UN SISTEMA. Y MÉTODO PARA RECUPERAR LA COMPENSACIÓN DE
SINCRONIZACIÓN DE SÍMBOLOS Y EL ERROR DE LA FRECUENCIA
PORTADORA EN UN SISTEMA DE RADIODIFUSIÓN DE AUDIO DIGITAL
OFDM DESCRIPCIÓN DE LA INVENCIÓN La presente invención se relaciona al campo de las comunicaciones digitales, y más específicamente, se dirige a un sistema para adquirir o recuperar La amortiguación de sincronización de símbolos y el error de la frecuencia portadora a partir de una señal de comunicaciones multiportadora, modulada digitalmente. El sistema de la presente invención se relaciona además a un sistema de diversidad para recuperar la compensación de la sincronización de símbolos y el error de la frecuencia portadora a partir de una señal modulada digitalmente, de multifrecuencia, diversa. En un sistema de comunicaciones digital, la adquisición de la sincronización de símbolos entre el transmisor y el receptor debe ser lograda antes de que la desmodulación de símbolos efectiva pueda comenzar en el receptor. De esta forma, la técnica anterior en las comunicaciones digitales está repleta con intentos para desarrollar los sistemas dirigidos a la recuperación o adquisición óptima de la sincronización de símbolos recibidos y la frecuencia portadora. Se proporciona tal intento en la Patente de los Estados Unidos No. 5,541,552, por Suzuki, dirigida a la desmodulación de los símbolos multiportadores modulados digitalmente. El receptor en esta Patente desarrolla los picos de correlación responsivos a una correlación in^r símbolos, como por la formación de productos conjugados, entre la información repetida y el decrecimiento de la amplitud existente en las porciones conductoras y de revestimiento de cada símbolo recibido. Los picos deben ser detectados, ya que sus posiciones son indicativas de la sincronización de los símbolos recibidos. Sin embargo, sus perfiles de amplitud relativamente planos necesitan su integración individual antes de la detección de pico del mismo. Este esquema de procesamiento de señal simplista en Suzuki, es decir, la integración simple de los picos z-correlación antes a su detección, proporciona los resulta : . de sincronización subóptimos en por lo menos dos cuent : . Primero, como se incrementa el número de los portadore. frecuencia en el símbolo multiportador, el pico : correlación llega a ser oscurecido por el ruido adyacente, y la integración simple falla para incrementar suficientemente la relación señal a ruido de los picos de correlación predetectados . Segundo, la integración simple falla para combatir los efectos de propagación de señal, tales como la difusión, los picos de correlación. Segundo, la integración simple falla para combatir los efectos de propagación de señal bien conocidos, tales como la difusión, el desvanecimiento, u otros perturbadores de señal, todos los cuales se combinan para provocar los picos falsos y las caídas de señal. En contraste a Suzuki y otros sistemas de adquisición de la técnica anterior, el sistema de la presente invención presenta un esquema óptimo para ia recuperación de la sincronización de símbolos y la frecuencia portadora. Se proporciona este procedimiento óptimo a través de una aplicación de técnicas de procesamiento de señal que, cuando se toman solas o en combinación, mejoran sobre la técnica anterior. Estas mejoras de procesamiento de señal incluyen la superposición aditiva de las señales de . repetición, filtro o acoplado, y selección y combinación de diversidad entre las señales diversas y moduladas. La siguiente es una lista de las referencias de la técnica anterior conocidas por el Solicitante. Las Patentes de los .Estados Unidos #5,694,389; #5,602,835; #5,608,764; #5,559,833; #5,687,165; #5,541,552; #5,357,502; #3,925,650;
#5,596,582; #3,364,482; #2,943,316; #3,975,687; #5,594,761 #4,281,412; #5,187,711; #4,727,534; #5,369,800; #5,548,819 #2,549,423; #2,880,275; #3,555,427; #5,629,639; #5,428,647 #5,682,376; #5,416,767; #5,452,331; 4,344,180; #5,657,313 #5,652,772; #5,627,863; #5,550,812; #5,506,836; #5,471,464 #5,450,456; #5,371,761; #5,345,440; #5,313,169; #5,228,025 #5,191,576; #5,371,548; #5,406,551; y #3,780,279. Es un objeto de la presente invención proporcionar un sistema para recuperar óptimamente la sincronización de símbolos y la frecuencia portadora a partir de una señal multiportadora, modulada digitalmente. Particularmente, la señal modulada digitalmente es una señal multiplexeada de división de frecuencia ortogonal (OFDM) que puede incluir un gran número de portadores de frecuencia en la misma. Un aspecto de la presente invención presenta un sistema para recuperar la compensación de la sincronización de símbolos y el error de la frecuencia portadora a partir de una señal OFDM. El sistema incluye un módulo receptor para recibir la señal modulada OFDM el cual está representado como una serie de símbolos OFDM. Cada s irr?b:_ J . OFDM incluye una porción conductora y una porción de cola del mismo. Las porciones conductoras y de cola tienen fases substancialmente equivalente y tienen amplitudes temporalmente ponderadas de acuerdo a función ponderada temporal predeterminada. El módulo receptor proporciona una señal recibida a una salida del mismo. El sistema también incluye un módulo de desarrollo de picos del sistema el cual desarrolla una señal límite que tiene una pluralidad de picos de señal que representa una posición de límite de símbolos para cada uno de los símbolos OFDM recibidos. Cada uno de los picos de señal se desarrolla en respuesta a una correspondencia de magnitud y fase producidas entre las porciones conductoras y de cola del símbolo OFDM recibido. El sistema además incluye el módulo de incremento de señal que incrementa la detectabilidad del pico de señal de la señal límite. El módulo de incremento de señal incluye un circuito para superimponer aditivamente una pluralidad de segmentos de la señal límite. El módulo de incremento de señal saca un pico de señal incrementado que corresponde a un número predeterminado de la pluralidad de segmentos y tiene una proporción de señal a ruido mejorada. El sistema incluye un circuito para establecer una posición temporal indicativa de la posición de límite de símbolos a partir de por lo menos unos de los picos de señal incrementados que salen del módulo de incremento de señal . La posición temporal representa una compensación de la sincronización de símbolos OFDM recibidos.
Un circuito para recuperar el error de la frecuencia portadora de la señal OFDM recibida en correspondencia con la posición temporal está también incluido en el sistema. En otro aspecto de la presente invención, el módulo de incremento de señal además incluye un filtro acoplado para filtrar las señales producidas en respuesta a la señal límite. El filtro acoplado además mejora una „ proporción de señal a ruido de los picos de señal incrementados que salen del módulo de incremento de señal . El filtro acoplado tiene una respuesta de impulso temporal acoplada a la cubierta de amplitud de los picos de señal presentes en la señal límite. Otro objeto de la presente invención es la mejora de la sincronización de símbolos y el proceso de adquisición del portador de frecuencia a través de la aplicación de ia selección y combinación de la diversidad de señal. En el aspecto de la diversidad de la presente invención, un sistema de diversidad para recuperar una compensación de la sincronización de símbolos y el error de la frecuencia portadora a partir de la señal OFDM incluye un transmisor para transmitir una señal modulada OFDM en ambas la banda lateral de frecuencia inferior y una superior. Cada una de las bandas laterales comprende una pluralidad de portadores de frecuencia modulada OFDM y una serie de símbolos OFDM. El sistema de diversidad incluye una porción receptora para recibir la señal modulada OFDM de la banda lateral de frecuencia superior y proporcionar una salida de señal recibida en la banda lateral primera o superior y la señal modulada OFDM de la banda lateral de frecuencia inferior y proporciona una salida de señal recibida en la banda lateral segunda o inferior. El sistema de diversidad también incluye un primer circuito de recuperación para desarrollar la compensación de sincronización de símbolo de banda lateral primera o superior que corresponde a los símbolos OFDM en la primera señal recibida, y un segundo circuito de recuperación para desarrollar la compensación de la sincronización de símbolos de banda lateral inferior que corresponde a los símbolos OFDM en la segunda señal recibida. Además, el sistema de diversidad incluye un primer circuito de validación para validar la compensación de . . sincronización de símbolo primaria en una consisten-. . temporal predeterminada del mismo, y un segundo circuito : validación que valida la compensación de sincronizado-símbolos secundaria en base a la consistencia tempe: ^ predeterminada de la misma. Todavía además, el sistema de diversidad incluye un circuito de selección para seleccionar la compensación de la sincronización de símbolos óptima a partir de las compensaciones de la sincronización de símbolo secundaria que dan respuesta a las señales que salen del primer y segundo circuitos de validación, y un circuito desmodulador para desmodular por lo menos una de la serie de los símbolos OFDM usando la compensación de la sincronización de símbolos óptima . Un aspecto adicional del sistema de diversidad incluye un circuito para desarrollar una compensación de la sincronización de símbolos tercera o combinada que corresponde a una combinación de las señales de sincronización primera y secundaria representativas respectivamente de las compensaciones de sincronización de símbolo primera y secundaria, y un circuito para seleccionar la compensación de sincronización de símbolos terciaria responsiva a una pluralidad de señales de entrada condicionales. BREVE DESCRIPCIÓN DE LOS DIBUJOS La Figura la es una representación gráfica de la señal OFDM en el dominio de frecuencia; La Figura lb es una representación gráfica de la señal OFDM en el dominio de tiempo; La Figura lc es una representación gráfica de los picos de señal de producto conjugado que representan los límites de símbolo; La Figura Id es una ilustración gráfica de los productos conjugados multiplicados por reducidores de amplitud respectivos; La Figura 2 es un diagrama de bloque parcial que ilustra la poción de extremo frontal de la presente invención; La Figura 3 es un diagrama de bloque de una primera modalidad del módulo de adquisición de la presente invención; La Figura 4 es un diagrama de bloque de una segunda modalidad del módulo de adquisición de la presente invención; La Figura 5 es un diagrama de bloque de una tercera modalidad del módulo de adquisición de la presente invención; Las Figuras 6a, 6b y 6c son representan: < -s gráficas de la sincronización de símbolos para el módulo de desarrollo de pico de la presente invención; Las Figuras 7^a, 7b, 7c y 7d son representaciones gráficas que ilustran el procesamiento de señal realizado por la presente invención; y. La Figura 8 es un diagrama de bloque que representa los bloques lógicos de decisión y selección para el módulo lógico de combinación de diversidad de la tercera modalidad (Figura 5) de la presente invención. En un esquema de transmisión-recepción de comunicación digital en donde se transmiten una serie de señales portadoras de información moduladas digitalmente a un receptor en donde va a ocurrir la desmodulación de los símbolos con el fin de recuperar la información transportada por el mismo, el desmodulador del receptor puede lograr la desmodulación exitosa y óptima de los símbolos solamente si la sincronización de símbolos transmitidos