其將上述電容器初始化；第2開關電晶體，其將上述輸入電晶體初始化；及第3開關電晶體，其將上述輸入電晶體連接於固定電位；且上述切換部可將未連接於上述比較部之上述其他參考電壓連接於上述電路之上述電容器。
上述信號處理裝置可進而包括：第1電容調整部，其連接於上述負載電容，並調整上述負載電容；及控制部，其控制上述第1電容調整部之電容。
上述第1電容調整部可包含串聯連接於上述負載電容與固定電位之間之複數個電晶體，上述控制部可藉由對上述複數個電晶體之各閘極輸入控制信號而獲得所期望之電容值。
上述第1電容調整部可包含相互並聯連接之複數個電晶體，各電晶體之閘極可連接於上述負載電容，上述控制部可藉由對各電晶體之源極及汲極輸入控制信號而獲得所期望之電容值。
上述第1電容調整部可包含電容可變之電容器，上述控制部可藉由對上述電容器之控制端子輸入控制信號而獲得所期望之電容值。
上述信號處理裝置可進而包括第2電容調整部，該第2電容調整部係連接於上述比較部之輸入，並調整上述比較部之電容，上述控制部可進而控制上述第2電容調整部之電容。
上述第2電容調整部可包含串聯連接於上述比較部之輸入與固定電位之間之複數個電晶體，上述控制部可藉由對上述複數個電晶體之各閘極輸入控制信號而獲得所期望之電容值。
上述第2電容調整部可包含相互並聯連接之複數個電晶體，各電晶體之閘極可連接於上述比較部之輸入，上述控制部可藉由對各電晶體之源極及汲極輸入控制信號而獲得所期望之電容值。
上述第2電容調整部可包含電容可變之電容器，上述控制部可藉由對上述電容器之控制端子輸入控制信號而獲得所期望之電容值。
上述控制部可於圖框之最初或最後控制電容。
上述控制部可基於先前經處理之圖框之電容調整資訊而控制電容。
上述控制部可針對多個圖框之每一者控制電容。
上述控制部可按照將各參考電壓輸入至上述比較部時之黑位準之彼此之差分之大小而控制電容。
又，本技術之一態樣係一種信號處理方法，其係使用比較部將自單位像素輸出之類比信號與特定之電壓進行比較，視需要切換對上述比較部供給之參考電壓，且將階調精度互不相同之複數個參考電壓中之任一者連接於上述比較部，將其他參考電壓連接於特定之負載電容，且計測利用上述比較部而得之上述類比信號與供給至上述比較部之參考電壓之比較結果的變化時序。
本技術之另一態樣係一種攝像元件，其包括：像素陣列，其由單位像素排列而成，該單位像素包含將入射光進行光電轉換之光電轉換元件；比較部，其將自上述像素陣列之單位像素輸出之類比信號與特定之電壓進行比較；切換部，其視需要切換對上述比較部供給之參考電壓，且將階調精度互不相同之複數個參考電壓中之任一者連接於上述比較部，將其他參考電壓連接於特定之負載電容；及計測部，其計測利用上述比較部而得之上述類比信號與藉由上述切換部之切換控制而供給至上述比較部之參考電壓之比較結果的變化時序。
本技術之又一態樣係一種攝像裝置，其包括：攝像部，其拍攝被攝體；及圖像處理部，其將藉由利用上述攝像部之拍攝所獲得之圖像資料進行圖像處理；且上述攝像部包括：像素陣列，其由單位像素排列而成，該單位像素包含將入射光進行光電轉換之光電轉換元件； 比較部，其將自上述像素陣列之單位像素輸出之類比信號與特定之電壓進行比較；切換部，其視需要切換對上述比較部供給之參考電壓，且將階調精度互不相同之複數個參考電壓中之任一者連接於上述比較部，將其他參考電壓連接於特定之負載電容；及計測部，其計測利用上述比較部而得之上述類比信號與藉由上述切換部之切換控制而供給至上述比較部之參考電壓之比較結果的變化時序。
於本技術之一態樣中，使用比較部將自單位像素輸出之類比信號與特定之電壓進行比較，視需要切換對比較部供給之參考電壓，且將階調精度互不相同之複數個參考電壓中之任一者連接於比較部，將其他參考電壓連接於特定之負載電容，計測供給至比較部之類比信號與參考電壓之比較結果之變化時序。
於本技術之另一態樣中，視需要切換對比較部供給之參考電壓，且將階調精度互不相同之複數個參考電壓中之任一者連接於比較部，將其他參考電壓連接於特定之負載電容，並計測供給至比較部之類比信號與參考電壓之比較結果之變化時序，其中上述比較部係將自像素陣列之包含對入射光進行光電轉換之光電轉換元件的單位像素輸出之類比信號與特定之電壓進行比較。
於本技術之又一態樣中，拍攝被攝體，且將藉由該拍攝所獲得之圖像資料進行圖像處理，又，於攝像時，視需要切換對比較部供給之參考電壓，且將階調精度互不相同之複數個參考電壓中之任一者連接於比較部，將其他參考電壓連接於特定之負載電容，並計測供給至比較部之類比信號與參考電壓之比較結果的變化時序，其中上述比較部係將自像素陣列之包含對入射光進行光電轉換之光電轉換元件的單位像素輸出之類比信號與特定之電壓進行比較。
根據本技術，可對資訊進行處理。尤其可抑制A/D轉換之誤差之 產生。
10、151、151-1~151-4、251‧‧‧行A/D轉換部
11‧‧‧參考電壓產生部
12、162、162-1~162-4‧‧‧比較部
13、164‧‧‧時序計測部
100、400‧‧‧CMOS影像感測器
110‧‧‧A/D轉換控制部
111‧‧‧像素陣列
112‧‧‧A/D轉換部
121‧‧‧控制時序產生部
122‧‧‧像素掃描部
123‧‧‧水平掃描部
131、132、233‧‧‧參考電壓產生部
141‧‧‧單位像素
161、261、361、380‧‧‧切換部
163、263‧‧‧選擇部
171、171-1、171-2‧‧‧閂鎖器
172、173、175、176‧‧‧AND
174、177‧‧‧OR
178-1~178-5‧‧‧NOT
181‧‧‧光電二極體
182‧‧‧傳輸電晶體
183‧‧‧重設電晶體
184‧‧‧放大電晶體
185‧‧‧選擇電晶體
186‧‧‧垂直信號線
187‧‧‧低電流源
301、302‧‧‧雙箭頭
371、372‧‧‧開關
373、Cj‧‧‧負載電容
383、384‧‧‧電容調整部
411‧‧‧緩衝器
412‧‧‧行共用線
800‧‧‧攝像裝置
811‧‧‧光學部
812‧‧‧CMOS感測器
813‧‧‧A/D轉換器
814‧‧‧操作部
815‧‧‧控制部
816‧‧‧圖像處理部
817‧‧‧顯示部
818‧‧‧編解碼處理部
819‧‧‧記錄部
900‧‧‧電腦
901‧‧‧CPU
902‧‧‧ROM
903‧‧‧RAM
904‧‧‧匯流排
910‧‧‧輸入輸出介面
911‧‧‧輸入部
912‧‧‧輸出部
913‧‧‧記憶部
914‧‧‧通信部
915‧‧‧驅動器
921‧‧‧可移媒體
A、B、C‧‧‧信號範圍
Adj<1>~Adj<N>‧‧‧電容調整代碼
ADP、PAZ、RST、SEL、SWR1、SWR2、SWR3、SWSQ、TRG、Φfb、Φfb1、Φfb2‧‧‧控制信號
Caz、Cm1‧‧‧電容器
Ci‧‧‧輸入電容
Do、Do1、Do2‧‧‧數位輸出
D1、D2‧‧‧轉換精度
FD‧‧‧節點
M1~MN‧‧‧電晶體
M3‧‧‧電流源電晶體
M4‧‧‧開關電晶體
Ndark‧‧‧雜訊
Rref‧‧‧寄生電阻
SWFB‧‧‧輸出信號
SWFB0‧‧‧信號
T0~T11、T25~T30、T39‧‧‧時刻
T43、T48、T49‧‧‧時序時刻
V1~V4‧‧‧第2類比信號(像素信號)
Vco‧‧‧比較結果
Vfs1、Vfs2‧‧‧電壓振幅
Vref、Vref1、Vref2、Vref3、Vref1_1~Vref1_4、Vref1_x、Vref2_x‧‧‧參考電壓
Vrst‧‧‧特定電壓
Vsig‧‧‧信號成分
Vx‧‧‧輸入信號(像素信號)
△V‧‧‧偏差成分
△Vd‧‧‧延遲變小之量
圖1係表示行A/D轉換部之主要構成例之圖。
圖2係表示A/D轉換之情況之例之時序圖。
圖3係表示A/D轉換之階調精度之例之圖。
圖4係表示A/D轉換之情況之另一例之時序圖。
圖5係表示CMOS影像感測器之主要構成例之圖。
圖6係表示選擇部之主要構成例之圖。
圖7係表示單位像素之主要構成例之圖。
圖8係表示比較部之主要構成例之圖。
圖9係表示A/D轉換之情況之例之時序圖。
圖10係表示A/D轉換之情況之例之時序圖。
圖11係表示A/D轉換之情況之例之時序圖。
圖12係表示A/D轉換之情況之例之時序圖。
圖13係表示A/D轉換之情況之例之時序圖。
圖14係表示A/D轉換之情況之例之時序圖。
圖15係表示選擇部之主要構成例之圖。
圖16係表示A/D轉換之情況之例之時序圖。
圖17係表示A/D轉換之情況之例之時序圖。
圖18係表示CMOS影像感測器之一部分之主要構成例之圖。
圖19係表示A/D轉換之情況之例之時序圖。
圖20係表示CMOS影像感測器之一部分之主要構成例之圖。
圖21係表示分佈常數之例之圖。
圖22係表示分佈常數之例之圖。
圖23係表示A/D轉換之情況之例之時序圖。
圖24係表示分佈常數之例之圖。
圖25係表示A/D轉換之情況之例之時序圖。
圖26係表示切換部之主要構成例之圖。
圖27係表示分佈常數之例之圖。
圖28係表示A/D轉換之情況之例之時序圖。
圖29係表示負載電容Cj之主要構成例之圖。
圖30係表示負載電容Cj之主要構成例之圖。
圖31係表示負載電容Cj之主要構成例之圖。
圖32係表示負載電容Cj之主要構成例之圖。
圖33係表示負載電容Cj之主要構成例之圖。
圖34係表示負載電容Cj之主要構成例之圖。
圖35係表示負載電容Cj之控制之情況之例之圖。
圖36係表示切換部之另一構成例之圖。
圖37係表示電容調整部之主要構成例之圖。
圖38係表示電容調整部之另一構成例之圖。
圖39係說明電容調整處理之流程之例之流程圖。
圖40係表示CMOS影像感測器之主要構成例之圖。
圖41係表示攝像裝置之主要構成例之圖。
圖42係表示電腦之主要構成例之方塊圖。
以下，對用以實施本揭示之形態(以下稱為實施形態)進行說明。再者，說明係按以下之順序進行。
1.第1實施形態(CMOS(Complementary Metal Oxide Semiconductor，互補金氧半導體)影像感測器)
2.第2實施形態(CMOS影像感測器)
3.第3實施形態(攝像裝置)
4.第4實施形態(電腦)
<1.第1實施形態> <關於A/D轉換>
於通常之影像感測器中，將儲存於單位像素之受光部(例如光電二極體)之電荷讀出作為信號電壓(像素信號)，且進行類比．數位轉換(A/D(Analog/Digital)轉換)。
作為該A/D轉換之方法，提出有例如一面使參考電壓變化一面進行與信號電壓之比較，藉由獲取一致之時序而進行數位轉換之方法(例如參照日本專利特開2005-278135號公報(以下稱為專利文獻2))。
圖1所示之行(column)A/D轉換部10係藉由該方法進行A/D轉換之處理部，對自單位像素讀出之像素信號進行A/D轉換。圖1所示之行A/D轉換部10具有參考電壓產生部11、比較部12、及時序計測部13。參考電壓產生部11係產生使值於特定之電壓範圍內變化之參考電壓Vref，且供給至比較部12。比較部12係將自像素讀出之類比之像素信號即輸入信號Vx之電壓與參考電壓產生部11所產生之參考電壓Vref進行比較，將該比較結果Vco供給至時序計測部13。時序計測部13係對自該比較開始後至比較結果Vco之值變化為止之期間進行計測(計數)，將該期間之長度(計數值)輸出作為輸入信號Vx之數位值(A/D轉換後之值)，將該數位值輸出作為數位輸出Do。
圖2係表示利用此種行A/D轉換部10所進行之A/D轉換之情況之例之時序圖。
如圖2所示，參考電壓Vref係呈斜坡(ramp)狀掃描電壓。將像素輸出之偏差成分△V(雜訊成分)設為第1類比信號，將對該偏差成分加上信號成分Vsig而得之Vsig+△V設為第2類比信號，從而將輸入信號Vx輸入。
時序計測部13係例如使用可進行遞增(up)．遞減(down)切換之計數器，藉由計數器時脈對比較結果Vco變化之前之時間進行計測。此 處，藉由對第1類比信號進行遞減計數，對第2類比信號進行遞增計數，而自第1類比信號減去第2類比信號，結果，最終可獲得僅信號成分Vsig經數位化之輸出Do。
然而，於該方法之情形時，有轉換時間與階調精度成正比地增大之虞。一般而言，關於A/D轉換，若提高轉換精度(每一階調之電壓)，則可轉換之輸入電壓範圍(動態範圍(dynamic range))變小。或，於設為相同之輸入電壓範圍(動態範圍)之情形時，有因階調數增大而伴隨有轉換時間增加(低速化)或耗電增加之虞。
例如，為了提高轉換精度，於由時脈頻率(clock frequency)所決定之參考電壓與信號電壓一致之時序之檢測精度相同之情形時，減小參考電壓之斜率。於為相同之階調數之情形時，必需之時脈數未改變，因而電力或速度未變化，但參考電壓之振幅變小，因而進行A/D轉換之輸入電壓範圍縮小。此時，於使階調數增加之情形時，需要更多之時脈數且伴隨有速度降低與電力增加，但參考電壓之振幅擴大，進行A/D轉換之輸入電壓範圍縮小。
當然，明確如下情況：若提高時脈頻率，則即便未減小參考電壓之斜率亦可提高轉換精度，A/D轉換速度亦未改變，但耗電增加。
即，若提高轉換精度，則輸入電壓範圍縮小或速度、電力變差。為了相對於相同之輸入電壓範圍獲得4倍之轉換精度，需要4倍之時脈數。
又，A/D轉換之轉換精度(每一階調之電壓)係由信號電壓中所含之雜訊位準、或圖像顯像時實施之放大(增益)之程度決定。例如圖3所示，於影像感測器中除因信號之讀出而產生之雜訊Ndark以外，對於與入射光強度成正比地產生之信號電荷N，產生N之光子．散粒雜訊(photon shot noise)，雜訊量相應於入射光強度而增加。越暗則信號越小且雜訊之絕對值亦越小，越亮則信號越大但雜訊之絕對值亦越 大。因此，由A/D轉換精度所決定之量子化雜訊之影響係根據信號之大小(亮或暗)而有所不同，越是較亮之區域則光散粒雜訊越成為支配性，所要求之AD轉換精度降低亦無妨。
一般而言，為了不使A/D轉換之量子化雜訊明顯化，較佳為將A/D轉換之轉換精度設定為小於該等讀出雜訊或光子．散粒雜訊之總雜訊位準。然而，較高之轉換精度係以轉換速度或耗電為代價。
因此，考慮如下方法，即，例如圖3所示，對雜訊位準較小之低入射光之區域使用更高之轉換精度(更小之每一階調之電壓)D1，對光子．散粒雜訊較量子化雜訊更為支配性之高入射光之區域，使用較低之轉換精度D2，藉此，不會因量子化雜訊而導致實質上之畫質劣化，改善A/D轉換之轉換速度或耗電(例如參照日本專利特開2011-211535號公報(以下稱為專利文獻3))。
於該方法之情形時，利用不同斜率之參考電壓對同一信號電壓分時地進行2次以上之A/D轉換，分別獲取轉換精度不同之數位值，且根據信號電壓之範圍而切換。因此，階調精度之變更可藉由於同一計數器時脈頻率下，改變參考電壓Vref之斜率而實現。當然，亦可不改變參考電壓Vref之斜率而改變計數器時脈頻率，但頻率下降會導致A/D轉換低速化，因而較佳為改變參考電壓Vref之斜率。
如圖4之時序圖所示，於該方法之情形時，對第1類比信號及第2類比信號執行參考電壓Vref之斜率較小、即較高之階調精度之A/D轉換，繼而，對第2類比信號及第3類比信號執行增大參考電壓Vref之斜率且更低之階調精度D2之A/D轉換。對第3類比信號之A/D轉換係用以減去偏差成分之處理。即，第1類比信號及第3類比信號均為偏差成分(雜訊成分)。
將階調精度提高2倍相當於使斜率減半，於在相同之輸入信號範圍進行A/D轉換之情形時，需要2倍之轉換時間。於圖4之例之情形 時，藉由縮小階調精度D1之輸入信號範圍，而僅於信號成分Vsig較小之區域應用較高之階調精度D1，於信號成分Vsig較大之區域中，應用相對較低之階調精度D2。因此，藉由2次AD轉換，與僅階調精度D2之情形相比需要約2倍之轉換時間，但於將轉換精度D1設定為D2之4倍之精度之情形時，若與僅階調精度D1之情形相比，則成為約1/2倍之轉換時間。
然而，於該方法之情形時，對於作為信號成分之第2類比信號需要共計2次轉換。對於偏差成分(第1類比信號及第3類比信號)亦需要共計2次轉換，但一般而言，偏差成分之振幅小於信號成分，因而參考電壓之振幅亦較小，相比信號成分，轉換期間相對較短。因此，尤其是對於信號成分(第2類比信號)需要共計2次轉換之方面對於A/D轉換速度之減小更有助。
因此，提出有如下方法：判斷信號電壓之大小，按照該判斷結果而選擇不同之增益，將信號電壓放大，藉此，於對信號成分進行1次A/D轉換期間，根據信號電壓之範圍切換A/D轉換之轉換精度(例如參照日本專利特開2004-15701號公報(以下稱為專利文獻4))。
於該方法之情形時，對像素輸出進行相對於特定電壓之大小判定，根據其結果，將類比信號放大。此時，A/D轉換自身之階調精度未變更，但由於在A/D轉換前將類比信號放大，故而可於對信號成分之輸入電壓換算中減小每1個LSB(Least significant bit，最低有效位元)之電壓。即，對於信號振幅較小且入射光強度較低之區域，能夠以較高之階調精度應用A/D轉換。
然而，於該方法之情形時，藉由類比而將像素輸出予以放大，因而有放大電路之增益之偏差以固定模式雜訊之形式重疊之虞。又，關於類比放大，有如下之虞：若未對減去偏差成分△V而得之信號成分Vsig進行放大，則由於將偏差成分△V放大而導致動態範圍縮小(輸 出飽和)。因此，必須於類比區域進行減法處理，亦有電路面積或耗電增加、或因類比運算精度之極限所引起之雜訊增加等之虞。
因此，考慮藉由切換參考電壓之斜率而實現A/D轉換之轉換精度之方法(例如參照專利文獻1)。於該方法之情形時，對同一像素輸出信號連接2個A/D轉換電路，自2個參考電壓產生部將不同斜率之參考電壓Vref1、Vref2輸入至各個AD轉換電路，藉此，以2種階調精度執行AD轉換。
然而，此情形時，電路面積或耗電成為2倍。因此，考慮如下方法：將AD轉換電路設為1個，藉由判定部而判定像素輸出信號之大小，按照其結果，選擇2種斜率不同之參考電壓Vref1及參考電壓Vref2中之任一者。偏差成分△V係利用比較部類比地進行減法處理，A/D轉換係對差分信號(Vsig)執行1次。
