TW200935716A - Motor control device and control method thereof - Google Patents

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TW200935716A TW097143886A TW97143886A TW200935716A TW 200935716 A TW200935716 A TW 200935716A TW 097143886 A TW097143886 A TW 097143886A TW 97143886 A TW97143886 A TW 97143886A TW 200935716 A TW200935716 A TW 200935716A
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Shinya Morimoto
Mamoru Takaki
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Yaskawa Denki Seisakusho Kk
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Description

200935716 九、發明說明 【發明所屬之技術領域】 本發明，係有關於在電動機的電壓飽和時進行弱磁場 控制之電動機控制裝置。 【先前技術】 - 電動機係對應於速度而增加感應電壓，針對電源電壓 0 指令飽和的話就沒辦法產生轉矩、速度就上不去，但是以 減少d軸電流指令的方式就可以產生轉矩，可以擴大速度 控制範圍。於感應電動機的情況，在通常範圍內係當作遵 照磁束指令的d軸電流，當到達電壓飽和時降下d軸電流 。在永久磁鐵表面貼附式同步電動機（SPMSM )方面， 通常是把d軸電流當作0，在電壓飽和範圍下流動有負的 d軸電流。在永久磁鐵埋入式同步電動機（IPMSM )方面 ，在通常範圍爲了高效率運轉是流動有負的d軸電流，但 〇 是在電壓飽和範圍更是加算上負的電流。 在此，說明有關弱磁場控制的原理。在感應電動機或 繞線激磁式同步電動機方面，是可以利用激磁電流指令來 ' 控制磁束。另一方面，在永久磁鐵同步電動機（SPMSM * 、IPMSM)方面，是無法直接控制激磁磁束，但是流動有 負的d軸電流，利用了來自d軸電氣子反作用的去磁效應 是可以使d軸方向的磁束減少，弱磁場控制遂爲可能。嚴 格來說並不是控制磁場的緣故，故也有稱之爲弱磁束控制 200935716 以下係以同步電動機爲例來說明之。把同步電動機以 dq座標系來表示之電壓電流方程式係如下所示。 R+ pLd + ⑴ 其中， · ρ :微分運算子 ©
Id、Iq : d、q軸電流 Vd、Vq: d、q軸電壓 ω:電動機的電角度速度 R :電氣子阻抗 Ld 、 Lq : d 、 q軸電感 Φ :電氣子交鏈磁通 又，轉矩係如以下的式子所述。 ❹ Γ = Ρ{φ/,+(^-^)7(ί/?} (2) 此外，Κτ:轉矩常數、ρ:極偶數 由式（1)，全交鏈磁通Φ〇所致之感應電壓VQ’係把R + pLx的項做爲〇’遂爲下式。 γ〇 = ΰϋΦΰ = ^(LdId + φ)2 + (L/^)2 (3) 200935716 因此，感應電壓與dq軸電流的關係爲： (ν,+Φ)2 + (ν,)2;Φ>(^) - (4) 在式（4)中迴轉速ω爲一定的話，在左邊第1項id * > — 〇/Ld的範圍下把^在負的方向上增大絕對値的話 ❹ 是可以瞭解到使感應電壓降下這一點的。 另一方面，由3相 PWM換流器（inverter )(把 PWM產生部+功率變換電路稱之爲PWM換流器）的輸出 是有其界限的。把功率變換電路的DC母線電壓當作VDC 的話，各個相的輸出爲正弦波的情況下，超過可輸出正弦 波的最大値之最大電壓（±VDC/2)的話，超過部分的電壓 是出不來的。另一方面，於輸出電壓重疊輸出頻率的3次 高諧波成分的話，可以使VDC與相間電壓的最大値一致， ® 亦即，電壓實行値成爲以下的式子時成爲可以不偏斜地輸 出最大的電壓。 vms (5) 把使正弦波的最大値與最大電壓一致時調變率當作1 的話，重疊3次高諧波成分之情況下的調變率成爲2/ ( ，3 )。由此調變率係把電壓使用在實效値的情況下， 200935716 以以下的方式來求得。
此外，利用加上過調變補正的方式，直至全部的相成爲 ON或是OFF之6步進（step)爲止，輸出遂爲可能，此 時的調變率爲約1.27 (= 4/ π )。演算弱磁場控制之際 Ο 的最大電壓係根據這些値來決定。 以往的弱磁場控制，係把式（4)的感應電壓V〇設定 成最大値VQmax，經由解出與式（2)的聯立方程式，來決 定Id、Iq。此外，V〇max，係可以由最大電壓Vmax減掉最 大電流Imax時的阻抗損失RImax後來求得。又，利用微電 腦來進行控制的情況下，由CPU負載率的關係即時解出 聯立方程式是有困難的緣故，預先去對應速度與轉矩來計 算出式（2)、式（4)的聯立方程式的解來表格化，於控 〇 制演算時經由速度與轉矩從表格來決定Id、Iq (例如，參 閱非專利文獻1 )。 但是，在該方法下，有著於電動機常數設定値與實際 ' 相異的情況下沒辦法正確地限制電壓之問題點的緣故，在 ’ 一般的電動機控制裝置中，經由比較Vi與已設定的最大 電壓Vmax後施以I控制或是pI控制來補正d軸電流指令 ’以使輸出電壓一致於最大電壓的方式來進行控制。將這 些以式子來表示成如式（7)。 -8 - 200935716