y la fase/frecuencia son determinados en el receptor. De esta forma, antes de tal desmodulación exitosa de los símbolos recibidos, el receptor debe adquirir o recuperar la sincronización de los símbolos recibidos y ia fase/frecuencia portadora, ambos que se utilizan por el proceso de desmodulación. Una vez que se han recuperado la sincronización de los símbolos recibidos y la frecuencia en el receptor y después de esto se ha iniciado la desmodulación del símbolo, pueden ser rastreados por la forma de un servocircuito con el fin de mantener la integridad del proceso de desmodulación. El sistema o arquitectura en la presente invención se dirige a la transmisión de una serie de símbolos modulados digitalmente a un receptor en donde va a ocurrir la desmodulación de los símbolos. Más particularmente, el sistema en la presente invención se dirige a la adquisición de compensación de sincronización de símbolos recibidos y el error de la fase/frecuencia portadora de tal forma que puedan comenzar la sincronización de símbolos y la frecuencia portadora. El sistema y el método para adquirir o recuperar la compensación de sincronización de símbolos y el error de frecuencia en la presente invención es particularmente bien adecuado a un ambiente en donde el transmisor transmite y el receptor recibe una señal multiplexeada de división de frecuencia ortogonal (OFDM) . Con referencia a la Fig. la, la señal OFDM usada en la presente invención se caracteriza como una señal portadora multifrecuencia que comprende la pluralidad de subportadores separados equidistantemente fl-fn. Los subportadores adyacentes, tales como fl y f2, se separan cada uno entre si por un incremento de frecuencia predeterminada de tal forma que los subportadores adyacentes son ortogonales, uno al otro. Por ortogonal, se entiende que cuando se pondera apropiadamente Nyquist, los subportadcres no exhiben diafonía. En un sistema híbrido que incorpora la presente invención y que usa ambos canales de transmisión digitales y análogos, hay 191 portadores en cada banda lateral con un ancho de banda de 70 kHz para cada banda lateral. En una implementación digital de la presente invención hay 267 portadores en cada banda lateral con un ancho de banda de 97 kHz para cada banda lateral . Con referencia a la Fig. lb, en el dominio de tiempo, cada símbolo OFDM 5 tiene un periodo de símbolo efectivo o ancho temporal T, y un periodo de símbolo total Ta. El requerimiento de ortogonalidad del subportador OFDM crea una interdependencia funcional entre el periodo de símbo T efectivo y el espacio de frecuencia entre los subportadores OFDM adyacentes. Específicamente, la separación de frecuencia entre los subportadores adyacentes está obligada a ser equivalente a la inversa del periodo T del símbolo efectivo de cada símbolo 5 OFDM. Es decir, la separación de frecuencia es igual a 1/T. Regresando otra vez a la Figura lb, extendiéndose entre el periodo de símbolo T efectivo de cada símbolo 5 OFDM están un número predeterminado N de muestras de símbolo temporal separadas equidistantemente (no mostradas en '. ; Figura). Además, extendiéndose entre el periodo TJ total cada símbolo 5 OFDM están un número predeterminado :.', N(l+a) de muestras de símbolo temporal separa:, equidistantemente. Como se describirá subsecuentemente -:. esta descripción a es el factor de disminución de la amplitud para el símbolo, y puede ser considerada aquí como un multiplicador fraccional. Incluso además, el perfil de tiempo amplitud predeterminado o cubierta 10,15,20 está impuesto sobre los niveles de señal de estas muestras. Este perfil de amplitud incluye ascender y descender simétricamente los reductores de amplitud 10,15 en la porción conductora y la porción de cola de cada símbolo 5, respectivamente, y un perfil de amplitud 20 relativamente plano que se extiende entre las mismas. Estos bordes redondeados o ahusados proporcionados en el dominio de tiempo sirven para reducir substancialmente la energía de lóbulo lateral indeseable en el dominio de frecuencia, para proporcionar de esta forma una señal OFDM espectralmente más eficiente. Aunque el periodo de símbolo total Ta del símbolo 5 se extiende más allá del periodo de símbolo T efectivo, la ortogonalidad entre los subportadores adyacentes en el dominio de frecuencia (Fig. Ia no se compromete mientras los reductores de amplitud 10, 15 del símbolo 5 sigan una función de disminución de coseno incrementado o Nyquist. Más específicamente, se mantiene la ortogonalidad en la presente invención a través de una combinación de la ponderación ne coseno de raíz cuadrada (o reductor de amplitud) de los símbolos transmitidos y la filtración acoplada de coseno de raíz cuadrada de los símbolos recibidos. Las porciones conductoras y de cola del símbolo 5 OFDM comparten una característica importante adicional, es decir, la primera de las N muestras de símbolo OFDM que se extienden entre la porción conductora del símbolo 5 OFDM, la cual tiene una duración temporal aT, tiene fases substancialmente equivalentes como la última muestra de símbolo aN que se extiende entre la porción de cola del símbolo 5 OFDM, la cual también tiene una duración temporal aT. Notar otra vez que a es el factor de reducción de la amplitud para el símbolo, y puede ser considera aquí como un multiplicador fraccional. Como se describirá más totalmente en la presente, esta amplitud predeterminada y las propiedades de fase inherentes en las porciones conductoras y de cola del símbolo OFDM de la presente invención, es decir, la reducción de las amplitudes de muestra en l s porciones conductoras y de cola de cada símbolo OFDM y las fases equivalentes de las mismas se explotan ventajosamente en el sistema de la invención objeto con el fin de adquirir eficientemente la sincronización de símbolo OFDM y la frecuencia en el receptor, de tal forma que puede comenzar la desmodulación del símbolo. Habiéndose descrito las características d^i símbolo OFDM usado en la presente invención, se de=cr±c-ahora el sistema para recuperar la sincronización del sistema de recuperación en la presente invención. Con referencia a la Figura 2, el sistema de transmisión-recepción de comunicación digital de la presente invención incluye un módulo modulador OFDM 25 para generar una señal 30 de transmisión modulada OFDM en una salida del mismo, la cual se transmite a un receptor de señal OFDM 150 para desmodulación de la misma por un desmodulador 100 OFDM. La señal 30 de transmisión OFDM generada por el modulador 25 OFDM conforma a las especificaciones de señal OFDM mostradas en las Figuras la y lb y descritas previamente. Es decir, el modular 25 OFDM genera una serie de símbolos 5 OFDM, como se muestra en la Figura lb, cada una de la cual comprende un número predeterminado de muestras de símbolo temporal N(t que corresponde al periodo Ta de símbolo total en donde las primeras muestras aN y la última muestra aN de cada símbolo se reducen y tienen fases iguales. Para facilitar además la discusión del procesamiento de señal de símbolo, se asumirá que el número Na predeterminado de muestras temporales que se extiende entre cada periodo Ta de símbolo total es 1080, que el número predeterminado N de muestras temporales que se extiende entre cada periodo de símbolo T efectivo es 1024, y que el número de muestras en cada una de las primeras muestras aN y la última muestra aN es 56, sin embargo, estos valores son simplemente de ejemplo y pueden variar de acuerdo con los requerimientos del sistema. Notar además que la fuente de información 40 proporciona señales de información a una entrada del modular OFDM 35, en el cual se modulan las señales de información en los símbolos OFDM en la señal 30. Se transmite la señal de transmisión OFDM 30 a un receptor de señal OFDM 150 por cualquier mecanismo y a través de cualquier medio conocido en la técnica anterior de sistemas de comunicación. Por ejemplo, la señal 30 de transmisión OFDM puede ser proporcionada como una señal análoga, una señal de frecuencia de radio tal como una señal de radiodifusión de audio, o alternativamente, puede ser proporcionada incluso como una señal de banda de base digital. El medio físico 45 a través de la cual se transmite la señal 30 puede ser atmosférica, óptica, de línea de cables o de otra forma. Alternativamente, la señal de transmisión 30 puede ser una señal generada por computadora adecuada para los propósitos de simulación, es decir, una señal generada por computadora que se comunica entre los módulos de programa de software, como entre un programa de computadora en base al módulo de modulador OFDM, y un programa de computadora a base del módulo receptor de señal OFDM. Ninguna de las variaciones anteriores afectará la aplicación ventajosa de la arquitectura del sistema y las técnicas de la presente invención para proporcionar 3.a compensación de sincronización de símbolo OFDM y la adquisición de error de frecuencia. La señal de transmisión OFDM es recibida por el receptor 150 de señal OFDM el cual incluye un módulo receptor de extremo frontal, no mostrado, como se conoce en la técnica anterior, y que acomoda adecuadamente el método y el medio de transmisión elegida para cualquier aplicación dada. En la modalidad de la Figura 2, este receptor de extremo frontal proporciona una señal OFDM análoga 45 a la entrada del convertidor analógico a digital (A/D) 50. A/D 50 muestrea o digitaliza la entrada de señal 50 recibida analógica para producir una señal en una salida del mismo que comprende una serie de muestras de señal complejas. Las muestras de señal son complejas ya que cada muestra compleja comprende actualmente un par de muestras de señal que incluyen una muestra "real" y una muestra "imaginaria", la cual es muestreada en cuadratura a la muestra real. La señal muestreada es después filtrada por el filtro 55 de pase :-banda que tiene una respuesta de frecuencia de paso de ba:. : -. que comprende el grupo de subportadores fl-fn presente, la señal OFDM recibida. La señal compleja recibida 60, que ha ^ muestreada y filtrada, es después corregida en frecuencia por el circuito o módulo 65 de corrección de frecuencia. La señal corregida en frecuencia resultante es entonces corregida en tiempo por el circuito o módulo 70 de corrección de sincronización. La salida de señal corregida de frecuencia de tiempo por el circuito de corrección de tiempo 70 alimenta la entrada al desmodulador OFDM 100 el cual desmodula la entrada de señal recibida corregida de frecuencia y tiempo a la misma. La señal 60 compleja recibida es adicionalmente dirigida a la entrada de módulo de adquisición 75, la cual es el objeto de la presente invención. El módulo de adquisición 75 adquiere o recupera la compensación de sincronización de símbolo OFDM o compensación de frecuencia de error y portadora o el error a partir de los símbolos OFDM recibidos como se representa en la señal compleja 60 recibida, proporcionando de esta forma la compensación de sincronización de símbolo ?t y la compensación de frecuencia portadora ?f como entradas para el circuito de corrección de sincronización 70 y el circuito de corrección de frecuencia 65, respectivamente. El módulo de adquisición además desarrolla una señal de estado de adquisición 80 la cual es proporcionada como una entrada al módulo de control y de rastreado 85. El módulo de control y rastreo 8 c. controla, la operación del desmodulador 100 por medio de la señal de control del desmodulador 90. El módulo de control y rastreo 85, en relación con la compensación de sincronización y el error de frecuencia proporcionados al mismo por el módulo de adquisición 75, permite la recuperación exacta de la sincronización de símbolos totales