然而，此情形時，偏差成分之減法處理係使用比較電路於類比區域執行，故而為了達成充分小之雜訊位準，必須增大比較電路之電容Cin，而有與於數位區域進行減法處理之情形相比，電路面積或耗電增大之虞。
又，追加判定像素輸出信號之大小之判定部，但該判定部中之比較精度(偏移誤差)與A/D轉換之比較部中之比較精度(偏移誤差)不同，因而該誤差部分必須以更大之電壓範圍供給參考電壓。其原因在於：雖然於判定部中判定為低入射光區域(輸出振幅較小之區域)，但因該偏移誤差而於A/D轉換之比較部中有可能成為參考電壓Vref1之電壓範圍外，此情形時，有輸出圖像崩壞之虞。
<關於A/D轉換之改善>
因此，信號處理裝置包括：比較部，其將自單位像素輸出之類比信號與特定之電壓進行比較；選擇部，其根據利用上述比較部所得之上述類比信號與至少1個以上之特定判定值之比較結果，選擇階調 精度互不相同之複數個參考電壓中之任一者；切換部，其根據上述選擇部之選擇結果，切換對上述比較部供給之參考電壓；及計測部，其計測利用上述比較部所得之上述類比信號與藉由上述切換部之切換控制而供給至上述比較部之參考電壓之比較結果的變化時序。
如此，將於A/D轉換中用於與參考電壓之比較之比較部亦用於與特定判定值之比較，使用該比較結果選擇階調精度，藉此，信號處理裝置可削減由判定之比較精度(偏移誤差)所產生之參考電壓之電壓範圍裕度，而可獲得高速化或低耗電化之效果。即，可抑制A/D轉換之誤差之產生。
亦可為上述特定判定值係由供給上述複數個參考電壓中之階調精度更高之參考電壓之參考電壓產生部而賦予。
如此，藉由使用供給更高精度之階調精度之參考電壓之參考電壓產生部而設定特定判定值，信號處理裝置可進一步削減由比較精度(偏移誤差)所產生之參考電壓之電壓範圍裕度。
例如，若使參考電壓Vref1之轉換精度高於參考電壓Vref2(即，斜率較小之斜坡電壓)，則特定判定值必須設定於參考電壓Vref1可進行A/D轉換之電壓範圍內。因此，若利用與參考電壓Vref1不同之電壓產生部進行設定，則必須使參考電壓Vref1之電壓範圍擴大與該電壓設定誤差(偏移)相應之量。藉由與較高之轉換精度之參考電壓Vref1相同之電壓產生部設定特定判定值，不僅可不增加電路地供給特定判定值，亦可消除該電壓設定誤差。
亦可為上述選擇部係於利用上述比較部之比較之結果為判定上述類比信號小於上述特定判定值之情形時，選擇上述複數個參考電壓中之階調精度更高之參考電壓，於判定上述類比信號大於上述特定判定值之情形時，選擇上述複數個參考電壓中之階調精度更低之參考電壓，上述切換部將由上述選擇部所選擇之參考電壓供給至上述比較 部。
即，對量子化雜訊可成為支配性之雜訊之區域應用較高之階調精度，對光子．散粒雜訊等為支配性之區域應用較低之階調精度。藉此，信號處理裝置可一面抑制轉換速度之減小或耗電之增大(即，為高速且低耗電)，一面實現可獲得與進行高階調之A/D轉換之情形相當之畫質之A/D轉換。
亦可為上述比較部將作為上述像素之雜訊信號之第1類比信號及作為包含上述像素之資料之信號之第2類比信號分別與上述參考電壓進行比較，上述計測部求出利用上述比較部所得之上述第1類比信號與上述參考電壓之比較結果之變化時序之計測結果，和利用上述比較部所得之上述第2類比信號與上述參考電壓之比較結果之變化時序之計測結果的差分。
藉由如此，信號處理裝置可於數位區域進行用以去除偏差成分之減法處理，且可抑制因該減法處理所致之電路規模或耗電之增大。
亦可為對於上述第1類比信號，上述選擇部依序選擇各參考電壓，上述切換部將由上述選擇部所選擇之參考電壓供給至上述比較部，上述比較部按照上述切換部之控制而將上述第1類比信號與各參考電壓依序進行比較，對於上述第2類比信號，上述選擇部根據利用上述比較部所得之上述第2類比信號與至少1個以上之特定判定值之比較結果，而選擇上述複數個參考電壓中之任一者，上述切換部將由上述選擇部所選擇之參考電壓供給至上述比較部，上述比較部按照上述切換部之控制而將上述第2類比信號與由上述選擇部所選擇之參考電壓進行比較，上述計測部求出上述第2類比信號與由上述選擇部所選擇之參考電壓之比較結果之變化時序之計測結果，和上述第1類比信號與由上述選擇部所選擇之參考電壓之比較結果之變化時序之計測結果的差分。
如此，藉由將第1類比信號(偏差成分)與各階調精度之參考電壓進行比較，信號處理裝置能夠以任何階調精度將第2類比信號(信號成分+偏差成分)進行A/D轉換。
亦可進而包括供給上述複數個參考電壓之參考電壓供給部。
藉由自身供給參考電壓，信號處理裝置可容易地進行參考電壓之掃描控制。
亦可為上述參考電壓供給部以如下方式對上述第1類比信號及上述第2類比信號供給上述參考電壓，即，在使特定範圍之電壓自較小電壓朝向較大電壓之第1比較方向、或使上述範圍之電壓自較大電壓朝向較小電壓之第2比較方向上進行比較。
藉由如此，比較部可將第1類比信號及第2類比信號與特定範圍之電壓之參考電壓進行比較。
亦可為上述參考電壓供給部以依階調精度順序且於與前一個參考電壓相反之比較方向上進行比較之方式，對上述第1類比信號供給上述複數個參考電壓。
藉由使依序對第1類比信號應用之不同階調精度之參考電壓之比較方向依序交替，比較結果Vco無需於下一階調精度之比較開始之前轉變。因此，信號處理裝置可縮短各A/D轉換之間所需之穩定(settling)期間，而可實現進一步之高速化。
亦可為上述參考電壓供給部以在與將上述參考電壓與上述第1類比信號進行比較時相同之比較方向上進行比較之方式，對上述第2類比信號供給由上述選擇部所選擇之參考電壓。
藉此，信號處理裝置可不損及因根據參考電壓之掃描方向而有所不同之非線性(遲滯)所產生之偏差成分(即第1類比信號)之去除精度，而實現低雜訊之A/D轉換。
亦可為上述參考電壓供給部以將上述範圍之電壓於上述第2比較 方向上進行比較之方式供給上述複數個參考電壓中之階調精度最高之參考電壓，且以將上述範圍之電壓於上述第1比較方向上進行比較之方式供給階調精度最低之參考電壓。
藉此，信號處理裝置可根據以特定電壓之判定結果使比較部轉變之邏輯值，對第2類比信號以各階調精度應用A/D轉換。因此，比較部於A/D轉換前轉變而無需等待邏輯穩定之期間，信號處理裝置可實現進一步之高速化。
亦可為包括複數個上述比較部與上述選擇部、上述切換部、及上述計測部之組合，於各組合中上述選擇部包括保持上述比較結果之第1保持部及第2保持部，各組合之上述第1保持部於所有組合中在上述比較部之比較結果由上述第1保持部保持之前保持上述比較結果，各組合之上述第2保持部於所有組合中在上述第1保持部保持上述比較結果之後，保持上述比較結果，基於所保持之上述比較結果，選擇上述複數個參考電壓中之任一者。
若按照與特定判定值之比較結果而切換參考電壓，則有於參考電壓中產生雜訊之虞。而且，由於對各AD轉換部供給之時脈信號之延遲差，有該雜訊使其他比較結果產生錯誤之虞。因此，如上所述，藉由於所有組合中在上述比較部之比較結果被上述第1保持部保持之前保持上述比較結果，可抑制此種雜訊之影響。
再者，本技術亦可作為上述信號處理裝置之信號處理方法而實現。
又，亦可為如下攝像元件，其包括：像素陣列，其係單位像素排列而成，該單位像素包含對入射光進行光電轉換之光電轉換元件；比較部，其將自上述像素陣列之單位像素輸出之類比信號與特定之電壓進行比較；選擇部，其根據利用上述比較部所得之上述類比信號與至少1個以上之特定判定值之比較結果，選擇階調精度互不相同之複 數個參考電壓中之任一者；切換部，其根據上述選擇部之選擇結果，切換對上述比較部供給之參考電壓；及計測部，其計測利用上述比較部所得之上述類比信號與藉由上述切換部之切換控制而供給至上述比較部之參考電壓之比較結果的變化時序。
進而，亦可為如下攝像裝置，其包括：攝像部，其拍攝被攝體；及圖像處理部，其對藉由利用上述攝像部之拍攝所獲得之圖像資料進行圖像處理；上述攝像部包括：像素陣列，其係單位像素排列而成，該單位像素包含對入射光進行光電轉換之光電轉換元件；比較部，其將自上述像素陣列之單位像素輸出之類比信號與特定之電壓進行比較；選擇部，其根據利用上述比較部所得之上述類比信號與至少1個以上之特定判定值之比較結果，選擇階調精度互不相同之複數個參考電壓中之任一者；切換部，其根據上述選擇部之選擇結果，切換對上述比較部供給之參考電壓；及計測部，其計測利用上述比較部所得之上述類比信號與藉由上述切換部之切換控制而供給至上述比較部之參考電壓之比較結果的變化時序。
即，本技術既可作為信號處理裝置而實現，亦可作為進行相同之信號處理之任意之裝置而實現。又，亦可藉由軟體實現控制處理之一部分或全部。
以下，更具體地進行說明。
<CMOS影像感測器>
圖5係表示CMOS(Complementary Metal Oxide Semiconductor)影像感測器之主要構成例之圖。圖5所示之CMOS影像感測器100係使用有CMOS之攝像元件。或為對在像素區域中所獲得之圖像信號進行處理之信號處理裝置之一例。如圖5所示，CMOS影像感測器100包括像素陣列111、及作為信號處理裝置之一例之A/D轉換部112。CMOS影像感測器100係於像素陣列111中將入射之光進行光電轉換，藉由A/D 轉換部112將所獲得之類比信號進行A/D轉換，輸出所獲得之對應於與入射光之圖像對應之數位資料。
像素陣列111係使圖中四角所示之包含光電轉換元件之單位像素141呈陣列狀(矩陣狀)配置。再者，於圖5中，僅表示一部分之單位像素。像素陣列111之像素數為任意。當然，列數及行數亦為任意。
A/D轉換部112具有作為信號處理裝置之一例之行A/D轉換部151，該行A/D轉換部151係相對於像素陣列111之各行而設置，將自該對應之行之各單位像素讀出之類比之像素信號Vx進行A/D轉換。
於圖5中，僅表示出對應於像素陣列111之左起第1行之行A/D轉換部151-1、對應於左起第2行之行A/D轉換部151-2、及對應於左起第3行之行A/D轉換部151-3。實際上，A/D轉換部112具有分別對應於像素陣列111之單位像素141之所有行之行A/D轉換部151。於無需將各行A/D轉換部相互區分地說明之情形時，僅稱為行A/D轉換部151。
再者，行A/D轉換部151之數量亦可不與像素陣列111之行數一致。例如，亦可使1個行A/D轉換部151將像素陣列111之複數行像素信號Vx進行A/D轉換。例如，亦可使行A/D轉換部151分時地進行對應之各行之像素信號Vx之A/D轉換處理。
又，CMOS影像感測器100具有A/D轉換控制部110、控制時序產生部121、像素掃描部122、水平掃描部123、參考電壓產生部131、及參考電壓產生部132。
控制時序產生部121係對A/D轉換控制部110、A/D轉換部112、像素掃描部122、水平掃描部123、參考電壓產生部131、及參考電壓產生部132供給時脈信號等，並控制各處理部之動作之時序。
像素掃描部122係對像素陣列111之各單位像素141供給控制其動作之控制信號。水平掃描部123係針對單位像素之每一列依序輸出自各行A/D轉換部151供給之數位資料。
A/D轉換控制部110係控制各行A/D轉換部151之動作。參考電壓產生部131係將參考電壓Vref1供給至各行A/D轉換部151。參考電壓產生部132係對各行A/D轉換部151供給與參考電壓Vref1不同之參考電壓Vref2。
A/D轉換部112之各行A/D轉換部151係於由控制時序產生部121所控制之時序進行動作。
行A/D轉換部151具有切換部161、比較部162、選擇部163、及時序計測部164。再者，於圖5中，表示行A/D轉換部151-3之構成，但包含行A/D轉換部151-1或行A/D轉換部151-2之所有行A/D轉換部151分別具有與該行A/D轉換部151-3相同之構成。
切換部161具有開關，該開關係設置於參考電壓產生部131與比較部162之間，且藉由自選擇部163供給之控制信號SWR1而控制兩者之連接．切斷(接通．斷開)。又，切換部161具有開關，該開關係設置於參考電壓產生部132與比較部162之間，且藉由自選擇部163供給之控制信號SWR2而控制兩者之連接．切斷(接通．斷開)。即，切換部161係將自參考電壓產生部131供給之參考電壓Vref1與自參考電壓產生部132供給之參考電壓Vref2中之由選擇部163選擇出之參考電壓供給至比較部162。
比較部162係將自單位像素141讀出之類比之像素信號Vx之電壓與自切換部161供給之參考電壓(Vref1或Vref2)進行比較。比較部162係將該比較結果Vco(哪一者較大)供給至選擇部163及時序計測部164。
為了將像素信號Vx進行A/D轉換，比較部162係將掃描特定之電壓寬度之參考電壓與像素信號Vx之電壓進行比較。又，為了決定將像素信號Vx(第2類比信號)進行A/D轉換時之階調精度，比較部162係將特定大小之參考電壓(特定判定值)與像素信號Vx(第2類比信號)進行 比較。
如此，藉由共同之比較部162進行將像素信號Vx進行A/D轉換時之比較與決定階調精度時之比較。因此，行A/D轉換部151可使參考電壓之電壓範圍所需之裕度減少，且可實現A/D轉換之高速化或低耗電化。
選擇部163係按照A/D轉換控制部110之控制，進行對比較部162供給之參考電壓之選擇。對於選擇部163，自A/D轉換控制部110供給控制信號ADP及控制信號SWSQ。選擇部163係於基於該等值之時序，基於自比較部162供給之比較結果Vco而選擇參考電壓Vref1及參考電壓Vref2中之任一者。選擇部163係以切換部161將該所選擇之參考電壓供給至比較部162之方式，決定控制信號SWR1及控制信號SWR2之值，將其等供給至切換部161。
時序計測部164具有計數器，藉由該計數器而對在比較部162中自比較開始後至比較結果Vco之值變化之時序為止之時間進行計數。時序計測部164係將其計數值(即，於比較部162中自比較開始後至比較結果Vco之值變化之時序為止之時間的長度)作為像素信號Vx之數位資料供給至水平掃描部123。
再者，時序計測部164具有可進行遞增計數與遞減計數之兩者之計數器。因此，時序計測部164可藉由計數動作而實現第1類比信號(偏差成分)與參考電壓之比較之計數值、和第2類比信號(信號位準+偏差成分)與參考電壓之比較之計數值的減法運算。即，時序計測部164可容易地進行該減法運算。又，時序計測部164可於數位區域進行該減法運算，故而可抑制電路規模或耗電之增大。
其次，對圖5之選擇部163進行說明。圖6係表示選擇部163之主要構成例之圖。如圖6之A所示，選擇部163具有閂鎖器171、AND(及)172、AND173、OR(或)174、AND175、AND176、OR177、 及NOT(非)178-1至NOT178-5。
選擇部163係接收控制信號ADP、SWSQ及Φfb、以及比較結果Vco，且輸出控制信號SWR1及SWR2。控制信號Φfb係控制將比較結果Vco之否定(SWFB)閂鎖之時序。控制信號ADP及SWSQ與控制信號SWR1及SWR2之真值表係如圖6之B所示般之表。
例如於控制信號ADP為L位準之情形時，若控制信號SWSQ為L位準，則輸出L位準作為控制信號SWR1，輸出H位準作為控制信號SWR2。即，選擇參考電壓Vref2並供給至比較部162。又，若控制信號SWSQ為H位準，則作為控制信號SWR1係輸出H位準，作為控制信號SWR2係輸出L位準。即，選擇參考電壓Vref1並供給至比較部162。
又，例如於藉由控制信號Φfb之脈衝將比較結果Vco之否定保持於閂鎖器171後，控制信號ADP為H位準之情形時，無論控制信號SWSQ之值如何，皆輸出信號SWFB(比較結果Vco之否定)作為控制信號SWR1，輸出信號SWFB之否定(比較結果Vco)作為控制信號SWR2。即，於比較結果Vco為L位準之情形時，選擇參考電壓Vref1並供給至比較部162，於比較結果Vco為H位準之情形時，選擇參考電壓Vref2並供給至比較部162。
其次，對圖5之單位像素141進行說明。圖7係表示單位像素之主要構成例之圖。如圖7所示，單位像素141具有光電二極體181、傳輸電晶體182、重設電晶體183、放大電晶體184及選擇電晶體185。又，單位像素141連接於垂直信號線186。於垂直信號線186上，除連接有單位像素以外，亦連接表示負載之低電流源187。
利用作為光電轉換元件之一例之光電二極體181所產生之光電荷係藉由傳輸電晶體182之閘極之控制信號TRG而被傳輸至節點FD之寄生電容，且予以電荷電壓轉換。該電壓連接於放大電晶體184之閘極，於藉由選擇電晶體185之閘極之控制信號SEL選擇像素時，作為 像素信號Vx而輸出至垂直信號線186。又，節點FD可藉由重設電晶體183之閘極之控制信號RST而設定為特定電壓Vrst，且可輸出作為表示放大電晶體184等之偏差成分之像素信號Vx。
以下，將藉由控制信號RST而設定為特定電壓Vrst時之像素信號Vx稱為第1類比信號，進而將傳輸光電荷且施加有信號位準之像素信號Vx稱為第2類比信號。
其次，對比較部162進行說明。圖8係表示比較部162之主要構成例之圖。
若像素信號Vx與參考電壓Vref之大小關係反轉，則比較結果Vco自一者轉變為另一者。此處，藉由控制信號PAZ記憶差動放大電路之偏移誤差，藉此，比較部162可更精確地進行像素信號Vx與參考電壓Vref之比較。
<時序圖>
其次，對CMOS影像感測器100之動作及控制之流程進行說明。圖9係入射光亮度較低之情形、即第2類比信號之振幅較小之情形時之A/D轉換之情況之例之時序圖。再者，此處，對關於對自某個單位像素141讀出之像素信號Vx之A/D轉換處理之各動作時序進行說明。
當於時刻T0開始自某一單位像素141讀出像素信號Vx時，於時刻T1開始讀出第1類比信號(偏差成分△V)。
於時刻T2，參考電壓產生部131開始參考電壓Vref1之電壓掃描。參考電壓產生部131係以所設定之階調精度D1(例如60uV/LSB)為單位在使電壓自較大電壓朝向較小電壓之方向(比較方向)上對參考電壓Vref1進行掃描(即，自較暗者掃描至較亮者)。使該掃描持續至時刻T4為止。
