TW200843308A - High-efficiency DC/DC voltage converter including up inductive switching pre-regulator and capacitive switching post-converter - Google Patents

Description

200843308 九、發明說明： 【發明所屬之技術領域】 本發明係關於供在直流/直流（DC/DC)轉換與電壓調節中 使用之切換式電源供應之設計、操作及效能，以及係關於 在此等轉換器中使用之半導體組件。 本申請案主張兩者皆為2006年12月30日申請之臨時專利 申請案第60/877,952及60/877,720號之優先權，該等案之各 案之全文皆以引用的方式併入本文中。 【先前技術】 為了防止供電給各種微電子組件（諸如數位IC、半導體 記憶體、顯示器模組、硬碟機、射頻（RF)電路、微處理 器、數位訊號處理器及類比IC)之供電電壓中之變化，通 常需要電壓調節，尤其在諸如行動電話、筆記型電腦及消 費性產品等電池供電應用中。 =於產πα的電池或DC輸入電壓必須逐步調升至較高 :壓或逐步調降至較低DC電壓，所以此等調節器稱為直 流轉直流（DC-t0-DC)轉換器。每當電池電壓大於所要負載 電壓時使用逐步降壓轉換器，通常稱為"降壓轉換器” (Buck Converter)。逐步調降轉換器可包括電感式切換調節 卜電容式電荷幫浦及線性調節器。反之，每當電池電壓 小於供電給其負載所需之電壓時使用逐步調升轉換器，、雨 常稱為，，增壓轉換罘+ ^ 得狹态（boost converter)。逐步調升轉換器可 包括電感式切換調節器或電容式電荷幫浦。 另一類型轉換器可依據至該轉換器的電源輸入是否具有高 127734.doc 200843308 於或低於其輸出電壓的電壓而運作為逐步調升轉換器或逐步 調降轉換器。每當調節器的輸入與輸出之電壓相似時（其中 輸入電壓中的變化使得不能使用簡單之增壓轉換器或降壓轉 換器）’需要通常稱為降壓增壓轉換器（Buck-boost converter)。 需要逐步調升與逐步調降轉換兩者之應用的實例係自鋰離 子（Lilon)電池供應之經調節3.3 V輸出。Lilon電池顯現出自 當完全充電時之4·2 V衰竭至當放電時低於3 v的終端電壓。 由於初始電池電壓係高於3·3 V並且最終電池電壓係低於3.3 V，則轉換器必須能夠最初時逐步調降並且稍後逐步調升。 電感式切換轉換器 在前文提及之電壓調節器之中，電感式切換轉換器可達 成最廣電流、輸入電壓及輸出電壓範圍的優異效能。申請 案[法定代理人檔案號碼第AATI-19-DS-US號]題為"High-

Efficiency DC/DC Voltage Converter Including Down Inductive Switching Pre-Regulator And Capacitive Switching Post-Converter’’（該案以引用方式整份併入本文中）詳細描述電 感式切換轉換器操作之原則。 圖1A及1B分別繪示非隔離式電感式切換調節器之兩項 實例：一同步式降壓逐步調降轉換器；及一同步式增壓逐 步調升轉換器。 圖1A繪示同步式降壓轉換器1之實例。轉換器1包含一電 源MOSFET 3、一電感器5、一同步式整流器電源MOSFET 4 (含有一本質整流器二極體8)及一電容器6。MOSFET 3之 操作受控於一驅動MOSFET 3之閘極的脈衝寬度調變 127734.doc 200843308 (PWM)控制器2。閘極驅動之極性與電壓取決於MOSFET 3 是否係N通道MOSFET或P通道MOSFET而異。同步式整流 器MOSFET 4(通常係N通道MOSFET)被驅動成非同相於 MOSFET 3，但是MOSFET 4非必然在MOSFET 3為關斷的 整個時間為導通。一般而言，MOSFET 4僅於二極體8正在 傳導期間才進行傳導。 雖然將控制轉換器之操作的控制電路稱為PWM控制器（意 謂著固定頻率可變脈衝寬度操作），但是其可替代地在可變頻 率模式中操作，其中允許時脈週期變化，或替代地取決於負 載與輸入條件而交替於變化頻率模式與固定頻率模式之間。 自電源、電池或電源輸入所輸入至DC/DC轉換器中的能 量係透過MOSFET 3予以切換或閘控。在MOSFET 3之正端 子連接至電池或輸入情況下，其作用如同控制電感器5中 之電流的”高端”切換器。二極體7係MOSFET 3的P-N接面 寄生，其並聯於電晶體的汲極與源極，其在正常降壓轉換 器操作下維持逆向偏壓。由於二極體7在正常運作下不載 運電流，所以圖中以點線繪示。 藉由控制MOSFET 3之切換及導通時間來控制電感器5中 之電流，可動態調整電感器5的磁化場，以控制輸出濾波 電容器6上的電壓。因此，輸出電壓乂_被反饋至PWM控 制器2的輸入，其透過重複切換MOSFET 3來控制電感器5 中的電流IL。圖中未繪示連接至轉換器之輸出的電負載。 同步式整流器MOSFET 4被驅動成非同相於MOSFET 3， 當MOSFET 3為關斷時之某部分時間MOSFET 4進行傳導。 127734.doc 200843308 在MOSFET 4之正端子連接至電感器5 (即，連接至節點v ) 並且其負端子連接至電路接地情況下，其作用如同，，低端，， 切換器，其使二極體8中之電流分流。二極體8係同步式整 流器MOSFET 4的P-N接面寄生，其並聯於電晶體的汲極與 源極。二極體8僅在當該兩個m〇SF]Et為關斷時的時間間 隔才傳導實質電感器電流。 該兩個MOSFET兩者於每切換轉變期間同時為關斷，以 防止輸入電源短路接至接地。此所謂”先切斷後連接” (break-bef〇re-make ; bbm)時間間隔防止擊穿（sh〇〇t through)傳導，其方式為保證該兩個電晶體不同時傳導及 不使轉換器的輸入與電源短路或，，急劇斷路”（cr〇w_bar)。 在此短暫的先切斷後連接時間間隔期間，並聯於同步式 整流器MOSFET 4的二極體8 (連同相關聯於二極體8的任何 寄生電容）必須載運通過電感器5的負載電流。非所要雜訊 可發生於相關聯於先切斷後連接操作之轉變期間。 如果將轉換器的作用時間因數（duty fact〇r) D定義為能 量自電池或其它電源流動進入DC/DC轉換器的時間（即， MOSFET切換器3為導通的時間期間），則在降壓轉換器丄中 的輸出對輸入電壓之比率與其作用時間因數成比例，即：

其中tsw係在母時脈週期τ期間導通M0SFET 3的時間週期。 對於降壓轉換器或同步式降壓轉換器的此關係繪示於圖 2A之圖表15中的曲線17。請注意，降壓轉換器無法平滑地 127734.doc 200843308 抵達零或壹（unity)轉遞特性（transfer characteristic)且未在 作用時間因數D之極值處顯現出某不連續性19與21。此現 象係歸因於電源MOSFET切換器及其控制與閘極驅動電路 中的切換延遲而發生。 只要降壓轉換器的電源MOSFET 3仍然在切換中，w被 限制於時脈週期T之某部分（例如，5% < d < 95%)，實質 上歸因於MOSFET切換器及其控制迴路内的導通與關斷延 遲。舉例而言，以95%作用時間因數及3 MHz時脈，高端 MOSFET 3的關斷時間係333奈秒週期之僅5%或只是16奈 秒。這意謂著高端MOSFET 3必須在僅16奈秒中關斷且返 回；這太迅速以致不能調節超過95%輸出對輸入轉換比 率。此最小關斷時間問題影響同步式降壓轉換器及非同步 式降壓轉換器兩者。此問題在同步式DC/DC轉換器中進一 步惡化，原因係無任何剩餘時間可供同步式整流器 MOSFET 4進行導通及接著再次關斷並且仍然顯現出先切 斷後連接操作。 請重新參考圖2A中之曲線15 ’高於某最大作用時間因數

Dmax，不存在足夠的時間來維持切換操作，並且轉換器從

Dmax跳至1 〇〇%作用時間因數，如不連續性21所示。古於

Dmax ’轉換器導通]VIOSFET 3並且在時脈週期τ期間使 MOSFET 3繼續處於導通。突然的轉變21造成輸出電壓中 的短時脈衝波干擾（glitch)。因此，在ι〇〇%作用時間因數 下，VQut=Vin (如線16所示），並且只要切換暫停，所有調 節失效。 127734.doc -10- 200843308 圖1B所示之同步式增壓轉換器1〇包含一低端電源 MOSFET 12、一連接電池之電感器13、一濾波電容器15及 一”浮動”同步式整流器MOSFET 14 (含有並聯之整流器二 極體16)。MOSFET 12及14之閘極係藉由先切斷後連接電 路（圖中未缘示）予以驅動’並且係由PWM控制器11響應於 來自跨濾波電容器15之輸出電壓v〇ut的電壓反饋Vfb予以控 制。為了防止濾波電容器15短路，需要先切斷後連接操 作。

就同步式整流器MOSFET 14(其可係N通道或p通道 MOSFET)的源極端子及汲極端子皆非永久連接至任何供電 執（即，接地或vbatt)的意義上，同步式整流器m〇sfet 14 被視為浮動。一極體16係同步式整流器Μ的本質 Ρ-Ν二極體，而不管同步式整流器則咖了 ΐ4是否係ρ通道 裝置或Ν通道裝置。可包括並聯km〇sfet 16的一 Schottky 一極體，但是串聯電感之運作可能未充分迅速地 使來自正向偏壓本質二極體16的電流轉向。二極體P表示 Ν通道型低端刪FET 12本質的^接面二極體，並且在 正常增壓轉換器操作下維持逆向偏壓。由於二極體17在正 常增壓運作下不i隹；# 進仃傳導，所以圖中以點線繪示。 如果再次將轉換器的作 〜1下用日寻間因數D定義為能量自電池 或電源流動進入μ ^ i 轉換器的時間（即，低端MOSFET切 換器12為導通並且雷成。 、 感态13正被磁化的時間期間），則辦 壓轉換器的輸出對於λ ^ ’⑴曰 、 ^電壓之比率與1減其作用時間因數 之倒數成比例，即： 127734.doc 200843308

Vou, =__1_Ξ 1

匕订丁tjT 對於增壓轉換器或同步式增壓轉換器的此關係繪示於圖 2 A之圖表1 5中的曲線1 8。請注意，增壓轉換器無法平滑地 抵達壹轉遞特性且未在作用時間因數D之極值顯現出某不 連續性。此現象係歸因於電源M〇SFET切換器及其控制與 閘極驅動電路中的切換延遲而發生。

只要增壓轉換器的電源MOSFET 12仍然在切換中，^被 限制於時脈週期T之某部分（例如，5% < 〇 < 95%)，實"質 上歸因於MOSFET 12及其控制迴路内的導通與關斷延 遲。舉例而言，以5%作用時間因數及3 MHz時脈，低端 MOSFET 12的導通時間係333奈秒週期之僅5%或只是“夺 秒。這意謂著低端M〇SFET 12必須在僅16奈秒中導通且: 回關斷；這太迅速以致不能調節低於5%輸出對輸入轉換 比率。此最小導通時間問題影響同步式增壓轉換器或非同 步式增壓轉換器。 …〜、本取ΛΙ' 1卞用呀間因數

Dmin ’不存在足夠的時間來維持切換操作，並且轉換器必 須從Dmin跳至㈣作用時間因數，如不連續性2〇所示。、低於 Dmin’轉換器導通同步式整流器m〇sfet 14並且在整個週 期τ期間使M0SFET 12繼續處於導通。突然的轉變2〇造成 增壓轉換器輸出電壓中的短時脈衝波干擾。另外，在 100%作用時間因數下，v〇ut=Vin ( V如綠16所不）只要切換暫 停’所有調節失效。 所以在同步式降壓轉換器1及同步式增壓轉換器10兩者 127734.doc -12- 200843308 中，接近壹轉遞特性（即，vln，以線16緣*)之運作 對於降壓轉換器或增壓轉換器會有問題。 電壓轉換器之效率7係藉由如下給定： 刖文引用之申清案[法定代理人槽案號碼第AATn9_DS_ US號]中詳細描述電感式切換調節器效率之分析。 圖2B之圖表25!會示對於同步式降屢轉換器與同步式增壓 Γ轉換器之典型轉換效率以轉換器電壓轉換比率v。我二函 數的實例。如所示，線26繪示壹轉換條件，其中= 。 在圖表25中線26左側的低於壹之轉換比率表示逐步調降轉 換。效率曲線27表示實行逐步調降電壓轉換之降壓轉換器 的實例。在線26右侧大於壹之轉換比率表示逐步調升轉 換。效率曲線28表示實行逐步調升電壓轉換之增壓轉換器 的實例。 -般而言，對於可相比的負載電流，增壓調節器展現的 效率低於降壓調節器展現的效率，如曲所示。此 不同點主要係歸因於增壓調節器展現的峰值電流高於降壓 調節器展現的峰值電流。此問題對於高V_/Vin電壓轉換比 率更加突顯，尤其對於輸出電堡接近其輸入電塵之十倍， 如曲線28在較高轉換比率下而下降所示。 在圖表25中’未繪示對於低於G1及高於Q9之轉換比率 的降麼轉換器效率(曲線27)，並且同樣地，未繪示對於低 於U及高於H)之轉換比率的增壓轉換器效率（曲線28)，此 127734.doc 13 200843308 係口為彼荨轉換 90〇/, . 羊而要轉換器運作於低於10%或高於 9 0 /〇之作用時間因數， 高切換頻率下。I Λ為難以達成之操作條件，尤其在 降壓増壓切換式轉換器 在輸入電壓可能變化成高於或低於所要輸出電壓之應用 ’接近壹轉遞操作的非隔離DC/DC切換式轉換器之問題 、、困難Jt應用之實例包括有雜訊之AC轉接器的輸

或在主電源已失效之緊急條件期間必需藉由電池供麻 備用電力操作的電路。 ^ 另一需要壹轉換比率（时# conversation rati0)之狀況發 士於電池的操作電壓範圍延伸至高於及低於所要經輸出電 壓蚪。舉例而[LiI〇n電池的放電特性在完全充電下以 開始最初迅速衰竭至約3·6 V，接著自3.6 V緩慢衰 竭至3·4 V，並且最終迅速壓降至其3 V或低於3 V之截止電 ，二假使需要DC/DC轉換器以在整個時期期間產生經良好 调即之3·3 V輸出，開始時需要低於壹㈣-細力轉換比率 (3·3 V/4.2 V) ’即，0.79之比率，其指示出需要降壓轉換 器。在電池的哥命結束時，所需之轉換比率超過，壹變成 V/3 V即，1 ·1之轉換比率，並且需要增壓轉換器以 達成調節。此類需要逐步調升與逐步調降轉換的應用需要 一降壓增壓（Buck-boost)或調升調降（up_d〇wn)轉換器。 假使使用者想要避免調升調降轉換之複雜性，一項可行 做法係使用僅一個降壓轉換器並且藉由提早切斷電池（例 如，在3·3 V)來放棄某電池壽命。但是實務上，當考量電 127734.doc •14· 200843308 池製造變化以及調節器之壓降與作用時間因數限制時，犧 牲許多電池壽命以依賴僅降壓調節器解決方案。 如果無法避免調升調降轉換，則可自組合同步式降壓轉 換器與增壓轉換器成為一合併式電路，可輕易地獲得降壓 增壓轉換器。舉例而言，在圖3 A中，一級聯式降壓增壓轉 換器35中包含一同步式降壓轉換器，該同步式降壓轉換器 包括一 P通道或N通道MOSFET 36、一電感器38a、一 N通 道同步式整流器MOSFET 37(其含有一本質整流器二極體 3 9)及一電容器44，該同步式降壓轉換器供電給一同步式 增壓轉換器’該同步式增壓轉換器包括一低端N通道

MOSFET 40、一電感器38B、一同步式整流器m〇SFET 41、一本質整流器二極體42及一濾波電容器43。降壓增壓 轉換器35首先逐步調降輸入電壓至低於所要輸出的中間電 壓，接著逐步調升此中間電壓以產生V()ut。 圖3B顛倒地繪示增壓降壓轉換器45中，其包含一同步式 增壓轉換器，該同步式增壓轉換器包括一低端N通道 MOSFET 46、一電感器47、一 N通道或p通道同步式整流 器MOSFET 48 A(其含有一本質二極體49)及一電容器54， 該同步式增壓轉換器供電給一同步式降壓轉換器，該同步 式降壓轉換器其包括一 MOSFET 48B、一電感器52、一 N 通道同步式整流器MOSFET 50(其含有一本質整流器二極 體51)及一濾波電容器53。增壓降壓轉換器45驅動一負載 (圖中未繪示）。在此做法中，輸入電壓Vb…首先逐步調升 至高於所要輸出的中間電壓，接著返回調降以產生v〇ut。 127734.doc -15- 200843308 降壓增壓凋節器3 5或增壓降壓調節器4 5之整體效率係藉 由增壓調節器效率ηΐ3。。^乘以降壓調節器效率如⑽之乘積予 以、、、〇疋數予上，可表達為Cascade = T|Buck · nbQQSt。即使該 兩個轉換器效率係85%，級聯式降壓增壓轉換器或級聯式 增壓降壓轉換器的整體效率到達僅約7〇%，顯著低於單獨 降壓轉換器或增壓轉換器之典型效率。級聯式降壓增壓或 級聯式增壓降壓中之整體電力損耗大於單獨的同步式降壓 轉換器或同步式增壓轉換器中的電力損耗，此係因為在介 於輸入端子與輸出端子之間串聯更多的電晶體，以及因為 所有的電晶體始終在切換中。 如圖3B示，增壓降壓轉換器45包括具有中間電容器“的 串聯連接之MOSFET 48A與48B。由於在穩定狀態中，所 以串聯連接之MOSFET中的電流必須相等，M〇SFET 48b 係冗餘元件並且可予以排除而且不影響電路運作。甚至確 實如此，增壓降壓轉換器45需要兩個電感器47與52，特性 就使用者觀點而言係高度非所要之特性。 同樣地，如圖3A示，降壓增壓轉換器35包括具有中間電 容裔44的電感器38A與38B。由於在穩定狀態中，所以電 感器38A與38B中的電流必須相等，電感器38B係冗餘元件 並且可予以排除而且不改變電路功能。實際上，亦可排除 電容器44而且不顯著改變降壓增壓轉換器的運作。 ,、 圖3C繪示先前技術降壓增壓轉換器55的電路圖。降壓增 壓轉換器55包括.一單電感器59;四個M〇SFET 5?、％、 60與61 , 一極體58與62 ;以及濾波電容器63。圖中未繪示 127734.doc -16 - 200843308 PWM控制器及先切斷後連接閘極緩衝器電路。取決於轉換 器之端子條件，此一轉換器其可運作於三種相異模式中： 降壓、增壓及降壓增壓。 在圖3D中，同等電路圖65表示降壓増壓轉換器55作為降 壓轉換器之運作，其中在pwM控制下非同相地切換 MOSFET 57與56，同時M0SFET 61維持導通（以電阻⑺表 不）並且MOSFET 60被關斷（圖中繪示為開路66)。運作為降 p Μ㈣器之Μ增壓轉換器55中的整體電力損耗大於同步 V 式降壓轉換器中的電力損耗，此係因為M〇SFET 61中的傳 導損耗’即，於電阻67中持續的電力損耗。由於此增大之 電力損耗，所以運作於降壓模式中之降壓增壓轉換器”的 效率低於圖1A所示之習知降壓轉換器1的效率。 在圖3E中，同等電路圖7〇表示降壓增壓轉換器55作為增 壓轉換器之運作’其中在PWM控制下非同相地心 MOSFET 60與61，同時河〇8叩丁 57維持導通（以電阻”表 C 示）並且1^〇81^丁 56被關斷（圖中繪示為開路72)。運作為婵 壓轉換器之降壓增壓轉換器55中的整體電力損耗大於⑲ 式增壓轉換器中的電力損耗，此係因為m〇sfet 57中的傳 導損耗十於電阻71中持續的電力損耗。由於此增大之 電力損耗，所以運作於増壓模式中之降壓增壓轉換器抑 效率低於圖1B所示之習知增壓轉換器1〇的效率。 圖4之對於各種輸出對輸入電壓轉換比率的效率 "標繪圖中繪示使用降壓增壓轉換器55之效率損失。為了 便利’藉由曲線81與82分別繪示習知降壓轉換器與增壓轉 127734.doc -17- 200843308 換器之效率（類似於圖2B中的曲線27與2叼。 曲線83繪示降壓增壓轉換器55運作於僅降壓模式中（如 圖3D之同等電路圖65中所示）的效率。因為相關聯於導通 狀態MOSFET 61的串聯電阻67，運作於降壓模式中之降壓 支曰壓轉換裔的效率（曲線83)低於簡單降壓轉換器的效率（曲 線81)效率損失範圍可從百分之幾至超過i0%，取決於操 作條件。曲線85繪示降壓增壓轉換器55運作於全降壓增壓 杈式中，其中所有四個切換器經常在切換中，並且結果展 現出比同一降壓增壓轉換器運作於降壓模式（曲線83)中甚 至更大之損耗及更不佳之效率。 曲線84繪示降壓增壓轉換器55運作於僅增壓模式（如圖 之同等電路圖70中所示）的效率。因為相關聯於導通狀 LMOSFET 57的串聯電阻71 ’運作於僅增壓模式中之降壓 牦壓轉換斋的效率（曲線84)低於簡單增壓轉換器的效率（曲 線82)。效率損失範圍可從百分之幾至超過，取決於操 作條件。曲線86繪示降壓增壓轉換器55運作於全降壓增壓 杈式中，其中所有四個切換器經常在切換中，並且結果展 現出比同一降壓增壓轉換器運作於增壓模式（曲線84)中甚 至更大之損耗及更不佳之效率。 接近3：轉換比率（其中輸出電壓稍微高於或低於其輸 入，即，其中vout « Vin)，降壓增壓轉換器55必須運作於 降壓增壓模式中，纟中所有四個電晶體經常在切換中。所 得效率（曲線87)可比習知降壓轉換器或增壓轉換器的效率 (曲線81及82)低10%至20%。 127734.doc 200843308 因此’使用降壓增壓轉換器以運作於廣 ^ ^ 檢電壓轉換比率範 的效率惡化顯著。另外，轉換器每當 Υ田Μ稞近2Γ電壓轉換 比率運作時必須變更其操作模式。 電荷幫浦轉換器 切換式電感器轉換器的替代方案係電荷幫浦，電壓轉換 電路僅使用切換器及電容器，以透過重複電荷重新分配

