CN105379250B - 信号处理装置、成像装置和成像设备 - Google Patents

Abstract

本技术涉及能够抑制A/D转换误差的产生的信号处理装置和方法、成像装置以及成像设备。使用本技术的信号处理装置设置有：比较单元，其将从单位像素输出的模拟信号与预定电压进行比较；切换单元，其根据需要对供给至比较单元的参考电压进行切换，使得不同等级的阶梯精度的多个参考电压中的一者被连接至比较单元，并且其它的参考电压被连接至预定负载电容；以及测量单元，其测量由比较单元进行的模拟信号与根据切换单元的转换控制而被供给至比较单元的参考电压之间的比较的结果中的变化的时序。例如，本发明能够应用至成像装置以及成像设备。

Description

信号处理装置、成像装置和成像设备

技术领域

本技术涉及信号处理装置和方法、成像装置和成像设备，更具体地，涉及被设计为抑制A/D转换误差的产生的信号处理装置和方法、成像装置和成像设备。

背景技术

在普通图像传感器中，读取存储在受光单元(光电二极管)中的电荷作为信号电压，并进行模拟/数字(A/D)转换(例如，参加专利文献1)。

根据专利文献1中所披露的A/D转换方法，将两个A/D转换电路连接至相同的像素输出信号，并且具有不同斜率(gradient)的参考电压Vref1和Vref2从两个参考电压生成单元输入至对应的A/D转换电路。以这种方式，以两个阶梯精度(gradation accuracy)执行A/D转换，从而实现更高的阶梯精度并同时抑制转换时间的增加。然而，在这种情况下，电路面积和功耗翻倍。因此，根据专利文献1中所披露的方法，仅使用了一个A/D转换电路，并且设置有判定单元。判定单元确定各像素输出信号的大小，并且根据这样的确定的结果，选择具有两个不同斜率的参考电压Vref1和Vref2中的一者。以这种方式，可以实现取决于像素输出信号大小的不同转换精度的使用。

引用列表

专利文献

专利文献1:日本专利申请特开第2011-41091号公报

发明内容

技术问题

然而，在诸如根据专利文献1所披露的方法的A/D转换等传统的A/D转换的情况下，难以充分地抑制A/D转换中误差的产生。因此，可能无法同时实现更高的阶梯精度和对转换时间增加的抑制，或者，例如，将难以抑制图像质量劣化。

鉴于上述那些情况提出了本技术，并且本技术的目的在于抑制A/D转换误差的产生。

技术方案

本技术的一个方面为信号处理装置，该信号处理装置包括：比较单元，其将从单位像素输出的模拟信号与预定电压进行比较；切换单元，其根据需要对将要供给至比较单元的参考电压进行切换，且将参考电压中的一者连接至比较单元，将其它的参考电压连接至预定负载电容，参考电压具有彼此不同的阶梯精度；以及测量单元，其测量在由所述比较单元进行的所述模拟信号与通过由所述切换单元进行的切换控制而被供给至所述比较单元的所述参考电压之间的比较的结果中的变化的时序。

所述负载电容可以为比较单元的等效电容或近似电容。

信号处理装置还可以包括作为负载电容的伪比较单元，所述伪比较单元具有与所述比较单元相同的结构，所述伪比较单元的一个输入连接至固定电位，所述伪比较单元的输出处于开路状态。所述切换单元可以将未连接至所述比较单元的其它的所述参考电压连接至所述伪比较单元的另一个输入。

所述信号处理装置还可以包括作为所述负载电容的电路，所述电路包括：输入晶体管，其在与所述比较单元的输入晶体管相同的操作区域中操作；电流源晶体管，其将恒定电流供给至所述输入晶体管；电容器，其用于消除参考电压偏移；以及开关晶体管，其用于初始化所述电容器。所述切换单元可以将未连接至所述比较单元的其它的所述参考电压连接至所述电路的所述电容器。

所述信号处理装置还可以包括作为所述负载电容的电路，所述电路包括：输入晶体管，其在与所述比较单元的输入晶体管相同的操作区域中操作；电容器，其用于消除参考电压偏移；第一开关晶体管，其用于初始化所述电容器；第二开关晶体管，其用于初始化所述输入晶体管；以及第三开关晶体管，其用于将所述输入晶体管连接至固定电位。所述切换单元可以将未连接至所述比较单元的其它的所述参考电压连接至所述电路的所述电容器。

信号处理装置可以进一步包括：第一电容调节单元，其连接至负载电容，并且调节负载电容；以及控制单元，其控制第一电容调节单元的电容。

第一电容调节单元可以形成有串联连接在负载电容和固定电位之间的晶体管，并且控制单元可以通过将控制信号输入至各个晶体管的栅极来获得所需的电容值。

第一电容调节单元可以形成有彼此并联连接的晶体管，各个晶体管的栅极可以连接至负载电容，并且控制单元可以通过将控制信号输入至各个晶体管的源极和漏极来获得所需的电容值。

第一电容调节单元可以形成有具有可变电容的电容器，并且控制单元可以通过将控制信号输入至电容器的控制端子来获得所需的电容值。

信号处理装置可以进一步包括第二电容调节单元，其连接至比较单元的输入，并且调节比较单元的电容。控制单元可以进一步控制第二电容调节单元的电容。

第二电容调节单元可以形成有串联连接在比较单元的输入和固定电位之间的晶体管，并且控制单元可以通过将控制信号输入至各个晶体管的栅极来获得所需的电容值。

第二电容调节单元可以形成有彼此并联连接的晶体管，各个晶体管的栅极可以连接至比较单元的输入，并且控制单元可以通过将控制信号输入至各个晶体管的源极和漏极来获得所需的电容值。

第二电容调节单元可以形成有具有可变电容的电容器，并且控制单元可以通过将控制信号输入至电容器的控制端子来获得所需的电容值。

控制单元可以在帧的最初或最后控制电容。

控制单元可以基于先前处理过的帧的电容调节信息来控制电容。

控制单元可以每隔几帧对电容进行控制。

控制单元可以根据当各个参考电压输入至比较单元时黑电平中的差异的大小来控制电容。

本技术的一个方面还是一种信号处理方法，该方法包括：使用比较单元将从单位像素输出的模拟信号与预定电压进行比较；根据需要对将被供给至所述比较单元的参考电压进行切换，且将所述参考电压中的一者连接至所述比较单元，将其它的所述参考电压连接至预定负载电容，所述参考电压具有彼此不同的阶梯精度；以及测量在由所述比较单元进行的所述模拟信号与供给至所述比较单元的所述参考电压之间的比较的结果中的变化的时序。

本技术的另一个方面是成像装置，所述成像装置包括：像素阵列，所述像素阵列包括布置在所述像素阵列中的单位像素，各个所述单位像素包括被构造用来对入射光进行光电转换的光电转换元件；比较单元，所述比较单元被构造用来将从所述像素阵列的所述单位像素输出的模拟信号与预定电压进行比较；切换单元，所述切换单元被构造成根据需要对将被供给至所述比较单元的参考电压进行切换，并且将所述参考电压中的一者连接至所述比较单元，将其它的所述参考电压连接至预定负载电容，所述参考电压具有彼此不同的阶梯精度；以及测量单元，所述测量单元被构造成测量在由所述比较单元进行的所述模拟信号与通过由所述切换单元进行的切换控制而被供给至所述比较单元的所述参考电压之间的比较的结果中的变化的时序。

本发明的又一方面是成像设备，所述成像设备包括：成像单元，所述成像单元被构造用于对物体进行成像；以及图像处理单元，所述图像处理单元被构造用于对通过由所述成像单元进行的成像而获得的图像数据进行图像处理。所述成像单元包括：像素阵列，所述像素阵列包括布置在所述像素阵列中的单位像素，各个所述单位像素包括被构造用来对入射光进行光电转换的光电转换元件；比较单元，所述比较单元被构造用来将从所述像素阵列的所述单位像素输出的模拟信号与预定电压进行比较；切换单元，所述切换单元被构造成根据需要对将被供给至所述比较单元的参考电压进行切换，并且将所述参考电压中的一者连接至所述比较单元，将其它的所述参考电压连接至预定负载电容，所述参考电压具有彼此不同的阶梯精度；以及测量单元，所述测量单元被构造成测量在由所述比较单元进行的所述模拟信号与通过由所述切换单元进行的切换控制而被供给至所述比较单元的所述参考电压之间的比较的结果中的变化的时序。

在本技术的一个方面中，通过比较单元将从单位像素输出的模拟信号与预定电压进行比较，根据需要对将被供给至比较单元的参考电压进行转换，阶梯精度彼此不同的参考电压中的一者连接至比较单元，其它的所述参考电压连接至预定负载电容，并且测量模拟信号与供给至比较单元的参考电压之间的比较的结果中的变化的时序。

在本技术的另一个方面中，按照需要对将被供给至比较单元的参考电压进行切换，比较单元用于将预定电压与从像素阵列中的单位像素输出的模拟信号进行比较，单位像素包括用于对入射光进行电转换的光电转换元件；阶梯精度彼此不同的参考电压中的一者连接至比较单元，其它的所述参考电压连接至预定负载电容，并且测量模拟信号与供给至比较单元的参考电压之间的比较的结果中的变化的时序。

在本技术的另外一个方面中，对物体进行成像，将通过成像所获得的图像数据进行图像处理，在成像期间，按照需要对待供给至比较单元的参考电压进行切换，比较单元用于将预定电压与从像素阵列中的单位像素输出的模拟信号进行比较，单位像素包括用于对入射光进行电转换的光电转换元件；阶梯精度彼此不同的参考电压中的一者连接至比较单元，其它的所述参考电压连接至预定负载电容，并且测量模拟信号与供给至比较单元的参考电压之间的比较的结果中的变化的时序。

有益效果

根据本技术，能够对信息进行处理。特别地，能够减少A/D转换误差的产生。

附图说明

图1是示出了列A/D转换单元的典型示例结构的图。

图2是示出了A/D转换的示例的时序图。

图3示出了A/D转换的阶梯精度的示例。

图4是示出了A/D转换的另一个示例的时序图。

图5示出了CMOS图像传感器的典型示例结构。

图6示出了选择单元的典型示例结构。

图7示出了单位像素的典型示例结构。

图8示出了比较单元的典型示例结构。

图9是示出了A/D转换的示例的时序图。

图10是示出了A/D转换的示例的时序图。

图11是示出了A/D转换的示例的时序图。

图12是示出了A/D转换的示例的时序图。

图13是示出了A/D转换的示例的时序图。

图14是示出了A/D转换的示例的时序图。

图15示出了选择单元的典型示例结构。

图16是示出了A/D转换的示例的时序图。

图17是示出了A/D转换的示例的时序图。

图18示出了CMOS图像传感器的一部分的典型示例结构。

图19是示出了A/D转换的示例的时序图。

图20示出了CMOS图像传感器的一部分的典型示例结构。

图21示出了分布常数的示例。

图22示出了分布常数的示例。

图23是示出了A/D转换的示例的时序图。

图24示出了分布常数的示例。

图25是示出了A/D转换的示例的时序图。

图26是示出了切换单元的典型示例结构的图。

图27示出了分布常数的示例。

图28是示出了A/D转换的示例的时序图。

图29示出了负载电容Cj的典型示例结构。

图30示出了负载电容Cj的典型示例结构。

图31示出了负载电容Cj的典型示例结构。

图32示出了负载电容Cj的典型示例结构。

图33示出了负载电容Cj的典型示例结构。

图34示出了负载电容Cj的典型示例结构。

图35示出了负载电容Cj的控制的示例。

图36是示出了切换单元的结构的另一个示例。

图37示出了电容调节单元的典型示例结构。

图38示出了电容调节单元的另一个示例结构。

图39是用于解释电容调节处理的示例流程的流程图。

图40示出了CMOS图像传感器的典型示例结构。

图41示出了成像设备的典型示例结构。

图42是示出了计算机的典型示例结构的框图。

具体实施方式

下面将对用于实施本发明的模式(在下文中称为实施方式)进行说明。将按照如下顺序进行解释。

1.第一实施方式(CMOS图像传感器)

2.第二实施方式(CMOS图像传感器)

3.第三实施方式(成像设备)

4.第四实施方式(计算机)

1.第一实施方式

A/D转换

在普通图像传感器中，读取存储于单位像素的受光单元(诸如光电二极管等)中的电荷作为信号电压(像素信号)，并进行模拟-数字转换(模拟/数字(A/D)转换)。

在该A/D转换中，例如，将信号电压与正在变化的参考电压进行比较，并当参考电压变成与信号电压相等时，对信号电压进行数字转换(例如，参见日本专利申请特开第2005-278135号公报(在下文中称为专利文献2))。

图1示出的列A/D转换单元10是以此方式进行A/D转换的处理单元，并且对从单位像素中读取的像素信号进行A/D转换。图1示出的列A/D转换单元10包括参考电压生成单元11、比较单元12以及时序测量单元13。参考电压生成单元11产生具有在预定电压范围内进行变化的值的参考电压Vref，并将参考电压Vref供给至比较单元12。比较单元12将输入信号Vx(从像素中读取的模拟像素信号)的电压与由参考电压生成单元11产生的参考电压Vref进行比较，并将比较结果Vco供给至时序测量单元13。时序测量单元13对从比较开始直至比较结果Vco的值变化为止的周期进行测量(计数)，将所述周期的长度(计数值)视为输入信号Vx的数字值(进行A/D转换之后的值)，并将该数字值输出作为数字输出Do。

图2是示出了由列A/D转换单元10进行的这种A/D转换的示例的时序图。

如图2所示，参考电压Vref以斜坡状方式扫描电压。输入信号Vx被输入，其中，像素输出具有偏差分量(噪声分量)作为第一模拟信号，并且通过将信号分量Vsig加上该偏差分量而获得的Vsig+ΔV是第二模拟信号。

例如，时序测量单元13使用能够在递增计数和递减计数之间进行转换的计数器，并且借助计数器时钟对直到比较结果Vco变化为止的时间进行测量。这里，对第一模拟信号进行递减计数，并对第二模拟信号进行递增计数。因此，将第二模拟信号减去第一模拟信号，以最终获得仅由数字化信号分量Vsig形成的输出Do。

然而，使用该方法，转换时间可能随着阶梯精度而增加。通常，当A/D转换中的转换精度(每阶的电压)增加时，其中可以执行转换的输入电压范围(动态范围)变小。可以替代地，在输入电压范围(动态范围)固定的情况下，随着阶数的增加，转换时间可能增加(速度降低)或功耗可能增加。

例如，为了增加转换精度，在由时钟频率所确定的参考电压与信号电压相同的时候的检测精度保持不变的情况下，使参考电压的斜率减小。在阶数保持不变的情况下，所需的时钟数量不发生变化。因此，虽然电功率和速度不发生变化，但是参考电压的幅度变小。因此，其中可以执行A/D转换的输入电压范围变得更小。在这种情况下，如果阶数增加，则需要更大量的时钟，从而造成速度降低且电功率增大。然而，参考电压的幅度变得更大，并且其中可以执行A/D转换的输入电压范围变得更小。

