CN101855825A - 马达控制装置与其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种马达控制装置与其控制方法，即使在功率转换电路的直流母线电压变动时，也一直以最大电压进行运转而实现高效化。具体而讲，在具备：d、q轴电流指令运算部(1、2)；dq转换部(9)；电流控制部(3)；调制波指令运算部(5)；及PWM生成部(6)的马达控制装置中，具备：限制第1调制波指令而生成第2调制波指令的调制波指令限制部(13)；通过第1调制波指令与调制波指令限制部的限制值求出调制率饱和度的调制率饱和度运算部(14)；及根据调制率饱和度补正d轴电流指令值的弱磁控制部(4)。

Description

马达控制装置与其控制方法

技术领域

本发明涉及一种在马达的电压饱和时进行弱磁控制的马达控制装置。

背景技术

虽然马达根据速度而感应电压增加，对于电源如果电压指令饱和，则转矩无法产生，速度不提高，但是通过降低d轴电流指令可以使转矩产生，可以扩大速度控制范围。在感应电动机的情况下，在通常范围内，作为伴随磁通指令的d轴电流，如果遇到电压饱和，则降低d轴电流。在表面安装永磁式同步电动机(SPMSM)中，通常使d轴电流为0，在电压饱和范围内使负的d轴电流流通。在内置式永磁同步电动机(IPMSM)中，虽然在通常范围为了高效运转而使负的d轴电流流通，但是在电压饱和范围内，在该电流加算负的电流。

在此，对弱磁控制的原理进行说明。在感应电动机或励磁绕组同步电动机中可以通过励磁电流指令控制磁通。另一方面，虽然在永磁同步电动机(SPMSM、IPMSM)中无法直接控制励磁磁通，但是通过使负的d轴电流流通，可以利用d轴电枢反作用引起的减磁效果来减少d轴方向的磁通，可以进行弱磁控制。由于严格地讲不是控制励磁，因此也有称之为弱磁通控制的情况。

下面以同步电动机为例进行说明。用dq坐标系表示同步电动机的电压电流方程式如下。

$\left[\begin{array}{c}{V}_d\\ V_q\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{R+\mathrm{pL}}_d& -\mathrm{\ω}{L}_q\\ {\mathrm{\ωL}}_d& R+{\mathrm{pL}}_q\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{I}_d\\ I_q\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}0\\ \mathrm{\ω\Φ}\end{array}\right]---\left(1\right)$

但，p：微分算子

I_d、I_q：d、q轴电流

V_d、V_q：d、q轴电压

ω：马达的电角速度

R：电枢阻抗

L_d、L_q：d、q轴电感

Φ：电枢交链磁通

另外，转矩如下式。

T＝P{ΦI_q+(L_d-L_q)I_dI_q}          (2)

但，K_T：转矩常数，P：极对数

从(1)式，全交链磁通Φ₀引起的感应电压V₀，使R+pL_x项为0而成为

$V_o={\mathrm{\ω\Φ}}_o=\mathrm{\ω}\sqrt{{(L_d{I}_d+\mathrm{\Φ})}^2+{\left(L_q{I}_q\right)}^2}---\left(3\right).$

由此感应电压与dq轴电流的关系为

${(L_d{I}_d+\mathrm{\Φ})}^2+{\left(L_q{I}_q\right)}^2={\mathrm{\Φ}}_o^2={\left(\frac{V_o}{\mathrm{\ω}}\right)}^2---\left(4\right),$

可以知道如果在(4)式中转速ω为一定，则如果左边第1项在I_d＞-Φ/L_d的范围内使I_d向负的方向增大绝对值，就可以降低感应电压。

另一方面，3相PWM变频器(将PWM生成部+功率转换电路称之为PWM变频器)的输出有限度。如果使功率转换电路的直流母线电压为V_DC，则在各相的输出为正弦波时，如果正弦波的最大值超过可输出的最大电压(±V_DC/2)，则不能输出超过部分的电压。另一方面，如果在输出电压上叠加输出频率的3次高次谐波，则在V_DC与相间电流的最大值相一致时，也就是说在电压执行值成如下式时，成为不发生变形地可输出的最大电压。

$V_{\mathrm{RMS}}=\frac{V_{\mathrm{DC}}}{\sqrt{2}}---\left(5\right)$

如果使正弦波的最大值与最大电压相一致时的调制率为1，则叠加3次高次谐波成分时的调制率成为2/(√3)。由此以实效值处理电压时，可以如下式地求出调制率M₁。

$V_1=\sqrt{V_d^2+V_q^2}$

$M_I=V_1\·\frac{\sqrt{2}}{V_{\mathrm{DC}}}\·\frac{2}{\sqrt{3}}---\left(6\right)$

但，通过实施过调补正，全部相都可以输出到成为开或关的步骤6为止，此时的调制率成为大约1.27(＝4/π)。以该值为基础而定在运算弱磁控制时的最大电压。

现有的弱磁控制将(4)式的感应电压V₀设定为最大值V_omax，通过解与(2)式的联立方程式来定I_d、I_q。但是，可以通过从最大电压V_max中减去最大电流I_max时的阻抗损失部分RI_max而求出V_omax。另外在通过微型电子计算机进行控制时，由于从CPU负载率的关系考虑实时解联立方程式比较困难，因此事先根据速度与转矩计算(2)式(4)式联立方程式的解而进行表格化，在进行控制运算时根据速度与转矩从表格中定I_d、I_q(例如，参照非专利文献1)。

但是，由于该方法存在当马达常数设定值与实际不同时不能正确地限制电压的问题，因此在一般的马达控制装置中，通过比较V₁与设定的最大电压V_max而实施I控制或PI控制，以此来补正d轴电流指令，从而将输出电压控制成与最大电压相一致。如果用公式表示，则成为(7)式。

${\mathrm{\ΔI}}_d=-(K_P+\frac{K_I}{S})(V_{\max }-V_1)\·\frac{1}{\mathrm{\ω}}---\left(7\right)$