於時刻T0至時刻T4之間，控制信號SWSQ係設定為H位準，控制信號ADP係設定為L位準，控制信號Φfb係設定為L位準。即，選擇部 163選擇參考電壓Vref1，切換部161將參考電壓產生部131所產生之參考電壓Vref1供給至比較部162。
於該參考電壓Vref1進行掃描之時刻T2至時刻T4之間，比較部162對像素信號Vx(第1類比信號)與參考電壓Vref1進行比較。時序計測部164係自時刻T2開始計數器時脈之計數。該計數持續至像素信號Vx(第1類比信號)與參考電壓Vref1之比較結果Vco變化為止或成為時刻T4為止。
於早於時刻T4之時刻T3，該比較結果Vco發生變化。此情形時，時序計測部164係於時刻T3結束計數。時序計測部164係將該計數值輸出作為數位輸出Do1。即，數位輸出Do1成為△V之數位值。
若參考電壓Vref1與第1類比信號之比較結束，則接下來進行參考電壓Vref2與第1類比信號之比較。於時刻T4，將控制信號SWSQ切換為L位準，藉由切換部161將由參考電壓產生部132產生之參考電壓Vref2供給至比較部162。
於待機至比較結果Vco之值轉變之後，於時刻T5，參考電壓產生部132開始參考電壓Vref2之電壓掃描。參考電壓產生部132係以與階調精度D1不同之階調精度D2(例如240uV/LSB)為單位，在使電壓自較大電壓朝向較小電壓之方向(比較方向)上對參考電壓Vref2進行掃描(即，自較暗者掃描至較亮者)。使該掃描持續至時刻T7為止。
於此期間，比較部162係進行像素信號Vx(第1類比信號)與參考電壓Vref2之比較。時序計測部164係自時刻T5開始計數器時脈之計數。該計數持續至像素信號Vx(第1類比信號)與參考電壓Vref2之比較結果Vco變化為止或成為時刻T7為止。
於早於時刻T7之時刻T6，該比較結果Vco發生變化。此情形時，時序計測部164係於時刻T6結束計數。時序計測部164係將該計數值輸出作為數位輸出Do2。即，數位輸出Do2成為△V之數位值。
若參考電壓Vref1及參考電壓Vref2與第1類比信號之比較結束，則接下來進行參考電壓與第2類比信號之比較。於時刻T4，將控制信號SWSQ切換為L位準，藉由切換部161，將由參考電壓產生部132產生之參考電壓Vref2供給至比較部162。
如上所述，行A/D轉換部151係對第1類比信號依序執行參考電壓Vref1及參考電壓Vref2之A/D轉換。藉由參考電壓之電壓掃描，比較結果Vco於像素信號Vx與參考電壓Vrefx一致之時序變化，可藉由計測該時序而獲取電壓值作為數位值。時序之計測可使用例如計數電路。對計數器時脈數進行計數，且於比較結果Vco變化之時序停止，藉此，將其時間、即於比較結果Vco變化之前參考電壓所掃描之電壓寬度記錄作為數位值。
將參考電壓Vref1之轉換結果與參考電壓Vref2之轉換結果分別保持為數位輸出Do1、Do2。此處所獲得之數位值為第1類比信號之值，故而成為重設像素之值、即偏差成分△V之值。當然，Do1、Do2係將相同之第1類比信號進行A/D轉換，但階調精度不同，故而數位值之大小不同。
繼而，行A/D轉換部151係於時刻T7至時刻T8，將參考電壓Vref1設定為相對於第2類比信號之參考電壓Vref1之最大振幅以下之特定判定值，與第2類比信號進行比較。
該比較係使用A/D轉換中所使用之比較部162而進行。所獲得之比較結果Vco係於時刻T8，藉由控制信號Φfb之脈衝而閂鎖於選擇部163之閂鎖器171，被取得作為信號SWFB。
基於該比較結果，選擇與第2類比信號進行比較之參考電壓。於圖9之例之情形時，第2類比信號之振幅較小，故而將第2類比信號與參考電壓Vref1進行比較。於圖9之例之情形時，藉由時刻T8之取得，為L位準之信號SWFB轉變為H位準。
若取得比較結果Vco，則控制信號ADP轉變為H位準，基於信號SWFB，對供給至比較部162之參考電壓進行選擇。於圖9之例之情形時，信號SWFB成為H位準，故而控制信號SWR1成為H位準，控制信號SWR2成為L位準。如上所述，選擇參考電壓Vref1。
於待機至比較結果Vco之值轉變後，於時刻T9，參考電壓產生部131開始參考電壓Vref1之電壓掃描。參考電壓產生部131係以階調精度D1為單位在使電壓自較大電壓朝向較小電壓之方向(比較方向)上對參考電壓Vref1進行掃描(即，自較暗者掃描至較亮者)。使該掃描持續至時刻T11為止。
於此期間，比較部162係進行像素信號Vx(第2類比信號)與參考電壓Vref1之比較。時序計測部164係自時刻T9開始計數器時脈之計數。該計數持續至像素信號Vx(第2類比信號)與參考電壓Vref1之比較結果Vco變化為止或成為時刻T11為止。
於早於時刻T11之時刻T10，該比較結果Vco發生變化。此情形時，時序計測部164係於時刻T10結束計數。時序計測部164係將該計數值輸出作為數位輸出Do1。
第2類比信號包含偏差成分△V與信號成分Vsig，故而行A/D轉換部151係將第2類比信號進行A/D轉換，且自該數位值減去之前求出之第1類比信號之數位值，藉此，可獲取相當於信號成分Vsig之數位值。
再者，於此期間(時刻T9至時刻T11)，參考電壓產生部132亦以階調精度D2為單位在自較大電壓朝向較小電壓之方向(比較方向)上對參考電壓Vref2進行掃描(即，自較暗者掃描至較亮者)。然而，於圖9之情形時，第2類比信號之振幅較小，故而參考電壓Vref2係因切換部161之控制而未供給至比較部162(未與第2類比信號進行比較)。
其次，參照圖10之時序圖，對入射光亮度較高之情形、即第2類 比信號之振幅較大之情形時之A/D轉換之情況之例進行說明。
於圖10之情形時，第1類比信號與參考電壓之比較係與圖9之情形同樣地進行。即，將各參考電壓(Vref1及Vref2)依序相對於第1類比信號進行比較。
又，設定為相對於第2類比信號之最大振幅以下之特定判定值之參考電壓Vref1與第2類比信號之比較亦與圖9之情形同樣地進行。即，時刻T0至時刻T8之處理係與圖9之情形同樣地進行。
然而，於圖10之例之情形時，第2類比信號之振幅較大，故而第2類比信號係與參考電壓Vref2進行比較。於圖10之例之情形時，信號SWFB於時刻T8後亦保持為L位準。
若取得比較結果Vco，則控制信號ADP轉變為H位準，基於信號SWFB，控制信號SWR1成為L位準，控制信號SWR2成為H位準。即，如上述般選擇參考電壓Vref2。
於時刻T9，參考電壓產生部132開始參考電壓Vref2之電壓掃描。參考電壓產生部132係以階調精度D2為單位，在使電壓自較大電壓朝向較小電壓之方向(比較方向)上對參考電壓Vref2進行掃描(即，自較暗者掃描至較亮者)。使該掃描持續至時刻T11為止。
於此期間，比較部162係進行像素信號Vx(第2類比信號)與參考電壓Vref2之比較。時序計測部164係自時刻T9開始計數器時脈之計數。該計數持續至像素信號Vx(第2類比信號)與參考電壓Vref2之比較結果Vco變化為止或成為時刻T11為止。
於早於時刻T11之時刻T12，該比較結果Vco發生變化。此情形時，時序計測部164係於時刻T12結束計數。時序計測部164係將該計數值輸出作為數位輸出Do2。
藉由此種處理，行A/D轉換部151係自第2類比信號之數位值減去之前所求出之第1類比信號之數位值，藉此，可獲取相當於信號成分 Vsig之數位值。
再者，於此期間(時刻T9至時刻T11)，參考電壓產生部131亦以階調精度D1為單位，在自較大電壓朝向較小電壓之方向(比較方向)上對參考電壓Vref1進行掃描(即，自較暗者掃描至較亮者)。然而，於圖10之情形時，第2類比信號之振幅較大，故而參考電壓Vref1係因切換部161之控制而未供給至比較部162(未與第2類比信號進行比較)。
又，若對時序計測部164使用可進行遞增/遞減切換之計數器，且於第1類比信號與第2類比信號之A/D轉換中分別使用不同之計數方向，則可與A/D轉換同時地進行偏差成分△V之減法運算。又，於將複數個階調精度之第1類比信號之A/D轉換結果分別保持於各個時序計測部之情形時，藉由使用作為判定結果之SWFB之值，可容易地判斷於哪一個時序計測部減去第2類比信號較好。
如上所述，行A/D轉換部151可抑制A/D轉換之誤差之產生。又，包含行A/D轉換部151之A/D轉換部112及CMOS影像感測器100可同樣地抑制A/D轉換之誤差之產生。再者，參考電壓Vref1及參考電壓Vref2之掃描方向(比較方向)為任意。然而，為了容易算出Vsig，各參考電壓之掃描方向(比較方向)較理想為於將第1類比信號進行A/D轉換之情形時與將第2類比信號進行A/D轉換之情形時彼此相同。
<時序圖之另一例>
於上述圖9及圖10之例中，對第1類比信號以不同之階調精度執行複數次A/D轉換，但必須使於各次A/D轉換中轉變之比較結果Vco於下一次A/D轉換開始時再次轉變。因此，於複數次A/D轉換期間產生穩定時間。即，產生多餘之待機時間，A/D轉換之處理時間不必要地變長(A/D轉換速度降低)。
因此，亦可如圖11及圖12所示，使不同階調精度之參考電壓Vref1及Vref2之電壓掃描方向依序交替。藉由如此，於自參考電壓 Vref1相對於第1類比信號之比較結束後至參考電壓Vref2相對於第1類比信號之比較開始為止之期間，比較結果Vco無需轉變。即，藉由如此，行A/D轉換部151可抑制穩定時間之產生，且可實現A/D轉換處理之高速化。
圖11係表示入射光亮度較低之情形、即第2類比信號之振幅較小之情形時之時序圖。又，圖12係表示入射光亮度較高之情形、即第2類比信號之振幅較大之情形時之時序圖。
此情形時，無需使比較結果Vco之值轉變，故而如圖11及圖12所示，參考電壓Vref2相對於第1類比信號之比較可自時刻T4開始。即，與圖9及圖10之情形相比，至少可省略時刻T4至時刻T5之穩定時間。
如圖11及圖12所示，此情形時，參考電壓產生部132係於自較小電壓朝向較大電壓之方向(與參考電壓Vref1之情形相反之比較方向)上對參考電壓Vref2進行掃描(即，自較亮者掃描至較暗者)。使該掃描持續至時刻T26為止。
又，於早於時刻T26之時刻T25，該比較結果Vco發生變化。此情形時，時序計測部164係於時刻T25結束計數。時序計測部164係將該計數值輸出作為數位輸出Do2。
再者，於圖11及圖12之情形時，階調精度較高之參考電壓Vref1之特定判定值與第2類比信號之比較係與圖9或圖10之情形同樣地進行(時刻T26至時刻T27)。
又，第2類比信號與經掃描之參考電壓之比較亦與圖9及圖10之情形同樣地進行(時刻T28至時刻T30)。當然，關於參考電壓Vref1及參考電壓Vref2之比較方向係與第1類比信號進行比較之情形和與第2類比信號進行比較之情形相同。例如，於圖11之例之情形時，於與第2類比信號進行比較時，參考電壓Vref1係於自較大電壓朝向較小電壓之方向進行掃描(即，自較暗者掃描至較亮者)，參考電壓Vref2係於自 較小電壓朝向較大電壓之方向進行掃描(即，自較亮者掃描至較暗者)。
於圖11之例中，於早於時刻T30之時刻T29，該比較結果Vco發生變化。此情形時，時序計測部164係於時刻T29結束計數。時序計測部164係將該計數值輸出作為數位輸出Do1。與圖9之情形同樣地，行A/D轉換部151可容易地獲得信號成分Vsig之數位值。
於圖12之例中，於早於時刻T30之時刻T39，該比較結果Vco發生變化。此情形時，時序計測部164係於時刻T39結束計數，將所獲得之計數值輸出作為數位輸出Do2。
如圖12所示，於參考電壓之掃描方向為反向之情形時，若計測自參考電壓之掃描開始至比較結果Vco之變化為止之時序，則針對第1類比信號可獲得Vfs1-△V之數位值。針對第2類比信號可獲得Vfs2-(Vsig+△V)之數位值。於利用遞增遞減計數器進行減法之情形時，最終輸出成為(Vfs2-Vfs1)-Vsig。此處，Vfs1為對第1類比信號進行掃描而得之參考電壓之電壓振幅，Vfs2為對第2類比信號進行掃描而得之參考電壓之電壓振幅，故而為已知。因此，行A/D轉換部151可根據該等數位值容易地算出Vsig。
<時序圖之另一例>
於圖11及圖12之例之情形時，於判定期間後且於對第2類比信號進行A/D轉換之前，比較結果Vco必然轉變1次。其原因在於：對振幅小於特定判定值(即較暗)之第2類比信號使用之參考電壓Vref1自較暗側進行掃描，故而於參考電壓自特定判定值變化為掃描開始值時超過像素信號Vx。
同樣地，對於振幅大於特定判定值(即較亮)之第2類比信號，參考電壓Vref2自較亮之側進行掃描，故而於參考電壓自特定判定值變化為掃描開始值時依然超過像素信號Vx，故而比較結果Vco發生轉 變。
因此，行A/D轉換部151於比較結果Vco之轉變穩定之前無法開始A/D轉換。
因此，使各參考電壓之比較方向(掃描方向)與圖11及圖12之情形相反。即，參考電壓產生部131於自較小電壓朝向較大電壓之方向(即，自較亮者朝向較暗者之方向)上對階調精度較高之參考電壓Vref1進行掃描。又，使參考電壓產生部132於自較大電壓朝向較小電壓之方向(即，自較暗者朝向較亮者之方向)上對階調精度較低之參考電壓Vref2進行掃描。藉由如此，可消除自判定期間後至下一次A/D轉換之期間之比較結果Vco之轉變。藉此，行A/D轉換部151可實現A/D轉換之進一步之高速化。
於圖13及圖14中表示該情形時之時序圖之例。圖13係表示入射光亮度較低之情形、即第2類比信號之振幅較小之情形時之時序圖。又，圖14係表示入射光亮度較高之情形、即第2類比信號之振幅較大之情形時之時序圖。
如圖13及圖14所示，此情形時，參考電壓Vref1及參考電壓Vref2之掃描方向(比較方向)與圖11及圖12所示之例之情形相反。因此，於第2類比信號之A/D轉換時，於判定期間結束後(時刻T27)，產生控制信號Φfb之脈衝，可於控制信號ADP轉變為H位準之時間點，對參考電壓Vref1及參考電壓Vref2進行掃描。即，可自該時間點進行第2類比信號與參考電壓Vref1或參考電壓Vref2之比較。因此，行A/D轉換部151可省略圖11或圖12所示之時刻T27至時刻T28之穩定時間，而可實現A/D轉換之高速化。
再者，於圖11及圖12之例中，雖然於將參考電壓Vref2與第1類比信號或第2類比信號進行比較時，於與參考電壓Vref1相反之方向對參考電壓Vref2進行掃描，但與參考電壓Vref1之情形同樣地，時序計測 部164亦計測自掃描開始至比較結果Vco變化為止之期間之長度。因此，無法直接獲得相當於Vsig之數位值。
然而，如圖13或圖14所示之例般，藉由計測自比較結果Vco變化之時序至參考電壓之掃描結束之時序為止之期間，時序計測部164可直接獲得相當於Vsig之數位值。
例如，於圖13之例之情形時，時序計測部164係於參考電壓Vref1與第1類比信號之比較中，計測自比較結果Vco變化之時序時刻T43至參考電壓之掃描結束之時序時刻T4為止之期間。又，時序計測部164係於參考電壓Vref1與第2類比信號之比較中，計測自比較結果Vco變化之時序時刻T48至參考電壓之掃描結束之時序時刻T49為止之期間。藉由如此進行計測，時序計測部164可直接獲得相當於Vsig之數位值。因此，於時序計測部164利用遞增遞減計數器進行減法之情形時，可獲得Vsig作為數位輸出。當然，於圖11或圖12之例中，亦可使時序計測部164以與上述相同之方式關於參考電壓Vref2進行計數。
<選擇部之另一例>
且說，藉由與特定判定值之比較而獲得之比較結果Vco係藉由圖6所示之選擇部163而保持為SWFB，且被用於切換參考電壓之切換部161之控制。特定判定值係自參考電壓產生部131供給，故而若將比較結果Vco反映至SWFB並切換參考電壓，則參考電壓產生雜訊。於如圖5所示之CMOS影像感測器100般，複數個行A/D轉換部151利用共同之參考電壓之情形時，進而有對各行A/D轉換部151之控制信號Φfb之時序供給相互偏移之虞。於此種情形時，有如下之虞：先前反映出比較結果之行A/D轉換部151對參考電壓施加雜訊，使誤差與其他行A/D轉換部151之比較結果重疊，而使參考電壓之選擇錯誤。
因此，亦可如圖15之A所示，將選擇部163中之比較結果Vco之保持設為Φfb1與Φfb2之2相動作，於利用Φfb1在所有行A/D轉換部151中 確定反映至SWFB之比較結果之後，利用Φfb2切換參考電壓。
圖15係表示選擇部之主要構成例之圖。於圖15之A之情形時，選擇部163係代替圖6所示之構成之閂鎖器171而具有閂鎖器171-1及閂鎖器171-2。閂鎖器171-1及閂鎖器171-2均為與圖6之閂鎖器171相同之處理部。於無需將閂鎖器171-1及閂鎖器171-2相互區分地進行說明之情形時，僅稱為閂鎖器171。閂鎖器171-1係於由控制信號Φfb1控制之時序，保持比較結果Vco之否定，將所保持之值輸出作為信號SWFB0。閂鎖器171-2係於由控制信號Φfb2進行控制之時序，保持自閂鎖器171-1輸出之信號SWFB0，將所保持之值輸出作為信號SWFB。
即，於如圖15之B之時序圖所示，閂鎖器171-1保持比較結果Vco之否定，且所有行A/D轉換部151保持比較結果Vco之否定後，閂鎖器171-2保持該被保持之比較結果Vco之否定。即，信號SWFB之值確定。藉由如此，CMOS影像感測器100可抑制某個行A/D轉換部151之參考電壓之選擇對其他行A/D轉換部151之參考電壓之選擇造成影響。
於圖16及圖17中表示利用此種應用有選擇部163、圖7之單位像素141及圖8之比較部162之情形時之圖5之CMOS影像感測器100所進行之A/D轉換之情況之例的時序圖。圖16係表示入射光亮度較低之情形、即第2類比信號之振幅較小之情形時之時序圖。又，圖17係表示入射光亮度較高之情形、即第2類比信號之振幅較大之情形時之時序圖。
參考電壓Vref1及參考電壓Vref2之比較方向(掃描方向)係與圖11及圖12之情形相同。然而，於圖17之例之情形時，於<時序圖之另一例>中，如上所述，時序計測部164係對參考電壓Vref2計測自比較結果Vco變化之時序至參考電壓之掃描結束之時序為止之期間。藉此，時序計測部164可直接獲得相當於Vsig之數位值。