当然，如果提高时钟频率，则可以在无需降低参考电压的斜率的情况下提高转换精度，并且使A/D转换速度不发生变化。然而，功耗会明显地变大。

也就是说，随着转换精度的提高，输入电压范围会变小，或者速度或电功率会降低。为了在相同的输入电压范围内四倍地提高转换精度，就需要四倍地增加时钟数量。

A/D转换的转换精度(每阶的电压)由包括在信号电压中的噪声水平和在图像显影期间将要执行的放大(增益)的程度确定。例如，如图3所示，在图像传感器中，除当读取信号时产生的噪声Ndark外，相对于与入射光强度成比例产生的信号电荷N产生√N的光子散粒噪声。因此，噪声量随着入射光强度增加。当环境暗时，信号小，且噪声的绝对值也小。当环境亮时，信号大，且噪声的绝对值也大。因此，由A/D转换精度确定的量化噪声的影响随信号大小(取决于信号是亮还是暗)而变化。在较亮区域中，光子散粒噪声具有支配性，并且所需的A/D转换精度可以低。

通常，为了使A/D转换的量化噪声明显，优选地，将A/D转换的转换精度设定为比读取噪声和光子散粒噪声的总噪声水平更低的值。然而，高转换精度需要牺牲转换速度和功耗。

鉴于此，如图3所示，在低噪声水平的低入射光区域中使用较高转换精度(较低的每阶电压)D1，在光子散粒噪声比量化噪声更有支配性的高入射光区域中使用低转换精度D2。以这种方式，改善了A/D转换的转换速度和功耗，也不会因量化噪声而造成实际图像质量劣化(例如，参见日本专利申请特开第2011-211535号公报(在下文中称为专利文献3))。

根据该方法，使用相同的信号电压和具有不同斜率的参考电压以分时方式执行两次以上A/D转换，获得具有不同转换精度的数字值，并且取决于信号电压范围对具有不同转换精度的数字值进行切换。因此，可以通过在相同计数器时钟频率下改变参考电压Vref的斜率来实现阶梯精度切换。当然，也能够改变计数器时钟频率而不改变参考电压Vref的斜率。然而，降低频率会导致A/D转换速度的降低。因此，优选改变参考电压Vref的斜率。

如图4的时序图所示，根据该方法，对第一模拟信号和第二模拟信号进行参考电压Vref具有小斜率或高阶梯精度的A/D转换，并且对第二模拟信号和第三模拟信号进行参考电压Vref具有增大的斜率或较低阶梯精度D2的A/D转换。针对第三模拟信号的A/D转换是用于减去偏差分量的处理。也就是说，第一模拟信号和第三模拟信号为偏差分量(噪声分量)。

将阶梯精度翻倍相当于将斜率减半。在相同的输入信号范围内执行A/D转换的情况下，所需的转换时间会翻倍。在图4示出的实例中，阶梯精度D1的输入信号范围减小，使得仅在信号分量Vsig小的区域中使用高阶梯精度D1，并且在信号分量Vsig大的区域中使用相对低阶梯精度D2。因此，执行两次AD转换花费的转换时间几乎是在仅使用阶梯精度D2的情况下所需的转换时间的两倍。然而，在将转换精度D1设定为D2的精度的四倍的情况下，该转换时间几乎为仅使用阶梯精度D1的情况下所需的转换时间的一半。

然而，根据该方法，需要对作为信号分量的第二模拟信号执行两次转换。尽管需要对偏差分量(第一模拟信号和第三模拟信号)执行两次转换，但是偏差分量通常具有比信号分量更小的幅度。因此，参考电压的幅度小，且各偏差分量的转换时间比信号分量的转换时间短。因此，需要对信号分量(第二模拟信号)执行两次转换的事实对于A/D转换速度的降低影响很大。

鉴于此，已经提出了如下方法：通过确定信号电压的大小，根据该确定结果选择不同的放大因子并放大信号电压，由此根据针对信号分量的A/D转换周期中的信号电压范围来切换A/D转换的转换精度(例如，参见日本专利申请特开第2004-15701号公报(在下文中称为专利文献4))。

根据该方法，进行检查以确定与像素输出相关的预定电压的大小，并根据该结果将模拟信号放大。此时，虽然A/D转换的阶梯精度未发生变化，但是在A/D转换之前将模拟信号放大。于是，就关于信号分量的输入电压而言，相当于1个LSB的电压可以被减小。也就是说，能够在信号幅度小且入射光强度低的区域中执行具有高阶梯精度的A/D转换。

然而，根据该方法，由于像素输出以模拟方式被放大，因此，放大器电路的放大因子的变化可能作为固定模式噪声而被重叠。除非对减去偏差分量ΔV的信号分量Vsig进行模拟放大，否则动态范围可能随着偏差分量ΔV的放大而缩小(输入饱和)。因此，需要在模拟区域中执行减法处理，这导致了可能增加电路面积和功耗并且可能增大因模拟计算精度的限制所造成的噪声等。

鉴于此，已经提出了通过改变参考电压的斜率来实现A/D转换的转换精度的方法(例如，参见专利文献1)。根据该方法，两个A/D转换电路连接至相同的像素输出信号，并且具有不同斜率的参考电压Vref1和Vref2从两个参考电压生成单元输入至对应的A/D转换电路。以这种方式，以两个阶梯精度执行A/D转换。

然而，在这种情况下，电路面积和功耗翻倍。因此，提出了另一种方法。根据该方法，使用单个AD转换电路，判定单元确定像素输出信号的大小，并且根据该确定的结果选择具有两个不同斜率的参考电压Vref1和Vref2中的一者。比较单元对偏差分量ΔV进行模拟减法处理，并且对差分信号(Vsig)进行一次A/D转换。

然而，在这种情况下，用比较电路在模拟区域中执行偏差分量减法处理。因此，为了实现足够低的噪声水平，需要增大比较电路的电容Cin，因此，与在数字区域中执行减法处理的情况下的电路面积和功耗相比，电路面积和功耗可能会变得更大。

另外，增加了用于确定像素输出信号的大小的判定单元。然而，该判定单元的比较精度(偏移误差)不同于用于A/D转换的比较单元的比较精度(偏移误差)。因此，需要通过以提供更宽的电压范围的参考电压来补偿该误差。这是因为，即使判定单元确定了低入射光区域(输出幅度小的区域)，A/D转换的比较单元也可能由于偏移误差而处于参考电压Vref1的电压范围之外，在这种情况下，可能损坏输出图像。

A/D转换的改善

鉴于上述情况，信号处理装置被设计成包括：比较单元，其将从单位像素输出的模拟信号与预定电压进行比较；选择单元，其根据由比较单元在模拟信号与至少一个预定确定值之间进行的比较的结果从具有彼此不同的阶梯精度的参考电压中选择一者；切换单元，其根据由选择单元进行的选择的结果对要被供给至比较单元的参考电压进行切换；以及测量单元，其对下述比较的结果的变化的时序进行测量，所述比较是由比较单元在模拟信号与通过由切换单元进行的切换控制供给至比较单元的参考电压之间的比较。

如上所述，在A/D转换中用于与参考值的比较的比较单元也用于与预定确定值的比较，并且根据比较的结果选择阶梯精度。以这种方式，信号处理装置能够减小来自于确定的比较精度(偏移误差)的参考电压范围裕度，并获得提高速度或减小功耗的效果。也就是说，可以减少A/D转换误差的产生。

所述预定确定值可以由这样的参考电压生成单元供给：参考电压之中具有较高阶梯精度的参考电压被供给至该参考电压生成单元。

通过如上所述地使用供给有较高阶梯精度的参考电压的参考电压生成单元来设定预定确定值，信号处理装置能够进一步减小来源于比较精度(偏移误差)的参考电压范围裕度。

例如，如果参考电压Vref1比参考电压Vref2具有更高的转换精度(或参考电压Vref1是具有更小的斜率的斜坡电压)，则需要将预定确定值设定在其中能够对参考电压Vref1进行A/D转换的电压范围内。因此，如果使用与参考电压Vref1不同的电压产生单元设定预定确定值，参考电压Vref1的电压范围则需要加宽以相当于电压设定误差(偏移)的量。由于与具有更高的转换精度的参考电压Vref1相同的电压单元设定预定确定值，因此不仅可以在无需增加电路的数量的情况下提供预定确定值，还可以消除电压设定误差。

在作为由比较单元执行的比较的结果而确定模拟信号小于预定确定值的情况下，选择单元可以从多个参考电压之中选择具有较高阶梯精度的参考电压。在确定模拟信号大于预定确定值的情况下，选择单元可以从参考电压之中选择具有较低阶梯精度的参考电压。接着，切换单元可以将由选择单元选择的参考电压供给至比较单元。

也就是说，在量化噪声变成主要噪声的区域中使用高阶梯精度，并在光子散粒噪声等为主要噪声的区域中使用低阶梯精度。借此，信号处理装置能够实现这样的A/D转换：获得与在使用高阶梯精度执行A/D转换的情况下的图像质量等效的图像质量，同时抑制转换速度的降低以及功耗的增加。

比较单元可以将作为像素的噪声信号的第一模拟信号和作为包含像素的数据的信号的第二模拟信号与参考电压进行比较。测量单元可以计算第一模拟信号和参考电压之间由比较单元进行的比较的结果中的变化的时序的测量结果与第二模拟信号和参考电压之间由比较单元进行的比较的结果中变化的时序的测量结果之间的差。

借此，信号处理装置能够在数字区域中进行用于去除偏差分量的减法处理，并且能够抑制因减法处理而造成的电路规模和功耗的增大。

针对第一模拟信号，选择单元可以顺序地选择各参考电压，切换单元可以将由选择单元选择的参考电压供给至比较单元，并且处于切换单元控制下的比较单元可以顺序地将第一模拟信号与各参考电压进行比较。对于第二模拟信号，选择单元可以根据由比较单元在第二模拟信号和至少一个预定确定值之间进行的比较的结果而选择一个参考电压，切换单元可以将由选择单元选择的参考电压供给至比较单元，并且处于切换单元的控制下的比较单元可以将第二模拟信号与由选择单元选择的参考电压进行比较。测量单元可以计算在第二模拟信号和由选择单元选择的参考电压之间的比较结果中变化的时序的测量结果与在第一模拟信号和由选择单元选择的参考电压之间的比较结果中变化的时序的测量结果之间的差。

如上所述，通过将第一模拟信号(偏差分量)与各阶梯精度的参考电压进行比较，信号处理装置能够对具有任意阶梯精度的第二模拟信号(信号分量+偏差分量)执行A/D转换。

信号处理装置可以进一步包括用于供给参考电压的参考电压供给单元。

由于由自身供给参考电压，所以信号处理装置能够容易地对参考电压执行扫描控制。

参考电压供给单元可以供给参考电压，以使第一模拟信号和第二模拟信号在从较低侧朝向较高侧的第一比较方向上或在从较高侧朝向较低侧的第二比较方向上与预定范围内的电压进行比较。

借此，比较单元可以将第一模拟信号和第二模拟信号与预定电压范围内的参考电压进行比较。

参考电压供给单元可以供给参考电压使得第一模拟信号与参考电压以阶梯精度的顺序并且在与前一个参考电压的比较方向相反的比较方向上进行比较。

由于待顺序地施加至第一模拟信号的不同阶梯精度的参考电压的比较方向顺序地交替，因此，在下一个阶梯精度比较开始之前比较结果Vco无需变化。因此，信号处理装置缩短了各A/D转换所需的稳定周期(settling period)，并可以实现甚至更高的速度。

参考电压供给单元可以供给由选择单元选择的参考电压，使得在与参考电压和第一模拟信号之间的比较方向相同的比较方向上将第二模拟信号与参考电压进行比较。

借此，信号处理装置能够实现低噪声A/D转换，而无需降低因取决于参考电压的扫描方向而变化的非线性特性(滞后)而造成的偏差分量(或第一模拟信号)的移除精度。

参考电压供给单元可以供给在参考电压之中具有最高阶梯精度的参考电压，使得在第二比较方向上执行与在上述范围内的电压的比较，并且可以供给具有最低阶梯精度的参考电压，使得在第一比较方向上执行与在上述范围内的电压的比较。

借此，信号处理装置可以根据由比较单元以预定电压确定的结果改变的逻辑值以各种阶梯精度对第二模拟信号进行A/D转换。因此，无需待机直至比较单元在A/D转换之前变为稳定的逻辑值，并且信号处理装置可以实现甚至更高的速度。

也可以存在比较单元、选择单元、切换单元和测量单元的一个以上组合。在各组合中，选择单元可以包括用于保存比较结果的第一保存单元和第二保存单元。各组合中的第一保存单元可以保存比较结果直至在第一保存单元中保存了由所有组合中的比较单元进行的比较的结果。各组合中的第二保存单元可以在第一保存单元中保存了所有组合中的比较结果之后保存比较结果，并基于其中所保存的比较结果选择一个参考电压。

当参考电压根据与预定确定值进行比较的结果而切换时，可能在参考电压中产生噪声。另外，由于供给至各AD转换单元的时钟信号中的延迟差，该噪声可能导致其他比较结果中的误差。因此，对比较结果进行保存直至在第一保存单元中保存了所有组合中的比较单元执行的比较的结果。以这种方式，可以减小这种噪声的影响。

本技术也可以实现为用于信号处理装置的信号处理方法。

另外，成像装置可以设计成包括：像素阵列，其包括布置在其中的单位像素，各单位像素包括用于对入射光执行光电转换的光电转换元件；比较单元，其用于将从像素阵列的单位像素输出的模拟信号与预定电压进行比较；选择单元，其根据由比较单元进行的模拟信号与至少一个预定确定值之间的比较的结果选择彼此不同的阶梯精度的参考电压中的一者；切换单元，其根据由选择单元进行的选择的结果切换将要供给至比较单元的参考电压；以及测量单元，其测量由比较单元进行的模拟信号与通过由切换单元执行的切换控制而被供给至比较单元的参考电压之间的比较的结果的变化时序。

另外，成像装置可以设计成包括：成像单元，其对物体进行成像；以及图像处理单元，其对通过由成像单元进行的成像而获得的图像数据进行图像处理。成像单元包括：像素阵列，其包括布置在其中的单位像素，单位像素各者包括用于对入射光进行光电转换的光电转换元件；比较单元，其用于将从像素阵列的单位像素输出的模拟信号与预定电压进行比较；选择单元，其根据由比较单元进行的模拟信号与至少一个预定确定值之间的比较的结果选择彼此不同的阶梯精度的参考电压中的一者；切换单元，其根据由选择单元进行的选择的结果切换将要供给至比较单元的参考电压；以及测量单元，其测量由比较单元进行的模拟信号与通过由切换单元执行的切换控制而被供给至比较单元的参考电压之间的比较的结果的变化时序。

也就是说，本技术可以实现为信号处理装置，或可以实现为进行与信号处理装置相同的信号处理的装置。可以通过软件实现部分或全部的控制过程。

下面将更详细地对其进行说明。

CMOS图像传感器

图5是示出了互补金属氧化物半导体(CMOS)图像传感器的典型示例结构的图。图5示出的CMOS图像传感器100是使用CMOS的成像装置。可选地，CMOS图像传感器100是处理在像素区域中获得的图像信号的信号处理装置的示例。如图5所示，CMOS图像传感器100包括像素阵列111和作为信号处理装置的示例的A/D转换单元112。CMOS图像传感器100对入射到像素阵列111上的光进行光电转换，使用A/D转换单元112对得到的模拟信号进行A/D转换，并输出对应于与入射光相对应的图像的数字数据。

在像素阵列111中，由附图中的方框表示的且包含光电转换元件的单位像素141布置成阵列(矩阵)形式。在图5中，仅示出了一些单位像素。像素阵列111中的像素数量可以为任意数量。当然，行数量和列数量也可以为任意数量。