但，K_P：比例增益，K_I：积分增益。

在此，从(4)式也可以知道，之所以将右边的电压误差用速度进行除算(1/ω)，是为了将电压转换成磁通的水准。由于d轴电流与磁通变化是比例关系，因此这样就可以不受转速影响地使控制响应成为一定(例如，参照非专利文献2)。

或者，也有以下方法，通过最大电压V_max与d轴电压指令V_d ^*求出

$V_{\mathrm{qMAX}}^{*}|=\sqrt{V_{\max }^2-V_d^{*2}}---\left(8\right),$

通过取该值与q轴电压指令的差来进行PI控制，从而补正d轴电流指令(例如，参照专利文献1)。

另外，作为不使用电压指令的方法，有在电力转换单元设置检测电压饱和的单元来判断是否形成电压饱和，通过在检测到电压饱和时积分负的固定值，且在未检测到饱和时积分正的固定值来补正d轴电流指令的方法(例如，参照专利文献2)。

另外，有这样的方法，在电力转换器的输出电压饱和时，用q轴电压指令值与电流检测的偏差来运算控制的基准轴与马达的基准轴的偏差即相位误差的指令值，使用该相位误差的指令值修正电力转换器的输出电压指令值，实现高精度、高响应的转矩控制(例如，参照专利文献3)。

非专利文献1：武田洋次、松井信行、森本茂雄、本田幸夫著“埋入式磁体同步电动机的设计与控制”OHM公司，平成13年10月25日，p26-27

非专利文献2：Bon-Ho Bae、Nitin Patel、Steven Schulz、Seung-Ki Sul著“新领域弱化技术的高凸极永磁电机”，2003年IEEE工业应用会议、2003年10月13日

专利文献1：日本国特开2006-254572号公报(第6-7页，图1)

专利文献2：日本国特开2003-209996号公报(第4-6页，图1)

专利文献3：日本国特开2007-252052号公报(第4-7页，图1)

现有的马达控制装置的弱磁控制由于是事先设定最大电压，使电压指令与该值相一致地补正d轴电流指令，因此在像电池等功率转换电路的直流母线电压V_DC变动这样的情况下，存在PWM变频器可输出的最大电压与设定的最大电压相异而不能充分发挥功能的情况。也就是说，对于设定的最大电压，如果直流母线电压V_DC降低，则电压饱和而无法产生转矩，从而使速度不提高，相反，如果V_DC高于设想的电压，则由于虽然电压有富余却使电流流通，因此存在效率不佳的问题。另外，由于是根据与最大电压的偏差进行运算，因此有必要使设定的最大电压低于PWM变频器可输出的最大电压，即使没有直流母线电压的变动，也存在电压利用率不佳、效率不佳的问题。

另外，在检测电压饱和的方法中存在有由于转速或电源电压变动而弱磁控制的响应性变化的问题。

另外，在电压饱和时使用相位误差指令值的方法中存在以下问题，由于需要切换控制，需进行复杂处理，以表面安装永磁式同步电动机(SPMSM)等不利用磁阻转矩的电动机为前提，因此难以应用于利用磁阻的电动机。

发明内容

本发明是基于上述问题而进行的，目的在于提供一种马达控制装置与其控制方法，其即使在功率转换电路的直流母线电压变动的情况下，也一直以最大电压运转并实现高效化。

为了解决上述问题，本发明如以下构成。

技术方案1所述的发明为，一种马达控制装置，其具备：在以马达的磁通方向为基准而设定的dq坐标系中根据转矩指令运算d轴电流指令及q轴电流指令；dq转换部，将马达电流检测值转换成dq坐标系且运算d轴电流值与q轴电流值；电流控制部，使所述d轴电流值和所述q轴电流值与所述d轴电流指令和所述q轴电流指令相一致地运算dq轴电压指令；调制波指令运算部，根据所述dq轴电压指令与功率转换电路的直流母线电压求出第1调制波指令；及PWM生成部，根据第2调制波指令与PWM载波信号生成PWM模式，其特征为，具备：调制波指令限制部，限制所述第1调制波指令而生成所述第2调制波指令；调制率饱和度运算部，通过所述第1调制波指令与所述调制波指令限制部的限制值求出调制率饱和度；及弱磁控制部，根据所述调制率饱和度补正所述d轴电流指令值。

技术方案2所述的发明为，在技术方案1所述的马达控制装置中，其特征为，所述第1调制波指令作为每个马达输出相的调制波指令，所述调制波指令限制部将马达输出相的调制波的最大值与最小值作为限制值，使所述第1调制波指令处于所述最大值与所述最小值之间地进行限制而求出每个马达输出相的第2调制波指令，所述调制率饱和度运算部合成从所述第1调制波指令与所述调制波指令限制部的限制值得出的每个马达输出相的调制波差分值来求出调制率饱和度。

技术方案3所述的发明为，在技术方案1所述的马达控制装置中，其特征为，所述第1调制波指令作为通过所述dq轴电压指令和所述直流母线电压求出的第1调制率指令与通过所述dq轴电压指令和表示马达磁通方向的相位求出的输出相位，所述调制波指令限制部以任意设定的调制率限制值对所述调制波指令进行限制而求出第2调制率指令，根据所述第2调制率指令与所述输出相位求出每个马达输出相的第2调制波指令，所述调制率饱和度运算部根据所述第1调制率指令与所述调制率限制值的差分值求出调制率饱和度。

技术方案4所述的发明为，在技术方案1所述的马达控制装置中，其特征为，所述第1调制波指令作为通过所述dq轴电压指令和所述直流母线电压求出的第1调制率指令和dq轴成分的调制波指令，所述调制波指令限制部以任意设定的调制率限制值对所述调制波指令进行限制而求出第2调制率指令，根据所述第2调制率指令与所述dq轴成分的调制波指令求出每个马达输出相的第2调制波指令，所述调制率饱和度运算部根据所述第1调制率指令与所述调制率限制值的差分值求出调制率饱和度。