<CMOS影像感測器之另一例>
再者，所應用之階調精度亦可為3個以上。圖18係表示使用3個階調精度之情形時之CMOS影像感測器100之一部分之主要構成例之圖。
如圖18所示，此情形時，CMOS影像感測器100除具有參考電壓產生部131及參考電壓產生部132以外，亦具有參考電壓產生部233。參考電壓產生部233係與參考電壓產生部131及參考電壓產生部132相同之處理部，但產生與參考電壓Vref1及參考電壓Vref2不同之利用階調精度D3進行掃描之參考電壓Vref3。
又，此情形時，CMOS影像感測器100係代替行A/D轉換部151而具有行A/D轉換部251。行A/D轉換部251基本上具有與行A/D轉換部151相同之構成，且進行相同之處理，但使用3個參考電壓(參考電壓Vref1至參考電壓Vref3)將像素信號Vx進行A/D轉換。即，行A/D轉換部251係代替切換部161而具有切換部261，且代替選擇部163而具有選擇部263。
如圖18所示，切換部261具有開關，該開關係基於選擇部263之控制，而將參考電壓產生部131、參考電壓產生部132及參考電壓產生部233中之任一者連接於比較部162，且將其他參考電壓產生部自比較部162切斷。即，切換部261係按照自選擇部263供給之控制信號SWR1至控制信號SWR3，將參考電壓Vref1至參考電壓Vref3中之任一者供給至比較部162。
選擇部263係按照A/D轉換控制部110之控制，對供給至比較部162之參考電壓進行選擇。對於選擇部263，自A/D轉換控制部110供給控制信號ADP及控制信號SWSQ。選擇部263係於基於該等控制信號之值之時序，基於自比較部162供給之比較結果Vco而選擇參考電壓Vref1至參考電壓Vref3中之任一者。選擇部263係以切換部261將該 所選擇之參考電壓供給至比較部162之方式，決定控制信號SWR1至控制信號SWR3之值，將該等值供給至切換部161。
圖19係此情形時之A/D轉換之情況之例之時序圖。
為了簡化，於圖19中將參考電壓Vref1至參考電壓Vref3匯總成1個進行記載。最高階調精度之參考電壓Vref1係自較亮側掃描至較暗側，最低階調精度之參考電壓Vref3係自較暗側掃描至較亮側。此處，中間之Vref2係以於第1類比信號之A/D轉換期間掃描方向成為依序交替之方式自較亮側設定至較暗側。
於判定期間將更高之階調精度之參考電壓用於特定判定值，故而參考電壓Vref1與參考電壓Vref2之交界係使用參考電壓Vref1進行判定，參考電壓Vref2與參考電壓Vref3之交界係使用參考電壓Vref2進行判定。於2次判定結果Vco為「0、0」之情形時，第2類比信號為信號範圍A，故而使用參考電壓Vref1。同樣地，若為「1、0」則為信號範圍B，且使用參考電壓Vref2，若為「1、1」則為信號範圍C，且使用參考電壓Vref3。此處，各參考電壓亦將與應用於第1類比信號之掃描方向相同之掃描方向應用於第2類比信號，根據所判定之信號範圍將參考電壓Vref1至參考電壓Vref3中之任一者應用於第2類比信號。如圖19所示，於自判定期間後至A/D轉換前之期間，比較結果Vco無需轉變，而可進行高速動作。
再者，於該高速動作中，中間之參考電壓Vref2之掃描方向為任意。例如於必須朝圖19之反方向(自較暗側至較亮側)對參考電壓Vref2進行掃描之情形時，於第1類比信號之A/D轉換期間，若設為Vref2→Vref1→Vref3之順序則成為依序交替，進而，若將判定期間之特定判定值之應用順序設為Vref2→Vref1，則即便參考電壓Vref2為(圖19之)反方向，亦可不使比較結果Vco之轉變次數增加。
如上所述，藉由以相應於像素之輸出位準之階調精度應用A/D轉 換，可一面對雜訊位準較小之低輸出區域應用較高之階調精度，一面實現高速．低耗電之AD轉換動作。尤其是，可抑制與輸出位準之判定相關之追加電路之面積增加，且可抑制因由判定誤差所致之參考電壓之電壓範圍擴大而引起之AD轉換期間之增加，進而，可縮短因應用複數個不同階調精度之參考電壓所產生之各AD轉換之間所需之穩定期間而可實現高速化。
<2.第2實施形態> <關於分佈常數>
如於第1實施形態中所作說明般，於CMOS影像感測器100中，參考電壓Vref1及參考電壓Vref2係連接於複數個行A/D轉換部151。例如設為如圖20所示般將4個行A/D轉換部151(行A/D轉換部151-1至行A/D轉換部151-4)並排地配置。
此情形時，於自參考電壓產生部131或參考電壓產生部132連接於各行A/D轉換部151之配線中附加寄生電阻Rref。又，於各行A/D轉換部151中，以比較部162-1至比較部162-4各自之輸入電容Ci為代表之寄生電容作為分佈常數而附加。
於將第1類比信號與參考電壓Vref1進行比較之情形時，成為如圖21般之分佈常數。又，於將第1類比信號與參考電壓Vref2進行比較之情形時，成為如圖22般之分佈常數。即，於該等情形時，將所有行A/D轉換部151連接於參考電壓Vref1或參考電壓Vref2之一者。
相對於此，例如於為利用參考電壓Vref1將所有第2類比信號進行A/D轉換之輸出範圍之情形時，成為圖21之連接狀態，且成為與利用參考電壓Vref1將第1類比信號進行A/D轉換之情形相同之分佈常數。
因此，即便如圖23所示，於行1至行4之各者中，因寄生電阻及寄生電容而造成例如Vref1_1至Vref1_4般，各行之參考電壓Vref1產生延遲之偏差，第1類比信號之A/D轉換與第2類比信號A/D轉換中之各 節點之延遲(各行中之雙箭頭301所示之期間之延遲與雙箭頭302所示之期間之延遲)亦彼此相同，故而A/D轉換結果均正確地輸出相當於Vsig之數位值。於圖23中，為了簡化，省略表示針對第1類比信號之Vref2之A/D轉換期間、或亮度判定期間。
上述情況於為利用參考電壓Vref2將所有第2類比信號進行A/D轉換之輸出範圍之情形時亦相同。即，於第2類比信號之A/D轉換期間成為圖22之分佈常數電路，故而各Vref2_x節點之延遲與第1類比信號之AD轉換期間一致，而得以正確地將信號成分Vsig進行數位轉換。
然而，於第2類比信號之情形時，各行之第2類比信號V1至V4之電壓範圍內，有可能混合有大於或小於參考電壓Vref1之A/D轉換範圍與Vref2之A/D轉換範圍、即特定判定值之電壓。此時，按照各行之行A/D轉換部151中之判定結果，選擇參考電壓Vref1或參考電壓Vref2。
例如設為行1之第2類比信號V1與行4之第2類比信號V4之信號振幅小於特定判定值，行2之第2類比信號V2與行3之第2類比信號V3之信號振幅大於特定判定值。此情形時，對行1與行4採用參考電壓Vref1，對行2與行3採用參考電壓Vref2。
此時，成為如圖24所示般之分佈常數。即，此情形時，與圖21所示之例亦或是圖22所示之例均為不同之分佈常數。
於圖24所示之例之情形時，若著眼於參考電壓Vref1，則如圖25所示，各行之參考電壓Vref1_x之延遲成為於雙箭頭301所示之期間與雙箭頭302所示之期間互不相同者。尤其是，位於遠離參考電壓產生部131或參考電壓產生部132之位置之行4之參考電壓Vref1_4之延遲變小相當於負載減少之程度。因此，相對於藉由行1之參考電壓Vref1_1而獲取之Vsig，輸出值具有相當於在行4之參考電壓Vref1_4下延遲變小之量之△Vd的誤差。
再者，實際上，與圖23相比，行1之參考電壓Vref1_1之延遲亦變 小且相對於Vsig具有誤差，但誤差小於行4之參考電壓Vref1_4，故而為了簡化，於圖25中省略行1之參考電壓Vref1_1之誤差。又，於圖25中，省略雙箭頭302所示之期間之行2之參考電壓Vref1_2與行3之參考電壓Vref1_3之波形之記載，但與行4之參考電壓Vref1_4同樣地，延遲變小且時序存在偏差。著眼於參考電壓Vref2之情形亦完全相同。
該誤差因如下因素而變化，即：複數個第2類比信號於被分配有不同階調精度之電壓範圍中以何種位置分佈且以何種比率包含，因而有不易於後段之圖像處理中進行修正，且誤差成為雜訊使畫質劣化之虞。
<關於分佈常數之改善>
因此，使信號處理裝置包括：比較部，其將自單位像素輸出之類比信號與特定之電壓進行比較；切換部，其視需要切換對上述比較部供給之參考電壓，且將階調精度互不相同之複數個參考電壓中之任一者連接於上述比較部，將其他參考電壓連接於特定之負載電容；及計測部，其計測利用上述比較部所得之上述類比信號與藉由上述切換部之切換控制而供給至上述比較部之參考電壓之比較結果的變化時序。
藉由如此，信號處理裝置可使各行之常數分佈於第1類比信號之A/D轉換之情形與第2類比信號之A/D轉換之情形時相同。即，可抑制於各行中在第1類比信號之A/D轉換之情形與第2類比信號之A/D轉換之情形之間之延遲之偏差，且可更精確地獲取信號成分Vsig作為數位值。即，可抑制A/D轉換之誤差之產生。
再者，亦可使上述負載電容為上述比較部之等效電容或近似電容。
藉由使負載電容儘可能地接近比較部之等效電容，信號處理裝置可使各行之延遲更精確地一致，且可更精確地獲取信號成分Vsig作 為數位值。
又，亦可為包括複數個上述比較部、上述切換部及上述計測部之組合，於各組合中，上述複數個參考電壓分別經由將信號位準放大之放大部而供給至上述切換部，進而，使上述放大部之輸出於上述組合間針對上述每一階調精度相互連接。
設置緩衝器，且經由該緩衝器將參考電壓供給至比較部，藉此，信號處理裝置可不傳輸於比較部中產生之雜訊。又，此情形時，藉由設置行共用線，信號處理裝置可使行間之偏移偏差平滑化。於此情形時亦同樣地，於切換部設置負載電容，藉此，信號處理裝置可更精確地獲取信號成分Vsig作為數位值。
進而，亦可為進而包括選擇部，該選擇部係根據利用上述比較部所得之上述類比信號與至少1個以上之特定判定值之比較結果，選擇階調精度互不相同之複數個參考電壓中之任一者，上述切換部係根據上述選擇部之選擇結果，對上述複數個參考電壓之各者控制向上述比較部或上述負載電容之連接。
藉由如此，如於第1實施形態中所作說明般，信號處理裝置可削減因判定之比較精度(偏移誤差)所產生之參考電壓之電壓範圍裕度，而可獲得高速化或低耗電化之效果。
又，亦可為藉由供給上述複數個參考電壓中之階調精度更高之參考電壓之參考電壓產生部而賦予上述特定判定值。
藉由如此，如於第1實施形態中所作說明般，信號處理裝置可進一步削減因比較精度(偏移誤差)所產生之參考電壓之電壓範圍裕度。
進而，亦可為上述選擇部係於上述比較部之比較之結果為判定上述類比信號小於上述特定判定值之情形時，選擇上述複數個參考電壓中之階調精度更高之參考電壓，於判定上述類比信號大於上述特定判定值之情形時，選擇上述複數個參考電壓中之階調精度更低之參考 電壓，上述切換部將由上述選擇部所選擇之參考電壓連接於上述比較部，將其他參考電壓連接於上述負載電容。
藉由如此，如於第1實施形態中所作說明般，信號處理裝置不僅可不增加電路地供給特定判定值，亦可消除該電壓設定誤差。
又，亦可為上述比較部係將作為上述像素之雜訊信號之第1類比信號及作為包含上述像素之資料之信號之第2類比信號分別與上述參考電壓進行比較，上述計測部求出利用上述比較部所得之上述第1類比信號與上述參考電壓之比較結果之變化時序之計測結果和利用上述比較部所得之上述第2類比信號與上述參考電壓之比較結果之變化時序之計測結果的差分。
藉由如此，如於第1實施形態中所作說明般，信號處理裝置可於數位區域中進行用以去除偏差成分之減法處理，且可抑制因該減法處理所引起之電路規模或耗電之增大。
進而，針對上述第1類比信號，上述選擇部依序選擇各參考電壓，上述切換部將由上述選擇部所選擇之參考電壓連接於上述比較部，將其他參考電壓連接於上述負載電容，上述比較部按照上述切換部之控制而將上述第1類比信號與各參考電壓依序進行比較，針對上述第2類比信號，上述選擇部根據利用上述比較部所得之上述第2類比信號與至少1個以上之特定判定值之比較結果，而選擇上述複數個參考電壓中之任一者，上述切換部將由上述選擇部所選擇之參考電壓連接於上述比較部，將其他參考電壓連接於上述負載電容，上述比較部按照上述切換部之控制而將上述第2類比信號與由上述選擇部所選擇之參考電壓進行比較，上述計測部求出上述第2類比信號與由上述選擇部所選擇之參考電壓之比較結果之變化時序之計測結果和上述第1類比信號與由上述選擇部所選擇之參考電壓之比較結果之變化時序之計測結果的差分。
藉由如此，如於第1實施形態中所作說明般，信號處理裝置可以任一階調精度將第2類比信號(信號成分+偏差成分)進行A/D轉換。
又，亦可為進而包括將上述複數個參考電壓供給至上述切換部之參考電壓供給部。
藉由如此，如於第1實施形態中所作說明般，信號處理裝置可容易地進行參考電壓之掃描控制。
進而，亦可為上述參考電壓供給部係相對於上述第1類比信號及上述第2類比信號，以於使特定範圍之電壓自小朝向大之第1比較方向、或使上述範圍之電壓自大朝向小之第2比較方向進行比較之方式，將上述參考電壓供給至上述切換部，上述切換部係將由上述參考電壓供給部所供給之上述複數個參考電壓中之由上述選擇部所選擇之參考電壓連接於上述比較部，將其他參考電壓連接於上述負載電容。
藉由如此，如於第1實施形態中所作說明般，比較部可將第1類比信號及第2類比信號與特定範圍之電壓之參考電壓進行比較。
又，亦可為上述參考電壓供給部係相對於上述第1類比信號，將上述複數個參考電壓以依照階調精度順序且於與前一個參考電壓相反之比較方向進行比較之方式供給至上述切換部。
藉由如此，如於第1實施形態中所作說明般，信號處理裝置可縮短各A/D轉換之間所需之穩定期間，而可實現進一步之高速化。
進而，亦可為上述參考電壓供給部係相對於上述第2類比信號，將由上述選擇部所選擇之參考電壓以於與將上述參考電壓與上述第1類比信號進行比較時相同之比較方向進行比較之方式供給至上述切換部。
藉由如此，如於第1實施形態中所作說明般，信號處理裝置可不損及因根據參考電壓之掃描方向而異之非線性(遲滯)所引起之偏差成分(即第1類比信號)之去除精度地實現低雜訊之A/D轉換。
又，亦可為上述參考電壓供給部係以將上述範圍之電壓於上述第2比較方向進行比較之方式，供給上述複數個參考電壓中之階調精度最高之參考電壓，以將上述範圍之電壓於上述第1比較方向進行比較之方式，供給上述複數個參考電壓中之階調精度最低之參考電壓。
藉由如此，如於第1實施形態中所作說明般，信號處理裝置可根據比較部因特定電壓之判定結果而轉變之邏輯值，對第2類比信號以各階調精度應用A/D轉換。因此，比較部於A/D轉換前轉變而無需等待邏輯穩定之期間，信號處理裝置可實現進一步之高速化。
再者，本技術亦可作為上述信號處理裝置之信號處理方法而實現。
又，亦可為如下攝像元件，其包括：像素陣列，其係單位像素排列而成，該單位像素排列包含將入射光進行光電轉換之光電轉換元件；比較部，其將自上述像素陣列之單位像素輸出之類比信號與特定之電壓進行比較；切換部，其切換對上述比較部供給之參考電壓，且將階調精度互不相同之複數個參考電壓中之任一者連接於上述比較部，將其他參考電壓連接於特定之負載電容；及計測部，其計測利用上述比較部所得之上述類比信號與藉由上述切換部之切換控制而供給至上述比較部之參考電壓之比較結果的變化時序。
進而，亦可為如下攝像裝置，其包括：攝像部，其拍攝被攝體；及圖像處理部，其對藉由利用上述攝像部之拍攝所獲得之圖像資料進行圖像處理；且上述攝像部包括：像素陣列，其係單位像素排列而成，該單位像素包含將入射光進行光電轉換之光電轉換元件；比較部，其將自上述像素陣列之單位像素輸出之類比信號與特定之電壓進行比較；切換部，其切換對上述比較部供給之參考電壓，且將階調精度互不相同之複數個參考電壓中之任一者連接於上述比較部，將其他參考電壓連接於特定之負載電容；及計測部，其計測利用上述比較部 所得之上述類比信號與藉由上述切換部之切換控制而供給至上述比較部之參考電壓之比較結果的變化時序。
即，本技術可作為信號處理裝置而實現，亦可作為進行相同之信號處理之任意之裝置而實現。又，亦可藉由軟體而實現控制處理之一部分或全部。
以下，更具體地進行說明。
<切換部之另一例>
為了使各行之常數分佈於第1類比信號之A/D轉換之情形與第2類比信號之A/D轉換之情形時相同，例如於圖5之CMOS影像感測器100中，代替切換部161而應用圖26所示之切換部361。
如圖26所示，切換部361除具有開關371及開關372以外，亦具有負載電容(Cj)373。
開關371係基於控制信號SWR1及控制信號SWR2之值，而將供給參考電壓Vref1_x之參考電壓產生部131連接於比較部162或負載電容373。例如，開關371係基於控制信號SWR1及控制信號SWR2之值而將參考電壓產生部131連接於比較部162並將其自負載電容373切斷。又，例如，開關371係基於控制信號SWR1及控制信號SWR2之值，而將參考電壓產生部131自比較部162切斷並將其連接於負載電容373。
開關372係基於控制信號SWR1及控制信號SWR2之值，而將供給參考電壓Vref2_x之參考電壓產生部132連接於比較部162或負載電容373。例如，開關372係基於控制信號SWR1及控制信號SWR2之值，而將參考電壓產生部132連接於比較部162並且將其自負載電容373切斷。又，例如，開關372係基於控制信號SWR1及控制信號SWR2之值，而將參考電壓產生部132自比較部162切斷並將其連接於負載電容373。
換言之，開關371及開關372係選擇連接於比較部162及負載電容 373之參考電壓產生部。即，開關371及開關372係基於控制信號SWR1及控制信號SWR2之值，而將參考電壓產生部131及參考電壓產生部132之一者連接於比較部162，將另一者連接於負載電容373。
負載電容(Cj)373係設計成與比較部162之輸入電容Ci為等效值或近似值。負載電容373例如由電容器等形成。