针对像素阵列111的各列设置A/D转换单元112，并且A/D转换单元包括作为对读取自对应列的各单位像素的模拟像素信号Vx进行A/D转换的信号处理装置的示例的列A/D转换单元151。

在图5中，仅示出了对应于像素阵列111的左侧第一列的列A/D转换单元151-1、对应于左侧第二列的列A/D转换单元151-2和对应于左侧第三列的列A/D转换单元151-3。实际上，A/D转换单元112包括对应于像素阵列111中单位像素141的所有各列的列A/D转换单元151。当无需将列A/D转换单元彼此区分时，列A/D转换单元将简单地称为列A/D转换单元151。

列A/D转换单元151的数量无需与像素阵列111中的列的数量相同。例如，单个列A/D转换单元151可以对像素阵列111中的多列的像素信号Vx执行A/D转换。例如，列A/D转换单元151可以以分时方式对对应的多列的像素信号Vx执行A/D转换处理。

CMOS图像传感器100还包括A/D转换控制单元110、控制时序产生单元121、像素扫描单元122、水平扫描单元123、参考电压生成单元131以及参考电压生成单元132。

例如，控制时序产生单元121通过将时钟信号供给至A/D转换控制单元110、A/D转换单元112、像素扫描单元122、水平扫描单元123、参考电压生成单元131以及参考电压生成单元132来控制各处理单元的操作时序。

像素扫描单元122向像素阵列111中的各单位像素141供给控制信号以控制各单位像素的操作。水平扫描单元123顺序地输出从各个列A/D转换单元151供给的单位像素各行的数字数据。

A/D转换控制单元110控制各列A/D转换单元151的操作。参考电压生成单元131将参考电压Vref1供给至各列A/D转换单元151。参考电压生成单元132将不同于参考电压Vref1的参考电压Vref2供给至各列A/D转换单元151。

A/D转换单元112的各列A/D转换单元151以被控制时序产生单元121控制的时序进行操作。

各列A/D转换单元151包括切换单元161、比较单元162、选择单元163以及时序测量单元164。尽管在图5中示出了列A/D转换单元151-3的结构，但包括列A/D转换单元151-1和列A/D转换单元151-2在内的所有列A/D转换单元151具有与列A/D转换单元151-3相同的结构。

切换单元161包括设置在参考电压生成单元131和比较单元162之间的开关，该开关通过从选择单元163供给的控制信号SWR1来控制参考电压生成单元131和比较单元162的连接或参考电压生成单元131和比较单元162的断开(ON/OFF)。切换单元161还包括设置在参考电压生成单元132和比较单元162之间的开关，该开关通过从选择单元163供给的控制信号SWR2来控制参考电压生成单元132和比较单元162的连接或参考电压生成单元132和比较单元162的断开(ON/OFF)。也就是说，切换单元161将由选择单元163选择的从参考电压生成单元131供给的参考电压Vref1或从参考电压生成单元132供给的参考电压Vref2供给至比较单元162。

比较单元162将读取自单位像素141的模拟像素信号Vx的电压与从切换单元161供给的参考电压(Vref1或Vref2)进行比较。比较单元162将比较结果Vco(表示谁的电压更高)供给至选择单元163和时序测量单元164。

为了对像素信号Vx执行A/D转换，比较单元162将用于扫描预定电压宽度的参考电压与像素信号Vx的电压进行比较。为了确定像素信号Vx(第二模拟信号)的A/D转换期间的阶梯精度，比较单元162还将具有预定大小(预定确定值)的参考电压与像素信号Vx(第二模拟信号)进行比较。

以这种方式，同一比较单元162执行用于像素信号Vx的A/D转换的比较和用于确定阶梯精度的比较。因此，列A/D转换单元151可以减小参考电压范围中所需的裕度，并实现更高速度或更少功耗的A/D转换。

在A/D转换控制单元110的控制下，选择单元163选择待供给至比较单元162的参考电压。控制信号ADP和控制信号SWSQ从A/D转换控制单元110供给至选择单元163。以基于这些控制信号的值的时序，选择单元163基于从比较单元162供给的比较结果Vco来选择参考电压Vref1或参考电压Vref2。选择单元163确定控制信号SWR1和控制信号SWR2的值使得切换单元161将所选择的参考电压供给至比较单元162，并将控制信号SWR1和控制信号SWR2供给至切换单元161。

时序测量单元164包括计数器，并使用计数器测量从比较单元162中的比较开始直至比较结果Vco的值发生变化时的时间。时序测量单元164将计数值(或从比较单元162中的比较开始直至比较结果Vco的值发生变化时的时间长度)作为像素信号Vx的数字数据供给至水平扫描单元123。

时序测量单元164包括能够进行递增计数和递减计数的计数器。因此，时序测量单元164可以执行计数操作以实现第一模拟信号(偏差分量)和参考电压之间的比较的计数值与第二模拟信号(信号水平+偏差分量)和参考电压之间的比较的计数值的减法运算。也就是说，时序测量单元164可以容易地执行该减法操作。时序测量单元164还能够在数字区域中执行该减法操作。因此，能够抑制电路规模和功耗的增加。

下面，对图5中的选择单元163进行说明。图6是示出了选择单元163的典型示例结构的图。如图6所示，选择单元163包括锁存器171、AND 172、AND 173、OR 174、AND 175、AND176、OR 177，以及NOT(非)178-1至178-5。

选择单元163接收控制信号ADP、SWSQ和Φfb以及比较结果Vco，并输出控制信号SWR1和SWR2。控制信号Φfb控制将比较结果Vco的非(negation)(SWFB)锁定的时序。图6的B中示出了控制信号ADP和SWSQ与控制信号SWR1和SWR2的真值表。

在控制信号ADP为L水平的情况下，例如，如果控制信号SWSQ为L水平，则L水平作为控制信号SWR1而被输出，并且H水平作为控制信号SWR2而被输出。也就是说，选择参考电压Vref2，然后将其供给至比较单元162。如果控制信号SWSQ为H水平，则H水平作为控制信号SWR1输出，并且L水平作为控制信号SWR2输出。也就是说，选择参考电压Vref1，然后将其供给至比较单元162。

例如，在使用控制信号Φfb的脉冲由锁存器171保持比较结果Vco的非之后，在控制信号ADP为H水平的情况下，信号SWFB(比较结果Vco的非)作为控制信号SWR1输出，并且信号SWFB的非(比较结果Vco)作为控制信号SWR2输出，而与控制信号SWSQ的值无关。也就是说，在比较结果Vco为L水平的情况下，选择参考电压Vref1，然后将其供给至比较单元162。在比较结果Vco为H水平的情况下，选择参考电压Vref2，然后将其供给至比较单元162。

下面，对图5中的单位像素141进行说明。图7是示出了单位像素的典型示例结构的图。如图7所示，单位像素141包括光电二极管181、传输晶体管182、复位晶体管183、放大晶体管184以及选择晶体管185。单位像素141连接至垂直信号线186。除单位像素之外，代表负载的低电流源187也连接至垂直信号线186。

在作为光电转换元件的示例的光电二极管181处产生的光电荷凭借传输晶体管182的栅极的控制信号TRG而被传输至节点FD的寄生电容，并且进行电荷-电压转换。该电压连接至放大晶体管184的栅极，并当像素被选择晶体管185的栅极的控制信号SEL选择时，该电压作为像素信号Vx输出至垂直信号线186。另外，节点FD被复位晶体管183的栅极的控制信号RST设定至预定电压Vrst，并且表示放大晶体管184的偏差分量的像素信号Vx等能够被输出。

在以下说明中，将被控制信号RST设定至预定电压Vrst的像素信号Vx称为第一模拟信号，将具有传输的光电荷以及加在其上的信号水平的像素信号Vx称为第二模拟信号。

下面，将对比较单元162进行说明。图8是示出了比较单元162的典型示例结构的图。

当像素信号Vx和参考电压Vref之间的大小关系反转时，比较结果Vco从一侧变化至另一侧。这里，通过控制信号PAZ存储差分放大器电路的偏移误差，使得比较单元162能够更准确地比较像素信号Vx和参考电压Vref。

时序图

下面，对CMOS图像传感器100的操作和控制流程进行说明。图9是示出了在入射光亮度低或第二模拟信号的幅度小的情况下A/D转换的示例的时序图。这里，对读取自单位像素141的像素信号Vx的A/D转换处理中的各操作时序进行说明。

当在时间T0处开始从单位像素141读取像素信号Vx之后，在时间T1处开始读取第一模拟信号(偏差分量ΔV)。

在时间T2处，参考电压生成单元131开始参考电压Vref1的电压扫描。参考电压生成单元131以预定阶梯精度D1(例如，60uV/LSB)在从较大侧朝向较小侧的方向(比较方向)上对于参考电压Vref1扫描电压(或者在从较暗侧朝向较亮侧的方向上执行扫描)。该扫描一直持续至时间T4。

在从时间T0至时间T4的时段内，控制信号SWSQ设定在H水平，控制信号ADP设定在L水平，并且控制信号Φfb设定在L水平。也就是说，选择单元163选择参考电压Vref1，切换单元161将由参考电压生成单元131产生的参考电压Vref1供给至比较单元162。

在参考电压Vref1进行扫描的从时间T2至时间T4的时段内，比较单元162将像素信号Vx(第一模拟信号)与参考电压Vref1进行比较。时序测量单元164从时间T2开始使用计数器时钟进行计数。该计数一直持续至像素信号Vx(第一模拟信号)与参考电压Vref1之间的比较的比较结果Vco发生变化，或一直持续至时间T4。

该比较结果Vco可能在早于时间T4的时间T3处变化。在这种情况下，时序测量单元164在时间T3处结束计数。时序测量单元164输出该计数值作为数字输出Do1。也就是说，数字输出Do1是数字值ΔV。

在参考电压Vref1和第一模拟信号之间的比较结束之后，进行参考电压Vref2和第一模拟信号之间的比较。在时间T4处，控制信号SWSQ转换至L水平，并且通过切换单元161将由参考电压生成单元132产生的参考电压Vref2供给至比较单元162。

在待机至比较结果Vco的值发生变化之后，参考电压生成单元132在时间T5处开始参考电压Vref2的电压扫描。参考电压生成单元132以不同于阶梯精度D1的预定阶梯精度D2(例如，240uV/LSB)在从较大侧朝向较小侧的方向(比较方向)上对于参考电压Vref2扫描电压(或者在从较暗侧朝向较亮侧的方向上执行扫描)。该扫描一直持续至时间T7。

同时，比较单元162将像素信号Vx(第一模拟信号)与参考电压Vref2进行比较。时序测量单元164从时间T5开始使用计数器时钟进行计数。该计数一直持续至像素信号Vx(第一模拟信号)和参考电压Vref2之间的比较的比较结果Vco发生变化，或一直持续至时间T7。

该比较结果Vco可能在早于时间T7的时间T6处变化。在这种情况下，时序测量单元164在时间T6处结束计数。时序测量单元164输出该计数值作为数字输出Do2。也就是说，数字输出Do2为数字值ΔV。

在参考电压Vref1和Vref2与第一模拟信号之间的比较结束之后，进行参考电压与第二模拟信号之间的比较。在时间T4处，控制信号SWSQ转换至L水平，并且通过切换单元161将由参考电压生成单元132产生的参考电压Vref2供给至比较单元162。

如上所述，列A/D转换单元151顺序地以参考电压Vref1和参考电压Vref2对第一模拟信号进行A/D转换。通过参考电压的电压扫描，当像素信号Vx和参考电压Vrefx变得彼此相同时，比较结果Vco发生变化，并且对该时序进行测量使得能够获得电压值作为数字值。在时序测量中，例如，可以使用计数器电路。对计数器时钟数量进行计算，并且当比较结果Vco发生变化时停止该计数。将在比较结果Vco发生变化之前参考电压已经扫描的时间或电压宽度记录作为数字值。

将以参考电压Vref1进行的转换的结果和以参考电压Vref2进行的转换的结果分别保持在数字输出Do1和Do2中。这里所获得的数字值是第一模拟信号的值，因此，是重置像素的值或偏差分量ΔV的值。虽然Do1和Do2是通过第一模拟信号的A/D转换获得的，但是阶梯精度不同，因此数字值当然不同。

在时间T7和时间T8之间，列A/D转换单元151将参考电压Vref1设定至等于或小于相对于第二模拟信号的参考电压Vref1的最大幅度的预定确定值，并接着比较参考电压Vref1和第二模拟信号。

通过使用A/D转换中使用的比较单元162进行该比较。所获得的比较结果Vco借助控制信号Φfb的脉冲由选择单元163的锁存器171锁存，并且在时间T8处作为信号SWFB而被捕获。

基于该比较结果选择待与第二模拟信号比较的参考电压。在图9示出的实例中，第二模拟信号的幅度小，因此，将第二模拟信号与参考电压Vref1进行比较。在图9示出的实例中，通过在时间T8处的捕获，信号SWFB从L水平转换至H水平。

由于捕获了比较结果Vco，因此，控制信号ADP切换至H水平，并且基于信号SWFB选择待供给至比较单元162的参考电压。在图9示出的实例中，信号SWFB切换至H水平。因此，控制信号SWR1切换至H水平，并且控制信号SWR2切换至L水平。如上所述，选择了参考电压Vref1。

在待机至比较结果Vco的值发生变化之后，参考电压生成单元131在时间T9处开始参考电压Vref1的电压扫描。参考电压生成单元131以阶梯精度D1在从较大侧朝向较小侧的方向(比较方向)上对于参考电压Vref1扫描电压(或者在从较暗侧朝向较亮侧的方向上执行扫描)。该扫描一直持续至时间T11。

同时，比较单元162将像素信号Vx(第二模拟信号)与参考电压Vref1进行比较。时序测量单元164从时间T9开始使用计数器时钟进行计数。该计数一直持续至像素信号Vx(第二模拟信号)和参考电压Vref1之间的比较的比较结果Vco发生变化，或一直持续至时间T11。

该比较结果Vco可能在早于时间T11的时间T10处变化。在这种情况下，时序测量单元164在时间T10处结束计数。时序测量单元164输出该计数值作为数字输出Do1。

由于第二模拟信号包含偏差分量ΔV和信号分量Vsig，因此列A/D转换单元151对第二模拟信号进行A/D转换，并且从第二模拟信号的数字值中减去第一模拟信号的已经确定的数字值，使得能够获得相当于信号分量Vsig的数字值。

同时(从时间T9至时间T11)，参考电压生成单元132以阶梯精度D2在从较大侧朝向较小侧的方向(比较方向)上扫描参考电压Vref2(或者在从较暗侧朝向较亮侧的方向上执行扫描)。然而，在图9示出的情况下，第二模拟信号的幅度小。因此，在切换单元161的控制下，未将参考电压Vref2供给至比较单元162(或未与第二模拟信号进行比较)。

现在参照图10示出的时序图，对在入射光亮度高的情况下或在第二模拟信号的幅度大的情况下的A/D转换的示例进行说明。

在图10示出的情况下，以与图9示出的情况相同的方式执行第一模拟信号与参考电压之间的比较。也就是说，各个参考电压(Vref1和Vref2)顺序地与第一模拟信号进行比较。

同样以与图9示出的情况相同的方式执行第二模拟信号与设定至等于或小于相对于第二模拟信号的最大幅度的预定确定值的参考电压Vref1之间的比较。也就是说，以与图9示出的情况相同的方式执行时间T0与时间T8之间的处理。