⑺ 此外，Κρ :比例增益、K!:積分增益 在此，所謂的把右邊的電壓誤差以速度來進行除運算 (1/ ω )，也由式（4)瞭解到，是爲了把電壓變換到磁 ' 束的次元。d軸電流與磁束變化係爲比例關係的緣故，以 〇 如此的方式是可以不管迴轉數地把控制響應控制在一定（ 例如，參閱非專利文獻2 )。 或者是，由最大電壓Vmax與d軸電壓指令V«T，求得 ，也有著經由取得這些與q軸電壓指令的差來進行PI控 制，以補正d軸電流指令的方法（例如，參閱專利文獻1 )° 又，做爲不使用電壓指令的方法，是有著：在電力轉 換手段設有檢測電壓飽和的手段來判斷是否達到電壓飽和 ，經由檢測出電壓飽和時積分負的固定値、未檢測出的情 況下積分正的固定値，來補正d軸電流指令的方法（例如 ，參閱專利文獻2)。 又，電力變換器的輸出電壓已飽和的情況下，是有著 :以q軸電壓指令値與電流檢測的偏差，來演算是爲控制 的基準軸與電動機的基準軸的偏差之相位誤差的指令値， 200935716 使用該相位誤差的指令値來修正電力變換器的輸出電壓指 令値，實現了高精密度、高響應的轉矩控制之方法（例如 ，參閱專利文獻3 )。 [非專利文獻1]武田洋次、松井信行、森本茂雄、 本田幸夫著「埋入磁鐵式同步電動機的設計與控制」Ohm 出版社，平成13年10月25日，p.26-27 [非專利文獻 2] Bon-Ho Bae、Nitin Patel、Steven Schulz 、 Seung-Ki Sul 著「New Field Weakening Technique for High Saliency Interior Permanent Magnet Motor」、2003 IEEE Industry Application Conference、 2003年10月13日 [專利文獻1]日本特開2006-254572號專利公報（第 6-7頁、圖1 ) [專利文獻2]日本特開2003-209996號專利公報（第 4-6頁、圖1) [專利文獻3]日本特開2007-252052號專利公報（第 4-7頁、圖1 ) 【發明內容】 [發明欲解決之課題] 以往的電動機控制裝置的弱磁場控制，係預先設定最 大電壓，因爲以使電壓指令一致於該些的方式來補正d軸 電流指令的緣故，電池等的功率變換電路的DC母線電壓 VDC爲變動的情況下，PWM換流器可輸出的最大電壓與 200935716 所設定的最大電壓相異，有著無法充 亦即，針對已設定之最大電壓，DC ί 話電壓飽和後變得無法產生轉矩遂速 VDC比所想定的電壓還要高的話也無 地成爲流動有電流的緣故，有著效率 ' 根據與最大電壓的偏差來演算的緣故 - 壓係有必要比PWM換流器的可輸出 φ 使沒有DC母線電壓的變動，電壓利 率不好的問題點。 又，在檢測電壓飽和的方法上， 電壓變動而變化弱磁場控制的響應性 又，在於電壓飽和時使用相位誤 控制的切換是爲必要，複雜的處理遂 用永久磁鐵表面貼附式同步電動機 轉矩的電動機做爲前提的緣故，有著 Q 機方面的適用是爲困難的問題點。 本發明係有鑑於該些問題點，其 在功率變換電路的DC母線電壓變動 ' 最大電壓來進行運轉且高效率化的電 • 控制方法。 [解決課題之手段] 爲了解決上述問題，本發明，係 請求項1所記載的發明，係一種 分發揮功能的情況。 S線電壓vDC降下的 度上不去，相反地， 關於電壓是否有餘裕 不好的問題點。又， ，進行設定的最大電 最大電壓還要低，即 用率也不好，有著效 有著因迴轉數或電源 的問題點。 差指令値的方法上， 成必然，因爲把不利 (SPMSM )等的磁阻 對於利用磁阻的電動 目的在於提供有即使 的情況下，於常態以 動機控制裝置及其之 由下述所構成。 電動機控制裝置，係 -11 - 200935716 具備了 ：在以電動機的磁束方向爲基準所設定出的dq座 標系上根據轉矩指令來演算d軸電流指令以及q軸電流指 令之電流指令演算部，和把電動機電流檢測値變換到dq 座標系來演算d軸電流値和q軸電流値之dq變換部，和 以前述d軸電流値以及q軸電流値一致於前述d軸電流指 令以及前述q軸電流指令的方式來演算dq軸電壓指令之 - 電流控制部，和根據前述dq軸電壓指令與功率變換電路 - 的DC母線電壓來求得第1調變波指令之調變波指令演算 @ 部，和根據第2調變波指令與PWM載波訊號來產生PWM 模式之PWM產生部；其特徵爲具備了 ：限制前述第1調 變波指令來產生前述第2調變波指令之調變波指令限制部 ，和由前述第1調變波指令與前述調變波指令限制部的限 制値來求得調變率飽和度之調變率飽和度演算部，和根據 前述調變率飽和度來補正前述d軸電流指令値之弱磁場控 制部。。 請求項2所記載的發明，係在請求項1所記載的電動 〇 機控制裝置中，前述第1調變波指令係做爲各個電動機輸 出相的調變波指令，前述調變波指令限制部係把電動機輸 出相之調變波的最大値與最小値做爲限制値，把前述第1 — 調變波指令限制在前述最大値與前述最小値之間來求得各 個電動機輸出相的第2調變波指令，前述調變率飽和度演 算部，係合成由前述第1調變波指令與前述調變波指令限 制部的限制値所得到的每個電動機輸出相的調變波差分値 ，來求得調變率飽和度。 -12- 200935716 請求項3所記載的發明，係在請求項1所記載的電動 機控制裝置中，前述第1調變波指令，係做爲由前述dq 軸電壓指令與前述DC母線電壓所求出的第1調變率指令 、與由前述dq軸電壓指令與表示電動機磁束方向的相位 所求出的輸出相位；前述調變波指令限制部係把前述調變 波指令以任意設定出的調變率限制値來進行限制以求得第 2調變率指令，根據前述第2調變率指令與前述輸出相位 來求得各個電動機輸出相之第2調變波指令；前述調變率 飽和度演算部係根據前述第1調變率指令與前述調變率限 制値的差分値來求得調變率飽和度。 