技术方案5所述的发明为，在技术方案3、4所述的马达控制装置中，其特征为，所述调制波指令限制部对所述第1调制波指令或所述第2调制率指令实施过调补正而求出第2调制波指令，使所述第2调制率指令与实际所输出的调制率相一致。

技术方案6所述的发明为，在技术方案1所述的马达控制装置中，其特征为，所述弱磁控制部根据所述调制率饱和度通过进行PI控制运算或I控制运算求出d轴电流补正量，并补正所述d轴电流指令。

技术方案7所述的发明为，在技术方案1所述的马达控制装置中，其特征为，根据由所述弱磁控制部补正的d轴电流指令值与马达控制装置可输出的最大电流值限制所述q轴电流指令，以使不超过所述最大电流值。

技术方案8所述的发明为，在技术方案1所述的马达控制装置中，其特征为，具备通过所述第1调制波指令与所述第2调制波指令与所述直流母线电压求出在dq坐标系中的dq轴电压偏差量的dq轴电压偏差运算部，电流控制部根据所述dq轴电压偏差量停止进行积分或补正积分值。

技术方案9所述的发明为，一种马达控制装置的控制方法，马达控制装置具备：电流指令运算部，通过转矩指令运算dq轴电流指令；坐标转换部，将马达电流检测值向dq轴电流值进行坐标转换；电流控制部，使所述dq轴电流值与所述dq轴电流指令相一致地运算dq轴电压指令；调制波指令运算部，通过所述dq轴电压指令与功率转换电路的直流母线电压运算第1调制波指令；及PWM生成部，根据第2调制波指令生成PWM模式，其特征为，具备：根据所述转矩指令运算所述dq轴电流指令的步骤；通过所述马达电流检测值运算所述dq轴电流值的步骤；使所述dq轴电流值与所述dq轴电流指令相一致地运算所述dq轴电压指令的步骤；根据所述dq轴电压指令与所述功率转换电路的直流母线电压运算所述第1调制波指令的步骤；根据所述第1调制波指令与任意设定的调制波限制值运算所述第2调制波指令的步骤；根据所述第2调制波指令生成所述PWM模式的步骤；根据所述PWM模式驱动所述功率转换电路的步骤；通过所述调制波限制值与所述第1调制波指令求出调制率饱和度的步骤；根据所述调制率饱和度补正d轴电流指令的步骤。

技术方案10所述的发明为，在技术方案9所述的马达控制装置的控制方法中，其特征为，所述第1调制波指令作为每个马达输出相的调制波指令，所述调制波限制值作为所述马达输出相的调制波的最大值与最小值，使所述第1调制波指令处于所述最大值与所述最小值之间地进行限制而求出每个马达输出相的第2调制波指令，合成每个所述马达输出相的所述第1调制波指令与所述调制波限制值的差分值来求出调制率饱和度，根据所述调制率饱和度补正d轴电流指令。

技术方案11所述的发明为，在技术方案9所述的马达控制装置的控制方法中，其特征为，所述第1调制波指令作为通过所述dq轴电压指令和所述直流母线电压求出的第1调制率指令与通过所述dq轴电压指令和表示马达磁通方向的相位求出的输出相位，以任意设定的调制率限制值对所述第1调制波指令进行限制而求出所述第2调制率指令，根据所述第2调制率指令与所述输出相位求出每个马达输出相的第2调制波指令，根据所述第1调制率指令与所述调制率限制值的差分值求出调制率饱和度。

技术方案12所述的发明为，在技术方案9所述的马达控制装置的控制方法中，其特征为，所述第1调制波指令作为通过所述dq轴电压指令和所述直流母线电压求出的第1调制率指令与dq轴成分的调制波指令，以任意设定的调制率限制值对所述第1调制波指令进行限制而求出所述第2调制率指令，根据所述第2调制率指令与所述dq轴成分的调制波指令求出每个马达输出相的第2调制波指令，根据所述第1调制率指令与所述调制率限制值的差分值求出调制率饱和度。

技术方案13所述的发明为，在技术方案11、12所述的马达控制装置的控制方法中，其特征为，对所述第1调制波指令或所述第2调制率指令实施过调补正后求出第2调制波指令，使所述第2调制率指令与实际所输出的调制率相一致。

技术方案14所述的发明为，在技术方案9所述的马达控制装置的控制方法中，其特征为，根据调制率饱和度通过进行PI控制运算或I控制运算求出d轴电流补正量，并补正d轴电流指令。

技术方案15所述的发明为，在技术方案9所述的马达控制装置的控制方法中，其特征为，基于根据d轴电流补正量补正的d轴电流指令与马达控制装置可输出的最大电流值来限制所述q轴电流指令，以使不超过最大电流值。

技术方案16所述的发明为，在技术方案9所述的马达控制装置的控制方法中，其特征为，通过第1调制波指令与第2调制波指令与直流母线电压求出在dq坐标系中的dq轴电压偏差量，电流控制部根据dq轴电压偏差量停止进行积分或补正积分值。

根据技术方案1所述的发明，由于是根据输出的调制波的限制状态补正d轴电流，因此可以提供在电压饱和时可一直以可输出的最大电压进行适当的弱磁控制，且最优化d轴电流而高效运转的马达控制装置。