藉由將此種切換部361應用於各行A/D轉換部151，與圖24之情形同樣地，於混有不同階調精度之參考電壓之選擇之情形時，亦成為如圖27所示般之分佈常數。即，與圖21或圖22之例之分佈常數同樣地，可抑制於所有行中第1類比信號之A/D轉換之情形與第2類比信號之A/D轉換之間之參考電壓Vref之延遲之偏差。
因此，如圖28所示，各行之參考電壓Vref1_x之延遲係雙箭頭301所示之期間與雙箭頭302所示之期間相同，均可精確地獲取信號成分Vsig作為數位值。當然，對於參考電壓Vref2_x亦可同樣地抑制延遲之偏差。即，可抑制A/D轉換之誤差之產生。
切換部361之負載電容(Cj)373係設計成比較部162之輸入電容Ci之等效值或近似值。比較部162係例如圖8所示般構成。此情形時，比較部162之輸入電容包含電容器Caz、電晶體M1及電晶體M2之電容。
因此，亦可為負載電容373係例如圖29所示，包含使用有電容器Caz、電晶體M1及電晶體M2之等效電路。
又，亦可為負載電容373係例如圖30所示，包含將電晶體M1替換為其近似電容之電容器Cm1且將電晶體M2替換為其近似電容之電容器Cm1而成之電路。當然，亦可將電晶體M1及電晶體M2中之僅任一者替換為電容器。
進而，亦可為負載電容373係例如圖31所示，包含電容與電容器Caz、電晶體M1、及電晶體M2各自之電容之合成電容等效或近似之1個電容器。
<電容值之更精確之再現>
圖29之例之負載電容(Cj)373係再現圖8之比較部162之輸入電容Ci之等效電路，電容器Caz消除參考電壓之偏移，電晶體M1將電容器Caz初始化，電晶體M2對應於比較部162之輸入電晶體M2。
然而，於比較部162之情形時，輸入電晶體M2以源極電壓追隨於閘極電壓之方式動作，相對於此，於圖29之等效電路之情形時，電晶體M2係使源極接地，故而相對於閘極電壓之變動，源極電壓成為固定，且動作區域不同。因此，作為圖29之等效電路之電晶體M2，於使用與比較部162之輸入電晶體M2相同之電晶體之情形時，可能無法精度良好地再現電容值。
即便藉由模擬(simulation)等使電容值一致，且使圖29之電晶體M2之尺寸最佳化，電晶體之輸入電容亦依存於製程差異、溫度相關、電壓變動等各種條件而變動，故而難以使不同之動作區域之2個電晶體之閘極電容精度良好地一致。
又，圖30之例之負載電容373係分別利用電容與比較部162之電晶體M1及輸入電晶體M2近似之電容器替換圖29之電晶體M1及電晶體M2。
進而，圖31之例之負載電容373係利用單一之電容器替換比較部162之輸入電容而得者。於使用此種電容器之情形時，假定使用例如金屬-絕緣體-金屬(Metal-Insulator-Metal)電容等與構成比較部162之輸入電容之元件不同之構造之電容，故而因製程差異、溫度依存等之影響，更難以使比較部162之輸入電容與等效電路之輸入電容(亦稱為虛設負載電容(假負載電容))之電容值精度良好地一致。
如此，於如上所示之負載電容373中，難以精度良好地再現比較部162之輸入電容(使比較部162之輸入電容與虛設負載電容之電容值精度良好地一致)。
<更精確之等效電路>
因此，為了使比較部162之輸入電容與虛設負載電容之電容值更精度良好地一致，將與連接於比較部162之輸入部之輸入電晶體相同之電晶體(以下亦稱為虛設輸入電晶體)設為虛設負載電容而連接。此情形時，為了更精度良好地再現連接於比較部162之輸入電晶體之輸入電容，虛設輸入電晶體必須於與連接於比較部162之輸入電晶體相同之動作區域進行動作。
因此，例如圖32所示，作為負載電容(Cj)373，使用與比較部162相同之電路(亦稱為假比較部)。該假比較部(負載電容373)係僅再現比較部162之輸入電晶體之輸入電容之實際上不進行比較之虛設之比較部。
即，為了使比較部162之輸入電晶體與負載電容373之輸入電晶體(虛設輸入電晶體)動作區域一致，將虛設輸入電晶體與其周邊之電路設為與比較部162之輸入電晶體之情形相同之電路構成。
再者，作為負載電容373之假比較部(圖32)之一輸入端子連接於開關371或開關372(即，參考電壓Vref1_x或參考電壓Vref2_x)，另一輸入端子連接於固定電位。又，假比較部(圖32)之輸出被設為開放(開放狀態)。
如此，藉由使比較部162與負載電容373為相同構成，連接於虛設負載電容之輸入電晶體可始終於與比較部162之輸入電晶體相同之動作區域進行動作。即，虛設負載電容(負載電容373)可更精度良好地再現比較部162之輸入電容。即，藉由應用如圖32所示般之負載電容373，CMOS影像感測器100可進一步抑制A/D轉換之誤差之產生。
又，亦可使負載電容373包括偏壓電晶體，該偏壓電晶體係於與供給至比較部162之輸入電晶體之電流相同或動作區域未變化之範圍中供給相同程度之電流值。
於圖33所示之例之情形時，負載電容(Cj)373具有：輸入電晶體M2；電流源電晶體M3，其對該輸入電晶體M2供給固定電流；電容器Caz，其消除參考電壓之偏移；及開關電晶體M1，其將該電容器Caz初始化。
於該例之情形時，對於輸入電晶體M2，藉由電流源電晶體M3而於與利用比較部162(圖8)供給至差動對之電流相同或動作區域未變化之範圍中供給相同程度之電流值。藉此，輸入電晶體M2可於與比較部162之輸入電晶體M2相同之動作區域進行動作。即，虛設負載電容(負載電容373)可更精度良好地再現比較部162之輸入電容。即，藉由應用如圖33所示般之負載電容373，CMOS影像感測器100可進一步抑制A/D轉換之誤差之產生。
進而，亦可將虛設輸入電晶體之源極設為浮動。於圖34所示之例之情形時，負載電容(Cj)373具有：輸入電晶體M2；電容器Caz，其消除參考電壓之偏移；開關電晶體M1，其將該電容器Caz初始化；開關電晶體M4，其將輸入電晶體M2初始化；及開關電晶體M3，其將輸入電晶體M2連接於固定電位。如圖34所示，藉由將電晶體M2之源極設為浮動，電晶體M2之源極電壓係追隨於閘極電壓而變化。比較部162之輸入電晶體M2(圖8)係利用由電流源電晶體M3所供給之電流而於飽和區域進行動作，故而源極電壓追隨於閘極電壓而變化。如此，圖34之電晶體M2係藉由進行與比較部162之輸入電晶體M2(圖8)相同之動作，而可更精度良好地再現該輸入電晶體M2之輸入電容。即，藉由應用如圖34所示般之負載電容373，CMOS影像感測器100可進一步抑制A/D轉換之誤差之產生。
於圖35中表示圖34之例之負載電容373之控制例。例如圖35所示之例般，於各水平期間之最初、即A/D轉換期間(自時刻T1至時刻T2為止之期間與自時刻T3至時刻T4為止之期間)之前(即，時刻T1之前與 時刻T4之前)，將開關電晶體M1、開關電晶體M4導通(接通)，且將開關電晶體M3切斷(斷開)，藉此，可將作為電容器Caz及輸入電晶體M2之浮動之源極端子初始化為固定電位。而且，於A/D轉換期間，如圖35所示之例般，將開關電晶體M1及開關電晶體M4切斷(斷開)，將開關電晶體M3導通(接通)，藉此，可使輸入電晶體M2之源極電壓追隨於閘極電壓進行動作。因此，可更精度良好地再現輸入電晶體M2之輸入電容。即，藉由應用如圖35所示般之負載電容373，CMOS影像感測器100可進一步抑制A/D轉換之誤差之產生。
如以上之圖32至圖34所示之例般，於負載電容373中設置與比較部162之輸入電晶體相同之虛設輸入電晶體，使該虛設輸入電晶體於與比較部162之輸入電晶體相同之動作區域進行動作，藉此，負載電容373可更精度良好地再現比較部162之輸入電容。藉此，CMOS影像感測器100可進一步抑制A/D轉換之誤差之產生。
<電容值之調整>
作為更精度良好地再現比較部162之輸入電晶體M2之輸入電容之其他方法，亦可修正比較部162之輸入電晶體M2之輸入電容與負載電容373之電容值之不一致。
此情形時，例如於圖5之CMOS影像感測器100中，代替切換部161(圖5)或切換部361(圖26)，而應用圖36所示之切換部380。
如圖36所示，切換部380除具有開關371、開關372及負載電容373(均為圖26)以外，亦具有電容調整部383及電容調整部384。
電容調整部383係連接於負載電容373，且調整負載電容373之電容(增大或減小)。電容調整部384係連接於比較部162之輸入端子之一者(輸入參考電壓者)，調整比較部162之輸入電容(增大或減小)。電容調整部383及電容調整部384例如由CMOS影像感測器100(圖5)之A/D轉換控制部110進行控制。即，A/D轉換控制部110係設定電容調整部 383及電容調整部384之電容。例如，A/D轉換控制部110係根據例如比較部162之輸入電晶體M2之輸入電容與負載電容373之電容值之差分之大小，而設定電容調整部383及電容調整部384之電容。
<電容調整部>
電容調整部383亦可設為例如圖37所示般之構成。於圖37之例之情形時，電容調整部383具有於負載電容(Cj)373與特定之固定電位之間串聯連接之N個(N為2以上之整數)之電晶體M1至電晶體MN。
對各電晶體(電晶體M1至電晶體MN)之閘極供給電容調整代碼Adj<1>至Adj<N>。該電容調整代碼Adj<1>至Adj<N>係自A/D轉換控制部110(圖5)供給之控制電容之控制資訊。即，A/D轉換控制部110(圖5)係藉由控制該電容調整代碼Adj<1>至Adj<N>之各值而控制各電晶體之接通/斷開。藉此，可調整負載電容373之電容值。
例如於A/D轉換控制部110(圖5)將Adj<1>至Adj<3>設為Vdd之情形時，電晶體M1至電晶體M3導通，對各電晶體之通道、擴散層附加之電容之量成為調整值。
如上所述，電容調整部383可藉由自A/D轉換控制部110供給之數位代碼而設定自身之電容值，且可藉由該電容值而調整負載電容373之電容值。因此，可提高對製造差異之耐性，負載電容373可更精度良好地再現比較部162之輸入電容。藉此，CMOS影像感測器100可進一步抑制A/D轉換之誤差之產生。
再者，各電晶體(電晶體M1至電晶體MN)之電容為任意。例如可為所有電晶體之電容相同，亦可使一部分之電晶體之電容與其他電晶體之電容不同，亦可使所有電晶體互不相同。
又，電容調整部383亦可設為例如圖38所示般之構成。於圖38之例之情形時，電容調整部383具有並聯連接於負載電容(Cj)373之N個(N為2以上之整數)電晶體M1至電晶體MN。
將各電晶體(電晶體M1至電晶體MN)之閘極輸入連接於負載電容373，對各電晶體之源極、汲極供給電容調整代碼Adj<1>至Adj<N>。該電容調整代碼Adj<1>至Adj<N>係與圖37之情形相同，為自A/D轉換控制部110(圖5)供給之控制電容之控制資訊。
即，A/D轉換控制部110(圖5)可藉由控制該電容調整代碼Adj<1>至Adj<N>之各值而調整負載電容373之電容值。因此，可提高對製造差異之耐性，負載電容373可更精度良好地再現比較部162之輸入電容。藉此，CMOS影像感測器100可進一步抑制A/D轉換之誤差之產生。
再者，於圖38之情形時，各電晶體(電晶體M1至電晶體MN)之電容亦為任意。例如可為所有電晶體之電容相同，亦可使一部分之電晶體之電容與其他電晶體之電容不同，亦可使所有電晶體互不相同。
例如藉由使電晶體M1至電晶體MN之各電晶體之尺寸為1倍、2倍、4倍、...2^(N-1)倍，可利用N個調整碼獲得2^N之電容調整之解像度。例如於圖38之構成之情形時，為N個調整碼且為N之電容調整之解像度。
以上，表示NMOS(N-channel Metal Oxide Semiconductor，N型金氧半導體)電晶體之例，但亦可根據參考電壓之電壓範圍而使用PMOS(P-channel Metal Oxide Semiconductor，P型金氧半導體)電晶體。
再者，如上所述之圖37及圖38之構成例亦可應用於電容調整部384。即，亦可將電容調整部384之構成設為例如圖37所示般之構成、或圖38所示般之構成。
然而，於電容調整部384之情形時，如圖36所示，圖37或圖38之各電晶體係代替連接於負載電容373，而連接於比較部162之輸入端子。即，電容調整部384係藉由調整自身之電容，而調整比較部162之 輸入電容，減小負載電容373與比較部162之輸入電容之差。
即，電容調整部383將負載電容373以接近比較部162之輸入電容之方式進行調整，相對於此，電容調整部384係將比較部162之輸入電容以接近負載電容373之方式進行調整。因此，相對而言成為相同者。
即，於該電容調整部384之情形時，亦與電容調整部383之情形同樣地，可提高對製造差異之耐性，負載電容373可更精度良好地再現比較部162之輸入電容。藉此，CMOS影像感測器100可進一步抑制A/D轉換之誤差之產生。
電容調整部383及電容調整部384之構成只要為可變更電容值者則為任意。例如亦可代替圖37或圖38之電晶體群，而使用電容可變之電容器。
<電容之控制>
其次，對電容調整部383(電容調整部384)之電容之控制進行說明。如上所述，電容調整部383(電容調整部384)之電容係藉由電容調整代碼而進行控制。再者，為了修正製造差異等，電容調整代碼既可以預先規定之特定之固定值提供，亦可如上所述適當設定A/D轉換控制部110。
於A/D轉換控制部110設定電容調整代碼之情形時，A/D轉換控制部110係例如藉由執行電容調整處理而設定電容調整代碼。參照圖39之流程圖，參照該電容調整處理之流程之例進行說明。
當開始電容調整處理時，於步驟S101中，A/D轉換控制部110係控制A/D轉換部112之所有行之行A/D轉換部151(圖5)，將所有行之比較部162之輸入之一者(輸入參考電壓者)連接於參考電壓產生部131(參考電壓Vref1側)，於供給參考電壓Vref1之狀態下獲取黑位準。
於步驟S102中，A/D轉換控制部110係控制A/D轉換部112之所有 行之行A/D轉換部151(圖5)，將偶數行之比較部162之輸入之一者(輸入參考電壓者)連接於參考電壓產生部131(參考電壓Vref1側)，形成供給參考電壓Vref1之狀態，將奇數行之比較部162之輸入之一者(輸入參考電壓者)連接於參考電壓產生部132(參考電壓Vref2側)，形成供給參考電壓Vref2之狀態，於該狀態下獲取黑位準。
於步驟S103中，A/D轉換控制部110係算出於步驟S101中所獲得之黑位準與於步驟S102中所獲得之黑位準之差分值。
於步驟S104中，A/D轉換控制部110係對在步驟S103中算出之差分值是否為特定之閾值以上進行判定。該閾值係表示負載電容373與比較部162之輸入電容之誤差之容許範圍者，其值為任意。可為預先規定之值，亦可為基於某種資訊而算出之值。
於步驟S104中，於判定差分值為閾值以上(即，無法容許誤差(差分))之情形時，處理進入至步驟S105。
於步驟S105中，A/D轉換控制部110係基於差分值而算出電容代碼值。即，根據負載電容373與比較部162之輸入電容之差分之大小、即、以使該差分減少或成為0之方式，算出電容代碼值。
於步驟S106中，A/D轉換控制部110係將電容代碼值供給至電容調整部383(或電容調整部384)，該電容代碼值係於步驟S105中算出且以使負載電容373與比較部162之輸入電容之差分減少或成為0之方式控制電容調整部383(或電容調整部384)之電容。
當步驟S106之處理結束時，處理返回至步驟S101。又，於步驟S104中，於判定差分值小於閾值(即，誤差(差分)為容許範圍內)之情形時，未設定(或更新)電容代碼值地結束電容調整處理。
藉由如此進行處理，A/D轉換控制部110可以使比較部162之輸入電容與負載電容373之差分變小之方式進行調整。因此，負載電容373可更精度良好地再現比較部162之輸入電容。藉此，CMOS影像感測 器100可進一步抑制A/D轉換之誤差之產生。
以上，如下述般進行了說明，即：於步驟S101中，將所有行之比較部162連接於參考電壓產生部131(參考電壓Vref1側)，但該情形時之連接模式並不限定於此。例如亦可將所有行之比較部162連接於參考電壓產生部132(參考電壓Vref2側)。
又，如下述般進行了說明，即：於步驟S102中，將偶數行之比較部162連接於參考電壓產生部131(Vref1側)，將奇數行之比較部162連接於參考電壓產生部132(Vref2側)，但步驟S102中之各行之比較部162之連接模式只要為與步驟S101中之連接模式(於上述之例之情形時，將所有行之比較部162連接於參考電壓產生部131(Vref1側)之模式)不同之模式，則可為任意。例如亦可將N個比較部162中之任一個連接於參考電壓產生部131(Vref1側)，將剩餘之(N-1)個連接於參考電壓產生部132(Vref2側)。
又，步驟S101或步驟S102中之黑位準之獲取可於所有行中進行，亦可於一部分之行(代表行)中進行。又，步驟S101或步驟S102中之黑位準之獲取可於所有列中進行，亦可於一部分之列(代表列)(例如OPB(Optical Black，光學黑色)區域之列等)中進行。
進而，於步驟S101或步驟S102中獲取之黑位準之算出方法為任意。例如亦可藉由任意之運算而算出作為黑位準而獲得之各單位像素之像素值之總和或平均值等。
再者，以上所說明之電容調整部383(或電容調整部384)之電容值之控制(電容調整處理(圖39)之執行)可於任意之時序進行。例如亦可於CMOS影像感測器100剛啟動(電源剛接通)之後等且CMOS影像感測器100開始攝像之前之時序僅進行1次。又，例如亦可於攝像中重複進行。例如可針對每一圖框進行電容調整部383(或電容調整部384)之電容值之控制，亦可針對多個圖框之每一者進行。藉由如此重複電容調 整處理，可抑制因溫度或電壓之變動而引起之電容變化，CMOS影像感測器100可進一步抑制A/D轉換之誤差之產生。
又，此時，亦可於對作為處理對象之當前圖框之電容調整處理中，基於先前所處理之前一圖框中之電容調整結果(電容調整資訊)而進行電容調整。例如，用於電容調整之黑位準亦可為前一圖框之資訊。藉由如此，可將黑位準之算出推遲，而可更高速地進行電容調整處理。