請求項4所記載的發明，係在請求項1所記載的電動 機控制裝置中，前述第1調變波指令，係做爲由前述dq 軸電壓指令與前述DC母線電壓所求出的第1調變率指令 、與dq軸成分的調變波指令；前述調變波指令限制部係 把前述調變波指令以任意設定出的調變率限制値來進行限 制以求得第2調變率指令’根據前述第2調變率指令與前 述dq軸成分的調變波指令來求得各個電動機輸出相之第 2調變波指令；前述調變率飽和度演算部係根據前述第1 調變率指令與前述調變率限制値的差分値來求得調變率飽 和度。 請求項5所記載的發明，係在請求項3、4所記載的 電動機控制裝置中’前述調變波指令限制部’係以使前述 第2調變率指令一致於實際輸出的調變率的方式把過調變 補正加到前述第1調變波指令或是即述桌2調變率指令來 -13- 200935716 求得第2調變波指令。 請求項6所記載的發明，係在請求項1所記載的電動 機控制裝置中，前述弱磁場控制部，係經由根據前述調變 率飽和度來進行PI控制演算或是I控制演算來求得d軸 電流補正量，補正前述d軸電流指令。 請求項7所記載的發明，係在請求項1所記載的電動 機控制裝置中，根據經由弱磁場控制部所補正的d軸電流 指令値、與電動機控制裝置可輸出之最大電流値，以不超 過前述最大電流値的方式來限制前述q軸電流指令。 請求項8所記載的發明，係在請求項1所記載的電動 機控制裝置中，具備有從前述第1調變波指令與前述第2 調變波指令與前述DC母線電壓來求得dq座標系之dq軸 電壓偏差量之dq軸電壓偏差演算部，電流控制部係根據 前述dq軸電壓偏差量來停止積分或是補正積分値。 請求項9所記載的發明，係一種電動機控制裝置之控 制方法，具備有：由轉矩指令來演算dq軸電流指令之電 流指令演算部，和把電動機電流檢測値座標變換成dq軸 電流値之座標變換部，和以使前述dq軸電流値一致於前 述dq軸電流指令的方式來演算dq軸電壓指令之電流控制 部，和由前述dq軸電壓指令與功率變換電路的DC母線 電壓來演算第1調變波指令之調變波指令演算部’和根據 第2調變波指令產生PWM模式之PWM產生部；其特徵 爲具備了：根據前述轉矩指令來演算前述dq軸電流指令 之步驟，和由前述電動機電流檢測値來演算前述dq軸電 -14- 200935716 流値之步驟，和以使前述dq軸電流値與前述dq軸電流指 令一致的方式來演算前述dq軸電壓指令之步驟，和根據 前述dq軸電壓指令與前述功率變換電路的DC母線電壓 來演算前述第1調變波指令之步驟，和根據前述第1調變 波指令與任意設定的調變波限制値來演算前述第2調變波 ^ 指令之步驟，和根據前述第2調變波指令來產生前述 . PWM模式之步驟，和根據前述PWM模式來驅動前述功率 0 變換電路之步驟’和由前述調變波限制値與前述第1調變 波指令來求得調變率飽和度之步驟，和根據前述調變率飽 和度來補正d軸電流指令値之步驟。 請求項1 〇所記載的發明，係在請求項9所記載的電 動機控制裝置之控制方法中’前述第1調變波指令係做爲 各個電動機輸出相的調變波指令，前述調變波指令限制値 係做爲前述電動機輸出相之調變波的最大値與最小値，把 前述第1調變波指令限制在前述最大値與前述最小値之間 Q 來求得各個電動機輸出相的第2調變波指令，合成前述各 個電動機輸出相的前述第1調變波指令與前述調變波限制 値的差分値後求得調變率飽和度，根據前述調變率飽和度 - 來補正d軸電流指令。 - 請求項1 1所記載的發明，係在請求項9所記載的電 動機控制裝置之控制方法中，前述第1調變波指令，係做 爲由前述dq軸電壓指令與前述DC母線電壓所求出的第1 調變率指令、與由前述dq軸電壓指令與表示電動機磁束 方向的相位所求出的輸出相位；把前述調變波指令以任意 -15- 200935716 設定出的調變率限制値來進行限制以求得第2調變率指令 ，根據前述第2調變率指令與前述輸出相位來求得名 動機輸出相之第2調變波指令；根據前述第1調變率指令 與前述調變率限制値的差分値來求得調變率飽和度° 請求項12所記載的發明，係在請求項9所記載的電 動機控制裝置之控制方法中，前述第1調變波指令’係做 爲由前述dq軸電壓指令與前述DC母線電壓所求出的第1 調變率指令、與dq軸成分的調變波指令，把前述第1調 變波指令以任意設定出的調變率限制値來進行限制以求得： 第2調變率指令，根據前述第2調變率指令與前述dq軸 成分的調變波指令來求得各個電動機輸出相之第2調變波 指令，根據前述第1調變率指令與前述調變率限制値的差 分値來求得調變率飽和度。 請求項1 3所記載的發明，係在請求項1 1、1 2所記載 的電動機控制裝置之控制方法中，以使前述第2調變率指 令一致於實際輸出的調變率的方式把過調變補正加到前述 第1調變波指令或是前述第2調變率指令以求得第2調變 波指令。 請求項14所記載的發明，係在請求項9所記載的電 動機控制裝置之控制方法中，經由根據調變率飽和度來進 行PI控制演算或是I控制演算來求得d軸電流補正量， 補正d軸電流指令。 請求項1 5所記載的發明，係在請求項9所記載的電 動機控制裝置之控制方法中，根據基於d軸電流補正量所 -16- 200935716 補正的d軸電流指令、與電動機控制裝置可輸出之最大電 流値’以不超過最大電流値的方式來限制前述q軸電流指 令。 請求項16所記載的發明，係在請求項9所記載的電 動機控制裝置之控制方法中，從第1調變波指令與第2調 • 變波指令與DC母線電壓來求得dq座標系之dq軸電壓偏 - 差量’電流控制部係根據dq軸電壓偏差量來停止積分或 ❹ 是補正積分値。 [發明之效果] 若由請求項1所記載的發明的話，因爲對應進行輸出 的調變波的限制的狀態來補正d軸電流的緣故，可以於電 壓飽和時常態地以可輸出最大電壓來適切地弱磁場控制， 可以提供最佳化d軸電流來高效率運轉之電動機控制裝置 〇 Q 又，若由請求項2所記載的發明的話，利用搭載在一 般的電動機控制裝置上的各個電動機輸出相的調變波指令 的限制功能來求得調變率飽和度的緣故，可以容易地裝到 • 現有的系統上。 - 又，若由請求項3所記載的發明的話，因爲比較調變 率指令與調變率的限制値的緣故，可以提供減輕運算負載 之弱磁場控制功能。 又，若由請求項4所記載的發明的話，因爲比較調變 率指令與調變率的限制値，可以不進行相位演算地來演算 -17- 200935716 第2調變波指令的緣故，可以提供減輕運算負載之弱磁場 控制功能。 又’若_由請求項5所記載的發明的話，針對請求項3 或請求項4所記載的發明，在過調變的範圍下可以使調變 率指令與實際的調變率一致，可以改善弱磁場控制的響應 性。 又’若由請求項6所記載的發明的話，以對弱磁場控 _ 制進行I或PI演算的方式來可以確實地控制磁束。 _ 又’若由請求項7所記載的發明的話，因爲電流沒有 超過最大電流的緣故，可以對應DC母線電壓的變動來適 切地限制電流，可以防止主電路的發熱所致的破壞。 又，若由請求項8所記載的發明的話，因爲在電壓飽 禾口時不做多餘的積分動作，可以適切地算出調變率飽和度 〇 又，若由請求項9至16所記載的發明的話，因爲根 據調變波指令與其限制値的差分來補正d軸電流的緣故， ◎ 可以在常態下一邊維持可輸出最大電壓一邊進行適切的弱 磁場控制，提供有在改善電壓利用率並以比以往更少的激 磁弱電流來高效率地運轉電動機之電動機控制裝置的控制 _ 方法。 -【實施方式】 以下，有關本發明的實施形態，參閱圖面說明之。 -18- 200935716 [實施例1] 圖1’係表示把本發明的電動機控制裝置適用在3相 永久磁鐵內藏式同步電動機（IPMSM )之情況的實施例之 控制方塊圖。 d軸電流指令演算部1係輸入轉矩指令τ*，對應電動 ^ 機的特性來演算最適當的d軸電流指令1/。q軸電流指 • 令演算部2’係輸入轉矩指令圹與d軸電流指令id*，來 φ 演算q軸電流指令1/。利用d軸電流指令演算部與q軸 電流指令演算部來構成電流指令演算部。電流控制部3， 係輸入dq軸電流指令與dq軸電流檢測値，以使dq軸電 流檢測値一致於d q軸電流指令的方式來求得電壓指令。 電流控制，一般來說，係利用dq軸之個別的pI控制與電 壓FF補償來構成。電壓FF補償，係依從式（1 )由速度 或電流等，主要是去演算求出dq軸的干涉項與反電動勢 電壓’以將這些加法運算到電流控制輸出的方式來得到 φ dq軸電壓指令（V/、V/ )。調變波指令演算部5，係由 dq軸電壓指令與功率變換電路的DC母線電壓來求出設定 在調變率以及PWM之各個相的第1調變波指令。調變波 - 指令限制部1 3 ’係把調變波指令限制在實際可輸出的範 . 圍後輸出到P W Μ產生部6。於以往的例子中雖未揭示到 ，但是調變波指令的限制，係由以往來做一般的處理。又 ，在調變波指令演算部5或是調變波指令限制部1 3 ,也 有著進行功率變換電路的切換元件或飛輪二極體的電壓損 失部分的補償以及因PWM的截止時間所致的電壓誤差的 -19- 200935716 補償等的情況。 PWM產生部6，係依照已設定的調變波指令來產生功 率變換電路部7的切換元件的切換指令；功率變換電路部 7，係經由切換把DC電壓變換成交流後供給電力到電動 機8。dq變換部9，係經由電流檢測値1 〇所檢測出的各 個相電流値（例如iu、iv )，藉由利用位置檢測部1 1所 檢測出的電動機磁極位置0與dq軸變換公式，來變換成 d q軸電流値（I d #、I / )。 調變率飽和度演算部1 4，係由利用調變波指令演算 部5所求出的第1調變波指令與使用在調變波指令限制部 1 3的調變波限制値，來演算調變率飽和度Δ Μ。弱磁場控 制部4，係利用調變率飽和度△ Μ來求得d軸電流指令的 補正量△ Id。本發明與先前技術相異的部分，係在於加入 了調變率飽和度演算部14，做爲弱磁場控制部4的輸入 訊號，輸入了調變率飽和度。 以下，詳細說明有關各個方塊。 d軸電流指令演算部1，係具有例如針對轉矩指令電流爲 最小，亦即演算銅損變爲最小的或者是甚至考慮到 鐵損以使效率變爲最大的方式來進行演算等的方法。在於 把銅損最小化的方法方面，針對電流値把使轉矩變爲最大 的相位令爲/3，把dq軸電流做爲下式： -/:. sin 声 A. 200935716 如此，把這些代入到式（2 )後把兩邊以Ia*來進行偏微分 ，來求出如以下的式子所示之銅損變爲最小的相位沒。 α〇) . 在此，利用在其乘算來求取Id*。此外，在該方法 ❹ ，事先求出與轉矩的關係是有必要的。之所以在控制 中演算式（10)或轉矩與電流之關係，係因爲對CPU的 負載會變高，因此亦有使用近似式，或是參閱已事先計算 出的表格，來圖求縮短演算時間的方法。尙且，在 SPMSM’ 因爲 Ld^^Lq，故 I d = 0。 q軸電流指令演算部2，係輸入把經由上述所得到的 d軸電流指令Ι<Γ與經由弱磁場控制部丨〇所得到的d軸電 流補正量△ Id來進行加法運算後的d軸電流指令I/’，根 Q 據式（2)的轉矩特性式進行以下的運算來求得q軸電流 指令値I q #。