ί， (即，藉由時脈或振盪器驅動之電容器網路的持續充電及 放電）來實行電壓轉化。 電何幫浦之優點在於，以特定電壓轉換比率，其可展現 接近100%的極高轉換效率。缺點在於其僅可有效率產生 為其輸入電壓之預先決定倍數（依據其轉換器電路中使用 之飛馳電容器（flying capacitor)數目）的電壓。當被用來產 生非所選輸入電壓絲的輸出電壓日夺，電荷幫浦展現低效 率 〇 圖5A中之電荷幫浦90繪示通用電荷幫浦之實例，其中採 用單”飛馳電容器”93作為一 ”二倍倍增器”（d〇uMer);、即， 使電池的輸入電壓倍增兩倍。電荷幫浦9〇包括四個 M〇SFET 92、91、94與95，其組態類似於H·橋接ϋ配置， 惟Η-橋接器之一端子（M〇SFET %的源極）被連接至電荷幫 浦90之輸出鈿子及蓄電電容器apacit〇r) % (而 非連接至接地）除外。 電荷幫浦90之運作涉及使飛馳電容器93重複充電及放 電。於充電階段期間，對角之M〇SFET 94與91被閉合，使 電谷器93充電至電壓，同時M〇SFET 92與％維持斷 127734.doc -19- 200843308 開。其後，於電荷轉遞階段中，MOSFET 94與91被斷開， MOSFET 92與95被閉合，並且使能量自飛驰電容器轉遞 至輸出蓄電電容器96,使輸出電壓Vcp激升至電池電壓 Vbatt兩倍之值。 切換器網路之目的實質上係使將飛馳電容器在充電階段 期間並聯於電池並且在放電階段期間串聯於電池（即，堆 疊在電池的正端子頂部），如圖5B中之同等電路ι〇〇所示， 其中電壓來源1〇1表示電池輸入’並且充電至K電容 器102表示飛驰電容器93。藉由"堆疊"經充電飛驰電容器 93於電池上電荷幫浦的輸出電壓係彼等電壓之總和，因 此使電壓輸入倍增兩倍。接著，循環隨著另一充電階段而 重複。 在圖5 C、、、曰示電荷幫浦11 〇，其利用兩個飛驰電容器丨i 4 與 115以及一含七個M0SFET U1、U2、n3、U6、n7、 11 8與119的、、、罔路。該網路的目的最初係對串聯的電容器 I 114與115充電’將每一電容器充電至二分之一電池電壓， 即，Vbatt/2。於充電期間，M〇SFET ln、^與ιΐ3係導 通’並且MOSFET 116、117、118與119係關斷。在充電之 後，經充電之電容器114與U 5被並聯連接並且連接至電池 的正端子。此連接係藉由導通M〇sfet 116、117、118與 119來達成。如圖5D之同等電路12ι中所示，對於I」％扣 輸出電壓，所得輸出電壓係Vbau+Vbatt/2。如所示，電池電 壓來源124及並聯組合之電容器^與ι23係彼此堆疊。因 為輸出電壓係輸入電壓的i ·5倍，所以此類型電荷幫浦有 127734.doc •20- 200843308 時稱為"分率式"電荷幫浦。 ’許多電荷幫浦拓射行，但是大多數使用僅一

或兩個飛馳雷空：哭、n gg π A 率傳遞i幹入之器型電荷幫浦僅能夠有效 輸入之兩倍的電力，替代做法為，如果該電容器 被連接至電池的倉滅早， 、 子則產生電池的鏡像負電壓（即h

Vban)亦稱為反轉器。圖5E U寺電路i30中繪示反轉案 二’其中使用電池131將電容器132充電至低於接地的電

二^7多考至電池131之負端子。可使用雙電晶體分率 ’電仃幫浦來產生等於二分之一輸入電壓的輸出電壓，如 圖5二同等電路135所示，其中電容器137與138在被充電 刀之t池電壓136之後於是被參考至負電池電位（接 。。）以產生等於+〇·5 V—之正電位。替代做法為，電容 器的正端子可被連接至接地’以產生等於-0.5 Vbatt之經反 轉電位。 、電$幫浦轉換器問題係其僅在以飛馳電容器數目所判定 、特疋轉換倍數運作下才具效率。換言之，彼等電荷幫浦 轉換器不疋電壓調節器、。具體而言，由於所要負載電壓 偏離於電容器網路產生的電壓VC?，所以電荷幫浦無法 周適為了橋接介於電荷幫浦之輸出電壓Vcp與所要輪出 電壓V〇ut之間的電壓差，需要一電阻器或電流源，並且跨 越損耗元件的電壓導致電力損耗及效率降低。前文引用之 申π案[法定代理人檔案號碼第AATI-19_DS-US號]中提供 電荷幫浦效率之分析。 圖6A以圖表繪示單模式電荷幫浦對於各種倍增器 127734.doc _ 21 - 200843308 (multiplier)的效率方程式， hi、 ^ ^ .. T包括二倍倍增器（曲後 151)、反轉器（曲線152)及分率 線 命1以、此& 飞電何幫浦（曲線153、154 乃）。曲線156表示經設計以產生 出電壓的電荷幫浦之效率'“入電塾之輸 柿w々、安 相问於線性調節器的最大 娜效率，gp，假設無任何 奸止操作電流。在每一 中，隨著輸出電壓對輸入電慶 I比羊接近±1/2v 整 時，電荷幫浦的效率增加。$於兮士厂 _之正數乜 法運作，並且必須採用不 電…無 w·〗·、 谷為 4口增斋（capacitor multiplier)，即，不同的操作模式。 圖表150中所示之每一曲錄 ^ 、、友表不一特定電荷幫浦電路， 匕括圖5A至5F中所示之電荷幫浦電路。但是，除非 一負載以輸入電壓的精確二分一 之伏整數倍運作，否則使 用一或兩個電容器之電荷幫浦 轉換裔的效率將變糟。此作 用，池供電產品尤其係問題，此係由於電池電二 』者&者電池早几放電而變化。舉例而言，就⑶⑽電池 而言’於放電期間’電討衰竭超過”，表示挪變化。 即使峰值效率可能在一特定摔 亏疋雜作條件下為鬲，計算電池放 電曲線之平均所得的轉換器整體效率仍然不 式電荷幫浦，權值平均效率可能低於6〇%。 種改良轉換器平均效率夕古斗么 . 1效羊之方式係在-個電路内自動切 換核式於轉換比率1χ、1 · X與2Χ之間。此特徵對供應廣 圍的固定電遷尤其有用。圖6Β中緣示模式變更式電 :的效率之實例’其中隨著電池衰竭，三模式轉換器 電路自lx電池直接模式（具有曲線163所示之效率）切換至 127734.doc -22· 200843308 1.5X分率模式（具有曲線162所示之效率），並且再次切換至 2X二倍倍增ϋ模式（具有曲線161所示之效率）。冑由以此2 字形型樣切換模式，改良電荷幫浦轉換器的效率，此係原 因輸出未被激升至過度值（與負載相比）。 可惜，效率實質上變糟的條件㈣存在。模式轉變在壹 轉換比率展現出戲劇性效率變動（曲線163)，並且在轉 換比率再次展現出戲劇性效率變動（曲線162)。模式轉變亦 f ”致突發電流及㈣停止，或產生不穩定性或雜I:為 了判定所要的轉換比率，圖表⑽亦包括曲線166、⑹及 164，彼等曲線分別關於用以產生輸出電壓3 v、3 5 v及4 v 的所要輸入電壓範圍與轉換比率。 具體而言，1.5X模式令的電荷幫浦轉換器對於稍微高於 壹轉換比率的條件未良好實行，遺憾地，顯然效率更低於 電感降壓增壓轉換器。 先前技術調節器中之堡降 彳當電壓轉換器的輸入電壓與輸出電壓彼此接近數百毫 伏範圍（例如，Vin± 200 mV)内時，轉換器調節能力 的Π口貝支糟。可用數種方式使調節品質損失顯著··藉由單 人或重複之輸出電壓短時脈衝波干擾或停止，·藉由增大的 漣波（npple);或藉由某窄電壓段内的完全調節損失。每當

Vout接近Vin的調節惡化現象稱為，，壓降"，意謂著轉換器壓 降無法調節。 圖1 A之F牛壓轉換器及圖1 B之增壓轉換器兩者在其切換 作用時間因數從0_或Dmin跳至1〇〇%時暫時失去調節，並 127734.doc -23- 200843308 且當時完全失去調節，此係由於在壓降 入實質上有電阻地連接至輸出。 干下輸

雖然降壓增壓轉換器未實際上展現永久壓降，伸 當轉換器模式從降壓轉換器切換進人降壓模式進人降壓: 壓模式或從降壓增壓模式切換至増壓模式時的模式轉變; 間，其可易於遭受到電壓短時脈衝波干擾。每當轉換器從 具有兩個電力裝置正在切換中的電路變更為其中四個裝置 正在切換中的電路時發生模式轉變，或反之亦然。、 為了避免模式切換問題’降壓增壓轉換器可持續執行於 降壓粍壓模式中’而且所有四個電力m〇sfet持續切換 中’但是接著效率在所有輸入輸出條件及轉換比率下亞

化。 W 如上文所述，電荷幫浦在未使料聯連接之線性調節器 來提供調節功能的情況下無法調節電愿。遺憾地，已熟知 所有線性調節器在每當跨線性調節器之輸入端子與輸出端 (子的AV太；時皆展現失去調節，即，壓降。本質上，在 、線性調節器中因為放大器的迴路增益隨著其電晶體傳遞元 件從充當電流源變更為充當可變電阻器而突然實行調節下 降而發生壓降。如果傳遞元件係雙極性電晶體，則隨著元 件從其作用中操作區域轉變至飽和而在Yu之小值處發生 杧I損失。在許多雙極性線性調節器中，此壓降條件發生 於超過400 mV處。 在所謂"低壓降”線性調節器或，，LD0"中，用能夠以較低 △V作為電流源操作的M〇SFET取代雙極性傳遞元件，但是 127734.doc -24- 200843308 該線性調節ϋ隨著電力MqSFEt傳遞元件從其飽和（即，怔 定電流）操作區域轉變至其線性（即，電阻）操作區域而仍然 在200 mV至300 mV處壓降。 總之，所有先前技術非隔離式高效率轉換器在電壓轉換 比率接近壹處展現壓降。但是僅藉由犧牲效率，可避免模 式切換、調節損失及壓降。隔離式轉換器（諸如返驰式盘 順向式轉換器)能夠以接近壹之高效率運作而不需要切換 杈式，但是彼等轉換器使用實體上大型分接電感器、輕合 式電感器及變壓器而妨礙其應用在大多數攜帶型產品中。 先前技術調降調升轉換器之摘要 總之’現有的電荷幫浦轉換器、降壓增壓切換式調節号 及其它電感式切換調節器無法有效率地逐步調升或 降％電壓，尤其對於接近壹之轉換比率，其中 要:種在廣輸入電壓與輸出電㈣圍具效率的調升調降轉 換斋’並且不需要隨著該轉換器接近壹電麼轉換比率或在 宜電壓轉換比率附近運作時而變更其操作模式。另外，兮 轉換器應無壓降問題，其$者仏山+广 以 然維持高品質調節。“ 2°一)時’仍 【發明内容】 根據本發明，一種非隔離式DC/DC轉換器包括：牛 調升切換式電感H前置㈣器；及 。’夕 換器。該逐步調升切換式電& 後置轉 連接至該切換式電容器後置轉換器之輸入端子。 127734.doc -25- 200843308 電容器後置轉換器可包括一電荷幫浦 + r 庸使其輸入端子處的 ―娶倍增-整數或分率值’或其可係—反轉器，以使盆輸 入端子處的電壓倍增一負整數或分率值。該逐步調升切換 式電感器前置調節器可包括一增壓轉換器，該增壓轉換器 具有在-串聯路徑中與一低端切換器連接之—電感器以及 連接至介於該電感器與該低端切換器之間的該串聯路徑中

:-點的一浮動切換器。在一些具體實施例中，該浮動切 換益與該低端切換器之每一者包括_ M〇SFET。 該前置調節器逐步調升輸入電壓，並且該後置轉換器依 一整數或分率值逐步調升或逐步調降該電壓，或依一負整 數或分率值倍增該輸人電壓。較佳方式為，該輸出電^ 控於-反饋路徑’該反饋路徑可自該前置調節器階或該後 置轉換器階之輸出延伸呈-脈衝寬度調變單元，該脈衝寬 度調變單元控制該前置調節器之作用時間因數。在一些具 體實施例中’該反饋路徑包括—位準偏移單元或修改^饋 訊號的其它電路。 本發明之非隔離式DC/DC轉換器能夠在不需要模式切換 情況下運作於廣電壓轉換比率範圍，其範圍係從逐步調升 至逐步調降轉換。當vQut w Vin時無模式切換及㈣問題， 甚至接近壹輸入對輸出電壓轉換比率，轉換器仍然未遭受 到雜訊短時脈衝波干擾、不佳的調節及不穩定性。雖然該 轉換器包括切換式電感器操作，但是其避免在非常高作用 時間因數與非常低作科間因數下使f知切換式調“變 糟的最小脈衝寬度問題，包括調節器壓降、窄脈衝與相關 127734.doc -26- 200843308 聯之高電流尖波、可變頻率;^你 --t? ^ y ^』文％千餘作、不足以實行先切斷後連 接轉變之時間。 DC電壓至一第 本發明的另一態樣包括一種轉換

二DC電壓之方法。該方法包括··提供至少一電感器及至 少-電容器；於一第一時間間隔期間，耦合該至少一電感 器之一第一端子至該第一DC電壓；於一第二時間間隔期 間，允許該至少—電感器之該第_端子成為浮動，藉此在 5亥至少一電感器之該第一端子處產生一中間電壓；於一第 二時間間隔期間，耦合該至少一電容器之一第一端子至該 中間電壓，並且耦合該至少一電容器之一第二端子至一第 二電壓，及於一第四時間間隔期間，耦合該至少一電容器 之該第二端子至該中間電壓，並且耦合該至少一電容器之 該第一端子至一輸出電壓，藉此在該輸出端子處提供該第 一 DC電壓。該方法之變化方案包括：於一第四時間間隔 期間，耦合該至少一電容器之該第二端子至一第四電壓， 並且耦合該至少一電容器之該第一端子至一輸出電壓，或 耦合該至少一電容器之該第一端子至接地，並且耦合該至 少一電谷器之該第二端子至一輸出電壓。 【實施方式】 圖7用圖表繪示DC/DC轉換器以各種電壓輸出運作並且 對於自1·8 V至6·6 V範圍之輸入的必要電壓轉換比率 UVin。曲線181繪示對於4·5 ν至5·5 ν輸入範圍，調節 5 V輸出至±1%精確度需要高於及低於壹轉換比率之運 作’思謂著需要調升調降調節轉換器以保持比AC/dc騰式 127734.doc -27- 200843308