y la frecuencia portadora por el receptor OFDM. Con referencia a la Figura 3, en una primera modalidad del módulo de adquisición 75, la señal 60 compleja recibida es proporcionada a la entrada del módulo de desarrollo de picos 110, el cual proporciona la primera etapa de procesamiento de señal para adquirir la compensación de sincronización de símbolos de la señal OFDM recibida. El módulo de desarrollo de picos 110 desarrolla una señal límite 130 en una salida del mismo, la cual tiene una pluralidad de picos de señal en la misma, cada pico de señal que representa una posición de límite de símbolo recibido para cada símbolo OFDM recibido representado en la señal 60 recibida, que entra al módulo 110 de desarrollo de picos. Ya que estos picos de señal representan las posiciones límite de símbolo recibidas, sus posiciones temporales son indicativas de la compensación de sincronización de símbolos recibidos. Más especi ficamer r -, ya que el receptor no tiene conocimiento inicial o a priori de la posición límite de los símbolos recibidos verdaderos o reales, tal posición es asumida inicialmente o creada arbitrariamente para permitir que el receptor prosiga operando. El módulo de adquisición 75 establece la compensación de sincronización de símbolos t que existe entre esta presunción a priori y la posición límite de los símbolos recibidos, verdaderos, permitiendo de esta forma que el receptor recupere y rastree la sincronización de los símbolos . Al desarrollar los picos de señal que representan los límites de los símbolos OFDM, el módulo de desarrollo de picos 110 explota el decrecimiento de amplitud predeterminada y las propiedades de fase equivalentes inherentes en las porciones conductoras y de cola de cada símbolo OFDM recibido. Particularmente, el conjugado complejo multiplica o se forman los productos entre la muestra corriente y la muestra precedente por las N muestras. Tales productos, formados entre las primeras aN muestras y las últimas muestras aN en cada símbolo, producen un pico de señal que corresponde a cada símbolo que comprende los productos conjugados aN así formados. Matemáticamente, la formación de los productos conjugados es representada como sigue. Permitir que D(t) denote la señal OFDM recibida, y permitir que T„ = (1+a T denote la duración del símbolo OFDM total c ei periodo -".;, donde 1/T es el espacio de canal OFDM y a es el factor de reducción de la amplitud para el símbolo. Los picos de señal en la señal límite 130 aparece como un tren de impulsos o picos de señal en los productos conjugados de D ( t) +D' ( t-T) . Como un resultado de la reducción de la amplitud Nyquist impuesta en las porciones conductoras y de cola de cada símbolo OFDM, cada uno de los impulsos o picos de señal tiene un perfil de amplitud semisinusoide de la forma (t)={l/2 sin(pt/(aT) ) , para 0<t<aT, y W(t)={0, o de otra forma Además la periodicidad de la señal 130, es decir, el periodo del tren de picos de señal, es T„. Con referencia a la Fig lc, el tren de los picos de señal incluida en la señal límite 130 tiene una cubierta de amplitud w(t) y los picos están separados por un periodo de Ta. Con referencia a la Fig. Id, el producto de traslapar reduce la amplitud de la porción conductora y de cola 10,15 multiplica las magnitudes cuadradas en los productos conjugados, resultando en el semisinusoide w(t) el cual tiene un ancho duracional aT que corresponde a las aN muestras. Regresando ahora a la Figura 3, para cada muestra de señal que entra al módulo de desarrollo de picos 110, una muestra de producto se saca del circuito multiplicador 125 que representa un producto conjugado entre esa muestra de entra y muestras T separadas de la muestra predecesora a partir de la misma. El desarrollador del conjugado complejo 120 produce en su salida el conjugado complejo de cada muestra de entrada, la salida se proporciona como una entrada en el multiplicador 125. Las muestras conjugadas en esta salida son . multiplicadas contra la salida de muestra retrasada a partir del circuito de retraso 115. En esta forma, los productos de conjugados complejos son formados entre la señal receptora 60 y una réplica retrasada de la misma obtenida al retrasar la señal 60 recibida por el tiempo T predeterminado usando el circuito de retraso 115. Con referencia a la Fig. 6, se ilustra la sincronización de símbolos relevante para el módulo de desarrollo de picos 110. La Figura 6a representa los símbolos OFDM consecutivos 1 y 2 proporcionados en la entrada a 1 módulo de desarrollo de picos 110. La Fig. 6b ilustra las versiones retrasadas de los símbolos OFDM i \ „ como salida a partir del circuito de retraso 115. la Figura 6c representa el pico de señal desarrollado por cada grup correspondiente de Na =N(l+a) muestras de producto J -. cuales en una modalidad de trabajo iguala a las muestras), el tren de los picos de señal se producen respuesta a la multiplicación del conjugado entre la sena. recibida de la Fig. 6a y la versión retrasada de la misma en la Fig. 6b.
Para forma del ejemplo específico, si el periodo de símbolos OFDM recibidos Ta corresponde a Na=1080 muestras de señal, y las aN muestras en cada una de las porciones conductoras y de cola del símbolo corresponden a las 56 muestras de señal, entonces para cada símbolo OFDM de 1080 muestras que entran al módulo de desarrollo de picos 110, aparece un grupo correspondiente de 1080 muestras producto en la señal límite 130. En este ejemplo, el circuito de retraso 115 daña un retraso de muestra 1024 (N) de tal forma que cada muestra entrada al multiplicador 125 es multiplicada por sus 1024 muestras predecesoras. El pico de señal así desarrollado para cada grupo correspondiente de 1080 muestras de producto comprende solamente los 56 productos conjugados formados entre las primeras y las últimas 56 muestras de cada símbolo correspondiente. El módulo de desarrollo de picos 110 puede ser implementado en cualquier número de formas mientras la correspondencia entre las porciones conductoras y de cola de cada símbolo son explotadas en la forma previamente descrita. Por ejemplo, un módulo de desarrollo de picos 110 puede operar en cada muestra en cuanto esta arriba, de r_a^ forma que para cada muestra, se proporciona una muestra cíe producto en la salida de la misma. Alternativamente, puede ser almacenada una pluralidad de muestras, tal como en la forma del vector, creando de esta forma los vectores de muestra presentes y los vectores de muestra retrasadas, los vectores pueden ser introducidos a un multiplicador de vector para formar las muestras de producto de vector en una salida del mismo. Alternativamente, el módulo de desarrollo de picos puede ser implementado para operar en una forma continua más que las señales de tiempo discretas muestreadas. Sin embargo, en tal procedimiento, puede ser deseable que la señal recibida 60 de entrada también sea continua más que una señal muestreada. Idealmente, una señal 130 de límite tiene picos de señal fácilmente identificables en la misma, como se ilustra en las Figuras le y 6c, sin embargo, en realidad, cada pico de señal es indistinguible virtualmente a partir de los productos de ruido no deseados de las muestras que se encuentran en los símbolos adyacentes . Ya que el módulo de desarrollo de picos 110 forma continuamente los productos entre las muestras que se extienden entre cada uno de los símbolos recibidos y las muestras predecesoras retrasadas de las mismas, la señal límite 130 incluye ambos picos de señal deseados así como también los productos conjugados de ruido. Por ejemplo, las primeras aN (56) muestras en cada símbolo son en efecto multiplicadas contra las últimas aN muestras en el mismo, para producir el pico de señal deseado de aN muestras en duración. Sin embargo, las restantes N (1024) muestras son multiplicadas contra las N muestras a partir del símbolo adyacente que da respuesta al retraso impartido al mismo por el circuito de retraso 115 (véase la Figura 6) . Estos productos no deseados adicionales tienen el efecto de presentar ruido entre las ocurrencias de los picos de señal deseados. Un incremento en el número de los portadores de frecuencia que comprende la señal OFDM produce un incremento correspondiente en el nivel de estos productos de ruido presentes en la señal límite. De esta forma, los productos de ruido que corresponden a las señales OFDM que comprenden, por ejemplo, entre 80 y 300 portadores, pueden ser apreciables . La Figura 7a ilustra gráficamente la señal límite 130 que corresponde a una señal OFDM de 1080 muestras. El eje X corresponde al número de muestras y es de esta forma indicativo de la sincronización, mientras que el eje Y corresponde a la amplitud de la muestra. Solamente la porción real de la señal compleja es graficada ya que la porción imaginaria es similar a la misma. Claramente, el pico de señal deseable, presente entre las muestras 2400 y 2500, se oscurece por los productos de ruido mencionados anteriormente . Además de la presencia del ruido de producto mencionado anteriormente en la señal límite 130, se deriva el ruido de otras fuentes bien conocidas en la técnica de las comunicaciones digitales. Tal ruido es impartido a la señal durante la propagación de la misma a través de la atmósfera por dispersión, multitrayectoria y desvanecimiento, y las interferencias de señal. El extremo frontal del receptor también agrega ruido a la señal. Las etapas de procesamiento de señal subsecuentes en la presente invención están dedicadas, en parte, a combatir el efecto de depreciación del ruido mencionado anteriormente con respecto a los picos de señal deseados en la señal límite 130, o más específicamente, para mejorar la proporción de señal a ruido de los picos de señal presentes en la señal límite 130. Se proporciona el módulo de incremento de señal 136 en la salida del módulo de desarrollo de picos 110, y comprende los circuitos o módulos de incremento de señal de primera y segunda etapa. El circuito de incremento de señal de primer etapa es un circuito o módulo 140 de superposición aditivo y el circuito de incremento de segunda etapa es un filtro acoplado 145, proporcionado en la salida del circuito de incremento de primera etapa. El circuito de superposición aditivo 140 superimpone aditivamente un número predeterminado de picos de señal y sus productos de ruido rodeantes, para incrementar la detectabilidad del pico de señal por incrementar la proporción de señal a ruido de los picos de señal en la señal límite 130. Para implementar este proceso de superposición aditiva, un número predeterminado de segmentos consecutivos de señal límite 130 están primero superimpuestos o translapados en tiempo. Cada uno de estos segmentos superimpuestos comprende el valor del periodo de símbolo de las muestras del producto conjugado como se sacan a partir del módulo de desarrollo de pico 110, e incluye un pico de señal deseado rodeado por las muestras de producto de ruido no deseado. Después el número predeterminado o bloque de segmentos de señal ha sido traslapado, las muestras de producto que ocupan una posición temporal predeterminada en el grupo superimpuesto de segmentos se acumulan para formar una muestra de señal acumulativa para esa posición predeterminada. En esta forma, se desarrolla una seña'. acumulativa que comprende una muestra de señal acumula" . • para cada una de las posiciones de muestra predeterm: : que se extienden entre los segmentos de señal lí:: . • superimpuestos . Si, por ejemplo, los 32 segmentos de señal limite contiguos están impuestos, y si cada segmento incluye un valor del periodo de símbolo de 1080 muestras, entonces el circuito 140 de superposición aditiva produce 1080 muestras