T (11) 調變波指令演算部5，由dq軸電壓指令來進行對調 變率的變換。變換方法，係在可以輸出不令正弦波的調變 指令歪斜（正弦波的最大値與DC母線電壓的最大値〜致 )的情況的調變率定義爲1之情況下，如式（6 )所示地 -21 - 200935716 ，求得電壓向量的大小Vi，使用功率變換電路的DC母線 電壓檢測値VDC，利用下式： M，Vrh (12) 來求出。PWM的脈衝的振幅與VDC相依的關係，電動機 -
控制裝置所可能產生的電壓係藉由VDC來變化這一點是可 Q 以理解的。 在一般的電動機控制裝置方面，有著設定規定的電壓 ，令電壓指令以與規定電壓的比來表現的情況。例如在 200V等級的電動機控制裝置方面，以200V當作基準來演 算電壓指令。在此電源輸入爲照規定那樣的情況下，因爲 電壓指令與調變率爲一致的緣故，變得沒有必要去計算調 變率，具有可以簡單化演算的優點。但是，電源電壓變動 的話，變成電壓指令與實際輸出的電壓相異，電流控制的 © 響應與設定相異，利用使用電壓指令的電動機狀態推定器 等之類的用途，例如在無速度感測控制等方面’正確地進 行推定是變得困難。爲此’期望有從DC®線電壓來求得 ’ 調變率。令規定電壓基準的dq軸電壓指令爲Vd %、Vq %、 ' 規定電壓爲Vrate的話’用以下的方式來計算調變率。 MW普I ⑽ -22- 200935716 所求出的調變率，係限制在實際上可輸出的範圍內， 有關於進行限劁方面是有著幾種方法。首先，有關在求出 3相的調變波指令後’限制PWM載波訊號的最大與最小 値的方法，使用圖2說明之。 在圖1的調變波指令演算部，如圖2所示地，於求出 調變率指令Μϊ與電壓相位後，求出UVW之3相的調變波 指令（Mu、Mv、Mw )。做爲變換到3相的調變波指令（ Mu、Mv、Mw )的方法，有三角波比較PWM方式或空間 向量方式。在三角波比較方式的情況下，令磁極位置爲0 、電壓相位爲0v，例如用以下的方式來求出。
= θ +
Mu = Μ Λ cos ^〇~ ~ c〇s 30o
A/= {cos(0o. + 了) ——cos 30。 04) C〇s3 的項爲3次高諧波的項，經由把這些加進去 ，變成可以最大限度地利用電源電壓。重疊3次高諧波的 方法或是重疊的波形、以及變換到3相的方式方面，也有 著其他各式各樣的方式。 求出3相的指令後，把這些以成爲在PWM載波訊號 的最大與最小値之間的方式利用調變波指令限制部1 3來 -23- 200935716 限制後，求得調變波指令（PWMu、PWMV、PWMw )。做 爲向量來表現的話，如圖2所示地，變成限制在6角形的 內側。針對1個相，限制値j係存在有最大與最小之2種類 的限制値。在調變率飽和度演算部1 4，於比較限制値與 調變波指令之際，雖未圖示，但會選擇最接近的限制値來 求得（△ Mu、△ Mv、△ Mw > 。經由將這些以向量合成部 21來進行向量合成後，求出調變率飽和度ΔΜ。向量合成 係例如下列所述。首先，利用3相2相變換公式進行變換 成2相後，經由演算2乘冪平方根來求得。 V-i 1 ' Γδλ/„1 ΔΑ ΔΑ _ 2 ^3 2 amf Kkjf L 2 . 2 _ ΔΜ =^ΔΜ®4- 弱磁場控制部4方面，輸入調變率飽和度ΔΜ來求得 d軸電流指令的補正量Δ。。於圖3表示弱磁場控制部4 之方塊圖。把濾波器33連貫到調變率飽和度AM後利用 除運算器32以迴轉速度ω來進行除運算，於該結果利用 ΡΙ控制部3 1來施以ΡΙ控制演算後求得d軸電流補正量 △ Id。限制器3 4係僅補正弱化磁場的方向的緣故，d軸電 流補正量變成正的値的時候以0來進行限制。濾波器3 3 ’係在調變率變大、過調變範圍（輸出的調變率爲2/ ( /3)以上）或者是以6步進（step)(輸出的調變率爲 約4/ 7T )來進行運轉的情況下，用以除去包含到調變波 -24- 200935716 的高頻成分者，例如使用一次延遲濾波器。若除去濾波器 33以及限制器34的話，圖3的控制演算係變成如下所示 ⑽ 〇 ❹ 在此，Kp、Ki係各個比例積分增益，S係拉普拉斯運 算子。 以如此的方式，可以於常態一邊以最大的調變率來輸 出一邊適切地進行弱磁場控制，其結果弱磁場電流△ Id比 以往還要小而受到抑制，改善了效率。 尙且，弱磁場控制係利用調整電動機的電流來控制電 壓者，因此響應特性係由電壓與電流的關係來求得。爲此 ，在式（1 6 )因爲使用了調變率，有著利用DC母線電壓 的變動來改變響應的情況。於該影響爲大的情況下，使用 DC母線電壓VDC，來修正PI控制增益。增益爲把規定電 壓Vrate決定爲基準的話，如以下的方式來進行修正。 Vpc KP =KF- (17) 這些即爲等價把調變率變換到電壓的單位。經由如此 修正增益的方式，可以實現不受到電源電壓的變動的影響 -25- 200935716 之響應特性。 [實施例2] 一
圖4係表示第2實施例之調變波指令演算部5與調變 波指令限制部13與調變率飽和度演算部的方塊圖。調變 波指令演算部5之由dq軸電壓指令來求出調變率Μι與輸 出相位這一點，是與在實施例1所說明的圖2同樣的 。不同的是，把調變率指令M!與輸出相位0。做爲第1調 變波指令，在調變波指令限制部1 3方面，利用調變率限 制部4 1來把調變率指令Μι限制在調變率限制値Mumit後 求得第2調變率指令，使用第2調變率指令Μ，ι與輸 出相位0 〇以3相變換部42進行與例如式（1 4 )同樣之如 下的方式來求出3相的第2調變波指令。 Μ, cos(^ 2π ~3
Mw - A/^|cos(^c + (IS)