轉接器（waU adapter)通常保證的土5%或土1〇%精確度更緊密 的容限。 N 另一對調升調降轉換之需求發生於使用鋰離子電池以產 生居中於其廣電麼範圍的電屢。作為實例，圖7中的曲線 182、183與184分別繪示4 v、36 乂與33 v之輸出。由於 彼等負载電壓落在LiIon電池之正常放電電壓範圍ο v至 3 V内’所以轉換器必須在電池電元放電循環開始時以低 於壹之電虔轉換比率在逐步調降模式中進行調節，並且之 後隨著電池電元電壓衰竭以高於壹之轉換比率在逐步調升 模式中進行調節。 曲線185繪示3 V輸出，理論上，其應僅需要逐步調降轉 換，但是因為上文所述之壓降問題，所以供應3 v輸出的 UI〇n電池於高於3.2 μ須截斷，由此浪費有用的電池壽 命❶開發中的新生仙“電池單元必須允許以降至^: 進行運作m要利用用於2.7 V輸出的調升調降轉換，如 曲線186所示。以2.5 1池條件，壓降議題亦甚至可需要 使用調升調降轉換器，以供應經調節之2.5 V輸出，如曲 ㈣7所示。但是，如果調升調降轉換導致效率損失超過 精由延伸電池範圍所增益的額外操作時間，則完全損失使 用具備較低電壓操作能力之電池的使用壽命時間益處。 同樣地關切的料使得難以保證來自雙電池單元連接 式錦乳（NiMH)電池或鎳鎖（NiCd)電池的18 v經調節輸出 (以曲線188繪示)，此係由於彼等輸出範圍從2.4 V降至h8v。 在2 V電池條件下停止使用致使不可接受地浪費二分之— 127734.doc -28- 200843308 以上電池充電哥命。 其它需要具效率低壓降調升調降轉換器之實例係經設計 以耗用兩個NiMH乾電池單元、兩個鹼性電池單元或單電 池單元式Lilon電池的電源供應。由於雙串聯電池單元式 NiMH電池組的輸出電壓範圍係自18 ¥至2.4 v，雙串聯電 池單兀式鹼性電池於充電期間的輸出電壓範圍係自丨.8 V 直至3.4 V，以及單電池單元式LiI〇n電池的輸出電壓範圍 (%係自4·2 V降至3 V或甚至降至2·7 V，於是來自彼等來源之 介於4.2 V與1.8 V之間的輸出電壓需要調升調降轉換器以 最大化效率及電池壽命，包括曲線182至1S8所表示之輸出 電壓。 如果亦考畺一些系統允許來自連接至系統之轉換 器的AC/DC牆式轉接器的DC輸出而不需要電池存在，則 供應至轉換器的輸入電壓可頗高於有電池存在情況下的輸 入電壓，並且可達到高達6.5 V。當有電池存在並且充電 〇 11被切斷連接時，電壓可低至1_8 V。在此等情況中，由 曲線181至曲線188表示的所有輸出電壓（即，範圍自$ v降 至·8 V輸出）皆需要調升調降轉換器。 現=大多數電負載係藉由僅調升轉換器或僅調降轉換器 1以ϋ ’並且甚至以浪f電池中有用的經儲存電荷為代 價，、過早切斷電池以避免需要調升調降轉換。因此，以任 何成本避免，周升調降轉換，惟極端狀況除外。由於現有調 升周降轉換裔（DC/DC轉換器、電荷幫浦或線性調節器）給 予不佳的效率、檐j .. 棋式切換、雜訊短時脈衝波干擾及不佳的 127734.doc «29- 200843308 调即，所以對於調升調降轉換的需求係極端的問題 無法符合現今以效率為焦點之消費者市 ，、，且 mDc/DC轉換器拓樸 本發明介紹一種新非隔離D c / D c轉換器及電壓調節拓 樸丄其能夠在不需要模式切換情況下運作於廣電壓轉:比 率範圍，其範圍係從逐步調升至逐步調降轉合

Λτ n-b Ζ-. 、田 V〇UtS

C vin時無模式切換及壓降問題，甚至接近壹輸入對輸出電 壓轉換比率，轉換器仍然未遭受到雜訊短時脈衝波干擾、 不佳的調節及不穩定性。雖然該轉換器包括切換式電2器 操作，但疋其避免在非常高作用時間因數與非常低作用^ 間因數下使習知切換式調節器變糟的最小脈衝寬度問題， 包括調節器壓降、窄脈衝與相關聯之高電流尖波、可變頻 率操作、不足以實行先切斷後連接序列之時間。相比之 下，先前技術非隔離式DC/DC轉換器在極值作用時間因數 及接近壹電壓轉換比率下遭受到上文所述之問題中之一咬 多者。 — 本發明之方法及設備可運用在需要調升調降轉換的應用 中’並且避免現有降壓增壓轉換器及返馳式轉換器的問 題。雖然本發明之一項具體實施例提供調升調降轉換器之 實施方案，但是變化方案包括改良式僅調降調節轉換器及 能夠產生負（即，低於接地）供電電壓的DC/DC反轉器。 全體地，本發明之DC/DC轉換器包括三種新轉換器拓撲 及其變化方案，在文本中以首字母縮略字稱為 LCUD-切換式電感器電容器調升調降（up-down)轉換器 127734.doc -30- 200843308 LCUU_切換式電感器電容器調升調升（up-up)轉換器 LCUI-切換式電感器電容器調升反轉（up-inverting)轉換 器（反轉器） 具體而言，本發明係關於切換式電感器電容器調節轉換 器’其包括（a)—電感逐步調降前置調節器，該電感逐步調 降前置調節器饋電給（b)—切換式電容器實施之逐步調升、 逐步調降或反轉式後置轉換器。關於命名法，首字母縮略

字中的第一個”L”表示在轉換器之第一階或前置調節器階 中的能量儲存元件，即，線圈或電感器，並且首字母縮略 字中的”C”表示在第二階或後置轉換器階中的電容式能量 儲存元件。 首字母縮略字中的第三字元” U”將前置調節器描述為逐 步凋升轉換器，意謂著正輸入電壓量值先被增大，其後才 作為中間電壓供應至後置轉換器的輸入端子。首字母縮略 子中的第四字元係D、U* j，其描述後置轉換器使前置調 即裔的輸出逐步調降、逐步調升或反轉。舉例而言，對於 正電壓進行”調升”意謂著產生較大的正電壓，而，，調降，，意 謂著產生較低的正電壓，並且”反轉”意謂著產生具有相^ 極性之電壓。 精由首字母縮略字LCUD、LCUU及LCUI所描述的拓樸 視不同應用之效用而異’並且可統稱為LCUX調節轉換 器’其中X意指分別視應用而可變：對於調升，χ為u;對 於調降，X為D ;及對於反轉，xgj。 前文引用之申請案[法定代理人構案號碼第αατι_ι9. 127734.doc -31- 200843308 us號]中描述切換式電感器電容器轉換器’其包括一切換 式電感逐步調降型前置調節器，其後接著一切換式電容器 逐步調降、逐步調升或反轉式後置轉換器。全體地’彼等 LCDX型調節轉換器包括下列項目： LCDU-切換式電感器電容器調降調升（d〇wn-uP)轉換器 LCDD-切換式電感器電容器調降調降（down_down)轉換器 LCDL·切換式電感器電容器反轉調降（inverting-down)轉 換器（反轉器） 相關美國申請案[法定代理人槽案號碼第AATI-20-DS_US 號]題為 ’’High-Efficiency DC/DC Voltage Converter Including Capacitive Switching Pre-Converter And Up Inductive Switching Post-Regulat〇1*”及[法定代理人標案號碼第AATI-22-DS-US號]題為”High-Efficiency DC/DC Voltage Converter Including Capacitive Switching Pre-Converter And Down Inductive Switching Post-Regulator’’（該等案與本申請案同 時申請並且以引用方式整份併入本文中）描述切換式電容 器電感器調節轉換器，其具有一前置轉換器（其包括切換 式電容器階）及一後置調節器（其包括切換式電感器階）。 切換式電容器電感器（LCUX)調節轉換器 圖8緣示切換式LCUX轉換器200，其包括一逐步調升切 換式電感器前置調節器232，該前置調節器232供應中間電 壓至〆後置轉換器233(其包括一切換式電容器轉換器 23 3)。後置轉換器233包括一電荷幫浦207，其具有電壓轉 換比率η。使用輸出電壓Vout作為反饋以控制前置調節器 127734.doc -32- 200843308 232的操作條件及輸出。前置調節器232經調節以達最佳效 率’使電壓Vy維持在所要輸出電壓v—的1仏倍。在封閉迴 路中’經組合之前置調節器232與後置轉換器233動態調整 輸出電壓，以產生所要電壓v〇ut的經妥善調節輸出。 在轉換器200中，切換式電感器前置調節器232包括一 PWM控制器211、一先切斷後連接（BBM)閘極緩衝器212、 低知N通道電源MOSFET 201、一浮動同步式整流器電源 MOSFET 204(其具有一本質PN二極體2〇5)及一電感器 2〇2 ;慮波電容器2 0 6係跨前置調節器2 3 2之輸出端子予 以連接’以確保穩定性、減小漣波並且改良瞬變響應。在 本發明之此項具體實施例中，逐步調升切換式電感器前置 調節器經拓樸上組態作一同步式增壓轉換器，然而可使用 任何逐步調升切換式電感器DC/DC轉換器。舉例而言，可 排除MOSFET 204，並且可用Schottky整流器來取代二極體 2〇5，以實施一習知增壓轉換器來取代所示之同步式增壓 轉換器。替代做法為，逐步調升切換式電感器轉換 為可包括返馳式轉換器、順向式轉換器或橋接式轉換器。 PWM控制器211藉由響應於其反饋輸入而改變前置調節 态232之作用時間因數D來控制低端N通道電源M0SFET 2〇1之導通時間，其以按斜坡產生器時脈213所判定的一固 定頻率Φ運作。作用時間因數D被定義為低端m〇sfet 2〇ι 被V通以磁化電感器202之時間的百分比，如下文所述。 替代做法為，PWM控制器211可配合N通道MOSFET 201之 固疋或可變導通時間而以可變頻率運作。 127734.doc -33 - 200843308 每當N通道MOSFET 201被導通時，來自前置調節器232 之輸入端子（Vbatt)的電流流動通過電感器202。藉此電感器 202被磁化，儲存等於KLI2的能量並且抵抗電流中的任何 迅速變化。以切換頻率φ，電感器202中的電流無法對 MOSFET 201之迅速切換作出反應，所以電感器作用為幾 乎無損耗之電流源，其響應於受PWM控制器211提供的脈 衝寬度調變，在許多時脈循環期間的平均電流緩慢變化。 於電感器202正被磁化的時間間隔期間，無來自電池或電 感器202的能量流動進入後置轉換器233，並且輸出電容器 2 10供應負載216所需的任何電流。 每當低端MOSFET 201未正在傳導時，電感器202驅動中 間電壓Vx至高於轉換器200之輸出電壓Vout，加正向偏壓於 二極體205並且允許電流在電感器202中無中斷的流動， 即，再循環通過濾波電容器206及電荷幫浦207。如果 MOSFET 201與204兩者被關斷，在二極體205中消散的電 力等於IL*Vf，其中Vf係跨P-N接面二極體205的正向電壓。 浮動同步式整流器MOSFET 204於N通道MOSFET 201為關 斷狀態期間的所有時間或某部分時間進行傳導，分流來自 二極體205的電流並且重新定向通過低端MOSFET 204之通 道的再循環電流。由於MOSFET 204僅在整流器二極體205 正在傳導時才進行傳導，所以其運作為一”同步式”整流 器，然而MOSFET 204中的傳導可發生於僅二極體205正在 傳導的一部分時間期間。因此，就每當二極體205被逆向 偏壓（非傳導中）時MOSFET 204始終被關斷（非傳導中）意義 127734.doc -34- 200843308 上，MOSFET 204"同步於”二極體205。當同步式整流器 MOSFET 204正在傳導電流時，跨MOSFET 204的電壓降等 於IL，RDS(〇n)並且其瞬間電力消散係lL、RDS(〇n)。 替代做法為，如申請案[法定代理人檔案號碼第AATI-18-DS_US 號]題為"Low-Noise DC/DC Converter With Controlled Diode Conduction、該案與本申請案同時申請並 且以引用方式併入本文中）中所描述，同步式整流器 MOSFET可維持導通狀態，但是當其非正在運作為全導通 裝置時，以受控方式來限制其汲極電流的量值。藉由交替 於電阻式切換器狀態與低電流恆定電流模式之間，該方法 減小切換式電感器轉換器中的電雜訊。 先切斷後連接（BBM)缓衝器212確保低端電源MOSFET 201及浮動電源MOSFET 204永不同時傳導，以防止擊穿傳 導，其使負載短路。擊穿傳導（來自重疊傳導的輸入湧進） 係導致浪費電力、損失效率並且潛在地導致MOSFET裝置 損壞的非所要條件。雖然先切斷後連接時間間隔必須足夠 長以防止擊穿，但是過度長的先切斷後連接時間間隔亦非 所要，此係由於先切斷後連接時間間隔強制二極體205在 較長時間期間載送電流並且消散更多電力。 惟先切斷後連接週期除外，理想上，每當低端MOSFET 201為關斷狀態時，同步式整流器MOSFET 204應被導通並 且進行傳導。但是，在一些情況中，提早關閉或完全不導 通同步式整流器MOSFET 204可係有利的。舉例而言，以 非常低輸出電流，如果MOSFET 204在一段延長持續期間 127734.doc -35- 200843308 保持導通狀態，則可發生非所需的振盪及逆向電流流動。 關閉MOSFET 204使其無法進行通道傳導，並且在逆向偏 壓條件下的二極體205防止逆向電流傳導，改良轉換器200 的輕型負載（light load)效率。 替代做法為，如前文引用之申請案[法定代理人檔案號 碼第AATI-19-DS-US]中所描述，同步式整流器MOSFET 204可維持導通狀態，但是當其非正在運作為全導通裝置 f

時’可用受控方式來限制其汲極電流的量值。以使同步式 整流器MOSFET 204在電阻式切換器狀態與低電流恆定電 流模式之間的交替方式操作M〇SFET 2〇4而減小電雜訊。 後置轉換器233中的電荷幫浦207依因數，，η，，來按比例調 整電感前置調節器232所傳遞的電壓Vy，以產生輸出電壓

Vout。電荷幫浦2〇7(其包括電容器208以及選用之電容器 209或更多電容器）包括一產生任何各種電壓倍數因數的切 換式電容器網路，包括二倍倍增、反轉或分率式或分率式 反轉。以中間電壓^加偏壓的節點形成至電荷幫浦2〇7的 輸入，並且可透過濾波電容器2〇6而連接至接地，取決於 各種設計考量。電荷幫浦207的輸出係藉由輸出電容器210 予以濾波。

更詳之’轉換器200使用逐步調升切換式電感器增麼前 置調節器232轉換輸入電壓至中間電壓、。接著，使 用具有飛馳電容器·及（選用）的電容器網路，依因數 α按比例調整電壓^。切換式電容器後置轉換器233的轉 換比率ΠΧ可係逐步調升、逐步調降歧轉。切換式MUD 127734.doc -36 · 200843308 轉換器之後晉鼓姑q，。丄 1轉換裔233中的逐步調降轉換可包括雙電容 器分率式實施方案，其中η=〇·5。 就後置轉換器233實行逐步調升轉換（例如，實施單電容 裔一七么增益（其中η=2)或雙電容器分率式版本（其中 n L5)而吕，轉換器20〇運作為LCUU (調升調升）轉換器。 轉开乂式之後置轉換器233可利用單電容器電路（其中， n=_l)或分率型雙電容器電路（其中，η=_〇·5)。遵循前文定 義的命名法，此一反轉器稱為CLUI轉換器。 在一較佳具體實施例中，輸出電壓¥_係作為反饋訊號 vFB發达至位準偏移器214之輸入端子。藉由位準偏移器 2 14將反饋訊號vFB轉換至用於控制電路2 11的電壓 VFBin。替代做法為，可使用中間電壓％來控制pwM電路 2U。如下文所示，Vy之值對設定LCUX轉換器2〇〇的整體 效率非常重要。 在較佳具體實施例中，位準偏移器214產生的電壓vFBin 應強制使vy之值為一電壓。對於LCUD或LCUU轉換 器而吕，位準偏移器214包括一含兩個電阻器（圖中未繪示） 的網路，其充當一分壓器。在Lcm&轉器中，在位準偏 移器214中典型採用一替代電路（於下文描述）。 LCUX轉換器200之另一項特徵係使用時脈213來控制後 置轉換器233中之MOSFET 201及204兩者之切換以及後置 轉換器233中之電荷幫浦2〇7之切換。藉由使切換式電感器 前置調節器與切換式電容器後置轉換器電路同步，可大幅 減小中間濾波電容器206之大小，或在一些情況中，可予 127734.doc -37- 200843308 以全然排除。 透過 LCUX轉換器之一項非預期態樣 壓Vy2值的相依性。 双丰η對中間電 來控制卿I式：=態!係可用封閉迴路反饋 、 文良轉換器之瞬變調節。 為了更佳瞭解彼等考量， J使用圖9之作用模型23〇以用 於控制分析以及評仕分漆 _ > 、。如所示，從輸入電塵Vin供電

給逐步調升前置調節器232，產1Λ、電 座生中間電壓Vy。在LCUX拓 樸中，前置調節器232i軍作i ^ 運作為一逐步調升轉換器，提供藉 由如下給定之輸出電壓

Vy^Vin / (1-D) 其中D係低端M〇SFET 21〇的作用時間因數，範圍介於㈣ _ 100/。之間。如圖12A中以圖表表示此經調節之調升轉 換，其中電池輸入電壓Vbatt (曲線391)依一變化量1/(1_D) 予以倍增，以產生6·6ν之恆定電壓V〆曲線392)。 I 睛再次參考圖9，繼而，Vy供電給切換式電容器後置轉 換器233，其產生一電壓Vz。後置轉換器233的轉換比率係 藉由如下給定

Vz=n.Vy 後置轉換器233的電壓轉換比率vz / Vy等於

其中n具有離散量化值，其等於（例如）2、1.5、0.5、-〇.5 或-1.0 ’其取決於後置轉換器233中的電容器數目及切換器 127734.doc -38 - 200843308 組態。舉例而言，在圖12A中，盆中 ，、甲η-〇 · 5，逐步調降後置 轉換器233使Vy*間電壓（曲绫392、诂皮s t 393) ΙΦ、、果92)減半至恆定3·3 v(曲線

料次參考圖9’輸入電壓來源231供電給整個⑽雜 換器。電源可表示任何電源供應器的輸出，但是通常包括 …。n電池。對於電池而言’電池單元電壓'“實際上 荨於I ’惟當在電池組内部可發生某電壓降時的高電流 瞬變事件中除外，進—步舉例說明對於調節電壓轉換器之 需要。 如所示，LCUX轉換器200的輸出供電給一負載235，其 以電壓Vout(轉換器200的所要輸出電壓）運作。概要上包括 寄生損耗元件234,以模型化介於後置轉換器233之輸出電 壓vz與供電給負載所要之輸出電壓之間的電壓不匹配 的影響。假設後置轉換器233之輸出電壓％實質上相同於 所要輸出電壓V。^，則跨損耗寄生元件234的電壓係可 忽略，並且vout« vz。組合前文方程式，得出如下關係式 V〇ut «Vz=n*Vy=n*Vin /(1- D) 因此，LCUX轉換器2〇〇的電壓轉換比率係藉由如下給定 V〇ut_ = η 自此關係式，可得出重要觀察··前置調節器233之作用 時間因數相依項1/(1-D)乘以後置轉換器233之轉換比率，，n, 的乘積得出轉換器200之輸出對輸入比率。本質上，為了 適當調節輸出電壓V〇ut，必須動態改變作用時間因數D、 127734.doc -39- 200843308 轉換比率η或兩者，以補償輸入電壓vin2變化。 使用0.5X後置轉換器（舉例而言，除以2分率式電荷幫 浦），LCUX轉換比率變成LCUD轉換器的轉換比率： 0.5 圖12A中的虛曲線394繪示此〇·5Χ型LCUD轉換器的轉換 比率。曲線394以高於及低於壹變化，其量值範圍約略介 於0.67至超過1.6之間。在點395 (即，vin=3.3 V)處，電壓 f 轉換比率係壹，並且轉換器200正在以介於逐步調升轉換 與逐步调降轉換之間的邊緣處運作。請注意，Lcxjd轉換 器2 0 0通過此壹轉換條件而且未總是變更操作模式。 進一步分析0.5X型LCUD轉換器200，圖l2C中的圖表42〇 繪示轉換器400的電壓轉換比率逆向地（即，雙曲線地）取決 於其作用時間因數D(以曲線422所示），其形狀類似於'之 值但為其二分之一。圖12B中的半對數（semM〇d圖表41〇 進一步繪示對作用時間因數D的相依性，曲線412之斜率係 I Vy之斜率（曲線411，描繪前置調節器232之輸出對輸入比 率）的一分之一。請注意，運用具有〇·5之電壓轉遞特性的 後置轉換器233，LCUD調節器以適切的5〇%作用時間因數 展現出壹轉換比率。 雖然理論上轉換器能夠以對輸入電壓之自零至兩倍的比 率來凋即輸出電壓，但是以低於1〇%作用時間因數及高於 9〇%作用時間因數運作因需要難以控制的窄開或關脈衝而 複雜化。反而，甚至藉由使轉換器之作用時間因數限制在 127734.doc 200843308 自10%至90%範圍内，〇·5χ LCUD轉換器的輸出電壓仍然 涵盍廣範圍，範圍係自對輸入的最小逐步調降因數約0.5 倍至對輸入的最大逐步調升因數5倍；超過量值級數的電 壓轉換範圍。 在壹轉換比率處，前置調節器232的作用時間因數係僅 50%。以50%作用時間因數，可易於實施切換式轉換器以 用於以高頻率運作，而且未受限於習知降壓、增壓及降壓 增壓轉換器拓樸所遭受到作用時間因數的極值問題。 下文考1LCUX轉換器對於其它n值之運作。本文包括分 率式或0.5Χ型LCUD調節器以作為實例。 控制Vy以用於最大化轉換器效率 亦可使用圖9的作用模型23〇來評估1^1;：^轉換器2〇〇的效 率對於則置調節器232，藉由Pini=Iin.Vin來給定輸入電 力，同時藉由PQutl=Iy.Vy來給定輸出電力。接著，前置調 節器232的效率可被表達為 (/ ηλ —圖13A之圖表43〇纷示前置調節器232的效率⑴係相對怪 定並且獨立於其電壓轉換比率Vy/Vin。取決於操作條件、 電源MOSFET電阻及操作電流，典型值之範圍係自％%至 89% 〇 典型地，後置轉換器233中的電荷幫浦在傳遞電力至一 =其輸出電壓Vz運作的負載時具有在96%範圍中的最大效 率由於電荷幫浦單純地係轉換器並且不是調節器，所 127734.doc -41 - 200843308 =效率之分析必須考量當介於其輸出與供電給電負載所 ^所要f ^間不匹配時的情況。具體而言，對於任何 '、因如果後置轉換器之輸出％不同於所要輸出電壓 V°ut ’則電壓誤差Δν=νζ·ν_不再係可忽略，並且將導致 :外的效率損失。此Λν不匹配導致之損失具有相同於線 性调節器中之損失的數學式Δν/νιη，即使損耗元件⑶實 ’、不》周節電壓。具體而言，損耗可被定義為 ^i〇ss3^Iout-AV = l0ut(v2^v0ut) 1\中VZ V_。接著，第三階（與損耗元件234相關）的效 率係藉由如下給定