acumulativas para cada bloque contiguo de 32 segmentos (1080 muestras por segmento) entrados al mismo. En esta forma, los productos conjugados de 32 segmentos (cada segmento que incluye 1080 muestras, un pico de señal y ruido en el mismo) se superimponen aditivamente o se "doblan" en la parte superior uno entre otro, por la forma de puntos agregando los productos conjugados superimpuestos de los 32 segmentos. Esencialmente, en este proceso de doblez, los productos de los 32 segmentos, son agregados en forma de puntos a productos conjugados correspondientes en un periodo de símbolos (ó 1080 muestras), sobre los 32 símbolos contiguos, para producir un segmento de señal acumulativo que comprende 1080 muestras acumulativas en el mismo. El procesamiento de señal es entonces repetido para el siguiente bloque contiguo de 32 segmentos de señal límite, para producir otro segmento de señal acumulativo, y así sucesivamente. El segmento de señal acumulativo producido por superimponer aditivamente el número predeterminado de segmentos contiguos de la señal límite 130 incluye un pie de señal incrementado en el mismo, el cual exhibe una proporción de señal a ruido incrementado con respecto a los picos de señal en cada uno de los segmentos de señal límite de entrada constituyentes. La razón para este incremento es que la superposición de los segmentos de señal límite alinean sus picos de señal respectivos, de tal forma que cuando se acumulan los segmentos, cada pico de señal se agrega al siguiente, logrando de esta forma una forma de ganancia de procesamiento coherente en base a la naturaleza de los picos de señal límite. Mientras los picos de señal alineados, repetidos en los segmentos de señal límite se acumulan coherentemente para formar un pico de señal incrementado (acumulativo) en la salida del módulo de superposición aditivo 140, en contraste, la naturaleza aleatoria de los productos conjugados de ruido que rodean el pico de señal en cada uno de los segmentos de señal límite producen la adición incoherente de los mismos durante el proceso de superposición aditivo. Ya que los picos de señal se agregan coherentemente y los productos de ruido rodeantes se agregan incoherentemente y de esta forma se promedian, la salida del pico de señal incrementada a partir del módulo de superposición aditivo 140 exhibe, totalmente, una proporción de señal a ruido mejorada. La ganancia de procesamiento y el incremento de la proporción de señal a ruido logrados por el módulo de superposición aditivo se incrementan también con el número de segmentos de señal límite superimpuestos para producir el segmento de señal acumulativo. El equilibrar esta ventaja es un incremento desventajoso correspondiente en el retraso de adquisición, ya que se recolectan más segmentos de señal límite para producir el pico de señal acumulativo. De esta forma, el número predeterminado particular, por ejemplo 32, representa en cualquier aplicación un equilibrio entre estos dos intereses de competición. En términos matemáticos, la superposición aditiva de los segmentos contiguos de los productos conjugados presentes en la señal 130 límite puede ser expresada por lo siguiente : K-l F(t) = ? D(t+k Ta) *D*(t-T+k Ta) K=0 Un aspecto importante del procesamiento de señal mencionado anteriormente es que la sincronización de símbolos se preserva en cada etapa de la misma: los símbolos OFDM entran al módulo de desarrollo de picos 110, los segmentos de señal límite entran al circuito de superposición aditivo 140, y los segmentos de señal acumulativos salen del mismo, cada uno tiene un periodo temporal de Ta (que corresponde a N=1080 muestras) . En esta' forma, la compensación de la sincronización de los símbolos, como se indica por la colocación de los picos de señal dentro de un segmento de señal, se preserva completamente. La Figura 7b ilustra gráficamente la forma de onda de señal acumulativa, o más específicamente, la salida de segmento de salida acumulativa a partir del módulo de superposición aditivo 140. Solamente se gráfica la porción real de esta señal de complejo ya que la porción imaginaria es similar a la misma. El segmento de señal acumulativo de 1080 muestras se formula para un bloque contiguo de 32 segmentos de entrada de señal límite, que tienen 1080 muestras cada una. En la Figura 7b, el pico de señal incrementado 155 es más claramente distingubile a partir de los productos de ruido acumulado rodeante, mientras que antes a la superposición aditiva (Fig. 7a), el pico de señal en el segmento de señal límite es indistinguible a partir de sus productos de ruido rodeantes. Regresando a la Figura 3, en la operación, el módulo de superposición aditivo 140, el módulo de suma 160 y el módulo de retraso de retroalimentación 165, juntos proporcionan las funciones de superposición aditivas. Es decir, el módulo de suma 160 agrega una muestra de entra presente al resultado de una acumulación de muestras en los símbolos contiguos, cada una de estas muestras es separada temporalmente por un periodo de símbolo Ta (que corresponde a 1080 muestras) . El retrasa 165 imparte el retraso de periodo de un símbolo entre las acumulaciones. Establecido de otra forma, cada salida de resultado acumulado por el módulo de suma 160 es retrasada por 1 periodo de símbolo Ta y se retroalimenta entonces como una entrada al módulo de suma 160, en donde se agrega a la siguiente muestra de entrada. El proceso se repite para todas las muestras de entrada entre cada símbolo de entrada. Establecido de otra forma, la primera muestra acumulativa en el segmento de señal acumulativa representa una acumulación de todas las primeras muestras de todos los 32 segmentos de señal límite. La segunda muestra acumulativa representa una acumulación de todas las segundas muestras de todos los 32 segmentos de señal límite, y así sucesivamente, entre el segmento de señal acumulativo. El generador de reposición 170 proporciona una señal de reposición para el módulo de retraso 165 después del número predeterminado de segmentos de señales se - . acumulado para producir el segmento de señal acumúlate Por ejemplo, si el número predeterminado de segmentos señal límite a ser acumulado es 32, el generador reposición 170 afirma una reposición al módulo de retraso de retroalimentación 165 cada 32 segmentos de señal. En respuesta a la afirmación de la reposición, el módulo de superposición aditiva 140 acumula el siguiente número predeterminado de segmentos de señale límite contiguos. Como se describe previamente, la salida del módulo de superposición aditiva 140 es una señal acumulativa que comprende una serie de segmentos de señal acumulativos, cada segmento que incluye un pico de señal incrementado 155 en el mismo. En un ambiente de ruido alto, el pico 155 de señal incrementado, aunque exhibe una proporción de señal a ruido mejorada, puede todavía virtualmente ser indistinguible del ruido rodeante. De esta forma, es deseable además incrementar la proporción de señal a ruido del pico de señal incrementado . Para incrementar además la proporción de señal a ruido del pico de señal incrementado 155, la salida de la señal acumulativa del módulo de superposición aditiva 140 es introducida al filtro acoplado 145. La respuesta de impulso temporal del filtro acoplado 145 se acopla a la forma o cubierta de amplitud de la entrada de pico de señal incrementada al mismo, y en una modalidad de la presente invención, sigue un perfil de coseno de raíz cuadrada. Específicamente, la respuesta de impulso del filtro acoplado corresponde a la función w(t), como se muestra en la Fig. Id, y se. determina por la forma de puntos multiplicando las primeras aN muestras del símbolo 5 con las últimas aN muestras del mismo. Véase las Figuras lb y Id. Aunque puede ser usado un filtro de bajo paso no acoplado para uniformar el ruido presente en el señal acumulativo, el filtro acoplado 145 proporciona la mejora de señal a ruido óptimo para la señal deseada, pico de señal incrementado 155, en un ambiente de ruido Gaussiano. El filtro acoplado 145 está implementado como un filtro digital de una respuesta de impulso finito (FIR) que proporciona en una salida del mismo una versión filtrada de las muestras complejas introducidas al mismo. La Figura 7c ilustra solamente la porción real de la salida de señal filtrada a partir del filtro acoplado 145, ya que la señal imaginaria es similar a la misma. La discernabilidad del pico de señal incrementado en la salida del filtro acoplado, la Figura 7c, es claramente mejorada comparada con la discernabilidad del pico de señal incrementado en la entrada al filtro acoplado, Figura 7b. Es similarmente mejorada la porción imaginaria de la salida de señal compleja a partir del filtro acoplado 145. Brevemente resumiendo las etapas de procesamiento de señal que llevan a la salida del filtro acoplado, -: 3 módulo de desarrollo de picos 110 produce una pluralidad de picos de señal, las posiciones temporales de las cuales representan las posiciones límite de símbolo que representan la compensación de sincronización de símbolos para cada símbolo OFDM recibido. El módulo de incremento de señal 135 incrementa la detectabilidad de los picos de señal por primero superimponer aditivamente un número predeterminado de segmentos de señal de entrada para producir un segmento de señal acumulativo que tiene un pico incrementado en el mismo, y después segundo, filtrar en forma acoplada el segmento de señal acumulativo para producir un segmento de señal filtrado en acoplamiento, acumulativo que está listo óptimamente para el procesamiento de detección de picos subsecuente. Este proceso continuamente opera para producir una pluralidad de picos de señal incrementados filtrados en la salida del módulo de incremento de señal 135. Las posiciones temporales de estos picos de señal incrementos filtrados dentro de los segmentos de señal acumulativos, filtrados en acoplamiento salen del módulo de incremento de señal 135, como es indicativo de la posiciones de límite símbolo o compensación de sincronización de símbolo OFDM. Tomado individualmente, y especialmente en combinación, el módulo de superposición aditivo y el filtro acoplado incrementan ventajosamente la detectabilidad de picos de señal en la presente invención. Su introducción subsecuente a la etapa de desarrollo de picos permite el uso efectivo de una señal OFDM que comprende un gran número de portadores de frecuencia, que está operando en un ambiente de señal de ruido propagacionalmente . La siguiente etapa de procesamiento de señal requerida para establecer la compensación de sincronización de símbolo es detectar la posición temporal del pico de señal que sale del módulo de incremento de señal 135. La posición temporal del pico de señal es, en la actualidad, el índice de muestra, o el número de muestra, del pico de señal incrementado dentro del segmento de señal acumulativa, filtrada que sale del filtro acoplado. La señal compleja 175 filtrado que sale del filtro acoplado 145 es proporcionada como una entrada al módulo selector de picos 190, el cual detecta el pico de señal filtrado incrementado y la posición temporal, o el índice de muestra, del mismo. En la operación, el generador de magnitud cuadrado 195 del selector de pico 190 duplica la magnitud de las muestras de señal compleja introducidas al mismo para generar una forma de onda de señal en la salida del mismo, como se ilustra en la Figura 7d. La salida del generador de magnitud cuadrada 195, Figura 7d, es proporcionada como una entrada para el buscador max 200 e] cual examina las magnitudes de la muestra introducidas al mismo e identifica la posición temporal o el índice de muestra que corresponde al pico de señal .