然而，在图10示出的实例中，第二模拟信号的幅度大，因此，将第二模拟信号与参考电压Vref2进行比较。在图10示出的实例中，在时间T8之后，信号SWFB保持在L水平。

由于捕获了比较结果Vco，因此控制信号ADP切换至H水平。基于信号SWFB，控制信号SWR1切换至L水平，且控制信号SWR2切换至H水平。也就是说，如上所述地选择了参考电压Vref2。

在时间T9处，参考电压生成单元132开始参考电压Vref2的电压扫描。参考电压生成单元132以阶梯精度D2在从较大侧朝向较小侧的方向(比较方向)上相对于参考电压Vref2扫描电压(或者在从较暗侧朝向较亮侧的方向上执行扫描)。该扫描一直持续至时间T11。

同时，比较单元162将像素信号Vx(第二模拟信号)与参考电压Vref2进行比较。时序测量单元164从时间T9开始使用计数器时钟进行计数。该计数一直持续至像素信号Vx(第二模拟信号)与参考电压Vref2之间的比较的比较结果Vco发生变化，或一直持续至时间T11。

该比较结果Vco可能在早于时间T11的时间T12处变化。在这种情况下，时序测量单元164在时间T12处结束计数。时序测量单元164输出该计数值作为数字输出Do2。

通过这种处理，列A/D转换单元151从第二模拟信号的数字值中减去第一模拟信号的已经确定的数字值，使得能够获得相当于信号分量Vsig的数字值。

同时(从时间T9至时间T11)，参考电压生成单元131也以阶梯精度D1在从较大侧朝向较小侧的方向(比较方向)上扫描参考电压Vref1(或者在从较暗侧朝向较亮侧的方向上执行扫描)。然而，在图10示出的情况下，第二模拟信号的幅度大。因此，在切换单元161的控制下，未将参考电压Vref1供给至比较单元162(或未与第二模拟信号进行比较)。

如果使用可以在递增计数和递减计数之间切换的计数器作为时序测量单元164，并且在第一模拟信号和第二模拟信号的A/D转换中使用不同的计数方向，则能够同时进行偏差分量ΔV的减去运算和A/D转换。另外，在具有一个以上阶梯精度的第一模拟信号的A/D转换的结果彼此独立地保存在时序测量单元中的情况下，使用作为确定结果的SWFB的值，可以容易地进行检测以确定哪个时序测量单元应当执行第二模拟信号的所述减法运算。

如上所述，列A/D转换单元151能够抑制A/D转换误差的产生。包括列A/D转换单元151的A/D转换单元112和CMOS图像传感器100也能够抑制A/D转换误差的产生。参考电压Vref1和参考电压Vref2的扫描方向(比较方向)为任意确定的。然而，为了便于计算Vsig，优选地，各参考电压的扫描方向(比较方向)在第一模拟信号进行A/D转换的情况下与在第二模拟信号进行A/D转换的情况下是相同的。

其它时序图的示例

在图9和图10示出的上述示例中，以不同阶梯精度对第一模拟信号多次执行A/D转换。然而，在各A/D转换期间发生变化的比较结果Vco需要在下一个A/D转换开始时再次发生变化。因此，在A/D转换之间产生了稳定时间。也就是说，会产生不必要的待机时间，并且A/D转换处理时间不必要地变长(A/D转换速度变得较低)。

鉴于此，如图11和图12所示，可以交替地使用具有不同阶梯精度的参考电压Vref1和Vref2的电压扫描方向。采用这种布置，在从第一模拟信号与参考电压Vref1之间的比较的结束至第一模拟信号与参考电压Vref2之间的比较开始的时段内比较结果Vco无需发生变化。也就是说，采用这种布置，列A/D转换单元151能够抑制任何稳定时间的产生，并且可以以更高速度执行A/D转换处理。

图11是入射光亮度低或第二模拟信号的幅度小的情况下的时序图。图12是入射光亮度高或第二模拟信号的幅度大的情况下的时序图。

在这种情况下，无需变化比较结果Vco的值。因此，如图11和图12所示，可以在时间T4处开始第一模拟信号和参考电压Vref2之间的比较。也就是说，至少可以从图9和图10示出的处理中消除位于时间T4与时间T5之间的稳定时间。

如图11和图12所示，在这种情况下，参考电压生成单元132在从较小侧朝向较大侧的方向(与在参考电压Vref1的情况下的比较方向相反的比较方向)上扫描参考电压Vref2(或在从较亮侧朝向较暗侧的方向上执行扫描)。该扫描一直持续至时间T26。

该比较结果Vco可能在早于时间T26的时间T25处变化。在这种情况下，时序测量单元164在时间T25处结束计数。时序测量单元164输出该计数值作为数字输出Do2。

在图11和图12示出的情况下，具有更高阶梯精度的参考电压Vref1的预定确定值与第二模拟信号之间的比较均以与图9和图10中示出的情况相同的方式执行(从时间T26至时间T27)。

另外，第二模拟信号与被扫描的参考电压之间的比较以与图9和图10示出的情况相同的方式进行(从时间T28至时间T30)。参考电压Vref1的比较方向以及参考电压Vref2的比较方向在与第一模拟信号的比较以及与第二模拟信号的比较之间当然相同。例如，在图11示出的实例中，当与第二模拟信号进行比较时，参考电压Vref1在从较大侧朝向较小侧的方向上扫描(或在从较暗侧朝向较亮侧的方向上扫描)，并且参考电压Vref2在从较小侧朝向较大侧的方向上扫描(或在从较量侧朝向较暗侧的方向上扫描)。

在图11示出的实例中，该比较结果Vco可能在早于时间T30的时间T29处变化。在这种情况下，时序测量单元164在时间T29处结束计数。时序测量单元164输出该计数值作为数字输出Do1。如在图9示出的情况下一样，列A/D转换单元151能够容易地获得信号分量Vsig的数字值。

在图12示出的实例中，该比较结果Vco可能在早于时间T30的时间T39处变化。在这种情况下，时序测量单元164在时间T39处结束计数。时序测量单元164输出获得的计数值作为数字输出Do2。

如图12所示，在参考电压的扫描方向彼此相反的情况下，测量从参考电压扫描的开始至比较结果Vco发生变化的时间，并且对于第一模拟信号获得数字值(Vfs1-ΔV)。对于第二模拟信号，获得数字值(Vfs2-(Vsig+ΔV))。在使用递增递减计数器执行减法的情况下，最终输出为(Vfs2-Vfs1)-Vsig)。Here，Vfs1表示相对于第一模拟信号已经被扫描的参考电压的电压幅度，Vfs2表示相对于第二模拟信号已经被扫描的参考电压的电压幅度。因此，Vfs1和Vfs2均为已知值。因此，列A/D转换单元151能够容易地由这些数字值计算出Vsig。

时序图的其它示例

在图11和图12示出的实例中，在确定周期之后，比较结果Vco在对第二模拟信号执行A/D转换之前发生一次变化。这是因为用于具有比预定确定值更小(或更暗)的幅度的第二模拟信号的参考电压Vref1从较暗侧开始扫描，因此当参考电压从预定确定值变为扫描开始值时，所述参考电压超过像素信号Vx。

同样地，参考电压Vref2相对于具有比预定确定值更大(或更量)的幅度的第二模拟信号从较亮侧扫描，因此，当参考电压从预定确定值变为扫描开始值时，所述参考电压超过像素信号Vx，从而导致比较结果Vco的变化。

因此，在比较结果Vco稳定之前，列A/D转换单元151不能开始A/D转换。

鉴于此，各参考电压的比较方向(扫描方向)与图11和图12示出的情况相反。具体地，参考电压生成单元131在从较小侧朝向较大侧的方向上(或在从较亮侧朝向较暗侧的方向上)扫描具有较高阶梯精度的参考电压Vref1。参考电压生成单元132在从较大侧朝向较小侧的方向上(或在从较暗侧朝向较亮侧的方向上)扫描具有较低阶梯精度的参考电压Vref2。采用这种布置，可以防止比较结果Vco在从确定周期的结束至下一个A/D转换开始的期间内发生变化。以这种方式，列A/D转换单元151能够以甚至更高的速度进行A/D转换。

图13和图14示出了这种情况下时序图的示例。图13是在入射光亮度低或第二模拟信号的幅度小的情况下的时序图。图14是在入射光亮度高或第二模拟信号的幅度大的情况下的时序图。

如图13和图14所示，在这些情况下的参考电压Vref1和参考电压Vref2的扫描方向(比较方向)与图11和图12示出的示例相反。因此，在第二模拟信号的A/D转换期间，在确定周期(时间T27)结束之后，产生控制信号Φfb的脉冲，并且当控制信号ADP切换至H水平时可以对参考电压Vref1和参考电压Vref2进行扫描。也就是说，从该点开始，可以执行第二模拟信号与参考电压Vref1或参考电压Vref2之间的比较。因此，列A/D转换单元151能够消除图11和图12示出的时间T27与时间T28之间的稳定时间，并且可以以更高速度进行A/D转换。

在图11和图12示出的示例中，当将参考电压Vref2与第一模拟信号或第二模拟信号进行比较时，尽管以与用于参考电压Vref1的扫描方向相反的方向扫描参考电压Vref2，但是与参考电压Vref1的情况相同，时序测量单元164测量从扫描开始直至比较结果Vco发生变化的周期的长度。因此，无法直接获得相当于Vsig的任何数字值。

但是，在图13和图14示出的示例中，通过测量从当比较结果Vco发生变化时的时间直至参考电压扫描结束的时间的周期，时序测量单元164能够直接获得相当于Vsig的数字值。

在图13示出的实例中，对于参考电压Vref1与第一模拟信号之间的比较，时序测量单元164例如测量从当比较结果Vco发生变化时的时间T43直至当参考电压扫描结束时的时间T4的周期。例如，对于参考电压Vref1与第二模拟信号之间的比较，时序测量单元164测量从当比较结果Vco发生变化时的时间T48直至当参考电压扫描结束时的时间T49的周期。通过进行这种测量，时序测量单元164可以直接获得相当于Vsig的数字值。因此，当使用递增/递减计数器进行减法运算时，时序测量单元164会获得Vsig作为数字输出。时序测量单元164当然可以以与以上相同的方式针对图11和图12示出的示例中的参考电压Vref2进行计数。

选择单元的另一个示例

通过与预定确定值进行比较获得的比较结果被图6示出的选择单元163保存为SWFB，并且该比较结果用于控制切换参考电压的切换单元161。由于预定确定值由参考电压生成单元131供给，因此当比较结果Vco反映在SWFB中并且参考电压被切换时，在参考电压中产生噪声。如图5示出的CMOS图像传感器100那样多个列A/D转换单元151使用共用的参考电压的情况下，控制信号Φfb向各列A/D转换单元151的时序供给可以彼此偏移。在这种情况下，先反映出比较结果的列A/D转换单元151将噪声添加至参考电压，并且使该误差与其它的列A/D转换单元151的比较结果重叠，这导致其它的列A/D转换单元151选择错误的参考电压。

因此，如图15的A所示，选择单元163中的比较结果Vco的保持可以是具有Φfb1和Φfb2的两相操作。使用Φfb1，待反映在SWFB中的比较结果可以在所有列A/D转换单元151中被确定。使用Φfb2，可以切换参考电压。

图15是示出了选择单元的典型示例结构的图。在图15的A中，选择单元163包括锁存器171-1和锁存器171-2，用以代替图6示出的锁存器171的结构。锁存器171-1和锁存器171-2均为与图6示出的锁存器171相同的处理单元。当无需将锁存器171-1和锁存器171-2彼此区分时，将它们简称为锁存器171。锁存器171-1在被控制信号Φfb1控制的时序处保持比较结果Vco的非，并且输出保持值作为信号SWFB0。锁存器171-2在被控制信号Φfb2控制的时序处保持从锁存器171-1输出的信号SWFB0，并输出保持值作为信号SWFB。

具体地，如图15的B的时序图所示，锁存器171-1保持比较结果Vco的非，并且，在所有的列A/D转换单元151保持比较结果Vco的非之后，锁存器171-2保持比较结果Vco的被保持的非。也就是说，信号SWFB的值确定。以这种方式，CMOS图像传感器100能够抑制由某个列A/D转换单元151做出的参考电压选择对由其它的列A/D转换单元151的参考电压选择造成影响。

图16和图17示出了在采用上述的选择单元163、图7的单位像素141和图8的比较单元162的情况下由图5的CMOS图像传感器100进行的A/D转换的示例的时序图。图16是入射光亮度低或第二模拟信号的幅度小的情况下的时序图。图17是入射光亮度高或第二模拟信号的幅度大的情况下的时序图。

参考电压Vref1和参考电压Vref2的比较方向(扫描方向)与图11和图12示出的情况相同。在图17示出的实例中，如在“时序图的其它示例”部分中所述，对于参考电压Vref2，时序测量单元164测量从当比较结果Vco发生变化时的时间直至当参考电压扫描结束时的时间的周期。借此，时序测量单元164能够直接获得相当于Vsig的数字值。

CMOS图像传感器的另一个示例

应当理解，可以使用三个以上阶梯精度。图18是示出了使用三个阶梯精度的CMOS图像传感器100的一部分的典型示例结构的图。

如图18所示，在这种情况下，CMOS图像传感器100包括参考电压生成单元233以及参考电压生成单元131和参考电压生成单元132。虽然参考电压生成单元233是与参考电压生成单元131和参考电压生成单元132相同的处理单元，但是其产生以与参考电压Vref1和参考电压Vref2不同的阶梯精度D3扫描的参考电压Vref3。

在这种情况下，CMOS图像传感器100包括列A/D转换单元251，用于代替列A/D转换单元151。列A/D转换单元251基本具有与列A/D转换单元151相同的结构，并且进行与列A/D转换单元151相同的处理。然而，列A/D转换单元251分别使用三个参考电压(参考电压Vref1至Vref3)对像素信号Vx执行A/D转换。具体地，各列A/D转换单元251包括代替切换单元161的切换单元261和代替选择单元163的选择单元263。

如图18所示，切换单元261包括开关，在选择单元263的控制下，该开关将参考电压生成单元131、132和233中的一者连接至比较单元162，并将其它参考电压生成单元与比较单元162断开。也就是说，切换单元261根据从选择单元263供给的控制信号SWR1至SWR3将参考电压Vref1至Vref3中的一者供给至比较单元162。

在A/D转换控制单元110的控制下，选择单元263选择待供给至比较单元162的参考电压。控制信号ADP和控制信号SWSQ从A/D转换控制单元110供给至选择单元263。在基于这些控制信号的值的时序处，选择单元263基于从比较单元162供给的比较结果Vco选择参考电压sVref1至Vref3中的一者。选择单元263确定控制信号SWR1至SWR3的值使得切换单元261将选定的参考电压供给至比较单元162，并将控制信号SWR1至SWR3供给至切换单元261。

图19是示出了在这种情况下的A/D转换的示例的时序图。

为了简化，图19共同示出了参考电压Vref1至Vref3。在从较亮侧朝向较暗侧的方向上扫描具有最高阶梯精度的参考电压Vref1，并且在从较暗侧朝向较亮侧的方向上扫描具有最低阶梯精度的参考电压Vref3。这里，在从较亮侧朝向较暗侧的方向上设定中间参考电压Vref2，使得在第一模拟信号的A/D转换周期期间交替地使用扫描方向。