K

7/3 = = El^hss^ = I〇utVz ΖΙ〇Ε^1ζΣ2ε) = Y〇uL …中。ut νζ即，表大理論效率被限制在100〇/〇

函數Vz=n· V 從轉遞 則 包括電何幫浦207的效率，後置轉換器233的效率係 如下給定 μ曰 ^PC ^ = Vl = — —

Vz rt Vy 圖13B中繪不後置轉才奐器233的效率方程式（包括μ負載 不匹配），其中在圖表440中對於分別藉由曲線441與442所 示的理想靜止電流與實際靜止電流，標繪出後置轉換器的 電昼轉換比率V〇ut/Vy相對於其效率㈣之圖表。在該兩種 127734.doc •42- 200843308 =中’4置轉換器233的效率在v_/Vy等於轉換… ^ P田V〇ut=n.1y時）抵達其峰值。

舉例而言，在分率式後置轉換器（其中n=〇.5X)中， LCUD轉換器的最大輸出電麼發生於〜時。v 該條件的任何偏差皆降低L⑽轉換器的整體效率。” 在理想情況中(曲線441所示），在電荷幫浦中的靜止 作電流W質上料並且其料峰值效率接近麵。在 實際電荷幫浦中，損耗一些能量以操作電荷幫浦，其靜止 f流IQ2不是零並且峰值效率被限制在低於聰，具體而 言，被限制在某值〜，典型係95至97%，如曲線化所示。 由於電荷幫浦無法產生大於其輸入"n”倍的輸出電壓， 所以對於高於niV〇ut/ Vy比率的效率無義意，但是未描述 電荷幫浦輸出電壓Vz對符合所要輸出電壓¥_的差額。如 虛線440所示之曲線與曲線44丨相對於條件v⑽/ν^η呈對 稱。此為了完整而被納入。 從轉換器200的轉遞函數Vz=n,Vy=n· Vin /(1_D)，可就作 用時間因數D而論（而非就中間電壓'而論）來重新表達效 率。據此，A V不匹配的效率影響可描述為 127734.doc -43- 1 z 打 並且後置轉換器233的效率可描述為 H2V3 接著，LCUX轉換器200的總效率係個別效率的乘積，即 200843308 π m〔7l · % 對於任何給疋VQut/vin轉換比率，此整體效率係個別係 數η η2以及’I於負載之所要操作電壓與後置轉換器233 的輸出之間不匹配的乘積。圖13C之圖表450緣示對於〇·5Χ 咖㈣節器的此關係’其中每—線451對於轉換比率範圍 的固定作用時間因數D。如所示，低轉換比率(例如，低於

〇·3)展現出較低效率’其細為轉換器2⑽正在產生對負載 而言太高的輸出電壓，即，Vz>v 。 疋負載”甜制”輪屮雷没 電反，跨某損耗元件的電壓差AV下 降（典型糟由使電荷幫浦電荷幫浦2〇7内的m〇sfet飽和）， 並且效率k遭。如果負载無法钳制輸出電壓，則轉換器

2〇0產生太高的電壓。換言之’為了達成峰值效率，LCUX ::器必須被程式化至所要輸出電壓並且負載無法钳 制輸出至較低值，或整個效率將惡化。 = <效率心生於Vz > v〇ut並且所要負載電塵等於

圖13C之線452所示。在0.5X型LCUD調節器中，峰 值效率發生於0.5/(1-〇)時。 0.5 vm 口此’對於任何給定作用時 f間因數D，有一個並且僅有 一個Vout/Vin比率展現出畏 ^ ^ ^ ^ 最大效率，即，介於電壓轉換比率 一作用時間因數D之pg g 士 γ , 間具有-對-對應以達成最大效率。 在〇·5Χ型LCUD調節哭φ _ ^ σ ，n〜0·5，所以峰值效率條件發生 於D=50。/。時，i中ν 卞⑺什士生 -y ·ν“ V〇ut=〇.5(2.Vin) =Vin。 127734.doc -44· 200843308 顯然地，重點在於棘 * 宜维持運作^ 精由控制作用時間因數D而使 枯倂决午運作£域中。此係透過使用反饋控制 技術來達成，具體而， . 維持足夠而非過高的作用時間因 失及調情況下’開放迴路操作可易於遭受到效率損 > ”、、及。不足的作用時間因數導致輸出電壓不足， 過面的作用時間因數造成效率惡化。 甚至假設動態調整作用時間因數D以最大化效率，實際 LCUX效率仍然受到限 、丁 市J &係因為ηι·η2 < 100%，甚至當

Vout/Vin=n/(l-D)時，這将田炎—丄L 田 k係因為在切換式電感器前置 及切換式電容器後置轉換器中的傳導及切換損耗。圖= 中之圖表451之漸近線452中考量彼等效應，其中ηι·η2之乘 積-起展現出對作用時間因數D的稍微相依性。#是 地’對抵達峰值效率的最大偏差發生於過高的作用時間因、 數，過度激升轉換器的輸出％至高於所要電遂乂_的位準。 在適當控制下’本發明之切換式·_節器可在逐步 調升拉式或逐步調降模式中產生經良好調節之輸出，而且 未展現出任何模式變更'窄脈衝或接近壹電麼 (即’當V_ « V4)㈣降效應。[⑽轉換器能夠在違 遠超過降料換器、增壓轉換器或電荷幫浦之輪出對輸^ 電壓比率乾圍的輸出對輸入„比率範圍内運作。假設實 際限制作用時間因數範圍在1〇%與9〇%之間，表格】比較 LCUD轉換器之可用電壓轉換比率範圍與電荷幫浦二俨立 增器、降壓轉換器及增壓轉換器之可用電壓轉換比率範 圍0 127734.doc -45· 200843308

表格1 ii g同效率特性，以1〇%至9〇%之間作用時間因數運作 的增壓轉換器僅具備逐步調升轉換比率能力，即，其中 V〇ut丨1·1 Vin至15 Vin}。反之，2X電荷幫浦效率僅對於超 過1,8之轉換比率才具有高效率。相比之下，LCUD轉換器 效率在廣電壓轉換比率範圍（即，其中I至7.5

Vin})内維持高效率。此結果出乎意料，請考量LCDU轉換 器包含電荷幫浦與增壓轉換器之元件，然而在比電荷幫浦 與增壓轉換器更廣的操作條件範圍内進行調節。 圖11A繪示操作中的切換式LCUD轉換器之一實例，其 中使用單電池單元式LiI()n電池以於整個電池放電循環期 間產生-經調節之3·3 V輸出。纟充電之後，電池單元電 壓開始於4.2 V，接著於時間間隔351期間衰竭至約3·5 v至 3_6 V(曲線351)，其中在大多數放電循環期間電池運作。 之後，曲線352繪示電池電壓衰竭至低於3·5 ν進入介於線 355與356之間的範圍{ν_ < I < (ν_ +叫，此為正常 轉換器將遭受到壓降或模式切換問題的條件。最後，如曲 線353所表示，電池電壓將降至恰巧低於轉換器的3.3 出的位準。僅專門的LiI〇n電池可降至2·7 V地運作，而且 無生長的微晶使電池單元短路。 127734.doc -46- 200843308 不顧LiI〇n電池單元電壓，LCUD轉換器依作用時間因數 1/(1-D)使電池電壓逐步調升至經恆定預先調節電壓(以 曲線354繪示）’接著依〇·5χ電荷幫浦後置轉換器逐步返回 調降電壓’以產生經調節33ν輸出ν_ (曲線奶）。轉換器 的條件可描述為如下表格2所示： 階段 調升/調降 Vbatt D Vy nX V〇ut Vout / vin 完全充電 4.2 V 36% 6.6 V 0.5X 3.3 V 0.52 351.哀竭 调降 3.6 V 46% 6.6 V 0.5X 3.3 V 0.92 352· +展 ~"i- 3.5 V 1.3 V 47% —50% 6.6 V —6.6 V 0.5X —0.5X 3.3 V 3.3 V 0.94 ~LOO~ Vbatt ^ V〇ut 放電 調升 3.0 V 55% 6.6 V 0.5X 3.3 V 1.10 353.延伸範圍 調升 2.7 V 59% 6.6 V 0.5X 3.3 V 1.22 表格2 使用單電池單元式LiI〇n電池及需要3·3 ν經調節供應的 一項通用應用係行動電話。現今無任何調節器能夠在電池 的整個電壓範圍内高效率地運作。現今，手機設計人員必 須採用僅逐步調降型降壓調節器（其在約3·5 V處切斷），由 此起始放電階段（曲線35丨）以及電壓平展階段（曲線352)之 t / 部分期間耗用電池壽命，此係因為彼等後期放電階段的 附加使用壽命因習知降壓增壓轉換器的效率損失而無效。 本發明之轉換器的另一應用係兩個及三個電池單元式鎳 氫（NiMH)電池之調節。由於單NiMH電池單元展現出自12 V至〇·9 V之範圍，於是兩個串聯連接電池單元式（2s NiMH)電池展現出自2.4 V至1.8 V (即，600 mV範圍）之放 電曲線，如圖11B之圖表36〇中之曲線361所示。由於許多 積體電路運作於1.8 V，供應經妥善調節之18 ν電源至彼 127734.doc •47· 200843308 等組件係達成可靠運作及—致效㈣_。但是，因為甚 至在低壓降（LDQ)實施方案中線性調節典型需要· ^至 3〇0 mV的壓降δ，於是I8 V LDO將因對於小於2_〇 v至2」v 之輸入的惡化調節而開始變糟，以虛線刊斗（v t+s)表示。 對於雙串聯連接電池單元式Ν_電池之_^範圍的· -至綱…之調節損失表示可用電池壽命在每次充電減 少 33%。

一 LCUD轉換器完全排除壓降問題，丨方式為先依一可變 量1/(1-職電池電壓逐步調升至3.6 v電壓Vy(以線362繪 乂，接著依固定〇.5X因數逐步返回調降電墨，以產生經 凋節1.8 V輸出（以時間恆定電壓363繪示）。

類似的狀況發生於自三争聯連接電池單元式麵Η電池 ，生V 3 V或3.3 V輸出電壓時。三串聯連接電池單元 式见顧電池於放電期間的電壓變化係自2·7 V至3·6 ν。由 於彼等輸出電壓落在電池的電壓範圍内’所以具有2〇〇mV 至3〇〇 mV壓降S的線性調節器實際上減小電池的则-心可 用電壓範圍。舉例而古，呈亡 口 /、有 3〇〇 mV壓降 δ的 2.7 V LDO展 現出僅_ mV之減小範圍’ 33%縮短電池壽命。在線性調 節器調節失效之前’ 3.0 V輸出允許僅3〇〇_mV之電池放 電二表示電池的全能力減少66%。甚至更糟，甚至當電池 被π全充電時，3.3 V輸出始終以壓降運作，意謂著無法 使用Lixnx自三串聯連㈣池單元式NiMH電池組供應經 調節之3·3 V輸出。 LCUD轉換器能夠在整個三串聯連接電池單元細顧電 127734.doc >48- 200843308 池之900-mV放電範圍内供應27 ¥至3.3 v之經調節輸出， 而且始、、、ς未展現壓降、调郎損失或模式切換。舉例而言， 在圖lie之圖表380中，三串聯連接電池單元式NiMH電池 隨時間放電的輸出電壓（曲線381)依一變化量1/(1_D)予以 逐步調升以產生6 V之恆定之Vy電壓（曲線382)，接著依 0.5X因數予以減小，以產生3 v輸出（曲線383)。不同於運