求得調變波的方法，係如在實施例i所說明般地’也 有其他各式各樣的方法，使用哪種方法也沒關係這一點是 同樣的。 調變率飽和度演算部14，係由第1調變率指令値 與調變率限制値Mlimit的差分値，來求得調變率飽和度Δ Μ。與實施例1相比較，簡單化了調變率飽和度的演算’ -26- 200935716 具有減少包含到過調變範圍（調變率超過2/ (，3 )的 範圍）之調變率飽和度之歪斜成分之效果。 [實施例3] 圖5係表示第3實施例之調變波指令演算部5與調變 波指令限制部13與調變率飽和度演算部的方塊圖。調變 波指令演算部5，係由dq軸電壓指令求出調變率，把 dq軸電壓指令與調變率當作第1調變波指令。在調變 波指令限制部13，把調變率以調變率限制値Mliinit來 做限制後求出，以dq調變波指令演算部51，由 與dq軸電壓指令，把dq軸之調變波指令Md、Mq以如下 的方式來求出。
(19)
在式（19) ，V!係使用與演算Μ!之際所求出的相同 的緣故，故可以簡略演算之。dq軸之調變波指令（Md、 Mq)變換成電動機輸出相之調變波指令（Mu、Mv、Mw) 方面係如下所示。 'Μυ COS^ -sin0 'Ud Μν Mw. = cos(<?-2贫/3) cos(^+ 2^r/3) -siii(^-2^/3) - siri(^ 十 2江/3) -27- (20) 200935716 M w當作M w = - Μ u - Μ v，亦得到同樣的結果。但是， 在該方式下成爲正弦波輸出的緣故，諷變率超過1的話輸 出電壓會歪掉》做爲補正這些的方式，提案有成爲空間向 量方式之輸出之補正方法、或是以3相的最大値或最小値 不會超過各個相的輸出的限制値的方式把同樣的値加法運 算到各個相等等的方式，經由使用這些方法，可以直至調 變率2/ (，3 )都不歪斜地進行輸出。 本實施例與實施例2比較的話，因爲沒有必要進行 taiT1的演算，可以縮短演算時間。 [實施例4] 圖6係表示第4實施例之調變波指令限制部1 3的方 塊圖。圖6的方塊圖’係於圖4的方塊圖之調變波指令限 制部上加上過調變補正部6 1。 把調變率與實際的調變率的關係表示於圖7。於圖7 中，表示有7a爲調變率指令理想値、7b爲DPWM調變方 式的情況’ 7c爲SVPWM調變方式的情況，7d爲SPWM 調變方式的情況之關係。利用調變方式，調變率指令 與實際的調變率M〇的關係是爲相異，在spwM調變方式 7d下調變率指令爲1以上’在DPWM調變方式7b、 SVPWM調變方式7c下爲2/ (，3 )以上的範圍下，調 變率變大的話實際的調變率會變小。該現象係輸出歪斜掉 的原因所產生出來的。在追樣的情況下，調變率飽和度變 -28- 200935716 得過大’產生了弱磁場控制部4的響 把調變率指令與實際的調變 般化的話，表示成如下。 Μα = G(M9 定義式（21)之G()的反函數 • 變率指令時： 經由補正調變率指令可以使調變 調變率Μα —致。又，亦可藉由把反 使演算簡單化。 做爲其它的方法，也有針對3相 運算偏置（offset)的方法。把偏置 ϋ 關係當作G2 (): Μ'υ 二 M u . M 'r - M'v + sign(Mw)-02(Mj) 由此，可以使調變率指令與實際 也同樣地可以把偏置量予以表格化， 但是，在進行這些過調變補正的 値是一定要限制在4/ π以下。 由此，調變率指令與實際所輸出 -29- 應變差的問題點。 率的關係予以— (21) G'1 ()，於輸入調 (22) 率指令Μ、與實際的 函數予以表格化，而 的調變波指令來加法 値與調變率調整量的 (23) 的調變波一致。這裡 而使濟箅簡單化。 ，丨青況不的調變率限制 的調變率一致，無損 200935716 於弱磁場控制部4的響應地，適切的弱磁場控制遂爲可能 [實施例5] 於圖8表示實施例5之控制方塊圖。圖8係針對圖1 的構成，相對於q軸電流指令演算部2的輸出，追加有使 用電流限制値Imax與d軸電流指令I/’來限制的q軸電流 指令限制部81。使用在電動機控制裝置之功率變換電路 元件等的發熱的緣故，通常於電流設有限制。在進行弱磁 場控制的情況下，電壓是由d軸電流所決定，把這些當作 基本來限制q軸電流是有必要的。限制値係經由以下的式 子來求得後，可以把dq軸電流的合成電流限制爲電流限 制値Imax。 (24) Ο 由此，使得限制產生的轉矩，可以確實地防止因電流超過 所導致的電路破壞等。 [實施例6] 於圖9表示實施例6的電壓偏差量演算部之控制方塊 圖。圖9係把電壓偏差量演算部追加到圖2的實施例之例 。利用減運算器92求出第1調變波指令（Mu、Mv、Mw )與限制後的第2調變波指令（PWMu、PWMV、PWMw ) -30- 200935716 的差分値，將這些利用dq軸電壓變換部91來求出dq軸 電壓指令偏差量（Δν/、Δν^1*)。在dq軸電壓變換部 9 1，使用DC母線電壓Vdc把調變波的差分値變換到電壓 的差分値，將這些利用磁極位置0來做dq變換，求出dq 軸電壓指令偏差量（△ V/、△ V/) »在圖9使用3相的 調變波指令，也由圖4或圖5之調變率指令Mi與限制後 - 的調變率指令的差分値以及磁極位置0同樣地，可以 φ 求出dq軸電壓偏差量。 在調變波指令限制部1 3中，第1調變波指令變成限 制値以下的情況下，第1調變波指令與第2調變波指令爲 相同的緣故，dq軸電壓偏差量遂爲0，在第1調變波指令 超過限制値的情況下，得到了 dq軸之指令電壓的超過量 〇 dq軸電壓偏差量不爲0的情況下，單純地停止積分 動作的話，可以防止多餘的積分動作。又，經由於dq軸 Q 電壓偏差量乘上增益後反轉符號並輸入到電流控制部3的 積分器的方式，可以更有效果地防止多餘的積分動作。這 些手法是被稱呼爲抗飽和控制，因爲具有可以防止從飽和 ' 狀態在已被開放時因多餘的積分所產生的過衝（overshoot • )的效果，這些其他多少也有提案到。