Esta posición temporal del pico de señal se proporciona, esencialmente, como la compensación de sincronización de símbolos que se proporciona por el módulo de adquisición 75 a una entrada del circuito de corrección de sincronización de símbolo 70. Debe apreciarse que la posición temporal proporcionada como la compensación de sincronización t puede requerir ligeros ajustes para compensar los varios retrasos de procesamiento introducidos por las etapas de procesamiento de señal precedentes. Por ejemplo, los retrasos de iniciación en los filtros de carga, etc., pueden agregar retrasos que necesitan ser calibrados del estimado de compensación de sincronización final. Sin embargo, tales retrasos son generalmente pequeños y específicos en implementación. Después de que se ha determinado la posición tempoeral del pico de señal (para establecer la compensación de sincronización de símbolos), la siguiente etapa en el procesamiento de señal es determinar el error de t :. -portadora y el error de frecuencia portadora correspondí-:.-de la señal OFDM recibida. El pico de señal increment . : . filtrado en acoplamiento en la señal compleja 175 repres- - • . el punto más limpio, o un punto de proporción de señal ruido máximo, en el cual se determina el error de la fase portadora y el error de frecuencia. La fase de la muestra compleja en esta posición pico da una indicación del error de frecuencia que existe entre el transmisor y el receptor, ya que el producto conjugado en este punto, como se desarrolla por el módulo de desarrollo de picos 110, debe haber producido un valor de fase cero en la ausencia del error de la frecuencia portadora. El producto conjugado en este punto del pico de señal, y de hecho en cada otro punto en el pico de señal, debe producir un valor de fase cero ya que, matemáticamente, el producto conjugado entre las muestras de símbolo que tienen fase equivalente ( como lo hacen las muestras en las porciones conductoras y de cola de cada símbolo recibido) elimina la fase, en la ausencia del error de la frecuencia portadora. Cualquier fase residual presente en el pico de la señal que sale del filtro acoplado es proporcional al error de la frecuencia portadora, y el error de frecuencia es simple para calcular una vez que es determinada la fase residual. Matemáticamente, el error de la frecuencia portadora ?f, produce el cambio de fase residual de 2p?fT entre las muestras en las porciones conductoras y de cola de un símbolo OFDM que forma un producto conjugado. De esta forma, el error de frecuencia está representado por la siguiente ecuación: ?f = Arq (Gma?) 2pT donde Gmax es el pico de la salida del filtro acoplado y Arg denota el argumento (fase) de un número complejo - la muestra compleja - en el pico de señal. La función Arg es equivalente al arco tangente de cuatro cuadrantes. Ya que el arco tangente no puede detectar los ángulos fuera de una ventana 2p, el estimado de la frecuencia es ambiguo hasta un múltiplo del espacio de canal, 1/T. Sin embargo, este estimado de error de frecuencia, junto con el estimado de la compensación de sincronización proporcionado por la ubicación del pico de señal, es suficiente para permitir el comienzo de la desmodulación de símbolos. En cuanto procede la desmodulación, el procesamiento de límite de la estructura receptora subsecuente, no parte de la presente invención, resuelve la ambigüedad de la frecuencia. En la Figura 3, tanto la señal compleja 175, filtrada en acoplamiento y la posición temporal o el Índice de muestra, se proporcionan como entradas al extractor de fase 205. El extractor de fase 205 extrae la fase residual a partir de la muestra compleja que representa la salida del pico de señal incrementada a partir del filtro acoplado. Z -proporciona la fase extraída a la entrada del generador de frecuencia 210 el cual simplemente escala la entrada de la fase extraída al mismo para producir el error de la frecuencia portadora ?f, el cual es entonces proporcionado por el módulo de adquisición 75 al circuito de corrección de frecuencia 65. De esta forma, la posición temporal del pico de señal filtrado proporcionado en la salida del filtro acoplado 145 es indicado de la compensación de sincronización de símbolos, y de la fase de este pico de señal, se deriva el error de la frecuencia portadora. En resumen, el método de la presente invención para recuperar la compensación de la sincronización de símbolos y el error de la frecuencia portadora a partir de una señal OFDM, comprende las etapas de: Recibir la señal modulada OFDM que representa una serie de símbolos OFDM, cada símbolo OFDM que incluye las porciones conductoras y de cola del mismo, las porciones conductoras y de cola tienen fases substancialmente equivalentes y tienen amplitudes temporalmente pesadas de acuerdo a una función de peso temporal predeterminado; Desarrollar una señal límite que tiene una pluralidad de picos de señal en el mismo que representan una posición límite de símbolo para cada símbolo OFDM recibido, cada uno de los picos de señal que se desarrolla da respuesta a una correspondencia de amplitud y fase producida entre las porciones conductoras y de cola de cada símbolo OFDM recibido; Incrementar la detectabilidad del pico de señal de la señal límite por superimponer aditivamente una pluralidad de segmentos de la señal límite para mejorar la proporción señal a ruido de cada una de la pluralidad de picos de señal incrementados producidos por esta etapa de incremento; Establecer una posición temporal del límite de símbolos a partir de por lo menos uno de los picos de señal incrementados, esta posición temporal que representa la compensación de la sincronización de símbolos de señal OFDM recibidos; y, Recuperar el error de la frecuencia portadora de señal OFDM recibida que corresponde a la posición temporal previamente establecida. En la etapa de incrementar la detectabilidad del pico de señal de la señal límite, los picos de señal incrementados producidos por la superposición aditiva de la pluralidad de los segmentos de la señal límite son filtrados en acoplamiento para de esta forma incrementar además la proporción de señal a ruido de la pluralidad de los picos de señal incrementados producidos por la etapa de incremento. El método y el aparato mencionados anteriormente para adquirir o recuperar la compensación de sincronización de símbolos y el error de la frecuencia portadora a partir de la señal OFDM recibida proporcionan la compensación de sincronización de símbolos básicos, no calificados y el error de la frecuencia portadora. Con referencia a la Figura 4, en una segunda modalidad del módulo de adquisición, se presenta un sistema más robusto para recuperar la compensación de sincronización de símbolos y el error de la frecuencia portadora, pero a expensas del procesamiento de señal adicional. La segunda modalidad del módulo de adquisición 75 incluye características de procesamiento de señal que dirigen específicamente los problemas asociados con el desvanecimiento de señal y los fenómenos de interferencia. En un ambiente benigno, en la ausencia de desvanecimiento substantivo, multitrayectoria e interferencia, los picos de señal incrementados filtrados que salen del filtro acoplado 145 del módulo de incremento de señal 135 son cada une exactamente representativos de la posición límite i símbolos recibidos y correspondientemente, la compensací :. de la sincronización de los símbolos recibidos. Bajo ta J condiciones, un pico de señal detectado simple que sale : filtro acoplado 145 proporcionar la información requiseque lleva a la desmodulación exitosa de los símbolos por eJ desmodulador OFDM 100. Por otra parte, en un ambiente de ruido, la multitrayectoria y las interferencias tiene el efecto de producir tanto los picos de señal falsa adicionales o de eliminar los picos de señales reales en la salida del filtro acoplado. El procesamiento de señal adicional presentado por la segunda modalidad del módulo de adquisición 75 combate estos efectos dañinos por validar la consistencia temporal de los picos de señal incrementados que salen del módulo de incremento de señal 135. Si se validan los picos de la señal incrementada, es decir, son consistentes temporalmente de acuerdo con un criterio predeterminado, entonces la compensación de la sincronización de los símbolos adquiridos y el error de la frecuencia portadora se consideran válidos, y puede comenzar la desmodulación de las señales OFDM. Por otra parte, continua el proceso de adquisición hasta el momento que se valida la compensación de la sincronización de los símbolos. Con referencia a la Figura 4, la segunda modalidad del módulo de adquisición 75 incluye un módulo de desarrollo de pico 110 y el módulo de incremento de señal 135 como etapas de procesamiento de señal preliminares similares a la primera modalidad del módulo de adquisición 75. Sin embargo, se agregan las etapas de procesamiento de señal subsecuente para validar la consistencia temporal de la señal recibida. Se proporciona la señal 175 que sale del módulo de incremento de señal 135 a la entrada de un filtro de respuesta de impulso infinito (IIR) 215 el cual filtra la señal que entra al mismo y proporciona una señal 220 filtrada IIR a una salida del mismo. La respuesta de impulso del filtro IIR es de tal forma que las señales recibidas más recientemente que entran al mismo son ponderadas más pesadamente que las señales recibidas previamente introducidas a la misma. De esta forma, los picos de señal incrementados más recientemente filtrados que entran ai filtro 215 IIR son más pesadamente ponderados en la salida del mismo. Más particularmente, la señal compleja 175 que entra al filtro IIR 215 comprende los bloques contiguos de segmentos de señal acumulativos de las Na muestras. El filtro IIR 215 filtra la primera muestra de un primer bloque con las primeras muestras de bloques sucesivos, para producir una primera muestra filtrada. Similarmente, la segunda muestra del primer bloque se filtra con las segundas muestras de bloques subsecuentes para producir una segunda muestra filtrada, y así sucesivamente, para producir un bloque filtrado IIR de salida de segmentos de señal acumulativos de Na muestras filtradas IIR. En esta forma, el filtro 215 puede ser considerado como un banco de filtros N IIR que operan en paralelo, cada uno de los filtros en paralelo que filtran las muestras que ocupan la misma posición predeterminada dentro de cada uno de los bloques contiguos de segmentos de señal acumulativos que contienen Na muestras de entrada. En detalle, dentro del filtro IIR 215 están un multiplicador 225 de coeficiente de primer etapa para multiplicar el coeficiente a contra las muestras de la señal 175 compleja, filtrada, y un acumulador subsecuente 230 el cual acumula las muestras ponderadas que salen del multiplicador de coeficiente 225, y las muestras retrasadas, ponderadas que salen por el circuito de retraso