用乙100’當Vba”（曲線381)衰竭至低於線384 (LDO的3·3 V 壓降限制）時，未發生任何電路操作變更或調節損失。 切換式電感器電容器調升調降（〇·5χ LCUD)調節轉換器 更洋細檢查LC型調升調降轉換器之實施方案，圖1〇Α緣 示分率型切換式LCUD調節轉換器250之概要電路圖，其中 η=0.5 〇 如所示，LCUD切換式轉換器250包含一低端1^通道電源 MOSFET 251、一浮動同步式整流器m〇sfET 254(其含有 一本質P-N二極體255)及一電感器252。彼等元件被包含於 一前置調節器250A中，其將輸入電壓％扣轉換至中間電壓 Vy。剷置e周卽器250A之輸出連同一選用之濾波電容器Mg 形成至一 0.5X型分率式電荷幫浦後置轉換器25叩之輸入， 〇·5Χ型分率式電荷幫浦後置轉換器25〇b包括電源M〇SFE丁 25 7、25 8、259、260與 261，彼等電.MOSFET一 起猶序 地對飛馳電容器262與263進行充電及放電，並且傳遞輸出 電壓至一輸出濾波電容器264中。 高端及浮動電源MOSFET 254、257、258、260與261可 係N通道裝置或P通道裝置，而且適當改變閘極驅動訊號及 127734.doc -49- 200843308 閘極緩衝器電路。低端電源MOSFET 251與259較佳被實施 為N通道裝置。使用輸出電壓Vout作為反饋訊號VFB，藉由 位準偏移電路269予以按比例調整，以產生與中間電壓Vy 成比例之電壓來作為至PWM控制器265内之誤差放大器的 控制輸入。此控制電壓經選擇以強制使前置調節器250A的 輸出為電壓Vy，其量值等於輸出電壓之量值的兩倍。 PWM控制器265(藉由時脈與斜坡產生器電路268予以驅 動）以時脈頻率Φ進行切換並且以相同頻率來驅動先切斷後 連接（BBM)緩衝器267。先切斷後連接（BBM)緩衝器267用 閘極偏壓〃(^與VG2來非同相地驅動低端MOSFET 251及同 步式整流器MOSFET 254，以防止擊穿傳導。假設 MOSFET 251係N通道裝置，貝!J相對於MOSFET 251的源 極，VG1的極性為正。同步式整流器MOSFET 254受到控 制，用以：當MOSFET 25 1為關斷時的所有時間的某部分 時間，MOSFET 254進行傳導；但是當低端MOSFET 251為 導通時，MOSFET 254決不傳導顯著電流。 如果同步式整流器MOSFET 254係P通道裝置，則其閘極 驅動訊號VG2可具有相同於VG1的相位與極性，此係由於正 性進展訊號導通N通道裝置，但是關斷P通道裝置。如果同 步式整流器MOSFET 254係N通道裝置，則需要一浮動閘極 驅動電路以加偏壓於其閘極至比Vx更正性的電壓，正性進 展訊號之發生非同相於低端控制VG1。 控制PWM控制器265的時脈訊號亦控制先切斷後連接 (BBM)缓衝器 267，產生閘極訊號 VGS3、VGS4、VGS5、VGS6 127734.doc -50- 200843308 與VGS7，以分別控制電荷幫浦MOSFET 257、258、259、 260與261的順序安排。彼等MOSFET係以交替方式傳導。 當 MOSFET 2 59、260與 261為關斷時，MOSFET 257與 258 進行傳導，致使對電容器262與263進行充電；並且接著當 MOSFET 257與 258為關斷時，MOSFET 259、260與 261 進 行傳導，致使藉由將電容器262與263的電荷轉移至蓄電電 容器264上而對其進行放電。先切斷後連接（BBM)緩衝器 266防止介於後置轉換器250B内非同相之MOSFET之間的 擊穿傳導。 可依相同於MOSFET 25 1與254的頻率Φ同步地切換 MOSFET 25 7、25 8、25 9、260 與 261 ;或依 Φ 的某倍數 (即，ιηΦ)切換 MOSFET 25 7、25 8、259、260 與 261 ;或替 代做法為，依獨立於Φ的頻率切換MOSFET 257、258、 2 59、260與261。在一較佳具體實施例中，以同步方式來 切換前置調節器250A及電荷幫浦後置轉換器250B中之所 有電源MOSFET。此允許製成小型濾波電容器256或予以 排除。相比之下，如果電荷幫浦後置轉換器250B係以獨立 於前置調節器250A之方式振盪，則需要電容器256以暫時 儲存支援瞬間負載與線路瞬變所需的能量。 假設前置調節器250A及後置轉換器250B的同步運作， 則同步式整流器MOSFET 254與預充電MOSFET 257將被同 時導通並且同相地切換。在此情況中，MOSFET 257係多 餘的並且可予以排除。圖10B繪示所得簡化之LCUD轉換器 2 80結構。如同轉換器250，轉換器280包括一增壓型前置 127734.doc -51 - 200843308 調節器 280A(其包括一電感器 282、一低端N通道MOSFET 281、一同步式整流器MOSFET 284、一 PWM控制器295、 一先切斷後連接（BBM)電路297)，其後接著一後置轉換器 2 80B。後置轉換器280B包括一 0.5X型分率式電荷幫浦，其 包括電容器 292 與 293、MOSFET 288、289、290 與 291，彼 等MOSFET受控於一先切斷後連接（BBM)電路296，以依相 同於MOSFET 281與284之頻率（即，以由時脈與斜坡產生 器298所判定之頻率φ)進行切換。發生封閉迴路調節之方 式為，透過一位準偏移電路299，將跨濾波電容器294的輸 出電壓V〇ut作為訊號VFB反饋至PWM控制器295。 圖10C及10D中繪示在0.5X型LCUD轉換器280中之前置 調節器280A及後置轉換器280B的同步運作。在圖10C中， 概要圖320表示轉換器280係在電感器282之磁化期間，在 此段時間期間，經由傳導中的MOSFET 289、290與291， 將先前已被充電的飛馳電容器292與293上的電荷轉遞至輸 出電容器294且轉遞至負載321。於電感器282之磁化期 間，同步式整流器MOSFET 284被關斷。因此電壓Vy超過 Vx並且在此操作階段，二極體285維持逆向偏壓，並且增 壓型前置調節器280A及電荷幫浦後置轉換器280B實在地 切斷彼此之連接。關斷狀態MOSFET 284及288係藉由開路 來表示。 在圖10D中，概要圖330表示LCUD轉換器280係在電感 器282中電流之再循環及飛馳電容器292與293之同時放電 期間’而且來自Vbatt 的電流流動通過電感器282及導通狀 127734.doc -52- 200843308 態之MOSFET 284與288。於此段時間期間，Vx約等於Vy， 並且串聯連接之飛馳電容器292與293各充電至電壓 +Vy/2。關斷狀態MOSFET 281、289、290與291係藉由開 路來表示。於此循環期間，當飛馳電容器正被充電時，輸 出電容器294供電至負載321。 在圖14A之電路圖480中所示之替代具體實施例中，排除 〇·5Χ後置轉換與前置調節之方式為，中斷所有MOSFET之 切換並且導通MOSFET 284與290兩者，致使Vbatt « Vy « Vout， 由此跨輸出電容器294的電壓係轉換器的電池輸入電壓 Vbatt，並且實質上繞過轉換器。於此旁通操作條件期間， MOSFET 281、288、289與291維持關斷並且係係藉由開路 來表示。 在圖14B之電路圖500中所示之另一具體實施例中，排除 0.5X後置轉換之方式為，中斷電荷幫浦MOSFET之切換， 而且不中斷切換式電感器增壓前置調節器之運作。在此僅 增壓模式中，MOSFET 290與291被偏壓成為”導通”而將 乂。^連接至中間電壓Vy，由此繞過電荷幫浦電路，同時前 置調節器MOSFET 281與284持續非同相地進行切換以實行 增壓轉換。MOSFET 291及289被選用地導通，以將電容器 292連接至接地並且將電容器293連接至負載321，有益地 增大並聯於並聯於輸出電容器294的濾波電容。MOSFET 288被偏壓而關斷，如開路所示。經由反饋網路299自輸出 VFB至PWM控制電路的反饋可維持未受影響或可被調整， 以每當調用僅增壓模式中導致不同的輸出電壓。 127734.doc -53- 200843308 在圖14C之電路圖51〇中所示之另一具體實施例中，調由 僅電荷幫浦模式，由於中斷前置調節器之切換，同時電荷幫 浦繼續運作。結果，刪FET 281被關斷。因為刪㈣挪 係由電感前置調節器與電容式前置調節器兩者所共有，所 以其持續以同相於M0SFET 288並且非同相於m〇sfet 289 29G與291方式進行切換導通。以此方式，於充電轉 遞階段期間，飛驰電容器292與293被重複充電至二分之— 輸入電壓，於此跨輸出電容器294予以連接。在m〇sfet 2以在正傳導中情況下的電壓％實質上等於乂扣，而且量 值L的電感8 282作用如何低通輸人攄波器。除非每當藉由 關斷MOSFET 284而中斷電感器282中的電流時電感器282 為飽和，否則該電感器將驅動電壓Vx至低於接地，加正向 偏塵於低端二極體283。如果電感器282因高電流而飽和， 則其電感急遽下降並且電壓Vx可維持正性，其受到節點上 的雜散及寄生電容所支配。 圖15之圖表530繪示彼等替代具體實施例的輸出電壓相 對於輸入電壓之轉遞特性，並且與前文描述之〇·5χ型 LCUD调即器的對應特性相比較。線53丨繪示未調節旁通操 作模式的轉換器，如圖14A所示。線533表示電感增壓型前 置调筇器（如圖14B所示）的經調節輸出電壓，具有v^tt/(卜 D)作用時間因數相依性。反之，圖14C之僅電荷幫浦電路 導致未調節之電壓，以線532繪示。線534繪示使用lcud 操作模式之調節。 其它非反轉式LCUX切換式調節器 127734.doc -54- 200843308 如上文所述，LCUX轉換器展現由下列方程式控管的輸 出對輸入電壓轉換 V〇ut = η m 其中η具有離散量化值，例如，η等於2、1·5、〇·5、-0.5或-1.0， 其取決於後置轉換器中的電容器數目及切換器組態，並且 其中使用反饋來動態調整作用時間因數D，以最大化轉換 器的整體效率。 (") 雖然前文論述集中於調升調降轉換，但是LCUX轉換可 經调適以用於僅逐步調升操作以作為LCUU調節器，其方式 為選擇大於壹之ηΧ後置轉換，其中η=2或η=1·5。與習知增壓 轉換器相比，LCUU逐步調升轉換具備較高輸出對輸入電壓 轉換比率的能力，而且不需要以極性作用時間因數運作。 此繪示於圖16Α及圖16Β之簡化電路圖中。圖16Α中所示 之2Χ LCUU轉換器600採用一增壓型前置調節器6〇〇Α(其包 括一低端MOSFET 602、一電感器601、一個二極體6〇4及 t 一浮動同步式整流器MOSFET 603)以及一單電容器2χ型電荷 幫浦後置轉換器606(其含有一飛馳電容器607)，以產生由關 係式V〇ut=2Vbatt /(1-D)所給定之輸出。透過反饋來動態調整 作用時間因數D，以強制轉換器600以其最佳效率或接近最 佳效率運作。釗置調節器6〇〇 A產生跨選用之電容器605的中 間電壓vy。後置轉換器606產生跨輸出濾波電容器6〇8的輸出 電壓V-，並且提供反饋訊號Vfb，以促進對前置調節器 600A與後置轉換器606中之M0SFET之切換的封閉控制。 127734.doc -55- 200843308 同樣地，圖16B中之1.5X LCUU轉換器620採用一增壓型 前置調節器620A(其包括一低端MOSFET 622、一電感器 621、一個二極體624及一浮動同步式整流器MOSFET 623) 以及一雙電容器1 ·5Χ型分率式電荷幫浦後置轉換器626(其 含有飛馳電容器627與628)，以產生由關係式ν_=1.5 Vbatt /(1-D)所給定之輸出。透過反饋來動態調整作用時間因數d， 以強制轉換器620以其最佳效率或接近最佳效率運作。前 置調節器620A產生跨選用之電容器625的中間電壓Vy。後 置轉換器626產生跨輸出濾波電容器629的輸出電壓， 並且提供反饋訊號VFB，以促進對前置調節器620Α與後置 轉換器626中之MOSFET之切換的封閉控制。 圖17A之電路650繪示2X型LCUU轉換器600之具體實施 例。轉換器650包括一切換式電感器增壓前置調節器 6 5 0A(其包括一低端端N通道MOSFET 652(其含有一本質P-N二極體667)、一電感器651、一浮動同步式整流器 MOSFET 653(其含有一對應P-N二極體654)及一選用之輸 出電容器655)，其輸出電壓形成至2X型電荷幫浦後置 轉換器650Β之輸入。後置轉換器650Β包括：MOSFET 656、657、658與659; —飛馳電容器660;及一輸出電容 器661。前置調節器650A中的MOSFET 652與654係分別用 閘極電壓VG1與VG2予以驅動，並且受控於PWM控制器662 及先切斷後連接（BBM)緩衝器664，同時先切斷後連接 (BBM)緩衝器663分別用閘極電壓VG3至VG6來驅動後置轉 換器 650B 中的 MOSFET 65 6、657、658與 659。 127734.doc -56- 200843308 MOSFET 652以時脈與斜坡產生器665所判定的頻率φ進 行切換。每當MOSFET 652非正在傳導之所有時間或某部 分時間，同步式整流器MOSFET 653可進行傳導。 MOSFET 656至659以頻率ηι·Φ進行切換，頻率ιη·Φ可高於 或低於時脈與斜坡產生器665所產生的頻率Φ。理想上， MOSFET 656至659以相同頻率Φ運作，致使電容器655之大 小減小或甚至予以排除。假使MOSFET 656至659未以頻率 Φ進行切換，則彼等MOSFET之切換應同步於單時脈來 源，致使彼等MOSFET同相地運作以減小雜訊。 使用負反饋VFB來調節輸出電壓Vout，以動態調整P WM 控制器662來變更負載電流或輸入電壓。 藉此調節中間電壓Vy至等於二分之一所要輸出電壓之 值，電荷幫浦後置轉換器650B能夠以最大效率點運作。反 饋電壓被位準偏移至一值，致使控制PWM控制器662調節 其輸出至等於ν_/2的電壓Vy，其為所要輸出電壓。換言 之，至PWM控制器的反饋輸入電壓VFBin被定義為PWM控 制器將嘗試及強制其Vy輸出的電壓，即，在封閉迴路控制 下 Vy Vout/2 〇 使用二倍倍增器型電荷幫浦後置轉換器的反饋僅需要一 電阻器分壓器，以調整用於PWM轉換器之控制輸入的訊 號。由於輸出電壓VFB係所要電壓Vy之量值的兩倍，所以 反饋分壓器利用相等大小的電阻器，以將輸出訊號分割為 一半，以作為至PWM控制器的輸入VFBin。 轉換器650之操作涉及兩個交替階段。在圖17B之電路圖 127734.doc -57- 200843308 670中，M0SFET 652傳導電流，磁化電感器651，同時同 步式整流器653維持關斷，切斷增壓型前置調節器650A與 電荷幫浦後置轉換器650B之連接。由於Vx係接近接地並且 Vy > Vbau，所以P-N二極體634維持逆向偏壓。於此操作階 段期間，MOSFET 656與659傳導電流，將電荷自飛馳電容 器660轉遞至輸出電容器661及至負載671，同時MOSFET 658與657維持關斷。 在其它階段中，MOSFET 652被關斷並且同步式整流器 MOSFET 653被導通，藉此透過傳導中之mosfeT 658與 657，電感器651強制電壓Vx實質上升高至電壓Vy (跨電容 器655的電壓），將能量自電感器651轉遞至電荷幫浦後置 轉換器650B，並且將飛馳電容器66〇充電至電壓Vy。在此 階段期間，MOSFET 652、659與656維持關斷，並且二極 體667維持逆向偏壓。因為MOSFET 659係關斷，所以於此 切換循環期間，輸出電容器661必須供應電流至負載671。 電荷幫浦後置轉換器650B的輸出電壓係2Vy，其中Vy(增 壓型前置調節器的輸出）係Vbatt/(1_D)。LCUU調節器的所 得電壓轉換比率係藉由如下給定

Vin (1 ~ D) 圖18A之圖表700中綠示具有單電池單元式錄锡電池（或 is職糾咖轉換器65〇的運作，其中^的時間放電 曲線7 0 1係自1 · 2 V至〇 q v _ ^ 主〇·9 V鉍化。接者，依等於1/(1_〇)之變 化量來逐步調升未調節 门即之電池，以產生經調節2·5 V中間 127734.doc -58- 200843308 電mvy(以曲線702繪示），接著進一步藉由電荷幫浦後置 轉換器650B依因數2X予以增大，以產生悝定之5 v輸出（以 線7 0 3纟會示）。 圖18B之圖表720進一步繪示具有5 v輸出之2XslCUU 轉換器650對於自〇·9 V至2·4 v範圍之輸入電壓的相對 於Vin之轉遞特性。自〇·9 ¥至12 v之輸入範圍係單電池單 元式NiCd電池及單電池單元式NiMH電池之表示，對於鹼 性電池，其輸入係至多17 V，對於雙電池單元式 池，其輸入係1.8 V至2·4 V。電池輸入電壓Vbatt 721係依一 k化置1/(1-D)予以逐步調升，以產生2·5 v之中間電壓 Vy(以線722繪示）。使用二倍倍增器型電荷幫浦後置轉換 器650B依2X逐步調升此電壓，以產生經妥善調節之5 v輸 出（線723)。 2X型LCUU調節器的一項特徵係其以適切的作用時間因 數達成鬲逐步調升比率的能力。舉例而言，對於丨.2 v輸 入，60%作用時間因數導致4·2χ電壓轉換比率及5 v輸出。 但是，在2.4 V輸入，5 V輸出需要調節降至4〇/。作用時間因 數。為了在較高輸入電壓下增大作用時間因數，LClJU轉 換器650之一變化方案採用Κ5χ電荷幫浦後置轉換器來取 代二倍倍增器。 圖19A繪示ι·5χ型LCuu轉換器760。轉換器760包括一 增壓型前置調節器760A(其包括一低端MOSFET 762、_電 感器761、一同步式整流器M〇SFET 764(其含有一本質二 極體765)及一選用之電容器779)以及一電荷幫浦後置轉換 127734.doc -59- 200843308 器 760B(其包括 MOSFET 766、767、768、769、770、771 與772 ;飛馳電容器774與775 ;及一輸出電容器773)。控 制轉換器760之方式類似於2X型LCUU轉換器650，惟電荷 幫浦係1.5X分率型而非二倍倍增器除外。 轉換器760之操作涉及兩個交替階段。在圖19B中之電路 圖780所示之一階段中，藉由使電流流動通過MOSFET 762，同時同步式整流器MOSFET 764維持關斷，而磁化電 感器761。於此階段期間，透過導通之MOSFET 769、 770、771與772，飛驰電容器774與775轉遞電荷至輸出電 容器773及至負載781。所有其它MOSFET維持關斷。由於 Vx被偏壓至接近接地並且Vy > vbatt，所以二極體765維持 逆向偏壓。 圖19C之電路圖790所繪示之替代階段中，MOSFET 762 被關閉’同時同步式整流器MOSFET 765被導通，透過 MOSFET 766、767與768，將能量自電感器761轉遞至飛馳 電容器774與775。所有其它MOSFET維持關斷（包括 MOSFET 771與772)，切斷電荷幫浦後置轉換器76〇B與輸 出電容器773之連接。結果，於此操作階段期間，電容器 773必須供應電流至負載78ι。 電荷幫浦後置轉換器760B的輸出電壓係1.5 Vy，其中 Vy(增壓型月）置調節器的輸出）等於％扣/(bD)。ΐ 5χ型 LCUU調節器的所得電壓轉換比率係藉由如下給定 Κ,」·5Ύ_ Κ (1 - D) 127734.doc -60- 200843308 圖18C之圖表740中所示的轉換器760之輸出對輸入轉遞 特性顯露出1.5X LCUU電路能夠在跨越單電池單元式 NiMH電池與雙電池單元式NiMH電池的輸入電壓範圍調節 5 V輸出，並且仍然以超過28%之作用時間因數運作。如圖 所示，Vbatt(曲線741)係依一變化量l/(i-D)予以逐步調升， 以產生3·3 V之中間電壓Vy(以線742繪示），接著依1.5X予 以倍增以產生經妥善調節之5 V輸出（曲線743)。 圖20之圖表800中的線803與802分別繪示2X LCUU轉換 器600與1.5X LCUU轉換器760的轉換比率之作用時間因數 相依性，以與習知增壓轉換器之特性801相比較。如所 示，50%之作用時間因數導致使增壓轉換器的輸入電壓倍 增兩倍，而2X LCUU調節器導致4X逐步調升比率。以75% 之作用時間比率，增壓轉換器使其輸入倍增四倍，而1 ·5Χ 型LCUU轉換器導致6Χ逐步調升以及2Χ型LCUU轉換器產 生8X比率。 表格3對照2X LCUU轉換器、1.5X LCUU轉換器、增壓 轉換器及〇·5Χ LCUD轉換器之D=50%較佳轉換比率，並且 列出用以自單電池單元式NiMH電池與雙電池單元式NiMH 電池輸出數個共同輸出電壓所需的作用時間因數範圍。

NiMH案例 2X LCUU 1.5XLCUU 增壓 0.5X LCUD D=50% V〇u/Vin - 4.0 V〇ut/Vin=3.0 V〇utA^in=2.0 Vout/Vin=1.0 ls^5.0V 52%<D<64% 64%<D<73% 76%<D<82% 88%<D<91% ls->3.0V 20%<D<40% 40%<D<55% 60%<D<70% 80%<D<85°/〇 ls->2.5 V 4%*<D<28% 28%<D<46% 52%<D<64% 76%<D<82% 2s ^ 5.0 V 4%*<D<28% 28%<D<46°/〇 52%<D<64% 76%<D<82% 2s ^ 3.0 V 不適用 不適用 20%<D<40% 60%<D<70% 表格3 127734.doc -61 · 200843308 星號（）標記的條件可能 的條件需要逐步調升與逐步調降轉換用二適用”標記 升轉換器。由於Lcux轉換器、’不可能用調升調 定轉換比率進行調節)，所以轉革度-(即’以預先決 至2.5 V輸出的轉換器所需要的作:：早70式_輸入 雙電池軍元式N贿輸入至而5Γν=時間因數相同於轉換 H_WU(LCUI)轉換器 可使用咖切換式調節器來產生低於接地的電麼， P二：。如上文所述’Lcux轉換器展現由下列方程式 控吕的輸出對輸入電壓轉換

K 1-D 其中η具有離散（即，量化）值，例如，n等於2、15、〇 $、_〇 $ 或_1.〇,其取決於電容器數目及電荷幫浦，並且其中使用 反饋來動態調整作用時間因數D ’以最大化轉換器的整體 效率。當η係負值時，轉換器的輸出電壓係負值時。自正 電壓輸入產生負輸出電壓的轉換器稱為反轉器，並且在本 文中使用前文提及的命名法來描述為LCUI調節器。 圖21Α及圖21Β繪示本發明之LCUI轉換器之許多拓樸中 之兩者。舉例而言，圖21A中所示之LCUI轉換器850採用 一增壓型前置調節器85〇A(其包括一MOSFET 852、一電感 器851及一浮動同步式整流器853(其含有一本質二極體 85 4))以及一後置轉換器85 0B (其包括一單電容器-IX型電 127734.doc -62- 200843308 何幫浦856(其含有—飛驰電容器857))。轉換器850產生由 ㈣、式㈣所給^之輸出，其中透過反饋來動 悲調整作用時間因數D，以絲以 • 以強制轉換器850以其最佳效率或 接近最佳效率運作。轉換写 褥換為850亦包括一輸出濾波電容 858及一選用之電完哭 态855(其以中間電壓Vy加偏壓）。 LCUI轉換器亦可在盆姑 』在其後置轉換器階段中利用反轉分率 式電荷幫浦〇圖21Β Φ讲-> \十 中所不之/刀率式LCUI轉換器870採用