根据技术方案2所述的发明，由于是利用搭载于一般马达控制装置的每个马达输出相的调制波指令的限制功能来求出调制率饱和度，因此可以容易地插入于原有系统。

根据技术方案3所述的发明，由于是比较调制率指令与调制率限制值，因此可以提供减少运算负荷的弱磁控制功能。

根据技术方案4所述的发明，由于比较调制率指令与调制率限制值，可以不进行相位运算而运算第2调制波指令，因此可以提供减少运算负荷的弱磁控制功能。

根据技术方案5所述的发明，对于技术方案3或技术方案4所述的发明，在过调范围内可以使调制率指令与实际的调制率相一致，可以改善弱磁控制的响应性。

根据技术方案6所述的发明，弱磁控制部通过进行I或PI运算，可以确实地控制磁通。

根据技术方案7所述的发明，由于使电流不超过最大电流，因此可以根据直流母线电压的变动适当地限制电流，可以防止由于主电路的发热发生损坏。

根据技术方案8所述的发明，由于在电压饱和时不进行多余的积分动作，因此可以适当地算出调制率饱和度。

根据技术方案9至16所述的发明，由于是根据调制波指令与其限制值的差分补正d轴电流，因此可以提供一直保持可输出的最大电压的同时可以进行适当的弱磁控制，改善电压利用率，可以用比以往少的弱磁电流使马达高效运转的马达控制装置的控制方法。

附图说明

图1是表示本发明第1实施例的控制框图。

图2是表示本发明第1实施例的调制波指令运算部与调制波指令限制部与调制率饱和度运算部的控制框图。

图3是表示本发明第1实施例的弱磁控制部的控制框图。

图4是表示第2实施例的调制波指令运算部与调制波指令限制部与调制率饱和度运算部的控制框图。

图5是表示第3实施例的调制波指令运算部与调制波指令限制部与调制率饱和度运算部的控制框图。

图6是表示第4实施例的调制波指令限制部的控制框图。

图7是表示调制率指令与实际的调制率关系的图。

图8是表示第5实施例的控制框图。

图9是表示第6实施例的dq轴电压偏差运算部的控制框图。

图10是表示本发明的控制方法的流程图。

符号说明

1-d轴电流指令运算部；2-q轴电流指令运算部；3-电流控制部；4-弱磁控制部；5-调制波指令运算部；6-PWM生成部；7-功率转换电路部；8-马达；9-dq转换部；10-电流检测部；11-位置检测部；12-速度检测部；13-调制波指令限制部；14-调制率饱和度运算部；15-弱磁控制部；21-矢量合成部；31-PI控制部；32-除算器；33-滤波器；34-限制器；41-调制率限制部；42-3相转换部；51-dq调制波指令运算部；61-过调补正部；7a-调制率指令理想值；7b-DPWM调制方式；7c-SVPWM调制方式；7d-SPWM调制方式；81-q轴电流限制部；91-dq轴电压转换部；92-减算器。

具体实施方式

以下参照附图对本发明的实施方式进行说明。

实施例1

图1是表示将本发明的马达控制装置应用于3相内置式永磁同步电动机(IPMSM)时的实施例的控制框图。

d轴电流指令运算部1输入转矩指令T^*，并根据马达特性运算最适合的d轴电流指令I_d ^*。q轴电流指令运算部2输入转矩指令T^*与d轴电流指令I_d ^*，并运算q轴电流指令I_q ^*。由d轴电流指令运算部与q轴电流指令运算部构成电流指令运算部。电流控制部3输入dq轴电流指令与dq轴电流检测值，使dq轴电流检测值与dq轴电流指令相一致地求出电压指令。电流控制一般由dq轴单独的PI控制与电压FF补偿构成。电压FF补偿按照(1)式通过速度或电流等主要运算、求出dq轴的干涉项与反电压，通过将此加算于电流控制输出而得出dq轴电压指令(V_d ^*、V_q ^*)。调制波指令运算部5通过dq电压指令与功率转换电路的直流母线电压求出调制率及设定于PWM的各相第1调制波指令。调制波指令限制部13将调制波指令限制在实际可输出的范围内而输出到PWM生成部6。虽然在现有例中并没有进行表示，但是调制波指令的限制一直以来一般在进行。另外在调制波指令运算部5或调制波指令限制部13中，也有进行功率转换电路的开关元件或回流二级管的电压损失部分的补偿及由PWM的死区时间形成的电压误差的补偿等情况。

PWM生成部6按照被设定的调制波指令生成功率转换电路部7的开关元件的开关指令，功率转换电路部7通过开关将直流电压转换为交流并对马达8供给电力。dq转换部9将由电流检测部10检测出的各相电流值例如将(i_u、i_v)通过由位置检测部11检测出的马达磁极位置θ与dq轴转换公式转换为dq轴电流值(I_d、I_q)。

调制率饱和度运算部14通过由调制波指令运算部5求出的第1调制波指令与在调制波指令限制部13使用的调制波限制值运算调制率饱和度ΔM。弱磁控制部4通过调制率饱和度ΔM求出d轴电流指令的补正量ΔI_d。本发明与现有技术的不同点在于追加调制率饱和度运算部14，作为弱磁控制部4的输入信号输入调制率饱和度。

下面对各程序段进行详细说明。

d轴电流指令运算部1采用例如运算对于转矩指令电流最小，也就是说运算铜损成最小的I_d ^*的方法，或者甚至也考虑铁损而使效率最大地进行运算等的方法。在最小化铜损的方法中，如果使对于电流值成最大转矩的相位为β，使dq轴电流为

$\left[\begin{array}{c}{I}_d^{*}\\ I_q^{*}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{-I}_a^{*}\sin \mathrm{\β}\\ I_a^{*}\cos \mathrm{\β}\end{array}\right]---\left(9\right),$

则将该式代入(2)式，通过将两边用I_a ^*进行偏微分，可如下地求出成最小铜损的相位β。

$\sin \mathrm{\β}=\frac{-\mathrm{\Φ}+\sqrt{{\mathrm{\Φ}}^2+8{(L_q-L_d)}^2{I}_a^{*2}}}{4(L_q-L_d)I_a^{*}}---\left(10\right)$

通过在此乘以I_a ^*可以求出I_d ^*。但是在该方法中有必要事先求出I_a ^*与转矩的关系。之所以在控制中运算(10)式或转矩与电流的关系，是因为对CPU的负荷变大，也有通过使用近似式或者参照事先计算好的表格来实现运算时间缩短的方法。并且，在SPMSM中，由于L_d＝L_q，因此I_d ^*＝0。

q轴电流指令运算部2输入加算通过上式得出的d轴电流指令I_d ^*与通过弱磁控制部15得出的d轴电流补正量ΔI_d后的d轴电流指令I_d ^*，根据(2)式的转矩特性式如下地求出q轴电流指令值I_q ^*