由于具有较高阶梯精度的参考电压在确定周期期间内用作预定确定值，因此使用参考电压Vref1确定参考电压Vref1与参考电压Vref2之间的边界，并且使用参考电压Vref2确定参考电压Vref2与参考电压Vref3之间的边界。在第二确定结果Vco为“0、0”的情况下，第二模拟信号处于信号范围A中，因此，使用参考电压Vref1。同样地，在“1、0”的情况下，第二模拟信号处于信号范围B中，并且使用参考电压Vref2。在“1、1”的情况下，第二模拟信号处于信号范围C中，并且使用参考电压Vref3。这里，对于第二模拟信号，各参考电压使用与用于第一模拟信号的扫描方向相同的扫描方向，并参考电压Vref1至Vref3中的一者根据所确定的信号范围而被用于第二模拟信号。如图19所示，在从确定周期的结束直至A/D转换的开始的周期期间内比较结果Vco无需发生变化，并且能够执行高速操作。

在该高速操作中，中间参考电压Vref2的扫描方向可以为任意确定的。例如，在需要在与图19中的方向相反的方向上(在从较暗侧朝向较亮侧的方向上)扫描参考电压Vref2的情况下，“Vref2→Vref1→Vref3”在第一模拟信号的A/D转换周期期间内实现交替顺序。另外，在确定周期期间内预定确定值的顺序为“Vref2→Vref1”的情况下，即使参考电压Vref2沿着(与图19中的方向)相反的方向，也能够防止比较结果Vco的变化数量的增加。

由于以上述方式以对应于像素的输出水平的阶梯精度进行A/D转换，因此，当高阶梯精度用于低输出范围时，能够以高速度、低功耗进行AD转换操作。特别地，抑制了与输出水平确定相关的任何额外电路的面积的增加，并且抑制了因由确定误差造成的参考电压的电压范围的扩大而产生的AD转换周期的延长。另外，因使用具有不同阶梯精度的两个以上参考电压而造成的AD转换之间所需的稳定周期被缩短。因此，能够以更高的速度进行操作。

2.第二实施方式

分布常数

如上在第一实施方式中所述，在CMOS图像传感器100中，参考电压Vref1和参考电压Vref2连接至列A/D转换单元151。例如，如图20所示，四列A/D转换单元151(列A/D转换单元151-1至151-4)可以被并联布置。

在这种情况下，寄生电阻Rref会被施加至从参考电压生成单元131或参考电压生成单元132延伸至各列A/D转换单元151的配线。在各个列A/D转换单元151中，诸如比较单元162-1至162-4中的对应一者的输入电容Ci等寄生电容被施加为分布常数。

在将第一模拟信号与参考电压Vref1进行比较的情况下，分布常数如图21所示。在将第一模拟信号与参考电压Vref2进行比较的情况下，分布常数如图22所示。也就是说，在这些情况下，所有列A/D转换单元151连接至参考电压Vref1或连接至参考电压Vref2。

另一方面，例如，在使用参考电压Vref1对所有第二模拟信号进行A/D转换的输出范围中，所述连接状态变成如图21所示，并且分布常数与使用参考电压Vref1对第一模拟信号进行A/D转换的情况相同。

因此，如图23所示，即使在1至4各列的参考电压Vref1中因寄生电阻和寄生电容产生诸如Vref1_1至Vref1_4的延迟偏差，在第一模拟信号的A/D转换和第二模拟信号的A/D转换期间的各个节点处的延迟(各列中在由双箭头301指示的周期期间内的延迟和由双箭头302指示的周期期间内的延迟)仍彼此相同。因此，所有A/D转换结果均为正确的，并且输出相当于Vsig的数字值。为了简化，图23未示出使用Vref2的第一模拟信号的A/D转换的周期和亮度确定周期。

这也适用于其中使用参考电压Vref2对所有第二模拟信号进行A/D转换的输出范围的情况。也就是说，在第二模拟信号的A/D转换周期期间，出现图22所示的分布常数电路。因此，各Vref2_x节点处的延迟与在第一模拟信号的AD转换周期期间的那些延迟相同，并且对信号分量Vsig进行正确的数字转换。

然而，在第二模拟信号的情况下，各列的第二模拟信号V1至V4的电压范围可能在参考电压Vref1的A/D转换范围和Vref2的A/D转换范围中共存，或者高电压和低电压相对于预定确定值共存。此时，根据各列的列A/D转换单元151中的确定结果来选择参考电压Vref1或参考电压Vref2。

例如，列1的第二模拟信号V1和列4的第二模拟信号V4具有比预定确定值更小的信号幅度，并且列2的第二模拟信号V2和列3的第二模拟信号V3具有比预定确定值更大的信号幅度。在这种情况下，针对列1和列4选择参考电压Vref1，并针对列2和列3选择参考电压Vref2。

此时，分布常数如图24所示。也就是说，在这种情况下的分布常数与图21示出的示例和图22示出的示例不同。

在关注图24示出的实例中的参考电压Vref1时，如图25所示，各列的参考电压Vref1_x的延迟在由双箭头301指示的周期与由双箭头302指示的周期之间是不同的。特别地，远离参考电压生成单元131和参考电压生成单元132布置的列4的参考电压Vref1_4具有减小的负载，因此具有较短的延迟。因此，相对于使用列1的参考电压Vref1_1获得的Vsig，该输出值具有误差ΔVd，该误差相当于使用列4的参考电压Vref1_4的延迟的减小。

实际上，列1的参考电压Vref1_1也具有比图23中的延迟更短的延迟，并且具有相对于Vsig的误差。然而，该误差小于列4的参考电压Vref1_4的误差，因此，为了简化，未在图25中示出列1的参考电压Vref1_1的误差。在图25中，也未示出在由双箭头302指示的周期期间列2的参考电压Vref1_2和列3的参考电压Vref1_3的波形，但类似列4的参考电压Vref1_4那样，更短的延迟导致时序的差别。其同样适用于关注参考电压Vref2的情况。

该误差变化取决于第二模拟信号以什么样的位置以及什么样的速度被分布并包含在分配有不同阶梯精度的电压范围内。因此，不易于在后期图像处理阶段校正该误差，并且作为噪声的误差可能会劣化图像质量。

分布常数的改善

鉴于上述情况，信号处理装置被设计成包括：比较单元，其将从单位像素输出的模拟信号与预定电压进行比较；切换单元，其根据需要对将被供给至比较单元的参考电压进行切换，将参考电压中的一者连接至比较单元，并将其它的参考电压连接至预定负载电容，这些参考电压具有彼此不同的阶梯精度；以及测量单元，其测量在由比较单元进行的模拟信号与通过由切换单元进行的切换控制供给至比较单元的参考电压之间的比较的结果中的的变化时序。

利用这种结构，在第一模拟信号的A/D转换的情况下和在第二模拟信号的A/D转换的情况下信号处理装置可以具有各列的恒定的常数分布。也就是说，在各列中，能够减小第一模拟信号的A/D转换与第二模拟信号的A/D转换之间的延迟偏差，并且能够更准确地获得信号分量Vsig作为数字值。因此，能够抑制A/D转换误差的产生。

应当注意，负载电容可以为比较单元的等效电容或近似电容。

通过使负载电容尽可能的接近比较单元的等效电容，信号处理装置能够更准确地使各列中的延迟均等化，并且更准确地获得信号分量Vsig作为数字值。

可以存在比较单元、切换单元和测量单元的一个以上组合。在各组合中，可以经由用于放大信号水平的放大器将参考电压供给至切换单元。另外，针对于各组合之中的各阶梯精度，放大器的输出可以互相连接。

设置有缓冲器，参考电压经由缓冲器供给至比较单元。利用这种结构，信号处理装置能够防止在比较单元中产生的噪声的传播。在这种情况下，也可以设置有列共用线。借此，信号处理装置能够使偏移差异在各列之间变得平滑化。在这种情况下，虽然在切换单元中存在负载电容，信号处理装置也能够更准确地获得作为数字值的信号分量Vsig。

信号处理装置可以进一步包括选择单元，其根据由比较单元进行的模拟信号与至少一个预定确定值之间的比较的结果而选择阶梯精度彼此不同的参考电压中的一者。根据由选择单元进行的选择的结果，切换单元可以控制各参考电压至比较单元或负载电容的连接。

利用这种结构，如第一实施方式所述，信号处理装置能够减小源于确定处理的比较精度(偏移误差)的参考电压范围裕度，并获得增加速度或减小功耗的效果。

另外，可以从供给有具有多个参考电压之中较高的阶梯精度的参考电压的参考电压生成单元供给预定确定值。

利用这种结构，如第一实施方式所述，信号处理装置能够进一步减小源自比较精度(偏移误差)的参考电压范围裕度。

另外，在作为由比较单元进行的比较的结果将模拟信号确定为小于预定确定值的情况下，选择单元可以选择多个参考电压之中的具有较高阶梯精度的参考电压。在模拟信号被确定为大于预定确定值的情况下，选择单元可以从多个参考电压之中选择具有较低的阶梯精度的参考电压。接着，切换单元可以将由选择单元选择的参考电压连接至比较单元，并将其它参考电压连接至负载电容。

利用这种结构，如第一实施方式所述，信号处理装置不仅能够在不需增加电路的数量的情况下供给预定确定值，而且还能够消除电压设定误差。

另外，比较单元可以将作为像素的噪声信号的第一模拟信号和作为含有像素的数据的信号的第二模拟信号与参考电压进行比较。测量单元可以计算由比较单元进行的第一模拟信号和参考电压间的比较的结果中变化的时序的测量结果与由比较单元进行的第二模拟信号和参考电压间的比较的结果中变化的时序的测量结果之间的差。

由此，如第一实施方式所述，信号处理装置能够在数字区域中进行减法处理以去除偏差分量，并且能够抑制因减法处理而造成的电路规模和功耗的增加。

另外，对于第一模拟信号，选择单元可以顺序地选择各参考电压，切换单元可以将由选择单元选择的参考电压连接至比较单元并且将另一个参考电压连接至负载电容，并且处于切换单元的控制下的比较单元可以顺序地比较第一模拟信号与各参考电压。对于第二模拟信号，选择单元可以根据由比较单元进行的第二模拟信号与至少一个预定确定值之间的比较的结果而选择一个参考电压，切换单元可以将由选择单元选择的参考电压连接至比较单元并将另一个参考电压连接至负载电容，并且处于切换单元的控制下的比较单元可以比较第二模拟信号与由选择单元选择的参考电压。测量单元可以计算在第二模拟信号和由选择单元选择的参考电压间的比较的结果中的变化的时序的测量结果与在第一模拟信号和由选择单元选择的参考电压间的比较的结果中的变化的时序的测量结果之间的差。

利用这种结构，如第一实施方式所述，能够使用任意阶梯精度对第二模拟信号(信号分量+偏差分量)进行A/D转换。

另外，信号处理装置可以进一步包括用于向切换单元供给参考电压的参考电压供给单元。

利用这种结构，如第一实施方式所述，信号处理装置能够容易地对参考电压进行扫描控制。

另外，参考电压供给单元可以将参考电压供给至比较单元以使第一模拟信号和第二模拟信号在从较低侧朝向较高侧的第一比较方向上与预定范围内的电压进行比较，或在从较高侧朝向较低侧的第二比较方向上与预定范围内的电压进行比较。切换单元可以连接由选择单元在从参考电压供给单元供给的多个参考电压中选择的参考电压，并且将其它的参考电压连接至负载电容。

利用这种结构，如第一实施方式所述，比较单元能够将第一模拟信号和第二模拟信号与预定电压范围内的参考电压进行比较。

另外，参考电压供给单元可以将参考电压供给至切换单元，使得以阶梯精度的顺序并在与前一个参考电压的比较方向相反的比较方向上将第一模拟信号与参考电压进行比较。

利用这种结构，如第一实施方式所述，信号处理装置缩短了各A/D转换所需的稳定周期，并且能够实现甚至更高的速度。

另外，参考电压供给单元可以将由选择单元选择的参考电压供给至切换单元，以使在与参考电压和第一模拟信号之间的比较的方向相同的比较方向上将第二模拟信号与参考电压进行比较。

利用这种结构，如第一实施方式所述，信号处理装置能够实现低噪声A/D转换，而不会因取决于参考电压的扫描方向而变化的非线性特性(滞后)而造成偏差分量(或第一模拟信号)的移除精度的降低。

另外，参考电压供给单元可以供给在多个参考电压之中具有最高阶梯精度的参考电压，使得在第二比较方向上进行与在上述范围内的电压的比较，并且可以供给具有最低阶梯精度的参考电压，使得在第一比较方向上进行与在上述范围内的电压的比较。

利用这种结构，如第一实施方式所述，信号处理装置能够根据由比较单元以预定电压确定的结果改变的逻辑值利用具有各种阶梯精度对第二模拟信号进行A/D转换。因此，直至比较单元在A/D转换之前变化至稳定逻辑值为止无需待机，并且信号处理装置能够实现甚至更高的速度。

本技术也能够被实现为用于信号处理装置的信号处理方法。

另外，成像装置可以被设计成包括：像素阵列，其包括布置在其中的单位像素，各单位像素包括用于对入射光进行光电转换的光电转换元件；比较单元，其用于将从像素阵列的单位像素输出的模拟信号与预定电压进行比较；切换单元，其对将被供给至比较单元的参考电压进行切换，将参考电压中的一者连接至比较单元，并将其它的参考电压连接至预定负载电容，参考电压具有彼此不同的阶梯精度；以及测量单元，其测量在由比较单元进行的模拟信号与通过由切换单元进行的切换控制而被供给至比较单元的参考电压之间的比较的结果中的变化的时序。

另外，成像装置可以被设计成包括：成像单元，其对物体进行成像；以及图像处理单元，其对通过由成像单元进行的成像而获得的图像数据进行图像处理。成像单元包括：像素阵列，其包括布置在其中的单位像素，各单位像素包括用于对入射光进行光电转换的光电转换元件；比较单元，其用于将从像素阵列的单位像素输出的模拟信号与预定电压进行比较；切换单元，其对将被供给至比较单元的参考电压进行切换，将参考电压中的一者连接至比较单元，并将其它的参考电压连接至预定负载电容，参考电压具有彼此不同的阶梯精度；以及测量单元，其测量在由比较单元进行的模拟信号与通过由切换单元进行的切换控制而被供给至比较单元的参考电压之间的比较的结果中的变化的时序。

也就是说，本技术能够被实现为信号处理装置，或能够被实现为进行与信号处理装置相同的信号处理的装置。可以通过软件实现部分或全部控制处理。

下面将更详细地对其进行说明。

切换单元的另一个示例

在图5中所示的CMOS图像传感器100中，例如，用图26中的所示的切换单元361替换切换单元161，以使在第一模拟信号的A/D转换与第二模拟信号的A/D转换之间，各列的恒定分布变得相同。

如图26所示，切换单元361包括负载电容(Cj)373以及开关371和开关372。

基于控制信号SWR1和控制信号SWR2的值，开关371将供给参考电压Vref1_x的参考电压生成单元131连接至比较单元162或负载电容373。例如，基于控制信号SWR1和控制信号SWR2的值，开关371将参考电压生成单元131连接至比较单元162，并将参考电压生成单元131与负载电容373断开。此外，例如，基于控制信号SWR1和控制信号SWR2的值，开关371将参考电压生成单元131与比较单元162断开，并将参考电压生成单元131连接至负载电容373。

基于控制信号SWR1和控制信号SWR2的值，开关372将供给参考电压Vref2_x的参考电压生成单元132连接至比较单元162或负载电容373。例如，基于控制信号SWR1和控制信号SWR2的值，开关372将参考电压生成单元132连接至比较单元162，并将参考电压生成单元132与负载电容373断开。此外，例如，基于控制信号SWR1和控制信号SWR2的值，开关372将参考电压生成单元132与比较单元162断开，并将参考电压生成单元132连接至负载电容373。