—增壓型前置㈣器87GA(其包括—刪附m、一電感 器⑺及-同步式整流器刪fet⑺（其含有—本質二極 體874))以及—後置轉換器87〇b(其包括一雙電容器销型 電何幫浦876(其含有飛馳電容器877與87叫。轉換器”〇產 生由關係式ν_=_〇·5 DVbau所給定之輸出，其中透過反饋 來動態調整作用時間因數D，以強制轉換器87〇以其最佳效 率或接近最佳效率運作。轉換器87〇亦包括一輸出遽波電 容器879及-選用之電容器875(其以中間電壓〜予以偏 壓）。 更詳細檢查LCU型反轉器之實施方案，圖22A繪示·⑴刀 換式LCUI轉換器85〇之電路圖9〇〇。如所示，切換式 轉換器850包含一低端_道電源m〇sfet 9〇ι、一浮動同 步式整，器mqsfet 9G3(其含有—本f p_N二極體9〇4)及 電感裔902 ’彼等者一起組成增壓型前置調節器， 用於轉換器輸入電壓Vbatt至中間電壓&。跨選用之濾波電 合為905的中間電壓Vy形成至]χ型電荷幫浦反轉式後置轉 換器85GB之輸人，自前置調節器請Α並且至輸出遽波電 127734.doc -63 - 200843308 谷器910，-IX型電荷幫浦反轉式後置轉換器85〇B包括電源 MOSFET 906、907、908與 909，彼等電源 MOSFET—起循 予地對飛馳電容器916進行充電及放電。 電荷幫浦後置轉換器850B的輸出電壓係_vy，其中Vy(增 壓型前置調節器的輸出）係Vbatt/(1-D)。Lcm轉換器85〇的 所得電壓轉換比率係藉由如下給定 ^batt __ Xbatt_ K (1-/)厂迈-1) 圖22Α之電路圖表示LCUI轉換器850的嚴密實施方案， 其中串聯連接之MOSFET 903與906連同以中間電壓乂7充電 之電容器905允許前置調節器85〇A與後置轉換器85〇B以不 同頻率獨立地運作，而仍在係在單反饋迴路控制下。 高端或浮動組態之電源]^〇817£丁 9〇3、9〇6與9〇9可係N 通道裝置或P通道裝置，而且適當改變閘極驅動訊號及閘 極緩衝器電路。低端電源MQSFET 901、907與908較佳被 實施為N通道裝置。使用輸出電壓Vout作為反饋訊號Vfb， 精由位準偏移電路915予以反轉，以產生與中間電壓、成 比例之正電壓來作為至PWM控制器911内之誤差放大器的 控制輸入。此控制電壓經選擇以強制使前置調節器A的 輸出為電壓Vy，其量值等於輸出電壓之反轉。 PWM控制器911 (其同步於時脈與斜坡產生器電路μ句以 時脈頻率Φ進行切換並且以相同頻率來驅動先切斷後連接 (BBM)緩衝器913。先切斷後連接（bbm)緩衝器913用閘極 偏壓Vgi與V〇2來非同相地驅動低端MOSFET 901及同步式 127734.doc -64- 200843308 整流器MOSFET 903，以防止擊穿傳導。如果同步式整流 器MOSFET 903係N通道裝置，則相對於MOSFET 903的源 極，VG2的極性為正；並且如果MOSFET 903係P通道裝 置，則相對於MOSFET 903的源極，VG2的極性為負。假設 MOSFET 901 係 N 通道 MOSFET，貝，J 低端 MOSFET 901 的閘 極驅動VG1相對於其源極為正。同步式整流器MOSFET 903 受到控制，用以：當MOSFET 901為關斷時的所有時間的 某部分時間，MOSFET 903進行傳導；但是當低端裝置為 導通時，MOSFET 903決不傳導顯著電流。 較佳方式為，控制PWM控制器911的時脈訊號亦控制先 切斷後連接（BBM)緩衝器912，產生閘極訊號VG3、VG4、 VG5與VG6，以分別控制電荷幫浦MOSFET 906、907、908 與909的順序安排。彼等MOSFET以交替序列進行傳導， 當MOSFET 90 8與909為關斷時，MOSFET 906與907進行傳 導，致使對電容器916進行充電；並且接著當MOSFET 906 與907為關斷時，MOSFET 908與909進行傳導，致使藉由 將電容器916的電荷轉遞至蓄電電容器910上而對其進行放 電。先切斷後連接（BBM)緩衝器912防止介於MOSFET 907 與909之間的擊穿傳導，並且亦防止介於MOSFET 906與 908之間的擊穿傳導。 可依頻率Φ或依時脈頻率的某較高倍數（即，m·φ)，以同 步於時脈與斜坡產生器電路914的方式來切換MOSFET 906、907、908與909，或替代做法為，依獨立於φ的頻率 來切換MOSFET 906、907、908與909。在一較佳具體實施 127734.doc -65- 200843308 例中，以同步方式來切換前置調節器85〇A及後置轉換器 8 50B中之所有電源MOSFET，由此允許製成較小型濾波電 容器905。相比之下，如果後置轉換器85〇B係以獨立於前 置凋碎器850A之方式振盪，則需要電容器9〇5以暫時儲存 支援瞬間負載與線路瞬變所需的能量。 反轉型電荷幫浦後置轉換器850B需要一反轉式位準偏移 電路915，以調整低於接地之訊號成為適用於控制pwM轉 換器911之輸入端子的正值。由於輸出電壓的絕對量值 等於中間電壓Vy之量值但是彼等電壓之極性相反，所以位 準偏移電路915應將-Vfb訊號反轉成為+Vfb，以作為至 P WM控制器9 11的輸入vFBin。就其本身而論，至p WM控制 器911的反饋輸入電壓％_被定義為pWM控制器將嘗試及 強制其vy輸出的電壓，即，在封閉迴路控制下％ — (_u， 此為正電壓，此係由於V〇ut為負。 圖22B及22C中繪示在-1又型1^(：：111轉換器85〇中之前置調 節器850A及後置轉換器850B的同步運作。在圖22B中，電 路圖930表示轉換器85〇係在電感器9〇2之磁化期間，並且 同時將電荷自飛馳電容器916轉遞至蓄電電容器91〇。於此 pi &期間，vx接近接地並且來自Vbatt的電流流動過過導通 狀悲MOSFET 901，磁化電感器902，同時同步式整流器 MOSFET 903維持關斷，切斷前置調節器85〇A與後置轉換 器850B之連接。 由於vx係接近接地並且> Vbatt，所以二極體維持 逆向偏壓並且未傳導中。在一較佳具體實施例中，與電感 127734.doc -66- 200843308 器902之磁化並行，透過導通之MOSFET 908與909，飛馳 電容器931轉遞其電荷並且供應電流至蓄電電容器910及負 載931，同時MOSFET 906與907維持關斷。輸出Vout被強制 至負（即，低於接地）電位，此係因為飛馳電容器916的正端 子被連接至接地並且飛馳電容器的負端子被連接至輸出電 容器9 1 0。 在圖22C中，電路圖940表示LCUI轉換器850係在電流通 過電感器902之再循環期間及飛馳電容器916之放電期間。 在此段時期期間，電感再循環（即，去磁化）電流流動通過 經正向偏壓之二極體904，藉由導通狀態同步式整流器 MOSFET 903而分流，並且流動通過傳導中之MOSFET 906 與907，對飛馳電容器916進行充電。於此再循環階段期 間，Vx約等於Vy，此為跨電容器916存在的電壓。電容器 9 1 6充電至實質上等於Vy的電壓。由於於此階段期間 MOSFET 909維持關斷，所以用電壓-Vy偏壓的蓄電電容器 910必須於此時間間隔期間供應電流至負載931。 在LCUI轉換器850的嚴密實施方案中，同步式整流器 MOSFET 903串聯連接至MOSFET 906，電荷幫浦的Vy連接 之輸入。假使電感前置調節器850A及電荷幫浦後置轉換器 850B係同步並且以相同頻率進行切換，所以MOSFET 906 係多餘的並且可予以排除。圖23 A之LCUI轉換器980繪示 之LCUI反轉器850的簡化實施方案，其中MOSFET 984提 供整流及控制飛馳電容器989之功能兩者。 在其它方面，LCUI反轉器980之運作方式類似於轉換器 127734.doc •67- 200843308 850之運作方式，LCUI反轉器980具有一電感前置調節器 98 0A，該電感前置調節器980A包括一低端N通道MOSFET 981、一電感器983、一同步式整流器MOSFET 984(其含有 本質二極體985)、一 PWM控制器991、一先切斷後連接 (BBM)電路993、一時脈與斜坡產生器994及一位準偏移電 路995(用於自V0UtSPWM控制器991之反饋VFBin)。一後置 轉換器980B包括-IX反轉式電荷幫浦，其包括MOSFET 986、987與988、一飛馳電容器989、一輸出電容器990及 先切斷後連接（BBM)電路922。在同步式-IX LCUI反轉器 中，先切斷後連接（BBM)電路922與993兩者以頻率Φ進行 切換，或換言之，m= 1。 如所示，先切斷後連接（BBM)電路992產生閘極訊號 ¥〇3、乂04與¥(}5以分別控制電荷幫浦1^08?丑丁 986、98 8與 987的順序安排，同時先切斷後連接（bbm)電路993用閘極 訊號VG1與VG2驅動981與984。彼等MOSFET係以交替循序 方式傳導。在一階段中（如圖23B之電路1000所示）， MOSFET 981、986 與 988 進行傳導，同時MOSFET 984 與 987維持關斷，藉此磁化電感器983並且將電荷自飛馳電容 器989轉遞至蓄電電容器990。 由於MOSFET 981與986兩者正在傳導中，所以彼等 MOSFET驅動P-N二極體985之陽極及陰極上的電位至接近 接地，而且跨該二極體上的淨偏壓係稍微逆向偏壓或接近 零。藉由強制預充電之電容器989的正端子至接地，電容 器989的負端子呈現-Vy之電位並且加偏壓於輸出V_至負 127734.doc -68- 200843308 電位-vy，其電壓係由前置調節器980A的作用時間因數d 予以判定。 在相反階段中（如圖23C之電路圖1〇1〇所示），m〇sfet 984與987正在傳導中，同時m〇sfet 981、986與988進維 持關斷。在此階段中，電感器983驅動Vx至高於％扣，並 且使用作用時間因數控制使正傳導中2M〇SFET 984將電 容器989充電至節點電位+v，y。電路節點電位v，y係藉由數 學標記法撇號"，”予以識別，此係因為此節點充當一供應節 " 點或加偏壓節點，用以僅在此階段中供電給電荷幫浦後置 轉換器980B並且將飛馳電容器989充電至電壓％。在相反 階段中，同一電路節點被偏壓至接近接地。 不同於LCUI轉換器850中以電位、永久加偏壓的電容器 855或905，轉換器98〇無任何電容器係以存在於前置調節 器980A與後置轉換器98〇B之間的任何固定電壓予以偏 壓。而疋，至電荷幫浦後置轉換器980B的輸入係”虛擬地" ( 包括僅於飛馳電容器989充雹朗存在的電壓Vy (因此其標 口己為V y)。此虛擬或操作階段相依之電壓係雙重使用 π ET 984作為用於增壓型前置調節器98〇a的同步式整 /瓜為並且作為電荷幫浦後置轉換器980B之輸入兩者的結 '亦可使用分率式電荷幫浦來實施反轉式LCUX轉換器。

、； 本’圖21B之方塊圖中功能上表示繪示-0.5X "轉換益87〇。圖24A中緣示分率式反轉轉換器1〇5〇之實 不，-〇_5X LCUI切換式轉換器1〇5〇包含一低端 127734.doc -69- 200843308 N通道電源M0SFET 1051、一浮動同步式整流器m〇sfet 1054(其含有一本質P_N二極體1〇55)及一電感器1〇53，彼 等者一起組成增壓型前置調節器1〇5〇A，用於轉換器輸入 電壓vbatt至中間電壓Vy。跨選用之濾波電容器1〇71的電壓 Vy形成至-0.5X型電荷幫浦反轉式後置轉換器1〇5〇B之輸 入，自丽置調節器1〇50八至輸出濾波電容器1〇63，_〇5又型 電荷幫浦反轉式後置轉換器1〇5〇B包括電源M〇SFET 1〇56 至1〇62，彼等電源M0SFET一起循序地對飛馳電容器1〇64 與1065進行充電及放電。 反轉刀率式電何幫浦後置轉換器的輸出電壓係， 其中vy(增壓型前置調節器的輸出）係Vbatt/(1_D)。^讥轉 換器1050的所得電壓轉換比率係藉由如下給定 k 一^^ 一

Vin (1 - D) (D 一 1)

轉換器1055表示分率式Lcui轉換器的一實施方案，其 中串聯連接之MOSFET 1054與1〇56連同以中間電壓、充電 之電容器1071允許前置調節器1〇5〇A與後置轉換器1〇5〇B 以不同頻率獨立地運作，而仍在係在單反饋迴路控制下。 浮動電源 MOSFET 1054、1056、1057、1〇58、1〇61 與 1062可係N通道裝置或p通道裝置，而且適當改變閘極驅動 訊號及閘極緩衝器電路。低端電源]^〇8]^丁 1〇51、μ%、 1057與1058較佳被實施為N通道裝置。使用輸出電壓 作為反饋訊號vFB，藉由位準偏移電路1〇7〇予以反轉，以 產生與中間電壓Vy成比例之正電壓來作為至pWM控制器 127734.doc -70- 200843308 1 066内之誤差放大器的控制輸入。此控制電壓經選擇以強 制使前置調節器105 0A的輸出電壓（跨選用或寄生電容器 1071)成為電壓Vy，其量值等於輸出電壓V〇ut之反轉量值的 兩倍。 PWM控制器1066(其同步於時脈與斜坡產生器電路1〇69) 以時脈頻率Φ進行切換並且以相同頻率來驅動先切斷後連 接（BBM)緩衝器1068。先切斷後連接（BBM)緩衝器1068用 閘極偏壓VG1與VG2來非同相地驅動低端MOSFET 1051及同 步式整流器MOSFET 1055，以防止擊穿傳導。如果同步式 整流器MOSFET 1055係N通道裝置，則相對於MOSFET 1055的源極，VG2的極性為正；並且如果MOSFET 1055係P 通道裝置，則相對於MOSFET 1055的源極，VG2的極性為 負。對於N通道，低端MOSFET 1051的閘極驅動VG1相對於 其源極為正。同步式整流器MOSFET 1054受到控制，用 以：當MOSFET 1051為關斷時的所有時間的某部分時間， MOSFET 1054進行傳導；但是當MOSFET 1051為導通時， MOSFET 1054決不傳導顯著電流。 較佳方式為，控制PWM控制器1066的時脈訊號Φ亦控制 先切斷後連接（BBM)緩衝器1067，產生閘極訊號VG3至 VG9，以分別控制電荷幫浦MOSFET 1056至1062的順序安 排。彼等MOSFET以交替方式進行傳導，隨著對電容器 1064 與 1065 進行充電，MOSFET 1056、1057 與 1058 進行傳 導，同時MOSFET 1059至1062為關斷；並且隨著電容器 1064與1065轉遞其電荷至蓄電電容器1063，MOSFET 1059 127734.doc •71 - 200843308 至1062進行傳導，同時M0SFET 1〇56、1〇57與1〇58為關 斷。先切斷後連接（BBM)緩衝器1067防止介kM〇sfet 1056與1059及1060之間以及介於MOSFET 1058與1062之間 的擊穿傳導。 可依由時脈與斜坡產生器電路10 69提供的頻率φ或依時 脈頻率的某較高倍數（即，Π^φ)，以同步於前置調節器 1 058Α中之MOSFET的方式來切換電荷幫浦後置轉換器 1 058Β中之MOSFET，或替代做法為，依獨立於時脈頻率φ 的頻率，電荷幫浦後置轉換器1058Β中之MOSFET。在一 較佳具體實施例中，以同步方式來切換前置調節器1〇5〇a 及電荷幫浦後置轉換器1050B中之所有電源m〇SFET，由 此允許製成較小型濾波電容器1 〇71。相比之下，如果電荷 幫浦後置轉換器1050B係以獨立於切換式電感器前置調節 器1050A之方式振盪，則需要電容器1〇71以暫時儲存支援 瞬間負載與線路瞬變所需的能量。 使用反轉型電荷幫浦後置轉換器1〇5〇b之反饋需要一反 轉式位準偏移器1070 ’以調整低於接地之訊號成為適用於 控制PWM轉換器1066之輸入端子的正值。由於輸出電壓 VFB的絕對量值等於中間電壓Vy之量值的二分之一但是彼 等電壓之極性相反，所以位準偏移電路1〇7〇應將-Vfb訊號 反轉成為+VFB，以作為至PWM控制器1066的輸入VFBin 〇 因此，至PWM控制器1066的反饋輸入電壓▽⑼化被定義為 將促使PWM控制器強制Vy — -2VQut的電壓，此為正電壓， 此係由於V〇ut為負。 127734.doc -72- 200843308 圖24B及24C中繪示在-〇·5Χ型Lcm轉換器1〇5〇中之前置 調節器1050A及後置轉換器1050B的同步運作。在圖24β 中，電路圖1〇8〇表示LCUI轉換器1〇5〇係在電感器1〇53之 磁化期間，並且同時將電荷自飛馳電容器1〇64與1〇65轉遞 至蓄電電容器1063。於此階段期間，％接近接地並且來自 vbatt的電流流動過過導通狀態m〇SFEt ι〇5ι，磁化電感器 1053，同時同步式整流器M〇SFET 1〇54維持關斷，切斷電 感前置調節器1050A與電荷幫浦後置轉換器1〇5〇B之連 接。 由於vx係接近接地並且> Vbatt，所以二極體1〇55維持 逆向偏壓並且未傳導中。在一較佳具體實施例中，與電感 器1053之磁化並行，透過傳導中的m〇sfet 1〇59、1060、 1061與1062，飛馳電容器1064與1〇65轉遞其電荷並且供應 電/，il至蓄電電容器1〇63及負載，同時MOSFET 1056、1057 與1058維持關斷。輸出Vout被強制至負（即，低於接地）電 位，此係因為飛馳電容器1064與1〇65的正端子被連接至接 地並且其負端子被連接至輸出電容器1〇63。 在圖24C中’電路圖1〇9〇表示LCUI轉換器電路1〇5〇係在 電流通過電感器1053之再循環期間及飛馳電容器1〇64與 1 065之放電期間。在此段時期期間，電感再循環（即，去 磁化）電流流動通過經正向偏壓之二極體1〇55，藉由導通 狀悲同步式整流器MOSFET 1054而分流，並且流動通過傳 導中之MOSFET 1056、1057與1058，對飛驰電容器1〇64與 1065進行充電。由於二極體1〇55被正向偏壓，所以％約等 127734.doc -73- 200843308 於vy，此為跨電容器1071存在的電壓。電容器1〇64與1〇65 各充電至實質上等於Vy/2的電壓。由於於此階段期間 MOSFET 1061與1062維持關斷，所以用電壓_Vy/2偏壓的 蓄電電容器1062必須於此時間間隔期間供應電流至負載。 圖25A之圖表1120繪示· lx Lcm 3·3ν轉換器之輸入對輸 出轉遞特性，其中範圍為單電池單元式NiMH電池電壓至 雙電池單兀式NiMH電池電壓的輸入電壓（以曲線丨丨以 繪不）依一因數1/(1-D)予以逐步調升至恆定且中間電壓 Vy(曲線1122)，接著依_1X予以反轉，以產生經妥善調節 之_3·3 V輸出（曲線1123)。 對於2 V至5 V之較高電壓範圍的轉遞特性（包括單電池 單元式Lilon電池），圖25Β之圖表Π30繪示電池或其它輸入 Vbatt (曲線1131)依一因數…卜!)）予以逐步轉換至6 v經調 節之電壓（曲線1132)，並且接著使用·1χ電荷幫浦予以反 轉，以產生-6 V經調節之輸出（曲線1134)，或使用-〇·5χ電 荷幫浦以產生_3 V經調節之輸出（曲線1丨33)。 在圖25C之圖表1140中，單電池單元式UI〇n電池在時間 間隔114丨自4_2 V放電至3·5 V，接著在時間間隔丨丨“飽和 3 ·5 V，直到在日^·間間隔1143期間其最終迅速放電降至2 7 v。 電荷電壓依變化量1/(1-D)予以增壓，以產生經調節6·6 v 中間電壓Vy (以曲線1144繪示），接著藉由_〇5\電荷幫浦 予以反轉，以產生經調節時間不變量之-3·3 v輸出（曲線 1145) 〇 圖25D之圖表1160繪示各種[(:饥轉換器介於作用時間因 127734.doc -74- 200843308 數D與電壓轉換比率ν〇ιη/νίη之間的關係。圖中包括-IX LCUI轉換器（曲線1162)與-0.5Χ LCUI轉換器（曲線1163)。 彼等轉遞特性對照於Vy/Vin的正極性（曲線1161)。具體而 言，-IX型LCUI轉換器的轉遞特性係Vy/Vin以作用時間因 數D為函數的鏡像。具體而言，當D=50%時，-IX LCUI轉 換器產生輸出電壓Vout=-2 Vin。以低作用時間因數，轉遞 特性接近壹。 藉由曲線1163來描繪分率式LCDI轉換器，其中n=-0.5。 以50%作用時間因數，-0.5又1^01轉換比率係藉由-0.5/(1-D) = -0.5/(0.5)給定，所以 Vout=-Vin。與-IX型 LCUI轉換器 (其中以50%作用時間因數，V0Ut=-2Vin)相比，-0.5X型 LCUI調節器以相同的作用時間因數供應較小的負輸出電 壓。 以高頻率（其中以接近50%作用時間因數運作係較佳的， 以避免窄脈衝），-0.5X型LCUI調節器在傳遞較小負輸出電 壓時係比-IX反轉器型更佳。 表格4對照-IX LCUI轉換器與-0.5X LCUI轉換器之 D=5 0%較佳轉換比率，並且列出用以自Lilon電池輸出數 個負輸出電壓所需的作用時間因數範圍。 條件 •0.5XLCUI -IX LCUI 降壓(正） D=50% Vout/Vin=-l.〇 V〇utA^in=-2.0 Vout/Vin=2.0 LiIon^-12.0V 83%<D<88% 65%<D<75% 65%<D<75% LiIon-^-5.0V 58%<D<70% 16%<D<40% 16%<D<40°/〇 LiIon^-3.6V 41%<D<58% 不適用 不適用 Lilon -3.0 V 30%<D<50% 不適用 不適用 表格4 127734.doc -75- 200843308 用"不適用”標記的條件需要逐步調升與逐步調降反轉兩 者。 LCUX切換式調節器拓樸之摘要 圖26A至26J概述各種Lcux轉換器拓樸於電容器充電階 段期間及於後續轉遞階段（其中電荷幫浦的飛馳電容器轉 遞至電荷至輸出電容器）期間兩者。 在圖26A中，電路圖12〇〇繪示分率式〇5xslcud轉換 器，其包括受控式電壓來源12〇1，其表示具有電壓 Vy—Vin/(1-D)之電感前置調節器，其中該前置調節器對兩 個串聯連接之飛馳電容器12〇2與12〇3充電至電壓丨/2或〇·5 Vin/(1-D)。圖26Β之電路圖12〇5表示相同LCUD轉換器係在 電荷轉遞期間的同等電路，其中飛馳電容器12〇2與12们充 電蓄電電容器1206至電壓Vy/2或〇_5 Vbau/(1-D)。因為彼等 飛馳電容器於電荷轉遞期間係參考至接地，所以切斷前置 調節器與電荷幫浦之連接。結果，於第二操作階段期間， 受控式電壓來源1201不傳遞能量至負載或至電荷幫浦後置 轉換器。圖10A之LCUD轉換器25〇之功能操作表示，介於 該兩個階段之間的交替，實現高於及低於壹之v。一 轉換 比率的經妥善調節輸出。 在圖26C中，電路圖121〇繪示2又型Lcuu調節器，其包 括文控式電壓來源1211，其表示具有電壓之 電感前置調節器，其中該前置調節器對單飛馳電容器UU 充電至電壓Vy4 Vin/(1-D)。圖26D之電路圖1215表示相同 LCUU轉換器係在電荷轉遞期間的同等電路，其中飛驰電 127734.doc • 76 - 200843308 容：1212置於其上方，gp，其負端子係連接至增壓型前置 凋即裔的正端子，致使飛馳電容器的電壓加至增壓電壓， 使增壓電壓倍增兩倍。因此，電壓來源12U與飛馳電容器 之串聯組合對蓄電電容器12〇6充電至電壓或2v_Z⑴ D)於第一操作階段期間，受控式電壓來源丨2丨丨參與傳遞 篁至負載或電荷幫浦後置轉換器。圖17八之2又型Lcuu 轉換器650之功旎操作表示，介於該兩個充電與轉遞階段