$I_q^{*}=\frac{T}{P\{\mathrm{\Φ}+(L_d-L_q)I_d^{{*}^{\′}}\}}---\left(11\right)$

在调制波指令运算部5中进行dq轴电压指令向调制率的转换。转换方式为在将可通过正弦波的调制指令不发生变形地输出(正弦波的最大值与直流母线电压的最大值相一致)时的调制率定义为1的情况下，如(6)式所示地求出电压矢量的大小V₁，使用功率转换电路的直流母线电压检测值V_DC，通过

$V_1=\sqrt{V_d^{*2}+V_q^{*2}}$

$M_I=V_1\·\frac{\sqrt{2}}{V_{\mathrm{DC}}}\·\frac{2}{\sqrt{3}}---\left(12\right)$

求出。由于PWM的脉冲振幅依存于V_DC，因此可知马达控制装置可产生的电压因V_DC而发生变化。

在一般的马达控制装置中，存在设定规定电压，用与规定电压的比来表示电压指令的情况。例如在200V级马达控制装置中，以200V为基准运算电压指令。这是因为在电源按规定被输入时，电压指令与调制率相一致而无需计算调制率，具有可以简化运算的优点。但是，如果电源电压变动，则会使电压指令与实际被输出的电压相异，电流控制的响应与设定相异，如利用使用电压指令的马达状态估计器等的用途中，例如在无速度传感器的控制等中，难以正确地进行估计。因此，优选通过直流母线电压求出调制率。如果使规定电压基准的dq轴电压指令为V_d％、V_q％，使规定电压为V_rate，则如下地计算调制率。

$V_{1\%}=\sqrt{V_{d\%}^{*2}+V_{q\%}^{*2}}$

$M_I=V_{1\%}\·\frac{V_{\mathrm{rate}}\sqrt{2}}{V_{\mathrm{DC}}}\·\frac{2}{\sqrt{3}}---\left(13\right)$

求出的调制率虽然在实际可输出的范围内进行限制，但是有几种限制方法。首先使用图2，对在求出3相调制波指令后用PWM载波信号的最大值与最小值进行限制的方法进行说明。

在图1的调制波指令运算部中如图2所示地在求出调制率指令M_I与电压相位后求出UVW的3相调制波指令(M_U、M_V、M_W)。作为转换为3相调制波指令(M_U、M_V、M_W)的方法存在三角波比较PWM方式和空间矢量方式。在三角波比较PWM方式的情况下，如果使磁极位置为θ，使电压相位为θ_V，则例如如下地求出。

${\mathrm{\θ}}_v={\tan }^{-1}\left(\frac{V_q^{*}}{V_d^{*}}\right)$

θ_o＝θ+θ_v

$M_U=M_I\{{\cos \mathrm{\θ}}_o-\frac{1}{6}{\cos 3\mathrm{\θ}}_o\}$

$M_V=M_I\{\cos ({\mathrm{\θ}}_o-\frac{2\mathrm{\π}}{3})-\frac{1}{6}{\cos 3\mathrm{\θ}}_o\}$

$M_W=M_I\{\cos ({\mathrm{\θ}}_o+\frac{2\mathrm{\π}}{3})-\frac{1}{6}{\cos 3\mathrm{\θ}}_o\}---\left(14\right)$

cos3θ₀项是3次高次谐波项，通过加该项可以最大限度地利用电源电压。在叠加3次高次谐波的方法和叠加的波形以及转换为3相的方式中还有其他各种方法。

在求出3相指令后，使该指令成为PWM载波信号的最大值与最小值之间的值地通过调制波指令限制部13进行限制，求出调制波指令(PWM_U、PWM_V、PWM_W)。如果作为矢量进行表示，则如图2所示地限制在6角形的内侧。对1个相存在最大与最小的2种限制值。在调制率饱和度运算部14中，在比较限制值与调制波指令时，虽然未进行图示，但是选择最接近的限制值来求出差分值(ΔM_U、ΔM_V、ΔM_W)。通过在矢量合成部21矢量合成该差分值来求出调制率饱和度ΔM。例如如下地进行矢量合成。首先通过3相2相转换公式转换成2相后，通过运算2次平方根求出。

$\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\ΔM}}_{\mathrm{\α}}\\ {\mathrm{\ΔM}}_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{ccc}0& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\ΔM}}_U\\ {\mathrm{\ΔM}}_V\\ {\mathrm{\ΔM}}_W\end{array}\right]---\left(15\right)$

$\mathrm{\ΔM}=\sqrt{{\mathrm{\ΔM}}_{\mathrm{\α}}^2+{\mathrm{\ΔM}}_{\mathrm{\β}}^2}$

在弱磁控制部4中，输入调制率饱和度ΔM求出d轴电流指令的补正量ΔI_d。图3表示弱磁控制部4的框图。在调制率饱和度ΔM通过滤波器33后，通过除算器32用转速ω进行除算，通过PI控制部31对该结果实施PI控制运算求出d轴电流补正量ΔI_d。由于限制器34只补正削弱励磁的方向，在d轴电流补正量成正值时用0进行限制。滤波器33是用于去除调制率变大而在过调范围(输出的调制率为2/(√3)以上)内或步骤6(输出的调制率大约为4/π)中运转时包含于调制波的高频成分的器件，例如使用一阶滞后滤波器。如果除去滤波器33及限制器34，则图3的控制运算如下。

${\mathrm{\ΔI}}_d=-(K_P+\frac{K_I}{S})\frac{\mathrm{\ΔM}}{\mathrm{\ω}}---\left(16\right)$