進而，電容調整處理之執行時序為任意。例如，電容調整處理既可於對圖框之處理之最初(即，例如A/D轉換開始前)進行，亦可於最後(即，例如A/D轉換結束後)進行。如此，例如藉由於遮沒期間或OPB區域等，避開攝像中(例如A/D轉換期間)進行電容調整處理，可不妨礙攝像處理地執行。藉此，可減小處理之負載。
再者，電容調整部383及電容調整部384之構成可彼此相同，亦可互不相同。又，切換部380既可具有電容調整部383及電容調整部384之兩者，亦可僅具有任一者。於切換部380具有電容調整部383及電容調整部384之兩者之情形時，A/D轉換控制部110可分別適當設定並反應針對該等兩者之電容代碼值。因此，可進而提高對製造差異之耐性。
又，於圖36中，表示電容調整部383及電容調整部384，但電容調整部之數量為任意。例如可對負載電容373連接複數個如電容調整部383或電容調整部384般之電容調整部，亦可對比較部162之輸入連接複數個如電容調整部383或電容調整部384般之電容調整部。此情形時，可使各電容調整部全部具有相同之構成，亦可使一部分電容調整部具有與其他電容調整部不同之構成，亦可使所有電容調整部具有互不相同之構成。又，連接於負載電容373之電容調整部之數量與連接於比較部162之輸入之電容調整部之數量既可相同，亦可互不相同。 進而，亦可使圖36所示之電容調整部383及電容調整部384一體地構成(即，使1個電容調整部連接於負載電容373與比較部162之輸入之兩者)。
又，亦可將圖36之切換部380之負載電容373設為圖32至圖34中之任一者所示之構成。藉由如此組合使用應用本技術之負載電容373與應用本技術之電容調整部，可使電容值精度良好地一致，且可調整因動作條件變動而引起之不一致之量，故而CMOS影像感測器100可進而抑制A/D轉換之誤差之產生。
<CMOS影像感測器之另一例>
圖40係表示CMOS影像感測器之主要構成例之圖。圖40所示之CMOS影像感測器400基本上為與CMOS影像感測器100相同之影像感測器，具有與CMOS影像感測器100相同之構成，且進行相同之處理。然而，關於CMOS影像感測器400係各行A/D轉換部151具有緩衝器411，進而，各行A/D轉換部151彼此藉由行共用線412而相互連接。又，CMOS影像感測器400係代替切換部161而具有切換部361。
緩衝器411係設置於參考電壓產生部131及參考電壓產生部132各自之信號輸出線與切換部361之輸入之間的放大部。即，參考電壓Vref係經由該緩衝器411而供給至切換部361。藉由如此，可不使於比較部162中產生之雜訊經由參考電壓對其他行A/D轉換部151造成影響。
行共用線412係將對應於彼此相同之參考電壓之各緩衝器411之輸出相互連接。藉此，可使緩衝器411之各行A/D轉換部151間之偏移偏差平滑化。
然而，藉由利用行共用線412將各行A/D轉換部151相互連接，於CMOS影像感測器400中，亦與上述CMOS影像感測器100之情形同樣地，有因分佈常數之變化而導致參考電壓之延遲產生偏差之虞。
因此，藉由於各行A/D轉換部151中應用切換部361，可抑制參考電壓之延遲之偏差。即，可抑制A/D轉換之誤差之產生。
再者，除此以外，例如第1類比信號與第2類比信號之減法亦可利用類比運算電路於早於比較部162之輸入之階段進行運算，對運算結果、即已去除偏差成分之信號成分進行使用特定判定值之比較，於選擇階調精度(參考電壓)後，利用1次A/D轉換動作獲得數位值。於此情形時，雖然為相同之信號電壓，但依然有會因其他像素信號選擇哪一個階調精度而引起參考電壓之延遲變化，數位值產生誤差之問題，藉由應用切換部361，可抑制參考電壓之延遲之偏差。即，可抑制A/D轉換之誤差之產生。
又，時序計測部164之計測方法為任意。例如時序計測部既可使用計數器於比較部162之輸出Vco使計數器停止而進行計測，亦可使用遞增遞減計數器於A/D轉換期間運算第1類比信號與第2類比信號之差分，亦可於比較結果Vco之時序將計數值保持於閂鎖器電路。進而，可應用除該方法以外之其他方法，亦可組合複數種方法。例如亦可利用特定之方法將處理對象區分為如高階位元與低階位元等，而對各者應用互不相同之方法。
如上所述，藉由於切換部設置負載電容，可更精度良好地再現比較部162之輸入電容，且CMOS影像感測器400可進一步抑制A/D轉換之誤差之產生。
又，於CMOS影像感測器400之情形時，亦可代替切換部361而應用切換部380。藉由如此，可如上所述調整負載電容或比較部162之輸入電容，且可提高對製造差異等之耐性，負載電容373可更精度良好地再現比較部162之輸入電容。藉此，CMOS影像感測器400可進一步抑制A/D轉換之誤差之產生。
<3.第3實施形態> <攝像裝置>
圖41係表示使用有上述信號處理裝置之攝像裝置之主要構成例之方塊圖。圖41所示之攝像裝置800係拍攝被攝體，且將該被攝體之圖像輸出作為電信號之裝置。
如圖41所示，攝像裝置800具有光學部811、CMOS感測器812、A/D轉換器813、操作部814、控制部815、圖像處理部816、顯示部817、編解碼處理部818及記錄部819。
光學部811包含如下構件等，即：透鏡，其調整至被攝體為止之焦點，且將來自對焦之位置之光聚光；光圈，其調整曝光；及快門，其控制攝像之時序。光學部811係使來自被攝體之光(入射光)透過，供給至CMOS感測器812。
CMOS感測器812係將入射光進行光電轉換並將每一像素之信號(像素信號)供給至A/D轉換器813。
A/D轉換器813係將自CMOS感測器812於特定之時序供給之像素信號轉換為數位資料(圖像資料)，於特定之時序依序供給至圖像處理部816。
操作部814例如包含JOG DIAL(商標)、鍵、按鈕或觸控面板等，接收使用者之操作輸入，將對應於該操作輸入之信號供給至控制部815。
控制部815係基於藉由操作部814而輸入之對應於使用者之操作輸入之信號，控制光學部811、CMOS感測器812、A/D轉換器813、圖像處理部816、顯示部817、編解碼處理部818及記錄部819之驅動，對各部進行與攝像相關之處理。
圖像處理部816係對自A/D轉換器813供給之圖像資料實施例如混色修正、黑位準修正、白平衡調整、解馬賽克處理、矩陣處理、伽馬修正及YC轉換等各種圖像處理。圖像處理部816係將已實施圖像處理 之圖像資料供給至顯示部817及編解碼處理部818。
顯示部817係例如構成為液晶顯示器等，且基於自圖像處理部816供給之圖像資料而顯示被攝體之圖像。
編解碼處理部818係對自圖像處理部816供給之圖像資料實施特定方式之編碼處理，將所獲得之編碼資料供給至記錄部819。
記錄部819係記錄來自編解碼處理部818之編碼資料。記錄於記錄部819之編碼資料係視需要被圖像處理部816讀出並解碼。藉由解碼處理而獲得之圖像資料被供給至顯示部817，而顯示對應之圖像。
作為如上所述之攝像裝置800之包含CMOS感測器812及A/D轉換器813之處理部，應用上述之本技術。即，作為包含CMOS感測器812及A/D轉換器813之處理部，使用於第1實施形態及第2實施形態中在上文進行敍述之CMOS影像感測器(例如CMOS影像感測器100或CMOS影像感測器400等)。藉此，包含CMOS感測器812及A/D轉換器813之處理部可抑制A/D轉換之誤差之產生。因此，攝像裝置800可藉由拍攝被攝體而獲得更高畫質之圖像。
再者，應用有本技術之攝像裝置並不限定於上述構成，亦可為其他構成。例如不僅可為數位靜態相機或攝錄影機，亦可為行動電話、智慧型手機、平板型設備、個人電腦等具有攝像功能之資訊處理裝置。又，亦可為安裝於其他資訊處理裝置而使用(或作為組裝設備而搭載)之相機模組。
<4.第4實施形態> <電腦>
上述一系列之處理(例如於各實施形態中為上述A/D轉換之控制處理(例如供給各種控制信號之處理等))既可藉由硬體執行，亦可藉由軟體執行。
例如於圖5之CMOS影像感測器100中，A/D轉換控制部110亦可藉 由軟體執行供給各種控制信號之處理。當然，例如於圖32之例等中亦可應用軟體，並不限於圖5之例。又，例如，亦可對利用參考電壓產生部131或參考電壓產生部132等之供給參考電壓之處理等除A/D轉換控制部110以外之任意之處理應用軟體。
於藉由軟體執行一系列之處理之情形時，將構成該軟體之程式安裝於電腦。此處，於電腦中，包含組裝於專用之硬體之電腦、或可藉由安裝各種程式而執行各種功能之例如通用之個人電腦等。
圖42係表示藉由程式而執行上述一系列之處理之電腦之硬體之構成例的方塊圖。
於圖42所示之電腦900中，CPU(Central Processing Unit，中央處理單元)901、ROM(Read Only Memory，唯讀記憶體)902、RAM(Random Access Memory，隨機存取記憶體)903係經由匯流排904而相互連接。
又，於匯流排904，亦連接有輸入輸出介面910。於輸入輸出介面910，連接有輸入部911、輸出部912、記憶部913、通信部914及驅動器915。
輸入部911例如包含鍵盤、滑鼠、麥克風、觸控面板、及輸入端子等。輸出部912例如包含顯示器、揚聲器、及輸出端子等。記憶部913例如包含硬碟、RAM碟、及非揮發性之記憶體等。通信部914例如包含網路介面。驅動器915係驅動磁碟、光碟、磁光碟、或半導體記憶體等可移媒體921。
於如上述般構成之電腦中，CPU901係例如藉由將記憶於記憶部913之程式經由輸入輸出介面910及匯流排904載入至RAM903並執行，從而進行上述一系列之處理。又，於RAM903中，亦適當記憶有於CPU901執行各種處理方面必需之資料等。
電腦(CPU901)所執行之程式例如可記錄並應用於作為套裝軟體 媒體(package media)等之可移媒體921。又，程式可經由區域網路、網際網路、數位衛星廣播放送等有線或無線之傳輸媒體而提供。
於電腦中，程式係可藉由將可移媒體921安裝於驅動器915，而經由輸入輸出介面910安裝於記憶部913。又，程式係可經由有線或無線之傳輸媒體，由通信部914接收並安裝於記憶部913。除此以外，程式亦可預先安裝於ROM902或記憶部913。
再者，電腦所執行之程式既可為按本說明書中所說明之順序於時間序列進行處理之程式，亦可為並列或於進行調用時等必需之時序進行處理之程式。
又，於本說明書中，記述記錄於記錄媒體之程式之步驟當然包含按所記載之順序時間序列性地進行之處理，且亦包含雖未必按時間序列進行但並列或個別地執行之處理。
又，於本說明書中，所謂系統意指複數個構成要素(裝置、模組(零件)等)之集合，且不論所有構成要素是否位於同一殼體中。因此，收納於另一殼體且經由網路而連接之複數個裝置、及於1個殼體中收納有複數個模組之1個裝置均為系統。
又，以上，亦可將設為1個裝置(或處理部)進行說明之構成分割，而構成為複數個裝置(或處理部)。相反，亦可將以上設為複數個裝置(或處理部)進行說明之構成匯總構成為1個裝置(或處理部)。又，當然亦可對各裝置(或各處理部)之構成附加除上述以外之構成。進而，只要作為系統整體之構成或動作實質上相同，則亦可將某個裝置(或處理部)之構成之一部分包含於另一裝置(或另一處理部)之構成中。
以上，一面參照隨附圖式一面對本揭示之較佳之實施形態進行了詳細說明，但本揭示之技術性範圍並不限定於該例。若為具有本揭示之技術領域之通常之知識之人，則明確可於申請專利範圍中所記載 之技術性思想之範疇內，想出各種變更例或修正例，且瞭解該等當然亦屬於本揭示之技術性範圍。
例如，本技術可採取經由網路利用複數個裝置分擔1種功能，並共同地進行處理之雲端計算(Cloud Computing)之構成。
又，於上述流程圖中所說明之各步驟除可利用1個裝置執行以外，亦可利用複數個裝置分擔地執行。
進而，於在1個步驟中包含複數種處理之情形時，該1個步驟中所含之複數種處理除可利用1個裝置執行以外，亦可利用複數個裝置分擔地執行。
再者，本技術亦可採取如下所述之構成。
(1)一種信號處理裝置，其包括：比較部，其將自單位像素輸出之類比信號與特定之電壓進行比較；切換部，其視需要切換對上述比較部供給之參考電壓，且將階調精度互不相同之複數個參考電壓中之任一者連接於上述比較部，將其他參考電壓連接於特定之負載電容；及計測部，其計測利用上述比較部而得之上述類比信號與藉由上述切換部之切換控制而供給至上述比較部之參考電壓之比較結果的變化時序。
(2)如(1)、(3)至(17)中任一項之信號處理裝置，其中上述負載電容為上述比較部之等效電容或近似電容。
(3)如(1)、(2)、(4)至(17)中任一項之信號處理裝置，其中包括假比較部作為上述負載電容，該假比較部具有與上述比較部相同之構成，且輸入之一者連接於固定電位，輸出為開放狀態，上述切換部係將未連接於上述比較部之上述其他參考電壓連接於上述假比較部之另一輸入。
(4)如(1)至(3)、(5)至(17)中任一項之信號處理裝置，其中包括電路作為上述負載電容，該電路包含：輸入電晶體，其於與上述比較部之輸入電晶體相同之動作區域進行動作；電流源電晶體，其對上述輸入電晶體供給固定電流；電容器，其消除參考電壓之偏移；及開關電晶體，其將上述電容器初始化；且上述切換部係將未連接於上述比較部之上述其他參考電壓連接於上述電路之上述電容器。
(5)如(1)至(4)、(6)至(17)中任一項之信號處理裝置，其中包括電路作為上述負載電容，該電路包含：輸入電晶體，其於與上述比較部之輸入電晶體相同之動作區域進行動作；電容器，其消除參考電壓之偏移；第1開關電晶體，其將上述電容器初始化；第2開關電晶體，其將上述輸入電晶體初始化；及第3開關電晶體，其將上述輸入電晶體連接於固定電位；且上述切換部係將未連接於上述比較部之上述其他參考電壓連接於上述電路之上述電容器。
(6)如(1)至(5)、(7)至(17)中任一項之信號處理裝置，其進而包括：第1電容調整部，其連接於上述負載電容，並調整上述負載電容；及控制部，其控制上述第1電容調整部之電容。
(7)如(1)至(6)、(8)至(17)中任一項之信號處理裝置，其中上述第1電容調整部包含串聯連接於上述負載電容與固定電位之間之複數個電晶體，上述控制部係藉由對上述複數個電晶體之各閘極輸入控制信號而獲得所期望之電容值。
(8)如(1)至(7)、(9)至(17)中任一項之信號處理裝置，其中上述第1電容調整部包含相互並聯連接之複數個電晶體， 各電晶體之閘極連接於上述負載電容，上述控制部係藉由對各電晶體之源極及汲極輸入控制信號而獲得所期望之電容值。
(9)如(1)至(8)、(10)至(17)中任一項之信號處理裝置，其中上述第1電容調整部包含電容可變之電容器，上述控制部係藉由對上述電容器之控制端子輸入控制信號而獲得所期望之電容值。
(10)如(1)至(9)、(11)至(17)中任一項之信號處理裝置，其進而包括第2電容調整部，該第2電容調整部係連接於上述比較部之輸入，並調整上述比較部之電容，上述控制部進而控制上述第2電容調整部之電容。
(11)如(1)至(10)、(12)至(17)中任一項之信號處理裝置，其中上述第2電容調整部包含串聯連接於上述比較部之輸入與固定電位之間之複數個電晶體，上述控制部係藉由對上述複數個電晶體之各閘極輸入控制信號而獲得所期望之電容值。
(12)如(1)至(11)、(13)至(17)中任一項之信號處理裝置，其中上述第2電容調整部包含相互並聯連接之複數個電晶體，各電晶體之閘極連接於上述比較部之輸入，上述控制部係藉由對各電晶體之源極及汲極輸入控制信號而獲得所期望之電容值。
(13)如(1)至(12)、(14)至(17)中任一項之信號處理裝置，其中上述第2電容調整部包含電容可變之電容器，上述控制部係藉由對上述電容器之控制端子輸入控制信號而獲得所期望之電容值。
(14)如(1)至(13)、(15)至(17)中任一項之信號處理裝置，其中 上述控制部係於圖框之最初或最後控制電容。
(15)如(1)至(14)、(15)、(17)中任一項之信號處理裝置，其中上述控制部係基於先前經處理之圖框之電容調整資訊而控制電容。
(16)如(1)至(15)、(17)中任一項之信號處理裝置，其中上述控制部係針對多個圖框之每一者控制電容。
(17)如(1)至(16)中任一項之信號處理裝置，其中上述控制部係按照將各參考電壓輸入至上述比較部時之黑位準之彼此之差分之大小而控制電容。
(18)一種信號處理方法，其係使用比較部將自單位像素輸出之類比信號與特定之電壓進行比較，視需要切換對上述比較部供給之參考電壓，且將階調精度互不相同之複數個參考電壓中之任一者連接於上述比較部，將其他參考電壓連接於特定之負載電容，且計測利用上述比較部而得之上述類比信號與供給至上述比較部之參考電壓之比較結果的變化時序。
(19)一種攝像元件，其包括：像素陣列，其由單位像素排列而成，該單位像素包含將入射光進行光電轉換之光電轉換元件；比較部，其將自上述像素陣列之單位像素輸出之類比信號與特定之電壓進行比較；切換部，其視需要切換對上述比較部供給之參考電壓，且將階調精度互不相同之複數個參考電壓中之任一者連接於上述比較部，將其他參考電壓連接於特定之負載電容；及計測部，其計測利用上述比較部而得之上述類比信號與藉由上述切換部之切換控制而供給至上述比較部之參考電壓之比較結果的變 化時序。
(20)一種攝像裝置，其包括：攝像部，其拍攝被攝體；及圖像處理部，其將藉由利用上述攝像部之拍攝所獲得之圖像資料進行圖像處理；且上述攝像部包括：像素陣列，其由單位像素排列而成，該單位像素包含將入射光進行光電轉換之光電轉換元件；比較部，其將自上述像素陣列之單位像素輸出之類比信號與特定之電壓進行比較；切換部，其視需要切換對上述比較部供給之參考電壓，且將階調精度互不相同之複數個參考電壓中之任一者連接於上述比較部，將其他參考電壓連接於特定之負載電容；及計測部，其計測利用上述比較部而得之上述類比信號與藉由上述切換部之切換控制而供給至上述比較部之參考電壓之比較結果的變化時序。
10‧‧‧行A/D轉換部
11‧‧‧參考電壓產生部
12‧‧‧比較部
13‧‧‧時序計測部
Do‧‧‧數位輸出
Vco‧‧‧比較結果
Vref‧‧‧參考電壓
Vx‧‧‧輸入信號