换言之，开关371和开关372选择将被连接至比较单元162和负载电容373的参考电压生成单元。也就是说，基于控制信号SWR1和控制信号SWR2的值，开关371和开关372将参考电压生成单元131和132中的一者连接至比较单元162，并将另一者连接至负载电容373。

负载电容(Cj)373被设计成等于或近似于比较单元162的输入电容Ci的值。例如，负载电容373由电容器形成。

由于切换单元361用于各列A/D转换单元151中，因此在具有不同阶梯精度的参考电压的选择共存(如图24所示的情况)的情况下，分布常数变成如图27所示。也就是说，像通过图21和图22示出的示例中的分布常数那样，能够在所有列中减小第一模拟信号的A/D转换与第二模拟信号的A/D转换之间的参考电压Vref的延迟偏差。

因此，如图28所示，在由双箭头301指示的周期和由双箭头302指示的周期之间各列的参考电压Vref1_x的延迟相同，并且能够准确地获得信号分量Vsig作为数字值。对于参考电压Vref2_x，当然能够减小延迟偏差。也就是说，能够抑制A/D转换误差的产生。

切换单元361的负载电容(Cj)373被设计成等于或近似于比较单元162的输入电容Ci的值。例如，比较单元162具有如图8所示的结构。在这种情况下，比较单元162的输入电容是由电容器Caz、晶体管M1和晶体管M2的电容形成的。

因此，例如，如图29所示，负载电容373可以由使用电容器Caz、晶体管M1和晶体管M2的等效电路形成。

可替代地，例如，如图30所示，负载电容373可以形成有这样的电路：其中，晶体管M1被具有与晶体管M1的电容近似的电容的电容器Cm1替代，且晶体管M2被具有与晶体管M2的电容近似的电容的电容器Cm2替换的电路。当然，可以使用电容器仅替换晶体管M1和M2中的一者。

另外，例如，如图31所示，负载电容373可以由具有与电容器Caz、晶体管M1和晶体管M2的电容的组合电容等效或近似的电容的单个电容器形成。

电容值的更准确的再现

图29示出的示例中的负载电容(Cj)373是再现图8示出的比较单元162的输入电容Ci的等效电路。电容器Caz消除参考电压偏移，晶体管M1初始化电容器Caz，并且晶体管M2对应于比较单元162的输入晶体管M2。

然而，在比较单元162中，输入晶体管M2随着源极电压追随栅极电压而工作。在图29示出的等效电路中，晶体管M2的源极接地，因此，其源极电压不随栅极电压的变化而变化，这导致了不同的操作区域。因此，在使用与比较单元162的输入晶体管M2相同的晶体管作为图29中的等效电路的晶体管M2的情况下，可能无法准确地再现电容值。

即使通过模拟等对电容值进行调节，并且对图29示出的晶体管M2的尺寸进行优化，但是依然难以准确地调节位于彼此不同的操作区域中的两个晶体管的栅极电容，这是因为晶体管的输入电容取决于诸如工艺变化、温度依赖性和电压变化等各种条件而发生变化。

在图30示出的示例中的负载电容373中，图29示出的晶体管M1和晶体管M2分别由具有与比较单元162的晶体管M1和输入晶体管M2的电容近似的电容的电容器替代。

另外，在图31示出的示例的负载电容373中，使用单个电容器替代比较单元162的输入电容。在使用这种电容器的情况下，也可能使用诸如金属-绝缘体-金属电容等具有与用于形成比较单元162的输入电容的元件不同结构的电容。因此，由于工艺变化、温度依赖性等的影响，更加难以准确地将等效电路的输入电容(也称为伪负载电容)的电容值调节成比较单元162的输入电容的电容值。

使用上述任意负载电容373均难以准确地再现比较单元162的输入电容(或准确地将伪负载电容的电容值调节成比较单元162的输入电容的电容值)。

更准确的等效电路

为了更准确地将伪负载电容的电容值调节至比较单元162的输入电容的电容值，将与连接至比较单元162的输入部的输入晶体管相同的晶体管(下文中将该晶体管称为伪输入晶体管)作为伪负载电容连接。在这种情况下，伪输入晶体管需要在与连接至比较单元162的输入晶体管相同的操作区域中进行操作，以便更准确地再现连接至比较单元162的输入晶体管的输入电容。

鉴于此，例如，如图32所示，将与比较单元162相同的电路(该电路也被称为伪比较单元)用作负载电容(Cj)373。伪比较单元(负载电容373)是仅再现比较单元162的输入晶体管的输入电容且实际上不进行任何比较的伪比较单元。

也就是说，为了对比较单元162的输入晶体管的操作区域与负载电容373的输入晶体管(伪输入晶体管)的操作区域进行彼此调节，伪输入晶体管和围绕伪输入晶体管的电路具有与在比较单元162的输入晶体管的情况下相同的电路构造。

用作负载电容373的伪比较单元(图32)的一个输入端子连接至开关371或开关372(或者参考电压Vref1_x或参考电压Vref2_x)，另一个输入端子连接至固定电位。伪比较单元(图32)的输出为开路(或处于开路状态)。

如上所述，由于比较单元162和负载电容373被形成为具有相同的结构，因此连接至伪负载电容的输入晶体管能够在与比较单元162的输入晶体管相同的操作区域中连续地操作。也就是说，伪负载电容(负载电容373)能够更准确地再现比较单元162的输入电容。换言之，使用图32示出的负载电容373，CMOS图像传感器100能够更有效地抑制A/D转换误差的产生。

负载电容373还可以包括偏置晶体管，该偏置晶体管供给与要被供给至比较单元162的输入晶体管的电流相同的电流值，或者供给在操作区域不发生变化的范围内近似于要被供给至比较单元162的输入晶体管的电流的电流值。

在图33示出的实例中，负载电容(Cj)373包括输入晶体管M2、将恒定电流供给至输入晶体管M2的电流源晶体管M3、消除参考电压偏移的电容器Caz以及初始化电容器Caz的开关晶体管M1。

在该实例中，经由电流源晶体管M3，将与要被供给至比较单元162(图8)的差分对的电流相同的电流值或在操作区域不发生变化的范围内近似于要被供给至比较单元162的差分对的电流的电流值供给至输入晶体管M2。借此，输入晶体管M2能够在与比较单元162的输入晶体管M2相同的操作区域中进行操作。也就是说，伪负载电容(负载电容373)能够更准确地再现比较单元162的输入电容。换言之，使用图33示出的负载电容373，CMOS图像传感器100能够更有效地减小A/D转换误差的产生。

另外，伪输入晶体管的源极可以浮动。在图34示出的实例中，负载电容(Cj)373包括输入晶体管M2、消除参考电压偏移的电容器Caz、初始化电容器Caz的开关晶体管M1、初始化输入晶体管M2的开关晶体管M4以及将输入晶体管M2连接至固定电位的开关晶体管M3。由于如图34所示晶体管M2的源极为浮动的，因此体管M2的源极电压随着栅极电压而变化。由于比较单元162(图8)的输入晶体管M2使用从电流源晶体管M3供给的电流在饱和区域中操作，因此源极电压随着栅极电压变化。如上所述，因为以与比较单元162(图8)的输入晶体管M2相同的方式操作，所以图34中的晶体管M2能够更准确地再现输入晶体管M2的输入电容。换言之，使用图34示出的负载电容373，CMOS图像传感器100能够更有效地抑制A/D转换误差的产生。

图35示出了图34示出的负载电容373的示例的控制示例。如图35的示例所示，在各水平周期的开始或在各A/D转换周期(从时间T1至时间T2的周期和从时间T3至时间T4的周期)之前(或者在时间T1之前和在时间T4之前)，将开关晶体管M1和开关晶体管M4导通(接通)，并且将开关晶体管M3断开(或切断)，使得电容器Caz和输入晶体管M2的浮动源极端子能够被初始化为固定电位。如图35的示例所示，在A/D转换周期期间，将开关晶体管M1和开关晶体管M4断开(或切断)，并且将开关晶体管M3导通(接通)，使得在操作期间输入晶体管M2的源极电压能够跟随栅极电压。因此，能够更准确地再现输入晶体管M2的输入电容。换言之，使用图35中示出的负载电容373，CMOS图像传感器100能够更有效地抑制A/D转换误差的产生。

如图32至图34中所示的示例，在负载电容373中，设置有与比较单元162的输入晶体管相同的伪输入晶体管，并且使伪输入晶体管在与比较单元162的输入晶体管相同的操作区域中进行操作，使得负载电容373能够更准确地再现比较单元162的输入电容。因此，CMOS图像传感器100能够更有效地减小A/D转换误差的产生。

电容值的调节

通过更准确地再现比较单元162的输入晶体管M2的输入电容的另一种方法，可以修正比较单元162的输入晶体管M2的输入电容与负载电容373的电容值之间的差。

在这种情况下，图36中示出的切换单元380代替切换单元161(图5)或切换单元361(图26)而被使用在图5中示出的CMOS图像传感器100中。

如图36所示，切换单元380包括电容调节单元383和电容调节单元384以及开关371、开关372和负载电容373(均在图26中示出)。

电容调节单元383连接至负载电容373，并调节(增加或降低)负载电容373的电容。电容调节单元384连接至比较单元162的一个输入端子(输入参考电压的输入端子)，并调节(增加或降低)比较单元162的输入电容。例如，电容调节单元383和电容调节单元384由CMOS图像传感器100(图5)的A/D转换控制单元110控制。也就是说，A/D转换控制单元110设定电容调节单元383和电容调节单元384的电容。例如，A/D转换控制单元110根据比较单元162的输入晶体管M2的输入电容与负载电容373的电容值之间的差的大小来设定电容调节单元383和电容调节单元384的电容。

电容调节单元

例如，电容调节单元383可以具有图37示出的结构。在图37示出的实例中，电容调节单元383包括串联连接在负载电容(Cj)373与预定固定电位之间的N(N为2以上的整数)个晶体管M1至MN。

电容调节代码Adj<1>至Adj<N>被供给至各晶体管(晶体管M1至MN)的栅极。电容调节代码Adj<1>至Adj<N>为从A/D转换控制单元110(图5)供给的控制信息并控制电容。也就是说，A/D转换控制单元110(图5)通过控制电容调节代码Adj<1>至Adj<N>的各个值来控制各晶体管的接通和切断。由此，能够调节负载电容373的电容值。

例如，在A/D转换控制单元110(图5)将Adj<1>至Adj<3>设定为Vdd时，晶体管M1至M3连接，并且相当于各晶体管的沟道和扩散层增加的电容的量起到调节值的作用。

如上所述，电容调节单元383能够使用从A/D转换控制单元110供给的数字代码来设定其自身的电容值，并且使用其自身电容值调节负载电容373的电容值。因此，能够提高对制造差异的耐性，并且负载电容373能够更准确地再现比较单元162的输入电容。因此，CMOS图像传感器100能够更有效地减小A/D转换误差的产生。

应当理解，晶体管(晶体管M1至MN)各者可以具有任意的电容。例如，所有晶体管可以具有相同的电容，一些晶体管的电容可以与其它晶体管的电容不同，或者各晶体管可以具有彼此不同的电容。

可选地，例如，电容调节单元383可以具有图38示出的结构。在图38示出的实例中，电容调节单元383包括并联连接至负载电容(Cj)373的N(N为2以上的整数)个晶体管M1至MN。

各晶体管(晶体管M1至MN)的栅极输入连接至负载电容373，并且电容调节代码Adj<1>至Adj<N>被供给至各晶体管的源极和漏极。与图37示出的情况一样，电容调节代码Adj<1>至Adj<N>是从A/D转换控制单元110(图5)供给的控制信息并控制电容。

也就是说，A/D转换控制单元110(图5)能够通过控制电容调节代码Adj<1>至Adj<N>的各个值来控制负载电容373的电容值。因此，能够提高对制造差异的耐性，并且负载电容373能够更准确地再现比较单元162的输入电容。因此，CMOS图像传感器100能够更有效地抑制A/D转换误差的产生。

应当理解，在图38示出的情况下，晶体管(晶体管M1至MN)各者还可以具有任意电容。例如，所有晶体管可以具有相同的电容，一些晶体管的电容可以与其它晶体管的电容不同，或者各晶体管可以具有彼此不同的电容。

例如，晶体管M1至MN中各晶体管的大小可以为1倍、2倍、4倍、…、2^(N-1)倍。以这种方式，能够使用N个调节代码获得2^N个电容调节解析度。在图38示出的结构的情况下，例如，使用N个调节代码获得N个电容调节解析度。

尽管以上对NMOS晶体管的示例进行了说明，但是取决于参考电压范围也可以使用PMOS晶体管。

上述图37和图38示出的示例结构可以应用至电容调节单元384。也就是说，例如，电容调节单元384可以具有图37示出的结构或图38示出的结构。

然而，在电容调节单元384的情况下，如图36所示，图37和图38示出的晶体管分别连接至比较单元162的输入端子而不是负载电容373。也就是说，通过调节其自身电容，电容调节单元384调节比较单元162的输入电容，以减小负载电容373与比较单元162的输入电容之间的差异。

简而言之，在电容调节单元383将负载电容373调节至接近比较单元162的输入电容的值的同时，电容调节单元384将比较单元162的输入电容调节至接近负载电容373的值。因此，相对而言获得相同的结果。

在电容调节单元384的情况下，与电容调节单元383的情况一样，能够增加对制造差异的耐性，并且负载电容373能够更准确地再现比较单元162的输入电容。因此，CMOS图像传感器100能够更有效地抑制A/D转换误差的产生。

电容调节单元383和电容调节单元384的结构可以进行任意设计，只要它们能够改变电容值。例如，可以使用具有可变电容的电容器代替图37和图38示出的晶体管组。

电容控制

下面，将对电容调节单元383(或电容调节单元384)的电容的控制进行说明。如上所述，电容调节单元383(或电容调节单元384)的电容是由电容调节代码控制的。为了校正制造差异等，各电容调节代码可以具有预定固定值，或者可以如上所述由A/D转换控制单元110适当地设定。

当A/D转换控制单元110设定电容调节代码时，例如，A/D转换控制单元110通过进行电容调节处理来设定电容调节代码。下面参照图39示出的流程图，对电容调节处理的示例流程进行说明。

当开始电容调节处理时，在步骤S101中，A/D转换控制单元110控制A/D转换单元112的所有列的列A/D转换单元151(图5)，并且将各列的比较单元162的一个输入(输入参考电压的输入)连接至参考电压生成单元131(参考电压Vref1侧)，以获得在供给有参考电压Vref1的状态下的黑电平。

在步骤S102中，A/D转换控制单元110控制A/D转换单元112的所有列的列A/D转换单元151(图5)，将各偶数列的比较单元162的一个输入(输入参考电压的输入)连接至参考电压生成单元131(参考电压Vref1侧)，以供给有参考电压Vref1，并将各奇数列的比较单元162的一个输入(输入参考电压的输入)连接至参考电压生成单元132(参考电压Vref2侧)，以供给有参考电压Vref2。在该状态下，获得了黑电平。

在步骤S103中，A/D转换控制单元110计算在步骤S101中获得的黑电平和在步骤S102中获得的黑电平之间的差值。

在步骤S104中，A/D转换控制单元110确定在步骤S103中获得的差值是否等于或大于预定阈值。该阈值表示负载电容373和比较单元162的输入电容之间的误差的允许范围，并且可以任意地设定。该值可以是预定值，或者是基于某些信息计算的值。