在此，K_p、K_i分别是比例积分增益，S是拉普拉斯算子。

这样，由于可以在一直以最大的调制率输出的同时适当地进行弱磁控制，其结果比以往更小地抑制弱磁电流ΔI_d，因此效率得到改善。

并且，由于弱磁控制是通过调节马达的电流来控制电压，因此可以通过电压与电流的关系求出响应特性。所以，由于在(16)式中使用调制率，因此存在因直流母线电压的变动而响应产生变化的情况。在该影响大时，使用直流母线电压V_DC修正PI控制增益。如果增益以规定电压V_rate为基准而定，则如下地进行修正。

${K_P}^{\′}=K_P\·\frac{V_{\mathrm{DC}}}{V_{\mathrm{rate}}\sqrt{2}}$

${K_I}^{\′}=K_I\·\frac{V_{\mathrm{DC}}}{V_{\mathrm{rate}}\sqrt{2}}---\left(17\right)$

也就是说这与将调制率转换为电压的单位等价。通过这样地修正增益，可以实现不受电源电压变动的影响的响应特性。

实施例2

图4是表示第2实施例的调制波指令运算部5与调制波指令限制部13与调制率饱和度运算部的框图。调制波指令运算部5在通过dq轴电压指令求出调制率M_I与输出相位θ₀这一点上与实施例1中说明的图2相同。不同的是将调制率指令M_I与输出相位θ₀作为第1调制波指令，在调制波指令限制部13中，通过调制率限制部41以调制率限制值M_limit限制调制率指令M_I而求出第2调制率指令M’_I，使用第2调制率指令M’_I与输出相位θ₀在3相转换部42中例如与(14)式相同地如下求出3相的第2调制波指令。

$M_U=M_I^{\′}\{{\cos \mathrm{\θ}}_o-\frac{1}{6}{\cos 3\mathrm{\θ}}_o\}$

$M_V=M_I^{\′}\{\cos ({\mathrm{\θ}}_o-\frac{2\mathrm{\π}}{3})-\frac{1}{6}{\cos 3\mathrm{\θ}}_o\}$

$M_W=M_I^{\′}\{\cos ({\mathrm{\θ}}_o+\frac{2\mathrm{\π}}{3})-\frac{1}{6}{\cos 3\mathrm{\θ}}_o\}---\left(18\right)$

如实施例1的说明，调制波的求出方法还有其他的各种方法，在不管使用哪个方法都可以这一点上是相同的。

调制率饱和度运算部14通过第1调制率指令M_I与调制率限制值M_limit的差分值求出调制率饱和度ΔM。与实施例1相比，调制率饱和度的运算得到简化，具有在过调范围(调制率超过2/(√3)的范围)内的调制率饱和量中包含的变形成分减少的效果。

实施例3

图5是表示第3实施例的调制波指令运算部5与调制波指令限制部13与调制率饱和度运算部的框图。调制波指令运算部5通过dq轴电压指令求出调制率M_I，将dq轴电压指令与调制率M_I作为第1调制波指令。在调制波指令限制部13中，以调制率限制值M_limit限制调制率M_I而求出M′_I，在dq调制波指令运算部51中，通过M′_I与dq轴电压指令如下地求出dq轴的调制波指令M_d、M_q。

$V_1=\sqrt{V_d^{*2}+V_q^{*2}}$

$M_d=\frac{M_I^{\′}}{V_1}{V}_d$

$M_q=\frac{M_I^{\′}}{V_1}{V}_q---\left(19\right)$

(19)式中通过V₁使用与运算M_I时所求的相同的内容，可以简化运算。在将dq轴的调制波指令(M_d、M_q)转换为马达输出相的调制波指令(M_U、M_V、M_W)时，例如如下进行。

$\left[\begin{array}{c}{M}_U\\ M_V\\ M_W\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\θ}& -\sin \mathrm{\θ}\\ \cos (\mathrm{\θ}-2\mathrm{\π}/3)& -\sin (\mathrm{\θ}-2\mathrm{\π}/3)\\ \cos (\mathrm{\θ}+2\mathrm{\π}/3)& -\sin (\mathrm{\θ}+2\mathrm{\π}/3)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{M}_d\\ M_q\end{array}\right]---\left(20\right)$

M_W即使为M_W＝-M_U-M_V也能得到相同的效果。但是，由于在该方式中成为正弦波输出，因此如果调制率超过1则输出电压发生变形。作为补正该变形的方法，公开有以成为空间矢量方式的输出的形式进行补正的方法，或以3相的最大值或者最小值不超过各相输出的限制值的形式在各相加算相同值等的方法，通过使用这些方法，可以至调制率2/(√3)为止不发生变形地进行输出。

与实施例2相比较，由于本实施例无需进行tan^-1的运算，因此可以缩短运算时间。

实施例4

图6是表示第4实施例的调制波指令限制部13的框图。图6是在图4的框图的调制波指令限制部中追加过调补正部61的框图。

图7表示调制率与实际调制率的关系。图7中，7a是调制率指令理想值，7b表示DPWM调制方式时的关系，7c表示SVPWM调制方式时的关系，7d表示SPWM调制方式时的关系。虽然调制率指令M′_I与实际的调制率M₀的关系因调制方式而不同，但是在SPWM调制方式7d中调制率指令1以上的范围，在D

PWM调制方式7b与在SVPWM调制方式7c中2/(√3)以上的范围内，如果调制率变大则实际的调制率变小。该现象因输出发生变形而产生。在这种的情况下，产生调制率饱和度过度地变大，弱磁控制部4的响应恶化的问题。

如果使调制率指令M′_I与实际的调制率M₀的关系成一般化，则可以如下表示。

M_o＝G(M′_I)           (21)

在定义(21)式的G()的反函数G^-1()并输入调制率指令M′_I时，通过作为

M″_I＝G^-1(M′_I)       (22)

来补正调制率指令，可以使调制率指令M′_I与实际的调制率M₀相一致。另外，通过对反函数进行表格化，还可以简化运算。

作为其他的方法，也有对3相的调制波指令加算偏移的方法。使偏移值与调制率调节量的关系为G₂()，则

M′_U＝M_U+sign(M_U)·G₂(M′_I)