de retroalimentación 240. El multiplicador de coeficiente de segunda etapa 235, el cual pondera muestras de salida acumuladas por un factor predeterminado, 1-a, y el circuito de retraso de retroalimentación 240, juntos proporcionan las funciones de filtro IIR bien conocidas en la técnicas de los filtros IIR. Sin embargo, debe apreciarse que el retraso de tiempo impartido a las muestras de retroalimentación por el circuito 240 de retraso de retroalimentación corresponde al periodo acumulativo o duración del número predeterminado de los segmentos de señal límite que se superimponen aditivamente por el módulo de superposición aditivo 140. Por ejemplo, Se superimponen un bloque de 32 segmentos aditivamente, el retraso de bloque 1 impartido por el circuito de retraso 240 es 32 x T (un periodo Na=108ü muestras de periodo de símbolo de muestra) . La señal filtrada IIR 220 sale del filtro 215 IIR, similar a la señal filtrada, compleja 175 que entra al filtro de IIR, comprende las muestras de señal complejas que se extienden entre los segmentos de señal acumulativos filtrados IIR contiguos, cada segmento que tiene un periodo de símbolo total Ta e incluye un pico de señal en el mismo. De esta forma, continua la sincronización de símbolos para ser preservada en la salida del filtro IIR. El selector 245 de pico, que opera similar al selector 190 de pico previamente descrito, establece la posición temporal de cada pico de señal filtrada IIR introducida al mismo, proporciona esta posición temporal o índice de muestra, para validación del módulo lógico 255. Cuando se valida, esta posición temporal se usa como la compensación de la sincronización de símbolos ?t, y la fase, como se determina en el pico de señal validado que sale del filtro IIR, se usa para determinar el error de la frecuencia portadora, por el método previamente descrito en relación a la Figura 3. Se proporciona además la señal compleja 175 como una entrada al selector de pico 260, el cual establece la posición temporal del pico de señal incrementado presente en un segmento de señal acumulativo actual de la señal 175. Este segmento de señal acumulativa corriente representa la acumulación del bloque más recientemente recibido de segmentos de señal de límite superimpuestos. Se proporciona la posición temporal corriente a una entrada del módulo 255 lógico de validación. Además de proporcionar la posición temporal corriente a una entrada del módulo 255 lógico de validación, la posición temporal previa, es decir, la posición temporal del pico de señal incrementado en el segmento de señal acumulativo inmediatamente que precede el segmento de señal acumulativo corriente, se desarrolla y proporciona como para entrar al módulo lógico de validación 255. Esto precede inmediatamente o el segmento de señal acumulativo, y el pico de señal incrementado previo en el mismo, representa una acumulación del bloque de segmentos de señal límite que preceden inmediatamente el bloque más recientemente recibido del mismo. De otra forma establecido, y para forma :•-ejemplo específico, la posición temporal corri--" representa el pico de señal incrementado para el bl • contiguo más recientemente recibido de 32 segmentos de s- - . de límite superimpuestos, mientras que la posición témpora^ previa es representativa de los 32 segmentos de señal límite superimpuestos que preceden inmediatamente.
Se desarrolla la posición temporal previa al impartir un retraso de tiempo a la posición temporal presente. El retraso de tiempo corresponde al periodo acumulativo de un bloque el número predeterminado) de segmentos de señal límite que se superimponen aditivamente para desarrollar un segmento de señal acumulativo. En el ejemplo anterior, este retraso de tiempo corresponde a 32 x Ta (un Na =periodo de símbolo de muestra) . El circuito de retraso 265 proporciona el retraso requisito para la posición temporal corriente introducida al mismo, y proporciona en su salida la posición temporal previa, que es entonces introducida al módulo lógico de validación 255. En un breve resumen de lo mencionado anteriormente, se proporcionan el segundo conjunto de posiciones temporales como entradas para el módulo lógico de validación 255: 1) La posición temporal IIR, que corresponde a la posición del pico de señal filtrado IIR en el segmento de señal filtrado IIR proporcionado más recientemente (que sale del filtro IIR) ; 2) La posición temporal corriente, q e corresponde a la posición del pico de señal en el segmento de señal • acumulativo más recientemente proporcionado; y 3) La posición previa temporal, que corresponde a la posición del pico de señal en el segmento de señal acumulativo inmediatamente precedente. El módulo lógico de validación 255 realiza una correlación temporal o posicional predeterminada entre las entradas al mismo para establecer si los picos de señal que salen del filtro 215 IIR, como se indica en la salida del selector de picos 245, son temporalmente válidos. Específicamente, el módulo lógico de validación 255 determina si tanto las posiciones de pico de señal corrientes y previas están alineadas dentro de un número predeterminado de muestras, por ejemplo, 10 muestras, con respecto a la posición del pico de señal IIR. Si la hay, entonces la posición temporal del pico de señal filtrado IIR se determina y se usa para propósitos de sincronización de símbolos. Adicionalmente, el pico de señal filtrado IIP validado, que corresponde a esta posición temporal validada, se usa para determinar el error de la frecuencia portadora en la misma forma como se describe previamente, usando el extractor de fase 270 y el generador de frecuencia 275 (Fig. 4) . Con referencia a ambas las Figuras 2 y 4, después de que se ha validado la posición temporal, el módulo lógico de validación 255 del módulo de adquisición 75 indica tal validación al módulo de control y rastreo por la forma de la señal de estado de adquisición 80. A su vez, el módulo de control y rastreo 85, por medio de la señal de control del desmodulador 90, permite el proceso de desmodulación como se ejecuta por el desmodulador OFDM 100. Si se fracciona el módulo lógico de validación 255 para existir dentro de un módulo de adquisición 75 o dentro de un módulo de control y rastreo 85, y el mecanismo específico por el cual el desmodulador 100 OFDM o la desmodulación producida por el mismo, es permisible, no son importantes para las especificidades de la presente invención. Lo que es importante en la segunda modalidad del módulo de adquisición 75 es que se valide el proceso de adquisición para de esta forma indicar la adquisición exitosa de la compensación de sincronización de símbolos y el error de la frecuencia portadora como un prerrequisito para la aceptación de los datos desmodulados que salen del desmodulador 100 OFDM, como los datos óptimamente desmodulados. En el caso de que sea permisible el módulo 255 lógico de validación para validar la posición temporal del pico de la señal filtrada IIR, el proceso de adquisición continua hasta el tiempo que ocurra la validación de la compensación de la sincronización de símbolos. El procesamiento de señal adicional proporcionado en la segunda modalidad del módulo de adquisición de la presente invención asegura la desmodulación de la señal OFDM recibida solamente después de que se han recuperado exitosamente la compensación de la sincronización de símbolos y el error de la frecuencia portadora a partir de la señal recibida. En el presencia de la dispersión de la señal, la multitrayectoria y la otra interferencia de señal, la segunda modalidad proporciona un nivel de confidencia que el desmodulador de símbolos recibidos en el receptor proporciona datos desmodulados correctamente en la salida del mismo. Por además proporcionar un receptor que emplea ia selección y combinación de diversidad entre las señales transmitidas y recibidas redundantemente, la capacidad del receptor de la presente invención para combatir los efectos de señal dañina mencionada anteriormente se incrementa incluso adicionalmente. En la tercera modalidad de la presente invención, se proporciona tal sistema de diversidad para recuperar la compensación de la sincronización de símbolos y el error de la frecuencia portadora a partir de una señal OFDM de diversidad. El modulador OFDM proporcionado en el extremo del transmisor del sistema de diversidad de la tercera modalidad opera en una forma similar al módulo 25 modulador de OFDM, discutido en relación a la primera modalidad de la presente invención, con la excepción de que se proporciona la señal OFDM de diversidad en la salida del mismo. Específicamente, el transmisor produce y transmite al receptor de diversidad de la tercera modalidad una señal modulada OFDM en tanto una banda lateral de frecuencia superior e inferior, donde cada una de las bandas laterales comprende una pluralidad de portadores de frecuencia modulados OFDM (Fig. la), y en donde las bandas laterales juntas forman una serie de símbolos OFDM compuestos, como se muestra en la Figura lb. Esta señal OFDM de diversidad se transmite por el transmisor de diversidad OFDM al receptor de diversidad OFDM, en la misma forma como se describe en relación a la primera modalidad de la presente invención. Debe, sin embargo, ser apreciado que en esta tercera modalidad, el receptor de diversidad incluye tanto un módulo de adquisición de banda lateral de frecuencia superior e inferior y el procesamiento de señal adicional requerido para efectuar la selección y combinación de diversidad enr:--los dos . Con referencia a la Figura 5, en la te: modalidad de la presente invención, el receptor diversidad incluye un módulo receptor de extremo frontal, n mostrado, que proporciona una señal OFDM análoga recibida a la entrada de A/D 295. La señal muestreada que sale del A/D 295 se proporciona a la entrada del separador de banda
^^ lateral 300 el cual filtra en paso de banda tanto las bandas laterales de frecuencia superior e inferior presentes en la señal recibida para proporcionar una señal de banda
lateral superior 305 y una señal de banda lateral inferior
310 en las salidas respectivas del mismo. Se proporciona la señal 305 de banda lateral superior como una entrada al módulo de adquisición de banda lateral superior 315 mientras ^^ se proporciona la señal 310 de banda lateral inferior como
una entrada al módulo de adquisición 320 de banda lateral inferior. Adicionalmente, ambas señales 305 y 310 son proporcionadas respectivamente a por lo menos un circuito receptor, tal como por lo menos un circuito de correción y/o un desmodulador, etc. 15 Hasta este punto, el procesamiento de señal, como se representa por A/D 295, el separador de banda lateral 300
^^ (los filtros de paso de banda), y los módulos de adquisición respectivamente alimentados 315, 320, substancialmente replica el procesamiento de señal descrito en relación a la