如果在步骤S104中误差值确定等于或大于阈值(或者如果确定误差(差值)是不允许的)，那么处理进入至步骤S105。

在步骤S105中，A/D转换控制单元110基于差值计算电容代码值。也就是说，根据负载电容373与比较单元162的输入电容之间的差的大小或者以为了使这样的差减小或为零的方式来计算电容代码值。

在步骤S106中，A/D转换控制单元110向电容调节单元383(或电容调节单元384)供给这样的电容代码值：该电容代码值是在步骤S105中计算的并且控制电容调节单元383(或电容调节单元384)的电容，使得负载电容373与比较单元162的输入电容之间的差减小或成为零。

在完成步骤S106中的处理之后，处理返回至步骤S101。在步骤S104中，如果确定差值小于阈值(或者如果确定误差(差值)在允许范围内)，那么不设定(更新)电容代码值，并且结束电容调节处理。

通过执行该处理，A/D转换控制单元110可以进行调节以减小比较单元162的输入电容与负载电容373之间的差异。因此，负载电容373可以更准确地再现比较单元162的输入电容。因此，CMOS图像传感器100能够更有效地抑制A/D转换误差的产生。

在以上说明中，在步骤S101中，将所有列的比较单元162连接至参考电压生成单元131(参考电压Vref1侧)。然而，在这种情况下的连接模式不局限于此。例如，可以将所有列的比较单元162连接至参考电压生成单元132(参考电压Vref2侧)。

另外，在以上说明中，在步骤S102中，将偶数列的比较单元162连接至参考电压生成单元131(Vref1侧)，并将奇数列的比较单元162连接至参考电压生成单元132(Vref2侧)。然而，在步骤S102中，各列的比较单元162的连接模式可以为任意模式，只要其与步骤S101中的比较单元162的连接模式(在上述实例中，将所有列的比较单元162连接至电压产生单元131(Vref1侧)的模式)不同即可。例如，N个比较单元162中的一者可以连接至参考电压生成单元131(Vref1侧)，并且剩余的(N-1)个比较单元162可以连接至参考电压生成单元132(Vref2侧)。

在步骤S101和S102中的黑电平获取可以在所有列中进行，或者可以仅在某些列(代表列)中进行。另外，在步骤S101和S102中的黑电平获取可以在所有行中进行，或者可以仅在某些行(代表行)(诸如在光学黑(OBP)区域中的行)中执行。

可以使用任意方法计算在步骤S101和S102中获取的黑电平。例如，可以通过任意适当计算方法对各单位像素的像素值的总量或平均值等进行计算作为黑电平。

可以以任意时序进行电容调节单元383(或电容调节单元384)的电容值的上述控制(电容调节处理(图39))。例如，可以仅在CMOS图像传感器100开始成像之前(诸如紧接着CMOS图像传感器100的启动(电源启动)之后)的时序处进行一次控制。可替代地，在成像期间可以重复地进行控制。例如，可以在各帧中进行电容调节单元383(或电容调节单元384)的电容值的控制，或每隔几帧进行这样的控制。由于电容调节处理以这种方式重复，所以能够减小因温度和电压的变化而造成的电容差异，并且CMOS图像传感器100能够更有效地抑制A/D转换误差的产生。

在针对将被处理的当前帧的电容调节处理中，可以基于已经在前一帧中进行的电容调节的结果(电容调节信息)来进行电容调节。例如，用于电容调节的黑电平可以是有关前一帧的信息。借此，能够稍后进行黑电平计算，并且能够以更高速度进行电容调节处理。

另外，可以以任意适当的时序进行电容调节处理。例如，电容调节处理可以在帧处理中最先(或在A/D转换开始之前)进行，或者可以在帧处理的最后(或在A/D转换结束之后)进行。如上所述，在成像周期(例如，A/D转换周期)以外的周期(诸如消隐周期或OPB区域等)内进行电容调节处理。因此，电容调节处理不会妨碍任何成像处理。借此，能够减小处理负载。

电容调节单元383和电容调节单元384的结构可以彼此相同，或者可以彼此不同。切换单元380可以包括电容调节单元383和电容调节单元384两者，或者可包括它们中的一者。在切换单元380包括电容调节单元383和电容调节单元384两者的情况下，A/D转换控制单元110可以为电容调节单元383和电容调节单元384均设定适当的电容代码值，并使得这两个调节单元均反映出电容代码值。因此，能够进一步增加对制造差异的耐性。

尽管图36示出了电容调节单元383和电容调节单元384，但是电容调节单元的数量可以任意地确定。例如，诸如电容调节单元383或电容调节单元384的电容调节单元可以连接至负载电容373，并且诸如电容调节单元383或the电容调节单元384的电容调节单元可以连接至比较单元162的输入。在这种情况下，所有电容调节单元可以具有相同的结构，或者一些电容调节单元的结构可以与其它的结构不同，或者各电容调节单元可以具有彼此不同的结构。连接至负载电容373的电容调节单元的数量和连接至比较单元162的输入的电容调节单元的数量可以相同，或者可以彼此不同。此外，图36示出的电容调节单元383和电容调节单元384可以被整体地形成(或者单个电容调节单元可以既连接至负载电容373又连接至比较单元162的输入)。

图36示出的切换单元380的负载电容373可以具有图32至图34示出的任意结构。如上所述，由于组合使用了应用有本技术的负载电容373和应用有本技术的电容调节单元，因此电容值得以准确地彼此调节，并且能够修正因操作条件的差异而造成的失配。因此，CMOS图像传感器100能够更有效地抑制A/D转换误差的产生。

CMOS图像传感器的另一个示例

图40是示出了CMOS图像传感器的典型示例结构的图。图40示出的CMOS图像传感器400是与CMOS图像传感器100基本相同的图像传感器，其具有与CMOS图像传感器100相同的结构，并且进行与CMOS图像传感器100相同的处理。然而，在CMOS图像传感器400中，各列A/D转换单元151包括缓冲器411，并且列A/D转换单元151通过列共用线412互相连接。CMOS图像传感器400还包括代替切换单元161的切换单元361。

缓冲器411是设置在切换单元361的输入与参考电压生成单元131和132的各信号输出线之间的放大器。也就是说，参考电压Vref经由该缓冲器411供给至切换单元361。利用这种结构，能够防止在比较单元162中产生的噪声经由参考电压影响其它的列A/D转换单元151。

列共用线412将对应于相同的参考电压的各缓冲器411的输出互相连接。借此，能够对列A/D转换单元151的缓冲器411之间的偏移差异进行平滑。

然而，由于列A/D转换单元151通过列共用线412互相连接，因此，像上述CMOS图像传感器100那样，CMOS图像传感器400可能具有因分布常数的变化而造成的参考电压延迟偏差。

因此，在各列A/D转换单元151中使用切换单元361，使得能够减小参考电压延迟偏差。也就是说，能够抑制A/D转换误差的产生。

除此之外，可以通过模拟计算电路在早于比较单元162的输入的阶段进行第一模拟信号和第二模拟信号的减法，可以将计算结果或减去偏差分量的信号分量与预定确定值进行比较，并且可以选择阶梯精度(参考电压)。以这种方式，可以通过单个A/D转换操作获得数字值。在这种情况下，依然存在如下问题：参考电压延迟取决于在相同的信号电压下其它的像素信号选择哪个阶梯精度而变化，并且得到的数字值具有误差。使用切换单元361，能够减小参考电压延迟偏差。也就是说，能够抑制A/D转换误差的产生。

时序测量单元164还能够使用任意的适当测量方法。例如，时序测量单元可以使用计数器，并可以通过使用比较单元162的输出Vco停止计数器来进行测量。时序测量单元可以使用递增/递减计数器，并且在A/D转换周期内计算第一模拟信号与第二模拟信号之间的差。时序测量单元可以在比较结果Vco的时序处将计数值存储至锁存器电路中。另外，可以使用除以上方法之外的方法，或者可以组合两种以上方法。例如，可以通过预定方法将待处理的对象划分为高位和低位，并且可以针对各个对象使用不同的方法。

由于负载电容如上所述地设置在切换单元中，因此能够更准确地再现比较单元162的输入电容，并且CMOS图像传感器400能够更有效地减少A/D转换误差的产生。

在CMOS图像传感器400的情况下，可以使用切换单元380代替切换单元361。借此，能够如上所述地调节负载电容和比较单元162的输入电容，能够增加对制造差异等的耐性，并且负载电容373能够更准确地再现比较单元162的输入电容。因此，CMOS图像传感器400能够更有效地抑制A/D转换误差的产生。

3.第三实施方式

成像设备

图41是示出了使用上述信号处理装置的成像设备的典型示例结构的框图。图41中示出的成像设备800是对物体进行成像并将物体的图像作为电信号输出的设备。

如图41所示，成像设备800包括光学单元811、CMOS传感器812、A/D转换器813、操作单元814、控制单元815、图像处理单元816、显示单元817、编解码处理单元818以及记录单元819。

光学单元811包括用于调节物体的焦点并汇聚来自焦点位置的光的透镜、用于调节曝光的光圈以及用于控制成像时序的快门等。光学单元811将来自物体的光(入射光)透射至CMOS传感器812。

CMOS传感器812对入射光进行光电转换，并将各像素的信号(像素信号)供给至A/D转换器813。

A/D转换器813以预定时序将从CMOS传感器812供给的像素信号转换至数字数据(图像数据)，并以预定时序顺序地将数字数据供给至图像处理单元816。

操作单元814形成有Jog Dial(商标名)、键、按钮、触控面板等，接收来自使用者的操作输入，并且根据该操作输入将信号供给至控制单元815。

基于对应于来自操作单元814的使用者的操作输入的信号，控制单元815控制光学单元811、CMOS传感器812、A/D转换器813、图像处理单元816、显示单元817、编解码处理单元818以及记录单元819的驱动，并使得各部件进行与成像相关的处理。

图像处理单元816对从A/D转换器813提供的图像数据进行诸如混色校正、黑电平校正、白平衡调节、去马赛克、矩阵处理、伽马校正以及YC转换等各种类型的图像处理。接着，图像处理单元816将经过图像处理的图像数据供给至显示单元817和编解码处理单元818。

例如，显示单元817被设计为液晶显示器，并且基于从图像处理单元816供给的图像数据显示物体的图像。

编解码处理单元818对从图像处理单元816供给的图像数据执行预定编码处理，并将所获得的编码数据供给至记录单元819。

记录单元819记录从编解码处理单元818供给的编码数据。记录在记录单元819中的编码数据被读取至图像处理单元816中，并根据需要被解码。接着，将通过解码处理获得的图像数据供给至显示单元817，并对相应的图像进行显示。

上述技术应用至包括具有以上结构的成像设备800的CMOS传感器812和A/D转换器813的处理单元。也就是说，在第一实施方式和第二实施方式中所述的CMOS图像传感器(诸如CMOS图像传感器100和CMOS图像传感器400等)中的一者被用作包括CMOS传感器812和A/D转换器813的处理单元。因此，包括CMOS传感器812和A/D转换器813的处理单元能够抑制A/D转换误差的产生。因此，成像设备800能够通过对物体进行成像而获得具有较高图像质量的图像。

应用了本技术的成像设备不一定具有上述结构，并且可以具有其它结构。例如，成像设备不仅可以是数码相机或录影机，还可以是诸如便携式电话设备、智能电话、平板型设备或个人计算机等具有成像功能的信息处理设备。可选地，成像设备可以是安装在另一个信息处理设备上使用(或作为内置装置安装于另一个信息处理设备)的相机模块。

4.第四实施方式

计算机

上述一系列处理(诸如在以上各实施方式中说明的A/D转换控制处理(例如，施加各种类型控制信号的处理))可以由硬件执行或者可以由软件执行。

例如，在图5示出的CMOS图像传感器100中，可通过软件来执行由A/D转换控制单元110进行的供给各种类型控制信号的处理。当然，例如，软件可以用于图32示出的示例中，并且软件的使用不局限于图5示出的示例。另外，软件可以用于除了由A/D转换控制单元110执行的处理之外的任何处理，诸如由参考电压生成单元131或参考电压生成单元132等进行的供给参考电压的处理等。

当通过软件执行一系列处理时，将构成软件的程序安装在计算机中。这里，例如，计算机可以是装在专用硬件中的计算机，或者可以是可以由于安装在其中的各种类型的软件而能够执行各种类型功能的通用个人计算机。

图42是示出了根据程序执行上述一系列处理的计算机的硬件的示例构造的框图。

在图42示出的计算机900中，中央处理器(CPU)901、只读存储器(ROM)902以及随机存取存储器(RAM)903通过总线904彼此连接。

输入/输出接口910也连接至总线904。输入单元911、输出单元912、存储单元913、通信单元914以及驱动器915连接至输入/输出接口910。

输入单元911形成有键盘、鼠标、话筒、触控面板、输入端子等。输出单元912形成有显示器、扬声器、输出端子等。存储单元913形成有硬盘、RAM盘、非易失性存储器等。通信单元914形成有网络接口等。驱动器915驱动诸如磁盘、光盘、磁光盘或半导体存储器等的可移除媒介921。

在具有上述结构的计算机中，CPU 901经由输入/输出接口910和总线904将存储在存储单元913中的程序下载至RAM 903中，并执行程序，使得可以进行上述一系列处理。RAM903也根据需要存储CPU 901执行各种处理所需的数据。

例如，将由计算机(CPU 901)执行的程序可以记录在作为封装媒介的可移除媒介921上以进行应用。可以替代地，可以经由诸如局域网、因特网或数字卫星广播等有线或无线传输媒介来提供程序。

在计算机中，当可移除媒介921安装在驱动器915上时，程序能够经由输入/输出接口910被安装至存储单元913。也可以经由有线或无线传输媒介通过通信单元914接收程序，并将该程序安装在存储单元913中。可以替代地，程序可以预先安装在ROM 902或存储单元913中。

待由计算机执行的程序可以是按照本说明书中说明的顺序以时间次序来执行处理的程序，或者可以是并列地执行处理或当需要时(诸如进行调用时)执行处理的程序。

在本说明书中，用于说明将被记录在记录媒介中的程序的步骤包括并列地执行或独立地执行的处理(如果不需要以时间次序执行)，以及按照本文中说明的顺序以时间次序执行的处理。

在本说明书中，系统是指部件(装置、模块(部分)等)的集合，并且无需将所有部件设置在相同的壳体中。鉴于此，容纳在不同壳体中并经由网络彼此连接的装置形成系统，并且具有容纳在一个壳体中的模块的一个装置也是系统。

另外，作为一个装置(或一个处理单元)的上述任意结构可以被分为两个以上装置(或处理单元)。相反地，作为两个以上装置(或处理单元)的上述任意结构可以组合成一个装置(或处理单元)。另外，当然能够将除了上述那些部件之外的部件增加至任意装置(或处理单元)的结构。另外，装置(或处理单元)的某些部件可以被装入另一装置(或处理单元)的结构中，只要该系统的结构和功能作为整体实质上相同。

虽然参照附图对本发明的优选实施方式进行了说明，但是本发明的技术范围不局限于这些示例。本发明的技术领域的普通技术人员显然可以在本文所要求的技术精神的范围内进行各种变化或变形，并且也应当理解，这些变化或变形在本发明的技术范围内。