將這些適用在圖1 或圖9的弱磁場控制方塊圖的情況下，因爲可以防止dq 軸電壓指令變得過大，由dq軸電壓指令所得到的第1調 變波指令也不會變得過大’其結果’可以改善弱磁場控制 的響應。 -31 - 200935716 [實施例7] 圖10係表示本發明的電動機控制裝置之控制方法之 流程圖。在步驟ST1，根據轉矩指令來演算d軸電流指令 ;在步驟ST2，根據調變率飽和度來補正d軸電流；在步 驟ST3 ’根據轉矩指令與d軸電流指令來演算q軸電流指 - 令。接著’在步驟ST4，由電動機電流檢測値來演算dq 軸電流値；在步驟ST5，以使dq軸電流値與dq軸電流指 於 令一致的方式來演算dq軸電壓指令；在步驟ST6，根據 dq軸電壓指令與功率變換電路的DC母線電壓來演算第1 調變波指令。接著，在步驟ST7，以已設定的限制値來限 制第1調變波指令後演算第2調變波指令；在步驟ST8， 由第1調變波指令與限制値的差分値來演算調變率飽和度 ;在步驟ST9，根據第2調變波指令來生成PWM模式；
在步驟ST10，根據PWM模式來驅動功率變換電路。各個 步驟的順序並不依此爲限。 Q
[產業上的可利用性] 在實施例中表示出永久磁鐵內藏式同步電動機（ t IPMSM)的例子，但在永久磁鐵表面貼附式同步電動機（ - SPMSM )方面也僅有轉矩與電流指令的關係爲相異的緣 故，經由直接適用，與以往相比較後可以抑制因輸出電壓 飽和時的弱磁場控制所致的電流，可以高效率地運轉。又 ，做爲進行向量控制的感應電動機的磁束控制，藉由適用 -32- 200935716 本方式來控制激磁電流，改善了電壓利用率，也有著得到 比以往還要來得大的轉矩之效果。 【圖式簡單說明】 [圖1]表示本發明之第1實施例之控制方塊圖。 [圖2]表示本發明之第1實施例之調變波指令演算部 與調變波指令限制部與調變率飽和度演算部之控制方塊圖 0 〇 [圖3]表示本發明之第1實施例之弱磁場控制部之控 制方塊圖。 [圖4]表示第2實施例之調變波指令演算部與調變波 指令限制部與調變率飽和度演算部之控制方塊圖。 [圖5]表示第3實施例之調變波指令演算部與調變波 指令限制部與調變率飽和度演算部之控制方塊圖。 [圖6]表示第4實施例之調變波指令限制部之控制方 ❹ 塊圖。 [圖7]表示調變率指令與實際的調變率的關係的圖。 [圖8]表示第5實施例之控制方塊圖。 • [圖9]表示第6實施例之dq軸電壓偏差演算部之控制 . 方塊圖。 [圖10]表示本發明的控制方法之流程圖。 【主要元件符號說明】 l:d軸電流指令演算部 -33- 200935716 2 : q軸電流指令演算部 3 :電流控制部 4 :弱磁場控制部 5 :調變波指令演算部 6 : PWM產生部 7 :功率變換電路部 8 :電動機 9 : dq變換部 1 〇 :電流檢測部 1 1 :位置檢測部 1 2 :速度檢測部 1 3 :調變波指令限制部 1 4 :調變率飽和度演算部 1 5 :弱磁場控制部 2 1 :向量合成部 3 1 : PI控制部 32 :除運算器 3 3 :濾波器 34 :限制器 4 1 :調變率限制部 42 : 3相變換部 51 : dq調變波指令演算部 6 1 :過調變補正部 7 a :調變率指令理想値 -34- 200935716 7b: DPWM調變方式 7c : SVPWM調變方式 7d : SPWM調變方式 8 1 : q軸電流限制部 91 : dq軸電壓變換部 92 :減運算器
-35

Claims (1)

  1. 200935716 十、申請專利範圍 1· 一種電動機控制裝置，係具備了：在以電動機的 磁束方向爲基準所設定出的dq座標系上根據轉矩指令來 演算d軸電流指令以及q軸電流指令之電流指令演算部’ 和把電動機電流檢測値變換到dq座標系來演算d軸電流 値和q軸電流値之dq變換部，和以前述d軸電流値以及 q軸電流値一致於前述d軸電流指令以及前述q軸電流指 令的方式來演算dq軸電壓指令之電流控制部，和根據前 述dq軸電壓指令與功率變換電路的DC母線電壓來求得 第1調變波指令之調變波指令演算部，和根據第2調變波 指令與PWM載波訊號來產生PWM模式之PWM產生部； 其特徵爲具備了： 限制前述第1調變波指令來產生前述第2調變波指令 之調變波指令限制部，和 由前述第1調變波指令與前述調變波指令限制部的限 制値來求得調變率飽和度之調變率飽和度演算部，和 根據前述調變率飽和度來補正前述d軸電流指令値之 弱磁場控制部。 2.如申請專利範圍第1項所記載之電動機控制裝置 ，其中： 前述第1調變波指令係做爲各個電動機輸出相的調變 波指令，前述調變波指令限制部係把電動機輸出相之調變 波的最大値與最小値做爲限制値，把前述第1調變波指令 限制在前述最大値與前述最小値之間來求得各個電動機輸 -36- 200935716 出相的第2調變波指令，前述調變率飽和度演算部，係合 成由前述第1調變波指令與前述調變波指令限制部的限制 値所得到的每個電動機輸出相的調變波差分値，來求j辱調 變率飽和度。 3.如申請專利範圍第1項所記載之電動機控制裝置 ，其中： - 前述第1調變波指令，係做爲由前述dq軸電壓指令 φ 與前述DC母線電壓所求出的第1調變率指令、與由前述 dq軸電壓指令與表示電動機磁束方向的相位所求出的輸 出相位；前述調變波指令限制部係把前述調變波指令以任 意設定出的調變率限制値來進行限制以求得第2調變率指 令，根據前述第2調變率指令與前述輸出相位來求得各個 電動機輸出相之第2調變波指令；前述調變率飽和度演算 部係根據前述第1調變率指令與前述調變率限制値的差分 値來求得調變率飽和度。 φ 4.如申請專利範圍第1項所記載之電動機控制裝置 ，其中： 前述第1調變波指令’係做爲由前述dq軸電壓指令 與前述DC母線電壓所求出的第1調變率指令、與dq軸 . 成分的調變波指令；則述調變波指令限制部係把前述調變 波指令以任意設定出的調變率限制値來進行限制以求得第 2調變率指令’根據前述第2調變率指令與前述dq軸成 分的調變波指令來求得各個電動機輸出相之第2調變波指 令；前述調變率飽和度演算部係根據前述第i調變率指令 -37- 200935716 與前述調變率限制値的差分値來求得調變率飽和度。 5. 如申請專利範圍第3或4項所記載之電動機控制 裝置，其中： 前述調變波指令限制部，係以使前述第2調變率指令 一致於實際輸出的調變率的方式把過調變補正加到前述第 1調變波指令或是前述第2調變率指令來求得第2調變波 指令。