primera y segunda modalidades de la presente invención, con la excepción que tanto las trayectorias de las bandas laterales superior e inferior están presentes. Establecida de otra . forma, en la tercera modalidad, cada una de las bandas laterales de frecuencia superior e inferior están sometidas a las etapas de procesamiento de señal descritas previamente. Además, las varias señales que fluyen entre las varias etapas de procesamiento de señal tienen las mismas características como se describen previamente. De esta forma, con respecto a los módulos de adquisición de banda lateral superior e inferior, solamente se proporciona una breve descripción para aquellos aspectos de los mismos que traslapan la descripción anterior. Regresando otra vez a la Figura 5, la señal 305 de banda lateral superior se somete, en secuencia, al procesamiento de señal por el módulo de procesamiento de picos 325U, el cual incluye tanto el módulo de desarrollo ae picos y el módulo de incremento de señal descrito previamente, y el módulo de filtro IIR 330U el cual proporciona los picos de señal filtrados IIR a la salida del mismo para entrada subsiguiente al selector de picos 335U. Se introducen al módulo lógico de validación 340U de banda lateral superior las siguientes señales: 1) las posiciones temporales que representan los picos de señal filtrados IIR que salen del selector de picos
335U; 2) las posiciones temporales corrientes 345U de los picos de señal que corresponden a los bloques actuales de segmentos de señal contiguos superimpuestos aditivamente por el módulo de procesamiento de picos 325U; y, 3) las posiciones temporales previas 350U de los picos de señal que corresponden a los bloques previos de segmentos de señal contiguos que salen del módulo de 5 procesamiento de picos 325U. Ya que los módulos de procesamiento de señal que generan las señales 345U y 350 U son descritas previamente en relación a la Fig. 4, no se reproducen redundantemente aquí, y de esta forma se omiten de la Fig. 5 para propósitos
*• 10 de expedición y claridad descriptivos. El módulo de validación de banda lateral superior 340U opera en la misma forma como la descrita previamente en relación a la segunda modalidad de la presente invención (Fig. 4) y proporciona una señal de estado de adquisición de
banda lateral superior 355U en una salida del mismo en respuesta a la correlación posicional entre las posiciones temporales en sus tres entradas. La señal 355U de estado de adquisición de banda lateral se proporciona al módulo lógico de combinación de diversidad 370. 20 El módulo de adquisición de banda lateral superior 315 además proporciona un estimado de sincronización e símbolos de banda lateral superior ?tu al módulo lógico dc combinación de diversidad 370. El error de la frecuencia portadora ?fu se deriva por el módulo 367U de acuerdo con las técnicas previamente discutidas. Específicamente, el error se deriva por el módulo 367U, el cual incorpora un extractor de fase y el generador de frecuencia en el mismo, en respuesta a la señal filtrada IIR 360U y el estimado de sincronización ?tu introducido al mismo. Habiendo descrito brevemente la operación del módulo de adquisición de banda lateral superior 315, es suficiente apreciar que el procesamiento de señal realizado por el módulo de adquisición de banda lateral inferior 320 procede en una forma substancialmente equivalente como en la banda lateral superior. Más específicamente, como entre las dos bandas laterales, los módulos de procesamiento de señal operacionalmente equivalentes portan la misma designación numérica en la figura 5; el sufijo "U" designa la banda lateral superior, el sufijo "L" designa la banda lateral inferior . El módulo de adquisición de banda lateral inferior 320 proporciona el estimado de sincronización de símbolos ?tL y una señal de corrección del error de la frecuencia portadora ?fL al módulo 370 lógico de combinación de diversidad. Además, el módulo lógico 340 L de validación uc banda lateral inferior proporciona una señal de estado de adquisición de banda lateral inferior 355 L al módulo lógico de combinación de diversidad 370.
El receptor de diversidad además incluye un combinador de señal 385 para combinar las muestras filtradas IIR correspondientes que salen de los filtros IIR 330U, 330L de los módulos de adquisición de banda lateral superior e inferior 315, 320. La señal combinada resultante es introducida al selector de picos 390 el cual opera en substancialmente una forma similar al selector de picos previamente descrito. Una compensación de sincronización de símbolos combinados ?tc es sacada del selector de picos combinada 390, se deriva un error de la frecuencia portadora combinada ?fc y sale por el módulo 392, ambas señales son proporcionadas como entradas al módulo lógico de combinación de diversidad 370. Debe apreciarse que al combinar las señales de banda lateral superior e inferior, como por el combinador de señal 385, puede ser lograda la ganancia de procesamiento adicional, llevando de esta forma a una exactitud adicional en tanto la compensación de sincronización de símbolos y la estimación del error de la frecuencia portadora, como se representa por ?t y ?f respectivamente. Como se ilustra en la Fig. 5, el receptor de diversidad incluye el módulo lógico de combinación de diversidad 370, el cual ha introducido al mismo las siguientes señales : 1) señales de estado de banda lateral superior e inferior 355U y 355 L; 2) compensación de sincronización de símbolos de banda lateral superior e inferior ?tu y ?tL.; 3) errores de la frecuencia portadora de banda lateral superior e inferior ?fu y ?fL y, , 4) . compensación de la sincronización de símbolos combinada ?tc y la frecuencia portadora combinada ?f:. En respuesta a estas entradas, el módulo lógico de combinación de diversidad 370 proporciona en las salidas del mismo una señal de diversidad 375, compensación de sincronización ?t, y el error de la frecuencia portadora ?f. Se proporciona la señal de estado de diversidad 375 como una entrada al módulo controlador receptor de diversidad 380, mientras que se proporcionan la compensación de sincronización y el error de frecuencia al módulo de procesamiento de desmodulación para corregir la sincronización y la frecuencia, como se descr:':-previamente . El módulo lógico de combinación de diversidad proporciona un procesamiento de señal de combinació:. : diversidad requerido para seleccionar el par de ser.a-apropiado, que consiste de una compensación de sincronización de símbolos y un error de la frecuencia portadora correspondiente, a partir de tanto el módulo de adquisición de banda lateral de frecuencia superior e inferior, o de una combinación de tanto (el par de señal combinado) , o como el caso pueda ser, para determinar esa adquisición adicional que se requiera. Esencialmente, el módulo 370 sirve como un multiplexor "inteligente" para seleccionar condicionalmente entre la compensación de sincronización de tres símbolos y los pares de errores de frecuencia portadora introducidos al mismo, por sus salidas t y f. En la operación del receptor de diversidad, cada banda lateral del receptor, incluyendo los módulos de adquisición de banda lateral superior e inferior, operan, para la mayor parte, independientemente con respecto uno del otro. Cada uno de los módulos lógicos de validación 340U y 340L operan como se describe en la segunda modalidad (Fig. 4), proporcionando como salidas sus señales de estado de adquisición respectivos 355U, 355L. Es decir, el módulo lógico de validación de banda lateral superior 340U valida la compensación de sincronización de símbolos de banda lateral de frecuencia superior, como se representa por las posiciones temporales que salen del selector de picos 335U, y el módulo lógico de validación de banda lateral inferior 340L valida la compensación de sincronización de la banda lateral de frecuencia inferior, como se representa por las posiciones de picos de señal temporal que salen del selector de picos 335L. Con referencia a la Fig. 8, la cual representa la 5 lógica decisional y de selección (multiplexeo) ejecutada por el módulo lógico de combinación de diversidad 370, el módulo 370 realiza las siguientes etapas decisionales (validación) , y en respuesta a las mismas, selecciona la siguiente compensación de la sincronización de símbolos y el error de
' • 10 frecuencia portadora que salen del mismo: 1) se seleccionan la compensación de sincronización de símbolo de banda lateral superior ?t y la frecuencia portadora ?fu para el proceso de desmodulación si la señal de estado de adquisición de banda lateral
superior 355U indica la compensación de sincronización de símbolos de banda lateral superior válida, y la señal de estado de adquisición de banda lateral inferior 355L indica la compensación de sincronización de símbolos de banda lateral inferior inválida (Fig. 8, bloques 500 y 505), 20 2) la compensación de sincronización de símbolos de banda lateral inferior ?tL y el error de frecuencia portadora ?ÍL se seleccionan para el procese de desmodulación si la señal de estado de adquisición de banda lateral inferior 355L, indica la compensación de sincronización de símbolos de banda lateral inferior válida, y la señal de estado de adquisición de banda lateral superior 355U indica la compensación de sincronización de símbolos de banda lateral superior inválida (Fig. 8, bloques 510 y 515) ; 3) si las compensaciones de sincronización de símbolo de banda lateral superior e inferior ambas se validan, entonces el módulo lógico de combinación de diversidad 370 determina si la correlación temporal predeterminada existe entre las compensaciones de sincronización de símbolos de banda lateral superior e inferior validadas. Es decir, si las compensaciones de sincronización de símbolos de banda lateral superior e inferior están dentro de un número predeterminado de muestras de entre si, por ejemplo, 10 muestras, entonces la compensación de sincronización de símbolos combinada ?t , como se establece en la salida del selector de picos 390, y el error de la frecuencia portadora combinada ?fr, como se establece en la salida del módulo 392, se seleccionan para el proceso de desmodulación (Figura 8, bloques 520, 525, y 530); y 4) si las compensaciones de sincronización de símbolos de banda lateral superior y banda lateral inferior se validan ambas (como en la etapa previa) , pero en las compensaciones de sincronización de banda lateral superior e inferior no están temporalmente correlacionadas, o si ninguna de las compensaciones de sincronización de símbolos de señal de banda lateral se validan (de acuerdo a la etapa previa) , entonces no se seleccionan ni compensación de sincronización de símbolos, ni error de la frecuencia portadora, y continua el proceso de adquisición (Fig. 8, bloques 520, 525 y 535) . Ya que se forma el pico de señal combinado como una combinación aditiva de los picos de señal de banda lateral superior e inferior temporalmente