M′_V＝M_V+sign(M_V)·G₂(M′_I)           (23)

M′_W＝M_W+sign(M_W)·G₂(M′_I)

由此可以使调制率指令与实际的调制波相一致。通过将偏移量作为表格而具有，该方法也同样可以简化运算。

但是，进行这些过调补正时的调制率限制值必须在4/π以下。

由此，调制率指令与实际输出的调制率相一致，可以不损坏弱磁控制部4的响应而进行适当的弱磁控制。

实施例5

图8表示实施例5的控制框图。图8是对图1的构成追加q轴电流指令限制部81，该q轴电流指令限制部81使用电流限制值I_max与d轴电流指令I_d ^*对q轴电流指令运算部2的输出进行限制。由于来自使用于马达控制装置的功率转换电路元件等的发热，因此通常对电流设置有限制。在进行弱磁控制时，由d轴电流决定电压，需要以此为基础限制q轴电流。通过用下式来求出限制值，可以将dq轴电流的合成电流限制在电流限制值I_max。

$I_{\mathrm{qlimit}}=\sqrt{I_{\max }^2-I_d^{*2}}---\left(24\right)$

由此，虽然产生转矩被限制，但是可以确实地防止由电流超量引起的电路损坏等。

实施例6

图9表示实施例6的电压偏差量运算部的控制框图。图9是在图2的实施例中追加电压偏差量运算部的例子。通过减算器92求出第1调制波指令(M_U、M_V、M_W)与限制后的第2调制波指令(PWM_U、PWM_V、PWM_W)的差分值，对该差分值通过dq轴电压转换部91求出dq轴电压指令偏差量(ΔV_d ^*、ΔV_q ^*)。在dq轴电压转换部91中，使用直流母线电压V_DC将调制波的差分值转换为电压的差分值，对该差分值通过磁极位置θ进行dq转换而求出dq轴电压指令偏差量(ΔV_d ^*、ΔV_q ^*)。虽然在图9中使用3相的调制波指令，但是同样也可以通过图4或图5中的调制率指令M_I与限制后的调制率指令M’_I的差分值与磁极位置θ求出dq轴电压偏差量。

在调制波指令限制部13中，在第1调制波指令处于限制值以下时，由于第1调制波指令与第2调制波指令相同，因此dq轴电压偏差量为0，在第1调制波指令超过限制值时，可以得到dq轴的指令电压的超过量。

在dq轴电压偏差量不为0时，如果单纯地停止积分动作，则可以防止多余的积分动作。另外通过在dq轴电压偏差量中乘以增益使符号反转并输入到电流控制部3的积分器，可以更有效地防止多余的积分动作。这些技术是被称为抗饱和控制的技术，在从饱和状态被开放时具有防止由多余的积分引起的过冲的效果，除此之外还公开有几个方案。在将该技术应用于图1或图9的弱磁控制程序段时，由于可以防止dq轴电压指令过分地变大，因此从dq轴电压指令得到的第1调制波指令也不会过于变大，其结果，可以改善弱磁控制的响应。

实施例7

图10是表示本发明的马达控制装置的控制方法的流程图。在步骤ST1中根据转矩指令运算d轴电流指令，在步骤ST2中根据调制率饱和度补正d轴电流，在步骤ST3中根据转矩指令与d轴电流指令运算q轴电流指令。接着在步骤ST4中通过马达电流检测值运算dq轴电流值，在步骤ST5中使dq轴电流值与dq轴电流指令相一致地运算dq轴电压指令，在步骤ST6中根据dq轴电压指令与功率转换电路的直流母线电压运算第1调制波指令。接着在步骤ST7中用设定第1调制波指令的限制值进行限制而运算第2调制波指令，在步骤ST8中通过第1调制波指令与限制值的差分值运算调制率饱和度，在步骤ST9中根据第2调制波指令生成PWM模式，在步骤ST10中根据PWM模式驱动功率转换电路。各步骤的顺序不局限于此。

虽然在实施例中以内置式永磁同步电动机(IPMSM)为例进行了说明，但是由于在表面安装永磁式同步电动机(SPMSM)中也只是转矩与电流指令的关系相异，因此通过直接应用，与以往相比可以抑制输出电压饱和时的弱磁控制所产生的电流，实现高效运转。另外，作为进行矢量控制的感应电动机的磁通控制，通过应用本方式来控制励磁电流，具有电压利用率改善，且得到比以往更大的转矩的效果。

Claims (16)

1.一种马达控制装置，其具备：电流指令运算部，在以马达的磁通方向为基准而设定的dq坐标系中根据转矩指令运算d轴电流指令及q轴电流指令；dq转换部，将马达电流检测值转换成dq坐标系且运算d轴电流值与q轴电流值；电流控制部，使所述d轴电流值和所述q轴电流值与所述d轴电流指令和所述q轴电流指令相一致地运算dq轴电压指令；调制波指令运算部，根据所述dq轴电压指令与功率转换电路的直流母线电压求出第1调制波指令；及PWM生成部，根据第2调制波指令与PWM载波信号生成PWM模式，其特征为，具备：

调制波指令限制部，限制所述第1调制波指令而生成所述第2调制波指令；

调制率饱和度运算部，通过所述第1调制波指令与所述调制波指令限制部的限制值求出调制率饱和度；

及弱磁控制部，根据所述调制率饱和度补正所述d轴电流指令值。

2.根据权利要求1所述的马达控制装置，其特征为，所述第1调制波指令作为每个马达输出相的调制波指令，所述调制波指令限制部将马达输出相的调制波的最大值与最小值作为限制值，使所述第1调制波指令处于所述最大值与所述最小值之间地进行限制而求出每个马达输出相的第2调制波指令，所述调制率饱和度运算部合成从所述第1调制波指令与所述调制波指令限制部的限制值得出的每个马达输出相的调制波差分值来求出调制率饱和度。