之間的又替，實現具備高轉換比率之V〇^/Vin的經妥善調節 輸出。 在圖26E中’電路圖122〇繪示分率式15乂型乙(^1;調節 器，其包括受控式電壓來源1221，其表示具有電壓 Vy Vln/(1-D)之電感前置調節器，其中該前置調節器對兩 個串聯連接之飛馳電容器1222與1223充電至電壓、/2或0.5 乂以（1-0)。圖26?之電路圖1225表示相同1.5又型1^1111轉換 器係在電荷轉遞期間的同等電路，其中飛馳電容器1222與 1223被並聯連接並且暫時堆疊於電壓來源1221之上方，藉 此對蓄電電容器1226充電至電壓ι·5 vy或1.5 Vbatt/(1-D)。 於第二操作階段期間，受控式電壓來源12〇1參與傳遞能量 至負載或電荷幫浦後置轉換器。圖19A之ι·5χ LCUU轉換 器760之功能操作表示，介於該兩個階段之間的交替，實 現高轉換比率的經妥善調節輸出。 在圖26G中，電路圖1230繪示-1Χ型LCUI反轉式調節 器，其包括受控式電壓來源1231，其表示具有電壓 Vy=Vin/(l-D)之電感前置調節器，其中該前置調節器對串 127734.doc -77- 200843308 聯連接之飛馳電容器1232充電至電MVy或圖 26Η之電路圖1235表示相同LCUI反轉式轉換器係在電荷轉 遞期間㈣等電路，其中飛驰電容器1232被連接至電壓來 源1231的負端子（即，接地，因此對蓄電電容器η%充電 至電壓-Vy或-Vbatt/(1-D)。於第二操作階段期間，受控式電 壓來源1231不傳遞能量至負載或電荷幫浦後置轉換器，此 係因為飛馳電容器1232被參考至接地。圖22A之LCUD轉 換器850之功能操作表示，介於該兩個階段之間的交替， 實現乂㈣斤化轉換的經妥善調節反轉輸出。 在圖261中，電路圖1240繪示分率式_〇.5又型乙(：：1；1反轉式 調節器，其包括受控式電壓來源1241，其表示具有電壓 Vy=Vin/(l-D)之電感前置調節器，其中該前置調節器對兩 個串聯連接之飛馳電容器1242與1243充電至電壓Vy/2或〇_5 Vin/(1-D)。圖26J之電路圖1245表示相同_〇^型1^1；1反轉 式轉換器係在電荷轉遞期間的同等電路，其中飛馳電容器 1242與1243被並聯連接並且彼等飛馳電容器之正端子被 連接至接地，藉此對蓄電電容器1246充電至電壓_〇.5、 或-〇·5 Vbatt/(1-D)。於第二操作階段期間，受控式電壓來 源1241不參考傳遞能量至負載或電荷幫浦後置轉換器，此 係因為彼等飛馳電容器被參考至接地。圖24A之_〇5又型 LCUI 1 050之操作功能表示，介於該兩個階段之間的交 替，實現低於接地之\^_/%11轉換比率的經妥善調節輸出。 反饋實施方案 在本文描述之LCUX切換式調節器電路中，以接近峰值 127734.doc -78- 200843308 效率操作需要以電壓Vy將前置調 V /η，立tb ·· 卩為、的輪出偏壓至接、 V〇ut/n ’其中，v，係電荷幫浦後 出偏[至接近 開放迴路電路中可符合此條件，但^之nX倍數。雖然在 節需要轉換器動態且迅速（即，即日=異的線路與負載調 作出反應。使用封閉迴路控制 =條件中的變化 常被使用在電壓調節器中，以達成精：二電：的反饋通 具體而&，在所示之LCUX家族調 ： 器前置調節器提供調節特徵㈣式電感 例調整此輸出以用於調升，降二何幫浦後置轉換器按比 用於凋升凋降轉換器或 度較佳接近5〇%作用時間因數)或反轉。因為：出=: 圍被按比例調升、調降或反轉成為不同於前置調節器之v 輸出之電^圍，所以來自轉換 y 須先予以調整(即，位準偏移)才可被二的二饋高必 ΙΓΓ 為’可使用前置調節器之輸出電壓Vy :^饋’以強制前置調節器之輸出端子的電壓成為用以 產生最大轉換益效率所需之輪出電壓v_的特定值。 如先前圖9所示，不顧反饋方法，反饋應驅動Vy至致使 誤差電壓Δν=ν__νζ係小的電壓，使得維持如下條件 V〇ut « Vz=nVy-n*Vin /(1-D) 有數種動態調整前置轉換器之PWM控制器之作用時間因 數D的方法存在，包括自v_、v^其某組合導出反饋。

本文所示之實例係示範性’而非意欲限制關於達成LCUX 調節器之封閉迴路控制的各種方法。 127734.doc -79- 200843308 如圖27A中之反饋電路1270所示，一 PWM控制器1276包 括一誤差放大器1277，該誤差放大器1277被實施為差動輸 入操作式放大器，而且其反轉輸入連接至VFBin並且其非反 轉輸入連接至參考電壓1278。每當VFBin小於乂…時，轉換 器作出反應而增大脈衝寬度並切換導通時間，增大平均電 感器電流以及驅動ν〇ιη至較高電壓。反之，每當VFBin輸入 大於Vref時，轉換器作出反應而減小脈衝寬度並縮短切換 導通時間，減小平均電感器電流以及驅動¥_至較低電 壓。 雖然通常藉由以1·2 V運作的帶隙電壓參考電路來判定 vrefi實際值，但是在一些實施方案中，參考電壓可被按 比例調整至前置調節器的所要輸出電壓，即，Vy。實務

種情況。 1270， 的位準偏移電路

R\ 圖27A繪示用於非反轉式LCUX轉換器的 1270’其中首先藉由電阻 MOSFET 1272(其具有約 Vtn 至電流’所以閘極寬度W丨係 接著’電流係藉由mosfet 1 1272之閘極至源極偏壓vGSn)予 1273(其具有相同

於 MOSFET 以鏡射 之電流12 導致量值為如 127734.doc 200843308 /2=/ιϋζ^·1

Wx Rx wx 其中i2係相依於M0SFET 1272與1273之個別閘極寬度冒^與 的電流’並且實質上獨立於電阻器1274與i275之值。 接著’藉由電阻器1275的電阻值R3來判定位準移位電路 1 270VFBin的輸出。 今 3 y \ R, wx)

位準偏移輸出VFBin被輸入至誤差放大器1277並且與 PWML制器1276内之參考電壓vref相比較，以驅動前置調 節器之輸出乂⑽至vout/n。舉例而言，在〇·5χ LCDU調節器 中，最佳效率發生於v〇ut=0.5 Vy時。因此，反饋網路驅動 前置調節器輸出電壓庄值Vy — Vout/0.5或2 ν_。 圖27Β中繪示用於非反轉式LCUX轉換器的另一位準偏移 電路1290。位準偏移電路129〇包括一電壓分壓器，其含值 分別為{^與心的兩個電阻器1291與1292。據此，

^FBin Λ ^rnV, + i?2 只畏Vout > vy (即，轉換器係LCUU轉換器），則反饋網 路可輸入電壓vFBin=vy：=V()ut/ns PWM控制器1293。該條件 毛生於RVd+R2)等於1/n時。舉例而言，由於2χ 調 節器中，所以應藉由使該兩個電阻器相等（即，Ri=R2)來 將比率RARi+R2)没定為％。如果所要輸出電壓發生於反 饋電壓等於帶隙參考電壓Vref時，則必須調整電阻器比 率，致使 127734.doc -81 - 200843308

Ke/n-Rx V.L2F Kut ^ + > Kut 相比之下，在LCUD轉換器中Vy > V〇ut，所以無法使用 電壓分壓器，惟產生等於帶隙參考Vrefi反饋值除外。

在本發明另一項具體實施例中，圖27C之位準偏移電路 13 10適合配合反轉式[。饥轉換器一起使用。位準偏移電 路1310自負反饋訊號劣叩來產生至pWM控制器1325内之誤 差放大器1326的正反饋訊號+vFBin。該電路之運作係藉由 將其輸入參考至負供應軌_ν_，接著使訊號位準偏移至正 供應執vy，接著返回調降至產生VFBin。 如所示，電阻器1依據負輸入電壓-Vfb來設定p通道 MOSFET1312中之電流。MOSFET1312連同接地參考之 !^08?£丁1313形成電流鏡，該電流鏡供應電流至々_參考 之電流鏡（其包括N通道MOSFET 1316與1317)。N通道 MOSFET 13 1 7中的電流被進一步鏡射至+ vy參考之p通道 MOSFET 1318與1319,並且再次至接地參考之電流鏡（其 包括N通道MOSFET 1321與1322)。MOSFET 1322中的電流 形成跨電阻器1324的電壓，以形成經連接至pwM控制器 1325的位準偏移電路的vFBin輸出。 在圖27D的位準偏移電路134〇中，正反饋訊號+VFBin經 由電阻器1341設定P通道MOSFET 1342中之電流，該電流 係藉參考至電壓Vy的MOSFET 1343予以鏡射。此電流鏡供 應電流至接地參考之N通道電流鏡MOSFET 1345與1346並 且跨電阻器1348下降，以最級形成位準偏移輸出電壓 127734.doc -82- 200843308 VFBin，此係至PWM控制器1349的輸入。電路1340係當Vout < Vy 時起作用。 供電增壓式前置調節器電路 請再次參考圖8，多工器215選擇供電至PWM控制電路 211、先切斷後連接（BBM)閘極緩衝器212及（或許）電荷幫 浦207的最高可用電壓。為了最小化電源MOSFET 201與 204及電荷幫浦207内部之MOSFET的導通電阻，較高電壓 係合意的。 圖28A繪示最簡單電源多工器，其中P-N二極體1401與 1402形成電源二極體"OR”功能，連接較高電壓之Vbatt與Vy 以提供輸入電壓Vce至控制電路。僅連接至介於Vbatt與Vy之 間的較高電壓的二極體將變成正向偏壓。其它二極體將維 持逆向偏壓並且將封鎖電流。 圖28B之電路1410係含二極體14 12與14 13之電源二極體 ’’OR”功能，其中MOSFET 1411可被導通以分流二極體 1412，尤其於增壓型前置調節器正在切換中之前的啟動期 間。MOSFET 1411可係P通道或N通道MOSFET。 在圖28C中，電路1420使用兩個MOSFET 1421與1422以 分別分流二極體1421與1426。一比較器1424被連接至輸入 電壓Bbatt與Vy並且指示正反器電路1423導通MOSFET 1421 或1422，取決於那一者輸入電壓較高。圖28D繪示類似電 路1450，其中比較器1451供電給正反器1452及類比切換器 1453 ° 雖然本文已描述特定具體實施例，但是應明白彼等具體 127734.doc • 83 - 200843308 實施例係闡釋性而非限制性。熟悉此項技術者將明白根據 本發明之許外替代具體實施例。 【圖式簡單說明】 圖1 A繪示先前技術同步式降壓轉換器的電路圖。 圖1B緣示先前技術同步式增壓轉換器的電路圖。 圖2A纷示習知降壓轉換器與增壓轉換器的電壓轉換比率 相對於作用時間因數的圖表。 圖2B繪示習知降壓轉換器與增壓轉換器的效率相對於電 壓轉換比率的圖表。 圖3 A繪示級聯降壓增壓轉換器的電路圖。 圖3B缚示級聯增壓降壓轉換器的電路圖。 圖3C繪示替代級聯增壓降壓轉換器的電路圖。 圖3D繪示降壓增壓轉換器在僅降壓模式中的同等電路 圖3E繪示降壓增壓轉換器在僅增壓模式中的同等電路