    6. 如申請專利範圍第1項所記載之電動機控制裝置 ，其中： 前述弱磁場控制部，係經由根據前述調變率飽和度$ 進行PI控制演算或是I控制演算來求得d軸電流補正4 ，補正前述d軸電流指令。 7. 如申請專利範圍第1項所記載之電動機控制裝置 ，其中：
    根據經由前述弱磁場控制部所補正的d軸電&丨旨令_ 、與電動機控制裝置可輸出之最大電流値，以不超過^ 最大電流値的方式來限制前述q軸電流指令。 8·如申請專利範圍第1項所記載之電動機控制裝置 ，其中： 具備有從前述第1調變波指令與前述第2調變波指令 與前述DC母線電壓來求得dq座標系之dq軸電壓偏差量 之dq軸電壓偏差演算部’電流控制部係根據前述dq軸電 壓偏差量來停止積分或是補正積分値。 9. 一種電動機控制裝置之控制方法，| ^ 具脩有：由轉 200935716 矩指令來演算dq軸電流指令之電流指令演算部’和把電 動機電流檢測値座標變換成d<l軸電流値之座標變換部’ 和以使前述dq軸電流値一致於前述dq軸電流指令的方式 來演算dq軸電壓指令之電流控制部，和由前述dq軸電壓 指令與功率變換電路的DC母線電壓來演算第1調變波指 令之調變波指令演算部’和根據第2調變波指令產生 , PWM模式之PWM產生部；其特徵爲具備了： 根據前述轉矩指令來演算前述dq軸電流指令之步驟 ❹ ，和 由前述電動機電流檢測値來演算前述dq軸電流値之 步驟，和 以使前述dq軸電流値與前述dq軸電流指令一致的方 式來演算前述dq軸電壓指令之步驟，和 根據前述dq軸電壓指令與前述功率變換電路的DC 母線電壓來演算前述第1調變波指令之步驟，和 φ 根據前述第1調變波指令與任意設定的調變波限制値 來演算前述第2調變波指令之步驟，和 根據前述第2調變波指令來產生前述PWM模式之步 • 驟，和 . 根據前述PWM模式來驅動前述功率變換電路之步驟 ，和 由前述調變波限制値與前述第1調變波指令來求得調 變率飽和度之步驟，和 根據前述調變率飽和度來補正d軸電流指令値之步驟 -39- 200935716 l〇.如申請專利範圍第9項所記載之電動機控制裝置 之控制方法，其中： 前述第1調變波指令係做爲各個電動機輸出相之調變 波指令； 前述調變波限制値係做爲前述電動機輸出相的調變波 之最大値與最小値，以把前述第1調變波指令成爲在前述 最大値與前述最小値之間的方式來做限制後，求得各個電 動機輸出相之第2調變波指令； 合成前述各個電動機輸出相的前述第1調變波指令與 前述調變波限制値的差分値後求得調變率飽和度，根據前 述調變率飽和度來補正d軸電流指令。 1 1 .如申請專利範圍第9項所記載之電動機控制裝置 之電動機控制方法，其中： 前述第1調變波指令係做爲由前述dq軸電壓指令與 前述DC母線電壓所求出的第1調變率指令、以及由前述 dq軸電壓指令與表示電動機磁束方向的相位所求出的輸 出相位，把前述第1調變波指令以任意設定的調變率限制 値來做限制後求出前述第2調變率指令； 根據前述第2調變率指令與前述輸出相位來求出各個 電動機輸出相的第2調變波指令； 根據前述第1調變率指令與前述調變率限制値的差分 値來求得調變率飽和度。 12.如申請專利範圍第9項所記載之電動機控制裝置 -40- 200935716 之控制方法，其中： 前述第1調變波指令係做爲由前述dq軸電壓指令與 前述DC母線電壓所求出的第1調變率指令、以及dq軸 成分的調變波指令； 把前述第1調變波指令以任意設定的調變波限制値來 ' 做限制後求得前述第2調變波指令； - 根據前述第2調變率指令與前述dq軸成分的調變波 φ 指令來求出各個電動機輸出相的第2調變波指令； 根據前述第1調變率指令與前述調變率限制値的差分 値來求得調變率飽和度。 1 3 ·如申請專利範圍第1 1或1 2項所記載之電動機控 制裝置之控制方法，其中： 以使前述第2調變率指令一致於實際輸出的調變率的 方式把過調變補正加到前述第1調變波指令或是前述第2 調變率指令以求得第2調變波指令。 φ 14.如申請專利範圍第9項所記載之電動機控制裝置 之控制方法，其中： 經由根據調變率飽和度來進行PI控制演算或是I控 * 制演算來求得d軸電流補正量，補正d軸電流指令。 . 1 5 .如申請專利範圍第9項所記載之電動機控制裝置 之控制方法，其中： 根據基於d軸電流補正量所補正的d軸電流指令、與 電動機控制裝置可輸出之最大電流値，以不超過最大電流 値的方式來限制前述q軸電流指令。 -41 - 200935716 16.如申請專利範圍第9項所記載之電動機控制裝置 之控制方法，其中： 從第1調變波指令與第2調變波指令與DC母線電壓 來求得dq座標系之dq軸電壓偏差量，電流控制部係根據 dq軸電壓偏差量來停止積分或是補正積分値。 -42-
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