Claims (20)

  1. 一種信號處理裝置，其包括：比較部，其將自單位像素輸出之類比信號與特定之電壓進行比較；切換部，其視需要切換對上述比較部供給之參考電壓，且將階調精度互不相同之複數個參考電壓中之任一者連接於上述比較部，將其他參考電壓連接於特定之負載電容；及計測部，其計測利用上述比較部而得之上述類比信號與藉由上述切換部之切換控制而供給至上述比較部之參考電壓之比較結果的變化時序。
  2. 如請求項1之信號處理裝置，其中上述負載電容為上述比較部之等效電容或近似電容。
  3. 如請求項1之信號處理裝置，其包括假比較部作為上述負載電容，該假比較部具有與上述比較部相同之構成，且輸入之一者連接於固定電位，輸出為開放狀態；上述切換部係將未連接於上述比較部之上述其他參考電壓連接於上述假比較部之另一輸入。
  4. 如請求項1之信號處理裝置，其包括電路作為上述負載電容，該電路包含：輸入電晶體，其於與上述比較部之輸入電晶體相同之動作區域進行動作；電流源電晶體，其對上述輸入電晶體供給固定電流；電容器，其消除參考電壓之偏移；及開關電晶體，其將上述電容器初始化；且上述切換部係將未連接於上述比較部之上述其他參考電壓連接於上述電路之上述電容器。
  5. 如請求項1之信號處理裝置，其包括電路作為上述負載電容，該 電路包含：輸入電晶體，其於與上述比較部之輸入電晶體相同之動作區域進行動作；電容器，其消除參考電壓之偏移；第1開關電晶體，其將上述電容器初始化；第2開關電晶體，其將上述輸入電晶體初始化；及第3開關電晶體，其將上述輸入電晶體連接於固定電位；且上述切換部係將未連接於上述比較部之上述其他參考電壓連接於上述電路之上述電容器。
  6. 如請求項1之信號處理裝置，其進而包括：第1電容調整部，其連接於上述負載電容，並調整上述負載電容；及控制部，其控制上述第1電容調整部之電容。
  7. 如請求項6之信號處理裝置，其中上述第1電容調整部包含串聯連接於上述負載電容與固定電位之間之複數個電晶體，上述控制部係藉由對上述複數個電晶體之各閘極輸入控制信號而獲得所期望之電容值。
  8. 如請求項6之信號處理裝置，其中上述第1電容調整部包含相互並聯連接之複數個電晶體，各電晶體之閘極連接於上述負載電容，上述控制部係藉由對各電晶體之源極及汲極輸入控制信號而獲得所期望之電容值。
  9. 如請求項6之信號處理裝置，其中上述第1電容調整部包含電容可變之電容器，上述控制部係藉由對上述電容器之控制端子輸入控制信號而獲得所期望之電容值。
  10. 如請求項6之信號處理裝置，其進而包括第2電容調整部，該第2電容調整部係連接於上述比較部之輸入，並調整上述比較部之 電容，上述控制部進而控制上述第2電容調整部之電容。
  11. 如請求項10之信號處理裝置，其中上述第2電容調整部包含串聯連接於上述比較部之輸入與固定電位之間之複數個電晶體，上述控制部係藉由對上述複數個電晶體之各閘極輸入控制信號而獲得所期望之電容值。
  12. 如請求項10之信號處理裝置，其中上述第2電容調整部包含相互並聯連接之複數個電晶體，各電晶體之閘極連接於上述比較部之輸入，上述控制部係藉由對各電晶體之源極及汲極輸入控制信號而獲得所期望之電容值。
  13. 如請求項10之信號處理裝置，其中上述第2電容調整部包含電容可變之電容器，上述控制部係藉由對上述電容器之控制端子輸入控制信號而獲得所期望之電容值。
  14. 如請求項6之信號處理裝置，其中上述控制部係於圖框之最初或最後控制電容。
  15. 如請求項6之信號處理裝置，其中上述控制部係基於先前經處理之圖框之電容調整資訊而控制電容。
  16. 如請求項6之信號處理裝置，其中上述控制部係針對多個圖框之每一者控制電容。
  17. 如請求項6之信號處理裝置，其中上述控制部係按照將各參考電壓輸入至上述比較部時之黑位準彼此之差分之大小而控制電容。
  18. 一種信號處理方法，其係使用比較部將自單位像素輸出之類比信號與特定之電壓進行比較， 視需要切換對上述比較部供給之參考電壓，且將階調精度互不相同之複數個參考電壓中之任一者連接於上述比較部，將其他參考電壓連接於特定之負載電容，且計測利用上述比較部而得之上述類比信號與供給至上述比較部之參考電壓之比較結果的變化時序。
  19. 一種攝像元件，其包括：像素陣列，其由單位像素排列而成，該單位像素包含將入射光進行光電轉換之光電轉換元件；比較部，其將自上述像素陣列之單位像素輸出之類比信號與特定之電壓進行比較；切換部，其視需要切換對上述比較部供給之參考電壓，且將階調精度互不相同之複數個參考電壓中之任一者連接於上述比較部，將其他參考電壓連接於特定之負載電容；及計測部，其計測利用上述比較部而得之上述類比信號與藉由上述切換部之切換控制而供給至上述比較部之參考電壓之比較結果的變化時序。
  20. 一種攝像裝置，其包括：攝像部，其拍攝被攝體；及圖像處理部，其將藉由利用上述攝像部之拍攝所獲得之圖像資料進行圖像處理；且上述攝像部包括：像素陣列，其由單位像素排列而成，該單位像素包含將入射光進行光電轉換之光電轉換元件；比較部，其將自上述像素陣列之單位像素輸出之類比信號與特定之電壓進行比較；切換部，其視需要切換對上述比較部供給之參考電壓，且將 階調精度互不相同之複數個參考電壓中之任一者連接於上述比較部，將其他參考電壓連接於特定之負載電容；及計測部，其計測利用上述比較部而得之上述類比信號與藉由上述切換部之切換控制而供給至上述比較部之參考電壓之比較結果的變化時序。
TW103116747A 2013-07-16 2014-05-12 信號處理裝置及方法、攝像元件與攝像裝置 TWI615031B (zh)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2013147550 2013-07-16