效率相對於電壓轉換比率的圖表。 圖5A繪示2X(二倍倍增器）電荷幫浦的電路

127734.doc 圖5B繪示2X電苻幫诸於妨帝如扣。 電路圖。 間的同等電路 -84- 200843308 圖灣示0.5X電荷幫浦於放電_的同等。 _ 會示單模式電荷幫浦的效率相對於轉換比率的圖 表。 ° 圖6B繪示三模式電荷幫浦的效率相料轉換比率的圖 表。 圖7繪示對於各種輸出電壓的電壓轉換比率相對於輸入 電壓的圖表。 ® 8緣示根據本發明之切換式LCUX轉換器之—般概要電 I 路圖。 圖9繪示切換式LCUX轉換器之方塊作用模型圖。 圖10A繪示0.5XLCUD轉換器之具體實施例的電路圖。 圖10B繪示〇·5χ LCUD轉換器之替代具體實施例的電路 圖。 圖10C、、會示〇·5Χ LCUD轉換器於磁化與放電階段期間的 同等電路圖。 ( 圖1〇Ε>繪不〇·5Χ LCUD轉換器於充電階段期間的同等電 路圖。 圖1丨八繪示具有單電池單元式Lilon電池之〇.5X LCUD轉 換器之運作的圖表。 圖11B緣示具有雙電池單元sNiMH電池之〇·5χ [CUD轉 換器之運作的圖表。 圖11C繪示具有三電池單元式NiMH電池之〇·5χ [CUD轉 換器之運作的圖表。 圖12A%示對於〇·5Χ LCUD轉換器的Vin為函數的 127734.doc -85 - 200843308 圖表。 圖12B繪示對於〇5χ LCUD轉換器的轉換比 、, 丁 v ou" v in Μ 鈉置凋節器之作用時間因數為函數的半對數圖表。 圖12C繪示對於〇5χ LCUD轉換器的轉換 、 丁 v out/ v in 从 前置調節器之作用時間因數為函數的圖表。 圖13A繪示〇·5χ LCUD轉換器中之前置調節器之效率以 如置调節器之電壓轉換比率為函數的圖表。 圖13B繪示0·5Χ LCUD轉換器中之後置轉換器之效率以 後置轉換器之電壓轉換比率為函數的圖表。 圖13C繪示〇.5X LCUD轉換器之效率以轉換器之電壓轉 換比率為函數的圖表。 圖14A繪示〇.5X LCUD轉換器之預充電或旁通操作模式 的同等電路圖。 圖14B繪示0.5X LCUD轉換器之僅增壓操作模式的同等 電路圖。 圖14C繪示0.5X LCUD轉換器之僅分率式電荷幫浦操作 模式的同等電路圖。 圖15繪示在交替操作模式中之〇·5Χ LCUD調節轉換器中 之前置調節器之中間輸出電壓的圖表。 圖16A繪示2XLCUU轉換器的功能方塊圖。 圖16B繪示1.5XLCUU轉換器的功能方塊圖。 圖17A繪示2XLCUU轉換器之具體實施例的電路圖。 圖17B繪示2X LCUU轉換器於磁化與放電階段期間的同 等電路圖。 127734.doc -86 - 200843308 圖17C繪示2X LCUU轉換器於充電階段期間的同等電路 圖。 圖18A繪示具有單電池單元式NiCd電池之2X LCUU轉換 器之運作以時間為函數的圖表。 圖1 8B繪示對於由單電池單元式NiMH、雙電池單元式 NiMH及單電池單元式驗性電池所提供之輸入電壓範圍， 2X LCUU轉換器的V0UtW Vin為函數的圖表。 圖18C繪示對於由單電池單元式NiMH、雙電池單元式 NiMH及單電池單元式驗性電池所提供之輸入電壓範圍， 1.5X LCUU轉換器的vouta Vin為函數的圖表。 圖19A繪示1.5X LCUU轉換器之具體實施例的電路圖。 圖19B繪示1.5X LCUU轉換器於磁化與放電階段期間的 同等電路圖。 圖19C繪示1.5X LCUU轉換器於充電階段期間的同等電 路圖。 圖20繪示2X與1_5X LCUU轉換器中的電壓轉換比率以前 置調節器之作用時間因數為函數的圖表。 圖21A繪示反轉式-1XLCUI轉換器的功能方塊圖。 圖21B繪示反轉式-0.5XLCUI轉換器的功能方塊圖。 圖22A繪示-1XLCUI轉換器之具體實施例的電路圖。 圖22B繪示-IX LCUI轉換器於磁化與放電階段期間的同 等電路圖。 圖22C繪示-IX LCUI轉換器於充電階段期間的同等電路 圖0 127734.doc -87- 200843308 圖23A繪示-IX LCUI轉換器之替代具體實施例的電路 圖。 圖23B繪示-IX LCUI轉換器於磁化與放電階段期間的同 等電路圖。 圖23C繪示-IX LCUI轉換器於充電階段期間的同等電路 圖。 圖24A繪示-0.5XLCUI轉換器的電路圖。 圖24B繪示-0.5X LCUI轉換器於磁化與放電階段期間的 1 同等電路圖。 圖24C繪示-0.5Χ LCUI轉換器於充電階段期間的同等電 路圖。 圖25 A繪示對於由單電池單元式NiMH、雙電池單元式 NiMH及單電池單元式鹼性電池所提供之輸入電壓範 圍，-IX LCUI轉換器的Vy與VoutU Vin為函數的圖表。 圖25B繪示對於由單電池單元式Lilon電池所提供之輸入 電壓範圍，-0.5X及-IX LCUI轉換器的Vy與ν_#νίη為函 數的圖表。 圖25C繪示具有單電池單元式Lilon電池之-0.5Χ LCUU轉 換器之運作以時間為函數的圖表。 圖25D繪示-IX與-0.5X LCUI轉換器中的電壓轉換比率以 前置調節器之作用時間因數為函數的圖表。 圖26A繪示0.5X LCUD轉換器於充電階段期間的功能表 示。 圖26B繪示0.5X LCUD轉換器於放電階段期間的功能表 127734.doc -88- 200843308 示。 圖26C繪示2X LCUU轉換器於充電階段期間的功能表 示。 圖26D繪示2X LCUU轉換器於放電階段期間的功能表 示。 圖26E繪示1.5X LCUU轉換器於充電階段期間的功能表 示。 圖26F繪示1.5X LCUU轉換器於放電階段期間的功能表 f 、 示。 圖26G繪示_1X LCUI轉換器於充電階段期間的功能表 示。 圖26H繪示-IX LCUI轉換器於放電階段期間的功能表 示。 圖261繪示-0.5X LCUI轉換器於充電階段期間的功能表 示。 圖26J繪示-0.5X LCUI轉換器於放電階段期間的功能表 示。 圖27A繪示包括電流鏡之反饋位準偏移電路的電路圖。 圖27B繪示包括電阻分壓器之反饋位準偏移電路的電路 圖。 圖27C繪示包括反轉式電流鏡之反饋位準偏移電路的電 路圖。 圖27D繪示包括反轉式電流鏡之反饋位準偏移電路之替 代具體實施例的電路圖。 127734.doc -89- 200843308 路 的 路 路 圖28A繪示包括二極體"OR"之電壓選擇器電路的電 圖 圖28B繪示包括二極體及MOSFET之電壓選擇器電銘 電路圖。 圖28C繪示包括MOSFET’’ORMi電壓選擇器電路的電 圖。 圖28D繪示包括SPDT選擇器之電壓選擇器電路的電 圖。 【主要元件符號說明】 1 同步式降壓轉換器 2 脈衝寬度調變（PWM)控制器 3 電源MOSFET 4 同步式整流器電源MOSFET 5 電感器 6 電容器（輸出濾波電容器） 8 整流器二極體 10 同步式增壓轉換器 11 PWM控制器 12 低端電源MOSFET 13 電感器 14 ’’浮動’’同步式整流器MOSFE: 15 濾波電容器 16 整流器二極體 35 降壓增壓轉換器（增壓降壓調 127734.doc -90- 200843308 36 P通道或N通道MOSFET 37 N通道同步式整流器MOSFET 38A，38B 電感器 39 本質整流器二極體 40 低端N通道MOSFET 41 同步式整流器MOSFET 42 本質整流器二極體 43 濾波電容器 44 電容器 45 級聯式增壓降壓轉換器（增壓降壓調節器） 46 低端N通道MOSFET 47 電感器 48A N通道或P通道同步式整流器MOSFET 48B MOSFET 50 N通道同步式整流器MOSFET 51 本質整流器二極體 52 電感器 53 濾波電容器 54 電容器 55 降壓增壓轉換器 56, 57, 60, 61 MOSFET 58, 62 二極體 59 單電感器 63 濾波電容器 127734.doc -91 - 200843308 65 降壓增壓轉換器 66 開路 67 電阻 70 降壓增壓轉換器 71 電阻 72 開路 90 電荷幫浦

91，92, 94, 95 93 96 100 101 102 110

114，115 111，112, 113, 116, 117, 118, 119 121

MOSFET 飛馳電容器 蓄電電容器（輸出蓄電電容器） 電荷幫浦（同等電路） 電壓來源 電容器（飛馳電容器） 電荷幫浦 飛驰電容器 MOSFET 電荷幫浦（同等電路) 122, 123 電容器 124 電池電壓來源 130 電荷幫浦（同等電路) 131 電池 132 電容器 200 切換式LCUX轉換器 127734.doc -92- 200843308

201 低端N通道電源MOSFET 202 電感器

204 浮動同步式整流器電源MOSFET 205 本質PN二極體 206 濾波電容器 207 電荷幫浦 208 209 210 211 212 213 214 215 216 231 232 233 234 235 250 250A 250B 251 電容器 選用之電容器 輸出電容器 PWM控制器（PWM電路，PWM控制電路) 先切斷後連接(BBM)閘極緩衝器 斜坡產生器時脈 位準偏移器 多工器 負載 輸入電壓來源 逐步調升切換式電感器前置調節器 後置轉換器（切換式電容器轉換器） 寄生損耗元件 負載 LCDI切換式轉換器 前置調節器

0.5X型分率式電荷幫浦後置轉換器 低端N通道電源MOSFET 127734.doc -93 · 200843308 252 電感器 254 浮動同步式整流器MOSFET 255 本質P-N二極體 256 選用之濾波電容器 257, 258, 259， 電源MOSFET 260, 261 262, 263 飛馳電容器 264 輸出濾波電容器（蓄電電容器） 265 PWM控制器 266, 267 先切斷後連接(BBM)緩衝器 268 時脈與斜坡產生器電路 269 位準偏移電路 280 LCUD轉換器 280A 增壓型前置調節器 280B 後置轉換器 281 低端N通道MOSFET 282 電感器 283 低端二極體 284 同步式整流器MOSFET 285 -—極體 288, 289,290, 291 MOSFET 292, 293 電容器 294 濾波電容器 295 PWM控制器 127734.doc -94 - 200843308 296, 297 先切斷後連接(BBM)電路 298 時脈與斜坡產生器 299 位準偏移電路（反饋網路） 320 轉換器 321 負載 480 轉換器 500 轉換器 510 轉換器 600 2X LCUU轉換器 600A 增壓型前置調節器 601 電感器 602 低端MOSFET 603 浮動同步式整流器MOSFET 604 二極體 605 選用之電容器 606 單電容器2X型電荷幫浦後置轉換器 607 飛馳電容器 608 輸出濾波電容器 620 1.5XLCUU轉換器 621 電感1§ 622 低端MOSFET 623 浮動同步式整流器MOSFET 624 二極體 625 選用之電容器 127734.doc -95 - 200843308

626 雙電容器1.5X型分率式電荷幫浦後置轉換器 627, 628 飛驰電容器 629 輸出濾波電容器 650 2X型LCUU轉換器（電路） 650A 切換式電感器增壓前置調節器 650B 2X型電荷幫浦後置轉換器 651 電感器 652 低端端N通道MOSFET 653 浮動同步式整流器MOSFET 654 P-N二極體 655 選用之輸出電容器 656, 657, 658, 659 MOSFET 660 飛馳電容器 661 輸出電容器 662 PWM控制器 663, 664 先切斷後連接(BBM)緩衝器 665 時脈與斜坡產生器 670 轉換器（電路圖） 671 負載 760 1.5X型LCUU轉換器 760A 增壓型前置調節器 760B 電荷幫浦後置轉換器 761 電感器 762 低端MOSFET 127734.doc -96- 200843308 764 同步式整流器MOSFET 765 本質二極體 766, 767, 768, 769， 770, 771，772 MOSFET 773 輸出電容器 774, 775 飛馳電容器 780 轉換器（電路圖） 781 負載 " 790 轉換器（電路圖） 850 LCUI轉換器（LCUI反轉器） 850A 增壓型前置調節器 850B 後置轉換器(-1X型電荷幫浦反轉式後置轉換器） 851 電感器 852 MOSFET 853 浮動同步式整流器 854 c 本質二極體 V 855 選用之電容器 856 單電容器-IX型電荷幫浦 857 飛馳電容器 858 輸出濾波電容器 870 分率式LCUI轉換器 870A 增壓型前置調節器 870B 後置轉換器 871 電感器 127734.doc -97- 200843308 872 MOSFET 873 同步式整流器MOSFET 874 本質二極體 875 選用之電容器 876 雙電容器-0.5X型電荷幫浦 877, 878 飛馳電容器 879 輸出濾波電容器 900 轉換器（電路圖） 901 低端N通道電源MOSFET 902 電感器 903 浮動同步式整流器MOSFET 904 本質P-N二極體 905 選用之濾波電容器 906, 907, 908, 909 MOSFET 910 輸出濾波電容器（蓄電電容器） 911 PWM控制器 912, 913 先切斷後連接(BBM)緩衝器 914 時脈與斜坡產生器電路 915 位準偏移電路 916 飛馳電容器 930 轉換器（電路圖） 931 負載 940 轉換器（電路圖） 980 LCUI轉換器（LCUI反轉器） 127734.doc -98- 200843308 981 低端N通道MOSFET 982 二極體 983 電感器 984 同步式整流器MOSFET 985 本質二極體 986, 987, 988 MOSFET 989 飛馳電容器 990 輸出電容器（蓄電電容器） 991 PWM控制器 922, 993 先切斷後連接(BBM)電路 994 時脈與斜坡產生器 995 位準偏移電路 1000 LCUI轉換器（LCUI反轉器，電路） 1010 LCUI轉換器（LCUI反轉器，電路圖） 1050 分率式反轉轉換器（-0.5X LCUI切換式轉換器） 1050A 增壓型前置調節器 1050B -0.5X型電荷幫浦反轉式後置轉換器（反轉分 率式電荷幫浦後置轉換器） 1051 低端N通道電源MOSFET 1053 電感器 1054 浮動同步式整流器MOSFET 1055 本質P-N二極體 1056至1062 電源MOSFET 1063 輸出濾波電容器（蓄電電容器） 127734.doc -99- 200843308 1064, 1065 飛馳電容器 1066 PWM控制器 1067, 1068 先切斷後連接(BBM)緩衝器 1069 時脈與斜坡產生器電路 1070 位準偏移電路 1071 電容器 1080 LCUI轉換器（電路圖） 1090 LCUI轉換器（電路圖） 1200 分率式0.5X型LCUD轉換器（電路圖） 1201 受控式電壓來源 1202, 1203 飛馳電容器 1205 LCUD轉換器（電路圖） 1206 蓄電電容器 1210 2X型LCUU調節器 1215 LCUU轉換器（電路圖） 1220 1·5Χ型LCUU調節器（電路圖） 1221 受控式電壓來源 1222, 1223 飛馳電容器 1225 1.5Χ型LCUD轉換器（電路圖） 1226 蓄電電容器 1230 -IX型LCUI反轉式調節器 1231 受控式電壓來源 1232 飛馳電容器 1240 -0.5X型LCUI反轉式調節器（電路圖） 127734.doc -100- 200843308 1241 受控式電壓來源 1242, 1243 飛馳電容器 1245 -0.5X型LCUI反轉式轉換器 1246 蓄電電容器 1270 反饋電路 1271 電阻器 1272, 1273 MOSFET 1274, 1275 電阻器 1276 PWM控制器 1277 誤差放大器 1278 參考電壓 1290 位準偏移電路 1291， 1292 電阻器 1293 PWM控制器 1310 位準偏移電路 1312 P 通道 MOSFET 1313 接地參考之MOSFET 1316, 1322 1317, 1321， N通道 MOSFET 1318, 1319 P 通道 MOSFET 1324 電阻器 1325 PWM控制器 1326 誤差放大器 1340 位準偏移電路 127734.doc -101 - 200843308 1341 1342 1343 1345, 1348 1349 1401， 1410 1420 1421， 1423 1424 1421， 1450 1451 1452 1453 II V batt Vcc Vcp VFB VFBin 電阻器

P 通道 MOSFET MOSFET

1346 接地參考之N通道電流鏡MOSFET 電阻器 PWM控制器 1402 P-N 二極體 電源二極體”〇R”功能（電路） 電路

1422 MOSFET 正反器電路 比較器 1426 二極體 電路 比較器 正反器 類比切換器 電流（負載電流） 電壓（電池輸入電壓，電池電壓） 輸入電壓 電荷幫浦輸出 反饋電壓（反饋訊號） 位準偏移器之輸出電壓（反饋輸入電壓， 反饋輸入，反饋訊號） 127734.doc •102- 200843308

Vf 正向電壓 VgI，Vg2 閘極偏壓 VgS3, VgS4, VgS5， 閘極訊號 VgS6 Vgsp 閘極至源極電壓 Vin 輸入電壓 V〇ut 輸出電壓 Vref 參考電壓 Vx，vy 節點（中間電壓） Vz 電壓 Φ 頻率（時脈頻率） -103 - 127734.doc

Claims (1)

1. 200843308 、申請專利範圍： 1. 2. 一種DC/DC電壓轉換器，其包括： -逐步調升前置㈣n，其包括__切換式電感電路；及 一後置轉換器，其包括一切換式電容電路， 其中該前置調節器之一輸出端子被連接至該後置轉換 器之-輸入端+，該前置調節器之—輸入端子包括該 DC/DC電壓轉換器之一輸入端子’該後置轉換器之一輸 出端子包括該DC/DC電壓轉換器之一輸出端子。 如凊求項1之DC/DC電壓轉換器，進一步包括：一反^ 路徑，該反饋路徑之-第—端子軸合至該前置調^ 器。 ，其中該反饋路捏之一 之該輸出端子。 ’其中該反饋路徑之一 之該輸出端子。 ，其中該前置調節器包

   3·如請求項2之DC/DC電壓轉換器 第二端子被耦合至該後置轉換器 4·如請求項2之DC/DC電壓轉換器 第二端子被耦合至該前置調節器 5·如請求項1之DC/DC電壓轉換器 括在一串聯路徑中與一低端切換器連接之一電感器；以 及連接至介於該電感器與該低端切換器之間的該串聯路 徑中之一點的一浮動切換器。 6.如請求項5之DC/DC電壓轉換器，其中該浮動切換器包 括一净動MOSFET，並且該低端切換器包括—低端 MOSFET。 ~ 7. 如請求項6之DC/DC電壓轉換器，其中該前置調節器勺 括一先切斷後連接單元，該先切斷後連接單元耗合至= 127734.doc 200843308 高端MOSFET之一閘極及該低端MOSFET之一閘極。 8. 如請求項7之DC/DC電壓轉換器，其中該前置調節器包 括一脈衝寬度調變單元，該脈衝寬度調變單元耦合至該 先切斷後連接單元。 9. 如請求項1之DC/DC電壓轉換器，其中該後置轉換器包 括一電荷幫浦。 10·如請求項9之DC/DC電壓轉換器，其中該電荷幫浦經調 適以依一整數值使該電荷幫浦之一輸入端子處的一電壓 倍增。 11 ·如請求項10之DC/DC電壓轉換器，其中該電荷幫浦經調 適以依一 2之因數使該電荷幫浦之該輸入端子處的一電 壓倍增。 12·如請求項9之DC/DC電壓轉換器，其中該電荷幫浦經調 適以依一 1.5之因數使該電荷幫浦之一輸入端子處的一電 壓倍增。 13.如請求項9之DC/DC電壓轉換器，其中該電荷幫浦經調 適以依一 0·5之因數使該電荷幫浦之一輸入端子處的一電 壓倍增。 14·如請求項9之DC/DC電壓轉換器，其中該後置轉換器包 括一反轉器。 15·如請求項14之DC/DC電壓轉換器，其中該電荷幫浦經調 適以依一負整數值使該電荷幫浦之一輸入處的一電壓倍 增。 16·如請求項15之DC/DC電壓轉換器，其中該電荷幫浦經調 127734.doc 200843308 適以依一-丨之因數使該電荷幫浦之該輸入端子處的— 壓。 免 17.如請求項丨4之DC/DC電壓轉換器，其中該電荷幫浦經調 適以依一-0.5之因數使該電荷幫浦之該輸入端子處的一 電壓。 —種轉換一第一DC電壓至一第二〇〇電壓之方法其包

   提供至少一電感器及至少 於一第一時間間隔期間， 端子至該第一 DC電壓； 於一第二時間間隔期間， 端子成為浮動，藉此在該至 生一中間電壓； 一電容器 > 耦合該至 少一電感器之一第一 允許該至 少一電感器之該第一 少一電感器之該第一端子處產 於一第二時間間隔期間，耦合該至少一電容器之一第一

   端子至該巾間電壓，並絲合該至少—電容器之_第二端 子至一第三電壓；及 於-第四時間間隔期間，耦合該至少一電容器之該第二 端子至該中間電壓，並絲合該至少—電容器之該第-端 =至一輸出電壓，藉此在該輪出端子處提供該第二加電 19.如請求項18之方法，其中該 守間間隔疋義一作用時 4因數’並且該方法進一步包括 〜 ^匕栝使用该弟二DC電壓來判 疋该作用時間因數。 20·如明求項18之方 ，立 去/、中忒弟一時間間隔定義一作用時 127734.doc 200843308 严曰 1 IS金今 、 並且該方法進一步包括使用該中間電壓來判定 該作用時間因數。 21· —種轉換一第一DC電壓至一第：dc電壓之方法，其包 括· 提供至少一電感器及至少一電容器； 於第一時間間隔期間，耦合該至少一電感器之一第一 端子至該第一 DC電壓； 山於一第二時間帛隔期間，允許該至少_電感器之該第一 端子成為浮自’藉此在1亥至少-電感器之該第一端子處產 生一中間電壓； 於第二時間間隔期間，耦合該至少一電容器之一第一 鳊子至忒中間電壓，並且耦合該至少一電容器之一第二端 子至一第三電壓；及 於第四時間間隔期間，耦合該至少一電容器之該第二 端子至-第四電壓’並且耦合該至少一電容器之該第―： 子至輪出電壓，藉此在該輸出端子處提供該第二 壓。 电 22.種轉換_第一Dc電壓至一第二π電壓之方法， 括： ”包 提供至少一電感器及至少一電容器； 於第-日寺間間隔期間，岸馬合該至少一電感器之 — 端子至該第一DC電墨； 一第二時間間隔期間’允許該至少—電感器之該第 -端子成為浮動’藉此在該至少一電感器之該第一端子 127734.doc 200843308 處產生一中間電壓； 於弟一時間間隔期間，叙合該至少一電容器之一第一 端子至該中間μ，並絲合該至少―f容器之—第二端 子至一第三電壓；及 , y m 六夕 *?2> 端子至接地，並且M該至少—電容器之該^料至 輸出電壓’藉此在該輸出端子處提供該第㈣電壓。

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