3.根据权利要求1所述的马达控制装置，其特征为，所述第1调制波指令作为通过所述dq轴电压指令和所述直流母线电压求出的第1调制率指令与通过所述dq轴电压指令和表示马达磁通方向的相位求出的输出相位，所述调制波指令限制部以任意设定的调制率限制值对所述调制波指令进行限制而求出第2调制率指令，根据所述第2调制率指令与所述输出相位求出每个马达输出相的第2调制波指令，所述调制率饱和度运算部根据所述第1调制率指令与所述调制率限制值的差分值求出调制率饱和度。

4.根据权利要求1所述的马达控制装置，其特征为，所述第1调制波指令作为通过所述dq轴电压指令和所述直流母线电压求出的第1调制率指令和dq轴成分的调制波指令，所述调制波指令限制部以任意设定的调制率限制值对所述调制波指令进行限制而求出第2调制率指令，根据所述第2调制率指令与所述dq轴成分的调制波指令求出每个马达输出相的第2调制波指令，所述调制率饱和度运算部根据所述第1调制率指令与所述调制率限制值的差分值求出调制率饱和度。

5.根据权利要求3或4所述的马达控制装置，其特征为，所述调制波指令限制部对所述第1调制波指令或所述第2调制率指令实施过调补正而求出第2调制波指令，使所述第2调制率指令与实际所输出的调制率相一致。

6.根据权利要求1所述的马达控制装置，其特征为，所述弱磁控制部根据所述调制率饱和度通过进行PI控制运算或I控制运算求出d轴电流补正量，并补正所述d轴电流指令。

7.根据权利要求1所述的马达控制装置，其特征为，根据由所述弱磁控制部补正的d轴电流指令值与马达控制装置可输出的最大电流值限制所述q轴电流指令，以使不超过所述最大电流值。

8.根据权利要求1所述的马达控制装置，其特征为，具备通过所述第1调制波指令与所述第2调制波指令与所述直流母线电压求出在dq坐标系中的dq轴电压偏差量的dq轴电压偏差运算部，电流控制部根据所述dq轴电压偏差量停止进行积分或补正积分值。

9.一种马达控制装置的控制方法，马达控制装置具备：电流指令运算部，通过转矩指令运算dq轴电流指令；坐标转换部，将马达电流检测值向dq轴电流值进行坐标转换；电流控制部，使所述dq轴电流值与所述dq轴电流指令相一致地运算dq轴电压指令；调制波指令运算部，通过所述dq轴电压指令与功率转换电路的直流母线电压运算第1调制波指令；及PWM生成部，根据第2调制波指令生成PWM模式，其特征为，具备：

根据所述转矩指令运算所述dq轴电流指令的步骤；

通过所述马达电流检测值运算所述dq轴电流值的步骤；

使所述dq轴电流值与所述dq轴电流指令相一致地运算所述dq轴电压指令的步骤；

根据所述dq轴电压指令与所述功率转换电路的直流母线电压运算所述第1调制波指令的步骤；

根据所述第1调制波指令与任意设定的调制波限制值运算所述第2调制波指令的步骤；

根据所述第2调制波指令生成所述PWM模式的步骤；

根据所述PWM模式驱动所述功率转换电路的步骤；

通过所述调制波限制值与所述第1调制波指令求出调制率饱和度的步骤；

根据所述调制率饱和度补正d轴电流指令的步骤。

10.根据权利要求9所述的马达控制装置的控制方法，其特征为，

所述第1调制波指令作为每个马达输出相的调制波指令，

所述调制波限制值作为所述马达输出相的调制波的最大值与最小值，使所述第1调制波指令处于所述最大值与所述最小值之间地进行限制而求出每个马达输出相的第2调制波指令，

合成每个所述马达输出相的所述第1调制波指令与所述调制波限制值的差分值来求出调制率饱和度，根据所述调制率饱和度补正d轴电流指令。

11.根据权利要求9所述的马达控制装置的控制方法，其特征为，

所述第1调制波指令作为通过所述dq轴电压指令和所述直流母线电压求出的第1调制率指令与通过所述dq轴电压指令和表示马达磁通方向的相位求出的输出相位，以任意设定的调制率限制值对所述第1调制波指令进行限制而求出所述第2调制率指令，

根据所述第2调制率指令与所述输出相位求出每个马达输出相的第2调制波指令，

根据所述第1调制率指令与所述调制率限制值的差分值求出调制率饱和度。

12.根据权利要求9所述的马达控制装置的控制方法，其特征为，

所述第1调制波指令作为通过所述dq轴电压指令和所述直流母线电压求出的第1调制率指令与dq轴成分的调制波指令，

以任意设定的调制率限制值对所述第1调制波指令进行限制而求出所述第2调制率指令，

根据所述第2调制率指令与所述dq轴成分的调制波指令求出每个马达输出相的第2调制波指令，

根据所述第1调制率指令与所述调制率限制值的差分值求出调制率饱和度。

13.根据权利要求11或12所述的马达控制装置的控制方法，其特征为，对所述第1调制波指令或所述第2调制率指令实施过调补正后求出第2调制波指令，使所述第2调制率指令与实际所输出的调制率相一致。

14.根据权利要求9所述的马达控制装置的控制方法，其特征为，根据调制率饱和度通过进行PI控制运算或I控制运算求出d轴电流补正量，并补正d轴电流指令。

15.根据权利要求9所述的马达控制装置的控制方法，其特征为，基于根据d轴电流补正量补正的d轴电流指令与马达控制装置可输出的最大电流值来限制所述q轴电流指令，以使不超过最大电流值。

16.根据权利要求9所述的马达控制装置的控制方法，其特征为，通过第1调制波指令与第2调制波指令与直流母线电压求出在dq坐标系中的dq轴电压偏差量，电流控制部根据dq轴电压偏差量停止进行积分或补正积分值。

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