correlacionados, y ya que las posiciones temporales de estos picos de señal de banda lateral superior e inferior son conocidas, entonces la posición temporal del pico de señal combinado es necesariamente constreñido para estar dentro de un intervalo predeterminado de posiciones, con relación a sus picos de señal constituyentes. De esta forma, el selector de picos 390 necesita solamente búsqueda dentro de este intervalo predeterminado de posiciones, es decir 50 muestras tanto del lado de la posición temporal de banda lateral superior e inferior, con el fin de encontrar y establecer la posición temporal del pico de señal combinado. Al limitar el intervalo de búsqueda, el tiempo de procesamiento, y el tiempo de adquisición se reduce, incrementando de esta forma la eficiencia total del proceso. El módulo lógico 370 de combinación de diversidad puede ser implementado como lógica digital discreta (AND, OR, ÑOR, XOR, etc.), lógica de disposición de compuerta, módulos de software que ejecutan en un procesador, una combinación de lo mencionado anteriormente, o usar cualquier otro procedimiento convencional. Además, debe ser apreciado que, en la presente invención, el fraccionamiento particular de la funcionalidad lógica entre los módulos lógicos de validación de banda lateral superior e inferior y el módulo lógico de combinación de diversidad es de ejemplo. Cualquier disposición alternativa puede ser usada, con la condición de que se conserven las funciones lógicas de validación y selección totales. En breve resumen de la operación del módulo 370, si solamente una de las bandas laterales tiene una compensación de sincronización de símbolos válida, entonc-s tal es usado para la desmodulación. Por otra parte, si az -. banda lateral tiene una compensación de sinrrom zae i ?" símbolos válida, y estas compensaciones de sincronizar. • de símbolos válida son correlacionadas temporalmente : acuerdo con los criterios predeterminados, entonces ias muestras de señal filtradas IIR tomadas de cada banda lateral se combinan, y la sincronización de símbolos generada de las mismas, es decir, una compensación de sincronización de símbolos combinada y el error de frecuencia, se eligen para el proceso de desmodulación. Si, por otra parte, cada banda lateral es validada, pero las bandas laterales no se correlacionan temporalmente entre si, o si ninguna banda lateral es validada, entonces no se elige la compensación de la sincronización de símbolos y continúa la adquisición. En todo este proceso, el controlador 380 del receptor de diversidad afirma el control requisito sobre los circuitos de control para controlar la operación del mismo de acuerdo con las salidas de selección 375 proporcionadas por el módulo lógico de combinación de diversidad 370. En resumen, el método de diversidad de la presente invención para recuperar la compensación de sincronización de símbolos y el error de la frecuencia portadora a partir de la señal OFDM, comprende las etapas de: Transmitir la señal modulada OFDM en tanto la banda lateral de frecuencia superior e inferior, cada una ue las bandas laterales que comprende una pluralidad de portadores de frecuencia modulados OFDM y una serie dc símbolos OFDM; Recibir la señal modulada OFDM de la banda lateral de frecuencia superior y proporcionar una primer salida de señal recibida (banda lateral superior) y la señal modulada OFDM de la banda lateral de frecuencia inferior y proporcionar una segunda salida de señal recibida (banda lateral inferior) ; Desarrollar una primera compensación de sincronización de símbolos (banda lateral superior) y el error de frecuencia que corresponde a los símbolos OFDM en la primera señal recibida; Desarrollar una segunda compensación de sincronización de símbolos (banda lateral inferior) y el error de frecuencia que corresponden a los símbolos OFDM en la segunda señal recibida; Validar la primera compensación de sincronización de símbolos en base a la consistencia temporal predeterminada de los mismos; Validar la segunda compensación de sincronización de símbolos en base a la consistencia temporal predeterminada de los mismos; Seleccionar una compensación de sincronización de símbolos óptima a partir de las primeras y segundas compensaciones de sincronización de símbolos en respuesta a las etapas de validación; y, Desmodular una serie de símbolos OFDM de por lo menos una de las bandas laterales usando la compensación de sincronización de símbolos óptima. El método también incluye las etapas de desarrollar una tercera compensación de sincronización de símbolos (combinada) que corresponde a una combinación de primera y segunda señales de sincronización representativas respectivamente de la primera y segunda compensaciones de sincronización de símbolos; y, Seleccionar la tercera compensación de sincronización de símbolos como la sincronización de símbolos óptima en respuesta a las condiciones de sincronización predeterminadas. La arquitectura de combinación de diversidad y la metodología descritas anteriormente proporciona un sistema de adquisición del receptor robusto en donde la sincronización de símbolos y la frecuencia portadora pueden ser recuperados exitosamente incluso cuando se bloquea una banda lateral total como por un desvanecimiento o interferencia. Por otra parte, al combinar las señales de banda lateral superior e inferior, como por el combinador de señal 385, puede ser lograda ganancia de procesamient adicional cuando se utiliza la sincronización de símbolos combinada (que sale del selector de picos 390) . En toda la descripción detallada mencionada anteriormente de la presente invención, los varios módulos de procesamiento de señal operan en la señal OFDM muestreada, recibida, que comprende la serie de los símbolos OFDM. Es más importante apreciar que es el modulador OFDM y no el receptor el que establece el número predeterminado de muestras en cada símbolo, tal como las 1080 muestras usadas para propósitos ilustrativos. La proporción de muestra en el receptor, como se determina en A/D 50, en el cual a su vez establece el número real de muestras recibidas para cada símbolo recibido, se fija en base a una variedad de criterios no importantes para las características salientes de la presente invención, incluyendo por ejemplo los criterios Nyquist, etc. A/D 50 puede tanto bajo o sobre la muestra establecer los símbolos recibidos en número de muestras recibidas por símbolo, o alternativamente, pueden generar el mismo número de muestras por símbolo en el receptor como se establece en el modulador. Lo que es importante en el procesamiento de señal de la presente invención, es que se preserva ia sincronización de símbolos en cada etapa respectiva del mismo. Mientras cada etapa del procesamiento se basa en el valor del periodo de símbolos, o múltiples del mismo, de muestras recibidas, no importa si este número de muestras está abajo, lo mismo como, o sobre el número de muestras de símbolos establecidas en el modulador; siempre se conservará el número de muestras de símbolos establecidas en el modulador. En resumen, las descripciones mencionadas anteriormente de las modalidades detalladas no limita en ninguna forma las posibles variaciones de la proporción de muestra de señal- recibida en la presente invención. Extendiendo este concepto además, la conservación de la sincronización de símbolos en todas y cada una de las etapas de procesamiento de señal puede ser lograda bajo una variedad de modalidad de la presente invención, no descrita previamente. Otra vez, mientras que el procesamiento de señal se base en un valor de periodo de símbolos, o múltiples del mismo, de muestras, entonces, por ejemplo, el módulo de superposición aditivo no necesita acumular cada muestra introducida al mismo. Cada otra muestra o cada tercera muestra, por ejemplo, puede ser acumulada sobre un periodo de símbolos. Además, los segmentos de señal límite acumulados para producir una señal acumulativa no necesita ser contigua; cada otro o cada tercer segmento, por ejemplo, pueden estar superimpuestos, siempre y cuando procedimiento sea aplicado consistentemente a todos segmentos de señal límite entrantes. Otra modalidad alternativa de la present invención se origina de la naturaleza lineal, y de esta forma intercambiable, de tanto los procesos de filtro acoplado y de superposición aditiva. Aunque es preferible preceder la filtración acoplada con la superposición aditiva en la presente invención, tal no es una limitación de la misma. Su secuenciación puede ser cambiada, para de esta forma cambiar la filtración acoplada antes a la superposición aditiva. Notar que los circuitos o módulos de procesamiento de señal en cada una de las modalidades de la presente invención, que incluyen pero no se limitan al módulo de desarrollo de picos, los módulos de superposición aditiva y los filtros acoplados del módulo de incremento de señal, el selector de picos, el extractor de fase y el generador de frecuencia, el módulo lógico de validación, el módulo lógico de combinación de diversidad, el módulo modulador OFDM, y todos los circuitos que constituyen los módulos mencionados anteriormente puede ser implementados usando una variedad de técnicas y tecnologías. Los módulos pueden ser implementados como lógica digital en disposiciones de compuerta, circuitos integrados de aplicación específica, disposiciones de compuerta programable de campo tales como se proporcionan por Zilrnx Corp, disposiciones de lógica programable y dispositivos, etc . Alternativamente, los módulos pueden ser implementados como programas de ejecución en plataformas de hardware de computadora tales como construcción al gusto o procesadores o microprocesadores de señal digital comercialmente disponibles. Además, los módulos de procesamiento de señal pueden ser implementados exclusivamente como rutinas de programa de computadora que se ejecutan en una estación de trabajo de computadora, para aplicaciones que incluyen por ejemplo, simulaciones. Incluso además, el procesamiento analógico puede reemplazar el procesamiento digital si se desea. Puede ser implementado el sistema total de la presente invención usando una combinación virtualmente no limitada de las tecnologías de ejemplo mencionadas anteriormente. Aunque se ha descrito esta invención en conexión con formas específicas y modalidades de la misma, se apreciará que varias modificaciones diferentes a las discutidas anteriormente pueden ser reclasificadas sin alejarse del espíritu y alcance de la invención. Por ejemplo, pueden ser substituidos elementos funcionalmente equivalentes por aquellos mostrados y descritos específicamente, pueden variar las cantidades proporcionales de los elementos mostrados y descritos, y en las etapas del método de formación descritas, pueden ser invertidas o interpuestas las etapas particulares, todas sin alejarse del espíritu o alcance de la invención como se define en las reivindicaciones anexas.