例如，本技术能够在云计算结构中实施，在所述云计算结构中，多个装置经由网络共享一个功能，并且通过彼此协作的装置进行处理。

参照上述流程图说明的各步骤能够由一个装置执行或者可以在多个装置之间共享。

在一个步骤包括一个以上处理的情况下，包括在该步骤中的处理可以由一个装置执行或者可以在装置之间共享。

本技术也可以采用如下形式。

(1)一种信号处理装置，其包括：

比较单元，所述比较单元被构造成将从单位像素输出的模拟信号与预定电压进行比较；

切换单元，所述切换单元被构造成根据需要对将被供给至所述比较单元的参考电压进行切换，并且将所述参考电压中的一者连接至所述比较单元，将其它的所述参考电压连接至预定负载电容，所述参考电压具有彼此不同的阶梯精度；以及

测量单元，所述测量单元被构造成测量在由所述比较单元进行的所述模拟信号与通过由所述切换单元进行的切换控制而被供给至所述比较单元的所述参考电压之间的比较的结果中的变化的时序。

(2)根据(1)和(3)至(17)中任意的信号处理装置，其中，所述负载电容是所述比较单元的等效电容和近似电容中的一者。

(3)根据(1)、(2)和(4)至(17)中任意的信号处理装置，还包括：

作为所述负载电容的伪比较单元，所述伪比较单元具有与所述比较单元相同的结构，所述伪比较单元的一个输入连接至固定电位，所述伪比较单元的输出处于开路状态，

其中，所述切换单元将未连接至所述比较单元的其它的所述参考电压连接至所述伪比较单元的另一个输入。

(4)根据(1)至(3)以及(5)至(17)中任意的信号处理装置，还包括：

作为所述负载电容的电路，所述电路包括：输入晶体管，其被构造为在与所述比较单元的输入晶体管相同的操作区域中操作；电流源晶体管，其被构造为将恒定电流供给至所述输入晶体管；电容器，其被构造用于消除参考电压偏移；以及开关晶体管，其被构造用于初始化所述电容器，

其中，所述切换单元将未连接至所述比较单元的其它的所述参考电压连接至所述电路的所述电容器。

(5)根据(1)至(4)以及(6)至(17)中任意的信号处理装置，还包括：

作为所述负载电容的电路，所述电路包括：输入晶体管，其被构造为在与所述比较单元的输入晶体管相同的操作区域中操作；电容器，其被构造用于消除参考电压偏移；第一开关晶体管，其被构造用于初始化所述电容器；第二开关晶体管，其被构造用于初始化所述输入晶体管；以及第三开关晶体管，其被构造用于将所述输入晶体管连接至固定电位，

其中，所述切换单元将未连接至所述比较单元的其它的所述参考电压连接至所述电路的所述电容器。

(6)根据(1)至(5)以及(7)至(17)中任意的信号处理装置，还包括：

连接至所述负载电容的第一电容调节单元，其被构造用于调节所述负载电容；以及

控制单元，其用于控制所述第一电容调节单元的电容。

(7)根据(1)至(6)以及(8)至(17)中任意的信号处理装置，其中，

所述第一电容调节单元形成有串联连接在所述负载电容与固定电位之间的多个晶体管，并且

所述控制单元通过将控制信号输入至各个所述晶体管的栅极来获得所需的电容值。

(8)根据(1)至(7)以及(9)至(17)中任意的信号处理装置，其中，

所述第一电容调节单元形成有彼此并联连接的多个晶体管，

各个所述晶体管的栅极连接至所述负载电容，并且

所述控制单元通过将控制信号输入至各个所述晶体管的源极和漏极来获得所需的电容值。

(9)根据(1)至(8)以及(10)至(17)中任意的信号处理装置，其中，

所述第一电容调节单元形成有具有可变电容的电容器，并且

所述控制单元通过将控制信号输入至所述电容器的控制端子来获得所需的电容值。

(10)根据(1)至(9)以及(11)至(17)中任意的信号处理装置，还包括：

第二电容调节单元，其连接至所述比较单元的输入并且调节所述比较单元的电容，

其中，所述控制单元还控制所述第二电容调节单元的电容。

(11)根据(1)至(10)以及(12)至(17)中任意的信号处理装置，其中，

所述第二电容调节单元形成有串联连接在所述比较单元的输入与固定电位之间的多个晶体管，并且

所述控制单元通过将控制信号输入至各个所述晶体管的栅极来获得所需的电容值。

(12)根据(1)至(11)以及(13)至(17)中任意的信号处理装置，其中，

所述第二电容调节单元形成有彼此并联连接的多个晶体管，

各个所述晶体管的栅极连接至所述比较单元的输入，并且

所述控制单元通过将控制信号输入至各个所述晶体管的源极和漏极来获得所需的电容值。

(13)根据(1)至(12)以及(14)至(17)中任意的信号处理装置，其中，

所述第二电容调节单元形成有具有可变电容的电容器，并且

所述控制单元通过将控制信号输入至所述电容器的控制端子来获得所需的电容值。

(14)根据(1)至(13)以及(15)至(17)中任意的信号处理装置，其中，所述控制单元在帧的最初或最后控制所述电容。

(15)根据(1)至(14)以及(16)至(17)中任意的信号处理装置，其中，所述控制单元基于先前处理过的帧的电容调节信息来控制所述电容。

(16)根据(1)至(15)以及(17)中任意的信号处理装置，其中，所述控制单元每隔几帧对电容进行控制。

(17)根据(1)至(16)中任意的信号处理装置，其中，所述控制单元按照当各个所述参考电压被输入至所述比较单元时的黑电平中的差异的大小来控制所述电容。

(18)一种信号处理方法，其包括：

使用比较单元将从单位像素输出的模拟信号与预定电压进行比较；

根据需要对将被供给至所述比较单元的参考电压进行切换，且将所述参考电压中的一者连接至所述比较单元，将其它的所述参考电压连接至预定负载电容，所述参考电压具有彼此不同的阶梯精度；并且

测量在由所述比较单元进行的所述模拟信号与供给至所述比较单元的所述参考电压之间的比较的结果中的变化的时序。

(19)一种成像装置，其包括：

像素阵列，所述像素阵列包括布置在所述像素阵列中的单位像素，各个所述单位像素包括被构造用来对入射光进行光电转换的光电转换元件；

比较单元，所述比较单元被构造用来将从所述像素阵列的所述单位像素输出的模拟信号与预定电压进行比较；

切换单元，所述切换单元被构造成根据需要对将被供给至所述比较单元的参考电压进行切换，并且将所述参考电压中的一者连接至所述比较单元，将其它的所述参考电压连接至预定负载电容，所述参考电压具有彼此不同的阶梯精度；以及

测量单元，所述测量单元被构造成测量在由所述比较单元进行的所述模拟信号与通过由所述切换单元进行的切换控制而被供给至所述比较单元的所述参考电压之间的比较的结果中的变化的时序。

(20)一种成像设备，其包括：

成像单元，所述成像单元被构造用于对物体进行成像；以及

图像处理单元，所述图像处理单元被构造用于对通过由所述成像单元进行的成像而获得的图像数据进行图像处理，

所述成像单元包括：

像素阵列，所述像素阵列包括布置在所述像素阵列中的单位像素，各个所述单位像素包括被构造用来对入射光进行光电转换的光电转换元件；

比较单元，所述比较单元被构造用来将从所述像素阵列的所述单位像素输出的模拟信号与预定电压进行比较；

切换单元，所述切换单元被构造成根据需要对将被供给至所述比较单元的参考电压进行切换，并且将所述参考电压中的一者连接至所述比较单元，将其它的所述参考电压连接至预定负载电容，所述参考电压具有彼此不同的阶梯精度；以及

测量单元，所述测量单元被构造成测量在由所述比较单元进行的所述模拟信号与通过由所述切换单元进行的切换控制而被供给至所述比较单元的所述参考电压之间的比较的结果中的变化的时序。

符号说明

100 CMOS图像传感器

111 像素阵列

112 A/D转换单元

110 A/D转换控制单元

121 控制时序产生单元

122 像素扫描单元

123 水平扫描单元

131、132 参考电压生成单元

141 单位像素

151 列A/D转换单元

161 切换单元

162 比较单元

163 选择单元

164 时序测量单元

171 锁存器

181 光电二极管

233 参考电压生成单元

251 列A/D转换单元

261 切换单元

263 选择单元

361 切换单元

373 负载电容

380 切换单元

383 电容调节单元

384 电容调节单元

400 CMOS图像传感器

411 缓冲器

412 列共用线

800 成像设备

812 CMOS传感器

Claims (20)

1.一种信号处理装置，其包括：

比较单元，所述比较单元被构造成将从单位像素输出的模拟信号与预定电压进行比较；

切换单元，所述切换单元被构造成根据需要对将被供给至所述比较单元的参考电压进行切换，并且将所述参考电压中的一者连接至所述比较单元，将其它的所述参考电压连接至预定负载电容，所述参考电压具有彼此不同的阶梯精度；以及

测量单元，所述测量单元被构造成测量在由所述比较单元进行的所述模拟信号与通过由所述切换单元进行的切换控制而被供给至所述比较单元的所述参考电压之间的比较的结果中的变化的时序。

2.根据权利要求1所述的信号处理装置，其中，所述负载电容是所述比较单元的等效电容和近似电容中的一者。

3.根据权利要求1所述的信号处理装置，还包括：

作为所述负载电容的伪比较单元，所述伪比较单元具有与所述比较单元相同的结构，所述伪比较单元的一个输入连接至固定电位，所述伪比较单元的输出处于开路状态，

其中，所述切换单元将未连接至所述比较单元的其它的所述参考电压连接至所述伪比较单元的另一个输入。

4.根据权利要求1所述的信号处理装置，还包括：

作为所述负载电容的电路，所述电路包括：输入晶体管，其被构造为在与所述比较单元的输入晶体管相同的操作区域中操作；电流源晶体管，其被构造为将恒定电流供给至所述输入晶体管；电容器，其被构造用于消除参考电压偏移；以及开关晶体管，其被构造用于初始化所述电容器，

其中，所述切换单元将未连接至所述比较单元的其它的所述参考电压连接至所述电路的所述电容器。

5.根据权利要求1所述的信号处理装置，还包括：

作为所述负载电容的电路，所述电路包括：输入晶体管，其被构造为在与所述比较单元的输入晶体管相同的操作区域中操作；电容器，其被构造用于消除参考电压偏移；第一开关晶体管，其被构造用于初始化所述电容器；第二开关晶体管，其被构造用于初始化所述输入晶体管；以及第三开关晶体管，其被构造用于将所述输入晶体管连接至固定电位，

其中，所述切换单元将未连接至所述比较单元的其它的所述参考电压连接至所述电路的所述电容器。

6.根据权利要求1所述的信号处理装置，还包括：

第一电容调节单元，其被构造用于调节所述负载电容，所述第一电容调节单元连接至所述负载电容；以及

控制单元，其被构造用于控制所述第一电容调节单元的电容。

7.根据权利要求6所述的信号处理装置，其中，

所述第一电容调节单元形成有串联连接在所述负载电容与固定电位之间的多个晶体管，并且所述控制单元通过将控制信号输入至各个所述晶体管的栅极来获得所需的电容值。

8.根据权利要求6所述的信号处理装置，其中，

所述第一电容调节单元形成有彼此并联连接的多个晶体管，

各个所述晶体管的栅极连接至所述负载电容，并且

所述控制单元通过将控制信号输入至各个所述晶体管的源极和漏极来获得所需的电容值。

9.根据权利要求6所述的信号处理装置，其中，

所述第一电容调节单元形成有具有可变电容的电容器，并且

所述控制单元通过将控制信号输入至所述电容器的控制端子来获得所需的电容值。

10.根据权利要求6所述的信号处理装置，还包括：

第二电容调节单元，其被构造用于调节所述比较单元的电容，所述第二电容调节单元连接至所述比较单元的输入，

其中，所述控制单元还控制所述第二电容调节单元的电容。

11.根据权利要求10所述的信号处理装置，其中，

所述第二电容调节单元形成有串联连接在所述比较单元的输入与固定电位之间的多个晶体管，并且

所述控制单元通过将控制信号输入至各个所述晶体管的栅极来获得所需的电容值。

12.根据权利要求10所述的信号处理装置，其中，

所述第二电容调节单元形成有彼此并联连接的多个晶体管，

各个所述晶体管的栅极连接至所述比较单元的输入，并且

所述控制单元通过将控制信号输入至各个所述晶体管的源极和漏极来获得所需的电容值。

13.根据权利要求10所述的信号处理装置，其中，

所述第二电容调节单元形成有具有可变电容的电容器，并且

所述控制单元通过将控制信号输入至所述电容器的控制端子来获得所需的电容值。

14.根据权利要求6所述的信号处理装置，其中，所述控制单元在帧的最初或最后控制所述电容。

15.根据权利要求6所述的信号处理装置，其中，所述控制单元基于先前处理过的帧的电容调节信息来控制所述电容。

16.根据权利要求6所述的信号处理装置，其中，所述控制单元每隔几帧对电容进行控制。

17.根据权利要求6所述的信号处理装置，其中，所述控制单元按照当各个所述参考电压被输入至所述比较单元时的黑电平中的差异的大小来控制所述电容。

18.一种信号处理方法，其包括：

使用比较单元将从单位像素输出的模拟信号与预定电压进行比较；

根据需要对将被供给至所述比较单元的参考电压进行切换，且将所述参考电压中的一者连接至所述比较单元，将其它的所述参考电压连接至预定负载电容，所述参考电压具有彼此不同的阶梯精度；并且

测量在由所述比较单元进行的所述模拟信号与供给至所述比较单元的所述参考电压之间的比较的结果中的变化的时序。

19.一种成像装置，其包括：

像素阵列，所述像素阵列包括布置在所述像素阵列中的单位像素，各个所述单位像素包括被构造用来对入射光进行光电转换的光电转换元件；

比较单元，所述比较单元被构造用来将从所述像素阵列的所述单位像素输出的模拟信号与预定电压进行比较；

切换单元，所述切换单元被构造成根据需要对将被供给至所述比较单元的参考电压进行切换，并且将所述参考电压中的一者连接至所述比较单元，将其它的所述参考电压连接至预定负载电容，所述参考电压具有彼此不同的阶梯精度；以及

测量单元，所述测量单元被构造成测量在由所述比较单元进行的所述模拟信号与通过由所述切换单元进行的切换控制而被供给至所述比较单元的所述参考电压之间的比较的结果中的变化的时序。

20.一种成像设备，其包括：

成像单元，所述成像单元被构造用于对物体进行成像；以及

图像处理单元，所述图像处理单元被构造用于对通过由所述成像单元进行的成像而获得的图像数据进行图像处理，

所述成像单元包括：

像素阵列，所述像素阵列包括布置在所述像素阵列中的单位像素，各个所述单位像素包括被构造用来对入射光进行光电转换的光电转换元件；

比较单元，所述比较单元被构造用来将从所述像素阵列的所述单位像素输出的模拟信号与预定电压进行比较；

切换单元，所述切换单元被构造成根据需要对将被供给至所述比较单元的参考电压进行切换，并且将所述参考电压中的一者连接至所述比较单元，将其它的所述参考电压连接至预定负载电容，所述参考电压具有彼此不同的阶梯精度；以及

测量单元，所述测量单元被构造成测量在由所述比较单元进行的所述模拟信号与通过由所述切换单元进行的切换控制而被供给至所述比较单元的所述参考电压之间的比较的结果中的变化的时序。