Publications (2)

Publication Number Publication Date
TW201505443A true TW201505443A (zh) 2015-02-01
TWI615031B TWI615031B (zh) 2018-02-11

Family

ID=52346103

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
TW103116747A TWI615031B (zh) 2013-07-16 2014-05-12 信號處理裝置及方法、攝像元件與攝像裝置

Country Status (6)

Country Link
US (1) US9596422B2 (zh)
JP (1) JP6394996B2 (zh)
KR (1) KR102156463B1 (zh)
CN (1) CN105379250B (zh)
TW (1) TWI615031B (zh)
WO (1) WO2015008634A1 (zh)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI674003B (zh) * 2017-01-31 2019-10-01 美商豪威科技股份有限公司 具有有著可變偏壓及增加輸出信號範圍之放大器的成像感測器

Families Citing this family (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2016181736A (ja) * 2015-03-23 2016-10-13 キヤノン株式会社 撮像装置、その駆動方法及び撮像システム
JP6649806B2 (ja) * 2016-03-02 2020-02-19 キヤノン株式会社 信号処理装置、撮像装置及び制御装置、信号処理方法及び制御方法
JP6650024B2 (ja) * 2016-03-25 2020-02-19 富士フイルム株式会社 アナログ／ディジタル変換装置およびその制御方法
JP6792361B2 (ja) * 2016-07-20 2020-11-25 キヤノン株式会社 撮像装置及びその制御方法
FR3059455B1 (fr) * 2016-11-29 2020-09-25 Continental Automotive France Procede et dispositif de detection de presence pour vehicule automobile
CN106534727B (zh) * 2016-11-30 2019-07-23 上海华力微电子有限公司 一种监控cis像素单元相关电容的电路及方法
US10367519B2 (en) 2017-10-11 2019-07-30 Tech Idea Co., Ltd. Time domain A/D converter group and sensor device using the same
CN111201715B (zh) * 2017-10-11 2023-05-23 科技创意有限公司 时域a/d转换器组以及使用该时域a/d转换器的传感器装置
JP2019165313A (ja) * 2018-03-19 2019-09-26 ソニーセミコンダクタソリューションズ株式会社 固体撮像素子、撮像装置、および、固体撮像素子の制御方法
US10915248B1 (en) * 2019-08-07 2021-02-09 Macronix International Co., Ltd. Memory device
JP7333060B2 (ja) * 2019-09-26 2023-08-24 株式会社テックイデア イメージセンサ

Family Cites Families (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4720310B2 (ja) * 2005-06-17 2011-07-13 ソニー株式会社 固体撮像装置、固体撮像装置におけるａｄ変換方法および撮像装置
JP4882652B2 (ja) * 2006-10-06 2012-02-22 ソニー株式会社 固体撮像装置、固体撮像装置の駆動方法および撮像装置
JP2009033305A (ja) * 2007-07-25 2009-02-12 Panasonic Corp 固体撮像装置
KR101448917B1 (ko) * 2007-09-11 2014-10-13 삼성전자주식회사 의사 멀티플 샘플링 방법을 사용하는 아날로그-디지털 변환장치 및 방법
JP5375277B2 (ja) * 2009-04-02 2013-12-25 ソニー株式会社 固体撮像装置、撮像装置、電子機器、ａｄ変換装置、ａｄ変換方法
JP2010251957A (ja) * 2009-04-14 2010-11-04 Sony Corp Ａｄ変換装置、固体撮像素子、およびカメラシステム
JP5219962B2 (ja) * 2009-08-13 2013-06-26 キヤノン株式会社 固体撮像素子、その駆動方法、及び撮像システム
JP2011041205A (ja) * 2009-08-18 2011-02-24 Panasonic Corp 電圧発生回路、デジタルアナログ変換器、ランプ波発生回路、アナログデジタル変換器、イメージセンサシステム及び電圧発生方法
JP5591586B2 (ja) * 2010-05-19 2014-09-17 パナソニック株式会社 固体撮像装置、画像処理装置、カメラシステム
JP2013051575A (ja) * 2011-08-31 2013-03-14 Sony Corp 固体撮像装置、撮像装置および撮像方法

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI674003B (zh) * 2017-01-31 2019-10-01 美商豪威科技股份有限公司 具有有著可變偏壓及增加輸出信號範圍之放大器的成像感測器

Also Published As

Publication number Publication date
CN105379250A (zh) 2016-03-02
TWI615031B (zh) 2018-02-11
WO2015008634A1 (ja) 2015-01-22
JPWO2015008634A1 (ja) 2017-03-02
CN105379250B (zh) 2019-10-22
KR20160030488A (ko) 2016-03-18
US20160212365A1 (en) 2016-07-21
US9596422B2 (en) 2017-03-14
JP6394996B2 (ja) 2018-09-26
KR102156463B1 (ko) 2020-09-15

Similar Documents

Publication Publication Date Title
TWI615031B (zh) 信號處理裝置及方法、攝像元件與攝像裝置
TWI535291B (zh) 信號處理裝置及信號處理方法
JP4952301B2 (ja) 撮像装置およびカメラ
JP3904111B2 (ja) 固体撮像装置及びその信号処理方法
US7800526B2 (en) Data processing method, semiconductor device for detecting physical quantity distribution, and electronic apparatus
US7786921B2 (en) Data processing method, data processing apparatus, semiconductor device, and electronic apparatus
JP4379504B2 (ja) 固体撮像素子、およびカメラシステム
JP5094498B2 (ja) 固体撮像装置及び撮像システム
US7586523B2 (en) Amplification-type CMOS image sensor of wide dynamic range
US9578268B2 (en) Ramp signal calibration apparatus and method and image sensor including the ramp signal calibration apparatus
JP2013207433A (ja) 固体撮像装置、撮像信号出力方法および電子機器
JP6272085B2 (ja) 撮像装置及びその制御方法、プログラム、記憶媒体
JPWO2016009836A1 (ja) 比較回路、固体撮像装置、および電子機器
JP6112871B2 (ja) 撮像素子及び撮像装置
JP2014192542A (ja) 撮像装置、半導体集積回路装置、及び、ａ／ｄ変換方法
JP2006074467A (ja) 信号処理装置、スチルビデオカメラ、及び信号処理方法